JP2003521840A - 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 - Google Patents
無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法Info
- Publication number
- JP2003521840A JP2003521840A JP2000619114A JP2000619114A JP2003521840A JP 2003521840 A JP2003521840 A JP 2003521840A JP 2000619114 A JP2000619114 A JP 2000619114A JP 2000619114 A JP2000619114 A JP 2000619114A JP 2003521840 A JP2003521840 A JP 2003521840A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- channel
- pilot
- gain
- error correction
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 72
- 238000004891 communication Methods 0.000 title description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 33
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 50
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 claims description 46
- 238000013442 quality metrics Methods 0.000 claims description 21
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims description 10
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 8
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims 6
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims 2
- 230000005465 channeling Effects 0.000 claims 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 claims 1
- 230000000153 supplemental effect Effects 0.000 abstract description 38
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 abstract description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 108010014173 Factor X Proteins 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- VJYFKVYYMZPMAB-UHFFFAOYSA-N ethoprophos Chemical compound CCCSP(=O)(OCC)SCCC VJYFKVYYMZPMAB-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 101100116283 Arabidopsis thaliana DD11 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 102100031083 Uteroglobin Human genes 0.000 description 1
- 108090000203 Uteroglobin Proteins 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000012512 characterization method Methods 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7085—Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
- H04L25/0214—Channel estimation of impulse response of a single coefficient
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70703—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation using multiple or variable rates
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
送信チャンネルで固有の振幅および位相雑音の評価の正確度を向上するために非パイロットサブチャンネルを使用することによってシステムのコヒーレントな復調の性能を強化する送信機および受信機202 のための装置である。この強化は、パイロットチャンネルの評価を高めるために基本チャンネルの補正され受信されたデータを使用することにより実現され、これはその後補足データチャンネルの復調のためドット積モジュールにより使用される。
Description
【０００１】
本発明は無線通信に関し、特に単一チャンネルにより送信された多数の信号の
位相および振幅歪みを補償するための優れた改良された方法に関する。
位相および振幅歪みを補償するための優れた改良された方法に関する。
【０００２】
符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は多数のシステムユーザが
存在する通信を容易にするための幾つかの技術のうちの１つである。時分割多重
アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、振幅圧伸単一側
波帯（ＡＣＳＳＢ）のようなＡＭ変調方式等の他の多元アクセス通信システム技
術が技術上知られている。多元のアクセス通信システムで異なる同時に送信され
た信号を弁別する技術もチャンネル化として知られている。ＣＤＭＡの拡散スペ
クトル変調技術は他の多元のアクセス技術にまさる大きな利点を有する。
存在する通信を容易にするための幾つかの技術のうちの１つである。時分割多重
アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、振幅圧伸単一側
波帯（ＡＣＳＳＢ）のようなＡＭ変調方式等の他の多元アクセス通信システム技
術が技術上知られている。多元のアクセス通信システムで異なる同時に送信され
た信号を弁別する技術もチャンネル化として知られている。ＣＤＭＡの拡散スペ
クトル変調技術は他の多元のアクセス技術にまさる大きな利点を有する。
【０００３】
多元アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は米国特許第4,901,3
07 号明細書（発明の名称“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION S
YSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS ”）に開示されている。多
元アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用はさらに米国特許第5,103,
459 号明細書（発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFO
RMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM ”）および米国特許第5,751,761 号
明細書（発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR ORTHOGONAL SPREAD SPECTRUM SEQ
UENCE GENERATION IN VARIABLE DATA RATE SYSTEMS”）に開示されている。符号
分割多元アクセス通信システムは、以後ＩＳ−９５と呼ぶ米国電気通信工業会の
ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａ（題名“MOBILE STATION-BASE STATION COMPAT
IBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM
”）で標準化されている。
07 号明細書（発明の名称“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION S
YSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS ”）に開示されている。多
元アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用はさらに米国特許第5,103,
459 号明細書（発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFO
RMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM ”）および米国特許第5,751,761 号
明細書（発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR ORTHOGONAL SPREAD SPECTRUM SEQ
UENCE GENERATION IN VARIABLE DATA RATE SYSTEMS”）に開示されている。符号
分割多元アクセス通信システムは、以後ＩＳ−９５と呼ぶ米国電気通信工業会の
ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａ（題名“MOBILE STATION-BASE STATION COMPAT
IBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM
”）で標準化されている。
【０００４】
国際電気通信連合は最近、無線通信チャンネルによって高いデータ速度およ
び高品質のスピーチサービスを与える提案された方法の提案をリクエストした。
これらの提案の第１の提案は米国電気通信工業会により発行され、題名は“The
cdma2000 ITU-R RTT Candidate Submission ”であり、以後ｃｄｍａ２０００と
呼ぶ。これらの提案の第２の提案は欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）により
発行され、題名は“ETSI UMTS Terrestrial Radio Access(UTRA) ITU-R RTT Can
didate Submission ”である。これらの提案の第３の提案は米国のＴＧ８／１に
より提出され、題名は“The UWC-136 Candidate Submission”である（以後ＥＤ
ＧＥと呼ぶ）。これらの提案の内容は公共の記録であり、技術でよく知られてい
る。
び高品質のスピーチサービスを与える提案された方法の提案をリクエストした。
これらの提案の第１の提案は米国電気通信工業会により発行され、題名は“The
cdma2000 ITU-R RTT Candidate Submission ”であり、以後ｃｄｍａ２０００と
呼ぶ。これらの提案の第２の提案は欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）により
発行され、題名は“ETSI UMTS Terrestrial Radio Access(UTRA) ITU-R RTT Can
didate Submission ”である。これらの提案の第３の提案は米国のＴＧ８／１に
より提出され、題名は“The UWC-136 Candidate Submission”である（以後ＥＤ
ＧＥと呼ぶ）。これらの提案の内容は公共の記録であり、技術でよく知られてい
る。
【０００５】
幾つかのＩＳ−９５システムで使用されるＣＤＭＡ復調器構造では、疑似雑
音（ＰＮ）チップインターバルは結合されるために、最小２つの通路に分離され
ることを規定する。異なる通路が復調されることができる前に、受信された信号
の通路の相対的な到着時間（またはオフセット）がまず決定されなければならな
い。復調器はオフセットのシーケンスを“サーチ”し、各オフセットで受信され
たエネルギを測定することによってこの機能を実行する。潜在的なオフセットに
関連するエネルギがあるしきい値を超えたならば、復調エレメントまたは“フィ
ンガ”がそのオフセットに割当てられることができる。その通路オフセットに存
在する信号はその後、それらのそれぞれのオフセットで他のフィンガの貢献と合
計されることができる。ＣＤＭＡサーチャの使用は、米国特許第5,764,687 号明
細書（発明の名称“MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM
MULTIPLE ACCESS SYSTEM”）に開示されている。
音（ＰＮ）チップインターバルは結合されるために、最小２つの通路に分離され
ることを規定する。異なる通路が復調されることができる前に、受信された信号
の通路の相対的な到着時間（またはオフセット）がまず決定されなければならな
い。復調器はオフセットのシーケンスを“サーチ”し、各オフセットで受信され
たエネルギを測定することによってこの機能を実行する。潜在的なオフセットに
関連するエネルギがあるしきい値を超えたならば、復調エレメントまたは“フィ
ンガ”がそのオフセットに割当てられることができる。その通路オフセットに存
在する信号はその後、それらのそれぞれのオフセットで他のフィンガの貢献と合
計されることができる。ＣＤＭＡサーチャの使用は、米国特許第5,764,687 号明
細書（発明の名称“MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM
MULTIPLE ACCESS SYSTEM”）に開示されている。
【０００６】
幾つかのＩＳ−９５システムで使用されるＣＤＭＡ受信機構造では、送信機
から受信機へ通過するデータは固定した時間間隔で送信されるフレームに分割さ
れる。各間隔中に送信される可変のデータ量に基づいて、送信機はデータを幾つ
かの大きさのうちの１つのフレームサイズに位置させる。これらの各フレームサ
イズは異なるデータ速度に対応するので、フレームはしばしば可変速度フレーム
と呼ばれる。このようなシステムの受信機は受信されたフレーム内で伝送された
データを適切に解釈するために各受信されたフレームの速度を決定しなければな
らない。このようなデータ決定方法はフレーム品質計量の発生を含んでいること
が多く、これは決定されたフレーム速度に関係する不確定度のレベルの評価に使
用されることができる。速度決定の実行およびフレーム品質計量の発生方法は米
国特許第5,751,725 号明細書（発明の名称“METHOD AND APPARATUS FOR DETERMI
NING THE RATE OF RECEIVED DATQA IN A VARIABLE RATE COMMUNICATION SYSTEM
”）に開示されている。
から受信機へ通過するデータは固定した時間間隔で送信されるフレームに分割さ
れる。各間隔中に送信される可変のデータ量に基づいて、送信機はデータを幾つ
かの大きさのうちの１つのフレームサイズに位置させる。これらの各フレームサ
イズは異なるデータ速度に対応するので、フレームはしばしば可変速度フレーム
と呼ばれる。このようなシステムの受信機は受信されたフレーム内で伝送された
データを適切に解釈するために各受信されたフレームの速度を決定しなければな
らない。このようなデータ決定方法はフレーム品質計量の発生を含んでいること
が多く、これは決定されたフレーム速度に関係する不確定度のレベルの評価に使
用されることができる。速度決定の実行およびフレーム品質計量の発生方法は米
国特許第5,751,725 号明細書（発明の名称“METHOD AND APPARATUS FOR DETERMI
NING THE RATE OF RECEIVED DATQA IN A VARIABLE RATE COMMUNICATION SYSTEM
”）に開示されている。
【０００７】
ＣＤＭＡシステムの信号は、米国特許出願第08/856,428号明細書（発明の名
称“REDUCED PEAK TO AVERAGE TRANSMIT POWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRE
LESS COMMUNICATION SYSTEM ”、1996年４月９日）に開示されているような複素
数ＰＮ拡散であり、次式にしたがう。 Ｉ＝Ｉ' ＰＮI ＋Ｑ' ＰＮQ （１） Ｑ＝Ｉ' ＰＮQ −Ｑ' ＰＮI （２） ここでＰＮI とＰＮQ は異なるＰＮ拡散コードであり、Ｉ' とＱ' は送信機で拡
散される２つのチャンネルである。
称“REDUCED PEAK TO AVERAGE TRANSMIT POWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRE
LESS COMMUNICATION SYSTEM ”、1996年４月９日）に開示されているような複素
数ＰＮ拡散であり、次式にしたがう。 Ｉ＝Ｉ' ＰＮI ＋Ｑ' ＰＮQ （１） Ｑ＝Ｉ' ＰＮQ −Ｑ' ＰＮI （２） ここでＰＮI とＰＮQ は異なるＰＮ拡散コードであり、Ｉ' とＱ' は送信機で拡
散される２つのチャンネルである。
【０００８】
ｃｄｍａ２０００に記載されているように、送信信号は直交ウォルシュコー
ド化を使用して構成され、１つのウォルシュコードはパイロットサブチャンネル
信号の送信に使用される。このような送信信号の構成に使用される直交ウォルシ
ュサブチャンネルは送信前に共に付加され、受信機で受信される前に、同一の伝
送チャンネルまたは通路を伝播する。各伝送チャンネルはその固有の特性により
、そこを通過する信号の位相および振幅を変化させ、熱雑音の成分を付加する。
これらのチャンネル特性は送信機または受信機による任意の運動で変化するが、
受信機および送信機の両者が静止しているときでさえも時間で変化することがあ
る。チャンネル特性は通常、チャンネルを通過して送信されるデータシンボルと
比較して非常にゆっくりと変化する。
ド化を使用して構成され、１つのウォルシュコードはパイロットサブチャンネル
信号の送信に使用される。このような送信信号の構成に使用される直交ウォルシ
ュサブチャンネルは送信前に共に付加され、受信機で受信される前に、同一の伝
送チャンネルまたは通路を伝播する。各伝送チャンネルはその固有の特性により
、そこを通過する信号の位相および振幅を変化させ、熱雑音の成分を付加する。
これらのチャンネル特性は送信機または受信機による任意の運動で変化するが、
受信機および送信機の両者が静止しているときでさえも時間で変化することがあ
る。チャンネル特性は通常、チャンネルを通過して送信されるデータシンボルと
比較して非常にゆっくりと変化する。
【０００９】
幾つかのＣＤＭＡ受信機はチャンネルの位相および振幅歪みを評価する回路
を使用する。これらの評価はその後、チャンネル歪みの補償に使用され、受信さ
れた信号のさらに正確なデコードおよび復調を可能にする。信号の位相および振
幅を評価し、復調されたデータ信号との出力のドット積を実行する１つのこのよ
うな回路は米国特許第5,506,865 号明細書（発明の名称“PILOT CARRIER DOT PR
ODUCT CIRCUIT ”）に詳細に記載されている。そこに記載されている構造では、
全てゼロのパイロットチャンネルが受信され、チャンネル特性の評価に使用され
る。結果的なチャンネル評価はその後、復調された信号をスカラーデジタル値へ
変換するのに使用される。
を使用する。これらの評価はその後、チャンネル歪みの補償に使用され、受信さ
れた信号のさらに正確なデコードおよび復調を可能にする。信号の位相および振
幅を評価し、復調されたデータ信号との出力のドット積を実行する１つのこのよ
うな回路は米国特許第5,506,865 号明細書（発明の名称“PILOT CARRIER DOT PR
ODUCT CIRCUIT ”）に詳細に記載されている。そこに記載されている構造では、
全てゼロのパイロットチャンネルが受信され、チャンネル特性の評価に使用され
る。結果的なチャンネル評価はその後、復調された信号をスカラーデジタル値へ
変換するのに使用される。
【００１０】
直交サブチャンネルで送信された全てのＣＤＭＡ信号は互いに相互干渉を生じ
て、隣接するセル区域にジャマーとして作用する。直交サブチャンネル信号のコ
ヒーレントな復調を可能にするために、１つのサブチャンネルはしばしばパイロ
ット搬送波の専用にされる。前述の米国特許第5,506,865 号明細書に詳細にされ
ているように、パイロット搬送波はチャンネル特性の評価を生成するために受信
機で使用される。これらのチャンネル評価の正確性はパイロットチャンネル信号
の強度に基づいている。残念ながら、パイロットチャンネルはデータを伝送せず
、したがってパイロット送信パワーを最小にすることが望ましい。一般的に、デ
ータ信号パワーに関するパイロットパワーはこれらの２つのファクター間をバラ
ンスさせることにより選択され、それによって最良の全体的なシステム性能が実
現される。この理由で、増加されたパイロット信号強度を必要としない正確な信
号評価の生成方法は非常に望まれている。
て、隣接するセル区域にジャマーとして作用する。直交サブチャンネル信号のコ
ヒーレントな復調を可能にするために、１つのサブチャンネルはしばしばパイロ
ット搬送波の専用にされる。前述の米国特許第5,506,865 号明細書に詳細にされ
ているように、パイロット搬送波はチャンネル特性の評価を生成するために受信
機で使用される。これらのチャンネル評価の正確性はパイロットチャンネル信号
の強度に基づいている。残念ながら、パイロットチャンネルはデータを伝送せず
、したがってパイロット送信パワーを最小にすることが望ましい。一般的に、デ
ータ信号パワーに関するパイロットパワーはこれらの２つのファクター間をバラ
ンスさせることにより選択され、それによって最良の全体的なシステム性能が実
現される。この理由で、増加されたパイロット信号強度を必要としない正確な信
号評価の生成方法は非常に望まれている。
【００１１】
本発明は、送信チャンネルとも呼ばれる共通の伝播路により共に送信される多
数のサブチャンネル信号を受信する受信機の性能を改良する方法および装置を開
示している。送信チャンネルによって信号に導入された位相および振幅歪みを補
償するために、受信機は送信チャンネルの位相および振幅歪みを評価するサブチ
ャンネル信号を使用する。送信チャンネルに固有の歪みを評価するプロセスはチ
ャンネル評価と呼ばれ、これはチャンネル評価の生成に使用される。本発明はチ
ャンネル評価の正確性を改良するため（パイロットサブチャンネルではなく）デ
ータ伝送サブチャンネルを使用する優れた方法を含んでいる。本発明は多数のサ
ブチャンネルの伝送とコヒーレントな復調とを同時に使用する任意の通信システ
ムに適用可能である。
数のサブチャンネル信号を受信する受信機の性能を改良する方法および装置を開
示している。送信チャンネルによって信号に導入された位相および振幅歪みを補
償するために、受信機は送信チャンネルの位相および振幅歪みを評価するサブチ
ャンネル信号を使用する。送信チャンネルに固有の歪みを評価するプロセスはチ
ャンネル評価と呼ばれ、これはチャンネル評価の生成に使用される。本発明はチ
ャンネル評価の正確性を改良するため（パイロットサブチャンネルではなく）デ
ータ伝送サブチャンネルを使用する優れた方法を含んでいる。本発明は多数のサ
ブチャンネルの伝送とコヒーレントな復調とを同時に使用する任意の通信システ
ムに適用可能である。
【００１２】
情報信号内のサブチャンネル信号は時分割多重化（ＴＤＭ）または符号分割
多元化（ＣＤＭ化）される。例示的な実施形態はｃｄｍａ２０００で提案された
逆方向リンクの文脈で説明している。チャンネル構造で支配的な一般人のために
、本発明は、欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）により発行された候補提案（
題名“The ETSI UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate
Submission”（以下ＷＣＤＭＡ））にしたがって逆方向リンク送信の受信にも同
等に応用可能である。さらに、本発明はこれらのシステムの順方向リンクの受信
にも同等に応用可能である。
多元化（ＣＤＭ化）される。例示的な実施形態はｃｄｍａ２０００で提案された
逆方向リンクの文脈で説明している。チャンネル構造で支配的な一般人のために
、本発明は、欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ）により発行された候補提案（
題名“The ETSI UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate
Submission”（以下ＷＣＤＭＡ））にしたがって逆方向リンク送信の受信にも同
等に応用可能である。さらに、本発明はこれらのシステムの順方向リンクの受信
にも同等に応用可能である。
【００１３】
ｃｄｍａ２０００では、データを伝送するサブチャンネルは高いデータ速度
（例えば７６．８ｋｂｐｓ）補足チャンネルと、低いデータ速度（例えば９．６
ｋｂｐｓ）基本チャンネルを含んでいる。パイロットチャンネルの公称上のパワ
ーは基本チャンネルの（例えば基本チャンネルパワーの）復調に最適にされる。
高いデータ速度の補足チャンネルの適切な復調を可能にするため、ｃｄｍａ２０
００標準方式は補足チャンネルが使用中であるとき公称レベルを超えてパイロッ
トパワーを増加することを提案している。さらに、ｃｄｍａ２０００標準方式は
補足チャンネルが使用している幾つかの有効なデータ速度に基づいてパイロット
パワーの異なるレベルを使用することを提案した。
（例えば７６．８ｋｂｐｓ）補足チャンネルと、低いデータ速度（例えば９．６
ｋｂｐｓ）基本チャンネルを含んでいる。パイロットチャンネルの公称上のパワ
ーは基本チャンネルの（例えば基本チャンネルパワーの）復調に最適にされる。
高いデータ速度の補足チャンネルの適切な復調を可能にするため、ｃｄｍａ２０
００標準方式は補足チャンネルが使用中であるとき公称レベルを超えてパイロッ
トパワーを増加することを提案している。さらに、ｃｄｍａ２０００標準方式は
補足チャンネルが使用している幾つかの有効なデータ速度に基づいてパイロット
パワーの異なるレベルを使用することを提案した。
【００１４】
データ速度にしたがってパイロットパワーを変化すると、別の困難な問題が
システム設計に生じる。例えば、パワー制御ループが正確に作用するように受信
機が前もってデータ速度を知ることが必要である。これはまたサーチ／フィンガ
ロックの選択をさらに困難にする。さらに、復調性能を犠牲にせずに行うことが
できるならば、全体的なシステム性能を改良するためパイロットオーバーヘッド
を減少することが所望される。
システム設計に生じる。例えば、パワー制御ループが正確に作用するように受信
機が前もってデータ速度を知ることが必要である。これはまたサーチ／フィンガ
ロックの選択をさらに困難にする。さらに、復調性能を犠牲にせずに行うことが
できるならば、全体的なシステム性能を改良するためパイロットオーバーヘッド
を減少することが所望される。
【００１５】
基本チャンネル信号に基づいてチャンネル評価の形成を可能にすることによ
って、本発明はシステムが優れた補足チャンネル復調性能を実現することを可能
にする。十分なチャンネル評価情報が基本チャンネルから抽出されることができ
るならば、許容可能な補足チャンネル復調性能はパイロットパワーを全く変化せ
ずに実現される。基本信号はパイロット信号のパワーの４倍程度で送信されるこ
とができるので、両信号を使用して形成されるチャンネル評価はパイロット信号
だけに基づいた評価よりも非常に正確である。さらに正確なチャンネル評価を使
用するその後の復調も同様に性能を改良する。
って、本発明はシステムが優れた補足チャンネル復調性能を実現することを可能
にする。十分なチャンネル評価情報が基本チャンネルから抽出されることができ
るならば、許容可能な補足チャンネル復調性能はパイロットパワーを全く変化せ
ずに実現される。基本信号はパイロット信号のパワーの４倍程度で送信されるこ
とができるので、両信号を使用して形成されるチャンネル評価はパイロット信号
だけに基づいた評価よりも非常に正確である。さらに正確なチャンネル評価を使
用するその後の復調も同様に性能を改良する。
【００１６】
ｃｄｍａ２０００では、基本チャンネルの送信パワーは公称のパイロットの
送信パワーの４倍である。パイロットと基本チャンネルとの結合されたパワーは
公称のパイロットチャンネルのパワーの５倍である。公称のパイロットチャンネ
ルと基本チャンネルとの両者から得られた結合されたチャンネル評価はｃｄｍａ
２０００補足チャンネルを復調するのに十分に正確である。補足チャンネルが使
用中であるときにパイロットパワーを増加することは１つの選択肢であるが、結
合されたチャンネル評価の強化された正確性を与えることは必要ではない。
送信パワーの４倍である。パイロットと基本チャンネルとの結合されたパワーは
公称のパイロットチャンネルのパワーの５倍である。公称のパイロットチャンネ
ルと基本チャンネルとの両者から得られた結合されたチャンネル評価はｃｄｍａ
２０００補足チャンネルを復調するのに十分に正確である。補足チャンネルが使
用中であるときにパイロットパワーを増加することは１つの選択肢であるが、結
合されたチャンネル評価の強化された正確性を与えることは必要ではない。
【００１７】
受信された基本チャンネルから抽出されたチャンネル評価の付加された正確
度は正確な基準信号の使用に依存しており、これは随意的に送信された基本チャ
ンネル信号と同一であってもよい。基本チャンネル評価を形成するのに使用され
るデコードされたシンボルの不正確性は結合したチャンネル評価の品質を劣化す
る。補足チャンネルはフレームエラーの高い許容度を有するパケットデータチャ
ンネルである可能性が高いが、補足チャンネルを復調するときにフレームエラー
率を最小にすることが望ましい。
度は正確な基準信号の使用に依存しており、これは随意的に送信された基本チャ
ンネル信号と同一であってもよい。基本チャンネル評価を形成するのに使用され
るデコードされたシンボルの不正確性は結合したチャンネル評価の品質を劣化す
る。補足チャンネルはフレームエラーの高い許容度を有するパケットデータチャ
ンネルである可能性が高いが、補足チャンネルを復調するときにフレームエラー
率を最小にすることが望ましい。
【００１８】
本発明の好ましい実施形態では、受信された基本チャンネル信号は最初にデ
インターリーブされ、順方向エラー補正（ＦＥＣ）は送信機の相補型ＦＥＣエン
コードおよびインターリーブ機能を利用するためにデコードされる。その後、補
正されたシンボル流は再度コード化され、再度インターリーブされ、チャンネル
評価装置により基準信号として使用するための送信信号の理想的なレプリカを生
成する。
インターリーブされ、順方向エラー補正（ＦＥＣ）は送信機の相補型ＦＥＣエン
コードおよびインターリーブ機能を利用するためにデコードされる。その後、補
正されたシンボル流は再度コード化され、再度インターリーブされ、チャンネル
評価装置により基準信号として使用するための送信信号の理想的なレプリカを生
成する。
【００１９】
本発明の別の実施形態では、基本チャンネルパワーは基本チャンネルエラー
率を減少することが必要なときに増加される。基本チャンネルエラー率の減少は
さらに正確なチャンネル評価を生成するので、基本チャンネルパワーの増加は補
足チャンネルを復調するときエラー率を減少させる。補足チャンネルと基本チャ
ンネルとのデータ速度比が大きいとき、基本チャンネウパワーの僅かな増加は全
体的な送信パワーにほとんど影響を与えず、劣化は僅かである。
率を減少することが必要なときに増加される。基本チャンネルエラー率の減少は
さらに正確なチャンネル評価を生成するので、基本チャンネルパワーの増加は補
足チャンネルを復調するときエラー率を減少させる。補足チャンネルと基本チャ
ンネルとのデータ速度比が大きいとき、基本チャンネウパワーの僅かな増加は全
体的な送信パワーにほとんど影響を与えず、劣化は僅かである。
【００２０】
さらに一般的な意味では、本発明は情報の単一チャンネルが送信される場合
に使用されることができる。単一のデータチャンネルを使用する別の実施形態で
は、チャンネルは人工的に２つの物理チャンネルに分離され、これらは異なるデ
ータ速度で同時に送信される。受信の時、低速度のチャンネルは最初に復調され
、パイロットベースチャンネル評価を使用してデコードされる。デコードされた
ビットは再度コード化され、高いデータ速度の補足チャンネルをコヒーレントに
復調するために用いられるチャンネル評価の改良に使用される。この構成はデー
タ処理能力がフェーディング環境の理論的容量制限にさらに近付くことを可能に
する。
に使用されることができる。単一のデータチャンネルを使用する別の実施形態で
は、チャンネルは人工的に２つの物理チャンネルに分離され、これらは異なるデ
ータ速度で同時に送信される。受信の時、低速度のチャンネルは最初に復調され
、パイロットベースチャンネル評価を使用してデコードされる。デコードされた
ビットは再度コード化され、高いデータ速度の補足チャンネルをコヒーレントに
復調するために用いられるチャンネル評価の改良に使用される。この構成はデー
タ処理能力がフェーディング環境の理論的容量制限にさらに近付くことを可能に
する。
【００２１】
本発明の特徴、目的、利点は添付図面を伴った以下の詳細な説明からさらに明
白になるであろう。同一の参照符号は全体を通じて対応している。 図１は無線通信システムの環境における本発明を示している。例示的な実施形
態では、加入者局２は送信チャンネル８により基地局のトランシーバサブシステ
ム（ＢＴＳ）４へ受信アンテナ６を介して幾つかの符号分割多元化された信号を
送信する。ｃｄｍａ２０００またはＷＣＤＭＡ逆方向リンクの例示的な実施形態
では、符号分割多元化されたチャンネルは直交コード化を使用して相互に弁別さ
れる。直交コード化を行う方法は前述の米国特許出願第08/856,428号明細書に詳
細に記載されている。
白になるであろう。同一の参照符号は全体を通じて対応している。 図１は無線通信システムの環境における本発明を示している。例示的な実施形
態では、加入者局２は送信チャンネル８により基地局のトランシーバサブシステ
ム（ＢＴＳ）４へ受信アンテナ６を介して幾つかの符号分割多元化された信号を
送信する。ｃｄｍａ２０００またはＷＣＤＭＡ逆方向リンクの例示的な実施形態
では、符号分割多元化されたチャンネルは直交コード化を使用して相互に弁別さ
れる。直交コード化を行う方法は前述の米国特許出願第08/856,428号明細書に詳
細に記載されている。
【００２２】
例示的な実施形態では、加入者局２から基地局のトランシーバサブシステム
４へ送信される３つのタイプのＣＤＭＡ信号はパイロット信号10、基本信号12、
補足信号14である。例示的な実施形態では、加入者局２から送信される信号はｃ
ｄｍａ２０００に規定されているように、パイロットチャンネル、基本チャンネ
ル、補足チャンネルを含んでいる符号分割多元アクセス通信信号である。符号分
割多元アクセス通信信号の発生および送信については前述の米国特許第5,103,45
9 号明細書とＩＳ−９５仕様に詳細に記載されている。
４へ送信される３つのタイプのＣＤＭＡ信号はパイロット信号10、基本信号12、
補足信号14である。例示的な実施形態では、加入者局２から送信される信号はｃ
ｄｍａ２０００に規定されているように、パイロットチャンネル、基本チャンネ
ル、補足チャンネルを含んでいる符号分割多元アクセス通信信号である。符号分
割多元アクセス通信信号の発生および送信については前述の米国特許第5,103,45
9 号明細書とＩＳ−９５仕様に詳細に記載されている。
【００２３】
加入者局２は移動局として示されているが、無線モデム、無線ローカルルー
プ加入者局、ＢＴＳまたは多数の同期サブチャンネルを送信する任意の他の無線
通信装置であることもできる。受信機局４はＢＴＳとして示されているが、無線
加入者局またはコヒーレントに多数のサブチャンネルを復調する任意の他の受信
機であることができる。多数の送信を同時に受信する方法および装置は技術でよ
く知られている。例示的な実施形態では、加入者局２から送信された信号はＲＡ
ＫＥ受信機を使用してＢＴＳ６において受信され、その構造は技術でよく知られ
ており、前述の米国特許第5,109,390 号明細書に記載されている。
プ加入者局、ＢＴＳまたは多数の同期サブチャンネルを送信する任意の他の無線
通信装置であることもできる。受信機局４はＢＴＳとして示されているが、無線
加入者局またはコヒーレントに多数のサブチャンネルを復調する任意の他の受信
機であることができる。多数の送信を同時に受信する方法および装置は技術でよ
く知られている。例示的な実施形態では、加入者局２から送信された信号はＲＡ
ＫＥ受信機を使用してＢＴＳ６において受信され、その構造は技術でよく知られ
ており、前述の米国特許第5,109,390 号明細書に記載されている。
【００２４】
図２は本発明の１実施形態にしたがった多数の同期サブチャンネルを送信で
きる加入者局２を示している。図２では、パイロット、補足、基本チャンネル信
号は直交サブチャンネルで送信するために発生される。
きる加入者局２を示している。図２では、パイロット、補足、基本チャンネル信
号は直交サブチャンネルで送信するために発生される。
【００２５】
パイロットチャンネルは既知の一定の送信された波形であり、それ故、デー
タを伝送しない。この理由で順方向エラー補正およびインターリーブはパイロッ
トチャンネルでは不要である。パイロットチャンネルはウォルシュスプレッダ11
0 へ直接送信され、ウォルシュスプレッダ110 はパイロットチャンネルウォルシ
ュ関数ＷP にしたがってデータを拡散し、したがってウォルシュカバーされたパ
イロットチャンネル信号を発生する。ウォルシュカバーされたパイロットチャン
ネル信号はその後、相対的利得モジュール116 へ送られ、この相対的利得モジュ
ール116 は他の直交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーさ
れたパイロットチャンネル信号の振幅を調節する。好ましい実施形態では、パイ
ロットチャンネルウォルシュ関数は全てゼロのウォルシュコードであり、パイロ
ットチャンネルウォルシュスプレッダ110 は省略され、ＤＣ信号が相対的な利得
モジュール116 へ直接送られる。
タを伝送しない。この理由で順方向エラー補正およびインターリーブはパイロッ
トチャンネルでは不要である。パイロットチャンネルはウォルシュスプレッダ11
0 へ直接送信され、ウォルシュスプレッダ110 はパイロットチャンネルウォルシ
ュ関数ＷP にしたがってデータを拡散し、したがってウォルシュカバーされたパ
イロットチャンネル信号を発生する。ウォルシュカバーされたパイロットチャン
ネル信号はその後、相対的利得モジュール116 へ送られ、この相対的利得モジュ
ール116 は他の直交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーさ
れたパイロットチャンネル信号の振幅を調節する。好ましい実施形態では、パイ
ロットチャンネルウォルシュ関数は全てゼロのウォルシュコードであり、パイロ
ットチャンネルウォルシュスプレッダ110 は省略され、ＤＣ信号が相対的な利得
モジュール116 へ直接送られる。
【００２６】
基本チャンネルデータは最初に順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ102
へ送られ、順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ102 はエンコードされた基本
チャンネル信号を発生する。結果的なエンコードされた基本チャンネル信号はイ
ンターリーバ106 へ送信され、このインターリーバ106 はインターリーブされた
基本チャンネル信号を発生する。インターリーブされた基本チャンネル信号はそ
の後、ウォルシュスプレッダ112 へ送られ、ウォルシュスプレッダ112 は基本チ
ャンネルウォルシュ関数ＷF にしたがってデータを拡散し、その結果カバーされ
た基本チャンネル信号を発生する。カバーされた基本チャンネル信号はその後、
相対的利得モジュール118 へ送られ、相対的利得モジュール118 は他の直交送信
サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされた基本チャンネル信号
の振幅を調節する。
へ送られ、順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ102 はエンコードされた基本
チャンネル信号を発生する。結果的なエンコードされた基本チャンネル信号はイ
ンターリーバ106 へ送信され、このインターリーバ106 はインターリーブされた
基本チャンネル信号を発生する。インターリーブされた基本チャンネル信号はそ
の後、ウォルシュスプレッダ112 へ送られ、ウォルシュスプレッダ112 は基本チ
ャンネルウォルシュ関数ＷF にしたがってデータを拡散し、その結果カバーされ
た基本チャンネル信号を発生する。カバーされた基本チャンネル信号はその後、
相対的利得モジュール118 へ送られ、相対的利得モジュール118 は他の直交送信
サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされた基本チャンネル信号
の振幅を調節する。
【００２７】
補足チャンネルデータは最初に順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ104
へ送られ、この順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ104 はエンコードされた
補足チャンネル信号を発生する。結果的なエンコードされた補足チャンネル信号
はインターリーバ108 へ送られ、このインターリーバ108 はインターリーブされ
た補足チャンネル信号を発生する。インターリーブされた補足チャンネル信号は
その後、ウォルシュスプレッダ114 へ送られ、ウォルシュスプレッダ114 は補足
チャンネルウォルシュ関数ＷS にしたがってデータを拡散し、それによってカバ
ーされた補足チャンネル信号を発生する。カバーされた補足チャンネル信号はそ
の後、相対的利得モジュール120 へ送られ、相対的利得モジュール120 は他の直
交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされた補足チャンネ
ル信号の振幅を調節する。
へ送られ、この順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコーダ104 はエンコードされた
補足チャンネル信号を発生する。結果的なエンコードされた補足チャンネル信号
はインターリーバ108 へ送られ、このインターリーバ108 はインターリーブされ
た補足チャンネル信号を発生する。インターリーブされた補足チャンネル信号は
その後、ウォルシュスプレッダ114 へ送られ、ウォルシュスプレッダ114 は補足
チャンネルウォルシュ関数ＷS にしたがってデータを拡散し、それによってカバ
ーされた補足チャンネル信号を発生する。カバーされた補足チャンネル信号はそ
の後、相対的利得モジュール120 へ送られ、相対的利得モジュール120 は他の直
交送信サブチャンネルにより伝送された信号に関してカバーされた補足チャンネ
ル信号の振幅を調節する。
【００２８】
示されている好ましい実施形態ではサブチャンネルコード化を行うために直
交ウォルシュ関数が使用されているが、当業者はサブチャンネルコード化も本発
明の技術的範囲を逸脱せずにＴＤＭＡまたはＰＮコード化を使用して実現される
ことを認識するであろう。ＰＮコード化を使用する実施形態では、基準信号ＷS 、ＷP 、ＷF はそれぞれ補足、パイロット、基本チャンネルに対応してＰＮコー
ドにより置換される。
交ウォルシュ関数が使用されているが、当業者はサブチャンネルコード化も本発
明の技術的範囲を逸脱せずにＴＤＭＡまたはＰＮコード化を使用して実現される
ことを認識するであろう。ＰＮコード化を使用する実施形態では、基準信号ＷS 、ＷP 、ＷF はそれぞれ補足、パイロット、基本チャンネルに対応してＰＮコー
ドにより置換される。
【００２９】
当業者は、ＦＥＣモジュール102 および104 が本発明の技術的範囲を逸脱せ
ずに任意の数の順方向エラー補正技術を使用することができることを認識するで
あろう。このような技術はターボコードコード化、コンボリューションコード化
、またはブロックコード化のような他の形態のコード化を含んでいる。さらにイ
ンターリーバ106 および108 はコンボリューションインターリーブ、ターボイン
ターリーブ、ブロックインターリーブおよびビット反転インターリーブを含む任
意の多数のインターリーブ技術を使用することができる。ターボコードエンコー
ダとターボインターリーバは前述のｃｄｍａ２０００仕様に記載されている。
ずに任意の数の順方向エラー補正技術を使用することができることを認識するで
あろう。このような技術はターボコードコード化、コンボリューションコード化
、またはブロックコード化のような他の形態のコード化を含んでいる。さらにイ
ンターリーバ106 および108 はコンボリューションインターリーブ、ターボイン
ターリーブ、ブロックインターリーブおよびビット反転インターリーブを含む任
意の多数のインターリーブ技術を使用することができる。ターボコードエンコー
ダとターボインターリーバは前述のｃｄｍａ２０００仕様に記載されている。
【００３０】
各相対的利得モジュール116 、118 、120 の出力はその後ＰＮスプレッダモ
ジュール122 へ送られる。ＰＮスプレッダモジュール122 の出力はその後送信機
124 へ送られる。送信機124 は信号をアンテナ126 により送る前に、ＰＮスプレ
ッダモジュール122 から受信された全体的な複素数信号の利得を変化することに
よって送信利得の付加的な制御を行う。
ジュール122 へ送られる。ＰＮスプレッダモジュール122 の出力はその後送信機
124 へ送られる。送信機124 は信号をアンテナ126 により送る前に、ＰＮスプレ
ッダモジュール122 から受信された全体的な複素数信号の利得を変化することに
よって送信利得の付加的な制御を行う。
【００３１】
別の実施形態では、随意選択的な相対的利得モジュール116 は省略され、パ
イロット信号は直接ＰＮスプレッダモジュール122 へ送られる。他のチャンネル
の利得はパイロットチャンネルの利得に関して調節される。当業者は相対的利得
モジュール116 を含むかまたはそれを含まないシステムを使用してチャンネルの
相対的利得を制御する２つの方法が機能的に等価であることを認識するであろう
。
イロット信号は直接ＰＮスプレッダモジュール122 へ送られる。他のチャンネル
の利得はパイロットチャンネルの利得に関して調節される。当業者は相対的利得
モジュール116 を含むかまたはそれを含まないシステムを使用してチャンネルの
相対的利得を制御する２つの方法が機能的に等価であることを認識するであろう
。
【００３２】
当業者は、任意のサブチャンネル信号がその実効的な送信利得をゼロに等し
くすることにより“オフに切換え”られることを認識するであろう。これはその
それぞれの相対的利得モジュール116 、118 または120 をこのように構成するこ
とにより実現されてもよい。同様の結果は論理スイッチのようなＰＮスプレッダ
によりサブチャンネル信号の進行を断続することにより得られる。当業者は本発
明の技術的範囲を逸脱せずにサブチャンネルの実行送信利得をゼロに設定する方
法を使用してもよい。
くすることにより“オフに切換え”られることを認識するであろう。これはその
それぞれの相対的利得モジュール116 、118 または120 をこのように構成するこ
とにより実現されてもよい。同様の結果は論理スイッチのようなＰＮスプレッダ
によりサブチャンネル信号の進行を断続することにより得られる。当業者は本発
明の技術的範囲を逸脱せずにサブチャンネルの実行送信利得をゼロに設定する方
法を使用してもよい。
【００３３】
ＰＮスプレッダ122 は疑似ランダムに発生された拡散シーケンスを使用して
直交チャンネル信号を拡散し、送信機124 へ結果的な複素数信号を送信してアン
テナ126 により送信する。好ましい実施形態では、ＰＮスプレッダ122 は前述の
米国特許出願第08/856,428号明細書に記載されているように複素数ＰＮ拡散を使
用する。前述のｃｄｍａ２０００仕様の図33で示されているように、ＰＮスプレ
ッダ122 はＰＮ拡散の実行前に利得モジュール116 によって、利得モジュール11
8 、120 の基本チャンネルおよび補足チャンネル出力の信号をパイロットチャン
ネル出力に関して９０度付加的に回転させる。
直交チャンネル信号を拡散し、送信機124 へ結果的な複素数信号を送信してアン
テナ126 により送信する。好ましい実施形態では、ＰＮスプレッダ122 は前述の
米国特許出願第08/856,428号明細書に記載されているように複素数ＰＮ拡散を使
用する。前述のｃｄｍａ２０００仕様の図33で示されているように、ＰＮスプレ
ッダ122 はＰＮ拡散の実行前に利得モジュール116 によって、利得モジュール11
8 、120 の基本チャンネルおよび補足チャンネル出力の信号をパイロットチャン
ネル出力に関して９０度付加的に回転させる。
【００３４】
当業者はＰＮスプレッダ122 が各入力信号に対して１つの複素数拡散信号を
発生し、ＰＮスプレッダ122 の後および前に相対的利得モジュール116 、118 、
120 を配置させることが可能であることを認識するであろう。
発生し、ＰＮスプレッダ122 の後および前に相対的利得モジュール116 、118 、
120 を配置させることが可能であることを認識するであろう。
【００３５】
別の実施形態では、相対的利得モジュール116 、118 、120 により与えられ
る相対的な利得は利得制御プロセッサ128 により劇的に制御される。各モジュー
ルの利得はチャンネルのデータ速度にしたがって変更されてもよい。例えばパイ
ロットチャンネル利得はデータが基本および補足チャンネルの両者で送信されて
いるときに増加されてもよい。あるいは、基本チャンネル利得はデータが補足チ
ャンネルで送信されているときに増加されてもよい。
る相対的な利得は利得制御プロセッサ128 により劇的に制御される。各モジュー
ルの利得はチャンネルのデータ速度にしたがって変更されてもよい。例えばパイ
ロットチャンネル利得はデータが基本および補足チャンネルの両者で送信されて
いるときに増加されてもよい。あるいは、基本チャンネル利得はデータが補足チ
ャンネルで送信されているときに増加されてもよい。
【００３６】
図３は無線受信機において使用されるときの本発明の好ましい実施形態を示
している。３つの直交サブチャンネルを含んでいる複素数信号はアンテナ200 に
より受信され、受信機202 で下方変換される。結果的に得られた下方変換された
信号はその後、その次の処理で使用されるＩおよびＱ成分サンプルを発生するた
めに複素数ＰＮデスプレッダ204 へ送られる。複素数ＰＮデスプレッダは前述の
米国特許出願第08/856,428号明細書にしたがって動作する。前述のチャンネル評
価装置250 とパイロットチャンネル評価装置252 と、チャンネル評価結合装置23
0 の動作を以下詳細に説明する。
している。３つの直交サブチャンネルを含んでいる複素数信号はアンテナ200 に
より受信され、受信機202 で下方変換される。結果的に得られた下方変換された
信号はその後、その次の処理で使用されるＩおよびＱ成分サンプルを発生するた
めに複素数ＰＮデスプレッダ204 へ送られる。複素数ＰＮデスプレッダは前述の
米国特許出願第08/856,428号明細書にしたがって動作する。前述のチャンネル評
価装置250 とパイロットチャンネル評価装置252 と、チャンネル評価結合装置23
0 の動作を以下詳細に説明する。
【００３７】
ＩおよびＱ成分サンプルはウォルシュデスプレッダ206 へ送られ、ウォルシ
ュデスプレッダ206 はウォルシュスプレッダ112 で基本チャンネルを拡散するの
に使用されるのと同一のウォルシュ関数ＷF を使用する。ウォルシュデスプレッ
ダ206 はカバーが除かれた基本チャンネルのＩおよびＱ成分を発生する。
ュデスプレッダ206 はウォルシュスプレッダ112 で基本チャンネルを拡散するの
に使用されるのと同一のウォルシュ関数ＷF を使用する。ウォルシュデスプレッ
ダ206 はカバーが除かれた基本チャンネルのＩおよびＱ成分を発生する。
【００３８】
ＩおよびＱ成分信号はまたパイロットチャンネル評価装置 218Ａへ入力され
、濾波されたパイロットＩおよびパイロットＱサンプルを発生する。パイロット
チャンネル評価装置 218ＡはウォルシュコードＷP の入力と共に示されており、
このＷP はウォルシュスプレッダ110 でパイロットチャンネルの拡散に使用され
るＷP に対応する。
、濾波されたパイロットＩおよびパイロットＱサンプルを発生する。パイロット
チャンネル評価装置 218ＡはウォルシュコードＷP の入力と共に示されており、
このＷP はウォルシュスプレッダ110 でパイロットチャンネルの拡散に使用され
るＷP に対応する。
【００３９】
図４はチャンネル評価装置218 の例示的な実施形態を示している。複素数入
力信号はＩおよびＱサンプル流としてチャンネル評価装置218 へ与えられる。Ｉ
サンプルはミキサ 302Ａで基準信号ＲＥＦと混合され、複素数入力信号の実数成
分Ｒを抽出する。ミキサ 302Ａの出力は抽出された実数成分から雑音を除去する
ため雑音排除フィルタ 304Ａへ与えられる。ミキサ 302Ｂでは、Ｑサンプルはミ
キサ 302Ａで使用されるのと同一の基準信号と混合され、それによって複素数入
力信号の虚数成分を抽出する。ミキサ 302Ｂの出力は抽出された虚数成分から雑
音を除去するため雑音排除フィルタ 304Ｂへ与えられる。当業者は本発明の技術
的範囲を逸脱せずに、雑音排除フィルタ 304がローパスフィルタ、整合されたフ
ィルタ、または累算装置として構成されてもよいことを認識するであろう。
力信号はＩおよびＱサンプル流としてチャンネル評価装置218 へ与えられる。Ｉ
サンプルはミキサ 302Ａで基準信号ＲＥＦと混合され、複素数入力信号の実数成
分Ｒを抽出する。ミキサ 302Ａの出力は抽出された実数成分から雑音を除去する
ため雑音排除フィルタ 304Ａへ与えられる。ミキサ 302Ｂでは、Ｑサンプルはミ
キサ 302Ａで使用されるのと同一の基準信号と混合され、それによって複素数入
力信号の虚数成分を抽出する。ミキサ 302Ｂの出力は抽出された虚数成分から雑
音を除去するため雑音排除フィルタ 304Ｂへ与えられる。当業者は本発明の技術
的範囲を逸脱せずに、雑音排除フィルタ 304がローパスフィルタ、整合されたフ
ィルタ、または累算装置として構成されてもよいことを認識するであろう。
【００４０】
チャンネル評価装置218 で使用される基準信号は実数、虚数、または複素数
である。複素数基準信号と共に使用するのに適したチャンネル評価装置218 の別
の実施形態では、ミキサ302 は（複素数ミキサとも呼ばれる）複素数乗算器であ
り、それぞれ実数出力と虚数出力との両者を有する。ミキサ302 の実数出力はそ
の後、実数成分フィルタ 304Ａで濾波される前に合計される。ミキサ302 の虚数
出力は虚数成分フィルタ 304Ｂで濾波される前に合計される。同様にして複素数
乗算器は拡散およびデスプレッド中の基準機能として複素数ウォルシュコードの
使用を可能にするためウォルシュスプレッダまたはデスプレッダで使用されるこ
とができる。複素数ウォルシュコードを使用するウォルシュ拡散は複素数ウォル
シュ拡散として知られ、複素数ウォルシュコードを使用するウォルシュデスプレ
ッドは複素数ウォルシュデスプレッドとして知られている。
である。複素数基準信号と共に使用するのに適したチャンネル評価装置218 の別
の実施形態では、ミキサ302 は（複素数ミキサとも呼ばれる）複素数乗算器であ
り、それぞれ実数出力と虚数出力との両者を有する。ミキサ302 の実数出力はそ
の後、実数成分フィルタ 304Ａで濾波される前に合計される。ミキサ302 の虚数
出力は虚数成分フィルタ 304Ｂで濾波される前に合計される。同様にして複素数
乗算器は拡散およびデスプレッド中の基準機能として複素数ウォルシュコードの
使用を可能にするためウォルシュスプレッダまたはデスプレッダで使用されるこ
とができる。複素数ウォルシュコードを使用するウォルシュ拡散は複素数ウォル
シュ拡散として知られ、複素数ウォルシュコードを使用するウォルシュデスプレ
ッドは複素数ウォルシュデスプレッドとして知られている。
【００４１】
提案されたｃｄｍａ２０００標準方式では、パイロットチャンネルは基本お
よび補足チャンネルから９０度位相をずらして送信される。それ故、好ましい実
施形態ではパイロットチャンネル評価装置 218Ａは９０度だけその出力を回転さ
せる。この回転は虚数値による基準の乗算または雑音排除フィルタ304 の実数お
よび虚数出力の回転を含む多数の方法で実現されてもよい。同一の最終結果はま
た本発明の技術的範囲を逸脱せずに基本および補足チャンネルの信号を回転する
ことによって実現されてもよい。また基本および補足チャンネルに関するパイロ
ットチャンネルの相対的回転は本発明の技術的範囲を逸脱せずに正または負のい
ずれであってもよい。
よび補足チャンネルから９０度位相をずらして送信される。それ故、好ましい実
施形態ではパイロットチャンネル評価装置 218Ａは９０度だけその出力を回転さ
せる。この回転は虚数値による基準の乗算または雑音排除フィルタ304 の実数お
よび虚数出力の回転を含む多数の方法で実現されてもよい。同一の最終結果はま
た本発明の技術的範囲を逸脱せずに基本および補足チャンネルの信号を回転する
ことによって実現されてもよい。また基本および補足チャンネルに関するパイロ
ットチャンネルの相対的回転は本発明の技術的範囲を逸脱せずに正または負のい
ずれであってもよい。
【００４２】
共に、抽出された実数および虚数成分は基準信号と相関する任意の信号成分
の振幅および位相情報を含んだチャンネル評価ベクトルを構成する。チャンネル
評価の品質は受信された複素数入力信号と基準信号との間の相関の程度に基づい
ている。受信された複素数入力信号と基準信号との間で最高度の相関を実現する
ために、受信機により使用される基準信号は送信機により送信された信号、例え
ばパイロットチャンネルの場合のウォルシュコードＷP と正確に一致しなければ
ならない。基準信号と送信された信号との差はチャンネル評価に不正確度を生じ
させる。
の振幅および位相情報を含んだチャンネル評価ベクトルを構成する。チャンネル
評価の品質は受信された複素数入力信号と基準信号との間の相関の程度に基づい
ている。受信された複素数入力信号と基準信号との間で最高度の相関を実現する
ために、受信機により使用される基準信号は送信機により送信された信号、例え
ばパイロットチャンネルの場合のウォルシュコードＷP と正確に一致しなければ
ならない。基準信号と送信された信号との差はチャンネル評価に不正確度を生じ
させる。
【００４３】
ＩＳ−９５システムでは、パイロットウォルシュコードＷP は全てゼロのウ
ォルシュコードであり、その場合チャンネル評価は前述の米国特許第5,506,865
号明細書に記載されているように、丁度１対のフィルタを使用して行われること
ができる。この場合、パイロットチャンネルウォルシュスプレッダ110 は送信機
から省略される。受信機のチャンネル評価装置はその後、ミキサ302 がパイロッ
トチャンネル評価装置 218Ａから省略されるように構成されることができる。ミ
キサがなく、フィルタで構成されている全てゼロのウォルシュコードパイロット
のチャンネル評価装置はまたパイロットフィルタとして知られている。しかしな
がら、図４で示されているチャンネル評価装置の実施形態は全てゼロのウォルシ
ュコード以外のパイロットウォルシュコードの使用を可能にする。
ォルシュコードであり、その場合チャンネル評価は前述の米国特許第5,506,865
号明細書に記載されているように、丁度１対のフィルタを使用して行われること
ができる。この場合、パイロットチャンネルウォルシュスプレッダ110 は送信機
から省略される。受信機のチャンネル評価装置はその後、ミキサ302 がパイロッ
トチャンネル評価装置 218Ａから省略されるように構成されることができる。ミ
キサがなく、フィルタで構成されている全てゼロのウォルシュコードパイロット
のチャンネル評価装置はまたパイロットフィルタとして知られている。しかしな
がら、図４で示されているチャンネル評価装置の実施形態は全てゼロのウォルシ
ュコード以外のパイロットウォルシュコードの使用を可能にする。
【００４４】
パイロットＩおよびパイロットＱ信号は共にＣＤＭＡ送信チャンネル８の振
幅および位相特性の評価として使用される。結果的なパイロットＩおよびパイロ
ットＱは、カバーが除かれた基本チャンネルＩおよびＱ成分と共にドット積モジ
ュール208 へ与えられる。基本チャンネル信号のパイロットチャンネル評価ベク
トルへのスカラー投影を計算するドット積モジュール208 は前述の米国特許第5,
506,865 号明細書に記載されている回路にしたがっている。パイロットチャンネ
ル信号10、基本チャンネル信号12、補足チャンネル信号14は同一の伝播路８を通
過するので、チャンネルで導入される位相エラーは全ての３つの信号で同一であ
る。
幅および位相特性の評価として使用される。結果的なパイロットＩおよびパイロ
ットＱは、カバーが除かれた基本チャンネルＩおよびＱ成分と共にドット積モジ
ュール208 へ与えられる。基本チャンネル信号のパイロットチャンネル評価ベク
トルへのスカラー投影を計算するドット積モジュール208 は前述の米国特許第5,
506,865 号明細書に記載されている回路にしたがっている。パイロットチャンネ
ル信号10、基本チャンネル信号12、補足チャンネル信号14は同一の伝播路８を通
過するので、チャンネルで導入される位相エラーは全ての３つの信号で同一であ
る。
【００４５】
この位相エラーは前述の米国特許第5,506,865 号明細書に記載されているド
ット積演算を行うことにより除去される。例示的な実施形態では、基本チャンネ
ルはパイロットチャンネル評価を使用してドット積モジュール208 でコヒーレン
トに復調される。ドット積モジュールは各シンボル期間にスカラー信号を生成し
、これは送信チャンネル８により受信されたパイロット信号と同位相の基本チャ
ンネル信号の大きさを示している。
ット積演算を行うことにより除去される。例示的な実施形態では、基本チャンネ
ルはパイロットチャンネル評価を使用してドット積モジュール208 でコヒーレン
トに復調される。ドット積モジュールは各シンボル期間にスカラー信号を生成し
、これは送信チャンネル８により受信されたパイロット信号と同位相の基本チャ
ンネル信号の大きさを示している。
【００４６】
ドット積モジュール208 により出力される基本チャンネルシンボルはその後
、デインターリーバ210 へ送られ、このデインターリーバ210 は送信インターリ
ーバ106 の逆の機能を実行する。結果的にデインターリーブされた信号はその後
、順方向エラー補正（ＦＥＣ）デコーダ212 へ送信される。デコーダ212 はＦＥ
Ｃエンコーダ102 の逆の機能を実行し、順方向エラーの補正された信号を出力す
る。
、デインターリーバ210 へ送られ、このデインターリーバ210 は送信インターリ
ーバ106 の逆の機能を実行する。結果的にデインターリーブされた信号はその後
、順方向エラー補正（ＦＥＣ）デコーダ212 へ送信される。デコーダ212 はＦＥ
Ｃエンコーダ102 の逆の機能を実行し、順方向エラーの補正された信号を出力す
る。
【００４７】
デコーダ212 による補正された信号出力はまた送信機ＦＥＣエンコーダ102
と同一のＦＥＣ関数を使用して信号を再度符号化するエンコーダ224 へ送られる
。このようにして、エンコーダ224 は送信された基本信号の理想的な表示を生成
する。この理想的な表示はその後、送信機インターリーバ106 と同一の機能を行
うインターリーバ226 へ送られ、加入者局２により送信されるインターリーブさ
れた基本チャンネルデータの理想的な表示を生成する。
と同一のＦＥＣ関数を使用して信号を再度符号化するエンコーダ224 へ送られる
。このようにして、エンコーダ224 は送信された基本信号の理想的な表示を生成
する。この理想的な表示はその後、送信機インターリーバ106 と同一の機能を行
うインターリーバ226 へ送られ、加入者局２により送信されるインターリーブさ
れた基本チャンネルデータの理想的な表示を生成する。
【００４８】
ウォルシュデスプレッダにより生成されたＩおよびＱ成分サンプルは遅延素
子220 へ入力され、遅延素子220 はインターリーバ226 の出力と同期されるＩお
よびＱ成分を生成する。遅延素子220 はドット積モジュール208 とデインターリ
ーバ210 とデコーダ212 とエンコーダ224 とインターリーバ226 により生成され
た遅延を補償するように設計されている。
子220 へ入力され、遅延素子220 はインターリーバ226 の出力と同期されるＩお
よびＱ成分を生成する。遅延素子220 はドット積モジュール208 とデインターリ
ーバ210 とデコーダ212 とエンコーダ224 とインターリーバ226 により生成され
た遅延を補償するように設計されている。
【００４９】
遅延素子220 により出力される同期されたＩおよびＱ成分はその後、インタ
ーリーバ226 の出力と共に、チャンネル評価装置 218Ｂへ送られる。チャンネル
評価装置 218Ｂは基準信号としてインターリーバ226 の出力を使用し、Ｉおよび
Ｑサンプル流として遅延素子220 の出力を使用し、そこからチャンネル評価出力
を形成する。
ーリーバ226 の出力と共に、チャンネル評価装置 218Ｂへ送られる。チャンネル
評価装置 218Ｂは基準信号としてインターリーバ226 の出力を使用し、Ｉおよび
Ｑサンプル流として遅延素子220 の出力を使用し、そこからチャンネル評価出力
を形成する。
【００５０】
ＦＥＣデコーダ212 により出力された補正されたビットは再度符号化され、
再度インターリーブされ、基本チャンネルで実際に送信されたものと一致する可
能性が高い基準信号を発生する。チャンネル評価装置 218Ｂに対する入力として
このさらに信頼性のある基準信号の使用により、チャンネル評価装置 218Ｂによ
り発生される基本チャンネル評価の正確度は改良される。
再度インターリーブされ、基本チャンネルで実際に送信されたものと一致する可
能性が高い基準信号を発生する。チャンネル評価装置 218Ｂに対する入力として
このさらに信頼性のある基準信号の使用により、チャンネル評価装置 218Ｂによ
り発生される基本チャンネル評価の正確度は改良される。
【００５１】
次善の実施形態では、基本チャンネル信号の理想的な表示を生成するために
デインターリーバ210 、デコーダ212 、エンコーダ224 、インターリーバ226 を
使用する代わりに、ドット積モジュール208 の出力はチャンネル評価装置 218Ｂ
へ直接与えられる。この場合。遅延素子220 はドット積モジュール208 のドット
積演算を実行するのに必要な時間を補償するだけである。しかしながら、基本チ
ャンネル評価装置はバイパスされた成分のエラー補正の利点を得ることはない。
デインターリーバ210 、デコーダ212 、エンコーダ224 、インターリーバ226 を
使用する代わりに、ドット積モジュール208 の出力はチャンネル評価装置 218Ｂ
へ直接与えられる。この場合。遅延素子220 はドット積モジュール208 のドット
積演算を実行するのに必要な時間を補償するだけである。しかしながら、基本チ
ャンネル評価装置はバイパスされた成分のエラー補正の利点を得ることはない。
【００５２】
パイロットチャンネル評価装置 218Ａの複素数出力成分は、基本チャンネル
信号を使用してチャンネル評価を実行するのに固有の遅延を補償するために遅延
素子222 が設けられる。基本チャンネルの処理により生成されたチャンネル評価
パラメータは、遅延されたチャンネル評価パラメータと共に遅延素子220 と222
からチャンネル評価結合装置230 へ送られる。チャンネル評価結合装置230 はパ
イロットおよび基本チャンネルの両者の処理に対するチャンネル評価データを結
合し、第３の結合されたチャンネル評価を含んでいる出力を生成する。送信チャ
ンネルの特性が時間の経過にしたがって変化するとき、パイロットチャンネル評
価装置 218Ａとチャンネル評価装置 218Ｂは更新されたチャンネル評価をチャン
ネル評価結合装置230 へ与え、したがってチャンネル評価結合装置230 は結合さ
れたチャンネル評価出力を更新する。
信号を使用してチャンネル評価を実行するのに固有の遅延を補償するために遅延
素子222 が設けられる。基本チャンネルの処理により生成されたチャンネル評価
パラメータは、遅延されたチャンネル評価パラメータと共に遅延素子220 と222
からチャンネル評価結合装置230 へ送られる。チャンネル評価結合装置230 はパ
イロットおよび基本チャンネルの両者の処理に対するチャンネル評価データを結
合し、第３の結合されたチャンネル評価を含んでいる出力を生成する。送信チャ
ンネルの特性が時間の経過にしたがって変化するとき、パイロットチャンネル評
価装置 218Ａとチャンネル評価装置 218Ｂは更新されたチャンネル評価をチャン
ネル評価結合装置230 へ与え、したがってチャンネル評価結合装置230 は結合さ
れたチャンネル評価出力を更新する。
【００５３】
好ましい実施形態では、エンコーダ224 へ送信されたデコーダ212 の出力は
付加的に制御プロセッサ216 へ送られる。制御プロセッサ214 は各受信されたデ
ータフレームに対するフレーム速度情報を生成する。制御プロセッサ216 は各受
信されたデータフレームの有効性検査も実行する。制御プロセッサ216 はその速
度決定および有効性検査の結果に基づいて基本チャンネル品質計量値を生成する
。基本チャンネル品質計量値はパイロットチャンネル評価に割当てられた加重係
数に関連して基本チャンネル評価へ適切な加重係数を割当てるために使用される
。基本チャンネル品質計量値はＣＲＣの正確性に基づく受信されたフレームの有
効性に基づいて変化する。異なる速度のフレームはまた異なる数のＣＲＣビット
を使用してもよく、またはフレームエラー検査保護の程度を変化してもよいので
、制御プロセッサ216 は受信されたフレーム速度にしたがって基本チャンネル品
質計量を付加的に変化してもよい。
付加的に制御プロセッサ216 へ送られる。制御プロセッサ214 は各受信されたデ
ータフレームに対するフレーム速度情報を生成する。制御プロセッサ216 は各受
信されたデータフレームの有効性検査も実行する。制御プロセッサ216 はその速
度決定および有効性検査の結果に基づいて基本チャンネル品質計量値を生成する
。基本チャンネル品質計量値はパイロットチャンネル評価に割当てられた加重係
数に関連して基本チャンネル評価へ適切な加重係数を割当てるために使用される
。基本チャンネル品質計量値はＣＲＣの正確性に基づく受信されたフレームの有
効性に基づいて変化する。異なる速度のフレームはまた異なる数のＣＲＣビット
を使用してもよく、またはフレームエラー検査保護の程度を変化してもよいので
、制御プロセッサ216 は受信されたフレーム速度にしたがって基本チャンネル品
質計量を付加的に変化してもよい。
【００５４】
制御プロセッサ216 はまたエンコーダ224 へ接続される。制御プロセッサ216
はデコーダ212 から受信されたデータを再度符号化するのに使用するためにフ
レーム速度情報をエンコーダ224 へ送る。
はデコーダ212 から受信されたデータを再度符号化するのに使用するためにフ
レーム速度情報をエンコーダ224 へ送る。
【００５５】
例示的な実施形態では、チャンネル評価結合装置230 は加重平均結合装置で
あり、これは次式にしたがってパイロットおよび基本チャンネル評価の加重平均
を行うことにより結合されたチャンネル評価信号を生成する。 ＲCOMB＝ＸＲPILOT ＋（１−Ｘ）ＲFUND （３） ＩCOMB＝ＸＩPILOT ＋（１−Ｘ）ＩFUND （４） ここで、ＲCOMBとＩCOMBは結合されたチャンネル評価の実数成分および虚数成分
であり、ＲPILOT とＩPILOT はパイロットチャンネル評価の実数成分および虚数
成分であり、ＲFUNDとＩFUNDは基本チャンネル評価の実数成分および虚数成分で
あり、Ｘはスケーリング係数である。スケーリング係数Ｘはは０乃至１の値を有
する。スケーリング係数１はパイロットチャンネル評価に等しい結合されたチャ
ンネル評価を生じる。スケーリング係数０は基本チャンネル評価に等しい結合さ
れたチャンネル評価を生じる。Ｘの値はパイロットチャンネルのスケールされた
チャンネル評価を生成するためにパイロットチャンネル評価により乗算される第
１の乗数を表している。（１−Ｘ）値は基本チャンネルのスケールされたチャン
ネル評価を生成するために基本チャンネル評価により乗算される第２の乗数を表
している。２つのスケールされたチャンネル評価は結合されたチャンネル評価を
生成するために共に加算される。
あり、これは次式にしたがってパイロットおよび基本チャンネル評価の加重平均
を行うことにより結合されたチャンネル評価信号を生成する。 ＲCOMB＝ＸＲPILOT ＋（１−Ｘ）ＲFUND （３） ＩCOMB＝ＸＩPILOT ＋（１−Ｘ）ＩFUND （４） ここで、ＲCOMBとＩCOMBは結合されたチャンネル評価の実数成分および虚数成分
であり、ＲPILOT とＩPILOT はパイロットチャンネル評価の実数成分および虚数
成分であり、ＲFUNDとＩFUNDは基本チャンネル評価の実数成分および虚数成分で
あり、Ｘはスケーリング係数である。スケーリング係数Ｘはは０乃至１の値を有
する。スケーリング係数１はパイロットチャンネル評価に等しい結合されたチャ
ンネル評価を生じる。スケーリング係数０は基本チャンネル評価に等しい結合さ
れたチャンネル評価を生じる。Ｘの値はパイロットチャンネルのスケールされた
チャンネル評価を生成するためにパイロットチャンネル評価により乗算される第
１の乗数を表している。（１−Ｘ）値は基本チャンネルのスケールされたチャン
ネル評価を生成するために基本チャンネル評価により乗算される第２の乗数を表
している。２つのスケールされたチャンネル評価は結合されたチャンネル評価を
生成するために共に加算される。
【００５６】
チャンネル評価結合装置230 はダイナミック加重係数として制御プロセッサ2
16 により基本チャンネルから発生されたチャンネル評価へ与えられる基本チャ
ンネル品質計量値を付加的に使用する。基本チャンネル品質計量値が高いフレー
ムエラー率を示すとき、チャンネル評価結合装置230 はスケーリング係数Ｘ値を
増加する。それ故、フレームエラーが生じたとき、補足チャンネルの復調に使用
される結合されたチャンネル評価はパイロットチャンネル評価から多く得られ、
基本チャンネル評価からは少なく得られる。別の実施形態では、フレームエラー
は有効なフレームが受信されるまで、スケーリング係数Ｘの値を１に等しくする
。
16 により基本チャンネルから発生されたチャンネル評価へ与えられる基本チャ
ンネル品質計量値を付加的に使用する。基本チャンネル品質計量値が高いフレー
ムエラー率を示すとき、チャンネル評価結合装置230 はスケーリング係数Ｘ値を
増加する。それ故、フレームエラーが生じたとき、補足チャンネルの復調に使用
される結合されたチャンネル評価はパイロットチャンネル評価から多く得られ、
基本チャンネル評価からは少なく得られる。別の実施形態では、フレームエラー
は有効なフレームが受信されるまで、スケーリング係数Ｘの値を１に等しくする
。
【００５７】
本発明の別の実施形態では、制御プロセッサ216 はチャンネル評価結合装置2
30 へ送られる前に、基本チャンネル品質計量値の平滑化またはローパス濾波を
実行する平滑化モジュールを含んでいる。この平滑化は、チャンネルに固有の高
周波数雑音を受けにくく、チャンネル評価結合装置230 により行われる加重平均
を容易にする。
30 へ送られる前に、基本チャンネル品質計量値の平滑化またはローパス濾波を
実行する平滑化モジュールを含んでいる。この平滑化は、チャンネルに固有の高
周波数雑音を受けにくく、チャンネル評価結合装置230 により行われる加重平均
を容易にする。
【００５８】
本発明のさらに別の実施形態では、パイロットおよび基本チャンネル信号を
送信するとき受信機は相対的利得モジュール116 と118 により使用される相対的
利得を知っている。この実施形態では、第２の乗数に対する第１の乗数の比が基
本チャンネルの送信利得に対するパイロットチャンネルの送信利得の比に等しい
ようにＸの値が調整される。
送信するとき受信機は相対的利得モジュール116 と118 により使用される相対的
利得を知っている。この実施形態では、第２の乗数に対する第１の乗数の比が基
本チャンネルの送信利得に対するパイロットチャンネルの送信利得の比に等しい
ようにＸの値が調整される。
【００５９】
好ましい実施形態では、制御プロセッサ216 によってチャンネル評価結合装
置230 へ与えられる基本チャンネル品質計量値はチャンネル評価装置 218Ｂへ与
えられる基準信号と同期される。これは遅延素子またはバッファを制御プロセッ
サ216 中に設けることによって実現されることができる。制御プロセッサ216 は
、チャンネル評価装置 218Ｂへ提供する前に基本チャンネル品質計量に対して平
滑化機能を行ってもよい。しかしながら、好ましい実施形態では、制御プロセッ
サ216 により生成される基本チャンネル品質計量値は平滑化されず、フレーム境
界で突然変化してもよい。
置230 へ与えられる基本チャンネル品質計量値はチャンネル評価装置 218Ｂへ与
えられる基準信号と同期される。これは遅延素子またはバッファを制御プロセッ
サ216 中に設けることによって実現されることができる。制御プロセッサ216 は
、チャンネル評価装置 218Ｂへ提供する前に基本チャンネル品質計量に対して平
滑化機能を行ってもよい。しかしながら、好ましい実施形態では、制御プロセッ
サ216 により生成される基本チャンネル品質計量値は平滑化されず、フレーム境
界で突然変化してもよい。
【００６０】
ウォルシュデスプレッダ236 への入力として使用されるＩおよびＱ成分サン
プルは遅延素子232 を通って伝送され、この遅延素子232 はウォルシュデスプレ
ッダ236 の出力をチャンネル評価結合装置238 の出力と同期させるように作用す
る。遅延素子232 は本発明の技術的範囲を逸脱せずに、代わりにウォルシュデス
プレッダ236 とドット積モジュール238 との間に位置されてもよい。ウォルシュ
デスプレッダ236 は送信機のウォルシュスプレッダ114 により使用されるウォル
シュ関数ＷS を使用し、カバーが除かれた補足チャンネルのＩおよびＱ成分を生
成する。これらのカバーが除かれた補足チャンネル成分はチャンネル評価結合装
置230 からの結合されたチャンネル評価信号と共に、ドット積モジュール238 の
入力として使用される。
プルは遅延素子232 を通って伝送され、この遅延素子232 はウォルシュデスプレ
ッダ236 の出力をチャンネル評価結合装置238 の出力と同期させるように作用す
る。遅延素子232 は本発明の技術的範囲を逸脱せずに、代わりにウォルシュデス
プレッダ236 とドット積モジュール238 との間に位置されてもよい。ウォルシュ
デスプレッダ236 は送信機のウォルシュスプレッダ114 により使用されるウォル
シュ関数ＷS を使用し、カバーが除かれた補足チャンネルのＩおよびＱ成分を生
成する。これらのカバーが除かれた補足チャンネル成分はチャンネル評価結合装
置230 からの結合されたチャンネル評価信号と共に、ドット積モジュール238 の
入力として使用される。
【００６１】
ドット積モジュール238 は補足チャンネル信号を結合されたチャンネル評価
ベクトルへ投影する大きさを計算し、スカラー投影出力を生成する。ドット積モ
ジュール238 の出力はその後、デインターリーバ240 でデインターリーブされ、
このデインターリーバ240 はインターリーバ108 の逆の機能を行う。デインター
リーバ238 の出力はデコーダ242 へ与えられ、このデコーダ242 はインターリー
バ104 の逆の機能を実行する。
ベクトルへ投影する大きさを計算し、スカラー投影出力を生成する。ドット積モ
ジュール238 の出力はその後、デインターリーバ240 でデインターリーブされ、
このデインターリーバ240 はインターリーバ108 の逆の機能を行う。デインター
リーバ238 の出力はデコーダ242 へ与えられ、このデコーダ242 はインターリー
バ104 の逆の機能を実行する。
【００６２】
図３で示されている無線受信機を通じて、当業者は任意の遅延素子220 、222
または232 が本発明の技術的範囲を逸脱することなく累算装置またはバッファ
として構成することができることを認識するであろう。さらに、当業者は本発明
の技術的範囲を逸脱せずに、遅延素子の対、例えば遅延素子 232Ａと 232Ｂが別
々に構成されるか、同一機能を実行する単一の遅延モジュールに結合されてもよ
いことを認識するであろう。
または232 が本発明の技術的範囲を逸脱することなく累算装置またはバッファ
として構成することができることを認識するであろう。さらに、当業者は本発明
の技術的範囲を逸脱せずに、遅延素子の対、例えば遅延素子 232Ａと 232Ｂが別
々に構成されるか、同一機能を実行する単一の遅延モジュールに結合されてもよ
いことを認識するであろう。
【００６３】
示されている好ましい実施形態ではサブチャンネルデコードを実現するため
の直交ウォルシュ関数を使用しているが、当業者はサブチャンネルデコードも本
発明の技術的範囲を逸脱せずにＴＤＭＡまたはＰＮコード化を使用して実現され
ることを認識するであろう。ＰＮコード化を使用する別の実施形態では、基準信
号ＷS 、ＷP 、ＷF は補足チャンネル、パイロットチャンネル、および基本チャ
ンネルにそれぞれ対応するＰＮコードにより置換される。
の直交ウォルシュ関数を使用しているが、当業者はサブチャンネルデコードも本
発明の技術的範囲を逸脱せずにＴＤＭＡまたはＰＮコード化を使用して実現され
ることを認識するであろう。ＰＮコード化を使用する別の実施形態では、基準信
号ＷS 、ＷP 、ＷF は補足チャンネル、パイロットチャンネル、および基本チャ
ンネルにそれぞれ対応するＰＮコードにより置換される。
【図１】
本発明の実施形態を含む無線通信システムの基本的なコンポーネントを示した
説明図。
説明図。
【図２】
無線送信機における本発明の好ましい実施形態のブロック図。
【図３】
無線受信機における本発明の好ましい実施形態のブロック図。
【図４】
例示的なチャンネル評価装置回路のブロック図。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ
，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，
ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ
Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ
)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，
ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，
ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，Ｃ
Ｎ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ
，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，
ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，Ｋ
Ｐ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ
，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，
ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，Ｓ
Ｇ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ
，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ
Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE21 EE33
5K046 AA05 DD14 EE36 EE56 EF02
5K067 AA23 BB02 CC10 DD11 EE02
EE10 EE71 GG01
Claims (99)
- 【請求項１】 パイロットサブチャンネル信号に基づいてパイロットチャン
ネル評価を行ってパイロットチャンネル評価信号を生成するパイロットチャンネ
ル評価手段と、 前記情報信号から第１のサブチャンネル信号を抽出する第１の抽出手段と、 前記第１の抽出手段に接続されて動作し、チャンネル評価を行って第１のチャ
ンネル評価信号を生成する第１のチャンネル評価手段と、 前記パイロットチャンネル評価手段および前記第１のチャンネル評価手段に接
続されて動作し、前記パイロットチャンネル評価信号と前記第１のチャンネル評
価信号とを結合して結合されたチャンネル評価信号を生成するチャンネル評価結
合装置と、 前記情報信号から第２のサブチャンネル信号を抽出する第２の抽出手段と、 前記チャンネル評価結合装置および前記第２の抽出手段に接続されて動作し、
前記第２のサブチャンネル信号および前記第２のチャンネル評価信号に基づいて
サブチャンネルシンボル流を生成する第１のドット積モジュールとを具備してい
ることを特徴とする情報信号の受信装置。 - 【請求項２】 前記第１の抽出手段は疑似雑音（ＰＮ）デスプレッダを具備
し、前記第２の抽出手段は第２の疑似雑音（ＰＮ）デスプレッダを具備している
請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記パイロットチャンネル評価手段はパイロット疑似雑音（
ＰＮ）コード基準信号に基づいて前記パイロットチャンネル評価信号を生成する
パイロットチャンネル評価手段を具備している請求項１記載の装置。 - 【請求項４】 前記パイロットチャンネル評価手段は、パイロットウォルシ
ュコード基準信号に基づいて前記パイロットチャンネル評価信号を生成するパイ
ロットチャンネル評価装置を具備している請求項１記載の装置。 - 【請求項５】 前記パイロットウォルシュコードは複素数であり、前記パイ
ロットチャンネル評価装置は複素数ミキサを備えている請求項４記載の装置。 - 【請求項６】 前記第１の抽出手段は第１のウォルシュデスプレッダであり
、前記第２の抽出手段は第２のウォルシュデスプレッダである請求項１記載の装
置。 - 【請求項７】 さらに、前記情報信号を前記パイロットチャンネル評価手段
と、前記第１の抽出手段と、前記第２の抽出手段とに与える疑似雑音（ＰＮ）デ
スプレッダを備えている請求項６記載の装置。 - 【請求項８】 前記ＰＮデスプレッダは複素数ＰＮデスプレッダである請求
項７記載の装置。 - 【請求項９】 前記チャンネル評価結合装置は、パイロット乗数によって前
記パイロットチャンネル評価を乗算してスケールされたパイロットチャンネル評
価信号を生成し、第１の乗数によって前記第１のチャンネル評価を乗算してスケ
ールされた第１のチャンネル評価信号を生成し、スケールされたパイロットチャ
ンネル評価信号を前記スケールされた第１のチャンネル評価信号と加算して前記
結合されたチャンネル評価信号を生成する加重平均結合装置である請求項１記載
の装置。 - 【請求項１０】 前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比は前記第
１のサブチャンネル信号の送信利得に対する前記パイロットサブチャンネル信号
の送信利得の比にほぼ等しく設定されている請求項９記載の装置。 - 【請求項１１】 前記パイロットチャンネル評価手段はパイロットフィルタ
である請求項９記載の装置。 - 【請求項１２】 前記情報信号は複素数Ｉ信号および複素数Ｑ信号を含み、
前記パイロットチャンネル評価手段は、前記複素数Ｉ信号とウォルシュ関数とを
混合する第１のミキサと、前記複素数Ｑ信号とウォルシュ関数とを混合する第２
のミキサとを備えている請求項９記載の装置。 - 【請求項１３】 前記パイロットチャンネル評価手段はさらに、前記第１の
ミキサの出力信号を濾波する第１の雑音排除フィルタと、前記第２のミキサの出
力信号を濾波する第２の雑音排除フィルタとを具備している請求項１２記載の装
置。 - 【請求項１４】 前記パイロットチャンネル評価手段は、前記第１のチャン
ネル評価と差前記パイロットチャンネル評価とを同期するための遅延モジュール
を備えている請求項８記載の装置。 - 【請求項１５】 第１のチャンネル評価手段は、前記パイロットチャンネル
評価信号および前記第１のサブチャンネル信号を受信して第１のチャンネルスカ
ラー信号を生成する第２のドット積モジュールを具備している請求項１記載の装
置。 - 【請求項１６】 第１のチャンネル評価手段はさらに、前記第２のドット積
モジュールの出力および前記第１のウォルシュデスプレッダの出力を受信して前
記第１のチャンネル評価信号を生成するチャンネル評価装置を具備している請求
項１５記載の装置。 - 【請求項１７】 さらに、前記第２のドット積モジュールに接続されて動作
するデインターリーバと、 前記デインターリーバに接続されて動作する順方向エラー補正デコーダと、 前記順方向エラー補正デコーダに接続されて動作する順方向エラー補正エンコ
ーダと、 前記順方向エラー補正エンコーダに接続されて動作するインターリーバと、 前記インターリーバおよび前記第１の抽出手段に接続されて動作するチャンネ
ル評価装置とを具備している請求項１５記載の装置。 - 【請求項１８】 前記デインターリーバはブロックデインターリーバであり
、前記インターリーバはブロックインターリーバである請求項１７記載の装置。 - 【請求項１９】 前記デインターリーバはビット反転デインターリーバであ
り、前記インターリーバはビット反転インターリーバである請求項１７記載の装
置。 - 【請求項２０】 前記デインターリーバはコンボリューションデインターリ
ーバであり、前記インターリーバはコンボリューションインターリーバである請
求項１７記載の装置。 - 【請求項２１】 前記デインターリーバはターボデインターリーバであり、
前記インターリーバはターボインターリーバである請求項１７記載の装置。 - 【請求項２２】 前記順方向エラー補正デコーダはターボコードデコーダで
あり、前記順方向エラー補正エンコーダはターボコードエンコーダである請求項
１７記載の装置。 - 【請求項２３】 前記順方向エラー補正デコーダはブロックデコーダであり
、前記順方向エラー補正エンコーダはブロックエンコーダである請求項１７記載
の装置。 - 【請求項２４】 前記順方向エラー補正デコーダはトレリスデコーダであり
、前記順方向エラー補正エンコーダはコンボリューションエンコーダである請求
項１７記載の装置。 - 【請求項２５】 さらに、前記順方向エラー補正デコーダおよび前記順方向
エラー補正エンコーダに接続されて動作し、前記順方向エラー補正デコーダから
エラー補正されたシンボルを受信し、エラー補正されたシンボルに対してフレー
ム品質検査および速度決定を行い、フレーム速度情報およびフレーム品質計量信
号を生成し、前記順方向エラー補正エンコーダに前記フレーム速度情報を供給す
る制御プロセッサを具備している請求項１７記載の装置。 - 【請求項２６】 前記制御プロセッサは、前記フレーム品質計量信号の平滑
化を行うための平滑化モジュールを備えている請求項２５記載の装置。 - 【請求項２７】 前記チャンネル評価結合装置は、パイロット乗数によって
前記パイロットチャンネル評価を乗算してスケールされたパイロットチャンネル
評価を生成し、第１の乗数によって前記第１のチャンネル評価を乗算してスケー
ルされた第１のチャンネル評価を生成し、スケールされたパイロットチャンネル
評価を前記スケールされた第１のチャンネル評価と加算して前記結合されたチャ
ンネル評価を生成する加重平均結合装置である請求項２５記載の装置。 - 【請求項２８】 前記制御プロセッサは前記フレーム速度情報を前記チャン
ネル評価結合装置に供給し、前記チャンネル評価結合装置は前記フレーム速度情
報に基づいて前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比を調整する請求項
２６記載の装置。 - 【請求項２９】 前記制御プロセッサは前記フレーム品質計量信号を前記チ
ャンネル評価に提供し、前記チャンネル評価結合装置は前記フレーム品質計量信
号に基づいて前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比を調整する請求項
２６記載の装置。 - 【請求項３０】 前記制御プロセッサは前記フレーム品質計量信号および前
記フレーム速度情報を前記チャンネル評価結合装置に提供し、前記チャンネル評
価結合装置は前記フレーム品質計量信号および前記フレーム速度情報に基づいて
前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比を調整する請求項２６記載の装
置。 - 【請求項３１】 信号をデコードする方法において、 ａ）パイロットサブチャンネル信号に基づいた情報信号からパイロットチャン
ネル評価信号を生成し、 ｂ）前記情報信号から第１のサブチャンネル信号を抽出し、 ｃ）前記第１のサブチャンネル信号に基づいて第１のチャンネル評価信号を生
成し、 ｄ）前記パイロットチャンネル評価信号および前記第１のチャンネル評価信号
を結合して結合されたチャンネル評価を生成し、 ｅ）前記情報信号から第２のサブチャンネル信号を抽出し、 ｆ）前記結合されたチャンネル評価信号および前記第２のサブチャンネル信号
の第１のドット積演算を行ってサブチャンネルシンボル流を生成するステップを
含んでいることを特徴とする信号のデコード方法。 - 【請求項３２】 前記第１のサブチャンネル信号を抽出するステップは第１
の疑似雑音（ＰＮ）コードを使用するＰＮデスプレッダを含み、前記第２のサブ
チャンネル信号を抽出するステップは第２の疑似雑音コードを使用するＰＮデス
プレッダを含んでいる請求項３１記載の方法。 - 【請求項３３】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、パ
イロット疑似雑音チャンネルコードに基づいたＰＮデスプレッダを含んでいる請
求項３２記載の方法。 - 【請求項３４】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、パ
イロットウォルシュコードと前記情報信号とを混合せずに前記情報信号を濾波す
るステップを含んでいる請求項３１記載の方法。 - 【請求項３５】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、パ
イロットウォルシュコードに基づいたウォルシュデスプレッドを含んでいる請求
項３１記載の方法。 - 【請求項３６】 前記第１のサブチャンネル信号を抽出するステップは、第
１のウォルシュコードに基づいたウォルシュデスプレッドを含んでおり、前記第
２のサブチャンネル信号を抽出するステップは、第２のウォルシュコードに基づ
いたウォルシュデスプレッドを含んでいる請求項３１記載の方法。 - 【請求項３７】 前記第１および第２のウォルシュコードは複素数であり、
前記第１および第２のウォルシュデスプレッドを行うステップは複素数ウォルシ
ュデスプレッドである請求項３６記載の方法。 - 【請求項３８】 さらに、前記情報信号を生成するために下方変換された信
号の疑似雑音（ＰＮ）デスプレッドを行うステップを含んでいる請求項３６記載
の方法。 - 【請求項３９】 前記疑似雑音デスプレッダは複素数ＰＮデスプレッダであ
る請求項３８記載の方法。 - 【請求項４０】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、前
記パイロットチャンネル評価信号を前記第１のチャンネル評価信号と同期させる
ステップを含んでいる請求項３９記載の方法。 - 【請求項４１】 前記結合するステップは、 ｄ.1）パイロット乗数によって前記パイロットチャンネル評価を乗算してスケ
ールされたパイロットチャンネル評価を生成し、 ｄ.2）第１の乗数によって前記第１のチャンネル評価を乗算してスケールされ
た第１のチャンネル評価を生成し、 ｄ.3）前記スケールされたパイロットチャンネル評価を前記スケールされた第
１のチャンネル評価と加算して前記結合されたチャンネル評価を生成する請求項
３１記載の方法。 - 【請求項４２】 前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比は、前記
第１のサブチャンネル信号の送信に使用された利得に対する前記パイロットサブ
チャンネル信号の送信に使用された利得の比にほぼ等しく設定されている請求項
４１記載の方法。 - 【請求項４３】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、前
記パイロットチャンネル評価を生成するための情報信号の濾波を含んでいる請求
項４１記載の方法。 - 【請求項４４】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、 ａ.1）前記情報信号のＩ成分をパイロットウォルシュコードと混合して第１の
ウォルシュデスプレッドＩ信号を生成し、 ａ.2）前記情報信号のＱ成分を前記パイロットウォルシュコードと混合して第
１のウォルシュデスプレッドＱ信号を生成し、 ａ.3）前記第１のウォルシュデスプレッドＩ信号を濾波して前記パイロットチ
ャンネル評価Ｉ成分を生成し、 ａ.4）前記第１のウォルシュデスプレッドＱ信号を濾波して前記パイロットチ
ャンネル評価信号のＱ成分を生成するサブステップを含んでいる請求項４１記載
の方法。 - 【請求項４５】 前記パイロットチャンネル評価を生成するステップは、 ａ.1）前記情報信号を複素数パイロットウォルシュコードと乗算して第１の複
素数ウォルシュデスプレッダ信号を生成し、 ａ.2）前記第１の複素数ウォルシュデスプレッド信号のＩ成分を濾波して前記
パイロットチャンネル評価のＩ成分を生成し、 ａ.3）前記第１の複素数ウォルシュデスプレッド信号のＱ成分を濾波して前記
パイロットチャンネル評価信号のＱ成分を生成するサブステップを含んでいる請
求項４１記載の方法。 - 【請求項４６】 前記第１のチャンネル評価を生成するステップは、 ｃ.1）前記パイロットチャンネル評価信号と前記第１のサブチャンネル信号の
第２のドット積演算を行って第１のスカラーチャンネル信号を生成し、 ｃ.2）前記第１のサブチャンネル信号を遅延して前記第１のスカラーチャンネ
ル信号と同期する遅延された第１のサブチャンネル信号を生成し、 ｃ.3）前記第１のスカラーチャンネル信号を基準として使用して前記遅延され
た第１のサブチャンネル信号からチャンネル評価を行って前記第１のチャンネル
評価を生成するサブステップを含んでいる請求項３１記載の方法。 - 【請求項４７】 前記第１のチャンネル評価を生成するステップは、 ｃ.1）前記パイロットチャンネル評価信号と前記第１のサブチャンネル信号の
第２のドット積演算を行って第１のスカラーチャンネル信号を生成し、 ｃ.2）前記第１のスカラーチチャンネル信号をデインターリーブフォーマット
にしたがってデインターリーブしてデインターリーブされた第１のチャンネル信
号を生成し、 ｃ.3）順方向エラー補正フォーマットにしたがって前記デインターリーブされ
た第１のチャンネル信号の順方向エラー補正デコードを行ってエラー補正されデ
コードされた第１のチャンネル信号を生成し、 ｃ.4）前記順方向エラー補正フォーマットにしたがって前記エラー補正されデ
コードされた第１のチャンネル信号の順方向エラー補正されたコード化をを行っ
てエラー補正コード化された第１のチャンネル信号を生成し、 ｃ.5）前記エラー補正されたコード化された第１のチャンネル信号をインター
リーブフォーマットにしたがってインターリーブして評価された第１のサブチャ
ンネル信号を生成し、 ｃ.6）前記第１のサブチャンネル信号を遅延させて前記評価された第１のサブ
チャンネル信号と同期する遅延された第１のサブチャンネル信号を生成し、 ｃ.7）前記遅延された第１のサブチャンネル信号および前記評価された第１の
サブチャンネル信号に基づいてチャンネル評価を行って前記第１のチャンネル評
価を生成するサブステップを含んでいる請求項３１記載の方法。 - 【請求項４８】 前記デインターリーブフォーマットはブロックデインター
リーブフォーマットであり、前記インターリーブフォーマットはブロックインタ
ーリーブフォーマットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項４９】 前記デインターリーブフォーマットはビット反転デインタ
ーリーブフォーマットであり、前記インターリーブフォーマットはビット反転イ
ンターリーブフォーマットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項５０】 前記デインターリーブフォーマットはコンボリューション
デインターリーブフォーマットであり、前記インターリーブフォーマットはコン
ボリューションインターリーブフォーマットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項５１】 前記デインターリーブフォーマットはターボデインターリ
ーブフォーマットであり、前記インターリーブフォーマットはターボインターリ
ーブフォーマットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項５２】 前記順方向エラー補正フォーマットはターボコードフォー
マットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項５３】 前記順方向エラー補正フォーマットはブロックエラー補正
コード化フォーマットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項５４】 前記順方向エラー補正フォーマットはコンボリューション
エラー補正コード化フォーマットである請求項４７記載の方法。 - 【請求項５５】 さらに、前記エラー補正されデコードされた第１のチャン
ネル信号についてフレーム品質検査および速度決定をおこなってフレーム速度情
報およびフレーム品質計量信号を生成するステップを含み、前記順方向エラー補
正コード化を行うために使用されるフレーム速度は前記フレーム速度情報に基づ
いている請求項４７記載の方法。 - 【請求項５６】 前記フレーム品質検査は前記フレーム品質計量信号の平滑
化を行うための平滑化ステップを含んでいる請求項５５記載の請求項５５記載の
方法。 - 【請求項５７】 前記結合するステップは、 ｄ.1）パイロット乗数および第１の乗数を生成し、 ｄ.2）前記パイロット乗数によって前記パイロットチャンネル評価信号を乗算
してスケールされたパイロットチャンネル評価信号を生成し、 ｄ.3）前記第１の乗数によって前記第１のチャンネル評価信号を乗算してスケ
ールされた第１のチャンネル評価信号を生成し、 ｄ.4）前記スケールされたパイロットチャンネル評価信号を前記スケールされ
た第１のチャンネル評価信号と加算して前記結合されたチャンネル評価信号を生
成する請求項５５記載の方法。 - 【請求項５８】 前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比は前記フ
レーム速度情報に基づいて調整される請求項５６記載の方法。 - 【請求項５９】 前記第１の乗数に対する前記パイロット乗数の比は前記フ
レーム品質計量信号に基づいて調整される請求項５６記載の方法。 - 【請求項６０】 パイロットチャンネル信号を生成する手段と、 第１のサブチャンネル信号を受信して第１のエラー補正されたコード化された
信号を生成する第１のエラー補正コード化手段と、 前記第１のエラー補正コード化手段に接続されて動作し、前記第１のエラー補
正されたコード化された信号を受信して第１のインターリーブされた信号を生成
する第１のインターリーブ手段と、 前記第１のインターリーブ手段に接続されて動作し、前記第１のインターリー
ブされた信号を受信して第１のチャンネル化された信号を生成する第１のチャン
ネル化手段と、 前記第１のチャンネル化手段に接続されて動作し、前記第１のチャンネル化さ
れた信号を受信して利得制御された第１のチャンネル信号を生成する第１の相対
利得制御装置と、 第２のサブチャンネル信号を受信して第２のエラー補正されたコード化された
信号を生成する第２のエラー補正コード化手段と、 前記第２のエラー補正コード化手段に接続されて動作し、前記第２のエラー補
正された信号を受信して第２のインターリーブされた信号を生成する第２のイン
ターリーブ手段と、 前記第２のインターリーブ手段に接続されて動作し、前記第２のインターリー
ブされた信号を受信して第２のチャンネル化された信号を生成する第２のチャン
ネル化手段と、 前記第２のチャンネル化手段に接続されて動作し、前記第２のチャンネル化さ
れた信号を受信して利得制御された第２のチャンネル信号を生成する第２の相対
利得制御装置と、 前記第１の相対利得制御装置および第２の相対利得制御装置に接続されて動作
し、前記第１の利得制御信号を前記第１の相対利得制御装置に供給し、前記第２
の利得制御信号を前記第２の相対利得制御装置に供給する利得制御プロセッサと
を具備し、 前記第１の利得制御信号は前記第２の利得制御信号に基づいて調整されること
を特徴とする情報信号の送信装置。 - 【請求項６１】 前記パイロットチャンネル信号を生成する手段は、前記利
得制御プロセッサに接続されて動作し、前記利得制御プロセッサから受信された
パイロット利得制御信号にしたがって前記パイロットチャンネル信号の利得を調
整するパイロット利得制御装置を備えている請求項６０記載の装置。 - 【請求項６２】 前記利得制御プロセッサは、 前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の
実効送信利得が共に０であるとき第１のパイロット利得値に、 前記第１のチャンネル信号の実効送信利得が０であり、前記第２のチャンネル
信号の実効送信利得が０より大きいとき第２のパイロット利得値に、 前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の
実効送信利得が共に０より大きいとき第３のパイロット利得値に前記パイロット
利得制御信号を調整する請求項６１記載の装置。 - 【請求項６３】 前記利得制御プロセッサは、前記第２のチャンネルにおい
て送信されたデータ速度に基づいて前記パイロット利得制御信号を調整する請求
項６１記載の装置。 - 【請求項６４】 前記利得制御プロセッサは、前記第２のチャンネルにおい
て送信されたデータ速度に基づいて前記第１の利得制御信号を調整する請求項６
０記載の装置。 - 【請求項６５】 前記利得制御プロセッサは、前記第２のチャンネルの実効
送信利得に基づいて前記第１の利得制御信号を調整する請求項６０記載の装置。 - 【請求項６６】 前記第１のエラー補正コード化手段は第１のターボコード
エンコーダであり、前記第２のエラー補正コード化手段は第２のターボコードエ
ンコーダである請求項６０記載の装置。 - 【請求項６７】 前記第１のエラー補正コード化手段は第１のコンボリュー
ションエンコーダであり、前記第２のエラー補正コード化手段は第２のコンボリ
ューションエンコーダである請求項６０記載の装置。 - 【請求項６８】 前記第１のエラー補正コード化手段は第１のブロックコー
ダであり、前記第２のエラー補正コード化手段は第２のブロックコーダである請
求項６０記載の装置。 - 【請求項６９】 前記第１のインターリーブ手段は第１のブロックインター
リーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のブロックインターリーバ
である請求項６０記載の装置。 - 【請求項７０】前記第１のインターリーブ手段は第１のビット反転インター
リーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のビット反転インターリー
バである請求項６０記載の装置。 - 【請求項７１】 前記第１のインターリーブ手段は第１のコンボリューショ
ンインターリーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のコンボリュー
ションインターリーバである請求項６０記載の装置。 - 【請求項７２】 前記第１のインターリーブ手段は第１のターボインターリ
ーバであり、前記第２のインターリーブ手段は第２のターボインターリーバであ
る請求項６０記載の装置。 - 【請求項７３】 前記第１のチャンネル化手段は疑似雑音（ＰＮ）チャンネ
ル化を使用して第１のＰＮチャンネルコードに基づいて前記第１のチャンネル化
された信号を拡散し、 前記第２のチャンネル化手段はＰＮチャンネル化を使用して第２のＰＮチャン
ネルコードに基づいて前記第２のチャンネル化された信号を拡散する請求項６０
記載の装置。 - 【請求項７４】 前記第１のＰＮチャンネル化は複素数ＰＮチャンネル化で
あり、前記第１のＰＮチャンネルコードは第１の複素数ＰＮチャンネルコードで
あり、 前記第２のＰＮチャンネル化は複素数ＰＮチャンネル化であり、前記第２のＰ
Ｎチャンネルコードは第２の複素数ＰＮチャンネルコードである請求項７３記載
の装置。 - 【請求項７５】 前記パイロットチャンネル生成手段は直交パイロットチャ
ンネルコードを使用し、前記第１のチャンネル化手段は第１の直交チャンネルコ
ードに基づいて前記第１のチャンネル化された信号を拡散し、 前記第２のチャンネル化手段は第２の直交チャンネルコードに基づいて前記第
２のチャンネル化された信号を拡散する請求項６０記載の装置。 - 【請求項７６】 前記第１のチャンネル化手段は第１のウォルシュチャンネ
ルコードに基づいて前記第１のインターリーブされた信号を拡散する第１のウォ
ルシュスプレッダを具備し、 前記第２のチャンネル化手段は第２のウォルシュチャンネルコードに基づいて
前記第２のインターリーブされた信号を拡散する第２のウォルシュスプレッダを
具備している請求項６０記載の装置。 - 【請求項７７】 前記パイロットチャンネル信号はパイロットウォルシュコ
ードである請求項７６記載の装置。 - 【請求項７８】 さらに、前記パイロットチャンネル信号を生成する手段と
、前記第１の相対利得制御装置と、前記第２の相対利得制御装置とに接続されて
動作する前記パイロットチャンネル信号と前記利得制御された第１のチャンネル
信号と前記利得制御された第２のチャンネル信号とのＰＮスプレッドのための疑
似雑音（ＰＮ）スプレッダを備えている請求項７６記載の装置。 - 【請求項７９】 前記ＰＮスプレッダは、前記パイロットチャンネル信号と
前記利得制御された第１のチャンネル信号と前記利得制御された第２のチャンネ
ル信号とを複素数ＰＮスプレッドするための複素数ＰＮスプレッダである請求項
７８記載の装置。 - 【請求項８０】 前記ＰＮスプレッダはさらに、前記利得制御された第１の
チャンネル信号および前記利得制御された第２のチャンネル信号を前記パイロッ
トチャンネル信号から９０度位相をずらすように回転させる請求項７８記載の装
置。 - 【請求項８１】 ａ）パイロットチャンネル信号を生成し、 ｂ）順方向エラー補正コードフォーマットにしたがって第１のサブチャンネル
信号を順方向エラー補正コード化して第１のエラー補正されたコード化された信
号を生成し、 ｃ）前記第１のエラー補正されたコード化された信号をインターリーブフォー
マットにしたがってインターリーブして第１のインターリーブされた信号を生成
し、 ｄ）前記第１のインターリーブされた信号をチャンネル化して第１のチャンネ
ル化された信号を生成し、 ｅ）前記順方向エラー補正コード化フォーマットにしたがって第２のサブチャ
ンネル信号を順方向エラー補正コード化して第２のエラー補正されたコード化さ
れた信号を生成し、 ｆ）前記第２のエラー補正されたコード化された信号をインターリーブフォー
マットにしたがってインターリーブして第２のインターリーブされた信号を生成
し、 ｇ）前記第２のインターリーブされた信号をチャンネル化して第２のチャンネ
ル化された信号を生成し、 ｈ）第１および第２のサブチャンネル信号に基づいて第１のチャンネル利得を
生成し、 ｉ）第１のチャンネル利得を前記第１のチャンネル化された信号に適用して利
得制御された第１のチャンネル信号を生成し、 ｊ）第２のチャンネル利得を前記第２のチャンネル化された信号に適用して利
得制御された第２のチャンネル信号を生成し、 ｋ）前記パイロットチャンネル信号と、前記利得制御された第１のチャンネル
信号と、前記利得制御された第２のチャンネル信号とを合体させて前記情報信号
を生成することを特徴とする情報信号の送信方法。 - 【請求項８２】 前記パイロットチャンネル信号を生成するステップは、一
定利得のパイロットチャンネル信号にパイロット利得を適用して前記パイロット
チャンネル信号を生成するステップを含んでいる請求項８１記載の装置。 - 【請求項８３】 前記パイロット利得値は、 前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル信号の
実効送信利得が共に０であるとき第１のパイロット利得値に、 また、前記第１のチャンネル信号の実効送信利得が０であり、前記第２のチャ
ンネル信号の実効送信利得が０より大きいとき第２のパイロット利得値に、 また、前記第１のチャンネル信号の実効送信利得および前記第２のチャンネル
信号の実効送信利得が共に０より大きいとき第３のパイロット利得値に設定され
る請求項８２記載の方法。 - 【請求項８４】 さらに、前記第２のサブチャンネル信号のデータ速度に基
づいて前記パイロット利得を調整するステップを含んでいる請求項８２記載の方
法。 - 【請求項８５】 さらに、前記第２のサブチャンネル信号のデータ速度に基
づいて前記第１のチャンネル利得を調整するステップを含んでいる請求項８１記
載の方法。 - 【請求項８６】 前記順方向エラー補正コード化フォーマットはターボコー
ドフォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項８７】 前記順方向エラー補正コード化フォーマットはコンボリュ
ーションコード化フォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項８８】 前記順方向エラー補正コード化フォーマットはブロックコ
ード化フォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項８９】 前記インターリーブフォーマットはブロックインターリー
ブフォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項９０】 前記インターリーブフォーマットはビット反転インターリ
ーブフォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項９１】 前記インターリーブフォーマットはコンボリューションイ
ンターリーブフォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項９２】 前記インターリーブフォーマットはターボインターリーブ
フォーマットである請求項８５記載の方法。 - 【請求項９３】 前記第１のインターリーブされた信号をチャンネル化する
ステップは、第１の疑似雑音（ＰＮ）チャンネルコードにより第１のインターリ
ーブされた信号を乗算し、前記第２のインターリーブされた信号をチャンネル化
するステップは第２の疑似雑音チャンネルコードにより前記第２のインターリー
ブされた信号を乗算するステップを含んでいる請求項８５記載の方法。 - 【請求項９４】 前記パイロットチャンネル信号は、パイロット疑似雑音チ
ャンネルコードである請求項９３記載の方法。 - 【請求項９５】 前記パイロットチャンネル信号は、パイロットウォルシュ
コードであり、前記第１のインターリーブされた信号をチャンネル化するステッ
プは前記第１のインターリーブされた信号を第１のウォルシュチャンネルコード
と乗算し、前記第２のインターリーブされた信号をチャンネル化するステップは
前記第２のインターリーブされた信号を第２のウォルシュチャンネルコードにと
乗算するステップを本質的に含んでいる請求項８５記載の方法。 - 【請求項９６】 前記パイロットウォルシュチャンネルコードは全て０のウ
ォルシュコードである請求項９５記載の方法。 - 【請求項９７】 さらに、疑似雑音（ＰＮ）スプレッドするステップを含ん
でおり、前記パイロットチャンネル信号と、前記利得制御された第１のチャンネ
ル信号と、前記利得制御された第２のチャンネル信号とはＰＮスプレッドされて
疑似雑音（ＰＮ）情報信号を形成している請求項９５記載の方法。 - 【請求項９８】 前記ＰＮスプレッドは複素数ＰＮスプレッドである請求項
９７記載の方法。 - 【請求項９９】 さらに、前記パイロットチャンネル信号を前記ＰＮスプレ
ッド情報信号内の前記利得制御された第１のチャンネル信号および前記利得制御
された第２のチャンネル信号から９０度位相をずらすように回転させる請求項９
７記載の方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/310,232 | 1999-05-12 | ||
| US09/310,232 US6414988B1 (en) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
| PCT/US2000/012792 WO2000070773A2 (en) | 1999-05-12 | 2000-05-10 | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011057894A Division JP5313282B2 (ja) | 1999-05-12 | 2011-03-16 | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003521840A true JP2003521840A (ja) | 2003-07-15 |
| JP2003521840A5 JP2003521840A5 (ja) | 2007-06-28 |
| JP4777517B2 JP4777517B2 (ja) | 2011-09-21 |
Family
ID=23201550
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000619114A Expired - Lifetime JP4777517B2 (ja) | 1999-05-12 | 2000-05-10 | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 |
| JP2011057894A Expired - Lifetime JP5313282B2 (ja) | 1999-05-12 | 2011-03-16 | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 |
| JP2013104951A Expired - Lifetime JP5698307B2 (ja) | 1999-05-12 | 2013-05-17 | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 |
Family Applications After (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011057894A Expired - Lifetime JP5313282B2 (ja) | 1999-05-12 | 2011-03-16 | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 |
| JP2013104951A Expired - Lifetime JP5698307B2 (ja) | 1999-05-12 | 2013-05-17 | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 |
Country Status (17)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6414988B1 (ja) |
| EP (1) | EP1177661B1 (ja) |
| JP (3) | JP4777517B2 (ja) |
| KR (1) | KR100780579B1 (ja) |
| CN (1) | CN1233136C (ja) |
| AT (1) | ATE305198T1 (ja) |
| AU (1) | AU769552B2 (ja) |
| BR (1) | BR0010421B1 (ja) |
| CA (2) | CA2374282C (ja) |
| DE (1) | DE60022750T2 (ja) |
| HK (1) | HK1060669A1 (ja) |
| IL (1) | IL146266A0 (ja) |
| MX (1) | MXPA01011492A (ja) |
| NO (1) | NO326935B1 (ja) |
| RU (1) | RU2271068C2 (ja) |
| UA (1) | UA64029C2 (ja) |
| WO (1) | WO2000070773A2 (ja) |
Families Citing this family (72)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6173007B1 (en) * | 1997-01-15 | 2001-01-09 | Qualcomm Inc. | High-data-rate supplemental channel for CDMA telecommunications system |
| JPH11261958A (ja) * | 1998-03-09 | 1999-09-24 | Sony Corp | 映像編集装置及び映像編集方法 |
| US6414988B1 (en) * | 1999-05-12 | 2002-07-02 | Qualcomm Incorporated | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
| KR100450791B1 (ko) * | 1999-07-13 | 2004-10-01 | 삼성전자주식회사 | 씨디엠에이 복조방법 및 복조기 |
| WO2001006670A1 (de) * | 1999-07-15 | 2001-01-25 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur schätzung der kanalimpulsantwort eines mobilfunkkanals |
| US6785554B1 (en) * | 1999-09-15 | 2004-08-31 | Qualcomm Incorporated | Modified finger assignment algorithm for high data rate calls |
| US6829290B1 (en) * | 1999-09-28 | 2004-12-07 | Texas Instruments Incorporated | Wireless communications system with combining of multiple paths selected from correlation to the primary synchronization channel |
| US6831956B1 (en) | 1999-09-28 | 2004-12-14 | Texas Instruments Incorporated | Wireless communications system with combining of multiple paths selected from sub-windows in response to the primary synchronization channel |
| US6892053B2 (en) * | 1999-12-01 | 2005-05-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Bit error estimates from pilot signals |
| US6975670B1 (en) * | 2000-10-02 | 2005-12-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Managing assigned fingers in wireless telecommunication using a finger lock mechanism |
| JP3286289B2 (ja) * | 1999-12-28 | 2002-05-27 | 松下電器産業株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置及び誤り訂正方法 |
| WO2001050616A1 (en) * | 1999-12-30 | 2001-07-12 | Morphics Technology, Inc. | A configurable all-digital coherent demodulator system for spread spectrum applications |
| US20020136276A1 (en) * | 2000-03-09 | 2002-09-26 | Franceschini Michael R. | Frequency domain direct sequence spread spectrum with flexible time frequency code |
| US20090262700A1 (en) * | 2000-03-09 | 2009-10-22 | Franceschini Michael R | Frequency domain direct sequence spread spectrum with flexible time frequency code |
| US20040105382A1 (en) * | 2000-05-25 | 2004-06-03 | Kenichi Miyoshi | Radio reception apparatus |
| US6628702B1 (en) * | 2000-06-14 | 2003-09-30 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for demodulating signals processed in a transmit diversity mode |
| AU2001297747A1 (en) * | 2000-10-27 | 2002-09-12 | L-3 Communications Corporation | Two-dimensional channel bonding in a hybrid cdma/fdma fixed wireless access system to provide finely variable rate channels |
| US7190683B2 (en) | 2000-10-27 | 2007-03-13 | L-3 Communications Corporation | Two-dimensional channel bonding in a hybrid CDMA/FDMA fixed wireless access system to provide finely variable rate channels |
| US6990153B1 (en) * | 2001-02-06 | 2006-01-24 | Agency For Science, Technology And Research | Method and apparatus for semi-blind communication channel estimation |
| DE60215805D1 (de) * | 2001-03-26 | 2006-12-14 | Ecole Polytech | Verfahren und gerät zur abtastung und rekonstruktion von signalen |
| JP3676986B2 (ja) * | 2001-03-29 | 2005-07-27 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
| US20050063487A1 (en) * | 2001-05-08 | 2005-03-24 | Soheil Sayegh | Method and apparatus for parameter estimation, modulation classification and interference characterization in satellite communication systems |
| EP1263179B1 (en) * | 2001-05-29 | 2007-06-27 | Lucent Technologies Inc. | Channel estimation for a CDMA system using coded control symbols as additional pilot symbols |
| WO2003009489A1 (fr) * | 2001-07-13 | 2003-01-30 | Kawasaki Microelectronics, Inc. | Appareil de reception amrc et procede de reception amrc |
| JP4448633B2 (ja) * | 2001-08-31 | 2010-04-14 | 富士通株式会社 | 移動体通信端末 |
| JP3831229B2 (ja) * | 2001-10-31 | 2006-10-11 | 富士通株式会社 | 伝搬路特性推定装置 |
| US6940894B2 (en) * | 2001-11-08 | 2005-09-06 | Qualcomm Incorporated | Power estimation using weighted sum of pilot and non-pilot symbols |
| US7133437B2 (en) | 2002-01-31 | 2006-11-07 | Qualcomm Incorporated | Pilot interpolation for a gated pilot with compensation for induced phase changes |
| US7221699B1 (en) * | 2002-06-28 | 2007-05-22 | Arraycomm Llc | External correction of errors between traffic and training in a wireless communications system |
| US7085582B2 (en) * | 2002-07-31 | 2006-08-01 | Motorola, Inc. | Pilot information gain control method and apparatus |
| US7239672B2 (en) * | 2002-09-05 | 2007-07-03 | Silicon Integrated Systems Corp. | Channel estimator for WLAN |
| US7254170B2 (en) * | 2002-11-06 | 2007-08-07 | Qualcomm Incorporated | Noise and channel estimation using low spreading factors |
| DE10306171B4 (de) * | 2003-02-13 | 2007-02-08 | Siemens Ag | Verfahren zum Einstellen der Sendeleistungen zweier Kanäle einer Verbindung, Station und Kommunikationssystem |
| US8150407B2 (en) | 2003-02-18 | 2012-04-03 | Qualcomm Incorporated | System and method for scheduling transmissions in a wireless communication system |
| US8023950B2 (en) | 2003-02-18 | 2011-09-20 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using selectable frame durations in a wireless communication system |
| US7418064B2 (en) * | 2003-02-18 | 2008-08-26 | Qualcomm, Incorporated | Systems and methods for hierarchically demodulating and decoding a data signal using a pilot signal and an additional signal |
| US20040160922A1 (en) | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Sanjiv Nanda | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
| US8081598B2 (en) | 2003-02-18 | 2011-12-20 | Qualcomm Incorporated | Outer-loop power control for wireless communication systems |
| US7155236B2 (en) | 2003-02-18 | 2006-12-26 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
| US7660282B2 (en) | 2003-02-18 | 2010-02-09 | Qualcomm Incorporated | Congestion control in a wireless data network |
| US8391249B2 (en) | 2003-02-18 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing commands on a code division multiplexed channel |
| US7216282B2 (en) * | 2003-02-19 | 2007-05-08 | Harris Corporation | Mobile ad-hoc network (MANET) including forward error correction (FEC), interleaving, and multi-route communication features and related methods |
| US7215930B2 (en) | 2003-03-06 | 2007-05-08 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication |
| US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| US8477592B2 (en) | 2003-05-14 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Interference and noise estimation in an OFDM system |
| DE10328341B4 (de) * | 2003-06-24 | 2005-07-21 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Berechnung von Korrekturfaktoren für Pfadgewichte in einem RAKE-Empfänger |
| US8489949B2 (en) | 2003-08-05 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Combining grant, acknowledgement, and rate control commands |
| BRPI0318522B8 (pt) * | 2003-09-30 | 2020-01-14 | Telecom Italia Spa | método e sistema para estimar a função de transferência de um canal de transmissão, e receptor para receber sinais digitais através de um canal de transmissão |
| US20060059411A1 (en) * | 2004-09-16 | 2006-03-16 | Sony Corporation And Sony Electronics, Inc. | Method and system for increasing channel coding gain |
| US7660568B2 (en) * | 2004-09-27 | 2010-02-09 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Method and apparatus for generating a channel estimate using a non-pilot portion of a signal |
| US8144806B2 (en) * | 2004-09-27 | 2012-03-27 | Marvell International Ltd. | Device, system and method of I/Q mismatch correction |
| EP2288100B1 (en) | 2005-04-29 | 2013-06-05 | Sony Deutschland Gmbh | Transmitting device, receiving device and communication method for an OFDM communication system with new preamble structure |
| US20070011557A1 (en) * | 2005-07-07 | 2007-01-11 | Highdimension Ltd. | Inter-sequence permutation turbo code system and operation methods thereof |
| US7797615B2 (en) | 2005-07-07 | 2010-09-14 | Acer Incorporated | Utilizing variable-length inputs in an inter-sequence permutation turbo code system |
| US8493942B2 (en) * | 2005-08-01 | 2013-07-23 | Qualcomm Incorporated | Interference cancellation in wireless communication |
| US8165186B2 (en) * | 2005-08-12 | 2012-04-24 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation for wireless communication |
| US7729433B2 (en) * | 2006-03-07 | 2010-06-01 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for hybrid CDM OFDMA wireless transmission |
| CN101170531B (zh) * | 2006-10-24 | 2012-01-18 | 北京大学 | 一种信道估计方法及相应的通信方法和系统 |
| JP5147936B2 (ja) | 2007-04-19 | 2013-02-20 | インターデイジタル テクノロジー コーポレーション | Ｆｄｄ、ｔｄｄ、およびｍｉｍｏ通信でｊｒｎｓｏを実行するための方法および機器 |
| US8000382B2 (en) * | 2008-01-04 | 2011-08-16 | Qualcomm Incorporated | I/Q imbalance estimation and correction in a communication system |
| US8094701B2 (en) * | 2008-01-31 | 2012-01-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Channel estimation for high data rate transmission using multiple control channels |
| US8149929B2 (en) * | 2008-06-17 | 2012-04-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Receiver and method for processing radio signals using soft pilot symbols |
| US8767574B2 (en) | 2009-02-04 | 2014-07-01 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and arrangement for receive power estimation in a mobile radio communications system |
| US8565352B2 (en) | 2010-05-03 | 2013-10-22 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Digital IQ imbalance compensation for dual-carrier double conversion receiver |
| US8804881B2 (en) * | 2010-07-13 | 2014-08-12 | Qualcomm Incorporated | Data communication devices, methods, and systems |
| CN103379059B (zh) * | 2012-04-23 | 2018-09-14 | 马维尔国际有限公司 | Mmse的信道估计方法和装置 |
| US9142003B2 (en) * | 2012-06-10 | 2015-09-22 | Apple Inc. | Adaptive frame rate control |
| EP3101857B1 (en) | 2014-04-10 | 2020-07-15 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Channel estimation device and method |
| RU2733905C2 (ru) | 2016-04-18 | 2020-10-08 | Рхомбус Сыстемс Гроуп, Инц. | Система для связи с беспилотными летательными аппаратами с использованием двух диапазонов частот |
| US10797836B2 (en) * | 2017-12-31 | 2020-10-06 | Qualcomm Incorporated | Measurement of data streams comprising data and pilot channels |
| US10367595B1 (en) * | 2018-04-18 | 2019-07-30 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Apparatus and receiver for receiving RF analog signals |
| CN113472712B (zh) * | 2021-06-30 | 2023-05-19 | 中铁二院工程集团有限责任公司 | 一种相位噪声抑制方法 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0746284A (ja) * | 1993-07-27 | 1995-02-14 | Mitsubishi Electric Corp | フェージング補償装置 |
| WO1995035615A1 (fr) * | 1994-06-22 | 1995-12-28 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Detecteur synchrone et procede de synchronisation pour un recepteur numerique de telecommunications |
| WO1997044916A1 (en) * | 1996-05-21 | 1997-11-27 | Nokia Telecommunications Oy | Method for estimating impulse response, and receiver |
| JPH1065572A (ja) * | 1996-08-16 | 1998-03-06 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| WO1998058461A1 (en) * | 1997-06-16 | 1998-12-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Multiple code channel power control in a radio communication system |
| JPH11127208A (ja) * | 1997-10-24 | 1999-05-11 | Fujitsu Ltd | パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 |
| JP2000082978A (ja) * | 1998-09-04 | 2000-03-21 | Fujitsu Ltd | 復調器 |
| EP1177661B1 (en) * | 1999-05-12 | 2005-09-21 | QUALCOMM Incorporated | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
Family Cites Families (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5555268A (en) | 1994-01-24 | 1996-09-10 | Fattouche; Michel | Multicode direct sequence spread spectrum |
| US5418813A (en) * | 1993-12-06 | 1995-05-23 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for creating a composite waveform |
| ZA95797B (en) * | 1994-02-14 | 1996-06-20 | Qualcomm Inc | Dynamic sectorization in a spread spectrum communication system |
| US5671218A (en) | 1994-04-28 | 1997-09-23 | Lucent Technologies Inc. | Controlling power and access of wireless devices to base stations which use code division multiple access |
| US6137840A (en) * | 1995-03-31 | 2000-10-24 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system |
| US5978413A (en) * | 1995-08-28 | 1999-11-02 | Bender; Paul E. | Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions |
| KR0159201B1 (ko) * | 1995-12-06 | 1998-12-01 | 양승택 | Cdma 시스템에서의 동기식 이중 채널 qpsk 변복조 장치 및 그 변복조방법 |
| US5930230A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-27 | Qualcomm Incorporated | High data rate CDMA wireless communication system |
| US5912931A (en) * | 1996-08-01 | 1999-06-15 | Nextel Communications | Method for multicarrier signal detection and parameter estimation in mobile radio communication channels |
| KR100201250B1 (ko) * | 1996-08-14 | 1999-06-15 | 하나로통신주식회사 | 동기 복조 방법 |
| US5881056A (en) * | 1996-08-20 | 1999-03-09 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus of a multi-code code division multiple access receiver having shared accumulator circuits |
| US6067292A (en) * | 1996-08-20 | 2000-05-23 | Lucent Technologies Inc | Pilot interference cancellation for a coherent wireless code division multiple access receiver |
| JP3001040B2 (ja) * | 1996-09-20 | 2000-01-17 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａセルラーシステム用閉ループ送信機電力制御ユニット |
| US5889827A (en) | 1996-12-12 | 1999-03-30 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for digital symbol detection using medium response estimates |
| JP3795984B2 (ja) * | 1996-12-20 | 2006-07-12 | 富士通株式会社 | 無線受信機 |
| JP3006679B2 (ja) * | 1997-01-16 | 2000-02-07 | 日本電気株式会社 | セルラー移動電話システム |
| EP0856955A3 (en) | 1997-01-29 | 2000-09-06 | YRP Mobile Telecommunications Key Technology Research Laboratories Co., Ltd. | CDMA power control system |
| US5991284A (en) * | 1997-02-13 | 1999-11-23 | Qualcomm Inc. | Subchannel control loop |
| US6480521B1 (en) * | 1997-03-26 | 2002-11-12 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for transmitting high speed data in a spread spectrum communications system |
| JP3459866B2 (ja) * | 1997-04-22 | 2003-10-27 | 埼玉日本電気株式会社 | 符号分割多元接続方式の送信電力制御方法 |
| JP3628145B2 (ja) * | 1997-05-21 | 2005-03-09 | 松下電器産業株式会社 | 送信電力制御装置及び送信電力制御方法 |
| US6393005B1 (en) | 1997-06-27 | 2002-05-21 | Nec Corporation | Method of controlling transmitting power of a base station in a CDMA mobile communication system |
| US6134260A (en) * | 1997-12-16 | 2000-10-17 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for frequency acquisition and tracking for DS-SS CDMA receivers |
| US6931050B1 (en) * | 1998-12-03 | 2005-08-16 | Ericsson Inc. | Digital receivers and receiving methods that scale for relative strengths of traffic and pilot channels during soft handoff |
| KR100433910B1 (ko) * | 1999-02-13 | 2004-06-04 | 삼성전자주식회사 | 부호분할다중접속 통신시스템의 주파수간핸드오프를 위한 전력 |
| US6363102B1 (en) * | 1999-04-23 | 2002-03-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for frequency offset correction |
| US6493329B1 (en) * | 1999-08-23 | 2002-12-10 | Qualcomm Incorporated | Adaptive channel estimation in a wireless communication system |
-
1999
- 1999-05-12 US US09/310,232 patent/US6414988B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-05-10 WO PCT/US2000/012792 patent/WO2000070773A2/en active IP Right Grant
- 2000-05-10 CA CA002374282A patent/CA2374282C/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 CA CA2638972A patent/CA2638972C/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 MX MXPA01011492A patent/MXPA01011492A/es active IP Right Grant
- 2000-05-10 EP EP00930554A patent/EP1177661B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 DE DE60022750T patent/DE60022750T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 IL IL14626600A patent/IL146266A0/xx unknown
- 2000-05-10 JP JP2000619114A patent/JP4777517B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 KR KR1020017014374A patent/KR100780579B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 BR BRPI0010421-3A patent/BR0010421B1/pt not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 AU AU48354/00A patent/AU769552B2/en not_active Ceased
- 2000-05-10 RU RU2001133464/09A patent/RU2271068C2/ru not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 AT AT00930554T patent/ATE305198T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-05-10 CN CNB008074089A patent/CN1233136C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2000-10-05 UA UA2001117666A patent/UA64029C2/uk unknown
-
2001
- 2001-11-09 NO NO20015489A patent/NO326935B1/no not_active IP Right Cessation
-
2002
- 2002-04-30 US US10/136,997 patent/US6683907B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2004
- 2004-05-17 HK HK04103465A patent/HK1060669A1/xx not_active IP Right Cessation
-
2011
- 2011-03-16 JP JP2011057894A patent/JP5313282B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2013
- 2013-05-17 JP JP2013104951A patent/JP5698307B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0746284A (ja) * | 1993-07-27 | 1995-02-14 | Mitsubishi Electric Corp | フェージング補償装置 |
| WO1995035615A1 (fr) * | 1994-06-22 | 1995-12-28 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Detecteur synchrone et procede de synchronisation pour un recepteur numerique de telecommunications |
| WO1997044916A1 (en) * | 1996-05-21 | 1997-11-27 | Nokia Telecommunications Oy | Method for estimating impulse response, and receiver |
| JPH1065572A (ja) * | 1996-08-16 | 1998-03-06 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| WO1998058461A1 (en) * | 1997-06-16 | 1998-12-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Multiple code channel power control in a radio communication system |
| JPH11127208A (ja) * | 1997-10-24 | 1999-05-11 | Fujitsu Ltd | パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 |
| JP2000082978A (ja) * | 1998-09-04 | 2000-03-21 | Fujitsu Ltd | 復調器 |
| EP1177661B1 (en) * | 1999-05-12 | 2005-09-21 | QUALCOMM Incorporated | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system |
Also Published As
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5698307B2 (ja) | 無線通信システムにおける振幅および位相の評価方法 | |
| US6452917B1 (en) | Channel estimation in a CDMA wireless communication system | |
| JP4369518B2 (ja) | ワイヤレス通信システムで使用する加入者ユニットおよび方法 | |
| EP0916190B1 (en) | Coherent signal processing for cdma communication system | |
| JP4076202B2 (ja) | スペクトラム拡散信号受信機及び受信方法 | |
| JP3700728B2 (ja) | 通信システムにおけるパワー推定方法および装置 | |
| JP2003520463A (ja) | パイロット補助されたコヒーレントな復号によって、ターボ符号化された信号を復調するシステム及び方法 | |
| KR100803014B1 (ko) | 무선 통신 시스템에서의 진폭 및 위상 추정 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070510 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070510 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100128 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100209 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20100506 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20100513 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100809 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20101116 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110316 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20110510 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110531 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110630 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4777517 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140708 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |