JP5698307B2 - 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 - Google Patents

Description

本発明は無線通信に関し、特に単一チャンネルにより送信された多数の信号の位相および振幅歪みを補償するための優れた改良された方法に関する。

符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は多数のシステムユーザが存在する通信を容易にするための幾つかの技術のうちの１つである。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、振幅圧伸単一側波帯（ＡＣＳＳＢ）のようなＡＭ変調方式等の他の多元アクセス通信システム技術が技術上知られている。多元のアクセス通信システムで異なる同時に送信された信号を弁別する技術もチャンネル化として知られている。ＣＤＭＡの拡散スペクトル変調技術は他の多元のアクセス技術にまさる大きな利点を有する。

多元アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は米国特許第4,901,307 号明細書（発明の名称“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS ”）に開示されている。多元アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用はさらに米国特許第5,103,459 号明細書（発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”）および米国特許第5,751,761 号明細書（発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR ORTHOGONAL SPREAD SPECTRUM SEQUENCE GENERATION IN VARIABLE DATA RATE SYSTEMS”）に開示されている。符号分割多元アクセス通信システムは、以後ＩＳ−９５と呼ぶ米国電気通信工業会のＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａ（題名“MOBILE STATION-BASE STATION COMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM ”）で標準化されている。

国際電気通信連合は最近、無線通信チャンネルによって高いデータ速度および高品質のスピーチサービスを与える提案された方法の提案をリクエストした。これらの提案の第１の提案は米国電気通信工業会により発行され、題名は“The cdma2000 ITU-R RTT Candidate Submission ”であり、以後ｃｄｍａ２０００と呼ぶ。これらの提案の第２の提案は欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）により発行され、題名は“ETSI UMTS Terrestrial Radio Access(UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission ”である。これらの提案の第３の提案は米国のＴＧ８／１により提出され、題名は“The UWC-136 Candidate Submission”である（以後ＥＤＧＥと呼ぶ）。これらの提案の内容は公共の記録であり、技術でよく知られている。

幾つかのＩＳ−９５システムで使用されるＣＤＭＡ復調器構造では、疑似雑音（ＰＮ）チップインターバルは結合されるために、最小２つの通路に分離されることを規定する。異なる通路が復調されることができる前に、受信された信号の通路の相対的な到着時間（またはオフセット）がまず決定されなければならない。復調器はオフセットのシーケンスを“サーチ”し、各オフセットで受信されたエネルギを測定することによってこの機能を実行する。潜在的なオフセットに関連するエネルギがあるしきい値を超えたならば、復調エレメントまたは“フィンガ”がそのオフセットに割当てられることができる。その通路オフセットに存在する信号はその後、それらのそれぞれのオフセットで他のフィンガの貢献と合計されることができる。ＣＤＭＡサーチャの使用は、米国特許第5,764,687 号明細書（発明の名称“MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS SYSTEM”）に開示されている。

幾つかのＩＳ−９５システムで使用されるＣＤＭＡ受信機構造では、送信機から受信機へ通過するデータは固定した時間間隔で送信されるフレームに分割される。各間隔中に送信される可変のデータ量に基づいて、送信機はデータを幾つかの大きさのうちの１つのフレームサイズに位置させる。これらの各フレームサイズは異なるデータ速度に対応するので、フレームはしばしば可変速度フレームと呼ばれる。このようなシステムの受信機は受信されたフレーム内で伝送されたデータを適切に解釈するために各受信されたフレームの速度を決定しなければならない。このようなデータ決定方法はフレーム品質計量の発生を含んでいることが多く、これは決定されたフレーム速度に関係する不確定度のレベルの評価に使用されることができる。速度決定の実行およびフレーム品質計量の発生方法は米国特許第5,751,725 号明細書（発明の名称“METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING THE RATE OF RECEIVED DATQA IN A VARIABLE RATE COMMUNICATION SYSTEM ”）に開示されている。

ＣＤＭＡシステムの信号は、米国特許出願第08/856,428号明細書（発明の名称“REDUCED PEAK TO AVERAGE TRANSMIT POWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM ”、1996年４月９日）に開示されているような複素数ＰＮ拡散であり、次式にしたがう。
Ｉ＝Ｉ' ＰＮ_I ＋Ｑ' ＰＮ_Q （１）
Ｑ＝Ｉ' ＰＮ_Q −Ｑ' ＰＮ_I （２）
ここでＰＮ_I とＰＮ_Q は異なるＰＮ拡散コードであり、Ｉ' とＱ' は送信機で拡散される２つのチャンネルである。

ｃｄｍａ２０００に記載されているように、送信信号は直交ウォルシュコード化を使用して構成され、１つのウォルシュコードはパイロットサブチャンネル信号の送信に使用される。このような送信信号の構成に使用される直交ウォルシュサブチャンネルは送信前に共に付加され、受信機で受信される前に、同一の伝送チャンネルまたは通路を伝播する。各伝送チャンネルはその固有の特性により、そこを通過する信号の位相および振幅を変化させ、熱雑音の成分を付加する。これらのチャンネル特性は送信機または受信機による任意の運動で変化するが、受信機および送信機の両者が静止しているときでさえも時間で変化することがある。チャンネル特性は通常、チャンネルを通過して送信されるデータシンボルと比較して非常にゆっくりと変化する。

幾つかのＣＤＭＡ受信機はチャンネルの位相および振幅歪みを評価する回路を使用する。これらの評価はその後、チャンネル歪みの補償に使用され、受信された信号のさらに正確なデコードおよび復調を可能にする。信号の位相および振幅を評価し、復調されたデータ信号との出力のドット積を実行する１つのこのような回路は米国特許第5,506,865 号明細書（発明の名称“PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT ”）に詳細に記載されている。そこに記載されている構造では、全てゼロのパイロットチャンネルが受信され、チャンネル特性の評価に使用される。結果的なチャンネル評価はその後、復調された信号をスカラーデジタル値へ変換するのに使用される。

直交サブチャンネルで送信された全てのＣＤＭＡ信号は互いに相互干渉を生じて、隣接するセル区域にジャマーとして作用する。直交サブチャンネル信号のコヒーレントな復調を可能にするために、１つのサブチャンネルはしばしばパイロット搬送波の専用にされる。前述の米国特許第5,506,865 号明細書に詳細にされているように、パイロット搬送波はチャンネル特性の評価を生成するために受信機で使用される。これらのチャンネル評価の正確性はパイロットチャンネル信号の強度に基づいている。残念ながら、パイロットチャンネルはデータを伝送せず、したがってパイロット送信パワーを最小にすることが望ましい。一般的に、データ信号パワーに関するパイロットパワーはこれらの２つのファクター間をバランスさせることにより選択され、それによって最良の全体的なシステム性能が実現される。この理由で、増加されたパイロット信号強度を必要としない正確な信号評価の生成方法は非常に望まれている。

本発明は、送信チャンネルとも呼ばれる共通の伝播路により共に送信される多数のサブチャンネル信号を受信する受信機の性能を改良する方法および装置を開示している。送信チャンネルによって信号に導入された位相および振幅歪みを補償するために、受信機は送信チャンネルの位相および振幅歪みを評価するサブチャンネル信号を使用する。送信チャンネルに固有の歪みを評価するプロセスはチャンネル評価と呼ばれ、これはチャンネル評価の生成に使用される。本発明はチャンネル評価の正確性を改良するため（パイロットサブチャンネルではなく）データ伝送サブチャンネルを使用する優れた方法を含んでいる。本発明は多数のサブチャンネルの伝送とコヒーレントな復調とを同時に使用する任意の通信システムに適用可能である。

情報信号内のサブチャンネル信号は時分割多重化（ＴＤＭ）または符号分割多元化（ＣＤＭ化）される。例示的な実施形態はｃｄｍａ２０００で提案された逆方向リンクの文脈で説明している。チャンネル構造で支配的な一般人のために、本発明は、欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）により発行された候補提案（題名“The ETSI UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission”（以下ＷＣＤＭＡ（登録商標）））にしたがって逆方向リンク送信の受信にも同等に応用可能である。さらに、本発明はこれらのシステムの順方向リンクの受信にも同等に応用可能である。

ｃｄｍａ２０００では、データを伝送するサブチャンネルは高いデータ速度（例えば７６．８ｋｂｐｓ）補足チャンネルと、低いデータ速度（例えば９．６ｋｂｐｓ）基本チャンネルを含んでいる。パイロットチャンネルの公称上のパワーは基本チャンネルの（例えば基本チャンネルパワーの）復調に最適にされる。高いデータ速度の補足チャンネルの適切な復調を可能にするため、ｃｄｍａ２０００標準方式は補足チャンネルが使用中であるとき公称レベルを超えてパイロットパワーを増加することを提案している。さらに、ｃｄｍａ２０００標準方式は補足チャンネルが使用している幾つかの有効なデータ速度に基づいてパイロットパワーの異なるレベルを使用することを提案した。

データ速度にしたがってパイロットパワーを変化すると、別の困難な問題がシステム設計に生じる。例えば、パワー制御ループが正確に作用するように受信機が前もってデータ速度を知ることが必要である。これはまたサーチ／フィンガロックの選択をさらに困難にする。さらに、復調性能を犠牲にせずに行うことができるならば、全体的なシステム性能を改良するためパイロットオーバーヘッドを減少することが所望される。

基本チャンネル信号に基づいてチャンネル評価の形成を可能にすることによって、本発明はシステムが優れた補足チャンネル復調性能を実現することを可能にする。十分なチャンネル評価情報が基本チャンネルから抽出されることができるならば、許容可能な補足チャンネル復調性能はパイロットパワーを全く変化せずに実現される。基本信号はパイロット信号のパワーの４倍程度で送信されることができるので、両信号を使用して形成されるチャンネル評価はパイロット信号だけに基づいた評価よりも非常に正確である。さらに正確なチャンネル評価を使用するその後の復調も同様に性能を改良する。

ｃｄｍａ２０００では、基本チャンネルの送信パワーは公称のパイロットの送信パワーの４倍である。パイロットと基本チャンネルとの結合されたパワーは公称のパイロットチャンネルのパワーの５倍である。公称のパイロットチャンネルと基本チャンネルとの両者から得られた結合されたチャンネル評価はｃｄｍａ２０００補足チャンネルを復調するのに十分に正確である。補足チャンネルが使用中であるときにパイロットパワーを増加することは１つの選択肢であるが、結合されたチャンネル評価の強化された正確性を与えることは必要ではない。

受信された基本チャンネルから抽出されたチャンネル評価の付加された正確度は正確な基準信号の使用に依存しており、これは随意的に送信された基本チャンネル信号と同一であってもよい。基本チャンネル評価を形成するのに使用されるデコードされたシンボルの不正確性は結合したチャンネル評価の品質を劣化する。補足チャンネルはフレームエラーの高い許容度を有するパケットデータチャンネルである可能性が高いが、補足チャンネルを復調するときにフレームエラー率を最小にすることが望ましい。

本発明の好ましい実施形態では、受信された基本チャンネル信号は最初にデインターリーブされ、順方向エラー補正（ＦＥＣ）は送信機の相補型ＦＥＣエンコードおよびインターリーブ機能を利用するためにデコードされる。その後、補正されたシンボル流は再度コード化され、再度インターリーブされ、チャンネル評価装置により基準信号として使用するための送信信号の理想的なレプリカを生成する。

本発明の別の実施形態では、基本チャンネルパワーは基本チャンネルエラー率を減少することが必要なときに増加される。基本チャンネルエラー率の減少はさらに正確なチャンネル評価を生成するので、基本チャンネルパワーの増加は補足チャンネルを復調するときエラー率を減少させる。補足チャンネルと基本チャンネルとのデータ速度比が大きいとき、基本チャンネウパワーの僅かな増加は全体的な送信パワーにほとんど影響を与えず、劣化は僅かである。

さらに一般的な意味では、本発明は情報の単一チャンネルが送信される場合に使用されることができる。単一のデータチャンネルを使用する別の実施形態では、チャンネルは人工的に２つの物理チャンネルに分離され、これらは異なるデータ速度で同時に送信される。受信の時、低速度のチャンネルは最初に復調され、パイロットベースチャンネル評価を使用してデコードされる。デコードされたビットは再度コード化され、高いデータ速度の補足チャンネルをコヒーレントに復調するために用いられるチャンネル評価の改良に使用される。この構成はデータ処理能力がフェーディング環境の理論的容量制限にさらに近付くことを可能にする。

本発明の実施形態を含む無線通信システムの基本的なコンポーネントを示した説明図。 無線送信機における本発明の好ましい実施形態のブロック図。 無線受信機における本発明の好ましい実施形態のブロック図。 例示的なチャンネル評価装置回路のブロック図。

詳細な説明

本発明の特徴、目的、利点は添付図面を伴った以下の詳細な説明からさらに明白になるであろう。同一の参照符号は全体を通じて対応している。
図１は無線通信システムの環境における本発明を示している。例示的な実施形態では、加入者局２は送信チャンネル８により基地局のトランシーバサブシステム（ＢＴＳ）４へ受信アンテナ６を介して幾つかの符号分割多元化された信号を送信する。ｃｄｍａ２０００またはＷＣＤＭＡ逆方向リンクの例示的な実施形態では、符号分割多元化されたチャンネルは直交コード化を使用して相互に弁別される。直交コード化を行う方法は前述の米国特許出願第08/856,428号明細書に詳細に記載されている。

例示的な実施形態では、加入者局２から基地局のトランシーバサブシステム４へ送信される３つのタイプのＣＤＭＡ信号はパイロット信号10、基本信号12、補足信号14である。例示的な実施形態では、加入者局２から送信される信号はｃｄｍａ２０００に規定されているように、パイロットチャンネル、基本チャンネル、補足チャンネルを含んでいる符号分割多元アクセス通信信号である。符号分割多元アクセス通信信号の発生および送信については前述の米国特許第5,103,459 号明細書とＩＳ−９５仕様に詳細に記載されている。

加入者局２は移動局として示されているが、無線モデム、無線ローカルループ加入者局、ＢＴＳまたは多数の同期サブチャンネルを送信する任意の他の無線通信装置であることもできる。受信機局４はＢＴＳとして示されているが、無線加入者局またはコヒーレントに多数のサブチャンネルを復調する任意の他の受信機であることができる。多数の送信を同時に受信する方法および装置は技術でよく知られている。例示的な実施形態では、加入者局２から送信された信号はＲＡＫＥ受信機を使用してＢＴＳ４において受信され、その構造は技術でよく知られており、前述の米国特許第5,109,390 号明細書に記載されている。

図２は本発明の１実施形態にしたがった多数の同期サブチャンネルを送信できる加入者局２を示している。図２では、パイロット、補足、基本チャンネル信号は直交サブチャンネルで送信するために発生される。

パイロットチャンネルは既知の一定の送信された波形であり、それ故、データを伝送しない。この理由で順方向エラー補正およびインターリーブはパイロットチャンネルでは不要である。パイロットチャンネルはウォルシュスプレッダ110 へ直接送信され、ウォルシュスプレッダ110 はパイロットチャンネルウォルシュ関数Ｗ_P にしたがってデータを拡散し、したがってウォルシュカバーされたパイロットチャンネル信号を発生する。ウォルシュカバーされたパイロットチャンネル信号はその後、相対的利得モジュール116 へ送られ、この相対的利得モジュール116 は他の直交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされたパイロットチャンネル信号の振幅を調節する。好ましい実施形態では、パイロットチャンネルウォルシュ関数は全てゼロのウォルシュコードであり、パイロットチャンネルウォルシュスプレッダ110 は省略され、ＤＣ信号が相対的な利得モジュール116 へ直接送られる。

基本チャンネルデータは最初に順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ102 へ送られ、順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ102 はエンコードされた基本チャンネル信号を発生する。結果的なエンコードされた基本チャンネル信号はインターリーバ106 へ送信され、このインターリーバ106 はインターリーブされた基本チャンネル信号を発生する。インターリーブされた基本チャンネル信号はその後、ウォルシュスプレッダ112 へ送られ、ウォルシュスプレッダ112 は基本チャンネルウォルシュ関数Ｗ_F にしたがってデータを拡散し、その結果カバーされた基本チャンネル信号を発生する。カバーされた基本チャンネル信号はその後、相対的利得モジュール118 へ送られ、相対的利得モジュール118 は他の直交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされた基本チャンネル信号の振幅を調節する。

補足チャンネルデータは最初に順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ104 へ送られ、この順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ104 はエンコードされた補足チャンネル信号を発生する。結果的なエンコードされた補足チャンネル信号はインターリーバ108 へ送られ、このインターリーバ108 はインターリーブされた補足チャンネル信号を発生する。インターリーブされた補足チャンネル信号はその後、ウォルシュスプレッダ114 へ送られ、ウォルシュスプレッダ114 は補足チャンネルウォルシュ関数Ｗ_S にしたがってデータを拡散し、それによってカバーされた補足チャンネル信号を発生する。カバーされた補足チャンネル信号はその後、相対的利得モジュール120 へ送られ、相対的利得モジュール120は他の直交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされた補足チャンネル信号の振幅を調節する。

示されている好ましい実施形態ではサブチャンネルコード化を行うために直交ウォルシュ関数が使用されているが、当業者はサブチャンネルコード化も本発明の技術的範囲を逸脱せずにＴＤＭＡまたはＰＮコード化を使用して実現されることを認識するであろう。ＰＮコード化を使用する実施形態では、基準信号Ｗ_S 、Ｗ_P 、Ｗ_F はそれぞれ補足、パイロット、基本チャンネルに対応してＰＮコードにより置換される。

当業者は、ＦＥＣモジュール102 および104 が本発明の技術的範囲を逸脱せずに任意の数の順方向エラー補正技術を使用することができることを認識するであろう。このような技術はターボコードコード化、コンボリューションコード化、またはブロックコード化のような他の形態のコード化を含んでいる。さらにインターリーバ106 および108 はコンボリューションインターリーブ、ターボインターリーブ、ブロックインターリーブおよびビット反転インターリーブを含む任意の多数のインターリーブ技術を使用することができる。ターボコードエンコーダとターボインターリーバは前述のｃｄｍａ２０００仕様に記載されている。

各相対的利得モジュール116 、118 、120 の出力はその後ＰＮスプレッダモジュール122 へ送られる。ＰＮスプレッダモジュール122 の出力はその後送信機124 へ送られる。送信機124 は信号をアンテナ126 により送る前に、ＰＮスプレッダモジュール122 から受信された全体的な複素数信号の利得を変化することによって送信利得の付加的な制御を行う。

別の実施形態では、随意選択的な相対的利得モジュール116 は省略され、パイロット信号は直接ＰＮスプレッダモジュール122 へ送られる。他のチャンネルの利得はパイロットチャンネルの利得に関して調節される。当業者は相対的利得モジュール116 を含むかまたはそれを含まないシステムを使用してチャンネルの相対的利得を制御する２つの方法が機能的に等価であることを認識するであろう。

当業者は、任意のサブチャンネル信号がその実効的な送信利得をゼロに等しくすることにより“オフに切換え”られることを認識するであろう。これはそのそれぞれの相対的利得モジュール116 、118 または120 をこのように構成することにより実現されてもよい。同様の結果は論理スイッチのようなＰＮスプレッダによりサブチャンネル信号の進行を断続することにより得られる。当業者は本発明の技術的範囲を逸脱せずにサブチャンネルの実行送信利得をゼロに設定する方法を使用してもよい。

ＰＮスプレッダ122 は疑似ランダムに発生された拡散シーケンスを使用して直交チャンネル信号を拡散し、送信機124 へ結果的な複素数信号を送信してアンテナ126 により送信する。好ましい実施形態では、ＰＮスプレッダ122 は前述の米国特許出願第08/856,428号明細書に記載されているように複素数ＰＮ拡散を使用する。前述のｃｄｍａ２０００仕様の図33で示されているように、ＰＮスプレッダ122 はＰＮ拡散の実行前に利得モジュール116 によって、利得モジュール118 、120 の基本チャンネルおよび補足チャンネル出力の信号をパイロットチャンネル出力に関して９０度付加的に回転させる。

当業者はＰＮスプレッダ122 が各入力信号に対して１つの複素数拡散信号を発生し、ＰＮスプレッダ122 の後および送信機124の前に相対的利得モジュール116 、118 、120を配置させることが可能であることを認識するであろう。

別の実施形態では、相対的利得モジュール116 、118 、120 により与えられる相対的な利得は利得制御プロセッサ128 により劇的に制御される。各モジュールの利得はチャンネルのデータ速度にしたがって変更されてもよい。例えばパイロットチャンネル利得はデータが基本および補足チャンネルの両者で送信されているときに増加されてもよい。あるいは、基本チャンネル利得はデータが補足チャンネルで送信されているときに増加されてもよい。

図３は無線受信機において使用されるときの本発明の好ましい実施形態を示している。３つの直交サブチャンネルを含んでいる複素数信号はアンテナ200 により受信され、受信機202 で下方変換される。結果的に得られた下方変換された信号はその後、その次の処理で使用されるＩおよびＱ成分サンプルを発生するために複素数ＰＮデスプレッダ204 へ送られる。複素数ＰＮデスプレッダは前述の米国特許出願第08/856,428号明細書にしたがって動作する。前述のチャンネル評価装置250 とパイロットチャンネル評価装置252 と、チャンネル評価結合装置230 の動作を以下詳細に説明する。

ＩおよびＱ成分サンプルはウォルシュデスプレッダ206 へ送られ、ウォルシュデスプレッダ206 はウォルシュスプレッダ112 で基本チャンネルを拡散するのに使用されるのと同一のウォルシュ関数Ｗ_F を使用する。ウォルシュデスプレッダ206 はカバーが除かれた基本チャンネルのＩおよびＱ成分を発生する。

ＩおよびＱ成分信号はまたパイロットチャンネル評価装置 218Ａへ入力され、濾波されたパイロットＩおよびパイロットＱサンプルを発生する。パイロットチャンネル評価装置 218ＡはウォルシュコードＷ_P の入力と共に示されており、このＷ_P はウォルシュスプレッダ110 でパイロットチャンネルの拡散に使用されるＷ_P に対応する。

図４はチャンネル評価装置218 の例示的な実施形態を示している。複素数入力信号はＩおよびＱサンプル流としてチャンネル評価装置218 へ与えられる。Ｉサンプルはミキサ302Ａで基準信号ＲＥＦと混合され、複素数入力信号の実数成分Ｒを抽出する。ミキサ 302Ａの出力は抽出された実数成分から雑音を除去するため雑音排除フィルタ 304Ａへ与えられる。ミキサ 302Ｂでは、Ｑサンプルはミキサ 302Ａで使用されるのと同一の基準信号と混合され、それによって複素数入力信号の虚数成分を抽出する。ミキサ 302Ｂの出力は抽出された虚数成分から雑音を除去するため雑音排除フィルタ 304Ｂへ与えられる。当業者は本発明の技術的範囲を逸脱せずに、雑音排除フィルタ 304がローパスフィルタ、整合されたフィルタ、または累算装置として構成されてもよいことを認識するであろう。

チャンネル評価装置218 で使用される基準信号は実数、虚数、または複素数である。複素数基準信号と共に使用するのに適したチャンネル評価装置218 の別の実施形態では、ミキサ302 は（複素数ミキサとも呼ばれる）複素数乗算器であり、それぞれ実数出力と虚数出力との両者を有する。ミキサ302 の実数出力はその後、実数成分フィルタ 304Ａで濾波される前に合計される。ミキサ302 の虚数出力は虚数成分フィルタ 304Ｂで濾波される前に合計される。同様にして複素数乗算器は拡散およびデスプレッド中の基準機能として複素数ウォルシュコードの使用を可能にするためウォルシュスプレッダまたはデスプレッダで使用されることができる。複素数ウォルシュコードを使用するウォルシュ拡散は複素数ウォルシュ拡散として知られ、複素数ウォルシュコードを使用するウォルシュデスプレッドは複素数ウォルシュデスプレッドとして知られている。

提案されたｃｄｍａ２０００標準方式では、パイロットチャンネルは基本および補足チャンネルから９０度位相をずらして送信される。それ故、好ましい実施形態ではパイロットチャンネル評価装置 218Ａは９０度だけその出力を回転させる。この回転は虚数値による基準の乗算または雑音排除フィルタ304 の実数および虚数出力の回転を含む多数の方法で実現されてもよい。同一の最終結果はまた本発明の技術的範囲を逸脱せずに基本および補足チャンネルの信号を回転することによって実現されてもよい。また基本および補足チャンネルに関するパイロットチャンネルの相対的回転は本発明の技術的範囲を逸脱せずに正または負のいずれであってもよい。

共に、抽出された実数および虚数成分は基準信号と相関する任意の信号成分の振幅および位相情報を含んだチャンネル評価ベクトルを構成する。チャンネル評価の品質は受信された複素数入力信号と基準信号との間の相関の程度に基づいている。受信された複素数入力信号と基準信号との間で最高度の相関を実現するために、受信機により使用される基準信号は送信機により送信された信号、例えばパイロットチャンネルの場合のウォルシュコードＷ_P と正確に一致しなければならない。基準信号と送信された信号との差はチャンネル評価に不正確度を生じさせる。

ＩＳ−９５システムでは、パイロットウォルシュコードＷ_P は全てゼロのウォルシュコードであり、その場合チャンネル評価は前述の米国特許第5,506,865 号明細書に記載されているように、丁度１対のフィルタを使用して行われることができる。この場合、パイロットチャンネルウォルシュスプレッダ110 は送信機から省略される。受信機のチャンネル評価装置はその後、ミキサ302 がパイロットチャンネル評価装置 218Ａから省略されるように構成されることができる。ミキサがなく、フィルタで構成されている全てゼロのウォルシュコードパイロットのチャンネル評価装置はまたパイロットフィルタとして知られている。しかしながら、図４で示されているチャンネル評価装置の実施形態は全てゼロのウォルシュコード以外のパイロットウォルシュコードの使用を可能にする。

パイロットＩおよびパイロットＱ信号は共にＣＤＭＡ送信チャンネル８の振幅および位相特性の評価として使用される。結果的なパイロットＩおよびパイロットＱは、カバーが除かれた基本チャンネルＩおよびＱ成分と共にドット積モジュール208 へ与えられる。基本チャンネル信号のパイロットチャンネル評価ベクトルへのスカラー投影を計算するドット積モジュール208 は前述の米国特許第5,506,865 号明細書に記載されている回路にしたがっている。パイロットチャンネル信号10、基本チャンネル信号12、補足チャンネル信号14は同一の伝播路８を通過するので、チャンネルで導入される位相エラーは全ての３つの信号で同一である。

この位相エラーは前述の米国特許第5,506,865 号明細書に記載されているドット積演算を行うことにより除去される。例示的な実施形態では、基本チャンネルはパイロットチャンネル評価を使用してドット積モジュール208 でコヒーレントに復調される。ドット積モジュールは各シンボル期間にスカラー信号を生成し、これは送信チャンネル８により受信されたパイロット信号と同位相の基本チャンネル信号の大きさを示している。

ドット積モジュール208 により出力される基本チャンネルシンボルはその後、デインターリーバ210 へ送られ、このデインターリーバ210 は送信インターリーバ106 の逆の機能を実行する。結果的にデインターリーブされた信号はその後、順方向エラー補正（ＦＥＣ）デコーダ212 へ送信される。デコーダ212 はＦＥＣエンコーダ102 の逆の機能を実行し、順方向エラーの補正された信号を出力する。

デコーダ212 による補正された信号出力はまた送信機ＦＥＣエンコーダ102 と同一のＦＥＣ関数を使用して信号を再度符号化するエンコーダ224 へ送られる。このようにして、エンコーダ224 は送信された基本信号の理想的な表示を生成する。この理想的な表示はその後、送信機インターリーバ106 と同一の機能を行うインターリーバ226 へ送られ、加入者局２により送信されるインターリーブされた基本チャンネルデータの理想的な表示を生成する。

ウォルシュデスプレッダにより生成されたＩおよびＱ成分サンプルは遅延素子220 へ入力され、遅延素子220 はインターリーバ226 の出力と同期されるＩおよびＱ成分を生成する。遅延素子220 はドット積モジュール208 とデインターリーバ210 とデコーダ212 とエンコーダ224 とインターリーバ226 により生成された遅延を補償するように設計されている。

遅延素子220 により出力される同期されたＩおよびＱ成分はその後、インターリーバ226 の出力と共に、チャンネル評価装置 218Ｂへ送られる。チャンネル評価装置 218Ｂは基準信号としてインターリーバ226 の出力を使用し、ＩおよびＱサンプル流として遅延素子220 の出力を使用し、そこからチャンネル評価出力を形成する。

ＦＥＣデコーダ212 により出力された補正されたビットは再度符号化され、再度インターリーブされ、基本チャンネルで実際に送信されたものと一致する可能性が高い基準信号を発生する。チャンネル評価装置 218Ｂに対する入力としてこのさらに信頼性のある基準信号の使用により、チャンネル評価装置 218Ｂにより発生される基本チャンネル評価の正確度は改良される。

次善の実施形態では、基本チャンネル信号の理想的な表示を生成するためにデインターリーバ210 、デコーダ212 、エンコーダ224 、インターリーバ226 を使用する代わりに、ドット積モジュール208 の出力はチャンネル評価装置 218Ｂへ直接与えられる。この場合。遅延素子220 はドット積モジュール208 のドット積演算を実行するのに必要な時間を補償するだけである。しかしながら、基本チャンネル評価装置はバイパスされた成分のエラー補正の利点を得ることはない。

パイロットチャンネル評価装置 218Ａの複素数出力成分は、基本チャンネル信号を使用してチャンネル評価を実行するのに固有の遅延を補償するために遅延素子222 が設けられる。基本チャンネルの処理により生成されたチャンネル評価パラメータは、遅延されたチャンネル評価パラメータと共に遅延素子220 と222 からチャンネル評価結合装置230 へ送られる。チャンネル評価結合装置230 はパイロットおよび基本チャンネルの両者の処理に対するチャンネル評価データを結合し、第３の結合されたチャンネル評価を含んでいる出力を生成する。送信チャンネルの特性が時間の経過にしたがって変化するとき、パイロットチャンネル評価装置 218Ａとチャンネル評価装置 218Ｂは更新されたチャンネル評価をチャンネル評価結合装置230 へ与え、したがってチャンネル評価結合装置230 は結合されたチャンネル評価出力を更新する。

好ましい実施形態では、エンコーダ224 へ送信されたデコーダ212 の出力は付加的に制御プロセッサ216 へ送られる。制御プロセッサ216 は各受信されたデータフレームに対するフレーム速度情報を生成する。制御プロセッサ216 は各受信されたデータフレームの有効性検査も実行する。制御プロセッサ216 はその速度決定および有効性検査の結果に基づいて基本チャンネル品質計量値を生成する。基本チャンネル品質計量値はパイロットチャンネル評価に割当てられた加重係数に関連して基本チャンネル評価へ適切な加重係数を割当てるために使用される。基本チャンネル品質計量値はＣＲＣの正確性に基づく受信されたフレームの有効性に基づいて変化する。異なる速度のフレームはまた異なる数のＣＲＣビットを使用してもよく、またはフレームエラー検査保護の程度を変化してもよいので、制御プロセッサ216 は受信されたフレーム速度にしたがって基本チャンネル品質計量を付加的に変化してもよい。

制御プロセッサ216 はまたエンコーダ224 へ接続される。制御プロセッサ216 はデコーダ212 から受信されたデータを再度符号化するのに使用するためにフレーム速度情報をエンコーダ224 へ送る。

例示的な実施形態では、チャンネル評価結合装置230 は加重平均結合装置であり、これは次式にしたがってパイロットおよび基本チャンネル評価の加重平均を行うことにより結合されたチャンネル評価信号を生成する。
Ｒ_COMB＝ＸＲ_PILOT ＋（１−Ｘ）Ｒ_FUND （３）
Ｉ_COMB＝ＸＩ_PILOT ＋（１−Ｘ）Ｉ_FUND （４）
ここで、Ｒ_COMBとＩ_COMBは結合されたチャンネル評価の実数成分および虚数成分であり、Ｒ_PILOT とＩ_PILOT はパイロットチャンネル評価の実数成分および虚数成分であり、Ｒ_FUNDとＩ_FUNDは基本チャンネル評価の実数成分および虚数成分であり、Ｘはスケーリング係数である。スケーリング係数Ｘは０乃至１の値を有する。スケーリング係数１はパイロットチャンネル評価に等しい結合されたチャンネル評価を生じる。スケーリング係数０は基本チャンネル評価に等しい結合されたチャンネル評価を生じる。Ｘの値はパイロットチャンネルのスケールされたチャンネル評価を生成するためにパイロットチャンネル評価により乗算される第１の乗数を表している。（１−Ｘ）値は基本チャンネルのスケールされたチャンネル評価を生成するために基本チャンネル評価により乗算される第２の乗数を表している。２つのスケールされたチャンネル評価は結合されたチャンネル評価を生成するために共に加算される。

チャンネル評価結合装置230 はダイナミック加重係数として制御プロセッサ216 により基本チャンネルから発生されたチャンネル評価へ与えられる基本チャンネル品質計量値を付加的に使用する。基本チャンネル品質計量値が高いフレームエラー率を示すとき、チャンネル評価結合装置230 はスケーリング係数Ｘ値を増加する。それ故、フレームエラーが生じたとき、補足チャンネルの復調に使用される結合されたチャンネル評価はパイロットチャンネル評価から多く得られ、基本チャンネル評価からは少なく得られる。別の実施形態では、フレームエラーは有効なフレームが受信されるまで、スケーリング係数Ｘの値を１に等しくする。

本発明の別の実施形態では、制御プロセッサ216 はチャンネル評価結合装置230 へ送られる前に、基本チャンネル品質計量値の平滑化またはローパス濾波を実行する平滑化モジュールを含んでいる。この平滑化は、チャンネルに固有の高周波数雑音を受けにくく、チャンネル評価結合装置230 により行われる加重平均を容易にする。

本発明のさらに別の実施形態では、パイロットおよび基本チャンネル信号を送信するとき受信機は相対的利得モジュール116 と118 により使用される相対的利得を知っている。この実施形態では、第２の乗数に対する第１の乗数の比が基本チャンネルの送信利得に対するパイロットチャンネルの送信利得の比に等しいようにＸの値が調整される。

好ましい実施形態では、制御プロセッサ216 によってチャンネル評価結合装置230 へ与えられる基本チャンネル品質計量値はチャンネル評価装置 218Ｂへ与えられる基準信号と同期される。これは遅延素子またはバッファを制御プロセッサ216 中に設けることによって実現されることができる。制御プロセッサ216 は、チャンネル評価装置 218Ｂへ提供する前に基本チャンネル品質計量に対して平滑化機能を行ってもよい。しかしながら、好ましい実施形態では、制御プロセッサ216 により生成される基本チャンネル品質計量値は平滑化されず、フレーム境界で突然変化してもよい。

ウォルシュデスプレッダ236 への入力として使用されるＩおよびＱ成分サンプルは遅延素子232 を通って伝送され、この遅延素子232 はウォルシュデスプレッダ236 の出力をチャンネル評価結合装置230 の出力と同期させるように作用する。遅延素子232 は本発明の技術的範囲を逸脱せずに、代わりにウォルシュデスプレッダ236 とドット積モジュール238 との間に位置されてもよい。ウォルシュデスプレッダ236 は送信機のウォルシュスプレッダ114 により使用されるウォルシュ関数Ｗ_S を使用し、カバーが除かれた補足チャンネルのＩおよびＱ成分を生成する。これらのカバーが除かれた補足チャンネル成分はチャンネル評価結合装置230 からの結合されたチャンネル評価信号と共に、ドット積モジュール238 の入力として使用される。

ドット積モジュール238 は補足チャンネル信号を結合されたチャンネル評価ベクトルへ投影する大きさを計算し、スカラー投影出力を生成する。ドット積モジュール238 の出力はその後、デインターリーバ240 でデインターリーブされ、このデインターリーバ240はインターリーバ108 の逆の機能を行う。デインターリーバ240 の出力はデコーダ242 へ与えられ、このデコーダ242 はインターリーバ104 の逆の機能を実行する。

図３で示されている無線受信機を通じて、当業者は任意の遅延素子220 、222 または232 が本発明の技術的範囲を逸脱することなく累算装置またはバッファとして構成することができることを認識するであろう。さらに、当業者は本発明の技術的範囲を逸脱せずに、遅延素子の対、例えば遅延素子 232Ａと 232Ｂが別々に構成されるか、同一機能を実行する単一の遅延モジュールに結合されてもよいことを認識するであろう。

示されている好ましい実施形態ではサブチャンネルデコードを実現するための直交ウォルシュ関数を使用しているが、当業者はサブチャンネルデコードも本発明の技術的範囲を逸脱せずにＴＤＭＡまたはＰＮコード化を使用して実現されることを認識するであろう。ＰＮコード化を使用する別の実施形態では、基準信号Ｗ_S 、Ｗ_P 、Ｗ_F は補足チャンネル、パイロットチャンネル、および基本チャンネルにそれぞれ対応するＰＮコードにより置換される。

Claims (36)

1. パイロットチャンネル信号を生成する手段と、
   第１のサブチャンネル信号を受信して第１のエラー補正コード化された信号を生成する第１のエラー補正コード化手段と、
   前記第１のエラー補正コード化手段に接続されて動作し、前記第１のエラー補正コード化された信号を受信して第１のインターリーブされた信号を生成する第１のインターリーブ手段と、
   前記第１のインターリーブ手段に接続されて動作し、前記第１のインターリーブされた信号を受信して第１のチャンネル化された信号を生成する第１のチャンネル化手段と、
   前記第１のチャンネル化手段に接続されて動作し、前記第１のチャンネル化された信号を受信して利得制御された第１のチャンネル信号を生成する第１の相対利得制御装置と、
   第２のサブチャンネル信号を受信して第２のエラー補正コード化された信号を生成する第２のエラー補正コード化手段と、
   前記第２のエラー補正コード化手段に接続されて動作し、前記第２のエラー補正コード化された信号を受信して第２のインターリーブされた信号を生成する第２のインターリーブ手段と、
   前記第２のインターリーブ手段に接続されて動作し、前記第２のインターリーブされた信号を受信して第２のチャンネル化された信号を生成する第２のチャンネル化手段と、
   前記第２のチャンネル化手段に接続されて動作し、前記第２のチャンネル化された信号を受信して利得制御された第２のチャンネル信号を生成する第２の相対利得制御装置と、
   前記第１の相対利得制御装置および第２の相対利得制御装置に接続されて動作し、第１の利得制御信号を前記第１の相対利得制御装置に供給し、第２の利得制御信号を前記第２の相対利得制御装置に供給する利得制御プロセッサとを具備し、
   前記第１の利得制御信号は前記第２の利得制御信号に基づいて調整され、
   前記パイロットチャンネル信号を生成する手段は、前記利得制御プロセッサに接続されて動作し、前記利得制御プロセッサから受信されたパイロット利得制御信号にしたがって前記パイロットチャンネル信号の利得を調整するパイロット利得制御装置を備え、
   前記利得制御プロセッサは、
   前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の実効送信利得が共に０であるとき第１のパイロット利得値に、
   前記第１のチャンネル信号の実効送信利得が０であり、前記第２のチャンネル信号の実効送信利得が０より大きいとき第２のパイロット利得値に、
   前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の実効送信利得が共に０より大きいとき第３のパイロット利得値に
   前記パイロット利得制御信号を調整する
   ことを特徴とする情報信号の送信装置。
2. 前記利得制御プロセッサは、前記第２のチャンネルにおいて送信されたデータ速度に基づいて前記パイロット利得制御信号を調整する請求項１記載の装置。
3. 前記利得制御プロセッサは、前記第２のチャンネルにおいて送信されたデータ速度に基づいて前記第１の利得制御信号を調整する請求項１記載の装置。
4. 前記利得制御プロセッサは、前記第２のチャンネルの実効送信利得に基づいて前記第１の利得制御信号を調整する請求項１記載の装置。
5. 前記第１のエラー補正コード化手段は第１のターボコードエンコーダであり、前記第２のエラー補正コード化手段は第２のターボコードエンコーダである請求項１記載の装置。
6. 前記第１のエラー補正コード化手段は第１のコンボリューションエンコーダであり、前記第２のエラー補正コード化手段は第２のコンボリューションエンコーダである請求項１記載の装置。
7. 前記第１のエラー補正コード化手段は第１のブロックコーダであり、前記第２のエラー補正コード化手段は第２のブロックコーダである請求項１記載の装置。
8. 前記第１のインターリーブ手段は第１のブロックインターリーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のブロックインターリーバである請求項１記載の装置。
9. 前記第１のインターリーブ手段は第１のビット反転インターリーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のビット反転インターリーバである請求項１記載の装置。
10. 前記第１のインターリーブ手段は第１のコンボリューションインターリーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のコンボリューションインターリーバである請求項１記載の装置。
11. 前記第１のインターリーブ手段は第１のターボインターリーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のターボインターリーバである請求項１記載の装置。
12. 前記第１のチャンネル化手段は疑似雑音（ＰＮ）チャンネル化を使用して第１のＰＮチャンネルコードに基づいて前記第１のチャンネル化された信号を拡散し、
    前記第２のチャンネル化手段はＰＮチャンネル化を使用して第２のＰＮチャンネルコードに基づいて前記第２のチャンネル化された信号を拡散する請求項１記載の装置。
13. 前記ＰＮチャンネル化は複素数ＰＮチャンネル化であり、前記第１のＰＮチャンネルコードは第１の複素数ＰＮチャンネルコードであり、
    前記第２のＰＮチャンネルコードは第２の複素数ＰＮチャンネルコードである請求項１２記載の装置。
14. 前記パイロットチャンネル信号を生成する手段は直交パイロットチャンネルコードを使用し、前記第１のチャンネル化手段は第１の直交チャンネルコードに基づいて前記第１のチャンネル化された信号を拡散し、
    前記第２のチャンネル化手段は第２の直交チャンネルコードに基づいて前記第２のチャンネル化された信号を拡散する請求項１記載の装置。
15. 前記第１のチャンネル化手段は第１のウォルシュチャンネルコードに基づいて前記第１のインターリーブされた信号を拡散する第１のウォルシュスプレッダを具備し、
    前記第２のチャンネル化手段は第２のウォルシュチャンネルコードに基づいて前記第２のインターリーブされた信号を拡散する第２のウォルシュスプレッダを具備している請求項１記載の装置。
16. 前記パイロットチャンネル信号はパイロットウォルシュコードである請求項１５記載の装置。
17. さらに、前記パイロットチャンネル信号を生成する手段と、前記第１の相対利得制御装置と、前記第２の相対利得制御装置とに接続されて動作する前記パイロットチャンネル信号と前記利得制御された第１のチャンネル信号と前記利得制御された第２のチャンネル信号とのＰＮスプレッドのための疑似雑音（ＰＮ）スプレッダを備えている請求項１５記載の装置。
18. 前記ＰＮスプレッダは、前記パイロットチャンネル信号と前記利得制御された第１のチャンネル信号と前記利得制御された第２のチャンネル信号とを複素数ＰＮスプレッドするための複素数ＰＮスプレッダである請求項１７記載の装置。
19. 前記ＰＮスプレッダはさらに、前記利得制御された第１のチャンネル信号および前記利得制御された第２のチャンネル信号を前記パイロットチャンネル信号から９０度位相をずらすように回転させる請求項１７記載の装置。
20. 情報信号の送信方法において、
    ａ）パイロットチャンネル信号を生成し、
    ｂ）順方向エラー補正コード化フォーマットにしたがって第１のサブチャンネル信号を順方向エラー補正コード化して第１のエラー補正コード化された信号を生成し、
    ｃ）前記第１のエラー補正コード化された信号をインターリーブフォーマットにしたがってインターリーブして第１のインターリーブされた信号を生成し、
    ｄ）前記第１のインターリーブされた信号をチャンネル化して第１のチャンネル化された信号を生成し、
    ｅ）前記順方向エラー補正コード化フォーマットにしたがって第２のサブチャンネル信号を順方向エラー補正コード化して第２のエラー補正コード化された信号を生成し、
    ｆ）前記第２のエラー補正コード化された信号をインターリーブフォーマットに
    したがってインターリーブして第２のインターリーブされた信号を生成し、
    ｇ）前記第２のインターリーブされた信号をチャンネル化して第２のチャンネル化された信号を生成し、
    ｈ）第１および第２のサブチャンネル信号に基づいて第１のチャンネル利得を生成し、
    ｉ）第１のチャンネル利得を前記第１のチャンネル化された信号に適用して利得制御された第１のチャンネル信号を生成し、
    ｊ）第２のチャンネル利得を前記第２のチャンネル化された信号に適用して利得制御された第２のチャンネル信号を生成し、
    ｋ）前記パイロットチャンネル信号と、前記利得制御された第１のチャンネル信号と、前記利得制御された第２のチャンネル信号とを合体させて前記情報信号を生成する
    ステップを含んでおり、
    前記パイロットチャンネル信号を生成するステップは、一定利得のパイロットチャンネル信号にパイロット利得を適用して前記パイロットチャンネル信号を生成するステップを含んでおり、
    前記パイロット利得の値は、
    前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の実効送信利得が共に０であるとき第１のパイロット利得値に、
    また、前記第１のチャンネル信号の実効送信利得が０であり、前記第２のチャンネル信号の実効送信利得が０より大きいとき第２のパイロット利得値に、
    また、前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の実効送信利得が共に０より大きいとき第３のパイロット利得値に
    設定される
    ことを特徴とする情報信号の送信方法。
21. さらに、前記第２のサブチャンネル信号のデータ速度に基づいて前記パイロット利得を調整するステップを含んでいる請求項２０記載の方法。
22. さらに、前記第２のサブチャンネル信号のデータ速度に基づいて前記第１のチャンネル利得を調整するステップを含んでいる請求項２０記載の方法。
23. 前記順方向エラー補正コード化フォーマットはターボコードフォーマットである請求項２２記載の方法。
24. 前記順方向エラー補正コード化フォーマットはコンボリューションコード化フォーマットである請求項２２記載の方法。
25. 前記順方向エラー補正コード化フォーマットはブロックコード化フォーマットである請求項２２記載の方法。
26. 前記インターリーブフォーマットはブロックインターリーブフォーマットである請求項２２記載の方法。
27. 前記インターリーブフォーマットはビット反転インターリーブフォーマットである請求項２２記載の方法。
28. 前記インターリーブフォーマットはコンボリューションインターリーブフォーマットである請求項２２記載の方法。
29. 前記インターリーブフォーマットはターボインターリーブフォーマットである請求項２２記載の方法。
30. 前記第１のインターリーブされた信号をチャンネル化するステップは、第１の疑似雑音（ＰＮ）チャンネルコードにより第１のインターリーブされた信号を乗算し、前記第２のインターリーブされた信号をチャンネル化するステップは第２の疑似雑音チャンネルコードにより前記第２のインターリーブされた信号を乗算するステップを含んでいる請求項２２記載の方法。
31. 前記パイロットチャンネル信号は、パイロット疑似雑音チャンネルコードである請求項３０記載の方法。
32. 前記パイロットチャンネル信号は、パイロットウォルシュチャンネルコードであり、前記第１のイン
    ターリーブされた信号をチャンネル化するステップは前記第１のインターリーブされた信を第１のウォルシュチャンネルコードと乗算し、前記第２のインターリーブされた信号
    をチャンネル化するステップは前記第２のインターリーブされた信号を第２のウォルシュチャンネルコードにと乗算するステップを本質的に含んでいる請求項２２記載の方法。
33. 前記パイロットウォルシュチャンネルコードは全て０のウォルシュコードである請求項３２記載の方法。
34. さらに、疑似雑音（ＰＮ）スプレッドするステップを含んでおり、前記パイロットチャンネル信号と、前記利得制御された第１のチャンネル信号と、前記利得制御された第２のチャンネル信号とはＰＮスプレッドされて疑似雑音（ＰＮ）スプレッド情報信号を形成している請求項３２記載の方法。
35. 前記ＰＮスプレッドは複素数ＰＮスプレッドである請求項３４記載の方法。
36. さらに、前記パイロットチャンネル信号を前記ＰＮスプレッド情報信号内の前記利得制御された第１のチャンネル信号および前記利得制御された第２のチャンネル信号から９０度位相をずらすように回転させる請求項３４記載の方法。

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