KR100856212B1 - 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의정규화 방법 및 장치 - Google Patents

무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의정규화 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의 정규화 방법 및 장치로서, 상기 장치는, 변조된 수신 심볼의 동위상성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk) 및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 디매핑기와, 상기 연성 메트릭을 입력받아 잡음 분산값에 대한 상수값의 비를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하고, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기입력 LLR로서 출력하는 정규화기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
Figure R1020060022387
DMA 2000, OFDM, 메트릭 정규화, Demapper, LLR

Description

무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의 정규화 방법 및 장치{Method and apparatus for normalizing the input metric to channel decoders in a wireless communication system}
도 1은 일반적인 무선 통신 시스템에서의 수신기 구조를 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 바람직한 제 1실시예에 따른 메트릭 정규화기를 적용한 수신기 구조를 도시한 도면.
도 3a는 QPSK의 성상도 및 매핑을 도시한 도면.
도 3b는 16QAM 성상도 및 매핑을 도시한 도면.
도 3c는 64QAM의 성상도 및 매핑을 도시한 도면.
도 4는 연성 메트릭 계산의 실시 예를 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 바람직한 제 1실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 동작 구조를 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 바람직한 제 1실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 다른 동작 구조를 도시한 도면.
도 7은 AWGN채널에서의 프레임 오율성능을 도시한 도면.
도 8은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 메트릭 정규화기를 적용한 수신기 구조를 도시한 도면.
도 9는 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 동작 구조를 도시한 도면.
도 10은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 다른 동작 구조를 도시한 도면.
도 11은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 또 다른 동작 구조를 도시한 도면.
도 12는 본 발명의 바람직한 제 1 내지 2실시예에 따른 메트릭 정규화기를 적용한 6비트 입력 메트릭에 대한 길쌈터보복호기의 성능을 도시한 도면.
도 13은 본 발명의 바람직한 제 1 내지 2실시예에 따른 메트릭 정규화기를 적용한 6비트 입력 메트릭에 대한 길쌈터보복호기의 성능을 도시한 도면.
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 채널 복호기로 입력되는 메트릭의 정규화(normalization) 방법 및 장치에 관한 것이다.
CDMA 2000(Code division multiple access 2000), WCDMA, IEEE.802.16 등에서는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등의 변조와 터보 부호와 같은 채널부호의 조합으로 적응 변조 및 부호화(AMC:Adaptive Modulation and Coding)를 수행하여, 채널 상황에 맞는 최적의 전송률을 얻어낸다. 수신단에서는 이러한 다양한 변조에 대응하여 디매핑기(demapper)로 비트당 대수근사비(log likelihood ratio, 이하 "LLR"이라 칭함)를 계산하여, 채널 복호기로의 입력 메트릭을 얻어낸다. 상기 채널 복호기는 상기 메트릭을 입력받아 복호를 수행한다.
도 1은 일반적인 무선 통신 시스템에서의 송수신기의 구조를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 전송되는 이진 데이터 i(n)는 송신기(100)내의 채널 인코더(110)에 의해 인코딩되고, 상기 채널 인코더(110)는 코드 심볼이라 하는 일련의 이진 코드심볼 c(n)을 생성한다. 상기 생성된 코드 심볼들 중 몇몇 코드 심볼은, 매핑기(120)에 의해 함께 블록화 되고 성상도(signal constellation)상의 한점으로 매핑되어, 복소수 값의 변조 심볼 x(n)으로 변환된다. 상기 변조심볼 x(n)은 변조기(Modulator)(130)에 인가되고, 상기 변조기(130)는 상기 변조심볼 x(n)에 따라 CDMA방식 혹은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplex, 이하 "OFDM"이라 칭함)방식으로 연속-시간 파동을 생성하여 채널(140)상으로 수신기(150)로 전송한다.
상기 수신기(150)에서 복조기/채널 추정기(160)는 수신 신호에 대해 기저 대역 복조와 채널 추정을 수행한다. 상기 복조기는 구현 기술에 따라 구성될 수 있다. 예를 들어 CDMA의 레이크 수신기나, 혹은 IFFT 및 채널 추정기로 이루어지는 OFDM의 복조기가 될 수 있다. 상기 기저대역의 복조 후에는 QAM이나 PSK로 변조된 수신 심볼 y(n) 및 채널 추정값 c(n)을 얻게 된다.
디매핑기(demapper)(170)에서는 상기 수신 심볼 y(n) 및 채널 추정값 c(n)을 이용하여, 채널부호의 부호어를 이루는 비트에 대한 메트릭을 계산하게 된다. 상기 디매핑기(170)에서 계산된 메트릭 값인 시퀀스
Figure 112008018879836-pat00001
은 채널 복호기(180)에 입력되어 본래 전송된 이진 데이터로 복호된다. 이와 같이 상기 채널 복호기(180)의 복호가 완료되면, 물리 계층의 수신기(150) 기본 동작이 완료된다. 이 때, 상기 채널 복호기(180)로는, 길쌈 부호에 대응하는 비터비 복호기, 터보 부호에 대응하는 SOVA(soft output viterbi algorithm) 반복 복호기, log-MAP(maximum a posteriori) 반복 복호기, Max-log-MAP 반복 복호기 등이 사용될 수 있다.
상기된 바와 같이 동작하는 종래 기술에 의한　무선 통신 시스템의 구현에 있어서, 일반적으로 부동점(floating point) 연산을 행하는 경우에는 복호기에 입력되는 메트릭의 다이내믹 구간이 제한을 받지 않는다. 하지만, 고정점(fixed point) 연산을 하는 하드웨어의 구현 시에는 다이나믹 구간의 영향에 따라, 양자화 잡음 및 클리핑(clipping) 잡음 등의 영향을 받게 된다. 그러므로 통신 시스템의 각 단계에서의 메트릭의 표현에 있어 적절한 정규화를 통하여, 최소의 하드웨어로 최적의 성능을 보장해야 한다. 그런데 종래의 방법에서는 디매핑기(demapper)에서 계산된 메트릭에 적절한 정규화가 고려되어있지 않기 때문에, 고부호율, 고차 변조에서는 일반적인 부호율과 변조시에 비해 성능이 떨어지는 문제점이 있었다.
따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명은, 무선통신 시스템에서 작은 비트 수의 LLR 메트릭으로 채널 복호에서 최적의 성능을 얻기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은, 무선 통신 시스템에서 채널 복호기의 입력으로 사용되는　메트릭의 정규화를 수행하여 최소의 비트 수로 복호 성능을 개선하는 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은, 무선 통신 시스템에서 채널 복호기의 입력으로 사용되는　메트릭의 정규화를 수행하는 것으로서, 변조 차수 등 현재 상태의 잡음 레벨에 따라서, 적절하게 정규화를 수행하는 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명은, 무선 통신 시스템에서 채널 복호기의 입력으로 사용되는 잡음 분산에 관한 정보가 없는 경우에 변조차수와 채널부호의 부호율, 그리고 채널 부호 프레임의 길이 정보 등의 정보만을 이용하여, 적절한 정규화를 수행하는 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명의 실시예는, 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의 정규화 장치에 있어서, 변조된 수신 심볼의 동위상 성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk) 및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 디매핑기와, 상기 연성 메트릭을 입력받아 잡음 분산값에 대한 상수값의 비를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하고, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기입력 LLR로서 출력하는 정규화기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 실시예는, 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 연성 메트릭의 정규화 장치에 있어서, 변조된 수신 심볼(Rk)의 동위상 성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk) 및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 디매핑기와, 상기 연성 메트릭을 입력받아 적응 변조 및 부호화 정보(AMC)에 따라 구해진 정규화 계수를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하고, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기입력 LLR로서 출력하는 정규화기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 실시예는, 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의 정규화 방법에 있어서, 변조된 수신 심볼의 동위상 성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk) 및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 과정과, 상기 연성 메트릭을 입력받아 잡음 분산값에 대한 상수값의 비를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하는 과정과, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기 입력 LLR로 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 실시예는, 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 연성 메트릭의 정규화 방법에 있어서, 변조된 수신 심볼(Rk)의 동위상 성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk) 및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 과정과, 상기 연성 메트릭을 입력받아 적응 변조 및 부호화 정보(AMC)에 따라 구해진 정규화 계수를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하는 과정과, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐를 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명은 채널 부호화 시, 작은 비트 수의 LLR 메트릭으로 채널 복호에서 최적의 성능을 얻기 위한 것으로서, 상기 채널 복호기의 입력 메트릭의 정규화를 수행하여 최소의 비트 수로 복호 성능을 개선하는 방법을 제공한다.
<제 1실시예>
본 발명의 제 1실시예에서는 채널 복호기의 입력으로 사용되는 잡음 분산에 관한 정보를 이용하여 정규화를 수행하는 구조 및 동작절차를 제공한다.
도 2는 본 발명의 바람직한 제 1실시 예에 따른 메트릭 정규화기를 적용한 무선 통신 송수신기의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 전송되는 이진 데이터 i(n)는 송신기(200) 내의 채널 부호화기(210)에 의해 부호화되고, 상기 채널 부호화기(210)는 코드 심볼이라 하는 일련의 이진코드 심볼 c(n)을 생성한다. 상기 생성된 코드 심볼들 중 몇몇 코드 심볼은, 매핑기(220)에 의해 함께 블록화되고 신호 성상도(constellation)상의 한 점으로 매핑되어, 복소수 값의 변조 심볼 x(n)으로 변환된다. 상기 시퀀스 x(n)은 변조기(Modulator)(230)에 인가되고, 상기 변조기(230)는 상기 심볼에 따라 CDMA방식 혹은 OFDM방식으로 연속-시간 파동을 생성하여 채널(240)상으로 수신기(250)에게 전송한다.
상기 채널(240)을 통과한 신호에 대해 상기 수신기(250)의 복조기/채널 추정기(260)는 기저대역 복조와 채널 추정을 수행한다. 상기 복조기는, 기저대역에 적용된 구현 기술에 따라 구성되며, 예를 들어 CDMA의 레이크 수신기나, IFFT 및 채널 추정기로 이루어지는 OFDM의 복조기가 있다.
본 명세서에서는 기본적으로는 IEEE 802.16e, OFDMA 시스템을 실시예로서 본 발명을 설명하기로 한다. 상기 복조기/채널 추정기(260)로부터 기저 대역 복조 후에 얻어진 값인, 수신 심볼 및 채널 추정값은 잡음분산 추정기(265)와 디매핑기(270)로 전달되며, 상기 잡음 분산 추정기(265)에서는 상기 채널 추정값에 따라 잡음 분산값인
Figure 112008018879836-pat00002
값을 다양한 알고리즘에 의해서 추정하여 LLR 정규화기(275)로 전달한다.
상기 디매핑기(270)에서는 상기 복조기/채널 추정기(260)로부터 QAM이나 PSK로 변조된 수신 심볼 y(n) 및 채널 추정값 c(n)을 입력 받아, 디매핑(demapping)을 통한 각 비트당 메트릭을 출력한다. 상기 디매핑기(270)에서는 다양한 알고리즘을 통해 상기 메트릭을 얻어내는 것이 가능하다. 상기 디매핑 방법으로는 일반적으로 최적의 알고리즘에 가까우면서 단순화된 알고리즘이 많이 사용된다. 참조문헌 1(Y. Xu, H.-J. Su, E.Geraniotis, "Pilot symbol assisted QAM with interleaved filtering and turbo decoding over Rayleigh flat-fading channel," in Proc. MILCOM '99, pp.86-91)에서 제안된 듀얼 미니멈 메트릭(dual minimum metric)법이 그 중 하나이다.
IEEE802.16e 시스템에서는 16QAM, 64QAM의 고차 변조(high order modulation)를 사용한다. 이러한 변조 후 송신된 신호는, 채널의 페이딩(fading) 및 잡음의 영향을 받아서 왜곡된다. 수신기(250)에서 IEEE 802.16시스템의 채널 복호기(280)인 길쌈 터보 복호기는 각 비트의 신뢰도 정보라 할 수 있는 연성 메트릭을 입력 받아 복호를 수행하기 때문에, 상기 채널 복호기(280)의 전단에서 상기 왜곡된 수신 신호로부터 연성 메트릭을 계산하는 과정이 필요하게 된다. 상기 수신기(250)에서 이러한 과정을 수행하는 부분을 디매핑기(270)라고 한다. 여기서 본 발명에 적용가능한 디매핑 알고리즘을 설명한다.
상기 IEEE 802.16에서는 QPSK, 16QAM, 64QAM의 변조를 사용한다. 이진채널부호기(binary channel encoder)의 출력 시퀀스(sequence) 중, 하나의 변조 심볼을 표현하는 비트의 수를 m개라 할 때, 성상도의 신호점 수는 M=2m이다. 여기서 m=2,4,6 등의 값으로서, 상기 m개의 비트는 상기 신호점들 가운데 해당되는 특정 신호점으로 사상된다. 상기 사상을 M-QAM으로 수식화하면, 다음 <수학식 1>과 같이 m개의 이진 심볼들로 변조 심볼의 동위상(Inphase) 및 직교위상(Quadrature) 성분을 얻어낼 수 있다.
Figure 112006016869459-pat00003
상기 <수학식 1>에서 sk,i (i=0, 1, … m-1)는 k번째 신호점으로 사상되는 이진채널부호기의 출력 시퀀스 가운데 i번째 심볼을 의미하며, xk 및 yk는 각각 k번째 신호점의 동위상 신호성분과 직교위상 신호성분을 의미한다. 16QAM의 경우 m=4이다.
도 3a 내지 3c는 각각 QPSK, 16QAM, 64QAM의 성상도(constellation)를 도시한 도면이다.
상기 도 3a 내지 3c에서 알 수 있는 바와 같이, 변조되는 심볼의 xk는
Figure 112007008128415-pat00004
에 의해 결정되며, 　y k 는
Figure 112007008128415-pat00005
에 의하여 결정된다. 각 성상점을 결정하는 상수 c는 하기 <수학식 2>와 같다. 이는 심볼의 평균 에너지를 1로 만드는 값이다.
Figure 112006016869459-pat00006
여기서 c4는 QPSK에 해당하고, c16은 16QAM, c64는 64QAM에 해당되는 기준값이다. 변조된 심볼은 복소수 형태로 xk+jyk의 값을 갖게 되며, 이는 채널(240)을 통과하여, 기저대역 복조기(260)를 거친 후, 다음 <수학식 3>과 같은 신호로 상기 디매핑기(270)에 입력된다.
Figure 112006016869459-pat00007
단, 여기서 gk는 채널 페이딩 계수이고,
Figure 112006016869459-pat00008
와 같이 표현되며, nxk, nyk는 잡음(noise) 및 간섭 성분이다. QAM 심볼을 이루는 요소인 비트 심볼 sk,i의 대수근사비(log likelihood ratio, 이하 "LLR"이라 칭함)는 다음 <수학식 4>와 같이 근사화될 수 있다.
Figure 112006016869459-pat00009
여기서 zk　(sk,i=0)은 sk,i　=0인 심볼에 페이딩 상수 gk를 곱한 수정된 성상점이 되며,
Figure 112006016869459-pat00010
은 잡음 및 간섭의 분산이다.
상기 <수학식 4>는 LLR의 계산에 Max-log MAP 방식을 적용한 것이며, 작은 계산량으로 신뢰성 높은 추정치를 얻어낼 수 있다. 상기 <수학식 4>는 하기 <수학식 5>와 같이 근사화될 수 있다.
Figure 112006016869459-pat00011
여기서
Figure 112008018879836-pat00012
는 수신 심볼 Rk와 가장 가까운 거리에 있는 성상점에 해당되는 i번째 정보 비트의 값이고, 　
Figure 112008018879836-pat00013
은 　
Figure 112008018879836-pat00014
의 부정(negation)을 의미한다. QPSK, 16QAM, 64QAM 심볼을 이루는 비트 심볼 sk,i　들은 수신 심볼의 동위상 신호성분과 직교위상 신호성분 중 하나에만 관계된다. 그러므로 상기 <수학식 5> 에서 Rk와 zk는 sk,i에 따라 x축 성분이나 y축 성분 중 하나가 소거된다.
도 4는 gk가 실수인 경우의 LLR 계산의 한 예를 도시한 도면이다.
Rk가 수신되었다고 가정할 때, s3의 LLR은 상기 도 4에서 보는 바와 같이 하기 <수학식 6>으로 나타낼 수 있다.
Figure 112006016869459-pat00015
상기 <수학식 6>과 같은 방법으로 LLR을 계산하면 모든 경우에 계수
Figure 112008018879836-pat00016
가 있고, 괄호 안의 부분은 입력 신호에 대한 선형적인 계산식이 된다. 이러한 디매핑기는 소프트 메트릭 생성기(soft metric generator, 이하 "SMG"라 칭함)라는 선형함수로 구현이 가능하다. 페이딩 계수 gk를 포함한 상수는 SMG를 통과한 후, 적절한 스케일링(scaling)방법으로 처리하는 것이 가능하다. LLR에서 계수
Figure 112008018879836-pat00017
를 제거한 연성 메트릭을 생성하는 함수를 SMG(a,b)라 하면, 상기 <수학식 6>의 LLR식은 하기 <수학식 7>과 같이 다시 쓸 수 있다.
Figure 112006016869459-pat00018
상기 <수학식 7>은 동위상 성분(Xk)에 관련된 LLR식만을 나타내고 있으나, 상기 |gk|2Xk 대신에 |gk|2Yk를 이용하는 직교위상성분(Yk)에 관련된 LLR식이 사용됨은 물론이다.
이와 같이, SMG의 입력은
Figure 112006016869459-pat00019
이 되며, 여기서 gk는 채널 추정값으로부터 얻어지므로, 상기 SMG입력들은 수신 심볼과 채널 추정값으로 쉽게 계산이 가능하다.
gk가 복소수(complex)인 경우, 각각 동위상 신호성분과 직교위상 신호성분에 해당하는 SMG입력들은 다음<수학식 8>과 같다.
Figure 112006016869459-pat00020
즉, 상기 <수학식 8>에서 SMG의 입력은 수신 신호로부터 쉽게 계산되는 <수학식 9>가 된다.
Figure 112006016869459-pat00021
상기 SMG출력에 공동으로 붙은 계수인
Figure 112006016869459-pat00022
에서 4는 QPSK, 16QAM, 64QAM에 공통된 계수이므로 양자화 반영하면 되고,　
Figure 112006016869459-pat00023
는 연성 출력을 생성한 후에 정규화(normalization)를 수행하여, 양자화된 LLR이 적절한 범위(range)와 해상력(resolution)을 가질 수 있도록 한다.
그러면, 디매핑기(270)에서 계산해야 되는 메트릭은 하기<수학식 10>과 같이 단순화시킬 수 있으며, SMGi() 함수는 쉬프트(shift)연산과 덧셈기로만 구현되는 간단한 선형 연산이다.
Figure 112006016869459-pat00024
여기서 ak는
Figure 112007008128415-pat00025
이다. 상기 (수학식 10)은 동위상 성분에 관련된 연성 메트릭을 구하기 위한 것이며, 상기 (수학식 7)과 마찬가지로 직교위상성분에 관련된 연성 메트릭을 구하기 위해서 SMGi(Qk,ak)가 사용된다.
SMGi()함수에 의해 얻어지는 16QAM의 메트릭은 수신 심볼 및 채널 페이딩 계수로부터 계산된 동위상 신호성분과 직교위상 신호 성분인
Figure 112007008128415-pat00026
및
Figure 112007008128415-pat00027
가 속한 영역에 따라 하기의 표들과 같이 얻을 수 있다. 하기 표에서 알 수 있듯이. 연성 메트릭을 구하기 위해 단지
Figure 112007008128415-pat00028
,
Figure 112007008128415-pat00029
,ak만 고려된다.
Figure 112006016869459-pat00030
Figure 112006016869459-pat00031
상기 (표 1)은 Ik에 의해 생성된 16QAM에 대한 메트릭이다. 상기 (표 2)는 Qk에 의해 생성된 16QAM에 대한 메트릭, 같은 방법을 적용하여, 64QAM에 대해서는 하기 (표 3)과 같이 연성 비트 메트릭
Figure 112008018879836-pat00032
,
Figure 112008018879836-pat00033
,
Figure 112008018879836-pat00034
　을 구할 수 있다. 같은 모양의 표에 의해
Figure 112008018879836-pat00035
　로부터
Figure 112008018879836-pat00036
도 구할 수 있다. 그러므로 지금부터는
Figure 112008018879836-pat00037
와 관계있는 연성 출력만을 설명하는 것으로 충분하다.
Figure 112006016869459-pat00038
상기 (표 3)은 Ik에 의해 생성된 64QAM의 연성 메트릭을 나타내는 것으로서, 이러한 방법으로 QPSK, 16QAM, 64QAM의 연성 출력을 얻을 수 있다. 하지만, 상기 연성 출력값 자체는 원래 복호기 입력LLR을 표현하는 상기 (수학식 11)에서
Figure 112006016869459-pat00039
이 빠진 것이다.
그러므로 하드웨어의 구현에 있어서, 복호기 입력 메트릭의 다이내믹 구간이 너무 커지거나, 성능 열화의 원인이 될 수 있다. 그러므로 정규화를 통하여
Figure 112008018879836-pat00040
을 반영하도록 한다.
도 5는 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 동작 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 5는 상기
Figure 112008018879836-pat00041
값을 반영하기 위한, 메트릭 정규화기의 구현 예이다. 정규화기(275)는 QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조 방식에 따른 c를 저장해 두고 있어서, 변조 차수 또는 이에 상응하는 변조 정보인 mod_order를 받으면 c값을 결정할 수 있게 된다. 잡음 및 간섭의 합의 분산인 잡음 분산
Figure 112008018879836-pat00042
을 구하기 위해서는 잡음 분산 추정기(상기 도 2의 265)가 필요하다. 상기 잡음 분산 추정기(265)에서 잡음 분산값인
Figure 112008018879836-pat00043
값을 다양한 알고리즘에 의해서 추정 가능하다.
상기 정규화기(275)는 상기 분산값을, 나눗셈을 반영해주는 변환테이블(510)에 의해 변환하여 얻어진
Figure 112007008128415-pat00044
을 곱셈기(520)로 전달하고, 상기 곱셈기(520)에서는 최종적으로, 상기 디매핑기(270)로부터의 메트릭
Figure 112007008128415-pat00045
에
Figure 112007008128415-pat00046
를 곱하여 LLR정규화를 수행한다. 상기와 같이 LLR의 정규화가 이루어진 후에는, 라운딩 & 클리핑부(ounding & clipping)(530)를 통하여, 원하는 범위와 비트 수의 복호기 입력 LLR
Figure 112007008128415-pat00047
이 출력되도록 한다. 시스템이 지원하는 변조 차수나 부호율에 따라 다르지만, 터보 부호의 경우, 입력 메트릭의 비트수 M은 약 24~26이며, 정규화된 출력 비트는 6~8비트로 구현 가능하다.
상기 도 5에서 잡음 분산의 추정은 다양한 방법으로 추정이 가능하다. 그 한 예로, 참조문헌 2(T. A. Summers and S. G. Wilson, "SNR mismatch and online estimation in turbo decoding," IEEE Trans. Commun. vol. 46, no. 4, Apr. 1998.)의 방법을 들 수 있다 또한, CDMA 시스템의 파일럿 채널이나, OFDM 시스템의 파일럿 톤으로부터 잡음 및 간섭에 대한 분산 즉 잡음 분산의 추정이 가능하다.
도 6은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 다른 동작 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 6은 상기 도 5의 정규화기 구현을 단순화한 구현 예로서, 정규화 시에 2개의 시프터(shifter)(630, 640)와 한 개의 덧셈기(650)로 구현하여, 전력 소모를 최소화 하면서, 적절한 정규화가 가능한 구조이다.
상기 도 6에서 변조 차수(mod-order)와 잡음 분산이 정규화 인덱스 계산부(610)로 입력되어 정규화 인덱스(norm_index)를 구한다.
좀 더 구체적으로 정규화 방법의 일 예를 설명하면, 상기 정규화 인덱스 계산부(610)는, 잡음 분산 추정기(265)로부터 받을 수 있는 추정값들에 대응하는 temp_norm_index를 갖고 있다. 여기서 잡음 분산으로 나누어지는 나눗셈을 반영해야 하므로, 잡음 분산값에 반비례하는 temp_norm_index가 선택되어야 한다. 예를 들어, [Gain(temp_norm_index)(dB)]+ [
Figure 112007008128415-pat00048
(dB)]+α =0 이 되도록, temp_norm_index를 결정한다. 단 이 경우, α는 잡음 및 데이터 채널 값들에 동작범위와 관련되어 정해지는 상수이며, 이득 및 잡음 추정치는 log함수를 취하여 dB 스케일(scale)로 나타내어진다. 또한, [.]은 입력과 가장 가까운 정수를 반환한다. 마지막으로, 변조 차수에 따라 바뀌는 상수인 c의 곱셈을 반영하기 위하여 다음과 같은 계산을 통해 norm_index값을 얻는다.
norm_index = temp_norm_index, 　　(QPSK)
norm_index = temp_norm_index-2, (16QAM)
norm_index = temp_norm_index-4, (64QAM)
상기 norm_index값은 정규화 테이블(620)에서 하기의 (표 4)와 같은 정규화 계수와 곱해진 정규화 이득값으로 변환된다. 상기 (표 4)의 한 스텝(step)은 약 3dB의 LLR 정규화의 조정을 가능하게 한다. 다만, 더 세밀한 조정이 가능하고, LLR비트 수를 필요에 의해 더 줄여야 하는 경우라면, 상기 (표 4)의 정규화 계수를 좀더 세밀한 단계로 나누고, 다수개의 덧셈기를 사용할 수 있다.
이후, 상기 norm_index값에 정규화계수가 곱해진 값은 시프터들(630, 640)로 입력되어 디매핑기(270)로 부터의 메트릭
Figure 112008018879836-pat00049
에 대한 시프트 연산을 수행하는데 이용되고, 상기 시프트된 값들은 덧셈기(650)에서 더해져서 LLR이 된다. 상기와 같이 정규화된 LLR은, 라운딩 & 클리핑부(Rounding & clipping)(660)를 통하여, 원하는 범위와 비트 수의 LLR
Figure 112008018879836-pat00050
이 출력된다.
Figure 112006016869459-pat00051
상기 설명된 정규화 방법은 QPSK, 16QAM, 64QAM을 사용하는 시스템에서 채널 복호기의 정규화를 실현하기 위한 일 예일 뿐이며, 본 발명은 이와 같이 잡음 추정값과 변조 차수를 이용하여, SMG의 출력 LLR을 정규화 하는 모든 가능한 방법을 포함함은 물론이다.
　
<제 2실시예>
제 1실시예와는 달리 통신 시스템 중 정확한 잡음 분산의 값을 얻는 것이 어려운 경우가 있다. 일반적인 터보 부호 LDPC부호와 같은 오류 없는 채널 용량인 섀논(Shannon) 한계에 근접하는 채널 부호의 경우, 일정한 신호대 잡음비에서 잡음 문턱을 갖고, 그 이상의 신호 대 잡음 비에서는 무오류에 가까운 전송이 된다. 즉, 일반적인 다양한 변조 및 부호율을 적용한 통신 시스템에서, 변조 차수 및 부호율 및 프레임 크기가 결정되면, 이 경우에 시스템이 요구하는 프레임 오율을 달성하는 동작 영역의 신호대 잡음비가 정해진다. 이때, 이러한 신호대 잡음비를 시스템이 미리 정해두어서, LLR의 정규화에 이용할 수 있다.
이러한 방법의 한 구현 예로서, 상기 시스템에서 변조 및 부호율이 결정되면, 그 경우에 대한 시스템의 모의 실험을 통하여 얻을 수 있다.
도 7은 IEEE 802.16e시스템에서 QPSK, 1/2 부호화, QPSK변조와 3/4부호화, 16QAM 1/2부호화의 가산성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, 이하 AWGN이라 한다.) 채널에서의 프레임 오율 성능을 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 시스템에 요구하는 프레임 오율이 1%정도라 할 경우, QPSK, 1/2부호화를 하는 경우의 적정 동작 반송파 간섭과 잡음비(carrier to interference and noise ratio, 이하 CINR이라 한다.) 영역은 약 2~3dB정도이다. 이 이상의 신호대잡음비(SNR:Signal-to-Noise Ratio) 영역에서는 LLR의 정규화가 최적이 아니라 하더라도, CINR이 충분히 크므로, 프레임 오율이 충분히 낮아서 시스템의 전체적인 성능에 영향을 주지 않을 것이다. CINR이 이보다 낮은 경우에는 LLR의 정규화와 상관없이 프레임 오율이 1에 가까운 값을 갖는다.
그러므로 LLR의 정규화는 실제 측정되는 잡음 분산을 사용하지 않고, 시스템에서 미리 정해진 값을 이용하여도 성능의 열화가 거의 생기지 않게 된다. 기본적으로, 자동 이득 제어에 의해 얻어지는 신호 전력을 안다면, 신호 대 잡음 비가 정해지면 잡음 분산의 값도 알 수 있다. 상기 QPSK 1/2의 경우에 기본 동작 영역을 3dB라 가정하자. 자동 이득 루프가 적용되어, 자기 신호 전력이 P로 일정하다고 가정하면, P와 CINR 3dB에 해당하는 잡음 분산 은 하기 수학식과 같은 관계를 갖는다.
Figure 112006016869459-pat00052
즉, 잡음 분산은 하기 수학식과 같이 된다.
Figure 112006016869459-pat00053
이렇게 미리 계산된 잡음 분산을 수신기에 미리 저장하여 두면, QPSK, 1/2의 경우에 실제 잡음 분산 값을 매번 계산하지 않더라도 기 저장된 잡음 분산 값을 이용하여, LLR정규화를 행하면, 최적의 성능을 얻을 수 있게 된다.
상기 제 2실시예에서는 AWGN을 기준으로 고정 CINR을 약 3dB로 잡았지만, 실 제의 경우 복호되는 하나의 프레임을 구성하는 QAM 심볼들은 인터리빙 등에 의해서 거의 독립적인 페이딩을 겪게 되므로, AWGN에 비해 더 높은 CINR에서 시스템이 요구하는 1%의 프레임 오율을 달성하게 된다. 이를 고려하여, 시스템에 미리 저장되는 잡음 분산 값을 결정하여야 한다. 상기 예에서는 QPSK, 1/2부호화의 경우에 대하여 설명하였지만, 다른 변조 차수 및 다른 부호율이 선택되는 경우에도, 같은 방법의 적용이 가능함을 물론이다.
단, 상기 설명된 구성의 경우 시스템의 자동 이득 제어기(AGC:Auto gain controller)가 정상적으로 동작하여, 이상적인 값에서 크게 변하지 않는 것이 좋다.
도 8은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 메트릭 정규화기를 적용한 무선 통신 송수신기의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 8을 참조하면, 전송되는 이진 데이터 i(n)는 송신기(800)내의 채널 부호화기(810)에 의해 인코딩되고, 상기 채널 부호화기(810)는 코드 심볼이라 하는 일련의 이진코드 심볼 c(n)을 생성한다. 상기 생성된 코드 심볼들 중 몇몇 코드 심볼은, 매핑기(820)에 의해 함께 블록화되고 신호 성상도(constellation)상의 한 점으로 매핑되어, 복소수 값의 변조 심볼 x(n)으로 변환된다. 상기 시퀀스 x(n)은 변조기(Modulator)(830)에 인가되고, 상기 변조기(830)는 상기 심볼에 따라 CDMA방식 혹은 OFDM방식으로 연속-시간 파동을 생성하여 채널(840)상으로 수신기(850)에게 전송한다.
상기 채널(840)을 통과한 신호에 대해 상기 수신기(850)의 복조기/채널 추정기(860)는 기저대역 복조와 채널 추정을 수행한다. 상기 복조기는, 기저대역에 적용된 구현 기술에 따라 구성되며, 예를 들어 CDMA의 레이크 수신기나, IFFT 및 채널 추정기로 이루어지는 OFDM의 복조기가 있다.
상기 복조기/채널 추정기(860)로부터 기저 대역 복조 후에 얻어진 값인, 수신 심볼 및 채널 추정값은 디매핑기(870)로 전달되며,　상기 디매핑기(870)에서는 상기 복조기/채널 추정기(860)로부터 QAM이나 PSK로 변조된 수신 심볼 y(n) 및 채널 추정값 c(n)을 입력 받아, 디매핑(demapping)을 통한 각 비트당 메트릭을 출력한다. 상기 디매핑기(870)에서는 다양한 알고리즘을 통해 상기 메트릭을 얻어내는 것이 가능하며, 상기 도 2에서 설명한 디매핑 알고리듬이 사용된다.
수신기(850)에서 IEEE 802.16시스템의 채널 복호기(880)인 길쌈 터보 복호기는 각 비트의 신뢰도 정보라 할 수 있는 연성 메트릭을 입력 받아 복호를 수행하기 때문에, 상기 채널 복호기(880)의 전단에서 상기 왜곡된 수신 신호로부터 연성 메트릭을 계산하는 과정이 필요하게 된다. 상기 수신기(850)에서 이러한 과정을 수행하는 부분을 디매핑기(870)라고 한다.
상기 디매핑기(870)로부터 출력된 메트릭
Figure 112007008128415-pat00054
과 제어기(865)로부터 상기 설명된 변조 및 부호율 등의 AMC정보에 따라, 미리 정해진 잡음 분산값을 전달받은 LLR정규화기(875)에서 정규화를 수행하여 상기 정규화된 값
Figure 112007008128415-pat00055
을 채널복호기(880)에서 입력받아 i(n)을 출력하게 된다.
도 9는 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 동작 구조를 도시한 도면이다.
도 9는 변조 및 부호율 등의 AMC정보에 따라, 미리 정해진 잡음 분산표를 이용한다. 도 9를 참조하면, 정규화기(875)의 잡음분산 테이블(910)은 QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조 방식에 따른 c를 저장해 두고 있어서, 변조 차수, 부호율, 프레임 사이즈 등의 AMC정보를 받아서, 상기 AMC정보에 따라 미리 정해진 잡음값 및 변조 차수에 따라 정해지는 기준 c값을 결정할 수 있다.
상기 정규화기(875)는 상기 결정된 잡음값과 기준C값을, 나눗셈을 반영해주는 변환테이블(920)에 의해 변환하여 얻어진
Figure 112007008128415-pat00056
을 곱셈기(930)로 전달하고, 상기 곱셈기(930)에서는 최종적으로, 상기 디매핑기(870)로부터의 메트릭
Figure 112007008128415-pat00057
에
Figure 112007008128415-pat00058
를 곱하여 LLR정규화를 수행한다. 상기와 같이 LLR의 정규화가 이루어진 후에는, 라운딩 & 클리핑부(rounding & clipping)(940)를 통하여, 원하는 범위와 비트 수의 복호기 입력 LLR
Figure 112007008128415-pat00059
이 출력되도록 한다.
도 10은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 다른 동작 구조를 도시한 도면이다.
도 10에서는 상기 도 9의 변환 테이블(920) 대신에 정규화기에서 가능한 정규화 계수의 집합을 미리 정해놓고, 정규화 인덱스만을 입력으로 받아서, 정규화 계수를 결정한다.
정규화 인덱스 계산기(1010)는 변조 차수, 부호율, 프레임사이즈 등의 정보를 받아서 그에 해당하는 c 및 잡음 분산값을 반영할 수 있는 정규화 인덱스를 결 정하여 정규화 테이블(1020)로 전달하며, 상기 정규화 인덱스 값은 미리 정해진 표에 의해 결정하는 방식으로도 구현이 가능하다.
상기와 같이 결정된 정규화 인덱스를 전달받은 정규화 테이블(1020)은 가능한 정규화 계수의 집합을 미리 정해놓고, 상기 정규화 인덱스를 입력받아 정규화 계수를 결정한다. 상기 결정된 정규화 계수는 곱셈기(1030)에서 최종적으로 상기 디매핑기(870)로부터의 메트릭
Figure 112007008128415-pat00060
에 정규화 계수를 곱하여 LLR정규화를 수행한다. 상기와 같이 LLR의 정규화가 이루어진 후에는, 라운딩 & 클리핑부(rounding & clipping)(1040)를 통하여, 원하는 범위와 비트 수의 복호기 입력 LLR
Figure 112007008128415-pat00061
이 출력되도록 한다.
도 11은 본 발명의 바람직한 제 2실시예에 따른 입력 메트릭 정규화기의 또 다른 동작 구조를 도시한 도면이다.
도 11은 상기 도 10을 단순화한 구현 예로서, 정규화 시에 2개의 시프터(1140, 1150)와 한 개의 덧셈기(1150)로 구현하여, 전력 소모를 최소화 하면서, 적절한 정규화가 가능한 구조이다.
변조 및 부호율에 관한 정보(FEC 코드 타입)가 정규화 인덱스 계산부(1110)로 입력되어 정규화 인덱스(norm_index)를 구하는 것으로서, 상기 구해진 norm_index값은 정규화 테이블(1120)에서 상기의 (표 4)와 같은 정규화 계수와 곱해진 정규화 이득값으로 변환된다. 상기 (표 4)의 한 스텝(step)은 약 3dB의 LLR 정규화의 조정을 가능하게 한다. 다만, 더 세밀한 조정이 가능하고, LLR비트 수를 필요에 의해 더 줄여야 하는 경우라면, 상기 (표 4)의 정규화 계수를 좀더 세밀한 단계로 나누고, 다수개의 덧셈기를 사용할 수 있다.
이후, 상기 norm_index값에 정규화계수가 곱해진 값은 시프터들(1130, 1140)로 입력되어 디매핑기(870)로 부터의 메트릭
Figure 112007008128415-pat00062
에 대한 시프트연산을 수행하는데 이용되고, 상기 시프트된 값들은 덧셈기(1150)에서 더해져서　LLR이 된다. 상기와 같이 정규화된 LLR은, 라운딩 & 클리핑부(Rounding & clipping)(1160)를 통하여, 원하는 범위와 비트 수의 LLR로서
Figure 112007008128415-pat00063
이 출력된다.
상기 (표 4)를 이용한 정규화 방법의 일예는 다음과 같다.
IEEE802.16e 시스템의 구현에서 정확한 잡음 분산의 예측이 어려운 상황에서의 구현 예이다. 이 때 일반적으로, 같은 변조 방식에 같은 부호율을 갖는 부호들이 거의 같은 SNR에서 FER 1%를 달성한다는 사실을 이용한다. 그래서 각 변조 방식에 대하여, 1% FER을 갖는 경우의 SNR을 구하고, 이에 따른 가상의 잡음 지수를 반영한 norm_index를 갖게 한다. 상기 IEEE 802.16e 시스템은 길쌈 터보 부호를 적용한 일반 데이터 버스트에 대하여 다음과 같은 변조부호 코드를 갖는다. 이 구현 예의 경우는 norm_index_basic이 실제 norm_index로 작용한다. 하기의 (표 5)는 도 8을 구현할 경우, IEEE 802.16e에서의 정규화의 예를 나타낸다.
Figure 112006016869459-pat00064
상기 (표 5)의 Norm_index_basic는 IEEE 802.16e에서 정의되는 버스트 부스팅(boosting)이나, 영역 부스팅(zone boosting)을 반영하기 위하여 사용된다. IEEE 802.16e에서는 버스트의 전력 제어 개념으로 -12dB~9dB의 boosting을 지원한다. 그리고 주파수 재사용(reuse) 인자가 1/3인 경우에 4.77dB의 zone boosting을 지원한다. 이러한 경우, LLR값도 boosting의 영향을 받기 때문에, 이 값을 보상하여, LLR의 유효 동작 영역을 줄일 수 있다. 이 때, norm_index를 계산하는 한 실시 예는 다음 수학식과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112006016869459-pat00065
단, 이 때, boosting은 dB를 단위로 하고, [a]는 반올림을 뜻한다. norm_index는 주어진 범위 [0 24]내의 값을 갖도록 한다. 이러한 방법을 이용하여, 좀더 일반적인 LLR 정규화가 가능하다.
상기 설명된 본 발명의 구현 방법들은 정규화 계수 및 AMC 정보를 이용한 복호기 입력 메트릭인 LLR 정규화 방법의 일례일 뿐이며, 본 발명은 디매핑기인 연성 출력 생성기의 출력에 정규화를 적용하되, AMC정보를 이용하여, 정규화를 행하는 모든 구현을 포함한다.
도 12와 도 13은 6 비트 혹은 8비트의 연성 입력 메트릭을 사용하는 경우와 부동점 연산을 행하는 경우의 IEEE 802.16e에 정의된 길쌈 터보 부호(convolutional turbo codes)의 성능을 보인다. 터보 복호기는 max-log-MAP방법을 사용하였다. AWGN과 Rayleigh 페이딩 채널에 대하여, 6비트 혹은 8비트의 정규화된 LLR을 사용하는 본 발명("Fading, 6bits" 혹은 "AWGN, 6bits"와 "Fading, 8bits"라 표기함)은 부동점 연산의 경우("Fading, Ft", "AWGN, Ft"라 표기함)와 성능의 차이를 보이지 않음을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발 명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 디매핑기의 출력으로 나오는 연성 출력의 정규화를 통하여, 기본적으로 채널이 심볼마다 다른 값을 가지게 되어, 메트릭의 해상력을 더 필요로 하는 OFDM 시스템의 경우에도, 보다 적은 비트수의 터보 복호기 입력으로도 원하는 성능을 얻을 수 있는 효과가 있다.

Claims (24)

  1. 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 연성 메트릭의 정규화 장치에 있어서,
    변조된 수신 심볼(Rk)의 동위상성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk) 및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 디매핑기와,
    상기 연성 메트릭을 입력받아 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하고, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기입력 LLR로서 출력하는 정규화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 정규화기는,
    상기 연성 메트릭에
    Figure 112006016869459-pat00066
    를 곱하여 정규화하며, 여기서
    Figure 112006016869459-pat00067
    은 상기 변조된 수신 심볼의 채널 추정값에 의해 구해지는 상기 잡음 분산값인 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 연성 메트릭은,
    하기의 표에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
    Figure 112007008128415-pat00068
    Figure 112007008128415-pat00069
    여기서, Ik는 |gk|2Xk이고, Qk는 |gk|2Yk이고, ak는 |gk|2C임.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 정규화기는,
    상기 수신된 변조심볼의 채널 추정값으로부터 계산된 상기 잡음 분산값을 입력받아 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 출력하는 변환테이블과,
    상기 디매핑기로부터 출력된 상기 연성 메트릭에 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 곱하여 상기 정규화된 대수근사비(LLR)를 출력하는 곱셈기와,
    상기 정규화된 LLR을, 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 라운딩 및 클리핑부를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 정규화기는,
    상기 수신된 변조심볼의 채널 추정값으로부터 계산된 상기 잡음 분산값을 입력받아 상기 잡음 분산값에 의한 나눗셈에 대응하는 임시 정규화 인덱스를 선택하고, 상기 선택된 임시 정규화 인덱스에서 상기 변조차수에 따른 소정값을 감산하여 정규화 인덱스를 생성하는 정규 인덱스 계산부와,
    상기 정규화 인덱스를, 상기 정규화 인덱스에 미리 정해지는 정규화 계수가 곱해진 정규화 이득 값으로 변환하는 정규화테이블과,
    상기 정규화 이득값에 따라서, 상기 변조된 수신 심볼의 동위상 성분 및 직교위상 성분을 시프트 시키는 쉬프트연산부와,
    상기 시프트된 값들을 더하여 정규화된 대수근사비(LLR)을 출력하는 덧셈기와,
    상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기의 입력 LLR로서 출력하는 라운딩 및 클리핑부를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  6. 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 연성 메트릭의 정규화 장치에 있어서,
    변조된 수신 심볼(Rk)의 동위상성분(Xk)과 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk)및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 디매핑기와,
    상기 연성 메트릭을 입력받아 적응 변조 및 부호화 정보(AMC)에 따라 구해진 정규화 계수를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하고, 상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기입력 LLR로서 출력하는 정규화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 정규화기는,
    상기 연성 메트릭에 정규화 계수를 곱하여 정규화하며, 여기서 정규화 계수는 AMC정보에 따라 정규화 인덱스를 계산하고, 상기 계산된 정규화 인덱스에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 연성 메트릭은,
    하기의 표에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
    Figure 112007008128415-pat00070
    Figure 112007008128415-pat00071
    여기서, Ik는 |gk|2Xk이고, Qk는 |gk|2Yk이고, ak는 |gk|2C임.
  9. 제 6항에 있어서, 상기 정규화기는,
    적응 변조 및 부호화 정보(AMC)와 부스팅(Boosting) 정보를 저장하고 있는 수신 제어기로부터 입력된 적어도 하나의 정보에 따라 잡음 분산값과 상수값을 결정하여 출력하는 잡음 분산 테이블과,
    상기 잡음 분산값과 상수값을 입력받아 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 출력하는 변환테이블과,
    상기 디매핑기로부터 출력된 상기 연성 메트릭에 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 곱하여 상기 정규화된 대수근사비(LLR)를 출력하는 곱셈기와,
    상기 정규화된 LLR을, 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 라운딩 및 클리핑부를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  10. 제 6항에 있어서, 상기 정규화기는,
    적응 변조 및 부호화 정보(AMC)와 부스팅(Boosting) 정보를 저장하고 있는 수신 제어기로부터 입력된 적어도 하나의 정보에 해당하는 상수값 및 잡음 분산값을 반영하는 정규화 인덱스를 생성하는 정규화 인덱스 계산부와,
    상기 정규화 인덱스를, 상기 정규화 인덱스에 대응하는 정규화 계수를 결정하는 정규화 테이블과,
    상기 디매핑기로부터 출력된 상기 연성 메트릭에 상기 결정된 정규화 계수를 곱하여 상기 정규화된 대수근사비(LLR)를 출력하는 곱셈기와,
    상기 정규화된 LLR을, 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 라운딩 및 클리핑부를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  11. 제 6항에 있어서, 상기 정규화기는,
    적응 변조 및 부호화 정보(AMC)와 부스팅(Boosting) 정보를 저장하고 있는 수신 제어기로부터 입력된 적어도 하나의 정보에 해당하는 상수값 및 잡음 분산값을 반영하는 정규화 인덱스를 생성하는 정규화 인덱스 계산부와,
    상기 정규화 인덱스를, 상기 정규화 인덱스에 미리 정해지는 정규화 계수가 곱해진 정규화 이득 값으로 변환하는 정규화테이블과,
    상기 정규화 이득값에 따라서, 상기 변조된 수신 심볼의 동위상 성분 및 직교위상 성분을 시프트 시키는 쉬프트연산부와,
    상기 시프트된 값들을 더하여 정규화된 대수근사비(LLR)을 출력하는 덧셈기와,
    상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기의 입력 LLR로서 출력하는 라운딩 및 클리핑부를 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  12. 제 6항에 있어서, 상기 AMC정보는,
    적어도 하나 이상의 변조 차수, 부호율, 프레임 사이즈를 포함하는 것임을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 장치.
  13. 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 연성 메트릭의 정규화 방법에 있어서,
    변조된 수신 심볼(Rk)의 동위상성분(Xk)와 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk)및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 과정과,
    상기 연성 메트릭을 입력받아 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 정규화된 LLR을 구하는 과정은,
    상기 연성 메트릭에
    Figure 112006016869459-pat00072
    를 곱하여 정규화하며, 여기서
    Figure 112006016869459-pat00073
    은 상기 변조된 수신 심볼의 채널 추정값에 의해 구해지는 상기 잡음 분산값인 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 연성 메트릭은,
    하기의 표에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
    Figure 112008018879836-pat00074
    Figure 112008018879836-pat00075
    여기서, Ik는 |gk|2Xk이고, Qk는 |gk|2Yk이고, ak는 |gk|2C임.
  16. 제 13항에 있어서, 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정은,
    상기 수신된 변조심볼의 채널 추정값으로부터 계산된 상기 잡음 분산값을 입력받아 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 출력하는 과정과,
    상기 연성 메트릭에 상기 상수값에 대한 잡음 분산값의 비를 곱하여 상기 정규화된 대수근사비(LLR)를 출력하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을, 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  17. 제 13항에 있어서, 상기 채널 복호기 입력 LLR로 출력하는 과정은,
    상기 수신된 변조심볼의 채널 추정값으로부터 계산된 상기 잡음 분산값을 입력받아 상기 잡음 분산값에 의한 나눗셈에 대응하는 임시 정규화 인덱스를 선택하여,
    상기 선택된 임시 정규화 인덱스에서 변조차수에 따른 소정값을 감산하여 정규화 인덱스를 생성하는 과정과,
    상기 정규화 인덱스를, 상기 정규화된 인덱스에 미리 정해지는 정규화 계수가 곱해진 정규화 이득 값으로 변환하는 과정과,
    상기 정규화 이득값에 따라서, 상기 변조된 수신 심볼의 동위상 성분 및 직교위상 성분을 시프트 시키는 과정과,
    상기 시프트된 값들을 더하여 정규화된 대수근사비(LLR)을 출력하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기의 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  18. 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 연성 메트릭의 정규화 방법에 있어서,
    변조된 수신 심볼(Rk)의 동위상성분(Xk)와 직교위상성분(Yk), 채널 페이딩 계수(gk)및 상기 변조된 수신 심볼의 변조차수에 따라 정해지는 상수값(c)을 이용하여 연성 메트릭을 생성하는 과정과,
    상기 연성 메트릭을 입력받아 적응 변조 및 부호화 정보(AMC)에 따라 구해진 정규화 계수를 곱하여 정규화된 대수근사비(LLR)를 구하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  19. 제 18항에 있어서, 상기 정규화된 LLR을 구하는 과정은,
    상기 연성 메트릭에
    Figure 112006016869459-pat00076
    를 곱하여 정규화하며, 여기서
    Figure 112006016869459-pat00077
    은 상기 변조된 수신 심볼의 채널 추정값에 의해 구해지는 상기 잡음 분산값인 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  20. 제 19항에 있어서, 상기 연성 메트릭은,
    하기의 표에 따라 생성되는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
    Figure 112008018879836-pat00078
    Figure 112008018879836-pat00079
    여기서, Ik는 |gk|2Xk이고, Qk는 |gk|2Yk이고, ak는 |gk|2C임.
  21. 제 18항에 있어서, 상기 채널 복호기 입력 LLR로 출력하는 과정은,
    적응 변조 및 부호화 정보(AMC)와 부스팅(Boosting) 정보를 저장하고 있는 수신 제어기로부터 입력된 적어도 하나의 정보에 따라 잡음 분산값과 상수값을 결정하는 과정과,
    상기 잡음 분산값과 상수값을 입력받아 상기 잡음 분산값에 대한 상수값의 비를 출력하는 과정과,
    상기 연성 메트릭에 상기 잡음 분산값에 대한 상수값의 비를 곱하여 상기 정규화된 대수근사비(LLR)를 출력하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을, 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  22. 제 18항에 있어서, 상기 채널 복호기 입력 LLR로 출력하는 과정은,
    적응 변조 및 부호화 정보(AMC)와 부스팅(Boosting) 정보를 저장하고 있는 수신 제어기로부터 입력된 적어도 하나의 정보에 해당하는 상수값 및 잡음 분산값을 반영하는 정규화 인덱스를 생성하는 과정과,
    상기 정규화 인덱스를, 상기 정규화 인덱스에 대응하는 정규화 계수를 결정하는 과정과,
    상기 연성 메트릭에 상기 결정된 정규화 계수를 곱하여 상기 정규화된 대수근사비(LLR)를 출력하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을, 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  23. 제 18항에 있어서, 상기 채널 복호기 입력 LLR로 출력하는 과정은,
    적응 변조 및 부호화 정보(AMC)와 부스팅(Boosting) 정보를 저장하고 있는 수신 제어기로부터 입력된 적어도 하나의 정보에 해당하는 상수값 및 잡음 분산값을 반영하는 정규화 인덱스를 생성하는 과정과,
    상기 정규화 인덱스를, 상기 정규화 인덱스에 미리 정해지는 정규화 계수가 곱해진 정규화 이득 값으로 변환하는 과정과,
    상기 정규화 이득값에 따라서, 상기 변조된 수신 심볼의 동위상 성분 및 직교위상 성분을 시프트 시키는 과정과,
    상기 시프트된 값들을 더하여 정규화된 대수근사비(LLR)을 출력하는 과정과,
    상기 정규화된 LLR을 원하는 범위와 비트 수로 변환하여 상기 채널 복호기 입력 LLR로서 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
  24. 제 18항에 있어서, 상기 AMC정보는,
    적어도 하나 이상의 변조 차수, 부호율, 프레임 사이즈를 포함하는 것임을 특징으로 하는 메트릭의 정규화 방법.
KR20060022387A 2005-11-11 2006-03-09 무선통신 시스템에서 채널 복호기로 입력되는 메트릭의정규화 방법 및 장치 KR100856212B1 (ko)

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