JP2003520463A - パイロット補助されたコヒーレントな復号によって、ターボ符号化された信号を復調するシステム及び方法 - Google Patents

パイロット補助されたコヒーレントな復号によって、ターボ符号化された信号を復調するシステム及び方法

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 パイロット補助されたコヒーレントな復調を採用したシステムにおいて、受信信号を復号する最適な方法を提供する。 【解決手段】 データ信号成分とパイロット信号成分とを有する受信混合信号を正確に復号するための遠距離通信受信器システム。この受信器システムは、混合信号を受信し、且つ受信した混合信号からパイロット信号及びデータ信号を抽出するための第１回路を含む。第２回路はパイロット信号に基づいてチャネル概算の機能としてのログ尤度比を計算する。第３回路は、ログ尤度比を所定のログ尤度比スケール係数によりスケールし、これに応じた正確なログ尤度値を供給する。第４回路は正確なログ尤度値及びデータ信号に基づいて受信した混合信号を復号する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムに関する。特に、本発明はパイロット補助されたコヒ
ーレントな復号を用いた受信器において、ログ尤度比（log-likelihood ratio）
を計算して、最適な復号を計算するためのシステム及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
セルラ遠距離通信システムは、移動電話機等の複数の移動トランシーバが、１
つ又はそれ以上の基地局と通信をすることで特徴づけられる。各トランシーバは
、送信器及び受信器を含む。
【０００３】 典型的なトランシーバにおいて、アナログ無線周波数（ＲＦ）は、アンテナに
より受信され、ＲＦ部において中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされる。
信号処理回路は、ノイズを濾波し、信号の大きさをアナログ自動利得コントロー
ル回路（ＡＧＣ）によって調整する。次に、ＩＦ部は、ダウンコンバートされた
信号をベースバンドに混ぜて、アナログ信号をディジタル信号に変換する。次い
で、このディジタル信号は、ベースバンドプロセッサに入力され、ここでさらに
信号処理が行われ、音声またはデータが出力される。
【０００４】 同様に、送信器は、ベースバンドプロセッサからのディジタル入力を受信し、
この入力をアナログ信号に変換する。この信号は、次いで、ＩＦ段階により、濾
波され、中間周波数にアップコンバートされる。送信信号の利得が調整され、Ｉ
Ｆ信号は無線送信のための準備において、ＲＦにアップコンバートされる。
【０００５】 送信器と受信器との間を接続するのはチャネルである。基地局と、関連する移
動局と、の間のチャネルの情報伝達容量を増加させるアプローチの１つは、信号
対混信比（signal to interference ratio（ＳＩＲ））を増加させることである
。このＳＩＲは、受信された情報ビット当たりのエネルギーと、受信された信号
の混信密度との比率として、しばしば表現される。システム容量を増加するため
に、移動局及び基地局内の受信器は、低い信号対混信比（ＳＩＲ）で効率的に動
作しなければならないか、または、チャネルのＳＩＲを増加させなければならな
い。ＳＩＲを増加させるために、送信信号の出力はしばしば増加させられる。こ
のことは、コストがかかり、他の移動局への混信を増加させる。混信が増加する
ことは、多くの応用用途において実用的ではない。または、特別な符号化方法が
、しばしば用いられ、これにより要求されるＳＩＲを減少させる。
【０００６】 通信信号に対して符号化することにより、信号に冗長な情報を付加することと
なる。雑音が多い環境下で送信された通信信号に冗長さを計画的に付加すること
により、雑音の多いチャネルによりもたらされる誤りを所望のレベルまで低下す
る。１９４８年にシャノンにより示されたように、通信信号の情報レートがチャ
ネル容量以下の場合、情報レートが低下することなく所望の雑音レベルを得られ
る。雑音の多い環境において冗長さが採用されないと、誤り無しの動作を達成す
ることは、大変難しく、または不可能である。
【０００７】 多くの符号化及び復号システムが設計され、通信システムにおいて情報の送信
の間発生する雑音及び混信に関連した誤りを制御することが行われる。近時の、
高信頼性のディジタル通信システムを設計するに際し、符号化は重要である。
【０００８】 雑音の多い、または、フェ−ディングされた環境下で、効率的に動作する能力
は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線通信システムにおいて、特に重要である
。この通信システムでは、他の使用者からのチャネル間混信及びローリーフェー
ド（Raleigh-faded）された信号環境は一般的である。ローリーフェ−ディング
は、基地局が動くことによる受信信号の周波数が偏移することにより発生する。
チャネル間混信は、ＣＤＭＡ通信システムが複数のシステム使用者を維持してい
る場合に発生し、新たな使用者が加わることにより、チャネル間混信は増加する
。チャネル間混信は、付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）等のチャネル雑音の他の
形態より一般的に大きい。
【０００９】 ローリーフェードされた信号環境において、送信された通信信号の出力レベル
は、ローリー分配（Raleigh distribution）に従って上下する。この出力は、一
般的に、１０ｄＢから５０ｄＢのダイナミックレンジにて上下する。フェ−ディ
ングの継続時間は、基地局の速度の関数である。すなわち、携帯電話、基地局に
割り当てられた周波数チャネル、その他の信号環境による。移動ユニットの速度
が増加するに連れ、フェ−ディングの継続期間は減少し、より短い誤りバースト
へとつながる。移動ユニットの速度が減少するに連れ、フェ−ディングの継続期
間は増加し、より長い誤りバーストにつながる。
【００１０】 雑音が多く、ローリーフェードされた環境における無線通信システムの性能を
改善するために、信号符号器に続くインタリーバが多く用いられる。インタリー
バは、符号器から出力された符号語を、複数の任意の符号語の独立したビットが
相互に分離し、異なる時刻に送信されるように拡散する。その結果、ある符号の
独立ビットは、独立してフェーディングにさらされ、誤りバーストにより影響さ
れたビットは幾つかの符号語に属する。受信器において、受信信号サンプルは、
復号に先立ち、デインタリーバされる。このように、元の誤り訂正符号によって
データを回復できるように、誤りバーストの効果がメッセージ上で拡散される。
インタリーバの幾つかのタイプが存在し、これには、対角（diagonal）畳み込み
、インターブロック、ブロックインタリーバが含まれる。
【００１１】 ターボ符号は、２つ以上の成分符号の直列または並列の連鎖であり、１つ以上
の符号インタリーバにより分離されている。ターボ符号器及び復号器を用いて、
誤り制御を改善したり、必要なＳＩＲを減少させたりすることが行われる。ター
ボ符号は、比較的効率的なインタラティブな（interative）アルゴリズムにより
しばしば復号されて、これにより、シャノンの限界に迫る信号対雑音比（ＳＮＲ
）における低い誤り率が実現する。ターボ符号、符号インタリーバ、及びデイン
タリーバの主要部は、成分符号符号器と復号器との間にそれぞれ挿入されなけれ
ばならない。ターボ符号の性能は、符号インタリーバの長さ及び構造により決ま
る。擬似ランダム構造を有するインタリーバを用いることにより、性能の高いタ
ーボ符号を実現できる。
【００１２】 ターボ符号器及び畳み込み復号器は、受信信号のログ尤度比（ＬＬＲ）を用い
て復号器の性能を最大にする。ＬＬＲは、復号器により用いられる確率の計量で
あり、これにより、任意のシンボルが特定の任意の信号をうけて送信されたか否
かが決定される。ＬＬＲに際し、チャネル係数の正確な概算が要求される。この
チャネル係数は、チャネルにより送信された信号に対する複素スケール係数を測
定することである。正確なＬＬＲ値は、ＬＬＲ入力が一般的に、非線形動作の対
象となる復号化の応用形態において特に重要である。非線形動作により、ＬＬＲ
値の不正確さは増し、その復号器の性能は結果許容できない結果となる。
【００１３】 ＬＬＲを計算するための現在の方法では、チャネル係数の概算の不確かさを解
決しておらず、この結果、準最適な検出及び複合となっている。ターボ符号を用
いた従来の受信器システムは、チャネル係数が正確にわかっている場合のみ、最
適な複合を実現できる。しかしながら、実際、チャネル係数はほとんど正確に知
られておらず、チャネルの概算のみが利用可能である。
【００１４】 チャネルの概算を得るため、すなわち一般にローリーフェ−ディングにさらさ
れるチャネル係数の概算を得るために、参照信号（すなわち、パイロット信号）
がデータ信号と共に送信される。パイロット信号は、チャネル上で送信器から受
信器に送信される所定のシーケンス（典型的には、一定の信号）である。
【００１５】 基地局は、基地局のカバー領域内で移動局を動作させている加入者に対して、
共通パイロット信号と共に異なるデータ信号を送信する。移動局は、パイロット
信号を用いてチャネル概算の位相及び大きさを確立する。このチャネル概算は、
関連されたデータ信号をコヒーレントに検出するために必要不可欠である。基地
局はまた、トラフィックデータ信号と共にパイロット信号を送信する。移動局の
パイロット信号は基地局により利用されて、この結果、上記したのと同様の方法
でコヒーレントに復調される。
【００１６】 同期発振器及びパイロット信号を用いて受信した変調信号から送信信号を復元
する方法は、パイロット補助されたコヒーレントな復調と呼ばれる。効果的にコ
ヒーレントな検出を行うために、パイロット補助されたコヒーレントなＣＤＭＡ
通信システムは、受信したパイロット信号から正確なチャネル概算を生成しなけ
ればならない。
【００１７】 理論的には、チャネルはパイロット信号及びディジタル信号の両方に等しく影
響する。受信器は、既知のパイロット信号及び受信したパイロット信号に基づい
てチャネル係数の概算を生成し、これに応じたチャネル係数の概算を生成する。
チャネル係数の概算は、ＬＬＲ値を計算するために用いられる。しかしながら、
チャネル概算には誤り因子が含まれている。チャネルが高速で、深いフェ−ディ
ングにより特徴付けられている場合、誤り因子はとても許容されなくなる。この
結果による不正確さは、ターボ符合を用いた通信システムに対し、特に問題であ
る。このＬＬＲにおける不正確さにより、性能が大きく低下する結果となる。
【００１８】 現在、チャネル概算はＬＬＲ計算回路及び対応する方法において用いられてい
る。残念ながら、これらの回路及び方法は、一般にチャネルの概算が不確かであ
ることを考慮に入れていない。チャネルは、深く、速いローリーフェ−ディング
にさらされ、この結果、チャネル概算に基づいたログ尤度比が準最適であるため
、チャネル概算は誤りが多く、復号性能は陳腐となる。
【００１９】 したがって、従来、パイロット補助されたコヒーレントな復調を用いたシステ
ムにおいて、受信信号を復号する最適な方法が要求されている。チャネルの概算
における不正確さを考慮に入れつつ、ログ尤度比を正確に計算する効率的なシス
テムに対する要求もある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】 本発明の、データ信号及びパイロット信号成分を有する受信混合信号を正確に
復号するための効率的な遠距離通信受信器システムにより従来の要求が満たされ
る。実例的な実施形態において、本発明による受信器システムは、無線符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムと共に使用されるように適合され、混合信号
を受信し、受信した混合信号からパイロット信号及びデータ信号を抽出するため
の第１回路を含む。第２回路は、パイロット信号及び／又はデータ信号に基づい
て、チャネル概算の機能としての仮のログ尤度比を計算する。第３回路は、仮の
ログ尤度比を所定のログ尤度比スケール係数によりスケールし、これに応じた正
確なログ尤度値を供給する。第４回路は、正確なログ尤度値及びデータ信号に基
づいて受信した混合信号を復号する。
【００２１】 特定の実施形態において、パイロット信号及びデータ信号は、それぞれパイロ
ットサンプル及びサンプルを具備する。第３回路は、データ及びパイロット信号
に一部基づいて第１信号対混信比及び第２信号対混信比を計算するための搬送波
信号対混信比回路を含む。第１信号対混信比はデータサンプルに基づいており、
第２信号対混信比はパイロットサンプルに基づいている。第１信号対雑音比及び
第２信号対雑音比は、第３回路内に含まれるスケール係数計算回路に入力を供給
する。
【００２２】 さらに特定の実施形態において、第１回路は所定の拡散関数に従って受信混合
信号を逆拡散し、これに応じた逆拡散された信号を供給するための逆拡散器を含
む。逆拡散関数は擬似雑音シーケンス又はウォルシュ関数である。第１回路は、
逆拡散信号からのパイロット信号及びデータ信号を抽出する逆カバー回路をさら
に含む。第３回路はパイロット信号及びデータ信号に基づいて主要な搬送波信号
対混信比を計算するための手段を含み、データ信号及びデータ信号から引き出さ
れたエネルギー信号に基づいて雑音平方偏差を計算するためのデータ雑音平方偏
差概算回路を含む。第３回路はデータ信号の平方偏差及びエネルギー信号の絶対
値の機能として主要な搬送波信号対混信比を計算するための除算回路を含み、主
要な信号対雑音比に基づいて、第１信号対混信比及び第２信号混信比をそれぞれ
計算するためのデータサンプル信号対雑音比回路及びチャネル概算信号対雑音比
回路含む。
【００２３】 第３回路は、以下の等式に従ってログ尤度比スケール係数を計算し、
【数５】 第２回路は、パイロット信号を濾波し、これに応じて濾波されたパイロット信
号をチャネル概算として供給するためのローパスフィルタを含む。第２回路は、
データ信号をチャネル概算の複素共役により選択的に乗算し、これに応じた重み
づけされた信号を供給するための第１乗算器を含む。第２回路は、重みづけされ
た信号の実部を所定の定数係数によりスケールし、これに応じた仮のログ尤度比
を生成するためのスケール回路を含む。第３回路は、仮のログ尤度比を所定のス
ケール係数により乗算し、これに応じた正確なログ尤度値を供給する付加的な乗
算器を含む。第２回路は、減少された混信成分を有する濾波されたパイロット信
号を供給するためのフィルタと、濾波されたパイロット信号の複素共役を出力と
して供給するための複素共役回路と、を有する。
【００２４】 第３回路は、複素共役をデータ信号により乗算して結果を生成し、この結果が
所定の定数係数によりスケールされてこれに応じた大まかなログ尤度比を生成す
る乗算回路を含む。この大まかなログ尤度比は、上式に従って計算される付加的
なスケール係数によりさらにスケールされて正確なログ尤度値が生成される。
【００２５】 最適なパス結合回路は、受信した混合信号の混信成分の概算に従ってデータ信
号とパイロット信号を最適に結合し、これに応じた最適に結合された信号を第３
回路に供給する。第３回路は、最適に結合された信号を所定のログ尤度比スケー
ル係数により乗算して正確なログ尤度値を生成する。
【００２６】 または、正確なログ尤度値は上式により各パスに対して計算される。結合され
たログ尤度値は、畳み込み符号器又はターボ符号器により用いられる全てのパス
からの対応するログ尤度値を加えることにより生成される。
【００２７】 第３回路は、主要な搬送波信号対混信比を計算するための搬送波信号対混信比
計算回路を含む。搬送波信号対混信比計算回路は、受信した混合信号の混信成分
を概算するための手段を含む。搬送波信号対混信比計算回路は、所望の信号成分
及び混信及び／又は雑音成分を有する混合信号を受信するための第１部と、受信
した信号からの所望の信号成分の概算を抽出するための信号抽出回路と、所望の
信号成分及び混合信号に基づいて正確な雑音及び／又は混信値を供給するための
雑音概算回路と、を含む。
【００２８】 実例的な実施形態において、正確な受信器システムは、レート及び／又は出力
制御メセージを生成し、レート及び／又は出力制御メッセージを効率的な受信器
システムと通信する外部トランシーバに送信するための手段をさらに含む。
【００２９】 本発明の新規な設計は、第３回路によってログ尤度比に適用された唯一のスケ
ール係数を用いることにより促進される。この唯一のスケール係数は、パイロッ
ト信号に基づいてチャネルの特性を概算する際の固有の誤りを解決する。パイロ
ット信号の概算における不確かさを解決することにより、本発明は最適なログ尤
度値を供給する。このことは、ターボ復号及び符号化を用いた通信システムの性
能を大幅に向上させる。さらに、唯一の搬送波信号対混信比計算回路は、受信信
号の雑音及び混信成分を正確に概算することにより可能な、さらに正確な搬送波
信号対混信比を提供する。
【００３０】
【発明の実施の形態】 特定の用途に向けて、実例的な実施形態を参照してここに本発明が記載される
が、本発明は、これに限定されないことは理解される必要がある。当業者であっ
て、且つここに提供される技術を利用できる者は、本発明及び本発明が大変有用
な付加分野の範疇において、付加的な改良、応用形態、実施形態、及びを認識す
るであろう。
【００３１】 図１は、本発明の教示に従って構成された符号分割マルチプレクス（ＣＤＭ）
送信器１０の図である。明確にするため、タイミング回路、フィルタ、及び増幅
器等の、送信器の種々の細かい点が図より割愛されている。割愛されている回路
は、当業者によれば、容易に構成される。
【００３２】 送信器１０はコンピュータ１２を含む。このコンピュータ１２は、コンピュー
タ１２内部のベースバンドプロセッサ（図示せぬ）によって実行される送信器ソ
フトウェアを含む。コンピュータ１２は、ターボ符号器１４及び時間分割結合器
１６と接続される。ターボ符号器は、チャネルインタリーバ１８に接続され、チ
ャネルインタリーバ１８は第１乗算器２０の第１入力に接続される。第１ウォル
シュ関数生成器２２は第１乗算器２０の第２入力に接続される。第１乗算器２０
の出力は結合器２４の第１入力に接続される。
【００３３】 時間分割結合器１６の出力は第２乗算器２６の第１入力に接続され、第２乗算
器２６の第２入力は第２ウォルシュ関数生成器２８に接続される。第２乗算器２
６の出力は結合器２４の第２入力に接続される。結合器２４の出力は、直交擬似
雑音シーケンス（ＰＮ）拡散器３０に接続される。ＰＮ拡散器の出力は変調器３
２に接続され、変調器３２はアンテナ３４に接続される。
【００３４】 動作において、音声データまたは他のファイルデータを含んだ信号はコンピュ
ータ１２からターボ符号器１４に送られる。ターボ符号器１４はデータ信号を符
号化する。ターボ符号器１４は、標準のターボ符号器であり、ターボ符号化の公
知の方法及び原理に従って動作する。
【００３５】 ターボ符号器１４から出力された、符号化されたデータ信号は、次に、ウォル
シュ符号化、擬似雑音（ＰＮ）拡散、変調をする準備のため、チャネルインタリ
ーバ１８によりインタリーブされる。チャネルインタリーバ１８は、ブロックイ
ンタリーバ等の一般的なインタリーバによって実現することができる。
【００３６】 コンピュータ１２は所定のパイロット信号を制御信号と共に時間分割結合器１
６に供給する。このパイロット信号はこの特定の実施形態においては一定値１に
等しい。制御信号は対応する受信器に送信する（後に、より完全に記載）ための
レート制御又は出力制御情報を含む。この結果、出力及び／または符合レート制
御を促進し、通信システムの効率及びスループットを最大にする。
【００３７】 時間分割結合器１６は、一般的な時間部分結合方法に従って、制御信号をパイ
ロット信号に混合させる。結合された信号は、第２乗算器２６に入力され、ここ
で第２ウォルシュ関数生成器２８によって供給される所定のウォルシュ関数によ
り乗算される。同様に、チャネルインタリーバ１８から出力されたインタリーブ
されたデータ信号は、第１乗算器２０に供給され、ここで第１ウォルシュ関数生
成器２２により供給される所定の他のウォルシュ関数により乗算される。
【００３８】 第１乗算器２０から出力された結果たるウォルシュ符号と、第２乗算器２６と
、は結合器２４によって結合され、ＰＮ拡散器３０により拡散され、続いて、ア
ンテナ３４によってチャネル上で送信する準備のため変調器３２により変調され
且つ無線周波数に変換される。
【００３９】 アンテナ３４によって送信された結果たる信号は、データ信号、パイロット信
号、及び制御信号を有する混合信号である。一旦チャネル上で送信されると、こ
の混合信号はマルチパスフェ−ディング及びチャネル混信にさらされる。このマ
ルチパスフェージング及びチャネル混信は、効率的に検出され、送信された信号
を受信する受信システムによって補償されなければならない。
【００４０】 当業者によれば、第１ウォルシュ関数生成器２２及び第２ウォルシュ関数生成
器２８により供給されるウォルシュ関数は、本発明の範疇から逸脱することなく
擬似雑音関数生成器、又はウォルシュ関数生成器と擬似雑音関数生成器との組合
せにより置換できることは、理解されるであろう。加えて、送信器１０は基地局
及び／または移動局において実現されてもよい。
【００４１】 本願の詳細な説明において、信号対混信という言葉と信号対雑音という言葉は
同じ意味である。
【００４２】 図２は図１のＣＤＭ送信器１０と共に使用するよう適合されたＣＤＭ受信器４
０の図である。送信器４０は、受信アンテナ４２を含み、この受信アンテナ４２
は復調回路４４に接続される。復調回路４４は、自動利得制御回路４６に接続さ
れ、この自動利得制御回路４５はアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）４８に
接続される。ＡＤＣ４８は第１受信器乗算器５０の入力に接続される。ＡＤＣ４
８の出力はディジタルサンプルを表す。ＡＤＣ４８の出力は、後により完全に記
載されるように、入力としてＣ／Ｉ概算及びＬＬＲ計算回路に供給される。
【００４３】 第１受信器乗算器の他の入力は擬似雑音シーケンス生成器５２の出力に接続さ
れる。第１受信器乗算器５０の出力は、第２受信器乗算器５４の入力及び第３受
信器乗算器５６に並列に接続される。第１受信器ウォルシュ生成回路５８及び第
２受信器ウォルシュ生成回路６０は、第２受信器乗算器５４及び第３受信器乗算
器５６にそれぞれ入力を供給する。第２受信器乗算器５４及び第３受信器乗算器
５６の出力は、第１累算器６２及び第２累算器６４の入力にそれぞれ接続される
。第１累算器６２の出力はサンプル分離器及び逆拡散器に接続される。サンプル
分離器及び逆拡散器は、後に完全に記載されるように、搬送波信号対混信比（Ｃ
／Ｉ）概算回路及びログ尤度比（ＬＬＲ）計算回路に出力を供給する。
【００４４】 動作において、ＲＦ信号等のチャネル上で図１の送信器１０により送信された
信号は、受信器４０のアンテナ４２により受信される。受信されたＲＦ信号は、
復調器４４によって中間周波数に変換され、続いてベースバンド信号に変換され
る。ベースバンド信号の利得は、自動利得制御回路４６によって調整され、続い
てアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）４８によってディジタル信号に変換さ
れる。続いて、ベースバンド信号はＰＮシーケンスにより乗算される。このＰＮ
シーケンスは、ＰＮシーケンス生成器５２及び第１受信器乗算器５０によってＰ
Ｎ拡散器内に設けられたＰＮシーケンスと関連づけられている。この特定の実施
形態においてＰＮシーケンス及びその逆は同じである。これは、（ＧＦ２）の２
値動作において、１の逆は１であり、０の逆は０だからである。
【００４５】 続いて、第１受信器乗算器５０は、一部拡散された信号を出力する。この信号
は、２つの分離されたパスへと分割される。１つのパスにおいて、第２受信器乗
算器５４は、一部拡散されたシーケンスを、第１受信器ウォルシュ関数生成器５
８により供給されたウォルシュ関数により乗算する。供給されたウォルシュ関数
は図１のウォルシュ関数生成器２２により供給されたウォルシュ関数を関連づけ
られている。この結果たる逆拡散された信号サンプルは、第１累算器６２に供給
され、ここで所定数のサンプルに累算される。累算された逆拡散されたデータサ
ンプルはサンプル分離器６６に供給される。サンプル分離器６６は、逆拡散信号
から抽出された制御信号及びパイロット信号を、後により完全に記載するように
Ｃ／Ｉ概算回路及びＬＬＲ回路に出力する。
【００４６】 同様に、第３受信器乗算器５６から出力された逆拡散された信号サンプルは、
第２累算器６４により累算される。この累算器６４は、データ信号サンプルから
なるデータ信号を、後により完全に記載するようにＣ／Ｉ概算回路及びＬＬＲ回
路に出力する。
【００４７】 この特定の実施形態において、本発明は、２相ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）または直交
ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）変調及び復調方法とともに使用するように適合されている。
しかしながら、当業者は、本発明の範疇から逸脱することなく他の変調及び不調
方法を採用しても良いことを理解するであろう。
【００４８】 図３は、本発明の教示に従って構成された時間分割マルチプレクス（ＴＤＭ）
送信器７０の図である。ＴＤＭ受信器７０は、図１の時間分割結合器１６、乗算
器２０及び２６、ウォルシュ関数生成器２２及び２８、加算器２４、が時間分割
結合器７２により置換されていることを除いて、図１のＣＤＭ送信器１０と同様
である。
【００４９】 図４は、本発明のＴＤＭ受信器８０の図である。ＴＤＭ受信器８０は、図２の
乗算器５４及び５６、ウォルシュ関数生成器５８及び６０、累算器６２及び６４
、サンプル分離器６６、が累算器８２及びＴＤＭサンプル分離器８４により置換
されていることを除いて、図２のＣＤＭ受信器４０と同様である。累算器８２は
、乗算器５０からのディジタルな拡散されたサンプルを受信し、サンプルを累算
し、続いて、ＴＤＭサンプル分離器に累算されたサンプルを供給する。ＴＤＭサ
ンプル生成器８４は、データサンプル、及び制御信号を、累算され、拡散された
ディジタル信号から抽出する。ＡＤＣ４８から出力されたデータサンプル、パイ
ロットサンプル、制御サンプル、及びディジタルサンプルは、後に完全に記載さ
れるようにＣ／Ｉ概算およびＬＬＲ回路に供給される。
【００５０】 図５は、搬送波信号対混信比（Ｃ／Ｉ）及びログ尤度比（ＬＬＲ）を計算する
ための回路９０の図である。この回路は、それぞれ図２及び図４の順方向リンク
及び受信器４０及び８０と共に使用されるよう適合されている。この回路９０は
、搬送波信号対混信（Ｃ／Ｉ）計算回路９２、ローパスフィルタ９４及びＬＬＲ
回路９６を含む。
【００５１】 Ｃ／Ｉ計算回路９２は、データサンプル、パイロットサンプル及び制御信号サ
ンプルを入力として受信する。付加チャネル概算入力は、ローパスフィルタ９４
の出力によって供給される。ローパスフィルタは、パイロット信号フィルタであ
り、パイロットサンプルを受信し、パイロットサンプルを濾波し、これらに応じ
てＣ／Ｉ計算回路９２にチャネル概算を供給する。Ｃ／Ｉ計算回路９２は、図２
又は図４の受信器からのデータサンプル、パイロットサンプル、及び制御サンプ
ルを受信したこと、及びローパスフィルタ９４からのチャネル概算を受信したこ
とに応じて、Ｃ／Ｉ比をＬＬＲ回路９６に出力する。
【００５２】 Ｃ／Ｉ計算回路は、データサンプルから抽出された情報、パイロットサンプル
から抽出された情報、及びこれらの組合せに基づいてＣ／Ｉ比を計算するように
してもよい。Ｃ／Ｉ比がデータサンプル及びパイロットサンプルに基づいて計算
される場合、Ｃ／Ｉ計算回路９２は、データサンプルに基づいた概算とパイロッ
トサンプルに基づいた概算とを以下の等式に従って結合する。
【００５３】
【数６】 制御サンプルは、Ｃ／Ｉ計算回路９２、すなわちＣ／Ｉ概算器により使用され
ても良いし、されなくても良い。当業者は、本発明の範疇から逸脱することなく
制御サンプルを省くことが可能であることを理解するであろう。この特定の実施
形態においては、制御サンプルがＣ／Ｉ概算回路により用いられる場合、これら
はデータシンボルと同様な、付加的な１組のサンプルを表す。
【００５４】 当業者は、本発明の範疇から逸脱することなく、データサンプル、パイロット
サンプル、及び制御サンプルを結合された信号としてＣ／Ｉ計算回路に供給して
も良いことは理解するであろう。加えて、制御サンプルは省されても構わない。
【００５５】
【数７】 ＬＬＲ回路９６は、また、乗算器１０４を含む。この乗算器１０４は、ローパ
スフィルタ９４の出力に接続された共役回路１０３から出力されたチャネル概算
の共役複素を受信し、入力としてデータサンプルを受信する。乗算器１０４の出
力の実部は、実部抽出回路１０５により計算され、この実部抽出回路１０５の出
力は、データサンプルに対応するデータビットのスケール化されたＬＬＲ概算の
近似である。実部抽出回路１０５の出力は、スケール回路１０６に接続される。
このスケーリング回路１０６は、所定の一定な係数により実部抽出回路１０５の
出力をスケールし、これらに対応してＬＬＲ値の近似を出力として供給する。所
定の一定の係数は、使用形態に応じて特定されたものであり、任意の用途での要
求を満たすように当業者により容易に決定される。
【００５６】 スケール回路１０６の出力は、ＬＬＲ乗算器１１０の入力に接続される。ＬＬ
Ｒ乗算器１１０の他の入力は正確なスケール係数計算回路１０２の出力に接続さ
れる。ＬＬＲ乗算器１１０の出力は、データサンプルに対応した正確なＬＬＲ値
を表す。このデータサンプルに対応した正確なＬＬＲ値は、ターボ復号器に供給
され、これにより、後により完全に記載するようにデータサンプルの復号が促進
される。
【００５７】 データサンプルＳＩＲ回路９８は、受信したＣ／Ｉ比を他の所定のスケール系
数により乗算することにより、Ｃ／Ｉ計算回路９２から供給されたＣ／Ｉ比に基
づいてデータサンプルＳＩＲを計算する。スケール係数は、使用形態に応じて特
定されたものであり、任意の用途での要求を満たすように当業者により容易に決
定される。結果たるデータサンプルＳＩＲは、以下の等式により記載される。
【００５８】
【数８】 チャネル概算ＳＩＲ回路１００は、Ｃ／Ｉ計算回路９２から受信したＣ／Ｉ比
に基づいて、受信したＳＩＲを所定のスケール係数により乗算することによりチ
ャネル概算ＳＩＲを計算する。この所定のスケール係数は、使用形態に応じて特
定されたものであり、任意の用途での要求を満たすように当業者により容易に決
定される。チャネル概算ＳＩＲは、以下の等式により記載される。
【００５９】
【数９】 正確なスケール係数計算回路１０２は、データサンプルＳＩＲ回路９８により
供給されたデータサンプルＳＩＲ、及びチャネル概算ＳＩＲ回路１００により供
給されたチャネル概算ＳＩＲに基づいて、以下の等式に従って正確なＬＬＲスケ
ール係数を計算する。
【００６０】
【数１０】 ここで、ｋは正確なＬＬＲスケール係数であり、残る変数は等式（３），（４）
により定義される。
【００６１】 乗算器１０４は、ローパスフィルタ９４から出力されたチャネル概算の複素共
益をデータサンプルにより乗算する。この結果は実部抽出回路１０５に送られる
。この実部抽出回路１０５は、生成物の実部を取り出し、生成物の実部をスケー
ル回路１０６によって所定の一定の係数によりスケールする。これにより、ＬＬ
Ｒ値の近似が得られる。ＬＬＲ概算の近似は、ＬＬＲ乗算器１１０に入力される
。
【００６２】 スケール回路１０６の出力は、畳み込み符号化された信号を復号するのに適し
たＬＬＲ比を表す。しかしながら、ターボ符号化された信号を復号するのに用い
られた場合、準最適な結果をもたらす。
【００６３】 本発明に従って、スケール回路１０６から出力されたＬＬＲ比は、ＬＬＲ乗算
器１１０によって、正確なスケール係数計算回路１０２により供給され且つ上記
した等式（５）により記載された正確なスケール係数により、スケールされる。
【００６４】 ＬＬＲ乗算器１１０の出力は、正確なＬＬＲ値を表す。このＬＬＲ値により、
ターボ符号器によって、後により完全に記載するように、符号化された信号を効
率的に復号することが促進される。
【００６５】 図６は、Ｃ／Ｉ概算回路１２０の好適な実施態様のより詳細な図である。この
Ｃ／Ｉ概算回路１２０は、図５のＣ／Ｉ計算回路９２に対応する。Ｃ／Ｉ概算回
路１２０は、順方向リンクと共に使用されるように適合されている。この実施態
様において、Ｃ／Ｉ概算回路１２０は、乗算器５０と置換が可能なＰＮ逆拡散器
１２２、ＰＮシーケンス生成器５２、及び図４の受信器８０の累算器８２、を含
む。Ｍ系列ウォルシュ逆カバー（decover）回路１２４は図４のＴＤＭサンプル
分離器８４と置換されている。
【００６６】 Ｃ／Ｉ概算回路１２０は、左から右に、また上から下に、ＰＮ逆拡散器１２２
、Ｍ系列ウォルシュ逆カバー回路１２４、受信信号総エネルギー（Ｉｏ）計算回
路１２６、第１定数回路１３６、パイロットフィルタ１２８、減算器１３２、第
１増幅器１３４、パイロットエネルギー計算回路１３８、照合（look-up）表１
４０、第２乗算器１４２、及びＣ／Ｉ累算回路１４４を含む。Ｃ／Ｉ概算回路１
２０において、ＰＮ逆拡散１２２は、図４又は図５のＡＤＣ４８から出力された
ディジタルな同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号を受信する。ＰＮ逆拡散器１２２は
、Ｍ系列ウォルシュ逆カバー回路１２４及びＩｏ計算回路１２６に、並列に入力
を供給する。Ｍ系列ウォルシュ逆カバー回路１２４は、パイロットフィルタ１２
８及びパス重みづけ及び結合回路１５８内の定数分割回路１３０に入力を供給す
る。
【００６７】 エネルギー計算回路１２６の出力は減算回路１３２の正端子に接続される。減
算回路１３２の負端子は第１乗算器１３４の出力端子に接続される。第１乗算器
１３４の第１入力は第１定数回路１３６の出力に接続される。第１乗算器１３４
の第２入力はパイロットエネルギー計算回路１３８の出力に接続される。パイロ
ットフィルタ１２８は、パイロットエネルギー計算回路１３８に入力を供給する
。
【００６８】 減算器１３２の出力は照合表（ＬＵＴ）１４０に接続される。ＬＵＴ１４０の
出力は、第２乗算器１４２の第１入力及びパス重みづけ及び結合回路１５８内の
第３乗算器１４６の第１入力に供給される。第２乗算器１４２の第２入力は第１
乗算器１３４の出力に接続される。第２乗算器１４２の出力は、Ｃ／Ｉ累算回路
１４４に接続され、Ｃ／Ｉ累算器の出力はＬＬＲ回路９６に入力を供給する。
【００６９】 パス重みづけ及び結合回路１５８は、第２定数生成回路１５０、第４乗算器１
４８、第３乗算器１４６、定数分割回路１３０、複素共役回路１５２、第５乗算
器１５４、及びパス累算回路１５６を含む。パス重みづけ及び結合回路１５８に
おいて、第４乗算器１４８の第１端子はパイロットフィルタ１２８の出力に接続
される。このパイロットフィルタ１２８はＣ／Ｉ概算回路１２０内のパイロット
エネルギー計算回路１３８の入力に接続される。第４乗算器１４８の第２端子は
第２定数生成器１５０に接続される。第４乗算器１４８の出力は第３乗算器１４
６の第２入力に接続される。第３乗算器１４６の出力は複素共益回路１５２に入
力を供給する。複素共益回路１５２の出力は第５乗算器１５４の第１入力に接続
される。定数分割回路１３０の出力は第５乗算器１５４の第２入力に接続される
。第５乗算器１５４の出力はパス累算回路１５６の入力に接続される。パス累算
回路１５６の出力はＬＬＲ回路９６の第２入力に接続される。ＬＬＲ回路の出力
は復号器（図１の４８を参照）の入力に接続される。
【００７０】 動作において、ＰＮ逆拡散器１２２は、Ｉ及びＱ信号を受信し、Ｌ個のフィン
ガ（finger）、すなわちＬ個の独立パス（ｌ）を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器１２
２は、チャネル上での送信に先立ちＩ及びＱ信号を拡散するために用いられた擬
似雑音シーケンスの逆を用いて、Ｉ及びＱ信号を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器１２
２の構成及び動作は周知である。
【００７１】
【数１１】 ここで、Ｎは、パイロットバースト当たりのチップ数であり、この特定の実施形
態において６４である。・は、ＰＮ逆拡散器１２２から出力された、逆拡散され
た受信信号を表す。
【００７２】 当業者は、本発明の範疇から逸脱することなく、ＰＮ逆拡散器１２２により逆
拡散される前に、Ｉｏを計算しても構わないことを理解するであろう。例えば、
Ｉｏ計算回路１２６は、ＰＮ逆拡散器１２２から供給された入力の代わりに、図
２及び図４のＡＤＣ４８から受信したＩ及びＱ信号から直接入力を受信してもよ
い。この場合、Ｉｏと同等の概算が、Ｉｏ計算回路１２６の出力において供給さ
れる。
【００７３】 Ｍ系列ウォルシュ逆カバー回路１２４は、公知の方法に従って直交データ信号
を逆カバーし、パイロット信号を逆カバーする。逆カバーされた直交データ信号
及びパイロット信号は、データチャネル及びパイロットチャネルと呼ばれる。こ
の特定の実施形態において、直交データ信号は、１つのデータチャネルｓに対応
し、このチャネルｓは以下の等式により表される。
【００７４】
【数１２】 本発明は、種々のウォルシュ符号を具備する信号と共に用いられるよう適合さ
れているが、本発明は、当業者により他の形式の符号と共に用いられるように適
合されてもよい。
【００７５】 パイロットチャネルはパイロットフィルタ１２８に入力される。パイロットフ
ィルタ１２８はローパスフィルタとして機能する平均フィルタである。このパイ
ロットフィルタ１２８は、パイロットチャネルから高周波数雑音及び混信成分を
除去する。パイロットフィルタ１２８の出力は、以下の等式により表される。
【００７６】
【数１３】 濾波されたパイロットチャネルｐのエネルギーの概算は、パイロットエネルギ
ー計算回路１３８により計算される。この概算されたエネルギーは、等式（８）
により表される、濾波されたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗である。濾
波されたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗は、以下の等式にて記載される
所定のスケール係数ｃにより乗算される。
【００７７】
【数１４】 ここで、Ｉｏｒは受信した、所望の信号のエネルギーであり、すなわち、雑音及
び混信成分がより少ないＩｏと同等である。Ｅｐは、パイロットチップのエネル
ギーである。スケール係数ｃは多くの無線通信システムにおいて公知な順方向リ
ンク定数である。
【００７８】
【数１５】 次に、正確なＣ／Ｉ値は、Ｃ／Ｉ累算回路１４４によって、受信信号内のＬ個の
パスに累算される。累算されたＣ／Ｉ値は、次に、ＬＬＲ回路９６及びレート／
出力要求生成回路（図示せぬ）に供給される。レート／出力要求生成回路の構成
は公知である。
【００７９】 パス重みづけ及び結合回路１５８において、第４乗算器１４８は、濾波された
パイロット信号を第２定数生成回路１５０により供給された定数ｋにより乗算す
る。定数ｋは、以下の等式に従って計算される。
【００８０】
【数１６】 ここで、Ｅｓは変調シンボルエネルギーであり、Ｅｐはパイロットシンボルエネ
ルギーであり、Ｍは、上述したようにチップ当たりのウォルシュシンボル数であ
る。ＥｓのＥｐに対するレートは、しばしば知られており、逆方向リンク及び順
方向リンク送信にあわせて決定されてもよい。
【００８１】
【数１７】 チャネル概算は、次いで、第３乗算器１４６によって、ｌ番目のマルチパス成
分と関連付けされた混信エネルギーＮｔ，ｌの逆数により乗算される。混信エネ
ルギーＮｔ，ｌは、混信及び雑音成分の両方を含む。複素共役回路１５２は、次
いで、第３乗算器１４６の出力の共役を計算する。この共益は、最大比パス結合
重みを表す。次に、最大比パス結合重みは、第５乗算器１５４によって、分離回
路１３０から出力された対応するデータシンボルにより乗算される。データシン
ボルｄは、以下の等式により表される。
【００８２】
【数１８】 この等式中の変数は、等式（２），（７）により与えられる。
【００８３】 第５乗算器１５４の出力は、最適に重みづけされたデータ信号を表す。次に、
この重み付けされたデータ信号は、パス結合回路１５６によって、信号を具備す
るＬ個のパスに累算される。この結果たる最適に結合されたデータ信号は、ＬＬ
Ｒ回路９６に供給される。このＬＬＲ回路９６は、復号器（図５に示されており
、後により完全に記載する）への最適なソフト復号入力の計算を促進する。
【００８４】 なお、図５において、ただ１つのパスが示されているため、結合器は必要ない
。１つでない場合、データ、パイロット、及び制御サンプルは、それぞれ異なる
アンテナからの複数の平行データストリームとして解釈されねばならない。
【００８５】 当業者は、第１定数生成器１３６及び第２定数生成回路１５０によりそれぞれ
供給される定数ｃ及びｋは、本発明の範疇から逸脱することなく、等式（３），
（６）により表される定数または変数以外であってよいことを理解するであろう
。
【００８６】 図７は、ＬＬＲ回路１７０、逆方向リンク及び図２，４の受信器４０，８０と
共に使用されるよう適合された付随するトランシーバ回路１７２、の図を示して
いる。ＬＬＲ回路１７０は、複素共役回路１７４を含む。この複素共役回路１７
４の出力は、第１乗算器１７６の入力に接続される。第１乗算器１７６の出力は
、実部抽出回路１０５の入力に接続される。この実部抽出回路１０５は第２乗算
器の第１入力に出力を供給する。第２乗算器１７８の第２入力は一定係数回路１
８８の出力に接続される。第２乗算器１７８の出力は、ＬＬＲ生成器１７９の入
力に接続され、おおまかにスケールされたＬＬＲ値を表す。ＬＬＲ生成器１７９
の出力は、ターボ復号器１８０の入力に接続される。ターボ復号器１８０は、図
２の受信器４０または図３の受信器８０のような受信器に接続された、データ又
はスピーチ生成ユニットに復号されたデータビットを供給する。データ又はスピ
ーチ処理ユニットは、ｗ無線電話機（図示せぬ）又は他の機器又はコンピュータ
アプリケーション（図示せぬ）に出力を供給する。
【００８７】 パイロットサンプル及びデータサンプルは、図２又は図４の受信器からＬＬＲ
生成器１７９に供給される。パイロットサンプルは、また、ローパスフィルタ１
８６に入力として供給される。ローパスフィルタ１８６の出力は、複素共役回路
１７４の入力に接続される。
【００８８】 動作において、ローパスフィルタ１８６により濾波されたパイロットサンプル
は、ＬＬＲ回路１７０内の複素共役回路１７４に入力される。複素共役回路１７
４は、濾波されたパイロット信号の共役を計算し、それらを第１乗算器１７６に
出力する。第１乗算器１７６は、共役され且つ濾波されたパイロットサンプルを
、受信器（図２，４を参照）のデータサンプルにより乗算する。次に、乗算され
た信号は、第２乗算器１７８及び一定係数回路１８８によって、所定の定数係数
によりスケールされる。所定の一定係数は、使用態様に応じて特定されたものと
されている。当業者は、適切な係数を計算し、対応する回路を形成することによ
り、任意の用途に対する要求を満たす係数を供給できることを理解するであろう
。
【００８９】 結果たる、第２乗算器１７８から出力されたスケールされた信号はＬＬＲ生成
器１７９に供給される。ＬＬＲ生成器１７９は図５のブロック９２，９８，１０
０，及び１０２と実質的に同様の動作をする。
【００９０】 ＬＬＲ生成器１７９の出力は、正確なＬＬＲ値を表す。このＬＬＲ値はターボ
復号器１８０に入力される。また、ＬＬＲ値は、逆方向リンク用途等の比較的低
い信号対混信比及び大きなマルチパス拡散係数により特徴付けられる応用形態及
びターボ符号と共に使用されるのに適する。
【００９１】 構成が公知のターボ符号器１８０は、ＬＬＲ値を用いて、受信したデータサン
プルを復号する。結果たるデータサンプルはデータ又は音声処理ユニット１８２
等の信号処理回路に送信される。又はデータ処理ソフトウェアを走らせる受信器
端部に接続されたコンピュータに送信される。
【００９２】 本実施形態において、処理器１８２及び送信器１８４は、図１のコンピュータ
１２及び効率的な送信器１０に、または図３のコンピュータ１２及び送信器７０
にそれぞれ対応する。
【００９３】 図８は、混信エネルギー計算回路１９０及び最適パス結合回路１５８の好適な
実施態様のより詳細な図である。これらの回路は、図７のＬＬＲ回路にパイロッ
トサンプル及びデータサンプルを供給する。正確な混信エネルギー計算回路１９
０は、逆方向送信に対し最適とされ、図６のパス重みづけ及び結合回路１５８及
びＬＬＲ回路９６を含む。
【００９４】 混信エネルギー計算回路１９０の動作は、Ｎｌの計算を除いて、図６のＣ／Ｉ
概算回路１２０の動作と同様である。混信エネルギー計算回路１９０は、ＰＮ逆
拡散器１２２、Ｍ系列ウォルシュ逆カバー回路１２４、及びパイロットフィルタ
１２８を含む。Ｍ系列ウォルシュ逆カバー回路１２４は逆カバーを行う。すなわ
ちＰＮ逆拡散器１２２から出力された逆拡散されたＩ及びＱ信号サンプルから、
パイロットチャネル及びデータチャネルを抽出する。
【００９５】 混信エネルギー計算回路１９０において、パイロットチャネルは、パイロット
減算回路１９２の正入力及びパイロットフィルタ１２８に供給される。パイロッ
トフィルタ１２８は、パイロットチャネル内の雑音及び混信成分を抑制し、濾波
された信号をパイロット減算回路１９２の負入力に供給する。パイロット減算回
路１９２は、濾波されたパイロットチャネルからパイロットチャネルを減算し、
シンボル当たりの混信及び雑音を表す信号を出力する。この混信及び雑音は、基
地局（図示せぬ）の送信と、混信エネルギー計算回路１９０が用いられたトラン
シーバシステム（図１，図２，図３，図４の送信器及び受信器を参照）と、の間
のチャネルにより発生させられたものである。各シンボルに対する混信及び雑音
信号のエネルギー（Ｎｔ，ｌ）は、混信エネルギー計算回路１９４によって、以
下の等式により計算される。
【００９６】
【数１９】 ここで、Ｍはウォルシュシンボル当たりのチップ数であり、Ｎはパイロットバー
ストにおけるチップ数（６４チップ）であり、・はパイロット減算回路１９２の
出力である。
【００９７】 混信エネルギー計算回路１９０は、図６の第１定数生成回路８４により供給さ
れる定数値ｃが分からない場合に使用される。乗算器１４８により用いられる定
数ｋは、シンボルが逆方向リンクで復調された時点では知られていなくてもよい
。従って、図８において、ＬＬＲの計算及び復号の直前に乗算が行われる。これ
は、多くの逆方向リンクの使用形態において、行われている。
【００９８】 図９はＣ／Ｉ計算回路２１０の他の実施形態の図である。この実施形態は図５
の回路９０と共に使用されるよう適合されている。Ｃ／Ｉ計算回路２１０は図５
のＣ／Ｉ計算回路９２の特別な実施態様である。Ｃ／Ｉ計算回路２１０を、図６
のＣ／Ｉ計算器１２０と共に、又はこれの代わりに使用することができる。
【００９９】 Ｃ／Ｉ計算回路２１０は、順方向リンクの使用形態と共に用いられるよう適合
されており、標準化回路２１２を含む。標準化回路２１２は平方平均回路２１４
及び平方回路２１５に並列に接続される。平方回路２１５の出力は雑音平方偏差
概算回路２１６に接続される。平方平均回路２１４は絶対値回路２１８及び雑音
平方偏差概算回路２１６に並列に接続される。絶対値回路２１８の出力は雑音平
方偏差回路２１６及び除算器２２０の第１入力に並列に接続される。除算器２２
０の第２入力は雑音平方偏差概算回路２１６の出力に接続される。
【０１００】 動作において、受信されたデータサンプルは、標準化回路２１２によって、使
用形態に応じて特定された所定の標準化係数により標準化される。この標準化係
数は、任意の用途での要求を満たすように当業者により容易に決定される。標準
化されたデータサンプルは平方平均回路２１４に供給される。平方平均回路２１
４は標準化されたデータサンプルの複素の平方平均を計算する。標準化されたデ
ータはまた、平方回路２１５により平方され、雑音平方偏差概算回路２１６に供
給される。平方平均回路２１４の出力は、データサンプルのエネルギーの概算を
表し、雑音平方偏差概算回路２１６に入力される。雑音平方偏差概算回路２１６
は、以下の等式に従ってデータサンプルの雑音平方偏差の概算を計算する。
【０１０１】
【数２０】 結果たるチャネル概算の雑音平方偏差は除算器２２０に出力される。除算器２
２０はチャネル概算の絶対値の平方、すなわち回路２１８の出力を、雑音平方偏
差σｚ ２により除算する。この結果、比較的正確な、データサンプル化されたＣ
／Ｉ比が得られる。結果たる主要な信号対雑音比、すなわちデータベース化され
たＣ／Ｉ比は、例えば図６の１２０により生成されたパイロット概算されたＣ／
Ｉ比と結合される。この結果、等式（１）に従って結合されたＣ／Ｉ比が生成さ
れる。結合されたＣ／Ｉ概算は、図５のデータサンプルＳＩＲ回路９８、及び図
５のチャネル概算ＳＩＲ回路１００に入力される。
【０１０２】 このように、特定の用途に向けた特定の実施形態を参照して、ここに本発明が
開示された。当業者であって、本教示を利用できる者は、本発明の範疇において
、付加的な改良、使用態様、実施形態を認識するであろう。
【０１０３】 したがって、本発明の範疇において、いかなる又全ての使用態様、改良、及び
実施形態は、添付されたクレームによりカバーされることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の教示に従って構成された符号分割マルチプレクス（ＣＤＭ）送信器の
図。
【図２】 本発明のＣＤＭ受信器の図。
【図３】 本発明の教示に従って構成された時間分割マルチプレクス（ＴＤＭ）送信器の
図
【図４】 本発明のＴＤＭ受信器の図。
【図５】 図２，３の順方向リンク及び送信器と共に使用されるよう適合された搬送波信
号対混信比（Ｃ／Ｉ）及びログ尤度比（ＬＬＲ）を計算するための回路の図。
【図６】 図５のＣ／Ｉ計算回路の好適な実施態様のより詳細な図。
【図７】 図２，３の逆方向リンク及び受信器と共に使用されるよう適合されたＬＬＲ回
路及び付加トランシーバ回路の図。
【図８】 図７のＬＬＲにパイロットサンプル及びデータサンプルを提供するための最適
なパス結合回路及び混信エネルギー計算回路の好適な実施態様のより詳細な図。
【図９】 図５の回路と共に使用されるよう適合されたＣ／Ｉ計算回路の他の実施形態の
図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ， ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，Ｃ Ｎ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ， ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，Ｋ Ｐ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ， ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，Ｓ Ｇ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 シンデュシャヤナ、ナガブーシャナ・ティ ー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126 サン・ディエゴ、ダブニー・ドラ イブ・ナンバー19、10615 (72)発明者 エステベス、エデュアルド・エー・エス アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92014 デル・マー、マンゴー・ドライブ 14005エイチ Ｆターム(参考） 5J065 AA01 AA03 AB01 AC02 AD10 AE06 AF02 AF04 AG05 AG06 AH04 5K022 EE02 EE34

Claims (39)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 混合信号を受信し、これからパイロット信号及びデータ信号を抽出するための
    第１手段と、 前記パイロット信号に基づいてチャネル概算の機能としてログ尤度比を計算す
    るための第２手段と、 前記ログ尤度比を所定のログ尤度比スケール係数によりスケールし、これに応
    じた正確なログ尤度値を供給するための第３手段と、 前記正確なログ尤度値及び前記データ信号に基づいて前記受信した混合信号を
    復号するための第４手段と、 を具備するデータ信号及びパイロット信号成分を有する受信混合信号を正確に
    復号するための効率的な遠距離通信受信器システム。
  2. 【請求項２】 前記パイロット信号及び前記データ信号は、それぞれパイロットサンプル及び
    データ信号を具備する請求項１のシステム。
  3. 【請求項３】 前記第３手段は、前記パイロット信号に一部基づいて第１信号対混信比及び第
    ２信号対混信比を計算するための搬送波信号対混信比回路を含む請求項２のシス
    テム。
  4. 【請求項４】 前記第１信号対混信比は前記データサンプルに基づいており、前記第２信号対
    混信比は前記パイロットサンプルに基づいており、前記第１信号対雑音比及び前
    記第２信号対雑音比は、前記第３手段内の、前記係数をスケール係数を計算する
    ための回路に入力を供給する請求項３に記載のシステム。
  5. 【請求項５】 前記第１手段は、所定の拡散関数に従って前記受信した混合信号を逆拡散する
    ための逆拡散器を含むと共にこれに応じた逆拡散された信号を供給する請求項１
    のシステム。
  6. 【請求項６】 前記拡散関数は擬似雑音シーケンス又はウォルシュ関数である請求項５のシス
    テム。
  7. 【請求項７】 前記第１手段は、前記逆拡散信号から前記パイロット信号及び前記データ信号
    を抽出するための逆カバー回路をさらに含む請求項５のシステム。
  8. 【請求項８】 前記第３手段は、前記パイロット信号及び前記データ信号に基づいて主要な搬
    送波信号対混信比を計算するための手段を含む請求項１のシステム。
  9. 【請求項９】 前記第３手段は、前記データ信号及び前記データ信号から引き出されたエネル
    ギー信号に基づいて雑音平方偏差を計算するためのデータ雑音平方偏差概算回路
    を含む請求項８のシステム。
  10. 【請求項１０】 前記データ雑音平方偏差概算回路は、以下の等式に基づいて前記データ信号の
    前記雑音平方偏差を計算するための手段を含み、 【数１】
  11. 【請求項１１】 前記第３手段は、前記データ信号の前記平方偏差及び前記エネルギー信号の絶
    対値の機能として前記主要な搬送波信号対混信比を計算するための除算回路を含
    む請求項９のシステム。
  12. 【請求項１２】 前記主要な信号対雑音比に基づいて、第１信号対混信比及び第２信号混信比を
    それぞれ計算するためのデータサンプル信号対雑音比回路及びチャネル概算信号
    対雑音比回路をさらに含む請求項１１のシステム。
  13. 【請求項１３】 前記第３手段は、以下の等式に従って前記ログ尤度比スケール係数を計算し、 【数２】
  14. 【請求項１４】 前記第１信号対混信比γｄは以下の等式により記載され、 【数３】
  15. 【請求項１５】 【数４】
  16. 【請求項１６】 前記第２手段は、前記パイロット信号を濾波し、これに応じて濾波されたパイ
    ロット信号をチャネル概算として供給するためのローパスフィルタを含む請求項
    １のシステム。
  17. 【請求項１７】 前記第２手段は、前記データ信号を前記チャネル概算の複素共役により選択的
    に乗算し、これに応じた重みづけされた信号を供給するための第１乗算器を含む
    請求項１６のシステム。
  18. 【請求項１８】 前記第２手段は、前記重みづけされた信号の実部を所定の定数係数によりスケ
    ールし、これに応じた仮のログ尤度比を生成するためのスケール回路を含む請求
    項１７のシステム。
  19. 【請求項１９】 前記第３手段は、前記仮のログ尤度比を前記所定のスケール係数により乗算し
    、これに応じた正確なログ尤度値を供給するための第２乗算器を含む請求項１８
    のシステム。
  20. 【請求項２０】 前記第２手段は、減少された混信成分を有する濾波されたパイロット信号を供
    給するためのフィルタと、前記濾波されたパイロット信号の複素共役を出力とし
    て供給するための複素共役回路と、を含む請求項１のシステム。
  21. 【請求項２１】 前記第３手段は、前記複素共役を前記データ信号により乗算して結果を生成し
    、この結果が所定の定数係数によりスケールされてこれに応じた大まかなログ尤
    度比を生成し、この大まかなログ尤度比が前記第３手段の前記所定のログ尤度比
    スケール係数によりさらにスケールされて正確なログ尤度値を生成するための乗
    算手段を含む請求項２０のシステム。
  22. 【請求項２２】 前記受信した混合信号の混信成分の概算に従って前記データ信号と前記パイロ
    ット信号を最適に結合し、これに応じた最適に結合された信号を前記第３手段に
    供給するための最適なパス結合回路をさらに含む請求項１のシステム。
  23. 【請求項２３】 前記第３手段は、前記最適に結合された信号を前記所定のログ尤度比スケール
    係数により乗算して前記正確なログ尤度値を生成するためのスケール回路を含む
    請求項２２のシステム。
  24. 【請求項２４】 前記最適なパス結合回路は、前記混信成分の前記概算を供給するための手段を
    含み、前記供給するための手段は前記パイロット信号を濾波して濾波されたパイ
    ロット信号を供給するためのローパスフィルタを含む請求項２３のシステム。
  25. 【請求項２５】 前記概算を供給するための手段は、前記パイロット信号から前記濾波されたパ
    イロット信号を減算し、これに応じた前記混信成分の概算を供給するための減算
    器をさらに具備する請求項２４のシステム。
  26. 【請求項２６】 前記第３手段は、主要な搬送波信号対混信比を計算するための搬送波信号対混
    信比計算回路を含む請求項１のシステム。
  27. 【請求項２７】 前記搬送波信号対混信比計算回路は、前記受信した混合信号の混信成分を概算
    するための手段を含む請求項２６のシステム。
  28. 【請求項２８】 前記混信成分を概算するための手段は、前記パイロット信号を濾波して濾波さ
    れたパイロット信号を供給するためのローパスフィルタと、前記受信した混合信
    号の総エネルギーを表す値を提供するための受信信号エネルギー計算回路と、前
    記パイロット信号と前記値を結合して前記主要な搬送波信号対混信比を生成する
    ための手段と、を含む請求項２７のシステム。
  29. 【請求項２９】 前記第２手段は、所定のスケール係数に基づいて前記第１信号対混信比及び第
    ２信号対混信比をそれぞれ生成するためのデータサンプル信号対混信比回路及び
    チャネル概算搬送波信号対混信比回路を含む請求項２８のシステム。
  30. 【請求項３０】 前記搬送波信号対混信比計算回路は、所望の信号成分及び混信及び／又は雑音
    成分を有する前記混合信号を受信するための第１部と、前記受信した信号からの
    前記所望の信号成分の概算を抽出するための信号抽出回路と、前記所望の信号成
    分及び前記混合信号に基づいて正確な雑音及び／又は混信値を供給するための雑
    音概算回路と、を含む請求項２６のシステム。
  31. 【請求項３１】 前記搬送波信号対混信比計算回路は、前記正確な混信エネルギー値を用いて前
    記主要な搬送波信号対混信比を計算する手段をさらに含む請求項３０のシステム
    。
  32. 【請求項３２】 前記正確な雑音及び／又は混信値を用いた前記信号を具備する複数信号パスの
    ための最適なパス結合重みを計算し、これに応じて前記第３手段に最適に結合さ
    れた信号パスを供給するための手段をさらに含み、前記第３手段は前記搬送波信
    号対混信比及び前期最適に結合された信号パスに基づいて前記ログ尤度比を計算
    する請求項３１のシステム。
  33. 【請求項３３】 前記第４手段は、前記ログ尤度値を用いて前記受信信号を復号するためのター
    ボ復号器をさらに含む請求項３２のシステム。
  34. 【請求項３４】 レート及び／又は出力制御メッセージを生成し、前記レート及び／又は出力制
    御メッセージを効率的な受信器システムと通信する外部トランシーバに送信する
    ための手段をさらに含む請求項３３のシステム。
  35. 【請求項３５】 ログ尤度値を決定するための手段と、 前記ログ尤度値を所定の係数によりスケールして、パイロット信号に基づいた
    チャネルの概算における誤りを打ち消し、前記ログ尤度比をターボ符号を用いた
    前記通信システム受信器に供給するための手段と、 を具備するターボ符号及びパイロット補助された復号を用いた通信システム受
    信器のためのログ尤度比を決定するためのシステム。
  36. 【請求項３６】 受信した混合信号からパイロット信号及びデータ信号を抽出するための第１手
    段と、 前記パイロット信号及び前記データ信号に基づいて搬送波信号対混信比を計算
    し、これに応じて第１信号対混信比及び第２信号対混信比を供給するための第２
    手段と、 前記第１信号対混信比及び第２信号対混信比に基づいてログ尤度比スケール係
    数を計算するための第３手段と、 前記パイロット信号に基づいて、チャネル概算の機能としてのログ尤度比を計
    算するための第４手段と、 前記ログ尤度比を前記ログ尤度比スケール係数によりスケールし、これに応じ
    て正確なログ尤度値を供給するための第５手段と、 を具備する無線通信システムにおいて受信器の性能を向上するための正確なロ
    グ尤度値を供給するためのシステム。
  37. 【請求項３７】 チャネル上で受信され、パイロット信号成分とデータ信号成分とを有するター
    ボ符号化された信号を逆カバーする第１受信器部と、 前記受信したパイロット信号成分に基づいて前記チャネルの概算を得るための
    チャネル検出回路と、 前記チャネル概算とその雑音平方偏差、及び前記受信したデータ信号成分とそ
    の雑音平方偏差に基づいてログ尤度比を供給するためのログ尤度比計算回路と、 前記ログ尤度比を用いて前記データ信号成分を符号化するための第２受信器部
    と、 を具備するパイロット補助されたコヒーレントな復号を用いた受信器のための
    ログ尤度比を計算するためのシステム。
  38. 【請求項３８】 チャネル上で送信された参照シンボルからの情報と、対応する既知の受信され
    た参照符号からの情報と、を結合しすることにより、チャネルの概算を得るため
    の手段と、 前記チャネル上で前記受信器により受信されたデータ信号のためのログ尤度比
    概算を計算するための手段と、 前記ログ尤度比概算にスケール係数を適用して正確なログ尤度比を供給する手
    段と、 前記正確なログ尤度値を用いて前記受信したデータ信号を復調する手段と、 を具備し、 前記チャネルの概算上で前記参照符号が受信器により受信され、送信器により
    送信され、前記ログ尤度比は前記受信したデータ信号、前記チャネル概算、及び
    前記信号の雑音平方概算の関数を概算し、前記スケール係数は、前記チャネル概
    算の雑音平方偏差、前記データ信号の前記雑音平方偏差、及び前記データ信号内
    のビット当たりの受信エネルギーの平均、に基づいている、参照シンボル補助さ
    れた復号を用いた受信器の信号対雑音率を向上するためのシステム。
  39. 【請求項３９】 データ信号を符号化し、前記データ信号をパイロット信号と共に送信するため
    のターボ符号器を有する送信器と、 ターボ符号器と、前記データ信号及び前記パイロット信号を受信するためのパ
    イロット信号のアプリオリ知識と、を有し、前記受信したパイロット信号に基づ
    いてチャネル概算を供給するための第１受信器部と、 前記第１受信器部と通信し、前記データ信号の雑音平方偏差、前記チャネルの
    前記概算の雑音平方偏差、前記データ信号に含まれる情報ビット当たりの平均受
    信エネルギー、前記データ信号の関数である正確なログ尤度比を生成するための
    ログ尤度計算回路と、 前記受信したデータ信号を復調するための測定基準として前記ログ尤度比を用
    いるための第２受信器部と、 を具備するパイロット補助されたコヒーレントな復調を用いた通信システム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003526987A (ja) * 2000-03-08 2003-09-09 クゥアルコム・インコーポレイテッド ターボ復号器に対する軟判定入力のメトリックを計算するための装置及び方法
JP2010516118A (ja) * 2007-01-05 2010-05-13 クゥアルコム・インコーポレイテッド 無線通信のための自動利得制御を用いたシンボルスケーリング

Families Citing this family (83)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7027490B2 (en) * 1997-06-11 2006-04-11 Intel Corporation Method and apparatus for reducing spread spectrum noise
US6721293B1 (en) * 1999-03-10 2004-04-13 Nokia Corporation Unsupervised adaptive chip separation filter for CDMA terminal
US6377607B1 (en) * 1999-05-13 2002-04-23 Qualcomm Incorporated System and method for performing accurate demodulation of turbo-encoded signals via pilot assisted coherent demodulation
US6542558B1 (en) * 1999-05-28 2003-04-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Optimum turbo decoding architecture and method using a constant or quasi-constant signal-to-noise ratio
JP2003502901A (ja) * 1999-06-11 2003-01-21 ノキア コーポレイション 干渉推定を行う方法及び装置
JP3670520B2 (ja) * 1999-06-23 2005-07-13 富士通株式会社 ターボ復号器およびターボ復号装置
US6603823B1 (en) * 1999-11-12 2003-08-05 Intel Corporation Channel estimator
US6865236B1 (en) * 2000-06-01 2005-03-08 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for coding and decoding multi-dimensional biorthogonal codes
US6952561B1 (en) * 2000-08-31 2005-10-04 Lucent Technologies Inc. Enhanced metric for bit detection on fading channels with unknown statistics
US6725055B2 (en) * 2001-01-05 2004-04-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) SIR estimation using delay time of power control commands
US6529850B2 (en) * 2001-02-01 2003-03-04 Thomas Brian Wilborn Apparatus and method of velocity estimation
US7263143B1 (en) * 2001-05-07 2007-08-28 Adaptix, Inc. System and method for statistically directing automatic gain control
JP3624855B2 (ja) * 2001-05-22 2005-03-02 ソニー株式会社 正規化装置、方法、プログラムおよび該プログラムを記録した記録媒体ならびに通信端末装置
KR100598285B1 (ko) 2001-06-21 2006-07-07 엘지전자 주식회사 멀티채널 스트림 기록장치 및 방법과, 그에 따른 기록매체
KR20020097454A (ko) 2001-06-21 2002-12-31 엘지전자 주식회사 멀티채널 스트림 기록장치 및 방법과, 그에 따른 기록매체
US7020091B2 (en) * 2001-07-30 2006-03-28 Nokia Mobile Phones Limited Apparatus, and associated method, for estimating channel conditions of a communication channel of a communication system
US6901103B2 (en) * 2002-01-15 2005-05-31 Qualcomm, Incorporated Determining combiner weights and log likelihood ratios for symbols transmitted on diversity channels
US7092436B2 (en) * 2002-01-25 2006-08-15 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Expectation-maximization-based channel estimation and signal detection for wireless communications systems
US7359430B2 (en) * 2002-02-19 2008-04-15 Texas Instruments Incorporated CDMA multicode channel processing
GB2388756A (en) * 2002-05-17 2003-11-19 Hewlett Packard Co Calculating an estimate of bit reliability in a OFDM receiver by multiplication of the channel state modulus
JP4390701B2 (ja) 2002-06-24 2009-12-24 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 多重再生経路ビデオデータの再生を管理するためのデータ構造を有する記録媒体とそれによる記録及び再生方法及び装置
CN101350214B (zh) 2002-06-24 2015-07-01 Lg电子株式会社 记录和再现用于视频数据的再现的数据结构的方法及装置
KR20040000290A (ko) 2002-06-24 2004-01-03 엘지전자 주식회사 고밀도 광디스크의 멀티 경로 데이터 스트림 관리방법
EP1518239A4 (en) 2002-06-28 2010-03-10 Lg Electronics Inc RECORDING MEDIUM WITH A DATA STRUCTURE FOR MANAGING THE REPRODUCTION OF MULTIPLE PLAY VIDEO DATA RECORDED THEREFOR AND RECORDING AND PLAYING METHOD AND DEVICES
KR100483004B1 (ko) * 2002-09-12 2005-04-15 한국전자통신연구원 연판정 복호기, 및 연판정 복호시 대수 우도비 계산 장치및 그 방법
US7808937B2 (en) 2005-04-07 2010-10-05 Rambus, Inc. Variable interference cancellation technology for CDMA systems
US8761321B2 (en) * 2005-04-07 2014-06-24 Iii Holdings 1, Llc Optimal feedback weighting for soft-decision cancellers
US7876810B2 (en) * 2005-04-07 2011-01-25 Rambus Inc. Soft weighted interference cancellation for CDMA systems
US8179946B2 (en) * 2003-09-23 2012-05-15 Rambus Inc. Systems and methods for control of advanced receivers
US7715508B2 (en) 2005-11-15 2010-05-11 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US8005128B1 (en) 2003-09-23 2011-08-23 Rambus Inc. Methods for estimation and interference cancellation for signal processing
KR100651434B1 (ko) * 2002-10-05 2006-11-28 삼성전자주식회사 패킷 데이터 통신 시스템 수신기에서의 간섭신호 제거장치 및 방법
US7340013B2 (en) * 2002-10-24 2008-03-04 Agere Systems Inc. Soft sample scaling in a turbo decoder
US7254170B2 (en) * 2002-11-06 2007-08-07 Qualcomm Incorporated Noise and channel estimation using low spreading factors
CN1685420B (zh) 2002-11-08 2010-07-07 Lg电子有限公司 在高密度记录介质上记录多成分数据流及其重现的方法和装置
US7720356B2 (en) 2002-11-12 2010-05-18 Lg Electronics Inc Recording medium having data structure for managing reproduction of multiple reproduction path video data recorded thereon and recording and reproducing methods and apparatuses
US7664372B2 (en) 2002-11-20 2010-02-16 Lg Electronics Inc. Recording medium having data structure for managing reproduction of multiple component data recorded thereon and recording and reproducing methods and apparatuses
US7783160B2 (en) 2002-11-20 2010-08-24 Lg Electronics Inc. Recording medium having data structure for managing reproduction of interleaved multiple reproduction path video data recorded thereon and recording and reproducing methods and apparatuses
DE10258462A1 (de) * 2002-12-13 2004-07-15 Infineon Technologies Ag Hardware-Unterstützung für die SINR-Berechnung und die Berechnung von Normierungsfaktoren für demodulierte Symbole in UMTS-Mobilstationen
US7286607B1 (en) * 2002-12-31 2007-10-23 United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Energy-control method and apparatus for digital diversity signaling
US20070234178A1 (en) * 2003-02-26 2007-10-04 Qualcomm Incorporated Soft information scaling for interactive decoding
US7809775B2 (en) 2003-02-27 2010-10-05 Lg Electronics, Inc. Recording medium having data structure for managing playback control recorded thereon and recording and reproducing methods and apparatuses
US20040170233A1 (en) * 2003-02-27 2004-09-02 Onggosanusi Eko N. Symbol normalization in MIMO systems
EP1604356A4 (en) 2003-02-28 2009-12-16 Lg Electronics Inc RECORD MEDIUM WITH A DATA STRUCTURE FOR MANAGING THE RANDOM / SHUFFLE PLAYBACK OF RECORDED VIDEO DATA, AND METHOD AND DEVICES FOR RECORDING AND PLAYING
US7224664B2 (en) 2003-03-25 2007-05-29 Lg Electronics Inc. Recording medium having data structure for managing reproduction of data streams recorded thereon and recording and reproducing methods and apparatuses
US7385617B2 (en) 2003-05-07 2008-06-10 Illinois Institute Of Technology Methods for multi-user broadband wireless channel estimation
KR100957395B1 (ko) * 2003-05-23 2010-05-11 삼성전자주식회사 레벨 교차율을 이용한 속도추정 장치 및 방법
GB2404822B (en) * 2003-08-07 2007-07-11 Ipwireless Inc Method and arrangement for noise variance and sir estimation
US7724838B2 (en) * 2003-09-25 2010-05-25 Qualcomm Incorporated Hierarchical coding with multiple antennas in a wireless communication system
US7397842B2 (en) 2003-09-26 2008-07-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for combining weight computation in a DS-CDMA RAKE receiver
KR100555753B1 (ko) * 2004-02-06 2006-03-03 삼성전자주식회사 원칩 시스템에서 라우터들간의 라우팅 경로 설정 장치 및방법
US7949074B2 (en) * 2004-04-24 2011-05-24 Thomson Licensing Apparatus and method for decoding in a hierarchical, modulation system
JP4369294B2 (ja) * 2004-05-13 2009-11-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 雑音電力推定装置、雑音電力推定方法及び信号検出装置
KR100594943B1 (ko) * 2004-11-30 2006-06-30 리전츠 오브 더 유니버스티 오브 미네소타 원칩시스템에서 데이터 변복조 방법
US8290441B2 (en) * 2004-12-20 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Signaling bit detection with adaptive threshold
ATE536666T1 (de) * 2004-12-20 2011-12-15 Ericsson Telefon Ab L M Skalierung in einem empfänger für codierte digitale datasymbole
US7916773B2 (en) * 2004-12-20 2011-03-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Scaling and truncating in a receiver for coded digital data symbols
US9154339B2 (en) * 2004-12-22 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for decoder selection in communication systems
US7711075B2 (en) 2005-11-15 2010-05-04 Tensorcomm Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US7826516B2 (en) 2005-11-15 2010-11-02 Rambus Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems with multiple receive antennas
US7991088B2 (en) 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US20070058756A1 (en) * 2005-07-21 2007-03-15 Mahadevappa Ravishankar H Reduced complexity soft output demapping
US20070047675A1 (en) * 2005-08-31 2007-03-01 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for scaling demodulated symbols for fixed point processing
US7702048B2 (en) * 2005-11-15 2010-04-20 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US20070110135A1 (en) 2005-11-15 2007-05-17 Tommy Guess Iterative interference cancellation for MIMO-OFDM receivers
KR100801284B1 (ko) 2005-12-16 2008-02-04 한국전자통신연구원 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원방법 및 장치
KR100812351B1 (ko) 2006-01-13 2008-03-11 한국전자통신연구원 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원방법 및 장치
GB2434948B (en) * 2006-02-03 2008-04-09 Motorola Inc Wireless communication unit and method for receiving a wireless signal
US7586991B2 (en) * 2006-03-16 2009-09-08 Posdata Co., Ltd. Method and apparatus for calculating likelihood metric of a received signal in a digital communication system
EP1876786A1 (en) * 2006-07-03 2008-01-09 Koninklijke Philips Electronics N.V. Blind amplitude estimation for received symbols
KR20080035424A (ko) * 2006-10-19 2008-04-23 엘지전자 주식회사 데이터 전송 방법
ITVA20070032A1 (it) * 2007-03-21 2008-09-22 Dora Spa Metodo di approssimazione dei rapporti di somiglianza in trasmissioni digitali qam e relativo soft-autput de-mapper
US7764747B2 (en) * 2007-03-30 2010-07-27 Olympus Corporation Methods and systems for transmitting and processing pilot signals
WO2010125225A1 (en) * 2009-04-27 2010-11-04 Nokia Corporation Method, apparatuses, computer program and computer program distribution medium for a communication receiver
US8374219B2 (en) * 2009-11-23 2013-02-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Blind spreading factor detection for wideband code division multiple access (WCDMA)
US9143286B2 (en) * 2010-01-19 2015-09-22 Nitero Pty Limited Estimation of signal to noise ratio in receivers
EP2926474B1 (en) * 2012-12-18 2019-11-06 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for apriori decoding
US9660709B1 (en) * 2015-12-04 2017-05-23 Uurmi Systems Pvt. Ltd. Systems and methods for calculating log-likelihood ratios in a MIMO detector
US10182439B2 (en) * 2016-02-16 2019-01-15 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for data-aided iterative channel estimation
US10735031B2 (en) 2018-09-20 2020-08-04 Western Digital Technologies, Inc. Content aware decoding method and system
RU191273U1 (ru) * 2019-03-01 2019-07-31 Акционерное общество "Российский институт мощного радиостроения" Устройство оценки вероятности ошибки на бит для сигналов с шестнадцатипозиционной фазовой модуляцией по восьмипозиционным сигналам
CN110995634B (zh) * 2019-12-09 2022-07-08 物格微电子(珠海)有限公司 Gmsk相干解调下的快速频偏估计和补偿系统及方法
US11411779B2 (en) * 2020-03-31 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Reference signal channel estimation

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10303801A (ja) * 1997-04-03 1998-11-13 At & T Corp Ｃｄｍａ変調された信号のスペクトルを効率よく伝送する方法、装置、システム

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6078626A (en) * 1997-09-24 2000-06-20 Ericsson Inc. Methods and systems for communicating information using separable modulation constellations
US6201954B1 (en) * 1998-03-25 2001-03-13 Qualcomm Inc. Method and system for providing an estimate of the signal strength of a received signal
US6304991B1 (en) * 1998-12-04 2001-10-16 Qualcomm Incorporated Turbo code interleaver using linear congruential sequence
US6661832B1 (en) * 1999-05-11 2003-12-09 Qualcomm Incorporated System and method for providing an accurate estimation of received signal interference for use in wireless communications systems
US6377607B1 (en) * 1999-05-13 2002-04-23 Qualcomm Incorporated System and method for performing accurate demodulation of turbo-encoded signals via pilot assisted coherent demodulation

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10303801A (ja) * 1997-04-03 1998-11-13 At & T Corp Ｃｄｍａ変調された信号のスペクトルを効率よく伝送する方法、装置、システム

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JPN6009061323, Ｖａｌｅｎｔｉ， Ｍ．Ｃ．； Ｗｏｅｒｎｅｒ， Ｂ．Ｄ．；, "Ｒｅｆｉｎｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ｔｕｒｂｏ ｃｏｄｅｓ ｏｖｅｒ ｆｌａｔ−ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ", Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ, 19980820, Ｖｏｌｕｍｅ ３４， Ｉｓｓｕｅ １７, ｐｐ．１６４８−１６４９, US, ＩＥＥＥ *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003526987A (ja) * 2000-03-08 2003-09-09 クゥアルコム・インコーポレイテッド ターボ復号器に対する軟判定入力のメトリックを計算するための装置及び方法
JP4741154B2 (ja) * 2000-03-08 2011-08-03 クゥアルコム・インコーポレイテッド ターボ復号器に対する軟判定入力のメトリックを計算するための装置及び方法
JP2010516118A (ja) * 2007-01-05 2010-05-13 クゥアルコム・インコーポレイテッド 無線通信のための自動利得制御を用いたシンボルスケーリング
US8149964B2 (en) 2007-01-05 2012-04-03 Qualcomm, Incorporated Symbol scaling with automatic gain control for wireless communication
JP2012178830A (ja) * 2007-01-05 2012-09-13 Qualcomm Inc 無線通信のための自動利得制御を用いたシンボルスケーリング

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