JP4741154B2 - ターボ復号器に対する軟判定入力のメトリックを計算するための装置及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
発明の背景
１．発明の分野
この発明は、概して通信の分野に関し、特にターボ復号器に対する軟判定入力のメトリックの計算に関する。
【０００２】
２．背景
デジタルデータの送信は、本質的に干渉する傾向があり、そのために、送信されたデータの中に誤りが導入されるかもしれない。誤り検出の考えは送信されたデータの中に誤りが導入されたかどうかをできる限り信頼できるように定義するために提案されてきた。例えば、パケットとしてデータを送信し、それぞれのパケットの中に、例えば１６ビットの長さであって、パケットのデータのチェックサムをもたらす、巡回冗長検査（ＣＲＣ）フィールドを加えることは一般的である。受信器がこのデータを受信したとき、受信器は受信したデータにおける同一のチェックサムを計算し、そして、計算の結果がＣＲＣフィールド中のチェックサムと同一であるかどうかを確かめる。
【０００３】
送信されたデータがリアルタイムで使用されていないときには、誤りが検出されたときに誤りデータの再送信を要求してもよい。しかしながら、例えば、従来の音声による、電話や携帯電話の通話、ビデオ会議の通話などのように、送信がリアルタイムで実行されているときには、再送信の要求ができない。
【０００４】
畳み込み符号は、送信の間に誤りが発生したときでさえ、送信されたデータを正しく定義するためのデジタルデータの受信器を許可するために導入された。この畳み込み符号は送信されたデータの中に冗長性を導入し、それぞれのビットの値が列における前のビットに依存するパケットの中に、送信されたデータをパックする。そうして、誤りが発生したときには、受信したデータをトレースすることによって、受信器はまだ、もとのデータを推論することができる。
【０００５】
送信チャネルの振るまいのさらなる改善のために、いくつかの符号化の考えでは、符号化の間にパケットの中のビットの順序を混ぜ合わせるインターリーバを含む。そうして、送信の間に干渉によっていくつかの調整したビットが壊れたときには、干渉の効果がもとのパケット全体に拡散し、復号の工程によって干渉の効果に打ち勝つ準備がされる。他の改善では、今までよりもパケットを符号化した、並列式または直列式の多重符号を含んでもよい。例えば、少なくとも２つの並列式の畳み込み符号を用いて誤りを訂正する方法はよく知られている技術である。そのような並列式の符号化は、一般的にターボ符号化として参照される。
【０００６】
ターボ符号は、１つかそれよりも多い符号のインターリーバによって拡散された、２つかそれよりも多い成分の符号の直列的または並列的な連続である。ターボ符号は、しばしば、シャノン限界に近づくような信号―雑音比（ＳＮＲ）において低誤り率を達成するための、比較的効率の良い反復アルゴリズムによって復号される。インターリーバ及びデインターリーバは符号化器と復号器との間の成分の符号にそれぞれ挿入される。
【０００７】
上で述べたように、ターボ符号化器におけるインターリーバは符号化器から符号化された符号言語出力を拡散する。その結果、与えられた符号のそれぞれのビットは、お互いから分離され、そして異なる時刻に送信される。その結果、誤り与えられた個々のビットは、異なる符号言語に属する誤りバーストによって影響されたビットのような独立したフェーディングを経験する。受信器においては、受信したサンプルが復号される前にデインターリーブされる。そのために、誤りバーストの効果は通信全体に拡散する。その結果、もとの誤りを訂正した符号にデータを戻すことができる。ターボ符号の振るまいは、用いられている符号インターリーバの長さおよび構造に依存する。例えば、対角線インターリーバ、畳み込みインターリーバ、ブロックインターリーバ、インターブロックインターリーバ、及び疑似ランダムインターリーバのような技術を含む、様々なタイプのインターリーバが知られている。良好なターボ符号の振るまいは疑似ランダム構造を有するインターリーバを用いることによって実現することができる。
【０００８】
ターボ符号は、フォワード誤り訂正（ＦＥＣ）の領域において重要な進歩を代表する。複数の異なるターボ符号化が存在するが、ターボ符号化の中で最も多いタイプは、反復復号の使用と組み合わせた工程をインターリーブすることによって分離された多重符号化の工程を用いる。この組合せは、通信システムにおける雑音誤差の点で、以前では達成できない振るまいを与える。すなわち、ターボ符号化は、従来用いてきたフォワード誤り訂正技術で達成できるものよりも低い、ビットあたりのエネルギーあたりの雑音パワーのスペクトル密度（Ｅｂ／Ｎ０）での信用できる通信を許可する。
【０００９】
ターボ符号のような多重成分の符号に対する、最適な復号は、しばしば、まさに複雑な作業であり、オンラインの復号に対しては、通常利用できないような時間の長い期間を要求する。実際、この作業は、およそ宇宙の年齢という論理的に殆ど不可能な終了時間を要求している。反復復号技術はこの問題に打ち勝つために開発されてきた。受信したビットが０か１を直ちに決定するよりもむしろ、受信器はビットが１である確率の多段階スケールの代表値におけるそれぞれのビットの値を割り当てる。対数尤度比（ＬＬＲ）の確率として参照される一般的なスケールは、例えば、｛−３２，３１｝のような、ある範囲の整数によってそれぞれのビットを代表する。３１の値は送信されたビットが高確率で０あることを意味し、そして、−３２の値は送信されたビットが、非常に高確率で１であることを意味する。０の値は、論理ビットの値が定義されていないことを示す。
【００１０】
多段階のスケールを代表するデータは“軟データ”として参照され、そして、反復復号は、通常、符号の制約を考慮するソフトイン／ソフトアウトである。すなわち、その復号の過程は、ビットの値に対する確率と一致する入力の列を受信し、訂正された確率を出力として供給する。一般的に、反復復号を実行する復号器は、受信器によって読まれる軟データを復号するための前の反復からの軟データを用いる。多重成分の符号の反復復号の間に、復号器は２番目の符号の復号を改善するために１つめの復号の結果を用いる。ターボ符号化の中のような、並列式の符号化器が用いられるときは、この目的のために都合よく並列式に用いられる二つの対応する復号器が用いられる。そのような反復復号は、軟データが送信されたデータをぴったり表すということが信頼されるまで、複数の反復に対して実行される。それらが１（例えば、上で述べたスケールにおける０から３１の間の値）に近いということが示される確率を有するこれらのビットには２進数の０が割り当てられ、そして、残りの値には２進数の１を割り当てられる。
【００１１】
このように、ＬＬＲは、与えられたシンボルが、与えられた特定の受信シンボルに送信されたかどうかを決定するターボ復号器によって用いられる確率メトリックである。ＬＬＲを計算するためには、ＳＮＲおよびチャネル係数の正確な推定（チャネルによって送信された信号には複素数のスケール係数が適用される）が要求される。正確なＬＬＲの値は、ＬＬＲ入力が典型的にＬＬＲの値および受信できない復号器の振るまいの結果における不正確さを適用できる非線形な演算を条件とするターボ符号化装置においては特に重要である。高度な正確さが要求される密集した信号のコンスタレーションに対するＬＬＲメトリックを計算することは計算的に激しいものである。入念な計算の考えを行わなければならないか、または、複雑な復号器構造を用いなければならないかのいずれかである。ターボ符号化器は、既に明確に畳み込み符号化器よりも装置として複雑である。したがって、計算的に激しいＬＬＲ計算技術を用いることを犠牲にしてもターボ復号器の構造を残すことが優位であることが証明された。しかしながら、プロセッサおよびメモリの資源における流出に関連して、計算的に複雑なＬＬＲの計算アルゴリズムを用いるのは望ましくない。さらに言えば、ある変調の考え、例えば、８値位相シフトキーイング（８ＰＳＫ）や１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）に対するＬＬＲメトリックの計算は非常に困難である。直接計算よりもむしろ推定に基づいたＬＬＲメトリックの誘導に関する簡単化された方法が提供されることが好ましい。そこで、復号器の振るまいの品位を落とさないターボ復号器の軟判定入力のメトリックの計算に関する簡単化された技術が必要である。
【００１２】
本発明の要約
本発明は、復号器の振るまいの品位を落とさないターボ復号器の軟判定入力のメトリックの計算に関する簡単化された技術が指導される。したがって、本発明の１つめの態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似する方法であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。この方法は、変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出する工程であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する工程と、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングする工程と、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程とを好都合に含む。
【００１３】
本発明の別の態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。この受信器は、受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出するように構成された復調器であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する復調器と、上記復調器に接続され、上記復調器から上記複素数値の変調シンボル軟判定を受信し、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングし、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するように構成された対数尤度比計算モジュールとを好都合に含む。
【００１４】
本発明の別の態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比のメトリックを近似するように構成された受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。上記受信器は、変調シンボル、複数のターボ符号化されたシンボルと関連付けられた変調シンボル、同位相成分および直交成分を有する複素数値の変調シンボル軟判定における、複素数値の変調シンボル軟判定を抽出する手段と、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比のメトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングする手段と、上記変調シンボルの中で残っている符号シンボルに対する対数尤度比のメトリックを得るために、複素数値の変調シンボル軟判定に三角関数およびランプ関数の線形結合を適用する手段とを好都合に含む。
【００１５】
本発明の別の態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。この受信器は、プロセッサと、上記プロセッサに接続され、該プロセッサが読み取り可能な記憶媒体であって、受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出し、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有し、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングし、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するための、上記プロセッサによって実行可能な命令のセットを含むプロセッサが読み取り可能な記憶媒体とを好都合に含む。
【００２８】
好ましい実施形態の詳細な説明
図１には、一実施例に従って構成された符号分割多重（ＣＤＭ）送信器１０が図示されている。明瞭であるので、タイミング回路構成、フィルタ、増幅器のような送信器の種々の詳細の図示は省略されている。省略された回路は、当業者の有する通常の技術によって構成および実施されるものである。
【００２９】
送信器１０は、コンピュータ１２内のベースバンドプロセッサ（図示せず）を介して実行される送信器ソフトウェアを含むコンピュータ１２を含む。コンピュータ１２は、ターボ符号化器１４および時分割結合器１６に接続される。ターボ符号化器１４は、チャネルインターリーバ１８に接続され、そのチャネルインターリーバ１８は、第１の乗算器２０の第１の入力に接続される。第１のウォルシュ関数発生器２２は、第１の乗算器２０の第２の入力に接続される。第１の乗算器２０の出力は、結合器２４の第１の入力に接続される。
【００３０】
時分割結合器１６の出力は第２の乗算器２６の第１の入力に接続され、第２の乗算器２６の第２の入力は、第２のウォルシュ関数発生器２８に接続される。第２の乗算器２６の出力は、結合器２４の第２の入力に接続される。結合器２４の出力は、直交疑似雑音列（ＰＮ）拡散器３０に接続される。ＰＮ拡散器３０の出力は、アンテナ３４に接続される変調器３２に接続される。
【００３１】
動作時においては、音声データやその他のファイルデータのようなデータを含む信号が、コンピュータ１２からターボ符号化器１４に転送される。ターボ符号化器１４は、データ信号を符号化する。ターボ符号化器１４は、標準のターボ符号化器であり、当業者によってよく知られているターボ符号化原理およびターボ符号化方法に従って動作する。具体的な実施例におけるターボ符号化器１４は、ひと続きに連結されるターボ符号化器であって、このターボ符号化器において、構成要素の内側と外側との間にインターリーバ（図示せず）が配列されるターボ符号化器、畳み込み符号化器（これも図示せず）である。代わりの実施例において、ターボ符号化器１４は、適切な業者によってよく知られた原理に従って設計された、並列に連結されるターボ符号化器である。
【００３２】
ターボ符号化器１４からの符号化されたデータ信号出力は、そのとき、ウォルシュ符号化、疑似雑音（ＰＮ）拡散、および変調のための準備として、チャネルインターリーバ１８によってインターリーブされる。チャネルインターリーバ１８はブロックインターリーバのような従来のインターリーバによって実施されてもよい。
【００３３】
コンピュータ１２は、本実施例の具体例においては定数１と等しい、所定のパイロット信号を、制御信号とともに時分割結合器１６に供給する。制御信号は、通信システムの効率およびスループットを最大にするためのパワー制御および／または符号レート制御を容易にするための対応受信器（後で、詳細に述べる）への転送のためのレート制御情報またはパワー制御情報を含む。
【００３４】
時分割結合器１６は、従来の時分割結合方法に従って制御信号とパイロット信号とを混合する。組み合わされた信号は、第２の乗算器２６に入力され、第２のウォルシュ関数発生器２８を介して供給された所定のウォルシュ関数が乗算される。同様に、チャネルインターリーバ１８からのインターリーブされたデータ信号出力は、第１の乗算器２０に供給され、第１のウォルシュ関数発生器２２によって供給された別の所定のウォルシュ関数が乗算される。
【００３５】
結果として生じる、第１の乗算器２０および第２の乗算器２６からのウォルシュ符号出力は、結合器２４を介して組み合わされ、ＰＮ拡散器３０によって拡散され、その後、アンテナ３４によるチャネルへの送信のための準備として、変調器３２を介して変調され、無線周波数に変換される。
【００３６】
アンテナ３４を介して送信された結果として生じる信号は、データ信号、パイロット信号、および制御信号が、好都合に混合された信号である。一度、チャネルで広まると、混合信号は、送信された信号を受信する受信器システムによって効率よく検出および補償されなければならないマルチパスフェーディングおよびチャネル干渉を経験するであろう。
【００３７】
当業者は、第１のウォルシュ関数発生器２２および第２のウォルシュ関数発生器２８によって供給されたウォルシュ関数が、ＰＮ関数発生器またはウォルシュ関数発生器とＰＮ関数発生器との組合せに置き換えることによって供給されてもよいことを認識するであろう。さらに、送信器１０は、移動電話通信システムまたはＰＣＳ通信システムの基地局および／または移動局において実施されてもよい。
【００３８】
ここで詳細に述べた、信号対干渉という単語と信号対雑音という単語は同様の単語である。
【００３９】
図２には、一実施例に従って使用される図１のＣＤＭ送信器１０に対応するＣＤＭ受信器４０の構成が図示されている。送信器４０は、復調器回路４４に接続される受信器用アンテナ４２を含む。復調器回路４４は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４８に接続される自動利得制御（ＡＧＣ）回路４６に接続される。ＡＤＣ４８の出力は、第１の受信器用乗算器５０の入力に接続される。デジタルサンプルを代表するＡＤＣ４８の出力は、後で詳細に述べるように、輸送信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）推定回路および対数尤度比（ＬＬＲ）計算回路の入力としても供給される。第１の受信器用乗算器５０の別の入力は、ＰＮ列発生器５２の出力に接続される。第１の受信器用乗算器５０の出力は、第２の受信器用乗算器５４および第３の受信器用乗算器５６と、並列式に接続される。第１の受信器用ウォルシュ発生回路５８および第２の受信器用ウォルシュ発生回路６０もまた、それぞれ第２の受信器用乗算器５４および第３の受信器用乗算器４６に入力を供給する。第２の受信器用乗算器５４および第３の受信器用乗算器５６の出力は、それぞれ、第１の累算器６２および第２の累算器６４の入力に接続される。第１の累算器６２の出力は、後で詳細に述べるように、Ｃ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ計算回路に出力を供給するサンプル分離器および逆拡散器に接続される。
【００４０】
動作時においては、図１の送信器１０によって送信されたＲＦ信号のような、チャネルで送信された信号は、受信器４０のアンテナ４２によって受信される。受信されたＲＦ信号は、中間周波数信号に変換され、その後、復調器４４を介してベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号の利得は、ＡＧＣ回路構成４６を介して調整され、その後、ＡＤＣ４８を介してデジタル信号に変換される。その後、ベースバンド信号は、ＰＮ列発生器５２および第１の受信器用乗算器５０を介して図１のＰＮ拡散器３０の中で用いられるＰＮ列と関連したＰＮ列によって乗算される。本発明の特定の実施例においては、ＰＮ列およびその逆の列は、２進数演算（ＧＦ２の中では）によると１の逆は１であり０の逆は０であるので、同じものである。
【００４１】
その後、第１の受信器用乗算器５０は、部分逆拡散信号を出力し、その信号は２つの別々のパスに分割される。１つめのパスにおいては、第２の受信器用乗算器５４は、部分拡散列に第１の受信器用ウォルシュ関数発生器によって供給されたウォルシュ関数を乗算する。供給されたウォルシュ関数は、図１の第１のウォルシュ関数発生器２２によって供給されたウォルシュ関数と関連付けられている。結果として生じる逆拡散信号サンプルは、第１の累算器６２に入力され、それらのサンプルは、所定の数のサンプルが累算される。累算された逆拡散データサンプルは、サンプル分離器６６に供給される。サンプル分離器６６は、後で詳細に述べるように、逆拡散信号から抽出されたパイロット信号および制御信号をＣ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ回路に出力する。
【００４２】
同様に、第３の受信器用乗算器５６からの逆拡散信号サンプル出力は、第２の累算器６４によって累算され、後に詳細に述べるように、データ信号サンプルを備えるデータ信号を、Ｃ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ回路に出力する。
【００４３】
図３には、一実施例に従って構成された時分割多重（ＴＤＭ）送信器７０が図示されている。ＴＤＭ送信器７０は、好都合に、図１の、時分割結合器１６、乗算器２０、２６、ウォルシュ関数発生器２２、２８、および加算器２４を除去し、時分割結合器７２に置き換えた図１のＣＤＭ送信器１０と同様である。
【００４４】
図４には、一実施例に従って構成された時分割多重（ＴＤＭ）受信器８０が図示されている。ＴＤＭ受信器８０は、好都合に、図２の、乗算器５４、５６、ウォルシュ関数発生器５８、６０、累算器６２、６４およびサンプル分離器６６を除去し、累算器８２およびＴＤＭサンプル分離器８４に置き換えた図２のＣＤＭ受信器４０と同様である。ＴＤＭサンプル分離器８４は、累算され、逆拡散されたデジタル信号から、データサンプル、パイロットサンプル、および制御サンプルを抽出する。ＡＤＣ４８からの、データサンプル出力、パイロットサンプル出力、制御サンプル出力、およびデジタルサンプル出力は、後で詳細に述べるように、Ｃ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ回路に供給される。
【００４５】
図５には、一実施例に従って構成されたＣ／Ｉ推定回路１２０が図示されている。Ｃ／Ｉ推定回路１２０は、好都合に、フォワードリンクおよび図２または図４の受信器とともに使用するのに適合している。Ｃ／Ｉ推定回路１２０は、図４の受信器８０における、乗算器５０、ＰＮ列発生器５２、および累算器８０と置き換えてもよいＰＮ逆拡散器１２２を含む。Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４は、図４の受信器８０におけるＴＤＭサンプル分離器８４と置き換えてもよい。
【００４６】
Ｃ／Ｉ推定回路１２０は、ＰＮ逆拡散器１２２、Ｍ値ウォルシュデカバー１２４、受信された信号のエネルギーの合計（ＩＯ）計算回路１２６、第１の定数回路１３６、パイロットフィルタ１２８、減算器１３２、第１の乗算器１３４、パイロットエネルギー計算回路１３８、参照テーブル（ＬＵＴ）１４０、第２の乗算器１４２、およびＣ／Ｉ累算回路１４４を含む。Ｃ／Ｉ推定回路１２０において、ＰＮ逆拡散器１２２は、図４のＡＤＣ４８からのデジタル同位相（Ｉ）信号出力およびデジタル直交（Ｑ）信号出力を受信する。ＰＮ逆拡散器１２２は、Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４およびＩＯ算回路１２６に、並列式に入力を供給する。Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４は、パス重み付けおよび結合回路１５８中のパイロットフィルタ１２８および定数除算器回路１３０に入力を供給する。
【００４７】
エネルギー計算回路１２６の出力は、減算器回路１３２の正端子に接続される。減算器回路１３２の負端子は、第１の乗算器１３４の出力端子に接続される。第１の乗算器１３４の第１の入力は、第１の定数回路１３６の出力に接続される。第１の乗算器１３４の第２の入力は、パイロットエネルギー計算回路１３８の出力に接続される。パイロットフィルタ１２８は、パイロットエネルギー計算回路１３８に入力を供給する。
【００４８】
減算器１３２の出力は、ＬＵＴ１４０に接続される。ＬＵＴ１４０の出力は、パス重み付けおよび結合回路１５８中の第２の乗算器１４２の第１の入力および第３の乗算器１４６の第１の入力と、並列式に接続される。第２の乗算器１４２の第２の入力は、第１の乗算器１３４に接続される。第２の乗算器１４２の出力は、Ｃ／Ｉ累算回路１４４に接続され、Ｃ／Ｉ累算回路１４４の出力は、ＬＬＲ回路９６に入力を供給する。
【００４９】
パス重み付けおよび結合回路１５８は、第２の定数発生回路１５０、第４の乗算器１４８、第３の乗算器１４６、定数除算器回路１３０、複素共役回路１５２、第５の乗算器１５４、およびパス累算器回路１５６を含む。パス重み付けおよび結合回路１５８において、第４の乗算器１４８の第１の端子は、パイロットフィルタ１２８の出力に接続され、パイロットフィルタ１２８の出力もまた、Ｃ／Ｉ推定回路１２０中のパイロットエネルギー計算回路１３８の入力に接続される。第４の乗算器の第２の端子は、第２の定数発生回路１５０に接続される。第４の乗算器１４８の出力は、第３の乗算器１４６の第２の入力に接続される。第３の乗算器１４６の出力は、複素共役回路１５２に入力を供給する。複素共役回路１５２の出力は、第５の乗算器１５４の第１の入力に接続される。定数除算器回路１３０の出力は、第５の乗算器１５４の第２の入力に接続される。第５の乗算器１５４お出力は、パス累算器回路１５６の入力に接続される。パス累算器回路１５６の出力は、ＬＬＲ回路９６の第２の入力に接続される。ＬＬＲ回路の出力は、復号器（図示せず）の入力に接続される。
【００５０】
動作時には、ＰＮ逆拡散器１２２は、Ｉ信号およびＱ信号を受信し、Ｌフィンガー、すなわち、Ｌ個のパス（ｌ）、を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器１２２は、チャネルで送信される前にＩ信号およびＱ信号を拡散するのに用いられるＰＮ列の逆を用いるＩ信号およびＱ信号を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器１２２の構成および動作は当業者においてよく知られている。
【００５１】
【数１】
当業者は、代わりに、ＩＯがＰＮ逆拡散器１２２によって逆拡散する前に計算されてもよいことを認識するであろう。例えば、ＩＯ計算回路１２６は、ＰＮ逆拡散器１２２によって入力が供給される代わりに、図２および図４のＡＤＣ４８から受信されたＩ信号およびＱ信号から直接的な入力を受信してもよい、この場合には、ＩＯと等しい推定が、ＩＯ計算回路１２６の出力において供給されるであろう。
【００５２】
Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４は、データチャネルと呼ばれる直交データ信号およびパイロットチャネルと呼ばれる直交パイロット信号を、当業者に知られる方法に従ってデカバーする。本実施例の具体例としては、直交データ信号が、次の等式によって代表される、あるデータチャネルｓと一致する。
【００５３】
【数２】
そのため、述べられている実施例は、種々のウォルシュ符号を備える信号とともに使用するのに適合していることが理解されると同時に、当業者の通常の技術によって、この実施例は他のタイプの符号とともに使用するのに適合させることができる。
【００５４】
パイロットチャネルは、パイロットフィルタ１２８に入力される。パイロットフィルタ１２８は、パイロットチャネルからの高周波雑音成分および干渉成分を取り除くローパスフィルタのように動作する平均的なフィルタである。パイロットフィルタ１２８の出力ｐは、次の等式に代表される。
【００５５】
【数３】
フィルタされたパイロットチャネルｐのエネルギーの推定が、パイロットエネルギー計算回路１３８を介して計算され、この計算は、式（３）によって代表されるフィルタされたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗である。
【００５６】
フィルタされたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗は、次の等式によって述べられる所定のスケール係数ｃが乗算される。
【００５７】
【数４】
ここで、Ｉｏｒは、受信された要求信号、すなわち、雑音成分および干渉成分がないＩＯと等しい、のエネルギーである。Ｅｐは、パイロットチップエネルギーである。スケール係数ｃは、多くの無線通信システムにおいてよく知られたフォワードリンク定数である。
【００５８】
【数５】
【数６】
そのとき、正確なＣ／Ｉの値は、Ｃ／Ｉ累算回路１４４によって受信された信号のＬ個のパスで累算される。累算されたＣ／Ｉの値は、そのとき、ＬＬＲ回路９６および、当業者によってよく知られている構成のレート／パワー要求発生回路１５８（図示せず）に供給される。
【００５９】
パス重み付けおよび結合回路１５８において、第４の乗算器１４８はフィルタされたパイロット信号ｐに、第２の定数発生回路１５０によって供給された定数ｋを乗算する。定数ｋは、次の等式に従って計算される。
【００６０】
【数７】
ここで、Ｅｓは変調シンボルエネルギーであり、Ｅｐはパイロットシンボルエネルギーであり、Ｍは、上で述べたように、チップあたりのウォルシュシンボルの数である。ＥｐとＥｓとの比は、よく知られ、または、リバースリンクとフォワードリンクの両方での送信に対して定義されてもよい。
【００６１】
【数８】
チャネルの推定は、そのとき、第３の乗算器１４６によってｌｔｈマルチパス成分に関連付けられた干渉エネルギーＮｔ，ｌの逆数が乗算される。干渉エネルギーＮｔ，ｌは、干渉成分と雑音成分とをともに含む。複素共役回路１５２は、そのとき、第３の乗算器１４６の出力の複素共役を計算し、第３の乗算器１４６の出力は、パス結合重みの最大比を代表する。パス結合重みの最大比は、そのとき、第５の乗算器１５４によって、除算器回路１３０からの一致するデータシンボル出力が乗算される。データシンボルｄは、次の等式によって代表される。
【００６２】
【数９】
ここでは、式（２）で与えられるように変化させることができる。
【００６３】
第５の乗算器１５４は、そのとき、パス結合回路１５６を介して信号を備えるＬ個のパスで累算される、最適に重み付けされたデータ信号を代表する。その結果として生じる、最適に組み合わされたデータ信号は、ＬＬＲ回路９６に供給され、このＬＬＲ回路９６は、復号器（後で、詳細に述べる）への最適な軟復号器入力の計算を容易にする。
【００６４】
パス結合および繰り返し結合からの結果として生じる変調シンボルにおける軟判定は、ＹＩは同位相軟判定であり、ＹＱは直交軟判定である（ＹＩ，ＹＱ）で示されてもよい。軟判定（ＹＩ，ＹＱ）は、ＬＬＲ回路９６によって符号シンボルにおけるＬＬＲに変換される。ＬＬＲは、ターボ復号器（図示せず）への軟判定入力に含まれる。当業者に理解されるように、変調シンボルにおける軟判定（ＹＩ，ＹＱ）の方法は、基礎となる符号シンボルにおけるＬＬＲメトリックに変換され、それに応じた、変調の考えが用いられることによって、ＬＬＲ回路９６の構成が要求される。
【００６５】
当業者には、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）された変調の考えにおけるＬＬＲメトリックの計算は、８値位相シフトキーイング（８ＰＳＫ）および１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）のような変調の考えに対する計算と比較して、比較的簡単であることを理解するだろう。ＱＰＳＫの変調の考えにおいて、それぞれの複素変調シンボル（ＹＩ，ＹＱ）は、２つの符号シンボル、ｃ１およびｃ０についての情報を伝送する。実際には、同位相成分ＹＩは、符号シンボルｃ０についての情報の全てを移動する一方で、直交成分ＹＱは、残りの符号言語ｃ１についての情報の全てを移動する。（ＹＩ，ＹＱ）が、その平均振幅がＣ／Ｉ比と等しくなるような方法で標準化されたならば、変調軟判定ＹＩおよびＹＱは、次の等式に従って、符号シンボルＣ０およびＣ１におけるＬＬＲメトリックに変換されてもよい。
【００６６】
【数１０】
ＱＰＳＫ変調の考えと関連付けられるＬＬＲメトリックの計算に関する代表的な回路は、１９９９年に５月１３日にＮｏ．09/311,793として米国でファイルされ、ＳＹＳＴＥＭ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯＲ ＰＥＲＦＯＲＭＩＮＧ ＡＣＣＲＡＴＥ ＤＥＭＯＤＵＲＡＴＩＯＮ ＯＦ ＴＥＲＢＯ-ＥＮＣＯＲＤＥＤ ＳＩＧＮＡＬＳ ＶＩＡ ＰＩＬＯＴ ＡＳＳＩＳＴＥＤ ＣＯＨＥＲＥＮＴ ＤＥＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮと題された公報、および、１９９９年５月１１日にＮｏ．09/310,053として米国でファイルされ、ＳＹＳＴＥＭ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯＲ ＰＲＯＶＩＤＩＮＧ ＡＮ ＡＣＣＲＡＴＥ ＥＳＴＩＭＡＴＩＯＮ ＯＦ ＲＥＣＩＶＥＤ ＳＩＧＮＡＬ ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ ＦＯＲ ＵＳＥ ＩＮ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭと題された公報、において述べられており、これらの両方は、本発明の出願人に譲渡され、参照によって完全に組み込まれている。
【００６７】
８ＰＳＫ変調の考えが用いられるならば、ＬＬＲメトリックの計算はさらに困難になる。一実施例に従って、グレイ符号ラベリングを有する８ＰＳＫ変調の考えと関連付けられて用いられたＬＬＲメトリックが、好都合に、推定される。上で述べたように、（ＹＩ，ＹＱ）は、それの平均振幅がＣ／Ｉ比と等しくなるような方法で標準化される。変調の考えは８ＰＳＫであるので、それぞれの複素変調シンボル（ＹＩ，ＹＱ）は、３つの符号シンボル、Ｃ２、Ｃ１およびＣ０についての情報を伝送する。第１の符号シンボルＣ２、は、受信された、８ＰＳＫで変調された符号言語が伝送する送信されたビットに関する情報の中の最上位のシンボルである。第３の符号シンボルＣ０は、受信された８ＰＳＫで変調された符号言語の中の最下位のシンボルである。符号シンボルＣ２、Ｃ１およびＣ０におけるＬＬＲメトリックの単純化された推定は、好都合に、次の等式に従った変調シンボル軟判定（ＹＩ，ＹＱ）から得られる。
【００６８】
【数１１】
一実施例に従って、グレイ符号ラベリングを有する８ＰＳＫ変調の考えと関連するＬＬＲメトリックのサンプル化された推定を供給するための図５中のＬＬＲ回路９６の代わりに図６に示すようなＬＬＲ推定回路２００が用いられてもよい。ＬＬＲ推定回路２００は、第１、第２、第３および第４の乗算器２０２、２０４、２０６、２０８、絶対値回路２１０、２乗回路２１２、第１および第２の加算器２１４、２１６、減算器２１８、およびＬＵＴ２２０を含む。絶対値回路２１０は、２乗回路２１２、第２の加算器２１６、および減算器２１８に接続される。２乗回路２１２は、第１の加算器２１４に接続される。第１の加算器２１４は、ＬＵＴ２２０に接続され、ＬＵＴ２２０は、第３の乗算器２０６に接続される。第３の乗算器２０６は、第４の乗算器２０８に接続される。第２の加算器２１６は、第３の乗算器２０６に接続され、減算器２１８は第４の乗算器２０８に接続される。
【００６９】
動作時においては、復調された軟判定の同位相成分ＹＩが第１の乗算器２０２に供給される。２．６１３１のデジタル定数値もまた、第１の乗算器２０２に供給される。符号シンボルｃ１におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ１）、を生成するために、第１の乗算器２０２は、同位相成分ＹＩとデジタル値２．６１３１とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に２．６１３１に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ１）の正確な推定を生じるのには用いることができない。
【００７０】
復調された軟判定の直交成分ＹＱは、第２の乗算器２０４に供給される。２．６１３１のデジタル定数値もまた、第２の乗算器２０４に供給される。符号シンボルｃ２におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ２）、を生成するために、第２の乗算器２０４は、直交成分ＹＱとデジタル値２．６１３１とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に２．６１３１に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ２）の正確な推定を生じるのには用いることができない。
【００７１】
【数１２】
ＬＵＴ２２０は、好都合に、値の所定範囲のために、１．０８２４と値の平方根との商を格納するように構成されるＲＯＭメモリである。代わりとして、ＬＬＴ２２０は、どんな不揮発性の記憶媒体の従来の形式で与えられてもよい。従来のプロセッサまたはＤＳＰ（図示せず）が、ＬＬＲ推定回路２２０にアクセスするのに、および／またはの他の回路によって実行される動作を行うのに用いられてもよい。当業者は、１．０８２４を用いるよりも他の数が用いるほうが、結果として正確でないＬＬＲの推定が得られることが分かるであろう。例えば、具体的な実施例としては、ＬＵＴ２２０は、値の所定範囲のために、１と値の平方根との商を格納する。
【００７２】
【数１３】
【数１４】
１６ＱＡＭ変調の考えが用いられるならば、ＬＬＲメトリックの計算もまた、ＱＰＳＫ変調の考えによる計算よりもさらに困難である。一実施例に従って、グレイ符号ラベリングを有する１６ＱＡＭ変調の考えと関連付けられて用いられるＬＬＲメトリックが、好都合に、推定される。上で述べたように、（ＹＩ，ＹＱ）は、その平均振幅がＣ／Ｉ比と等しくなるような方法で標準化される。変調の考えは１６ＱＡＭであるので、それぞれの複素変調シンボル（ＹＩ，ＹＱ）は、４つの符号シンボルＣ３、Ｃ２、Ｃ１およびＣ０についての情報を伝送する。第１の符号シンボルＣ３は、受信された、１６ＱＡＭで変調された符号言語が伝送する送信されたビットに関する情報の中の最上位のシンボルである。第４の符号シンボルＣ０は、受信された１６ＱＡＭで変調された符号言語の中の最下位のシンボルである。同位相成分ＹＩは、符号シンボルｃ１およびＣ０についての情報の全てを移動する一方で、直交成分ＹＱは、残りの符号言語ｃ３およびＣ２についての情報の全てを移動する。符号シンボルＣ２、Ｃ１およびＣ０におけるＬＬＲメトリックの単純化された推定は、好都合に、次の等式に従った変調シンボル軟判定（ＹＩ，ＹＱ）から得られる。
【００７３】
【数１５】
式（１５）および式（１７）は、好都合に、等式中の括弧の中を値１に置き換えることによって単純化し、次のＬＬＲ（ｃ１）および（ｃ３）に関する式を生じもよい。
【００７４】
【数１６】
一実施例に従って、グレイ符号ラベリングを有する１６ＱＡＭ変調の考えと関連付けられるＬＬＲメトリックのサンプル化された推定を供給するための図５中のＬＬＲ回路９６の代わりに図７に示すようなＬＬＲ推定回路３００が用いられてもよい。ＬＬＲ推定回路３００は、第１、第２、および第３の乗算器３０２、３０４、３０６、第１および第２の絶対値回路３０８、３１０、および第１および第２の減算器３１２、３１４を含む。第１の乗算器３０２は第２の絶対値回路３１０に接続される。第２の乗算器３０４は、第１の絶対値回路３０８に接続される。第１の絶対値回路３０８は、第１の減算器に接続される。第１の減算器は、第３の乗算器にも接続される。第２の絶対値回路は第２の減算器３１４に接続される。第２の減算器３１４は、第３の乗算器３０６にも接続される。
【００７５】
動作時においては、復調された軟判定の同位相成分ＹＩが第１の乗算器３０２に供給される。１．２６４９のデジタル定数値もまた、第１の乗算器３０２に供給される。符号シンボルｃ１におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ１）、を生成するために、第１の乗算器２０４は、同位相成分ＹＩとデジタル値１．２６４９とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に１．２６４９に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ１）の他の推定を生ずるのに用いることができる。
【００７６】
復調された軟判定の直交成分ＹＱは、第２の乗算器３０４に供給される。１．２６４９のデジタル定数値もまた、第２の乗算器３０４に供給される。符号シンボルｃ３におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ３）、を生成するために、第２の乗算器３０４は、直交成分ＹＱとデジタル値１．２６４９とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に２．６１３１に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ３）の他の推定を生ずるのに用いることができる。
【００７７】
第１の乗算器３０２による積出力（すなわち、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ１））は、第２の絶対値回路３１０に供給される。第２の乗算器３０４による積出力（すなわち、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ３））は、第１の絶対値回路３０８に供給される。第１の絶対値回路３０８は、第２の乗算器３０４による積出力の絶対値を生成し、第１の減算器３１２に、その絶対値を供給する。第２の絶対値回路３１０は、第１の乗算器３０２による積出力の絶対値を生成し、第２の減算器３１４に、その絶対値を供給する。第１および第２の絶対値回路３０８、３１０は、当業者によって理解された構造のハードウェア回路によって与えられてもよい。絶対値回路３０８、３１０は、格納されたソフトウェア命令またはファームウェア命令のセットを抽出する従来のプロセッサまたはＤＳＰによって与えられてもよい。または、これら両方が組み合わされた装置が用いられてもよい。
【００７８】
Ｃ／Ｉ比の推定は、第３の乗算器３０６に供給される。０．８のデジタル定数値もまた第３の乗算器に供給される。第３の乗算器３０６は、Ｃ／Ｉ値とデジタル値０．８とを乗算し、その結果としての積を第１および第２の減算器回路３１２、３１４に供給する。当業者は、デジタル値が厳密に０．８に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックの正確な推定を生ずるのに用いることができない。
【００７９】
第１の減算器３１２は、符号シンボルｃ２におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ２）、を生成するために、第１の絶対値回路３０８によって供給された絶対値から第３の乗算器３０６による積出力を減算する。第２の減算器３１４は、符号シンボルｃ０におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ０）、を生成するために、第２の絶対値回路３１０によって供給された絶対値から第３の乗算器３０６による積出力を減算する。
【００８０】
高いスペクトル効率による信頼できる通信は、多段階の変調の考え（ＱＡＭやＭＰＳＫのような）およびパワフルな符号化技術（ターボ符号のような）の使用によって達成される。ターボ復号のアルゴリズムは、復号されたデータを戻すための復号器出力の軟判定の推定を用いる。ターボ復号器の最も代表的な装置は、軟判定入力としての復号器出力における２進シンボルのＬＬＲを用いる。ＢＰＳＫやＱＰＳＫのような最も単純な変調の考えを除き、復調器の軟判定からＬＬＲを抽出することは、計算的に複雑な作業である。したがって、一実施例に従って、２乗ＱＡＭコンスタレーション（例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、および２５６ＱＡＭのような）やＭＰＳＫコンスタレーション（例えば、８ＰＳＫおよび１６ＰＳＫのような）のための変調シンボル軟判定からＬＬＲの計算を近似するための単純化された手順が提供される。
【００８１】
図８に図示される典型的な通信システム４００において、送信されるための２進データｄｎがターボ符号化器４０２によるターボ符号によって符号化され、ターボ符号化器４０２は、しばしば符号シンボルとして参照される、２進シンボルｂｎの２乗を生成する。いくつかの符号シンボルはともにブロックされ、信号マッピングモジュール４０４によって信号コンスタレーションにおけるポイントがマッピングされ、信号マッピングモジュール４０４は、複素数値の変調シンボル列ｘｎを生成する。この列は変調器４０６に適用され、変調器４０６は、連続時間の波形を生成し、この連続時間の波形はチャネル４０８で送信される。
【００８２】
受信器（図示せず）において、復調器４１０は複素数値の軟判定ｙｎの列を生成するための出力を使用する。それぞれの軟判定は、チャネル４０８で送信された変調シンボルの推定を代表する。この推定は、与えられた変調シンボルと関連付けられる符号シンボルのＬＬＲを抽出するためのＬＬＲ計算モジュール４１２によって用いられる。ターボ符号化器４１４は、もとの送信された２進データに復号するための符号シンボルのＬＬＲの列を用いる。
【００８３】
一実施例においては、２乗ＱＡＭ信号コンスタレーションおよび信号コンスタレーションにおけるそれぞれのポイントに２進（符号）シンボルのブロックを配列するための規則、が定義される。指標ｍを伴った２乗ＱＡＭコンスタレーションは、４ｍポイントによる信号コンスタレーションであるように定義され、この４ｍポイントは、２つの２ｍポイントによるパルス振幅変調（ＰＡＭ）コンスタレーションのデカルト積と考えてもよい。それぞれの信号ポイントは、指標（ｉ，ｊ）によって示され、ここでは、０≦ｉ，ｊ＜２ｍである。信号コンスタレーションにおける（ｉ，ｊ）ｔｈポイントの位置は、
【数１７】
によって与えられる。上での定義は、信号コンスタレーションの平均エネルギー（すなわち、２乗ユークリッドノルム）が１に標準化されるということを補償する。以下の表１は、種々の２乗ＱＡＭコンスタレーションのための標準化されたパラメータΔの値を示す。
【００８４】
【表１】
それぞれの信号ポイントは、符号シンボルの値のブロックが変調シンボルと関連付けられていることを示す２進の列によってラベルされている。具体的な実施例では、グレイ符号マッピングが変調シンボルと符号シンボルのブロックとを関連付けるために用いられる。グレイ符号マッピングは、当業者においてよく知られている。マッピングの他の形式が用いられてもよいことは理解されるであろう。グレイ符号マッピングに従って、コンスタレーションにおける（ｉ，ｊ）ｔｈポイントのラベルが、
【数１８】
によって与えられる。関数ｇｒａｙ（ｉ）は、以下のよく知られたグレイ符号マッピングを代表する、ｇｒａｙ（０）＝０、ｇｒａｙ（１）＝１、ｇｒａｙ（２）＝（１１）２＝３、ｇｒａｙ（３）＝（１０）２＝２、ｇｒａｙ（４）＝（１１０）２＝６など。さらに形式的には、グレイ符号マッピングは次のようにして定義される。
【００８５】
【数１９】
値ｂｋ（ｉ，ｊ）＝０，１は、ラベルｌｉ，ｊのｋｔｈの成分を示すために用いられる。ｍ＝１のための上で述べた信号コンスタレーションは、図９に描写される。ｍ＝２のための上で述べた信号コンスタレーションは、図１０に描写される。ｍ＝３のための上で述べた信号コンスタレーションは、図１１に描写される。
【００８６】
一実施例においては、多値位相シフトキーイング（ＭＰＳＫ）信号コンスタレーションおよび信号コンスタレーションにおけるそれぞれのポイントに２進（符号）シンボルのブロックを配列するための規則、が定義される。指標ｍを伴ったＭＰＳＫコンスタレーション（一般的に２ｍ-ＰＳＫコンスタレーションとしても参照される）が、単位円上に位置した２ｍポイントによる信号コンスタレーションであるように定義される。それぞれの信号ポイントは、指標ｉによって示され、ここでは、０≦ｉ＜２ｍである。信号コンスタレーションにおけるｉｔｈポイントの位置は、
【数２０】
によって与えられる。それぞれの信号ポイントは、符号シンボルの値のブロックが変調シンボルと関連付けられていることを示す２進の列によってラベルされている。具体的な実施例では、グレイ符号マッピングが変調シンボルと符号シンボルのブロックとを関連付けるために用いられる。グレイ符号マッピングは、当業者においてよく知られている。マッピングの他の形式グレイ符号マッピングの代わりに用いられてもよいことは理解されるであろう。グレイ符号マッピングに従って、コンスタレーションにおけるｉｔｈポイントのラベルが、
【数２１】
によって与えられる。ｍ＝１に対する２ｍ-ＰＳＫコンスタレーションは、よく知られるＢＰＳＫ信号のセットである。ｍ＝２に対する２ｍ-ＰＳＫコンスタレーションは、図９に示す４ＱＡＭと一致し、さらに一般的にはＱＰＳＫコンスタレーションとして知られている。ｍ＝３に対する２ｍ-ＰＳＫコンスタレーションは、図１２に描写されている。ｍ＝４に対する２ｍ-ＰＳＫコンスタレーションは、図１３に描写されている。
【００８７】
一実施例においては、送信器の入力における２進データが、符号化され、信号コンスタレーションにおけるポイントがマッピングされる。したがって、チャネル入力における信号は、好都合に、標準化された２乗ＱＡＭコンスタレーションから図示された変調シンボルｘ＝ｘ１ｘ２ｘ３…の列によってモデル化されてもよい。チャネル出力は、列ｙ＝ｙ１ｙ２ｙ３…によって以下のように与えられる。
【００８８】
【数２２】
【数２３】
上式は次の等式を生成する。
【００８９】
【数２４】
チャネル出力のいくつかの独立した複製が受信器において利用できるならば（すなわち、一時（反復）、空間（アンテナ）、または周波数（マルチパス）ダイバーシチ）、個々の最大比のドット積は、信号対雑音比（ＳＮＲ）検出を最大にする利用できる判定を得るために合計されてもよい。ダイバーシチ受信器に対して、検出できるＳＮＲの最大は、個々の最大比のドット積
【数２５】
と関連付けられたＳＮＲの合計である。判定値Ｚｎは、復調器によって生成されたｘｎの軟判定の推定と考えてもよい。
【００９０】
一実施例においては、２乗ＱＡＭコンスタレーションのためのＬＬＲ計算が行われる。それぞれの変調シンボルは符号シンボル値の特定の列を代表し、符号シンボルはそのラベリングによって定義される。全ての変調シンボルが同様に有望であることは当然のことであり、与えられた符号シンボルｂｋと関連付けられたＬＬＲ、ここで、０≦ｋ＜２ｍである、が、
【数２６】
によって与えられる。ある単純化は、好都合に、２乗ＱＡＭ信号コンスタレーションとグレイ符号ラベリング関数との積の対称性から結果として生じる。特に、（ｉ，ｊ）ｔｈポイントの位置ｃｉ，ｊは、
【数２７】
として書き表されてもよいということが示されるのは当然である、ここで、ａｉ＝（２ｍ−１−２ｉ）・Δである。また、符号シンボルｂｋ（ｉ，ｊ）の値は、ｋ＜ｍであるならばｉのみに依存し、そうでないならばｊのみに依存する。したがって、上の表現は次のように単純化してもよい。
【００９１】
【数２８】
上での対称性の観点では、０≦ｋ＜ｍにおける符号シンボルｂｋのためのＬＬＲの計算の問題に取り組むのは十分である。４ＱＡＭ（ＱＰＳＫ）コンスタレーションに関して、計算はよく知られた表現
【数２９】
を単純化する。図１４、図１５および図１６には、それぞれ、種々の符号シンボルと関連付けられたＬＬＲのグラフが、当業者によって理解されるような、合理的なＳＮＲの演算において、グレイ符号ラベリングによる１６ＱＡＭコンスタレーション、６４ＱＡＭコンスタレーションおよび２５６ＱＡＭコンスタレーションのためにプロットされている。
【００９２】
一実施例においては、２ｍ -ＰＳＫコンスタレーションのためのＬＬＲ計算が行われる。それぞれの変調シンボルは符号シンボル値の特定の列を代表し、符号シンボルはそのラベリングによって定義される。全ての変調シンボルが同様に有望であることは当然のことであり、与えられた符号シンボルｂｋと関連付けられたＬＬＲ、ここで、０≦ｋ＜ｍである、が、
【数３０】
一実施例においては、それぞれの符号シンボルと関連付けられたＬＬＲのための区分的に線形な近似が２乗ＱＡＭコンスタレーションのために行われる。図１４−図１６からは、ｍ＞０の関数ＬＬＲｍ−１（ｘ）による、どの４ｍ-ＱＡＭコンスタレーションもｘの奇関数であると考えてもよいし、その傾きがｘ＝０におけるＬＬＲｍ−１（ｘ）の傾きと一致する直線によって近似されてもよい。
【００９３】
したがって、
【数３１】
次の等式が、固有の値ｍに置き換えることによって得られてもよい。
【００９４】
【数３２】
【数３３】
ｋ＝ｍ−２およびｋ＜ｍ−２の２つの場合にわけることは役に立つ。ｋ＝ｍ−２に関しては、上の表現で
【数３４】
のように単純化する。
【００９５】
そして、ｋ＜ｍ−２に関しては、上の表現で
【数３５】
のように単純化する。そうすれば、０≦ｋ＜ｍ−１であるようなｋ、ｍそれぞれに対するＬＬＲｋ（０）を計算するのに十分である。
ｋ＝ｍ−２の場合には、好都合に
【数３６】
のように分割して取り扱ってもよい。
【００９６】
ｋ＜ｍ−２に関しては、次の等式
【数３７】
を含む。上の結果がｍ＝２、３、および４と指定されたならば、
【数３８】
となる。標準化されたＳＮＲ Ｓの大きな値に関しては、上の表現が次のように近似される。
【００９７】
【数３９】
一実施例においては、それぞれの符号シンボルと関連付けられたＬＬＲに対する三角法の近似が、ＭＰＳＫコンスタレーションに対して実行される。図１７および図１８から、ＬＬＲｋ（ｚ）がｋ＝ｍ−１に対する正弦関数およびｋ＜ｍ−１に対する適切な周波数の余弦関数によって近似されてもよいと考えてもよい。より正確には、
【数４０】
０≦ｋ＜ｍ−１の間では、
【数４１】
特に、ｋ＝ｍ−２およびｋ＝ｍ−３の設定したときは、それぞれ、
【数４２】
となる。上の結果が、次のそれぞれの等式のセット
【数４３】
【数４４】
を生ずるためにｍ＝２、３、および４と指定されてもよい。
【００９８】
このように、新しくそして改善されたターボ復号器のための軟判定入力のメトリックを計算するための装置及び方法が述べられる。当業者は、実施例の開示に関連して述べられた、種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズム工程が、電気的ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両者の組合せとして実施されてもよいことが理解するであろう。種々の実例となる成分、ブロック、モジュール、回路、および工程が、これらの機能に関して一般的に述べられる。その機能がハードウェアとして実施されるのか、またはソフトウェアで実施されるのかは、特定の用途およびシステム全体において課された設計の制限に依存する。当業者は、これらの状況の下で、ハードウェアおよびソフトウェアの互換性、および、それぞれの特定の用途に対して、述べられた機能をどのように最適に実施するのかを認識する。例として、実施例の開示に関連して述べられた、種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズム工程当業者は、種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズム工程が実施または、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブル論理デバイス、離散ゲートまたはトランジスタ論理、レジスタやＦＩＦＯのような離散ハードウェア成分、ファームウェア命令のセットを抽出するプロセッサ、従来のどんなプログラマブルソフトウェアモジュールおよびプロセッサ、または、その組合せ、によって行われる。プロセッサは、好都合に、マイクロプロセッサであってもよいし、代わりに、プロセッサは、従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械であってもよい。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または、当業者に知られている他のどんな形態の記憶媒体の中に格納してもよい。当業者は、データ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、および上で述べた全てで参照されるチップが、好都合に、電圧、電流、電磁波、磁界または磁性粒子、光界またはその粒子、またはその組合せによって代表されることを認識するであろう。
【００９９】
このように本発明の好ましい実施例を示し、述べてきた。当業者における通常の技術の一つであることは確かであるが、本発明の意図または観点から逸脱しなければ開示された実施例に従って多くの変更が行える。そのため、本発明は次のクレームに従った除外に制限されない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 符号分割多重（ＣＤＭ）送信器のブロック図である。
【図２】 ＣＤＭ受信器のブロック図である。
【図３】 時分割多重（ＴＤＭ）送信器のブロック図である。
【図４】 ＴＤＭ受信器のブロック図である。
【図５】 図２または図４のフォワードリンクおよび受信器で使用できる輸送信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）の計算回路に関する回路図である。
【図６】 ８ＰＳＫ変調の考えと関連した図５の回路で用いられるＬＬＲ推定回路の回路図である。
【図７】 １６ＱＡＭ変調の考えと関連した図５の回路で用いられるＬＬＲ推定回路の回路図である。
【図８】 通信システムモデルのブロック図である。
【図９】 グレイ符号ラベリングを伴った４ＱＡＭ（ＱＰＳＫ）の信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１０】 グレイ符号ラベリングを伴った１６ＱＡＭの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１１】 グレイ符号ラベリングを伴った６４ＱＡＭの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１２】 グレイ符号ラベリングを伴った８ＰＳＫの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１３】 グレイ符号ラベリングを伴った１６ＰＳＫの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１４】 １６ＱＡＭの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１５】 ６４ＱＡＭの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１６】 ２５６ＱＡＭの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１７】 ８ＰＳＫの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１８】 １６ＰＳＫの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【符号の説明】
１０ 符号分割多重（ＣＤＭ）送信器
１２コンピュータ
１４，４０２ ターボ符号化器
１６ 時分割結合器
１８ チャネルインターリーバ
２０，２６，５０，５４，５６，１３４，１４２，１４６，１４８，１５４，２０２，２０４，２０６，２０８，３０２，３０４，３０６ 乗算器
２２，２８，５８，６０ ウォルシュ関数発生器
２４ 結合器
３０ ＰＮ拡散器
３２，４０６ 変調器
３４，４２ アンテナ
４０ 符号分割多重（ＣＤＭ）受信器
４４ 復調器
４６ 自動利得制御（ＡＧＣ）回路
４８ アナログ−デジタル変換器
５２ ＰＮ列発生器
６２，６４，８２ 累算器
６６ サンプル分離器
７０ 時分割多重（ＴＤＭ）送信器
７２ 時分割結合器
８０ 時分割多重（ＴＤＭ）受信器
８４ ＴＤＭサンプル分離および逆拡散器
９６ ＬＬＲ回路
１２０ Ｃ／Ｉ推定回路
１２２ ＰＮ逆拡散器
１２４ Ｍ値ウォルシュデカバー回路
１２６ エネルギー合計（ＩＯ）計算回路
１２８ パイロットフィルタ
１３０ 定数除算器回路
１３２，２１８，３１２，３１４ 減算器
１３６ 第１の定数回路
１３８ パイロットエネルギー計算回路
１４０，２２０ 参照テーブル（ＬＵＴ）
１４４ Ｃ／Ｉ累算回路
１５０ 第２の定数発生回路
１５２ 複素共役回路
１５６ パス累算器回路
１５８ パス重み付けおよび結合回路
２００，３００ ＬＬＲ推定回路
２１０，３０８，３１０ 絶対値回路
２１２ ２乗回路
２１４，２１６ 加算器
４００ 通信システム
４０４ 信号マッピングモジュール
４０８ チャネル
４１０ 復調器およびチャネル推定器
４１２ ＬＬＲ計算モジュール
４１４ ターボ復号器
発明の背景
１．発明の分野
この発明は、概して通信の分野に関し、特にターボ復号器に対する軟判定入力のメトリックの計算に関する。
【０００２】
２．背景
デジタルデータの送信は、本質的に干渉する傾向があり、そのために、送信されたデータの中に誤りが導入されるかもしれない。誤り検出の考えは送信されたデータの中に誤りが導入されたかどうかをできる限り信頼できるように定義するために提案されてきた。例えば、パケットとしてデータを送信し、それぞれのパケットの中に、例えば１６ビットの長さであって、パケットのデータのチェックサムをもたらす、巡回冗長検査（ＣＲＣ）フィールドを加えることは一般的である。受信器がこのデータを受信したとき、受信器は受信したデータにおける同一のチェックサムを計算し、そして、計算の結果がＣＲＣフィールド中のチェックサムと同一であるかどうかを確かめる。
【０００３】
送信されたデータがリアルタイムで使用されていないときには、誤りが検出されたときに誤りデータの再送信を要求してもよい。しかしながら、例えば、従来の音声による、電話や携帯電話の通話、ビデオ会議の通話などのように、送信がリアルタイムで実行されているときには、再送信の要求ができない。
【０００４】
畳み込み符号は、送信の間に誤りが発生したときでさえ、送信されたデータを正しく定義するためのデジタルデータの受信器を許可するために導入された。この畳み込み符号は送信されたデータの中に冗長性を導入し、それぞれのビットの値が列における前のビットに依存するパケットの中に、送信されたデータをパックする。そうして、誤りが発生したときには、受信したデータをトレースすることによって、受信器はまだ、もとのデータを推論することができる。
【０００５】
送信チャネルの振るまいのさらなる改善のために、いくつかの符号化の考えでは、符号化の間にパケットの中のビットの順序を混ぜ合わせるインターリーバを含む。そうして、送信の間に干渉によっていくつかの調整したビットが壊れたときには、干渉の効果がもとのパケット全体に拡散し、復号の工程によって干渉の効果に打ち勝つ準備がされる。他の改善では、今までよりもパケットを符号化した、並列式または直列式の多重符号を含んでもよい。例えば、少なくとも２つの並列式の畳み込み符号を用いて誤りを訂正する方法はよく知られている技術である。そのような並列式の符号化は、一般的にターボ符号化として参照される。
【０００６】
ターボ符号は、１つかそれよりも多い符号のインターリーバによって拡散された、２つかそれよりも多い成分の符号の直列的または並列的な連続である。ターボ符号は、しばしば、シャノン限界に近づくような信号―雑音比（ＳＮＲ）において低誤り率を達成するための、比較的効率の良い反復アルゴリズムによって復号される。インターリーバ及びデインターリーバは符号化器と復号器との間の成分の符号にそれぞれ挿入される。
【０００７】
上で述べたように、ターボ符号化器におけるインターリーバは符号化器から符号化された符号言語出力を拡散する。その結果、与えられた符号のそれぞれのビットは、お互いから分離され、そして異なる時刻に送信される。その結果、誤り与えられた個々のビットは、異なる符号言語に属する誤りバーストによって影響されたビットのような独立したフェーディングを経験する。受信器においては、受信したサンプルが復号される前にデインターリーブされる。そのために、誤りバーストの効果は通信全体に拡散する。その結果、もとの誤りを訂正した符号にデータを戻すことができる。ターボ符号の振るまいは、用いられている符号インターリーバの長さおよび構造に依存する。例えば、対角線インターリーバ、畳み込みインターリーバ、ブロックインターリーバ、インターブロックインターリーバ、及び疑似ランダムインターリーバのような技術を含む、様々なタイプのインターリーバが知られている。良好なターボ符号の振るまいは疑似ランダム構造を有するインターリーバを用いることによって実現することができる。
【０００８】
ターボ符号は、フォワード誤り訂正（ＦＥＣ）の領域において重要な進歩を代表する。複数の異なるターボ符号化が存在するが、ターボ符号化の中で最も多いタイプは、反復復号の使用と組み合わせた工程をインターリーブすることによって分離された多重符号化の工程を用いる。この組合せは、通信システムにおける雑音誤差の点で、以前では達成できない振るまいを与える。すなわち、ターボ符号化は、従来用いてきたフォワード誤り訂正技術で達成できるものよりも低い、ビットあたりのエネルギーあたりの雑音パワーのスペクトル密度（Ｅｂ／Ｎ０）での信用できる通信を許可する。
【０００９】
ターボ符号のような多重成分の符号に対する、最適な復号は、しばしば、まさに複雑な作業であり、オンラインの復号に対しては、通常利用できないような時間の長い期間を要求する。実際、この作業は、およそ宇宙の年齢という論理的に殆ど不可能な終了時間を要求している。反復復号技術はこの問題に打ち勝つために開発されてきた。受信したビットが０か１を直ちに決定するよりもむしろ、受信器はビットが１である確率の多段階スケールの代表値におけるそれぞれのビットの値を割り当てる。対数尤度比（ＬＬＲ）の確率として参照される一般的なスケールは、例えば、｛−３２，３１｝のような、ある範囲の整数によってそれぞれのビットを代表する。３１の値は送信されたビットが高確率で０あることを意味し、そして、−３２の値は送信されたビットが、非常に高確率で１であることを意味する。０の値は、論理ビットの値が定義されていないことを示す。
【００１０】
多段階のスケールを代表するデータは“軟データ”として参照され、そして、反復復号は、通常、符号の制約を考慮するソフトイン／ソフトアウトである。すなわち、その復号の過程は、ビットの値に対する確率と一致する入力の列を受信し、訂正された確率を出力として供給する。一般的に、反復復号を実行する復号器は、受信器によって読まれる軟データを復号するための前の反復からの軟データを用いる。多重成分の符号の反復復号の間に、復号器は２番目の符号の復号を改善するために１つめの復号の結果を用いる。ターボ符号化の中のような、並列式の符号化器が用いられるときは、この目的のために都合よく並列式に用いられる二つの対応する復号器が用いられる。そのような反復復号は、軟データが送信されたデータをぴったり表すということが信頼されるまで、複数の反復に対して実行される。それらが１（例えば、上で述べたスケールにおける０から３１の間の値）に近いということが示される確率を有するこれらのビットには２進数の０が割り当てられ、そして、残りの値には２進数の１を割り当てられる。
【００１１】
このように、ＬＬＲは、与えられたシンボルが、与えられた特定の受信シンボルに送信されたかどうかを決定するターボ復号器によって用いられる確率メトリックである。ＬＬＲを計算するためには、ＳＮＲおよびチャネル係数の正確な推定（チャネルによって送信された信号には複素数のスケール係数が適用される）が要求される。正確なＬＬＲの値は、ＬＬＲ入力が典型的にＬＬＲの値および受信できない復号器の振るまいの結果における不正確さを適用できる非線形な演算を条件とするターボ符号化装置においては特に重要である。高度な正確さが要求される密集した信号のコンスタレーションに対するＬＬＲメトリックを計算することは計算的に激しいものである。入念な計算の考えを行わなければならないか、または、複雑な復号器構造を用いなければならないかのいずれかである。ターボ符号化器は、既に明確に畳み込み符号化器よりも装置として複雑である。したがって、計算的に激しいＬＬＲ計算技術を用いることを犠牲にしてもターボ復号器の構造を残すことが優位であることが証明された。しかしながら、プロセッサおよびメモリの資源における流出に関連して、計算的に複雑なＬＬＲの計算アルゴリズムを用いるのは望ましくない。さらに言えば、ある変調の考え、例えば、８値位相シフトキーイング（８ＰＳＫ）や１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）に対するＬＬＲメトリックの計算は非常に困難である。直接計算よりもむしろ推定に基づいたＬＬＲメトリックの誘導に関する簡単化された方法が提供されることが好ましい。そこで、復号器の振るまいの品位を落とさないターボ復号器の軟判定入力のメトリックの計算に関する簡単化された技術が必要である。
【００１２】
本発明の要約
本発明は、復号器の振るまいの品位を落とさないターボ復号器の軟判定入力のメトリックの計算に関する簡単化された技術が指導される。したがって、本発明の１つめの態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似する方法であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。この方法は、変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出する工程であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する工程と、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングする工程と、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程とを好都合に含む。
【００１３】
本発明の別の態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。この受信器は、受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出するように構成された復調器であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する復調器と、上記復調器に接続され、上記復調器から上記複素数値の変調シンボル軟判定を受信し、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングし、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するように構成された対数尤度比計算モジュールとを好都合に含む。
【００１４】
本発明の別の態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比のメトリックを近似するように構成された受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。上記受信器は、変調シンボル、複数のターボ符号化されたシンボルと関連付けられた変調シンボル、同位相成分および直交成分を有する複素数値の変調シンボル軟判定における、複素数値の変調シンボル軟判定を抽出する手段と、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比のメトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングする手段と、上記変調シンボルの中で残っている符号シンボルに対する対数尤度比のメトリックを得るために、複素数値の変調シンボル軟判定に三角関数およびランプ関数の線形結合を適用する手段とを好都合に含む。
【００１５】
本発明の別の態様では、複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調される、が提供される。この受信器は、プロセッサと、上記プロセッサに接続され、該プロセッサが読み取り可能な記憶媒体であって、受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出し、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有し、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングし、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するための、上記プロセッサによって実行可能な命令のセットを含むプロセッサが読み取り可能な記憶媒体とを好都合に含む。
【００２８】
好ましい実施形態の詳細な説明
図１には、一実施例に従って構成された符号分割多重（ＣＤＭ）送信器１０が図示されている。明瞭であるので、タイミング回路構成、フィルタ、増幅器のような送信器の種々の詳細の図示は省略されている。省略された回路は、当業者の有する通常の技術によって構成および実施されるものである。
【００２９】
送信器１０は、コンピュータ１２内のベースバンドプロセッサ（図示せず）を介して実行される送信器ソフトウェアを含むコンピュータ１２を含む。コンピュータ１２は、ターボ符号化器１４および時分割結合器１６に接続される。ターボ符号化器１４は、チャネルインターリーバ１８に接続され、そのチャネルインターリーバ１８は、第１の乗算器２０の第１の入力に接続される。第１のウォルシュ関数発生器２２は、第１の乗算器２０の第２の入力に接続される。第１の乗算器２０の出力は、結合器２４の第１の入力に接続される。
【００３０】
時分割結合器１６の出力は第２の乗算器２６の第１の入力に接続され、第２の乗算器２６の第２の入力は、第２のウォルシュ関数発生器２８に接続される。第２の乗算器２６の出力は、結合器２４の第２の入力に接続される。結合器２４の出力は、直交疑似雑音列（ＰＮ）拡散器３０に接続される。ＰＮ拡散器３０の出力は、アンテナ３４に接続される変調器３２に接続される。
【００３１】
動作時においては、音声データやその他のファイルデータのようなデータを含む信号が、コンピュータ１２からターボ符号化器１４に転送される。ターボ符号化器１４は、データ信号を符号化する。ターボ符号化器１４は、標準のターボ符号化器であり、当業者によってよく知られているターボ符号化原理およびターボ符号化方法に従って動作する。具体的な実施例におけるターボ符号化器１４は、ひと続きに連結されるターボ符号化器であって、このターボ符号化器において、構成要素の内側と外側との間にインターリーバ（図示せず）が配列されるターボ符号化器、畳み込み符号化器（これも図示せず）である。代わりの実施例において、ターボ符号化器１４は、適切な業者によってよく知られた原理に従って設計された、並列に連結されるターボ符号化器である。
【００３２】
ターボ符号化器１４からの符号化されたデータ信号出力は、そのとき、ウォルシュ符号化、疑似雑音（ＰＮ）拡散、および変調のための準備として、チャネルインターリーバ１８によってインターリーブされる。チャネルインターリーバ１８はブロックインターリーバのような従来のインターリーバによって実施されてもよい。
【００３３】
コンピュータ１２は、本実施例の具体例においては定数１と等しい、所定のパイロット信号を、制御信号とともに時分割結合器１６に供給する。制御信号は、通信システムの効率およびスループットを最大にするためのパワー制御および／または符号レート制御を容易にするための対応受信器（後で、詳細に述べる）への転送のためのレート制御情報またはパワー制御情報を含む。
【００３４】
時分割結合器１６は、従来の時分割結合方法に従って制御信号とパイロット信号とを混合する。組み合わされた信号は、第２の乗算器２６に入力され、第２のウォルシュ関数発生器２８を介して供給された所定のウォルシュ関数が乗算される。同様に、チャネルインターリーバ１８からのインターリーブされたデータ信号出力は、第１の乗算器２０に供給され、第１のウォルシュ関数発生器２２によって供給された別の所定のウォルシュ関数が乗算される。
【００３５】
結果として生じる、第１の乗算器２０および第２の乗算器２６からのウォルシュ符号出力は、結合器２４を介して組み合わされ、ＰＮ拡散器３０によって拡散され、その後、アンテナ３４によるチャネルへの送信のための準備として、変調器３２を介して変調され、無線周波数に変換される。
【００３６】
アンテナ３４を介して送信された結果として生じる信号は、データ信号、パイロット信号、および制御信号が、好都合に混合された信号である。一度、チャネルで広まると、混合信号は、送信された信号を受信する受信器システムによって効率よく検出および補償されなければならないマルチパスフェーディングおよびチャネル干渉を経験するであろう。
【００３７】
当業者は、第１のウォルシュ関数発生器２２および第２のウォルシュ関数発生器２８によって供給されたウォルシュ関数が、ＰＮ関数発生器またはウォルシュ関数発生器とＰＮ関数発生器との組合せに置き換えることによって供給されてもよいことを認識するであろう。さらに、送信器１０は、移動電話通信システムまたはＰＣＳ通信システムの基地局および／または移動局において実施されてもよい。
【００３８】
ここで詳細に述べた、信号対干渉という単語と信号対雑音という単語は同様の単語である。
【００３９】
図２には、一実施例に従って使用される図１のＣＤＭ送信器１０に対応するＣＤＭ受信器４０の構成が図示されている。送信器４０は、復調器回路４４に接続される受信器用アンテナ４２を含む。復調器回路４４は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４８に接続される自動利得制御（ＡＧＣ）回路４６に接続される。ＡＤＣ４８の出力は、第１の受信器用乗算器５０の入力に接続される。デジタルサンプルを代表するＡＤＣ４８の出力は、後で詳細に述べるように、輸送信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）推定回路および対数尤度比（ＬＬＲ）計算回路の入力としても供給される。第１の受信器用乗算器５０の別の入力は、ＰＮ列発生器５２の出力に接続される。第１の受信器用乗算器５０の出力は、第２の受信器用乗算器５４および第３の受信器用乗算器５６と、並列式に接続される。第１の受信器用ウォルシュ発生回路５８および第２の受信器用ウォルシュ発生回路６０もまた、それぞれ第２の受信器用乗算器５４および第３の受信器用乗算器４６に入力を供給する。第２の受信器用乗算器５４および第３の受信器用乗算器５６の出力は、それぞれ、第１の累算器６２および第２の累算器６４の入力に接続される。第１の累算器６２の出力は、後で詳細に述べるように、Ｃ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ計算回路に出力を供給するサンプル分離器および逆拡散器に接続される。
【００４０】
動作時においては、図１の送信器１０によって送信されたＲＦ信号のような、チャネルで送信された信号は、受信器４０のアンテナ４２によって受信される。受信されたＲＦ信号は、中間周波数信号に変換され、その後、復調器４４を介してベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号の利得は、ＡＧＣ回路構成４６を介して調整され、その後、ＡＤＣ４８を介してデジタル信号に変換される。その後、ベースバンド信号は、ＰＮ列発生器５２および第１の受信器用乗算器５０を介して図１のＰＮ拡散器３０の中で用いられるＰＮ列と関連したＰＮ列によって乗算される。本発明の特定の実施例においては、ＰＮ列およびその逆の列は、２進数演算（ＧＦ２の中では）によると１の逆は１であり０の逆は０であるので、同じものである。
【００４１】
その後、第１の受信器用乗算器５０は、部分逆拡散信号を出力し、その信号は２つの別々のパスに分割される。１つめのパスにおいては、第２の受信器用乗算器５４は、部分拡散列に第１の受信器用ウォルシュ関数発生器によって供給されたウォルシュ関数を乗算する。供給されたウォルシュ関数は、図１の第１のウォルシュ関数発生器２２によって供給されたウォルシュ関数と関連付けられている。結果として生じる逆拡散信号サンプルは、第１の累算器６２に入力され、それらのサンプルは、所定の数のサンプルが累算される。累算された逆拡散データサンプルは、サンプル分離器６６に供給される。サンプル分離器６６は、後で詳細に述べるように、逆拡散信号から抽出されたパイロット信号および制御信号をＣ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ回路に出力する。
【００４２】
同様に、第３の受信器用乗算器５６からの逆拡散信号サンプル出力は、第２の累算器６４によって累算され、後に詳細に述べるように、データ信号サンプルを備えるデータ信号を、Ｃ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ回路に出力する。
【００４３】
図３には、一実施例に従って構成された時分割多重（ＴＤＭ）送信器７０が図示されている。ＴＤＭ送信器７０は、好都合に、図１の、時分割結合器１６、乗算器２０、２６、ウォルシュ関数発生器２２、２８、および加算器２４を除去し、時分割結合器７２に置き換えた図１のＣＤＭ送信器１０と同様である。
【００４４】
図４には、一実施例に従って構成された時分割多重（ＴＤＭ）受信器８０が図示されている。ＴＤＭ受信器８０は、好都合に、図２の、乗算器５４、５６、ウォルシュ関数発生器５８、６０、累算器６２、６４およびサンプル分離器６６を除去し、累算器８２およびＴＤＭサンプル分離器８４に置き換えた図２のＣＤＭ受信器４０と同様である。ＴＤＭサンプル分離器８４は、累算され、逆拡散されたデジタル信号から、データサンプル、パイロットサンプル、および制御サンプルを抽出する。ＡＤＣ４８からの、データサンプル出力、パイロットサンプル出力、制御サンプル出力、およびデジタルサンプル出力は、後で詳細に述べるように、Ｃ／Ｉ推定回路およびＬＬＲ回路に供給される。
【００４５】
図５には、一実施例に従って構成されたＣ／Ｉ推定回路１２０が図示されている。Ｃ／Ｉ推定回路１２０は、好都合に、フォワードリンクおよび図２または図４の受信器とともに使用するのに適合している。Ｃ／Ｉ推定回路１２０は、図４の受信器８０における、乗算器５０、ＰＮ列発生器５２、および累算器８０と置き換えてもよいＰＮ逆拡散器１２２を含む。Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４は、図４の受信器８０におけるＴＤＭサンプル分離器８４と置き換えてもよい。
【００４６】
Ｃ／Ｉ推定回路１２０は、ＰＮ逆拡散器１２２、Ｍ値ウォルシュデカバー１２４、受信された信号のエネルギーの合計（ＩＯ）計算回路１２６、第１の定数回路１３６、パイロットフィルタ１２８、減算器１３２、第１の乗算器１３４、パイロットエネルギー計算回路１３８、参照テーブル（ＬＵＴ）１４０、第２の乗算器１４２、およびＣ／Ｉ累算回路１４４を含む。Ｃ／Ｉ推定回路１２０において、ＰＮ逆拡散器１２２は、図４のＡＤＣ４８からのデジタル同位相（Ｉ）信号出力およびデジタル直交（Ｑ）信号出力を受信する。ＰＮ逆拡散器１２２は、Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４およびＩＯ算回路１２６に、並列式に入力を供給する。Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４は、パス重み付けおよび結合回路１５８中のパイロットフィルタ１２８および定数除算器回路１３０に入力を供給する。
【００４７】
エネルギー計算回路１２６の出力は、減算器回路１３２の正端子に接続される。減算器回路１３２の負端子は、第１の乗算器１３４の出力端子に接続される。第１の乗算器１３４の第１の入力は、第１の定数回路１３６の出力に接続される。第１の乗算器１３４の第２の入力は、パイロットエネルギー計算回路１３８の出力に接続される。パイロットフィルタ１２８は、パイロットエネルギー計算回路１３８に入力を供給する。
【００４８】
減算器１３２の出力は、ＬＵＴ１４０に接続される。ＬＵＴ１４０の出力は、パス重み付けおよび結合回路１５８中の第２の乗算器１４２の第１の入力および第３の乗算器１４６の第１の入力と、並列式に接続される。第２の乗算器１４２の第２の入力は、第１の乗算器１３４に接続される。第２の乗算器１４２の出力は、Ｃ／Ｉ累算回路１４４に接続され、Ｃ／Ｉ累算回路１４４の出力は、ＬＬＲ回路９６に入力を供給する。
【００４９】
パス重み付けおよび結合回路１５８は、第２の定数発生回路１５０、第４の乗算器１４８、第３の乗算器１４６、定数除算器回路１３０、複素共役回路１５２、第５の乗算器１５４、およびパス累算器回路１５６を含む。パス重み付けおよび結合回路１５８において、第４の乗算器１４８の第１の端子は、パイロットフィルタ１２８の出力に接続され、パイロットフィルタ１２８の出力もまた、Ｃ／Ｉ推定回路１２０中のパイロットエネルギー計算回路１３８の入力に接続される。第４の乗算器の第２の端子は、第２の定数発生回路１５０に接続される。第４の乗算器１４８の出力は、第３の乗算器１４６の第２の入力に接続される。第３の乗算器１４６の出力は、複素共役回路１５２に入力を供給する。複素共役回路１５２の出力は、第５の乗算器１５４の第１の入力に接続される。定数除算器回路１３０の出力は、第５の乗算器１５４の第２の入力に接続される。第５の乗算器１５４お出力は、パス累算器回路１５６の入力に接続される。パス累算器回路１５６の出力は、ＬＬＲ回路９６の第２の入力に接続される。ＬＬＲ回路の出力は、復号器（図示せず）の入力に接続される。
【００５０】
動作時には、ＰＮ逆拡散器１２２は、Ｉ信号およびＱ信号を受信し、Ｌフィンガー、すなわち、Ｌ個のパス（ｌ）、を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器１２２は、チャネルで送信される前にＩ信号およびＱ信号を拡散するのに用いられるＰＮ列の逆を用いるＩ信号およびＱ信号を逆拡散する。ＰＮ逆拡散器１２２の構成および動作は当業者においてよく知られている。
【００５１】
【数１】
【００５２】
Ｍ値ウォルシュデカバー回路１２４は、データチャネルと呼ばれる直交データ信号およびパイロットチャネルと呼ばれる直交パイロット信号を、当業者に知られる方法に従ってデカバーする。本実施例の具体例としては、直交データ信号が、次の等式によって代表される、あるデータチャネルｓと一致する。
【００５３】
【数２】
【００５４】
パイロットチャネルは、パイロットフィルタ１２８に入力される。パイロットフィルタ１２８は、パイロットチャネルからの高周波雑音成分および干渉成分を取り除くローパスフィルタのように動作する平均的なフィルタである。パイロットフィルタ１２８の出力ｐは、次の等式に代表される。
【００５５】
【数３】
【００５６】
フィルタされたパイロットチャネルｐの複素振幅の２乗は、次の等式によって述べられる所定のスケール係数ｃが乗算される。
【００５７】
【数４】
【００５８】
【数５】
【００５９】
パス重み付けおよび結合回路１５８において、第４の乗算器１４８はフィルタされたパイロット信号ｐに、第２の定数発生回路１５０によって供給された定数ｋを乗算する。定数ｋは、次の等式に従って計算される。
【００６０】
【数７】
【００６１】
【数８】
【００６２】
【数９】
【００６３】
第５の乗算器１５４は、そのとき、パス結合回路１５６を介して信号を備えるＬ個のパスで累算される、最適に重み付けされたデータ信号を代表する。その結果として生じる、最適に組み合わされたデータ信号は、ＬＬＲ回路９６に供給され、このＬＬＲ回路９６は、復号器（後で、詳細に述べる）への最適な軟復号器入力の計算を容易にする。
【００６４】
パス結合および繰り返し結合からの結果として生じる変調シンボルにおける軟判定は、ＹＩは同位相軟判定であり、ＹＱは直交軟判定である（ＹＩ，ＹＱ）で示されてもよい。軟判定（ＹＩ，ＹＱ）は、ＬＬＲ回路９６によって符号シンボルにおけるＬＬＲに変換される。ＬＬＲは、ターボ復号器（図示せず）への軟判定入力に含まれる。当業者に理解されるように、変調シンボルにおける軟判定（ＹＩ，ＹＱ）の方法は、基礎となる符号シンボルにおけるＬＬＲメトリックに変換され、それに応じた、変調の考えが用いられることによって、ＬＬＲ回路９６の構成が要求される。
【００６５】
当業者には、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）された変調の考えにおけるＬＬＲメトリックの計算は、８値位相シフトキーイング（８ＰＳＫ）および１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）のような変調の考えに対する計算と比較して、比較的簡単であることを理解するだろう。ＱＰＳＫの変調の考えにおいて、それぞれの複素変調シンボル（ＹＩ，ＹＱ）は、２つの符号シンボル、ｃ１およびｃ０についての情報を伝送する。実際には、同位相成分ＹＩは、符号シンボルｃ０についての情報の全てを移動する一方で、直交成分ＹＱは、残りの符号言語ｃ１についての情報の全てを移動する。（ＹＩ，ＹＱ）が、その平均振幅がＣ／Ｉ比と等しくなるような方法で標準化されたならば、変調軟判定ＹＩおよびＹＱは、次の等式に従って、符号シンボルＣ０およびＣ１におけるＬＬＲメトリックに変換されてもよい。
【００６６】
【数１０】
【００６７】
８ＰＳＫ変調の考えが用いられるならば、ＬＬＲメトリックの計算はさらに困難になる。一実施例に従って、グレイ符号ラベリングを有する８ＰＳＫ変調の考えと関連付けられて用いられたＬＬＲメトリックが、好都合に、推定される。上で述べたように、（ＹＩ，ＹＱ）は、それの平均振幅がＣ／Ｉ比と等しくなるような方法で標準化される。変調の考えは８ＰＳＫであるので、それぞれの複素変調シンボル（ＹＩ，ＹＱ）は、３つの符号シンボル、Ｃ２、Ｃ１およびＣ０についての情報を伝送する。第１の符号シンボルＣ２、は、受信された、８ＰＳＫで変調された符号言語が伝送する送信されたビットに関する情報の中の最上位のシンボルである。第３の符号シンボルＣ０は、受信された８ＰＳＫで変調された符号言語の中の最下位のシンボルである。符号シンボルＣ２、Ｃ１およびＣ０におけるＬＬＲメトリックの単純化された推定は、好都合に、次の等式に従った変調シンボル軟判定（ＹＩ，ＹＱ）から得られる。
【００６８】
【数１１】
【００６９】
動作時においては、復調された軟判定の同位相成分ＹＩが第１の乗算器２０２に供給される。２．６１３１のデジタル定数値もまた、第１の乗算器２０２に供給される。符号シンボルｃ１におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ１）、を生成するために、第１の乗算器２０２は、同位相成分ＹＩとデジタル値２．６１３１とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に２．６１３１に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ１）の正確な推定を生じるのには用いることができない。
【００７０】
復調された軟判定の直交成分ＹＱは、第２の乗算器２０４に供給される。２．６１３１のデジタル定数値もまた、第２の乗算器２０４に供給される。符号シンボルｃ２におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ２）、を生成するために、第２の乗算器２０４は、直交成分ＹＱとデジタル値２．６１３１とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に２．６１３１に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ２）の正確な推定を生じるのには用いることができない。
【００７１】
【数１２】
【００７２】
【数１３】
【００７３】
【数１５】
【００７４】
【数１６】
【００７５】
動作時においては、復調された軟判定の同位相成分ＹＩが第１の乗算器３０２に供給される。１．２６４９のデジタル定数値もまた、第１の乗算器３０２に供給される。符号シンボルｃ１におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ１）、を生成するために、第１の乗算器２０４は、同位相成分ＹＩとデジタル値１．２６４９とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に１．２６４９に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ１）の他の推定を生ずるのに用いることができる。
【００７６】
復調された軟判定の直交成分ＹＱは、第２の乗算器３０４に供給される。１．２６４９のデジタル定数値もまた、第２の乗算器３０４に供給される。符号シンボルｃ３におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ３）、を生成するために、第２の乗算器３０４は、直交成分ＹＱとデジタル値１．２６４９とを乗算する。当業者は、デジタル値が厳密に２．６１３１に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ３）の他の推定を生ずるのに用いることができる。
【００７７】
第１の乗算器３０２による積出力（すなわち、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ１））は、第２の絶対値回路３１０に供給される。第２の乗算器３０４による積出力（すなわち、ＬＬＲメトリックＬＬＲ（ｃ３））は、第１の絶対値回路３０８に供給される。第１の絶対値回路３０８は、第２の乗算器３０４による積出力の絶対値を生成し、第１の減算器３１２に、その絶対値を供給する。第２の絶対値回路３１０は、第１の乗算器３０２による積出力の絶対値を生成し、第２の減算器３１４に、その絶対値を供給する。第１および第２の絶対値回路３０８、３１０は、当業者によって理解された構造のハードウェア回路によって与えられてもよい。絶対値回路３０８、３１０は、格納されたソフトウェア命令またはファームウェア命令のセットを抽出する従来のプロセッサまたはＤＳＰによって与えられてもよい。または、これら両方が組み合わされた装置が用いられてもよい。
【００７８】
Ｃ／Ｉ比の推定は、第３の乗算器３０６に供給される。０．８のデジタル定数値もまた第３の乗算器に供給される。第３の乗算器３０６は、Ｃ／Ｉ値とデジタル値０．８とを乗算し、その結果としての積を第１および第２の減算器回路３１２、３１４に供給する。当業者は、デジタル値が厳密に０．８に制限される必要がないことを認識するであろう。他の値は、ＬＬＲメトリックの正確な推定を生ずるのに用いることができない。
【００７９】
第１の減算器３１２は、符号シンボルｃ２におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ２）、を生成するために、第１の絶対値回路３０８によって供給された絶対値から第３の乗算器３０６による積出力を減算する。第２の減算器３１４は、符号シンボルｃ０におけるＬＬＲメトリック、ＬＬＲ（ｃ０）、を生成するために、第２の絶対値回路３１０によって供給された絶対値から第３の乗算器３０６による積出力を減算する。
【００８０】
高いスペクトル効率による信頼できる通信は、多段階の変調の考え（ＱＡＭやＭＰＳＫのような）およびパワフルな符号化技術（ターボ符号のような）の使用によって達成される。ターボ復号のアルゴリズムは、復号されたデータを戻すための復号器出力の軟判定の推定を用いる。ターボ復号器の最も代表的な装置は、軟判定入力としての復号器出力における２進シンボルのＬＬＲを用いる。ＢＰＳＫやＱＰＳＫのような最も単純な変調の考えを除き、復調器の軟判定からＬＬＲを抽出することは、計算的に複雑な作業である。したがって、一実施例に従って、２乗ＱＡＭコンスタレーション（例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、および２５６ＱＡＭのような）やＭＰＳＫコンスタレーション（例えば、８ＰＳＫおよび１６ＰＳＫのような）のための変調シンボル軟判定からＬＬＲの計算を近似するための単純化された手順が提供される。
【００８１】
図８に図示される典型的な通信システム４００において、送信されるための２進データｄｎがターボ符号化器４０２によるターボ符号によって符号化され、ターボ符号化器４０２は、しばしば符号シンボルとして参照される、２進シンボルｂｎの２乗を生成する。いくつかの符号シンボルはともにブロックされ、信号マッピングモジュール４０４によって信号コンスタレーションにおけるポイントがマッピングされ、信号マッピングモジュール４０４は、複素数値の変調シンボル列ｘｎを生成する。この列は変調器４０６に適用され、変調器４０６は、連続時間の波形を生成し、この連続時間の波形はチャネル４０８で送信される。
【００８２】
受信器（図示せず）において、復調器４１０は複素数値の軟判定ｙｎの列を生成するための出力を使用する。それぞれの軟判定は、チャネル４０８で送信された変調シンボルの推定を代表する。この推定は、与えられた変調シンボルと関連付けられる符号シンボルのＬＬＲを抽出するためのＬＬＲ計算モジュール４１２によって用いられる。ターボ符号化器４１４は、もとの送信された２進データに復号するための符号シンボルのＬＬＲの列を用いる。
【００８３】
一実施例においては、２乗ＱＡＭ信号コンスタレーションおよび信号コンスタレーションにおけるそれぞれのポイントに２進（符号）シンボルのブロックを配列するための規則、が定義される。指標ｍを伴った２乗ＱＡＭコンスタレーションは、４ｍポイントによる信号コンスタレーションであるように定義され、この４ｍポイントは、２つの２ｍポイントによるパルス振幅変調（ＰＡＭ）コンスタレーションのデカルト積と考えてもよい。それぞれの信号ポイントは、指標（ｉ，ｊ）によって示され、ここでは、０≦ｉ，ｊ＜２ｍである。信号コンスタレーションにおける（ｉ，ｊ）ｔｈポイントの位置は、
【数１７】
【００８４】
【表１】
【数１８】
【００８５】
【数１９】
【００８６】
一実施例においては、多値位相シフトキーイング（ＭＰＳＫ）信号コンスタレーションおよび信号コンスタレーションにおけるそれぞれのポイントに２進（符号）シンボルのブロックを配列するための規則、が定義される。指標ｍを伴ったＭＰＳＫコンスタレーション（一般的に２ｍ-ＰＳＫコンスタレーションとしても参照される）が、単位円上に位置した２ｍポイントによる信号コンスタレーションであるように定義される。それぞれの信号ポイントは、指標ｉによって示され、ここでは、０≦ｉ＜２ｍである。信号コンスタレーションにおけるｉｔｈポイントの位置は、
【数２０】
【数２１】
【００８７】
一実施例においては、送信器の入力における２進データが、符号化され、信号コンスタレーションにおけるポイントがマッピングされる。したがって、チャネル入力における信号は、好都合に、標準化された２乗ＱＡＭコンスタレーションから図示された変調シンボルｘ＝ｘ１ｘ２ｘ３…の列によってモデル化されてもよい。チャネル出力は、列ｙ＝ｙ１ｙ２ｙ３…によって以下のように与えられる。
【００８８】
【数２２】
【００８９】
【数２４】
【数２５】
【００９０】
一実施例においては、２乗ＱＡＭコンスタレーションのためのＬＬＲ計算が行われる。それぞれの変調シンボルは符号シンボル値の特定の列を代表し、符号シンボルはそのラベリングによって定義される。全ての変調シンボルが同様に有望であることは当然のことであり、与えられた符号シンボルｂｋと関連付けられたＬＬＲ、ここで、０≦ｋ＜２ｍである、が、
【数２６】
【数２７】
【００９１】
【数２８】
【数２９】
【００９２】
一実施例においては、２ｍ -ＰＳＫコンスタレーションのためのＬＬＲ計算が行われる。それぞれの変調シンボルは符号シンボル値の特定の列を代表し、符号シンボルはそのラベリングによって定義される。全ての変調シンボルが同様に有望であることは当然のことであり、与えられた符号シンボルｂｋと関連付けられたＬＬＲ、ここで、０≦ｋ＜ｍである、が、
【数３０】
【００９３】
したがって、
【数３１】
【００９４】
【数３２】
【数３４】
【００９５】
そして、ｋ＜ｍ−２に関しては、上の表現で
【数３５】
ｋ＝ｍ−２の場合には、好都合に
【数３６】
【００９６】
ｋ＜ｍ−２に関しては、次の等式
【数３７】
【数３８】
【００９７】
【数３９】
【数４０】
【数４１】
【数４２】
【数４３】
【００９８】
このように、新しくそして改善されたターボ復号器のための軟判定入力のメトリックを計算するための装置及び方法が述べられる。当業者は、実施例の開示に関連して述べられた、種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズム工程が、電気的ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両者の組合せとして実施されてもよいことが理解するであろう。種々の実例となる成分、ブロック、モジュール、回路、および工程が、これらの機能に関して一般的に述べられる。その機能がハードウェアとして実施されるのか、またはソフトウェアで実施されるのかは、特定の用途およびシステム全体において課された設計の制限に依存する。当業者は、これらの状況の下で、ハードウェアおよびソフトウェアの互換性、および、それぞれの特定の用途に対して、述べられた機能をどのように最適に実施するのかを認識する。例として、実施例の開示に関連して述べられた、種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズム工程当業者は、種々の実例となる論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズム工程が実施または、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）または他のプログラマブル論理デバイス、離散ゲートまたはトランジスタ論理、レジスタやＦＩＦＯのような離散ハードウェア成分、ファームウェア命令のセットを抽出するプロセッサ、従来のどんなプログラマブルソフトウェアモジュールおよびプロセッサ、または、その組合せ、によって行われる。プロセッサは、好都合に、マイクロプロセッサであってもよいし、代わりに、プロセッサは、従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械であってもよい。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または、当業者に知られている他のどんな形態の記憶媒体の中に格納してもよい。当業者は、データ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、および上で述べた全てで参照されるチップが、好都合に、電圧、電流、電磁波、磁界または磁性粒子、光界またはその粒子、またはその組合せによって代表されることを認識するであろう。
【００９９】
このように本発明の好ましい実施例を示し、述べてきた。当業者における通常の技術の一つであることは確かであるが、本発明の意図または観点から逸脱しなければ開示された実施例に従って多くの変更が行える。そのため、本発明は次のクレームに従った除外に制限されない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 符号分割多重（ＣＤＭ）送信器のブロック図である。
【図２】 ＣＤＭ受信器のブロック図である。
【図３】 時分割多重（ＴＤＭ）送信器のブロック図である。
【図４】 ＴＤＭ受信器のブロック図である。
【図５】 図２または図４のフォワードリンクおよび受信器で使用できる輸送信号対干渉比（Ｃ／Ｉ）の計算回路に関する回路図である。
【図６】 ８ＰＳＫ変調の考えと関連した図５の回路で用いられるＬＬＲ推定回路の回路図である。
【図７】 １６ＱＡＭ変調の考えと関連した図５の回路で用いられるＬＬＲ推定回路の回路図である。
【図８】 通信システムモデルのブロック図である。
【図９】 グレイ符号ラベリングを伴った４ＱＡＭ（ＱＰＳＫ）の信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１０】 グレイ符号ラベリングを伴った１６ＱＡＭの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１１】 グレイ符号ラベリングを伴った６４ＱＡＭの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１２】 グレイ符号ラベリングを伴った８ＰＳＫの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１３】 グレイ符号ラベリングを伴った１６ＰＳＫの信号コンスタレーションマッピングの図である。
【図１４】 １６ＱＡＭの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１５】 ６４ＱＡＭの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１６】 ２５６ＱＡＭの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１７】 ８ＰＳＫの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【図１８】 １６ＰＳＫの符号シンボルのＬＬＲ対変調シンボルのメトリックのグラフである。
【符号の説明】
１０ 符号分割多重（ＣＤＭ）送信器
１２コンピュータ
１４，４０２ ターボ符号化器
１６ 時分割結合器
１８ チャネルインターリーバ
２０，２６，５０，５４，５６，１３４，１４２，１４６，１４８，１５４，２０２，２０４，２０６，２０８，３０２，３０４，３０６ 乗算器
２２，２８，５８，６０ ウォルシュ関数発生器
２４ 結合器
３０ ＰＮ拡散器
３２，４０６ 変調器
３４，４２ アンテナ
４０ 符号分割多重（ＣＤＭ）受信器
４４ 復調器
４６ 自動利得制御（ＡＧＣ）回路
４８ アナログ−デジタル変換器
５２ ＰＮ列発生器
６２，６４，８２ 累算器
６６ サンプル分離器
７０ 時分割多重（ＴＤＭ）送信器
７２ 時分割結合器
８０ 時分割多重（ＴＤＭ）受信器
８４ ＴＤＭサンプル分離および逆拡散器
９６ ＬＬＲ回路
１２０ Ｃ／Ｉ推定回路
１２２ ＰＮ逆拡散器
１２４ Ｍ値ウォルシュデカバー回路
１２６ エネルギー合計（ＩＯ）計算回路
１２８ パイロットフィルタ
１３０ 定数除算器回路
１３２，２１８，３１２，３１４ 減算器
１３６ 第１の定数回路
１３８ パイロットエネルギー計算回路
１４０，２２０ 参照テーブル（ＬＵＴ）
１４４ Ｃ／Ｉ累算回路
１５０ 第２の定数発生回路
１５２ 複素共役回路
１５６ パス累算器回路
１５８ パス重み付けおよび結合回路
２００，３００ ＬＬＲ推定回路
２１０，３０８，３１０ 絶対値回路
２１２ ２乗回路
２１４，２１６ 加算器
４００ 通信システム
４０４ 信号マッピングモジュール
４０８ チャネル
４１０ 復調器およびチャネル推定器
４１２ ＬＬＲ計算モジュール
４１４ ターボ復号器
Claims (16)
- 複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似する方法であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調されており、上記方法は、
変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出する工程であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する工程と、
上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングする工程と、
上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程と、
を具備する方法。 - 請求の範囲第１項に記載の方法において、上記スケーリングする工程は、上記複数の符号シンボルを、等しいサイズの第１および第２のグループに分割する工程と、上記第１のグループの同位相成分をスケーリングする工程と、上記第２のグループの直交成分をスケーリングする工程とを具備する請求の範囲第１項に記載の方法。
- 請求の範囲第２項に記載の方法において、上記適用する工程は、上記第１のグループの同位相成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程と、上記第２のグループの直交成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程とを具備する請求の範囲第２項に記載の方法。
- 請求の範囲第１項に記載の方法において、上記適用する工程は、上記複数の符号シンボルを等しいサイズの第１および第２のグループに分割する工程と、上記第１のグループの同位相成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程と、上記第２のグループの直交成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用する工程とを具備する請求の範囲第１項に記載の方法。
- 請求の範囲第４項に記載の方法において、上記スケーリングする工程は、上記第１のグループの同位相成分および上記第２のグループの直交成分をスケーリングする工程を具備する請求の範囲第４項に記載の方法。
- 複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調されており、上記受信器は、
受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出するように構成された復調器であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する復調器と、
上記復調器に接続され、上記復調器から上記複素数値の変調シンボル軟判定を受信し、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングし、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するように構成された対数尤度比計算モジュールと、
を具備する受信器。 - 請求の範囲第６項に記載の受信器において、上記対数尤度比計算モジュールはさらに、上記複数の符号シンボルを上記等しいサイズの第１および第２のグループに分割し、上記第１のグループの同位相成分をスケーリングし、上記第２のグループの直交成分をスケーリングすることによって、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングするように構成された請求の範囲第６項に記載の受信器。
- 請求の範囲第７項に記載の受信器において、上記対数尤度比の計算モジュールは、上記第１のグループの同位相成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用し、上記第２のグループの直交成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用することによって、上記複素数値の変調シンボル軟判定に上記三角関数とランプ関数の線形結合を適用するように構成された請求の範囲第７項に記載の受信器。
- 請求の範囲第６項に記載の受信器において、上記対数尤度比計算モジュールはさらに、上記複数の符号シンボルを上記等しいサイズの第１および第２のグループに分割し、上記第１のグループの同位相成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用し、上記第２のグループの直交成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用することによって、上記複素数値の変調シンボル軟判定に上記三角関数とランプ関数の線形結合を適用するように構成された請求の範囲第６項に記載の受信器。
- 請求の範囲第９項に記載の受信器において、上記対数尤度比計算モジュールはさらに、上記第１のグループの同位相成分をスケーリングし、上記第２のグループの直交成分をスケーリングすることによって、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングするように構成された請求の範囲第９項に記載の受信器。
- 複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調されており、上記受信器は、
受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出するための手段であって、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有する手段と、
上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングする手段と、
上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するための手段と、
を具備する受信器。 - 複数のターボ符号化されたシンボルに対して対数尤度比メトリックを近似するように構成される受信器であって、上記複数のターボ符号化されたシンボルは、グレイ符号ラベリングを有する２乗直交振幅変調信号のコンスタレーションによって変調されており、上記受信器は、
プロセッサと、
上記プロセッサに接続され、該プロセッサが読み取り可能な記憶媒体であって、受信した変調シンボルについて複素数値の変調シンボル軟判定を抽出し、上記変調シンボルは、複数のターボ符号化されたシンボルに関連しており、上記複素数値の変調シンボル軟判定は、同位相成分と直交成分とを有し、上記変調シンボルの最上位の符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングし、上記変調シンボルの残りの符号シンボルに対する対数尤度比メトリックを得るために、上記複素数値の変調シンボル軟判定に対して三角関数とランプ関数の線形結合を適用するための、上記プロセッサによって実行可能な命令のセットを含むプロセッサが読み取り可能な記憶媒体と、
を具備する受信器。 - 請求の範囲第１２項に記載の受信器において、上記命令のセットはさらに、上記複数の符号シンボルを等しいサイズの第１および第２のグループに分割し、上記第１のグループの同位相成分をスケーリングし、上記第２のグループの直交成分をスケーリングすることによって、上記プロセッサが上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケールすることが実行可能である請求の範囲第１２項に記載の受信器。
- 請求の範囲第１３項に記載の受信器において、上記命令のセットはさらに、上記第１のグループの同位相成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用し、上記第２のグループの直交成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用することによって、上記プロセッサが上記複素数値の変調シンボル軟判定に上記三角関数とランプ関数の線形結合を適用することが実行可能である請求の範囲第１３項に記載の受信器。
- 請求の範囲第１２項に記載の受信器において、上記命令のセットはさらに、上記複数の符号シンボルを上記等しいサイズの第１および第２のグループに分割し、上記第１のグループの同位相成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用し、上記第２のグループの直交成分に三角関数とランプ関数の線形結合を適用することによって、上記プロセッサが上記複素数値の変調シンボル軟判定に上記三角関数とランプ関数の線形結合を適用することが実行可能である請求の範囲第１２項に記載の受信器。
- 請求の範囲第１５項に記載の受信器において、上記命令のセットはさらに、上記第１のグループの同位相成分をスケーリングし、上記第２のグループの直交成分をスケーリングすることによって、上記プロセッサが上記複素数値の変調シンボル軟判定をスケーリングすることが実行可能である請求の範囲第１５項に記載の受信器。
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