KR100804176B1

KR100804176B1 - 디지털통신용 디코딩 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100804176B1
Application number: KR1020027012633A
Authority: KR
Inventors: 테라니아다반엠.; 길버트제프리; 맥파랜드윌리엄제이.; 톤라스이.; 왕이-흐시우; 톰슨존에스.; 휴스티드폴제이.
Original assignee: 애서러스 커뮤니케이션즈 인코포레이티드
Priority date: 2000-03-24
Filing date: 2001-03-23
Publication date: 2008-02-18
Also published as: JP4943619B2; TWI225348B; EP1275214B1; US7173972B2; AU2001243707A1; KR20030017482A; US20100098183A1; DE60129945D1; US7636400B2; WO2001073999A1; EP1275214A1; ATE370566T1; US20070274407A1; US20020051498A1; JP2003529287A; US7924932B2

Abstract

본 발명에 따른 Viterbi 디코딩 시스템은 비트들을 바이너리 값의 파라미터보다는 오히려 다수 값의 파라미터로서 수신된 QAM 컨스털레이션으로 해석한다. 이들 많은 값의 파라미터를 사용하여 Viterbi 알고리즘을 수행함으로써, 하드 결정 디코딩보다 우수한 결과치를 제공할 수 있다. 상기 시스템은, 하드 0-1 함수를 QAM 데이터에 적용하기 보다는 오히려 비스텝화된 선형 또는 커브형 전달함수를 사용하여, 값들을 비트에 할당할 수 있다. 다른 형태로서, 시스템은 다양한 임의의 기술을 사용하여 신뢰할 수 없는 비트들보다는 신뢰할 수 있는 비트들을 디코딩하는 것에 더 중점을 두면서, 그 예측된 신뢰도를 기초로 하여 데이터 비트들을 식별한다. 우량(good) 비트와 불량(bad) 비트를 식별하고, 신뢰할 수 없는 비트들의 중요성을 떨어뜨리거나 무시함으로써, 본 시스템은 보정할 수 없는 에러 및 패킷 손실을 현저하게 감소시킬 수 있다.

Description

디지털통신용 디코딩 시스템 및 방법{DECODING SYSTEM AND METHOD FOR DIGITAL COMMUNICATIONS}

본 발명은 디지털 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 후속 디코딩 프로세스에 사용하는 수신된 디지털 정보를 결정 디코딩(decision decoding)하는 것뿐만 아니라, 디코딩에 앞서 그 예측된 신뢰도에 기초한 소정의 수신된 코딩된 데이터를 웨이팅(weighting)하는 것에 관한 것이다.

디지털 정보를 전송하는 프로세스는, 일반적으로 도 1에 도시된 바와 같이 4-단계 프로세스로 생각할 수 있다. 우선, 전기적 디지털 신호의 인커밍 데이터 스트림 x(t)는 코더(10)에 의하여 코딩되어 코딩된 정보 C(x(t))를 생성하고, 이 C(x(t))가 송신기(20)에 제공되며, 상기 송신기(20)는 상기 코딩된 정보 C(x(t))를 통신매체(30)를 통하여 송신한다. 상기 코더(10)는 코딩된 정보 C(x(t))가 에러에 강하도록 데이터 스트림 x(t)을 처리한다. 즉, 코딩된 정보 C(x(t))의 에러들이 검출 및 보정될 수 있다. 이것이 필요한 이유는, 주지하는 바와 같이, 송신 프로세스가 노이즈 성분을 송신된 신호에 도입시키기 때문인데, 상기 노이즈 성분의 제거가 불가능하다면, 상기 신호는 손상되어 쓸모없게 되기 때문이다.

예시적인 경우에 있어서, 인커밍 데이터 x(t)는 공지된 소스로부터 목소리 또는 음악과 같은 디지털화된 음성이고; 상기 코딩 유닛(10)은 코딩 변환(coding transformation)을 인커밍 데이터 x(t)에 적용하여, 코딩된 정보 C(x(t))를 생성하며; 송신기(20)는 라디오-주파수 신호를 상기 코딩된 데이터 C(x(t))와 함께 변조하여, 통신매체(30)로서 역할을 하는 대기를 통하여 라디오-주파수 신호로서 그것을 전송한다.

통신매체(30)를 통한 전송시, 송신된 정보 C(x(t))는 노이즈 성분 n(t)을 획득하고, 수신기(40)에 의하여 수신된 결과적인 신호 C(x(t))+n(t)는 디코딩 유닛(50)에 의하여 디코딩되어, 원래 데이터 스트림으로 복원된다. 디코더(50)에 의하여 채용된 코딩 알고리즘의 에러-체크 및 보정 특성을 사용하여, 노이즈 성분 n(t)는 수신된 신호 C(x(t))+n(t)로부터 검출 및 제거될 수 있고, 그 후 신호 C(x(t))는 코더(10)에서 사용되는 1의 보수 알고리즘을 사용하여 디코더(50)에서 처리되어, 원래 데이터 스트림 x(t)를 얻을 수 있다.

여기서 사용되는 용어 "노이즈"는, 열잡음, 회선잡음 및 간섭에 국한되지 않는 임의의 신호 저하원을 포함하는 것에 유의하자. 단일 캐리어 (이퀄라이즈된) 시스템에 있어서, 바람직한 방식(scheme)은 상기 비트들 특히 에러가 있게 수신될 가능성이 높은 비트 패턴을 식별하는 단계와, 상기 비트들을 웨이팅(weighting)/펑처링(puncturing)하는 단계를 포함한다.

상기 예시에서, 수신기(40)는 수신된 라디오 주파수 신호를 복조하여, 수신된 코딩된 정보 C(x(t))+n(t)를 생성한다. 상기 수신된 코딩된 정보는 디코딩 유닛(50)에 의하여 에러-체크 및 디코딩되어, 아웃고잉 디지털 데이터 스트림을 생 성하는데, 이것은 스피커를 구동시키기 위하여 아날로그 신호로 변환되어 증폭될 될 수 있다.

상술된 것과 같은 시스템에서는, 코더(10)가 컨벌루셔널(convolutional) 코딩 시스템을 사용하여 C(x(t))를 코딩하는 것이 일반적이다. 비트의 블록이 코더로의 앞선 입력값들에 관계없이 코드에 의하여 정의되는 규칙에 따라 코딩되는 블록 코드와는 달리, 컨벌루셔널 코드는 부가적으로 앞선 비트들을 사용하여 코딩 프로세스에서 처리되게 한다. 따라서, 코더(10)는 유한 상태 머신(finite state machine)의 한 종류이다.

코더(10)에 사용될 수 있는 한 종류의 컨벌루션 코더의 예시가 도 2a에 도시되어 있다. 코더 블록도로부터 알 수 있듯이, 이러한 유닛에서의 코딩은 현재 입력 비트의 상태 x_n뿐만 아니라, 2개의 래치(D)에서 유지되는 2개의 앞선 입력 비트들의 상태에 따라 좌우된다. 결과적으로, 코더는 도 2b에서 그 상태도로 도시된 4-단계 머신이다. 상태도로부터, 도 2c에 도시된 코더의 격자구조도를 비교적 직접 도출할 수 있다. 여기서, 0 입력값에 대응하는 특정 상태에 대한 분기(branch)는 실선 화살표로 표시되고, 1 입력값에 대응하는 특정 상태에 대한 분기는 점선 화살표로 표시된다.

도 2c의 격자구조도에 의하여, 당업계의 당업자에게는 코딩 프로세스가 자명할 것이다. 예를 들어, 표 1에 도시된 바와 같이, X = (1 1 0 1 0 1 1)의 입력 벡터를 적용하여, 도 2a의 코더로부터 출력값을 산출한다(상기 코더는 올-제로(all- zero) 상태에서 시작한다고 가정함).

입력값 x₁	내부 상태 D₁D₂		출력값 y₁y₂
1	0	0	1	1
1	1	0	0	1
0	1	1	0	1
1	0	1	0	0
0	1	0	1	0
1	0	1	0	0
1	1	0	0	1
0	1	1	0	1
0	0	1	1	1

따라서, 도 2a의 코더에 있어서는, C(X)=(1 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 1 1).

만일 통신매체(30)가 에러가 없고, 수신기(40)가 디코더(50)에 C(X)를 제공하는 것이 확실하다고 가정하면, 코더 상태 머신의 격자구조망에 C(X)를 적용하여 원래 데이터 스트림을 간단히 복원할 수 있고, 상기 시퀀스 C(X)를 발생시킨 곳으로부터 경로를 추적할 수 있다. 예를 들어, C(X)=(1 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 1 1)는 도 3에 도시된 경로에 의하여 발생되었는데, 여기서 코더에 의하여 점유된 상태들은 음영이 있고, 코더에 의하여 취해진 분기들은 볼드체로 되어 있다(대응하는 코더 출력값 C(X)은 각 스테이지 위에 주어짐). 이것으로부터, 원래 입력 시퀀스 X = (1 1 0 1 0 1 1)이 얻어질 수 있다.

상술한 것과 후술하는 것에 있어서, 코더(10) 및 디코더(50)는 동일한 코딩 알고리즘에 따라 동작하고, 즉 그들은 모두 그 프로세싱이 모두 동일한 코더 회로, 상태 머신 등을 기반으로 하고, 따라서 코딩 알고리즘을 정확하게 나타내는데 필요한 격자구조망의 치수는 디코더에 공지되어 있고, 격자구조망에 필요한 스테이지의 수도 공지되어 있다고 가정한다. 또한, 코더 상태 머신은 올-제로 상태에서 시작하 고, 입력 스트림 X는 충분한 수의 0으로 채워지며, 코딩/디코딩 프로세스의 끝에서 상기 상태로 그것을 복귀시킨다고 가정한다.

이하, 수신기(40)에 의하여 수신 및 처리되는 신호는 0이 아닌 노이즈 성분 n(t)를 가지는데, 즉 C'(X)=C(X)+n(t)라고 가정하자. 이것은 디코딩 유닛(50)이 C'(X)=(1 1 1 0 1 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1)을 수신하는 결과를 초래할 수 있다(6번째 및 11번째 비트들이 n(t)로 인하여 에러를 가짐). 이 경우, 원래 입력 시퀀스는 도 2c의 격자구조에 C'(X)를 적용하여 간단히 구할 수 없다. 이러한 상황에서 사용되는 통상적인 에러-보정 알고리즘은 다음과 같이 기술된 Viterbi 에러 보정 알고리즘이다.

1. 격자구조망이 주어지면, 상기 격자구조의 각 스테이지와 메트릭(metric)을 연관시키고, 제1스테이지의 모든 상태들에 대한 메트릭을 0으로 설정한다.

2. 차기 스테이지의 각 상태에 대하여, C'(X)의 차기-수신된 서브시퀀스로부터 그것에 대한 각 분기의 "거리"를 찾고, 이로부터 그것이 분기하는 현재 상태의 메트릭에 그것을 더한다.

3. 차기 스테이지에서의 주어진 스테이지에 대한 메트릭으로서, 단계 2에서 계산된 최소값들을 선택하고, 상기 상태에 대한 서바이버(survivor) 분기로서 그것에 이르는 분기를 선택한다.

4. 격자구조망의 끝에 도달할 때까지 단계 2 및 단계 3을 반복한다.

5. 최소 메트릭을 갖는 격자구조망의 마지막 스테이지의 상태를 선택하고, C(X)에 대한 최적 추측값(best guess)을 산출하도록 서바이버 경로를 선택하여 시 작으로 거슬러 올라가는 작업을 한다.

코더가 올-제로 상태에서 시작하도록 공지되어 있다면, 상기 시스템은 역추적(traceback)이 제1스테이지의 올-제로 상태에 대하여 항상 행해지도록 설계되는 것이 바람직하다. 이는 예를 들어, 올-제로 상태를 0으로 초기화하고, 여타의 상태들을 큰 값들로 초기화함으로써 행해질 수 있다.

또한, 역추적을 시작하기 위하여 상기로부터의 상태를 결정하는데 유용한 여러 기술들이 있다. 예를 들면, 코더가 공지된 상태(예시에서는, 00)에서 끝나는 경우의 프레임의 끝에서는, 공지된 상태로부터 역추적을 시작한다.

손상된 스트림 C'(X)에 Viterbi 디코딩 알고리즘을 적용하면, 도 2c의 격자구조망이 도 4에 도시된다. 여기서,

-- 상태에 대한 메트릭은 그 중심에 도시되고;

-- 주어진 분기로부터의 현재 서브시퀀스의 거리는 분기 위에 숫자로 도시되며;

-- 서바이버 분기들(최적 추측 경로의 분기 제외)은 화살표머리가 흰색이고;

-- 최적 추측 경로는 볼드체로 되어 있다.

우선, 초기 스테이지의 모든 상태들의 메트릭은 0으로 설정되어 있다. 그 후, 서브시퀀스(11)와 각 분기값간의 거리(여기서는, Hamming 거리)는 상기 분기에 할당된다. 제1노드에 대하여, 2개의 분기는 00 및 11이므로, 그들은 2 및 0의 값을 받는다. 차기 노드는 분기 01 및 10을 가지므로, 이들 각각의 분기들은 1의 메트릭을 받는다. 제3노드는 분기 11 및 00을 가지므로, 그들은 각각 0 및 2의 값을 받는 다. 마지막으로, 제4노드는 각각 1의 Hamming 거리를 받는 분기 10 및 01을 가진다.

그 다음, 제2스테이지의 제1상태에 대하여, 그것에 대한 2개의 분기값은 2 및 0이므로, 그 메트릭은 0으로 설정되고, 앞선 스테이지의 제3상태로부터의 0 분기는 그것의 서바이버 분기로서 설정된다. 제2스테이지의 제2상태에 대하여, 2개의 분기값은 0 및 2이므로, 그 메트릭은 0으로 설정되고, 제1스테이지의 제1상태로부터의 0 분기는 그것의 서바이버 분기로서 설정된다. 다음으로, 제2스테이지의 제3상태는 1 및 1의 값을 받으므로, 그 메트릭은 1로 설정되고, 일측은 랜덤하게 또는 측정적으로(deterministically) 서바이버 분기로서 설정된다. 최종적으로, 제2스테이지의 마지막 상태는 1 및 1의 값을 받으므로, 그것은 1의 메트릭을 가지고, 양 분기들은 서바이버 분기로서 설정된다.

이러한 프로세스는 도 4에 도시된 격자구조의 끝으로 반복된다. 그 후, 마지막 스테이지의 제1노드에서 시작하면(왜냐하면, 그것이 마지막 스테이지의 최저 메트릭을 가지기 때문임), 서바이버 경로들은 제1스테이지로 다시 추적된다. 도 4에서 알 수 있는 바와 같이, 결과값은 에러가 없는 경우에 이동되는 것과 같은 경로이다. 따라서, Viterbi 알고리즘은 n(t)의 에러 컨트리뷰션(error contribution)이 성공적으로 제거되었다.

비록 Viterbi 알고리즘은 상기 주어진 것과 같은 상황에 적합하지만, 상기 방식으로 알고리즘을 직접 구현하는 것이 항상 실제적인 것은 아니다. 예를 들어, 어떤 통신 시스템은, 수신된 데이터 스트림을 검색하는 대안적인 방법을 요구하는, 직교진폭변조(QAM)와 같은 대안적인 정보-전달 기술들을 사용한다. 또한, 어떤 통신 시스템은 그 내부에 사용될 수 있는 디코딩 시스템의 종류를 제한하는 기타 기술들 및 인터리빙(interleaving)을 사용한다. 따라서, 이들 이슈들을 어드레스하는 디코딩 기술이 요구된다.

또한, 비록 Viterbi 알고리즘은 상술된 상황에 적합하지만, 그 유용성을 증가시킬 수 있는 개선방법들이 있다. 예를 들면, 멀티레벨 QAM 컨스털레이션 포인트(constellation point)들에 맵핑되는 인터리빙된 데이터를 갖는 OFDM 시스템의 경우를 살펴보자. 이 경우, 상기 알고리즘에 사용하기 위한 적절한 웨이트를 결정하도록 Euclidean 거리 측정치를 사용하는 것이 불가능한데, 그 이유는 단일 측정치로 나타낸 다수의 비트들이 격자구조에서 비순차적(non-sequential)이기 때문이다.

또한, 현재 상태에서의 Viterbi 알고리즘은 그 에러 확률의 지식을 기초로 한 비트들의 같지 않은 웨이팅을 허용하지 않는다. 이러한 같지 않은 에러 확률은 멀티레벨 컨스털레이션에서의 상대위치 또는 시간, 주파수 또는 다른 위치보다 노이즈 또는 간섭에 다소 영향을 받기 쉬운 공간에서의 위치로 인하여 있을 수 있다.

또한, 무선 데이터 송수신기에 있어서 일차적인 부담 가운데 하나는, 프로세싱 대기시간(latency) 및 소비되는 집적회로 실면적(real estate) 모두의 관점에서 볼 때, 상술된 바와 같은 데이터 디코딩이다. 가용 무선 수신기들은 신뢰할 수 있는(우량) 비트 및 신뢰할 수 없는(불량) 비트간의 식별이 어렵다. 따라서, 불량 비트들은 디코딩하기 더욱 어렵고, 일단 디코딩되었다면 종종 버려지더라도, 모든 비 트 즉 우량 및 불량 비트들은 현재 가용 디코딩 프로세스에서 동등하게 활용된다. 그러므로, 당업계에서는 실시간으로 그 신뢰도를 결정하도록 데이터를 분석하고, 상기 분석된 데이터를 디코딩하기 전에 상기 정보를 활용하는 방법이 요구된다.

종래 기술의 상기 단점들의 관점에서 볼 때, 본 발명의 목적은 다양한 통신 시스템에 사용될 수 있는 디지털 정보 디코딩 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 다양한 정보 복조 기술들이 사용될 수 있는 디지털 정보 디코딩 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 인터리빙 디지털 통신 시스템이 사용될 수 있는 디지털 정보 디코딩 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 실시간으로 검색된 데이터의 신뢰도를 결정하도록 데이터를 분석하고, 상기 분석된 데이터를 디코딩할 때 상기 정보를 사용하기 위한 기술을 제공하는 것이다.

상기 목적들은 바이너리 값의 파라미터보다는 오히려 다수 값의 파라미터로서, 수신된 QAM 컨스털레이션에서 비트들을 해석하는 Viterbi 디코딩 시스템을 제공하는 본 발명의 제1형태에 의하여 달성된다. 이들 다수 값의 파라미터들을 사용하여 Viterbi 알고리즘을 수행하여, 하드 결정(hard decision) 디코딩보다 우수한 결과치를 제공할 수 있다. 상기 시스템은, QAM 데이터에 하드 0-1 함수를 적용하는 것보다 오히려, 상기 비트들에 값들을 할당하도록 비스텝(non-step) 선형 또는 곡선형 전달함수를 사용한다.

본 발명의 또 다른 형태에 따르면, 이들 목적들은, 임의의 다양한 기술들을 사용하여 신뢰할 수 없는 비트들보다 신뢰할 수 있는 비트들을 디코딩하는데 더 중점을 두면서, 그 예측된 신뢰도에 기초한 데이터 비트들을 식별하는 시스템을 제공하여 달성된다. 우량(good) 비트와 불량(bad) 비트를 식별하고, 신뢰할 수 없는 비트들의 중요성을 떨어뜨리거나 무시함으로써, 본 시스템은 보정할 수 없는 에러 및 패킷 손실을 현저하게 감소시킬 수 있다.

본 발명의 또 다른 형태에 따르면, 선택적인 웨이팅 또는 "펑처링"의 프로세스는, 수신된 비트들의 버림(discarding)("하드 펑처링") 또는 덜중요시함(de-emphasizing)("소프트 펑처링")으로 하여금 특정 최소 임계레벨보다 신뢰도가 덜하다고 여기게 할 수 있다. 멀티-캐리어 환경에서, 이러한 방식은 어떤 캐리어들이 열등한 신호-대-잡음("SNR") 특성 및 이에 따른 높은 에러율을 갖는지를 식별하는 단계, 및 상기 식별된 캐리어에서의 비트들을 펑처링/웨이팅하는 단계를 더욱 포함한다.

첨부한 도면을 참조로 하기의 바람직한 실시예를 통해 본 발명의 상기 및 또 다른 목적, 특징, 장점을 더욱 구체적으로 이해할 수 있다.

도 1은 종래기술에 따른 디지털통신시스템의 블록도,

도 2a는 도 1의 시스템에서 사용되는 종래의 컨벌루션 코더의 다이어그램; 도 2b는 상기 코더의 상태도; 도 2c는 상기 코더의 격자구조망을 도시한 도면,

도 3은 도 2의 코더로부터 에러-프리 출력 데이터 스트림을 디코딩할 때 격 자구조망의 사용을 도시한 도면,

도 4는 도 2의 코더로부터 에러가 있는 출력 데이터 스트림을 디코딩할 때 격자구조망의 사용을 도시한 도면,

도 5는 종래기술에 따른 QAM 컨스털레이션을 도시한 도면,

도 6a 내지 도 6d는 도 5의 QAM 컨스털레이션용 비트별 결정 디코딩 함수 (bitwise decision decoding function)를 도시한 도면,

도 7a 및 도 7b는 도 6a 및 도 6b의 디코딩 함수에 대응하는 전달곡선(transfer curve)을 도시한 도면,

도 8a 및 도 8b는 본 발명의 바람직한 제1실시예에 따른 전달곡선을 도시한 도면,

도 9는 에러가 있는 QAM 출력 데이터 스트림을 디코딩할 때 격자구조망의 사용을 도시한 도면,

도 10a 및 도 10b는 본 발명의 바람직한 제1실시예에 따른 전달곡선을 도시한 도면,

도 11은 블로커 신호 또는 기타 간섭이 존재할 때 채널 주파수응답을 도시한 도면,

도 12는 OFDM 시스템내 송신기의 블록도,

도 13은 OFDM 시스템내 수신기의 블록도,

도 14는 본 발명에 따른 Viterbi 디코더의 일부를 도시한 도면,

도 15a 및 도 15b는 본 발명에 따른 결정 지향 피드백(dicision directed feedback)을 예시한 도면,

배경기술에서 서술된 상기 구성장치는 디지털정보가 캐리어신호를 직접 변조하는데 사용되는 경우에는 비교적 양호하게 작동하지만 항상 그러한 것은 아니다. 갖가지 이유 때문에, 일부 통신시스템은 대안적인 구성장치들을 채용한다. 예를 들어, IEEE 802.11a 통신표준은 변조된 캐리어신호가 송신되고 있는 정보에 직접 대응하는 것이 아니라 2차원 어레이 또는 가능한 바이너리값의 "컨스털레이션"내 한 위치에 대응하는 직교진폭변조(QAM) 시스템을 사용한다. 상기 컨스털레이션은 송신자와 수신자에게 알려져 있어서, 수신국에 송신된 위치는 컨스털레이션내 대응하는 디지털 시퀀스와 정확히 상관될 수 있다.

도 5를 보면, 이것은 16 QAM(16비트 직교진폭변조) 코딩시스템에서 사용될 수 있는 컨스털레이션이다. 이 때, 디코더(50)에 싱글 디지털 출력을 제공하기 보다는, 수신기(40)가 2개의 신호 I 및 Q를 생성할 것이다. 따라서, 가령 (1, -3)의 데이터포인트 (I, Q) P는 바이너리 시퀀스 1100에 대응할 것이다. 그러면 상기 시퀀스 1100은 상술한 바와 같이 수신된 서브시퀀스로서 Viterbi 격자구조에 적용될 수 있다.

이 경우에, 통신매체(30)로부터의 노이즈영향은 I 및 Q를 변경시켜서 그것들이 적절한 컨스털레이션 포인트를 직접 가리키지 않는다. 예를 들어, (1, -3) 보다는 수신기(40)가 (1.25, -2.75)의 데이터포인트 P'를 생성할 수 있다. 이것은 하드 결정 디코딩 프로세스 또는 소프트 결정 디코딩 프로세스 중 하나를 사용하여 처리 될 수 있다.

소프트 결정 디코딩 프로세스에서는, 수신된 (I, Q) 포인트에 대응하는 컨스털레이션 포인트를 결정하기 위해서 유클리드 거리측정법이 사용된다. P'= (1.25, -2.75)인 경우, 상기 거리는

등으로 증가하게 된다. 그런 다음 이 거리는 Viterbi 디코딩의 나머지 프로세스에서 분기 메트릭 계산(branch metric computation)에 사용될 것이다.

하드 결정 디코딩 프로세스에서는, 각각의 비트에 대하여 그것이 0인지 1인지 별도의 판단이 이루어진다. 예를 들어, 도 5의 16QAM의 컨스털레이션이 주어진다면, b0에 대한 하드 결정 메트릭은 도 6a에 도시된 바와 같이 I＞0 → b₀ = 1 인데, 이 때 컨스털레이션의 음영부는 비트 b0가 바이너리 1이 되도록 결정되어야 하는 영역을 나타낸다. 완전한 세트의 하드 결정 메트릭은 다음과 같이 된다.

I > 0 → b₀= 1 (도 6a)

｜I｜< 2 → b₁ = 1 (도 6b)

Q > 0 → b₂ = 1 (도 6c)

｜Q｜< 2 → b₃ = 1 (도 6d)

예로서, 도 6a(I > 0 → b₀= 1)에 대응하는 전달곡선은 도 7a에 도시되고, 도 6b(｜I｜< 2 → b₁ = 1)에 대응하는 전달곡선은 도 7b에 도시된다. 도 7a 및 도 7b에서 상기 곡선들은 다만 예시의 목적에서 그래프 축선들로부터 오프셋되게 도시되어 있음을 유의해야 하고, 예를 들어 도 7a는 가로축으로 정확히 한 스텝 오프셋되어 있음을 이해할 수 있다. 도 6c 및 도 6d에 대하여도 이와 유사한 곡선이 생길 수 있음은 자명하다.

이러한 하드 결정 디코딩에 대한 대안으로서, 본 발명의 바람직한 실시예는 도 7a 및 도 7b에 도시된 계단함수 대신에 선형함수를 사용한다. 2개의 이러한 함수가 도 8a 및 도 8b에 도시된다. 도 8a에 도시된 곡선은 도 7a에 도시된 b₀에 대한 곡선의 대응곡선이며, 도 8b에 도시된 곡선은 도 7b에 도시된 b₁에 대한 곡선의 대응곡선이다. 유사한 곡선을 b₂ 및 b₃에 적용한다. 이전과 마찬가지로, 설명하기 쉽도록 상기 곡선들은 각각 그들의 축선으로부터 오프셋되어 있으며 실제 용례에서는 그만큼 오프셋되지 않는 것이 바람직하다. 또한, 트랜지션부(또는, 대안적으로 트랜지션부가 시작되고 끝나는 위치)의 각도는 다만 예시의 목적으로 임의로 선택되었으며, 하기에 더욱 상세히 서술되어 있는 바와 같이 선택되는 것이 바람직하다.

따라서, 완전한 세트의 하드 결정 메트릭은 이들 그래프로부터 다음과 같이 도출될 수 있다.

I ≤ -1 → b₀ = 0 Q ≤ -1 → b₂ = 0

-1 < I < 1 → b₀ = (I + 1)/2 -1 < Q < 1 → b₂ = (Q + 1)/2

I ≥ 1 → b₀ = 1 Q ≥ 1 → b₂ = 1

I ≤ -3 → b₁ = 0 Q ≤ -3 → b₃ = 0

-3 < I < -1 → b₁ = (I + 3)/2 -3 < Q < -1 → b₃ = (Q + 3)/2

-1 ≤ I ≤ 1 → b₁ = 1 -1 ≤ Q ≤ 1 → b₃ = 1

1 < I < 3 → b₁ = (3 - I)/2 1 < Q < 3 → b₃ = (3 - Q)/2

I ≥ 3 → b₁ = 0 Q ≥ 3 → b₃ = 0

상기 식들은 바람직한 실시예를 구현하기 위해서 사용될 수 있으며, 대안으로서 상기 I 및 Q 값을 적절한 비트값을 구하기 위해 룩업테이블과 비교할 수 있다(이 접근법은 식의 복잡성이 더 할수록 더욱 바람직하다). 예를 들어, b0 및 b2에 대하여도 싱글 테이블이 사용될 수 있으며 I 또는 Q 값이 가령 0.75로 주어지면 대응하는 비트값은 0.875 임을 나타낼 것이다.

완전한 세트의 비트별 소프트 결정 메트릭도 이들 그래프로부터 다음과 같이 도출될 수 있다.

16-QAM

입력 MSB 입력 LSB

I < -2 0 4 <｜I｜ 0

-2 < I < 2 (I + 2)/4 ｜I｜< 4 1 - ｜I｜* 0.25

2 < I 1

64-QAM

입력 MSB 입력 MID.SIG.B

I < -2 0 6 <｜I｜ 0

-2 < I < 2 (I + 2)/4 ｜I｜< 2 1

2 < I 1 2 <｜I｜< 6 1-(｜I｜- 2)*0.25

입력 LSB

｜I｜< 4 ｜I｜* 0.25

4 <｜I｜<8 (8 -｜I｜)*.25

8 <｜I｜ 0

상기 표기 중 MSB, LSB 및 MID.SIG.B는 최대, 최소 및 중간 유의 비트(significant bit)이며, 이것들은 컨스털레이션을 구성하는 각 쌍의 비트이다. 또한, Q 값은 상기 주어진 I 값과 같다.

이들 메트릭은 여러 장점을 가진다. 첫째, 그것들은 유클리드 거리를 사용하는 소프트 결정 디코딩을 통해 직접 디코딩될 수 없을지 모르는 데이터에 소프트 결정 값을 제공할 수 있어, 하드 결정 코딩의 대안보다는 우수한 장점을 제공한다. 둘째, 이들 메트릭은 위치가 트랜지션영역으로부터 더 멀어질수록 더 많은 극한 웨이트(extreme weight)를 제공한다. 예를 들어, 노이즈가 없을 때 1, 3, 5 또는 7의 64-QAM I-채널 입력은 msb의 경우 1에 대응한다. 하지만, 1의 입력은 트랜지션 에지(transition edge)에 있으며 노이즈를 가질 수 있어서, 그것은 a 2 이상인 모든 것에 비하여 낮은 웨이트(0.75)로 주어져, 이것은 msb의 소정 값이상이 되도록 트랜지션 에지로부터 충분히 떨어져 있다. 이것은 확실성이 큰 곳에 알고리즘이 디코딩에 더 큰 웨이트를 제공하게 하여 비트의 모두를 정확히 디코팅할 수 있는 더 큰 기회를 제공한다.

이들 메트릭은 심볼이 노이즈의 유무 또는 어떤 종류의 간섭에 의한 영향을 받을지의 확률에 대한 인식을 기초로 더욱 웨이팅된다. 상기 등급저하는 OFDM 신호에 대한 주어진 주파수 빈(bin)내의 간섭원이나 빈약한 채널응답, 또는 시간에 따라 도달하는 심볼에 미치는 단속적인 간섭원, 또는 공간에 따라 약한 신호를 수신하는 주어진 안테나, 또는 이들 3개의 개별 도메인에 따라 임의의 영향의 임의의 조합과 같은 시간, 공간, 또는 주파수에 따른 임의의 영향 때문일 수 있다. 예를 들어, 본 논의에서 사례를 들어 설명한 상기 802.11a에서, 간섭이나 채널 응답으로 인하여 저 SNR을 가질 수 있는 주파수 빈을 검출하기 위해서 각자의 채널 예측을 사용할 수 있다. 이들 주파수 빈으로부터의 모든 소프트 결정은 그후 그들의 신뢰도의 미리 정해진 예측에 따라 웨이팅될 수 있어, 신뢰할 만한 비트에 더 큰 웨이팅을 주고 모든 비트를 정확히 디코드할 수 있는 능력을 더욱 증가시킨다.

그후, 상기 계산된 비트값은 상기한 바와 유사하게 Viterbi 디코딩 알고리즘에서 사용되고, 그 비트값은 수신된 바이너리 서브시퀀스로서 사용되어 그로부터 격자구조 분기와 상태의 메트릭이 계산된다. 도 2 및 도 3의 예를 따져보면, 이 때 C(X)=(111010000100101011) 대신에 수신된 (I, Q) 쌍들이 [(-0.5,+1.6) (-3.4, -1.2) (-2.7, +3.2) (-0.7, -1.4) (-2.5, +0.9)] 인 16 QAM 시스템을 갖는데, 이것 은 일반적으로 일부 노이즈가 첨가된 동일한 시퀀스에 대응한다. 상기 전달함수를 적용하면 다음과 같은 "비트" 시퀀스가 구해진다.

0 1 1 1 에 대응하는 (0.7, 1, 1, 0.25);

0 0 0 1 에 대응하는 (0.9, 0, 0, 0);

0 0 1 0 에 대응하는 (0, 1, 0.15, 0);

0 1 0 1 에 대응하는 (0.8, 0, 1, 0.15); 및

0 0 1 1 에 대응하는 (1, 0.95, 0.25, 0).

이들 수자를 도 2c의 격자구조 다이어그램에 적용하면 도 9에 도시된 웨이팅된 격자구조를 얻는다. 상기와 같이 최종 스테이지의 최소비용 경로로부터 역방향을 작용시킴으로써, 코더(10)의 최적 추측 상태 송신경로(guess state transition path)를 얻을 수 있고 그로부터 최초의 입력 시퀀스는 이전과 같다.

상기 컴퓨테이션은 설명하기 쉽게 10진 시스템을 사용하여 예시되었지만, 실제로는 각 바이너리 스텝을 다음의 낮은 값으로부터 1/2ⁿ 의 증가에 대응하게 하여 n-비트 바이너리값으로서 부분 비트값(partial bit value)을 계산하는 것이 보다 편리할 것이다. 바람직한 실시예에서 n=4-(5) 인데, 이것은 하드웨어 복잡성과 디코더 성능간의 절충으로 선택되었으며, 그 밖의 다른 값도 잘 들어맞음을 증명할 수 있다.

따라서, 0.5의 비트값은 10000의 값으로 표현될 것이며, 0.8의 값은 11001 (0.8006) 등으로 반올림될 수 있다. 상태 메트릭을 저장하기 위해서 약간 더 큰 적 산기를 사용할 수 있는데, 도 9에 도시된 모든 상태 메트릭을 저장하기 위해서는 6비트 적산기가 사용될 수 있다. 이것은 본 실시예를 구현하는 회로를 매우 단순하게 하며 그 속도를 상당히 높일 것이다.

일반적으로, 적산기에서 특히 9비트보다 큰 것을 디코딩할 때에는 6비트 보다 큰 것이 요구될 수 있다. 또한, 당업자는 임의의 길이의 프레임에 대하여도 소정 수의 상태 메트릭 비트를 제한하는 기법이 공지되어 있음을 인지하고 있다.

당업자라면 본 바람직한 실시예를 구현하는 데 많은 상이한 제작기법이 사용될 수 있음을 알 수 있는데, 스루풋이 더 큰 시스템이 주문형 칩, FPGA, 게이트어레이 등의 하드웨어 기반 접근법(hardware-oriented approach)을 사용할 수 있는 동시에 스루풋이 더 작은 시스템은 소프트웨어로 구현될 수 있다.

본 발명의 바람직한 제2실시예는 다수 평가된 비트값을 사용하는 면에서 제1실시예와 유사하지만, 제2실시예에서는 곡선의 트랜지션부가 직선이 아닌 곡선이다. 도 10a는 도 7a/8a 및 도 7b/8b에 대응하는 b₀ 와 b₂, 및 b₁ 와 b₃에 대한 전달곡선을 도시한다. 이들 곡선의 트랜지션부는 일반적으로 하기와 같은 식(예시를 위해 Q 파라미터를 사용)으로 표현되거나, 관례로서 룩업 테이블로 표현될 수 있다.

도 10a의 경우에는,

Q ≤ -1 → 비트 = 0

-1 < Q < 0 → 비트 = 1/2 - Q²/2

0 < Q < 1 → 비트 = 1/2 + Q²/2

Q ≥ 1 → 비트 = 1

도 10b의 경우에는,

Q ≤ -3 → 비트 = 0

-3 ≤ Q ≤ -2 → 비트 = 1/2 - (Q+2)²/2

-2 ≤ Q ≤ -1 → 비트 = 1/2 + (Q+2)²/2

-1 ≤ Q ≤ 1 → 비트 = 1

1 ≤ Q ≤ 2 → 비트 = 1/2 + (Q-2)²/2

2 ≤ Q ≤ 3 → 비트 = 1/2 - (Q-2)²/2

Q ≥ 3 → 비트 = 0

물론, 이들 식은 다만 예시일 뿐이고, 그들 대신에 매우 다향한 비선형 트랜지션곡선이 사용될 수 있다. 예를 들어, 함수의 평활부(flat part) 부근의 급경사 트랜지션(steeper transition)을 가지면 선형 트랜지션부보다 조금 더 나은 결과를 낼 수 있다.

일반적으로, 상술한 바와 같은 본 발명에 따른 실시예는 수신기가 예측 가능한 신뢰할 수 없는 데이터로부터 예측 가능한 신뢰할 수 있는 데이터를 독립적으로 구별하게 한다. 싱글캐리어와 멀티캐리어 비트 전송은 모두 흔히 산발적인 신뢰할 수 없는 데이터를 제공한다. 예를 들어, 선택된 비트 전송율의 내용면에서 채널 대역폭이 좁은 싱글캐리어 시스템에서, 중단되지 않은 1의 또는 0의 긴 스트림을 가 지는 시퀀스를 정확히 수신하기는 좀처럼 어렵다. 유사하게, 멀티캐리어 시스템내 페이딩 채널을 통해 송신된 비트는 문제를 가질 수 있어, 주파수 의존 노이즈로 비트가 오염될 수 있고(즉, 낮은 주파수에서 송신된 비트가 더 높은 주파수에서 송신된 것들보다 신뢰성이 떨어진다) 여타의 이상적이지 않은 송신상태로 될 수 있다. 도 11은 멀티캐리어 환경에서 양호한 데이터와 불량한 데이터간의 구분의 예를 도시한다.

이하에서는 상기 서술된 구별을 고려한 멀티캐리어 환경에 관련하여 바람직한 펑처링 방법 및 시스템을 논의한다. IEEE 802.11a 프로토콜로 제공된 환경과 같은 무선 LAN 환경하의 "C-OFDM"(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 송신을 가정한다. 도 12에 도시된 송신기(100)에서 예시된 바와 같은 이러한 C-OFDM 환경에서, 입력 비트의 블럭은 코더(120)을 사용하여 1차 코드화된(장래의 에러를 수정하기 위해서 비트에 여유도를 부가한다) 다음 인터리버(130)에 의하여 인터리브된다(비트 순서가 공지의 의사무작위방식으로 바뀐다). 코드화되고 인터리브된 블럭은 그후 변조기(140)를 지나는데 상기 변조기는 예를 들어, 그레이 코드를 사용하여 상기 블럭을 컨스털레이션 포인트에 맵핑한다. 일단 변조되면, 변조된 신호는 도 12에 도시된 IFFT(Inverted Fast Fourier Transform) 모듈(150)을 거친다. (BPSK, QPSK, 16QAM, 및 64QAM 변조기술에 대하여 각각 1, 2, 4, 6 비트와 같이) 상기 블럭으로부터 모든 n 번째 비트는 48개의 이용가능한 캐리어 중 하나를 변조한다. 그후 멀티캐리어 심볼은 종래의 D/A 및 RF 증폭회로(160)를 사용하여 RF 주파수로 변조되고 안테나로 송신되어 수신기(200)에 수신되는데, 이것은 도 13에 더욱 상세히 예시되며 이하 서술된다.

예를 들기 위해서, 1/2 비율 코드화 스트림을 가정할 것인데, 이때 코더는 모든 입력 비트마다 여유비트를 부가하여 이에 따라 주어진 데이터량에 대해 송신되는 비트의 수를 두배로 만든다. 상기 오버헤드 부분을 감소시키기 위해서, 코드화된 일부 비트는 송신되지 않을 수 있는데, 즉 그것들을 송신기에서 하드 펑처링하여(be hard punctured) 예를 들어, 종래와 같이 최종적인 3/4 비율 코드를 제공한다. 하지만, 송신기측에서 어떠한 하드 펑처링이 발생되었을 수 있음을 모르는, Viterbi 순방향 에러교정("FEC") 디코더는 수신된 비트를 마치 그것들이 1/2 비율 코드로 송신되었던 것처럼 디코딩한다. 따라서 하드 펑처링된 비트는 Viterbi 디코더로 넘겨지기 전에 수신기에서 수신된 비트에 더해지고 정상적인 1/2 비율 코드로서 디코딩된다. 하지만, Viterbi 디코더는 또한 하드 펑처링된 비트의 위치에 주어져, 그들 비트가 수신된 비트와 Viterbi 트레이스상의 예상 비트간의 차이의 놈(일반적으로 거리 메트릭이라고 알려짐)을 계산하는 데에는 사용되지 않는다. 이 경우에, 모든 거리 메트릭은 0으로 (하드 펑처링)된다. 따라서, 하드 펑처링된 비트는 사실상 디코딩 프로세스에 영향을 미치지 않을 것이며, Viterbi의 에러교정 능력의 성능은 오직 펑처링되지 않은 비트에만 달려있다. 상기 하드 펑처링 작용은 송신기에서 수행되어 여유도를 덜 희생시키면서 송신의 더 높은 데이터 속도를 가능하게 한다.

본 발명은 본 명세서에 서술된 바와 같이 송신은 되었지만 송신기로부터의 하드 펑처링시에 사용되는 비트 메트릭 펑처링 또는 웨이팅을 위해 동일한 메커니즘을 사용하는 여타 비트들처럼 가치가 있는 것으로 간주되지 않았던 비트들의 소 프트 또는 하드 펑처링을 수신기에서 구현할 수 있다. 따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서 어떠한 비트도 소프트 또는 하드 펑처링되도록 플래그(flag)될 수 있다. Viterbi 디코더는 메트릭 계산으로부터 플래그된 비트를 버리거나(하드 펑처링), 연관된 거리 메트릭을 웨이팅함으로써 어떤 비트를 덜 강조(소프트 펑처링)할 수 있다. 이들 방법을 통하여, 더 양호한 비트는 Viterbi 디코딩 프로세스(거리 메트릭 계산)에서 더 큰 웨이트를 얻고, 더 불량한 비트는 더 낮은 웨이트를 얻거나 펑처링된다(임계값 아래인 경우, 이것은 동적일 수 있다).

본 발명에 따른 소프트 및 하드 펑처링을 모두 제공할 수 있는 수신기(200)에 관하여, 특히 서술되는 바와 같이 본 발명을 구현하기 위해서 종래의 수신기에 필요한 그것들의 변형례를 제공하는데 역점을 두면서, 아래에 도 13을 참조로 더욱 서술한다. 하지만, 여기에 사용된 하드 펑처링은 소프트 펑처링의 열화된 경우이고 이때 웨이트는 0으로 설정되어 비트 메트릭의 하드 펑처링을 초래하므로, 하드 펑처링을 소프트 펑처링과 구별하여 서술하지는 않는다.

도시된 바와 같이, 수신기(200)는 프론트엔드/아날로그 대 디지탈 컨버터(212)와 타이밍 복구회로(214)와, 종래 방식으로 작동하는 FFT(Fast Fourier Transform)회로(220)를 구비한다. 또한, 여기 서술되는 바와 같이, 채널교정회로(222), 디인터리버회로(224) 및 Viterbi 디코더(226)도 종래 방식으로 작동하는데, 소프트 펑처링이 생기도록 구현하기 위해서 사용되는, 여기에 서술된 웨이팅 값의 정립(establishment of weighting value)으로 인하여 이들 회로에 의하여 수신된 입력이 수정되는 것은 그렇지 않다.

우선 전반적인 내용에 대하여 서술한다. 도시된 바와 같이, FFT(220)으로부터의 출력은 또한 동적채널웨이팅회로(230)로 입력된다. 동적채널웨이팅회로(230)는 여기에 서술된 바와 같이 채널내 각각의 빈에 대하여 채널성능의 동적변화에 기초하여 동적 특성과 연관된 동적 웨이팅을 제공한다. 상기 동적 웨이팅은 조합기(260)에서 채널내 각각의 빈에 대하여 정적채널웨이팅회로(250)로부터 구한 정적 웨이팅과 조합된다. 그리하여 결과로 생긴 채널 웨이팅은 분기 메트릭 계산이 이루어지는 때에 Viterbi 디코더(226)가 사용하는 비트 메트릭의 값을 바꾸는 데 사용된다.

이제 더욱 상세히 설명한다. 동적채널웨이팅회로(230)는 주지하다시피 채널내 각각의 빈의 성능을 예측할 수 있는 채널 예측기(232)를 구비한다.

각각의 빈에 대한 채널 예측은 채널 인버터(234)로 출력되어, 여기서 채널 예측의 역변환(inverse)을 구한 다음 상기 역변환은 신호 개선을 돕기 위해서 채널교정회로(222)에 적용될 수 있다.

채널 예측기(232)로부터의 출력은 정규화회로(236)에도 적용된다. 정규화회로는 신호가 Viterbi 디코더에 의하여 그것을 완전히 웨이팅되어야 한다고 제시하는 충분한 세기를 갖는지, 또는 얼마간 더 작은 세기를 가져 특별한 신호가 더 작은 유의(significance)를 가진다고 여기는 동적 가중치를 보장하는지를 판정하기 위해서 몇가지 방식으로 채널 빈의 각각에 대한 신호를 정규화한다. 채널예측은 신호의 세기를 판정하는 데 사용된 다음 정규화된 신호와 비교된다. 신호세기는 통상 FFT(226)로부터의 출력으로서 채널내 각각의 빈에 대응하는 신호의 파워 또는 크기 에 관하여 얻어진다. 각각의 채널 빈에 대하여 복합 채널예측(complex channel estimate)의 경우 I² + Q² (이것은 채널예측의 결과로 얻은 I 및 Q로부터 도출될 수 있음)로 계산되는 파워의 사용이 바람직한데, 이유는 크기를 계산하기 위해서 절대값을 계산하는 데 제곱근함수가 요구되며 이에 따라 파워 대 크기를 1 대 1로 맵핑하게 되므로 계산을 단순화하기 때문이다.

다양한 임계에 대한 동적 가중치의 특정 예를 아래 표에 열거한다.

적절한 해석을 위해, 상술된 바와 같이 정적 웨이팅 요소가 없다고 가정하여, 최대 크기의 1/4과 1/2 사이의 파워 예측값을 갖는 특정의 빈(bin)은 Viterbi 디코더(226)의 1/2로 웨이팅된 값을 가진다.

따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 3비트로 표현될 수 있는 상이한 동적 웨이팅 값이 사용된다. 1보다 작은 동적 웨이팅 값은 상기 신호가 몇개의 정규화된 신호값으로부터 벗어난 양을 기초로 도출된다. 상기 정규화된 신호값은, 예를 들어, 채널에서 신호의 최대파워나 크기 또는 평균파워나 크기일 수 있다. 여하간에, 또한 정규화된 신호값으로부터 나온 각각의 신호값에 있어서, 상기 신호값은 위에서 예시된 바와 같이 점진적으로 더 작아지는 웨이트와 관련이 있다. 따라서, 신호의 강도를 기초로, 그에 해당하는 동적 웨이팅 값이 도출된 다음 채널메모리(238)에 저장된다.

그 다음, 채널에서의 빈 각각에 대하여, 해당 동적 웨이팅 값이 채널메모리(238)로부터 출력되어 콤바이너(260)로 입력된다.

콤바이너(260)는, 더 자세히 후술될 방식으로 정적 채널 웨이팅 회로(250)로부터 얻어진 해당 정적 웨이팅 값을 가지는 각각의 동적 웨이팅 값을 조합한다.

이제부터는, 정적 채널 웨이팅 회로(250)에 대하여 좀 더 상세하게 설명하기로 한다. 하지만, 추가설명을 하기전에, 정적이란 용어는, 상술된 바와 같이, 이들의 무게가 변화하지 않는다는 것을 나타내기 위해서가 아니라 이들의 무게를 채널 예측값을 이용하여 얻어 것들과 구별하기 위해서 본 웨이팅 회로와 관련하여 사용된다는 점에 유의해야 한다. 또한, 통상적으로, 이 경우에 반드시 필요하지는 않은 정적 채널 웨이팅 값을 초래하는 간섭성이 장시간동안 일어난다. Viterbi 디코더(226)에서의 신호의 중요성을 낮추는 정적 웨이트를 야기할 수 있는 인터피어러(interferer)의 일례로는 현재 사용되고 있는 채널내의 특정 빈에 해당하는 사전 설정된 주파수에서의 서회로 노이즈가 있다.

예시된 바와 같이, 정적 웨이팅 회로(250)는 채널 성능테이블을 저장하는 정적 웨이팅 메모리(252)를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 채널 성능테이블은 해당 각 채널의 각각의 빈에 대한 초기 정적 웨이트 값을 포함한다. 각각의 빈에 대한 각각의 초기 정적 웨이트 값은, 개 중 일부는 전체적으로 정적이나 개 중 다수는 시간에 따라 변화하는 다양한 인자들의 영향을 받는다. 이들 초기 정적 웨이트 값을 변화시킬 수 있는 인자의 예에 대해서는 추후에 더 설명하기로 한다.

채널메모리(238)로부터 읽어낸 동적 웨이트 값을 가지는 소정 채널의 소정 빈에 대하여, 그에 해당하는 초기 정적 웨이트 값이 메모리(252)로부터 인터폴레이터(254)로 출력된다. 인터폴레이터(254)는 특정의 미리 정의된 작업 특성에 대한 초기 정적 웨이트 값을 조정한다. 예를 들어, 인터폴레이터(254)에는 데이터가 전달되고 있는 속도, 소정의 주파수 오프셋 및 현재 사용되고 있는 아날로그 전위 이득이 제공된다. 그 다음, 인터폴레이터(254)는 실제 정적 웨이트 값을 결정하기 위해서 해당 초기 정적 웨이트 값을 조정한다. 사용되는 속도 및 아날로그 이득 설정은 특정 빈의 소프트 펑처링을 수행하거나 또는 수행하지 않거나, 펑처링의 양을 스케일링(scale)한다. 평가된 주파수 오프셋은 빈이 펑처링되는 시프트에 사용된다. 따라서, 임계 주파수 오프셋 및 미리 정의된 2계(2-based) 인터폴레이션 함수의 제곱을 이용하는 인터폴레이션은 다소 정확하지는 않지만, 더 복잡한 체계는 필요하지 않다.

그 다음, 상술된 바와 같이, 실제 정적 웨이트 값은 채널의 각 빈에 대하여 해당 동적 웨이트 값과 조합된다. 바람직한 실시예에서, 상술된 특정의 웨이트에 의하여, 콤바이너(260)는 단순한 승산기를 에뮬레이팅하는 검색 테이블에 의해 구현된다. 그 다음, 대체로 상술하였고 더 자세히 후술되겠지만, 그에 따른 빈의 웨이트 값이 디인터리버로 출력되어 빈 웨이트의 결과 값과 함께 그 안에 포함된 버퍼에서의 해당 디인터리브된 데이터의 신호를 저장하여, 이들 모두가 Viterbi 디코더(226)에 의하여 사용되도록 동시에 출력될 수 있도록 한다. 디인터리브된 데이터 신호는 어떤 비트 메트릭 테이블을 사용할 것인지를 결정하기 위하여 컨스털레이션 내의 상기 비트의 비트 위치(msb, lsb)뿐 아니라 소정의 코딩된 비트에 적합한 것으로서 I 또는 Q값을 지닌다.

Viterbi 디코더(226)내의, 도 14에 예시되어 있는 부분인 디인터리브된 데이터 신호는 비트 메트릭 테이블(300)로 입력되어, 입력된 신호에 대하여 특정 비트가 "I"일 예측 확률인 비트 메트릭 예측값을 결정한다. 특정 비트가 "O"일 예측되는 확률인 보충 비트 메트릭 예측값 역시 1의 보충 회로(302)를 사용하여 얻어진다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 비트 메트릭 테이블의 각 비트 메트릭 예측값의 출력은 32개의 확률이 상이한 값들 중 하나로 특징지워질 수 있도록 5비트 수일 것이다. 그 다음, 각각의 비트 메트릭 값 및 그에 해당하는 보충 비트 메트릭 값은 성립된, 대응 빈 웨이트의 결과값을 사용하여 처리된다. 따라서, 비트 메트릭 값은 소프트-펑처링되었다고도 칭하는 웨이트 값을 사용하는 콤바이너(304, 306)에 의해, 바람직하게는 웨이트 값에 의해 결정된 양만큼 비트 메트릭 값을 시프팅함으로써 수정된다. 따라서, 후속 분기 메트릭 연산에서는, Viterbi 디코더(226)에 의해 사용된 웨이트는 채널 및, 양호한 비트와 불량한 비트를 식별할 수 있는 여타의 연역적인(a-priori) 특성 둘 모두를 고려한다.

Vierbi 디코더(226)내에서, 비트 메트릭 값 또는 결정 메트릭은 어떻게 다음 상태의 격자구조로 진행하는지를 결정하는데 사용되며, 결정 메트릭 각각은 발생된 펑처링에 의해 수정된다. 따라서, 하드 펑처링이 일어나 펑처링된 비트에 웨이트를 주지않는다면, 격자구조의 각각의 상태는 최저의 상태 메트릭을 가지는 이전의 가 능한 상태를 단순히 선택하여 그 메트릭을 유지한다. 소프트 펑처링이 발생하여 펑처링된 비트에 약간의 웨이트를 준다면, 격자구조의 각각의 상태는 웨이팅된 결정 메트릭을 고려하여 이전의 가능한 상태를 단순히 선택한다.

따라서, 상기 설명은 본 발명에 따른 수신기에서의 소프트 펑처링 및 하드 펑처링을 어떻게 구현하는지에 대한 설명을 제공하였다. 이제부터의 다음 설명은 본 발명에 따른 수신기에서의 소프트 펑처링 및 하드 펑처링이 사용되는 방식의 추가 설명을 제공한다.

따라서, 일 예시에 따라, 펑처링은 공지된 방해신호를 피하는데 사용될 수 있다. 따라서, 상술된 바와 같이, OFDM 계 시스템에서의 특정 주파수 빈(또는 단일 캐리어 싯스템에서의 여타 샘플)이 잘못된 것으로 생각되면, 그들이 완전히 무시되도록 펑처링되거나 일부 유용한 정보를 발췌하면서 부정적인 오류의 영양을 저감시키기 위해 보다 적게 웨이팅될 수 있다. 특정 주파수 빈은 송신기 또는 수신기 회로 노이즈, 비양립 통신 프로토콜로부터 동일한 주파수 공간을 점유하는 재머 또는 소비자용 마이크로웨이브 오븐과 같은 RF 인터피어런스를 방출하는 장치로 인하여 오류가 생긴다.

주파수-호핑(frequency-hopping) 간섭(예를 들어, Bluetooth 신호에서는 간섭이 다중 주파수 빈에서 의사무작위로 나타남)에 대처하기 위하여, 저-SNR을 검출함으로써 호핑 시퀀스를 결정하기 위하여 어떤 주파수가 파괴 되고 있는 것을 알아내거나, 그렇지 않으면 단지 필요한 재머 라디오 회로를 충분히 제공한다. 예를 들어, 고속의 2.4GHz IEEE 802.11b 시스템에서의 2.4GHz Bluetooth 간섭을 완화시키 기 위해서, 호핑시퀀스를 록 온 하도록 충분한 Bluetooth 라디오 및 프로토콜 스택을 조성할 수 있다. 그 다음, 상기 호핑-시퀀스 록은 빈이 펑처링(완전 무시) 또는 웨이트 저감(부분적 무시)시키는 것을 예측케 한다.

(IEEE 802.11b에서 요구되는 것과 같은)채널 예측에 의하여 OFDM에서의 재머 또는 인터피어러를 검출하는 다른 방법은 채널 예측값을 검토하고 그들의 이웃하는 캐리어 빈에 대하여 비정상적으로 높거나 낮은 캐리어 빈을 검출하는 것이다. 예를 들어, 3개의 빈이 훨씬 더 큰 채널 응답, 특히 매우 상이한 위상을 가지는 채널 응답을 보인다면, 그들이 재머로부터 생겼을 수 있다. 이는, 채널 응답에서는 어느 정도의 평활함(smoothness)이 예상되기 때문이다. 2개의 캐리어가 2개의 긴 트레이닝 기호에서 위상차를 보인다면, 이것 역시 그들이 예상된 프로토콜-컴플라이언트 신호로부터 나온 것이 아니라는 것을 나타내며, 이 경우에, 상기 신호들은 펑처링될 수 있다.

또한, 소프트 펑처링에 대한 최대 가능성(ML:maximum likelihood) 기준이 사용될 수 있다. ML 기준을 기초로 한 최적의 웨이팅은 채널 예측과 역비례한다. 그러므로, 소프트 펑처링을 위해, 채널 예측값의 역을 사용해 Viterbi 메트릭을 웨이팅하여 주파수 빈에 대응하는 수신된 비트의 신뢰성을 정량화하기 위한 메트릭을 제공한다. 본 발명의 바람직한 실시예는 주파수 빈의 신뢰성을 정량화하기 위한 ML 기준을 포함하고 있다. 상기 과정의 제1단계는 가능성함수 L(X/Θ)를 정의하는 것이다. 예를 들어, cyclo-stationary 및 Gaussian인 노이즈 처리를 위하여, 수신기에서의 가능성함수는 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, K는 상수이고, i는 주파수 빈을 나타낸다. 본 가능성함수는 주어진 기호 X를 수신하기 위하여 어떻게 기호 Θ가 전송될 수 있는 지를 보여주고 있으며, 여기서, σ_i는 채널 예측값의 크기에 역비례한다.

Gaussian-분포 노이즈가 발견되는 특정 시퀀스의 수신가능성에 대한 예측값을 제공하는 가능성함수의 로그는 다음과 같다.

Viterbi 디스턴스 메트릭은 가능성함수의 로그에 해당한다. 상기한 바로 부터 거리 메트릭은 σ_i에 비례한다는 것이 명백해지며, 여기서, σ_i는 채널 예측의 함수이다. 상기 주장은 "등가잡음(equivalent noise)" 해석을 기초로 하였으며, 여기서, 수신된 주파수의 도메인 데이터는 채널의 역으로 스케일링된다고 가정된다.

그러므로, 상기 주파수 도메인 시스템은 다음과 같이 표현된다.

여기서, H_i는 빈 i에서의 채널이다. 이제부터는, H_i를 채널 예측으로 간주한다. 체널 예측의 역으로 스케일링하면 다음과 같다.

여기서,

이다. 이는 각각의 주파수 빈 i에서의 노이즈 증가량, 즉 채널에 역비례하는 양을 나타낸다.

따라서, 공식화된 가능성 기준에 따르면, Viterbi 거리 메트릭은 소정의 SNR 예측을 위하여 상기 양으로 스케일링되는 것이 바람직하다. 그래서, 채널 H(k)에 대하여 k는 주파수 빈 수를 나타내며,

.

배경기술과의 비교을 위하여, Alard 외 공저인, "A New System of Sound Broadcasting to Mobile Receivers"(1988)에 기술되어 있는 바와 같이, 채널H_jk(j=시간, k=빈)을 가지는 코딩된 OFDM 시스템을 위한 공지된 로그 가능성함수는,

임을 알 수 있다.

BPSK 및 QPSK를 위하여, 이용할 수 있는 기술은 디코딩방법을 기술하고 있다. 16-QAM, 64-QAM 등과 같은 더 높은 차수의 변조를 위하여 용어 "메트릭"은,

통상적으로 L2 Euclidean 메트릭을 근사시키는 비트 당(per-bit) 메트릭으로 분리되지만 연산하기는 더욱 쉽다. 이는 "샘플" 또는 "기호"가 비트 메트릭의 총합으로 구성된다는 것을 의미하며, 예를 들면, 다음과 같다.

여기서, m은 특정 비트 당 메트릭 함수이다. Gray-코딩된 16-QAM 시스템에서, 단위 비트 메트릭 함수의 개별적인 선택에 대해서는 "OFDM for Wireless Multimedia Communications", van Nee and Prasad(2000)에 기술되어 있다.

수학식 6은 다음 형태로도 표현될 수 있다.

여기서, H_jk는 에측값 H^jk로 대체될 수 있다. 구현의 목적으로, 이것은 예를 들어, 비트 당 메트릭에 대한 스케일 보완 검색 테이블을 사용하여 더 보정할 수 있다.

본 발명의 방법은 그 이용가능한 방법이

1. 수학식 9의 공식을 사용

2. 별개의 단위 비트 메트릭의 어떠한 종류를 사용하는 수학식 8의 분자(numerators)를 연산

3. 수학식 4에 나타낸 바와 같이 분모를 "웨잉(weigh)"하기 위해 채널 H_jk의 예측값 H^jk를 적용에까지 확장되어 구성되어 있다.

이는, I 및 Q 채널 당 다중 비트를 가지는 더 높은 차수의 변조 구성에 대하여 이용가능한 기술로 기술되어 있는 BPSK 및 QPSK의 연장이다.

OFDM 신호에서, 무변화 암소음 및 무변화 또는 느리게 변화하는 채널은 H_jk가 빈 수 k(연속기호에 대한 동일 빈의 동일 값)에서 주기적인 상황을 발생시켜, H_jk=H_k가 된다. 이는 플랫 등가 채널 모델과 함께 n-등가 사이클로-정지 노이즈(cyclo-stationary noise)와 동일한 효과를 갖는다.

본 발명의 방법 및 시스템의 부가적인 최적의 특징은 데이터 패킷의 디코팅/오류가 있는 부분을 사용하여 패킷의 나머지를 위한 디코더 성능을 트레이닝하거나 향상시킨다는 것이다. 따라서, 패킷의 더 초기 부분에 대한 "결정"은 이후의 패킷의 부분의 디코팅을 "지향(direct)"한다. 반복적으로 사용되는 최조 패스에서 만들어진 결정은 이후 패스의 디코딩을 지향한다.

물론, 반복적인 구현은 위험을 야기할 수 있다. 예를 들면, 패킷 또는 시퀀스에서 초기에 발생한 오류는 이후에 패킷 또는 시퀀스에서 잘못된 트레이닝을 야기할 수 있으며, 따라서, 성능이 나빠진다. 일반적으로 이것은 오류 전파로 공지되어 있다. 하지만, 802.11a와 같은 프로토콜의 경우에 있어서, 패킷에 어떠한 오류가 있다면, 전체 패킷이 폐기되는 것이 일반적이다. 따라서, 모든 후-Viterbi 결정은 이후의 결정을 위한 트레이닝에 대하여 본질적으로는 "옳다(correct)". 반복적 접근이 전-Viterbi 디코더 데이터에 적용될 수 있으나(대기시간을 줄이기 위함), 전-Viterbi 데이터는 제대로 된 패킷에 여전히 잘못된 결과를 초래할 수 있기 때문에, 과도한 오류전파를 피하기 위한 주의가 필요하다.

820.11a-컴플라이언트 시스템에서 사용된 것과 같은 OFDM계 수신기의 결정 지향 피드백(decision directed feedback)은 전송체인을 통해 IFFT를 포함하지 않을 때까지 Viterbi 디코더의 출력을 패싱함으로써 운영될 수 있다. 따라서, 디코딩된 데이터는 FEC 코더, 인터리버 및 매퍼(mapper)를 통해 이송되고 FFT 및 채널 교정후의 리시브 체인에서 예상되는 데이터를 나타낸다. 데이터가 수신기로 들어가서 그것이 Viterbi 디코더로 나올 때까지 디맵핑, FEC 디코더, FEC 엔코더 및 인터리버의 처리지연으로 인하여 대기시간이 존재한다. 후-FFT 리시브 데이터는 이와 유사하게 지연되어, 재구성된 데이터가 준비되는 동시에 비교를 위해 이용가능해야 한다. 도 15a는 기술된 장치를 예시하고 있다.

디코딩 이전에 결정 피드백이 바람직한 경우가 존재한다. 이는 짧은 패킷의 경우에서와 같은 디코딩 및 리엔코딩을 위하여 대기하는 대기시간이 유해한 경우, 또는 리엔코딩을 수행하기 위하여 추가된 회로가 지나치게 비싼 경우가 그렇다. 이 경우에, 상술된 우발적 오류 전파가 허용범위내에서 영향을 미친다면, 디코딩 이전의 결정 피드백은 Viterbi 디코더 웨이팅 회로에 단위-빈 SNR을 예측하기 위한 더 나은 해법을 제공할 수도 있다. 도 15b는 기술된 장치를 예시하고 있다.

일단 재구성이 수행되면, 수신 및 요구된 주파수 도메인 데이터의 스트림이 수신기를 적합하게 하는데 사용될 수 있도록 만들어진다. 본질적으로, 서브캐리어 모두는 그들이 소정의 실제 데이터가 알려질 때 파일롯 같이 작용하도록 만들어진다. 이는 선택적 펑처링/웨이팅에서 사용하기 위한 단위-빈 SNR의 결정에 유용하며, 이는 서브캐리어(또는 FFT 빈) 당 신호-대-노이즈 비가 소정의 주파수 도메인 데이터의 표준편차를 연산하고 이를 소정 데이터와 수신된 데이터의 차의 표준편차로 나눔으로써 결정될 수 있다. 그 다음, 채널 예측값의 크기를 기초로 한 초기 SNR 예측값은 정량화되거나, 결정 피드백 회로로부터의 신규의 화된 SNR 예측값으로 대체될 수 있다. 상술된 바와 같이, 빈의 선택적 펑처링 또는 웨이팅이 결정된 SNR을 기초로 한 방식으로 실행될 수 있다. 더 작은 SNR을 가지는 빈은 더 큰 SNR을 가지는 빈 보다 적게 펑처링 또는 웨이팅된다.

SNR 예측값은 패킷 기준 마다 사용되고/거나 패킷들 사이에서 전달될 수 있다. 이러한 전달은 체크섬(checksum)을 기초로 한 패킷의 결정된 성공 및 실패에 의해 게이팅(gate)될 수 있다. SNR 예측값을 넘는 전달은 더 큰 평균을 허용하고 패킷의 이전 부분에 대해 보다 효과적으로 작용하지만, 상이한 채널하에 및 상이한 시간에, 상이한 소오스로부터 2개의 패킷이 나올 수 있기 때문에 주의를 기울여야 한다. 따라서, 이전의 패킷으로부터의 일부 예측값은 이후의 패킷에 대해서는 유효하지 않다. 따라서, 패킷들 사이의 데이터의 재사용은 의사 톤(spurious tone) 예측과 같은 수신기-특정 프로세싱 및 장기간의 재밍(jamming) 검출 및 예측을 위하여 가장 유용하다. 재머 예측은 패킷들 사이에서 다양하거나 다양하지 않을 수 있다.

본 발명을 바람직한 실시예와 연계하여 상술하였다. 하지만, 이것은 단지 예시의 목적으로 행해진 것으로, 본 발명을 제한하기 위한 것은 아니다. 실제로, 당업자들은 본 발명의 범위안에서의 변형을 쉽게 이해할 수 있을 것이다.

Claims

디지털 정보 디코딩 시스템에 있어서,

디지털 정보의 시퀀스를 나타내는 데이터를 수신하고, 비선형 항을 갖는 비스텝(non-step) 공식을 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분에 적용하여 그로부터 파라미터의 시퀀스를 결정하는 제1수단으로서, 상기 각각의 파라미터는 적어도 3개의 가능한 값들을 갖는 상기 제1수단; 및

상기 파라미터의 시퀀스를 기초로 하여 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 제2수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제1항에 있어서,

상기 디지털 정보의 시퀀스는 비트의 시퀀스이고, 그것을 나타내는 데이터는 직교진폭변조(quadrature amplitude modulation) 데이터인 것을 특징으로 하는 시스템.
제1항에 있어서,

상기 제1수단은 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분과 파라미터의 시퀀스에서의 파라미터 사이의 비스텝 대응(correspondence)을 명세화하는 룩업 테이블을 사용하여 파라미터의 시퀀스를 결정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제1항에 있어서,

상기 제2수단은 파라미터의 시퀀스로부터 디지털 정보의 시퀀스를 Viterbi 디코딩하는 수단인 것을 특징으로 하는 시스템.
디지털 정보 디코딩 시스템에 있어서,

디지털 정보의 시퀀스를 나타내는 데이터를 수신하고, 디지털 정보를 나타내는 상기 데이터의 일부분과 연계하여 비선형 세그먼트를 갖는 비스텝 전달곡선을 사용하여 그로부터 파라미터의 시퀀스를 결정하는 제1수단으로서, 상기 각각의 파라미터는 적어도 3개의 가능한 값들을 갖는 상기 제1수단; 및

상기 파라미터의 시퀀스를 기초로 하여 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 제2수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제5항에 있어서,

상기 제1수단은 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분과 파라미터의 시퀀스에서의 파라미터 사이의 비스텝 대응을 명세화하는 룩업 테이블을 사용하여 파라미터의 시퀀스를 결정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제5항에 있어서,

상기 제2수단은 파라미터의 시퀀스로부터 디지털 정보의 시퀀스를 Viterbi 디코딩하는 수단인 것을 특징으로 하는 시스템.
디지털 정보 디코딩 시스템에 있어서,

디지털 정보의 시퀀스를 나타내는 데이터를 수신하고, 인터셉트(intercept) 포인트가 비트-트랜지션 바운더리(bit-transition boundary)의 비트 컨스털레이션 (bit constellation) 포인트에 대응하지 않을 공식을 적용하여 그로부터 파라미터의 시퀀스를 결정하는 제1수단; 및

상기 파라미터의 시퀀스에 기초한 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 제2수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제8항에 있어서,

상기 디지털 정보의 시퀀스는 비트의 시퀀스이고, 그것을 나타내는 데이터는 직교진폭변조 데이터인 것을 특징으로 하는 시스템.
제8항에 있어서,

상기 제1수단은 공식으로서 선형 공식을 적용하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제8항에 있어서,

상기 제1수단은 공식으로서 비선형 항을 갖는 비스텝 공식을 적용하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제8항에 있어서,

상기 제1수단은 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분과 파라미터의 시퀀스에서의 파라미터 사이의 비스텝 대응을 명세화하는 룩업 테이블을 사용하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제8항에 있어서,

상기 제2수단은 파라미터의 시퀀스로부터 디지털 정보의 시퀀스를 Viterbi 디코딩하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
디지털 정보 디코딩 방법에 있어서,

디지털 정보의 시퀀스를 나타내는 데이터를 수신하는 단계;

비선형 항을 갖는 비스텝 공식을 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분에 적용하여 그로부터 적어도 3개의 가능한 값들을 갖는 각각의 파라미터의 시퀀스를 결정하는 단계; 및

파라미터의 시퀀스를 기초로 하여 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서,

상기 디지털 정보의 시퀀스는 비트의 시퀀스이고, 그것을 나타내는 데이터는 직교진폭변조 데이터인 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
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디지털 정보 디코딩 방법에 있어서,

디지털 정보의 시퀀스를 나타내는 데이터를 수신하는 단계;

디지털 정보를 나타내는 상기 데이터의 일부분과 연계하여 비선형 세그먼트를 갖는 비스텝 전달곡선을 사용하여, 그로부터 적어도 3개의 가능한 값들을 갖는 각각의 파라미터의 시퀀스를 결정하는 단계; 및

상기 파라미터의 시퀀스를 기초로 하여 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제18항에 있어서,

상기 파라미터의 시퀀스를 결정하는 단계는 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분과 파라미터의 시퀀스에서의 파라미터 사이의 비스텝 대응을 명세화하는 룩업 테이블을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제18항에 있어서,

상기 디코딩 단계는 Viterbi 디코딩 알고리즘의 적용에 의하여 상기 파라미터의 시퀀스로부터 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 것을 특징으로 하는 방법.
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무선 데이터 통신 방법에 있어서,

복수의 인코딩된 데이터 비트를 수신하는 단계;

정확하게 수신되는 수신비트의 서브셋 가능성의 예측값을 기초로 하여 복수의 수신비트 서브셋의 중요성을 줄이는(de emphasizing) 방식으로, 상기 복수의 인코딩된 데이터 비트를 디코딩하는 단계를 포함하고,

상기 예측값은, 어떤 비트들이 바람직하지 않을 것인지를 결정하기 위하여 공지된 트레이닝(training) 패턴을 기초로 결정되고, 상기 트레이닝 패턴은 에러의 통계를 찾기 위하여 수신되고 검사되는 것을 특징으로 하는 방법.
무선 데이터 통신 방법에 있어서,

복수의 인코딩된 데이터 비트를 수신하는 단계;

정확하게 수신되는 수신비트의 서브셋 가능성의 예측값을 기초로 하여 복수의 수신비트 서브셋의 중요성을 줄이는(de emphasizing) 방식으로, 상기 복수의 인코딩된 데이터 비트를 디코딩하는 단계를 포함하고,

상기 예측값은, 트레이닝 패턴들간의 에러율을 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
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무선 데이터 통신 방법에 있어서,

복수의 인코딩된 데이터 비트를 수신하는 단계;

정확하게 수신되는 수신비트의 서브셋 가능성의 예측값을 기초로 하여 복수의 수신비트 서브셋의 중요성을 줄이는(de emphasizing) 방식으로, 상기 복수의 인코딩된 데이터 비트를 디코딩하는 단계를 포함하고,

상기 예측값은, 디코딩 전후에 도출되는 최대 가능성 기준(Maximum Likelihood criteria)을 사용하여, 복수의 각각의 빈의 SNR의 체크 및 이에 따른 웨이팅(weighting)을 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
무선 데이터 통신 방법에 있어서,

복수의 인코딩된 데이터 비트를 수신하는 단계;

정확하게 수신되는 수신비트의 서브셋 가능성의 예측값을 기초로 하여 복수의 수신비트 서브셋의 중요성을 줄이는(de emphasizing) 방식으로, 상기 복수의 인코딩된 데이터 비트를 디코딩하는 단계를 포함하고,

상기 예측값은, 결정된 호핑 시퀀스에 따라서 호핑하는 결정된 주파수 호핑 인터피어러(hopping interferer)에 대한 변경값을 기초로 변경되는 것을 특징으로 하는 방법.
무선 데이터 통신 방법에 있어서,

복수의 인코딩된 데이터 비트를 수신하는 단계;

정확하게 수신되는 수신비트의 서브셋 가능성의 예측값을 기초로 하여 복수의 수신비트 서브셋의 중요성을 줄이는(de emphasizing) 방식으로, 상기 복수의 인코딩된 데이터 비트를 디코딩하는 단계를 포함하고,

상기 예측값은, 주파수 오프셋 예측을 기초로 펑처링을 위하여 선택된 인터폴레이팅 주파수 빈을 기초로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호를 디코딩하는데 사용되는 복수의 웨이트를 결정하는 방법에 있어서,

상기 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 동적 웨이트를 결정하는 단계;

상기 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 정적 웨이트를 결정하는 단계;

복수의 웨이트를 결정하기 위하여, 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 동적 웨이트 및 정적 웨이트를 조합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제34항에 있어서,

Viterbi 디코딩 프로세스시, 각각의 복수의 신호와 관련된 각각의 복수의 비트 메트릭(metrics)에 복수의 웨이트를 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제35항에 있어서,

상기 동적 웨이트를 결정하는 단계는 채널 예측값을 정규화된 신호값과 비교하는 것을 특징으로 하는 방법.
제35항에 있어서,

상기 정적 웨이트를 결정하는 단계는 회로 노이즈를 간섭시켜 발생되는 간섭주파수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제35항에 있어서,

상기 정적 웨이트를 결정하는 단계는,

해당 주파수 빈을 위한 사전설정된 정적 웨이트 테이블로부터 초기 정적 웨이트를 선택하는 단계; 및

해당 주파수 빈을 위한 정적 웨이트를 얻기 위하여, 미리정의된 적어도 하나의 동작특성(operational characteristic)을 기초로 초기 정적 웨이트를 보간하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제38항에 있어서,

상기 동작특성은 데이터 속도인 것을 특징으로 하는 방법.
제38항에 있어서,

상기 동작특성은 증폭기 이득인 것을 특징으로 하는 방법.
제38항에 있어서,

상기 동작특성은 주파수 오프셋인 것을 특징으로 하는 방법.
제34항에 있어서,

상기 동적 웨이트를 결정하는 단계는 채널 예측값을 정규화된 신호값과 비교 하는 것을 특징으로 하는 방법.
제34항에 있어서,

상기 정적 웨이트를 결정하는 단계는 회로 노이즈를 간섭시켜 발생되는 간섭주파수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제34항에 있어서,

상기 정적 웨이트를 결정하는 단계는,

해당 주파수 빈을 위한 사전설정된 정적 웨이트 테이블로부터 초기 정적 웨이트를 선택하는 단계; 및

해당 주파수 빈을 위한 정적 웨이트를 얻기 위하여 미리정의된 적어도 하나의 동작특성을 기초로 초기 정적 웨이트를 보간하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제44항에 있어서,

상기 동작특성은 데이터 속도인 것을 특징으로 하는 방법.
제44항에 있어서,

상기 동작특성은 증폭기 이득인 것을 특징으로 하는 방법.
제44항에 있어서,

상기 동작특성은 주파수 오프셋인 것을 특징으로 하는 방법.
각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호를 디코딩하는데 사용되는 복수의 웨이트를 결정하는 장치에 있어서,

상기 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 동적 웨이트를 결정하는 수단;

상기 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 정적 웨이트를 결정하는 수단; 및

복수의 웨이트를 결정하기 위하여, 상기 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 동적 웨이트 및 정적 웨이트를 조합하는 컴바이너(combiner)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제48항에 있어서,

상기 동적 웨이트를 결정하는 수단은,

해당 주파수 빈에 대한 채널 예측값을 제공하는 채널 예측기; 및

상기 동적 웨이트를 결정하기 위하여, 상기 채널 예측값 및 예측된 채널값을 사용하는 정규화(normalization) 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제48항에 있어서,

상기 정적 웨이트를 결정하는 수단은,

해당 주파수 빈을 위하여, 초기 정적 웨이트를 제공하는 소정의 정적 웨이트 테이블; 및

해당 주파수 빈에 대한 정적 웨이트를 얻기 위하여, 미리정의된 적어도 하나의 동작특성을 기초로 초기 정적 웨이트를 보간하기 위한 인터폴레이터(interpolator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호를 디코딩하는데 사용되는 복수의 웨이트를 적용하는 방법에 있어서,

채널 예측값을 부분적으로 기초로 한 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 웨이트를 결정하는 단계; 및

Viterbi 디코딩 프로세스시, 각각의 복수의 신호 중의 하나와 관련된 비트 메트릭에 각각의 웨이트를 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제51항에 있어서,

비트 메트릭에 적용된 웨이트는, Viterbi 디코딩 프로세스에 의하여 이루어진 격자구조(trellis)의 차기 상태로 진행되는 방법을 결정하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제51항에 있어서,

상기 적용되는 적어도 하나의 웨이트는 1인 것을 특징으로 하는 방법.
제51항에 있어서,

상기 적용되는 적어도 하나의 웨이트는 0인 것을 특징으로 하는 방법.
제51항에 있어서,

상기 적용되는 적어도 하나의 웨이트는 1과 0 사이의 값을 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
제51항에 있어서,

상기 웨이트는 또한 결정 지향 피드백(decision directed feedback)을 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호를 디코딩하는데 사용되는 복수의 웨이트를 결정하는 방법에 있어서,

앞서 디코딩된 신호로부터 수신된 피드백을 부분적으로 기초로 한 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 웨이트를 결정하는 단계; 및

Viterbi 디코딩 프로세스시, 상기 각각의 복수의 신호 중의 하나와 관련된 비트 메트릭에 각각의 웨이트를 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방 법.
제57항에 있어서,

상기 앞서 디코딩된 신호로부터 수신된 피드백은,

수신된 신호와 디코딩되지 않은 신호들을 수신된 신호, 디코딩된 신호 및 재인코딩된 신호와 비교하여, 비교 신호를 얻는 단계; 및

상기 비교 신호들을 사용하여, 이어서 수신된 신호에 대한 웨이트를 결정하는 단계를 사용하여 얻어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제58항에 있어서,

상기 비교 신호들은 빈당 신호 대 노이즈 비(per-bin signal to noise ratio)를 예측하는데 사용된 후, 이어서 수신된 신호에 대한 웨이트를 결정하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호를 디코딩하는데 사용되는 복수의 웨이트를 결정하는 방법에 있어서,

앞서 수신된 신호로부터 수신된 피드백을 부분적으로 기초로 한 각각의 복수의 주파수 빈 내에서 각각의 복수의 신호 각각에 대한 웨이트를 결정하는 단계; 및

Viterbi 디코딩 프로세스시, 상기 각각의 복수의 신호 중의 하나와 관련된 비트 메트릭에 각각의 웨이트를 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방 법.
제57항에 있어서,

상기 앞서 디코딩된 신호로부터 수신된 피드백은,

디코딩되지 않은 앞서 수신된 신호로부터 예측된 신호들을 얻는 단계;

상기 디코딩되지 않은 앞서 수신된 신호를 상기 예측된 신호와 비교하여, 비교 신호들을 얻는 단계; 및

상기 비교 신호들을 사용하여, 이어서 수신된 신호에 대한 웨이트를 결정하는 단계를 사용하여 얻어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제61항에 있어서,

상기 비교 신호들은 빈당 신호 대 노이즈 비를 예측하는데 사용된 후, 이어서 수신된 신호에 대한 웨이트를 결정하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
디지털 정보 디코딩 방법에 있어서,

디지털 정보의 시퀀스를 나타내는 데이터를 수신하는 단계;

인터셉트 포인트가 비트-트랜지션 바운더리의 비트 컨스털레이션 포인트에 대응하지 않을 공식을 적용하여 그로부터 파라미터의 시퀀스를 결정하는 단계; 및

파라미터의 시퀀스에 기초한 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제63항에 있어서,

상기 디지털 정보의 시퀀스는 비트의 시퀀스이고, 그것을 나타내는 데이터는 직교진폭변조 데이터인 것을 특징으로 하는 방법.
제63항에 있어서,

상기 결정하는 단계는 공식으로서 선형 공식을 적용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제63항에 있어서,

상기 결정하는 단계는 공식으로서 비선형 항을 갖는 비스텝 공식을 적용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제63항에 있어서,

상기 파라미터의 시퀀스를 결정하는 단계는 디지털 정보를 나타내는 데이터의 일부분과 파라미터의 시퀀스에서의 파라미터 사이의 비스텝 대응을 명세화하는 룩업 테이블을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제63항에 있어서,

상기 디코딩 단계는 Viterbi 디코딩 알고리즘의 적용에 의하여 상기 파라미터의 시퀀스로부터 디지털 정보의 시퀀스를 디코딩하는 것을 특징으로 하는 방법.