KR101463762B1 - 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

단순화된 1차 식을 이용하여 LLR을 도출하는 부분선형 디매퍼는 정확한 LLR을 도출하는 ML 기반의 LLR 디매퍼와 견주어 미미한 성능 열화만을 보인다. 이런 부분선형 디매퍼가 채널 부호가 충분히 낮은 블록 오율을 보이는 SNR 영역에서는 정확한 LLR 디매퍼에 거의 근사하지만, 낮은 SNR으로 갈수록 비선형 성분의 영향이 커서 로그 우도를 기반으로 하는 LLR 메트릭과의 오차가 증가한다. HARQ가 적용되는 경우에는 미리 정해진 최대 전송 회수의 재전송이 허용되기 때문에 HARQ가 적용되지 않는 경우에 비해서 훨씬 낮은 SNR 영역에서 시스템이 동작한다. 이를 개선하기 위하여, 본 발명의 실시예에서는 선형부와 보정부를 구비하는 디매퍼를 제안한다. 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼는 수신신호의 선형성분을 계산하고, 또한 수신신호의 제1 및 제2비선형성분을 계산한 후, 이런 제1 및 제2비선형성분 값을 선형성분에 보정하여, 낮은 SNR 영역에서 발생되는 성능 열화를 개선한다.

디매퍼, 입력 메트릭, HARQ, 매퍼

Description

무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치 및 방법{DEVICE AND METHOD FOR GENERATING INPUT METRIC TO SOFT-INPUT DECODER}

본 발명은 BICM (bit interleaved coded modulation)을 채용한 무선 통신시스템의 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 BICM 수신기에서 채널 복호기를 위한 새로운 입력 메트릭 생성 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에서 디매퍼(demapper)는 HSPA, mobile WiMAX, LTE 등 BICM 기반의 CDMA 혹은 OFDMA 단말 모뎀 등에 적용이 가능할 수 있다.

지난 20-30 여 년간 신뢰성과 효율성인 전송을 위하여 부호 및 변조 기술이 발전하여 왔다. 부호와 변조를 결합 설계하여 나은 성능을 얻어내고자 한 Ungerboeck[G. Underboeck, "Channel coding with multilevel/phase signals," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 28, no. 1, pp. 55-67, Jan. 1982.]의 접근 방식에 의해 TCM(trellis coded modulation) 기술이 발전하였다. 이 방법은 AWGN(additive white Gaussian noise) 채널과 같은 스태틱(static) 채널에서 최적 의 성능을 보였다.

하지만, 채널 상황이 수시로 바뀌는 페이딩(fading) 채널 환경에서는 다른 기준으로 시스템을 설계하는 것이 더 좋은 결과를 보이게 된다. 최초로 Viterbi[A. Viterbi et al. "A pragmatic approach to trellis-coded-modulation," IEEE Commun. Mag., vol. 27, pp. 11-19, July 1989.]의 채널 복호기(decoder)와 복조기(demodulator)를 분리하는 시도가 있었다. 그 후, Zehavi[Zehavi, "8-psk trellis codes for a Rayleigh channel," IEEE Trans. Commun., vol. 40, no. 5, pp. 873-884, May 1992.]는 부호기(encoder)와 변조기(modulator) 사이에 비트 단위의 인터리빙(interleaving)을 행하는 것이 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 채널에서는 부호 다이버시티에 의해서 TCM에 비해 성능이 향상될 수 있음을 보였고, Caire[Caire et al. "Bit-interleaved coded modulation," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, no. 3, May 1998.] 등은 BICM 시스템의 오류 한계 및 설계 기준을 제시하였다. 페이딩 채널이 적용되는 무선 통신 시스템에 널리 사용되게 된다. LTE는 채널 부호로는 1/3 터보 부호가 적용되고 변조방식으로는 정방형 직교진폭 변조(quadrature amplitude modulation: QAM)이 적용된 대표적인 BICM OFDM 시스템이다.

QAM은 반송파의 주파수는 동일하나 위상이 서로 직교하는 I(in-phase) 반송파와 Q(quadri-phase) 반송파에 각각 디지털 방식으로 진폭 변조를 가하여 합성되 는 디지털 다치(multi-level) 변조방식이다. 직교진폭 변조는 진폭과 위상을 동시에 변조시키면서 제한된 전송 대역을 사용하여 데이터 전송 효율을 향상시킬 수 있다. 16QAM의 예를 들면, 반송파 1파당 4개의 진폭, 4개의 위상을 각각 판별할 수 있어 16개의 정보를 전달할 수 있다. 도 1은 4QAM (=QPSK)의 성상도를 도시하고 있으며, 도 2는 16QAM의 성상도를 도시하고 있고, 도 3은 64QAM의 성상도를 각각 도시하고 있다. 여기서, 각각의 성상도 격자점에 매핑(mapping)된 비트는 그레이 코딩에 따라 매핑되었다.

도 4는 HARQ 기법이 적용된 BICM-OFDM 기본 시스템의 구조이다. 변조 방식으로는 QPSK, 16QAM, 64QAM을 고려하며, 채널 부호로는 LDPC 부호를 고려한다. 채널 부호로 터보 부호 등 다른 부호가 사용될 수 있음은 자명하다. 상기 도 4에서 참조번호 111-117은 송신기의 구성이 될 수 있으며, 참조번호 171-181은 수신기의 구조가 될 수 있다.

상기 도 4를 참조하면, 채널부호기(channel encoder)111은 송신 데이터를 채널 부호화하며, 비트인터리버(bit interleaver)113은 상기 채널부호화된 심볼 데이터들을 인터리빙한다. 그리고 QAM 매퍼(QAM mapper)115는 상기 인터리빙된 심볼들을 QAM 매핑하며, IFFT(inverse fast fourier tramsform)117은 상기 매핑된 신호를 역 퓨리에 변환한 후, 채널150을 통해 전송한다.

또한 상기 채널150을 통해 수신되는 신호는 FFT(fast fourier tramsform)171에 의해 퓨리에 변환되며, QAM 디매퍼(QAM demapper)173은 상기 매핑된 신호를 디 매핑한다. HARQ 결합기(HARQ combiner)175는 상기 QAM 디매퍼173에서 출력되는 심볼들을 결합하며, HARQ 제어기(HARQ controller)181은 채널복호기179의 출력을 분석하여 오류검출 및 오류 정정을 수행하며, 오류 발생시 재전송을 요구하는 기능을 수행한다. 비트 디인터리버177은 수신된 심볼을 디인터리빙하여 원래의 순서로 배열하고, 채널복호기(channel decoder)179는 상기 비트디인터리버177에서 출력되는 채널부호화된 심볼들을 복호한다.

여기서 상기 QAM 매퍼115 및 IFFT117은 송신측의 변조기에 대응되며, FFT171 및 QAM 디매퍼173은 수신 측의 복조기에 대응된다. 여기서 상기 변복조기는 OFDM 방식을 사용할 수 있다.

상기 도 4에서 부호기 및 변복조기는 비트 인터리버(interleaver)를 기준으로 독립적으로 나뉘어 있다. 단, LDPC(low-density party-check code) 부호가 고려되는 경우는 비트 인터리빙을 도입하지 않아도 성능의 열화가 미미하다. 이유는 의사 불규칙하게 생성된 LDPC 부호는 비트 인터리빙의 기능[J. Hou et al., "Performance analysis and code optimization of low density parity check codes on Rayleigh fading channels," IEEE J. Select Areas Commun., vol. 19, no. 5, pp. 924-934, 2001.]을 포함하기 때문이다.

HARQ(hybrid ARQ) 시스템은 터보 부호, LDPC 부호와 같은 FEC(forward error correction) 기법[Peterson and Davie, Computer Networks: A Systems Approach, Third Edition, 2003.]과, 오류를 검출하는 경우 재전송을 의뢰하는 ARQ(automatic repeat request) 기법[R.A. Comroe and D.J. Costello. "ARQ schemes for data transmission in mobile radio systems," IEEE J. Select. Areas Commun., 2:472-481, July 1984.]의 결합이다. FEC 시스템에서는 채널에서 발생한 오류에 대하여 정정을 시도한다. 오류 정정에 성공하는 경우는 정상적인 데이터를 획득하지만, 오류 정정에 실패하는 경우에는 복호 과정의 잔여 오류가 상위 계층으로 전달된다. ARQ 시스템은 오류 정정 대신 검출 능력을 갖는 부호를 사용하고, 오류가 검출되었을 시에 송신단으로 재전송을 요청하는 시스템이다. HARQ는 위의 두 기법을 결합하여 전송 효율 및 신뢰성의 향상을 얻게 된다.

HARQ(hybrid automatic repeat request) 기법은 기본적으로 오류 정정 부호와 오류 검출 부호를 동시에 사용한다. 수신된 부호에 대하여 오류 정정을 시도하고 CRC(cyclic redundancy check)와 같은 오류 검출 부호를 사용하여 재전송 여부를 결정한다. 이러한 HARQ 기법은 재전송 및 수신 방식에 따라 크게 두 가지로 구분할 수 있다. Type-I HARQ[M.B. Pursley and S.D. Sandberg, "Variable rate hybrid ARQ for meteor burst communications," IEEE Trans. Commun., vol. 40, no. 1, Jan. 1992]는 수신기에서 재전송 요청이 있을 경우 처음과 동일한 패킷을 전송하는 기법을 말한다. 재전송이 이루어지면 수신기에서는 미리 수신된 패킷과 결합하여 복호를 시도한다. 수신기에서는 여러 패킷을 결합함으로써 수신 신호 전력을 높이는 효과 및 페이딩 채널에서 다이버시티를 얻는 효과를 얻는다. Chase의 결합방식[D. Chase, "Code combining- A maximum likelihood decoding approach for combining an arbitrary number of noisy packets," IEEE Trans. Commun., vol. 33, May 1985.]은 수신기에 수신된 부호어들을 이용하여 최적 성능을 획득하도록 MRC(maximum ratio combining)를 수행하여 결합하는 방식을 의미한다. 잉여 증가 방식의 type-II HARQ[M.B. Pursley and S.B. Sandberg, "Incremental redundancy transmission for meteor burst communications," IEEE Trans. Commun. vol. 39, no. 5, May 1991.]는 type-I의 경우에서 초기 전송 시 불필요하게 높은 잉여비트의 부호를 전송하게 되는 경우를 방지하기 위하여 초기 전송에서는 높은 부호율의 부호를 사용하고 재전송이 발생하였을 때 추가적인 잉여 비트를 전송하는 기법이다. Type-I HARQ 방식에 비하여 채널에 더 세밀하게 적응할 수 있는 장점이 있다. 이러한 HARQ 시스템은 단일 FEC 기법에 비하여 채널에 적응적인 전송이 자동으로 수행되므로 채널 환경이 변화하는 페이딩 채널 환경에서 매우 효율적인 전송 기법이다. HARQ 시스템은 이러한 장점을 인정 받아 EVDO(evolution of data only), WCDMA(wideband code division multiple access), HSDPA(high speed downlink packet access), HSUPA(High Speed Uplink Packet Access), IEEE 802.16 등의 많은 이동통신 표준에서 채택되었으며, 차세대 이동통신 시스템인 3GPP LTE에서도 사용된다.

현재 이동통신 시스템에서는 터보 부호의 복호를 위한 logMAP(log maximum a posterioi), maxlogMAP(maximum logMAP) 등과 LDPC 부호의 복호를 위한 BP(belief propagation) 기법을 이용한 복호기가 많이 사용되고 있다. 이들 복호기는 디매퍼 의 출력 연성 메트릭을 입력 값으로 하여 반복적인 복호를 통해 Shannon 한계에 근접하는 우수한 성능을 보인다. 복호기의 성능은 디매퍼의 출력 값의 신뢰도에 기반하기 때문에 높은 신뢰도의 연성 메트릭을 생성하는 디매퍼의 효율적인 설계는 매우 중요하다. 이와 동시에 수신기의 효율적인 구현을 위해서는 디매퍼의 복잡도 또한 충분히 고려되어야 한다.

로그우도율(log likelihood ratio: 이하 LLR이라 칭함)을 정확하게 반영하는 최대우도(maximum likelihood: 이하 ML이라 칭함) 기반의 디매퍼(soft-output demapper, 이하 (정확한) LLR 디매퍼라 칭함)는 우수한 성능을 보이나 구현 복잡도가 높다. 이에 따라 단순화된 1차식을 이용하여 LLR을 도출하는 부분성형 디매퍼(simplified soft-output demapper, 이하 piecewise linear demapper와 혼용하여 사용한다)가 제안되었다. 부분선형 디매퍼(piecewise linear demapper)는 낮은 복잡도를 가지며, 미미한 성능 열화만을 보임에 따라 널리 사용되고 있다. 여기서 LLR 디매퍼와 부분선형 디매퍼의 동작원리에 대해서 상세하게 설명한다. QPSK에서는 부분선형 디매퍼와 LLR 디매퍼와 일치하므로, 16QAM, 64QAM에 국한하여 비교, 분석한다.

BICM 시스템에서 QAM 변조된 송신 심볼을

라 할 때, 수신 신호는 다음과 같이 표현된다.

여기서 y는 수신된 심볼이고, h는 심볼 x가 겪은 채널이다. n은 평균이 0이고

의 분산을 가지는 복소(complex) 부가 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 의미한다. 그리고 QAM 변조된 심볼을 c _i 라 하고, 이에 속한 데이터 비트들을 b _i ,…, b _j ,…, b _M-1 이라 한다. 디매퍼에서 심볼이 겪은 채널 h를 정확하게 알고 있는 경우 b _i 의 LLR은 정확하게 다음과 같이 주어진다. LLR을 정확하게 반영하였기 때문에 (정확한) LLR 메트릭(exact LLR metric)이라 할 수 있다.

- Exact LLR metric

위의 LLR 메트릭을 구하기 위해서는 복잡한 비선형 함수인 로그, 지수 함수들을 사용해야 해서 복잡도가 높아진다. 디매퍼의 효율적인 구현을 위하여 구간마다 선형 식으로 단순화한 부분선형 메트릭이 제안되었다[Tosato. F, Bisaglia. P, "Simplified soft-output demapper for binary interleaved COFDM with application to HIPERLAN/2", IEEE Int. Conf., vol. 2, pp. 664-668, May 2002.]. 먼저 수학식 2를 로그-합 근사화를 이용하여 단순화한다:

여기서 수신 심볼 y는 복소 가우시안(Gaussian) 정규분포를 가지므로 이의 확률밀도 함수를 이용하여 정리하면 다음과 같다.

여기서

는 채널에서 추정한 간섭 및 잡음의 분산 값을 나타낸다. 이제 상기 <수학식 4>를 수신 심볼 y에 따른 in-phase 비트와 quadra-phase 비트를 나눠서 각각 계산해주고 부분선형 메트릭을 얻을 수 있다. 수학식 5의 부분선형 메트릭은 채널의 위상을 보상해주기 위해 채널 계수의 공액 복소수를 추가적으로 곱한 후, 실수부만 취한 것과 채널의 절대값 제곱의 선형 조합으로 표현된다. QAM 심볼의 허수부에 속하는 비트에 대한 메트릭을 구하는 경우에는 실수부 대신 허수부를 취하는 것은 자명하다.

- Piecewise linear metric (approximated LLR)

여기서 *는 공액 복소수를 의미하고, d는 성상도 격자점이다. d는 16QAM의 경우

의 값을 가지고, 64QAM의 경우에는

의 값을 가진다. 그리고 LLR 표현을 위한 계수들을 m, n 등의 변수로 대체하여 나타내었다. 입력된 y와 h의 관계에 따라 m, n의 값이 정해지며, 16QAM과 64QAM에 대하여 표 1과 2에 각각 정리되어 있다. 단, 표에서

이며, 변조 심볼의 실수부에 해당하는 비트들에 대한 메트릭 계산을 표기하였다. 허수부에 속하는 비트들에 대해서도 동일한 메트릭 계산이 적용된다. 이 방법은 메트릭이 채널 보상된 신호

와 격자점 기준의 선형식으로 표현되어 매우 적은 연산량을 갖는다는 장점을 갖는다.

[표 1] 16QAM을 위한 부분선형 메트릭의 m과 n

[표 2] 64QAM을 위한 부분선형 메트릭의 m과 n

단순화된 1차 식을 이용하여 LLR을 도출하는 부분선형 디매퍼는 정확한 LLR을 도출하는 ML 기반의 LLR 디매퍼와 견주어 미미한 성능 열화만을 보인다는 것이 밝혀졌다.[Tosato. F, Bisaglia. P, "Simplified soft-output demapper for binary interleaved COFDM with application to HIPERLAN/2", IEEE Int. Conf., vol. 2, pp. 664-668, May 2002.] 매우 간단한 계산만으로 최적에 거의 가까운 성능을 보였기 때문에 부분선형 디매퍼는 실질적인 무선 통신 모뎀의 구현에서 널리 사용되어왔다. 부분선형 디매퍼가 채널 부호가 충분히 낮은 블록 오율을 보이는 SNR 영역에서는 정확한 LLR 디매퍼에 거의 근사한다. 하지만, 낮은 SNR으로 갈수록 비선형 성분의 영향이 커서 로그 우도를 기반으로 하는 LLR 메트릭과의 오차가 증가한다. HARQ가 적용되는 경우에는 미리 정해진 최대 전송 회수의 재전송이 허용되기 때문에 HARQ가 적용되지 않는 경우에 비해서 훨씬 낮은 SNR 영역에서 시스템이 동작한다. 즉, 디매퍼의 출력이 LLR과 상당한 오차를 갖는 영역에서 동작하게 됨에 따라 성능 열화가 발생한다.

본 발명의 실시예에서는 선형부와 보정부를 구비하는 디매퍼를 제안한다. 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼는 수신신호의 선형성분을 계산하고, 또한 수신신호의 제1 및 제2비선형성분을 계산한 후, 이런 제1 및 제2비선형성분 값을 선형성분에 보정하여, 낮은 SNR 영역에서 발생되는 성능 열화를 개선한다.

본 발명의 실시예에 따른 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치가, 복조된 수신신호의 선형성분을 계산하는 선형부와, 상기 복조된 수신신호의 제1 및 제2비선형성분을 각각 계산한 후, 이를 상기 선형부의 출력에 보정하는 보정부로 구성된 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따른 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법이, 복조된 수신신호의 선형성분을 계산하는 과정과, 상기 복조된 수신신호의 제1 및 제2비선형성분 값들을 각각 계산하는 과정과, 상기 제1 및 제2비선형성분 값을 상기 선형성분에 보정하는 보정 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따른 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치가, 수신신호를 채널추정값에 의해 보상하는 채널보상기와, 상기 채널 보상된 신호를 설정된 크기로 스케일링하는 스케일러와, 상기 스케일링된 신호의 선형성분을 계산하는 선형부와, 상기 스케일링된 신호의 제1 및 제2비선형성분을 각각 계산 한 후, 이를 상기 선형부의 출력에 보정하는 보정부로 구성된 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따른 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법이, 수신신호를 채널추정값에 의해 보상하는 과정과, 상기 채널 보상된 신호를 설정된 크기로 스케일링하는 과정과, 상기 스케일링된 신호의 선형성분을 계산하는 과정과, 상기 스케일링된 신호의 제1 및 제2비선형성분 값들을 각각 계산하는 과정과, 상기 제1 및 제2비선형성분 값을 상기 선형성분에 보정하는 보정 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

본 발명의 목적은 LTE 하향링크의 기본 시스템인 OFDMA BICM 수신 단말 모뎀을 효율적으로 구현하는 것이다. 본 발명에서는 HARQ 기법이 적용된 BICM 시스템에서 높지 않은 연산 복잡도를 가지는 동시에 HARQ 시스템에서 성능 열화가 없는 단순화된 디매퍼를 제안하였다. 기존의 근사에 비해 복잡도가 증가하지만 여전히 채널 복호기와 같은 다른 블록에 비해 매우 낮은 복잡도를 갖는다. 발명된 디매퍼는 현재 널리 사용되고 있는 부분선형 디매퍼의 낮은 SNR 영역에서의 HARQ 성능 열화를 보완한다. 본 발명은 3GPP LTE 단말 모뎀에 적용 가능하며, 이의 효율적인 구현에 이바지한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예들을 상세히 설명 한다. 이 때, 첨부된 도면에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다.

도 5a 및 도 5b는 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭을 사용하는 경우 HARQ 시스템의 16QAM의 전송률 성능(in ACKs/transmission)을 도시하는 도면이다. 상기 도 5a는 AWGN 채널의 전송율 성능(Throughput for 16QAM in an AWGN channel(R=1/2))을 도시하고 있으며, 도 5b는 3경로 페이딩 채널의 전송율 성능(Throughput for 16QAM in a 3 path fading channel)을 도시하고 있다.

단, 모의 실험에서는 IEEE 802.16e 규격의 제공된 (2304,1152) 1/2 LDPC 부호가 사용되었다. 또한 Chase 결합방식이 적용된 type-I HARQ 시스템이 적용되었고, 최대 전송 회수는 6회로 고정되었다. HARQ의 프레임 검사(frame quality check; e.g. CRC)는 완벽하다고 가정하였다. 해당 부호의 길이와 변조 방식에 맞는 수의 OFDM 부반송파가 사용되었다. 채널은 AWGN 채널과 3 path (equal power) independent fading (OFDM) 채널이 고려되었으며, 완벽한 채널 추정이 이루어진다고 가정하였다. 우선 상기 도 5a에 도시된 바와 같이 AWGN 채널에서는 높은 SNR 영역에서의 성능 차이는 거의 발생하지 않지만 낮은 SNR로 갈수록 성능의 차이가 벌어져 6번의 전송에 해당되는 낮은 SNR에서는 최대 1dB 정도의 성능 차이를 확인할 수 있었다. 그리고, 상기 도 5b에 도시된 바와 같이 3 경로 페이딩 채널(path fading channnel)의 경우에도 낮은 SNR로 갈수록 두 메트릭 간의 성능 차이가 커지 면서 최대 0.8dB 정도의 성능 열화를 보이는 것이 확인되었다. 채널 추정 등이 이상적이라고 가정하고 Chase 결합방식이 적용된 type-I HARQ인 것을 감안하더라도 이것은 큰 성능 차이라 할 수 있다.

도 6a 및 도 6b는 64QAM을 사용하는 경우 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 HARQ 전송률 성능을 도시하는 도면이다. 상기 도 6a는 AWGN 채널의 전송율 성능(Throughput for 64QAM in an AWGN channel(R=1/2))을 도시하고 있으며, 도 6b는 3경로 페이딩 채널의 전송율 성능(Throughput for 64QAM in a 3 path fading channel)을 도시하고 있다.

단, 모의 실험 환경은 16QAM의 경우와 동일하다. 도 6a 및 도 6b에 나타난 64QAM의 성능은 도 5a 및 도 5b의 16QAM과 유사한 양상을 띤다. 상기 도 6a에 도시된 바와 같이 AWGN 채널에서는 낮은 SNR로 갈수록 성능의 차이가 벌어져 6번의 전송에 해당되는 낮은 SNR 영역에서는 최대 0.7dB 정도의 성능 차이를 확인할 수 있었다. 그리고, 상기 도 6b에 도시된 바와 같이3 경로 페이딩 채널(path fading channel)의 경우에는 낮은 SNR 영역에서 최대 0.2dB 정도의 성능 열화가 확인되었다.

본 발명의 실시예에서는 이러한 부분선형 디매퍼의 HARQ 적용 시의 성능 열화에 대한 해결책으로 부분선형 디매퍼보다 복잡도는 높지만 LLR 디매퍼와 견주는 우수한 성능을 보이는 디매퍼의 설계를 목적으로 한다. 일반적으로 부분성형 디매 퍼는 채널부호가 충분히 낮은 블록 오율을 보이는 SNR 영역(즉, 낮은 SNR 영역)에는 정확한 LLR 디매퍼에 거의 근사한다. 그러나 낮은 SNR 영역으로 갈수록 비선형 성분의 영향이 커서 로그 우도를 기반으로 하는 LLR 메트릭과의 오차가 증가한다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 디매퍼를 구성할 때 선형부와 보정부를 구비하고, 선형부의 출력에 보정부에서 추출되는 비선형성분을 보정하여 낮은 SNR 영역에서의 성능을 향상시킬 수 있는 디매퍼를 제안한다.

따라서 상기 도 5a - 도 6b와 같이 HARQ가 적용되는 경우에는 미리 정해진 최대 전송횟수의 재전송이 허용되기 때문에 HARQ가 적용되지 않는 경우에 비해서 훨씬 낮은 SNR 영역에서 시스템이 동작되지만, 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼는 LLR과 상당한 오차를 갖는 영역(즉, 낮은 SNR 영역)에서 디매퍼의 성능을 향상시킬 수 있다.

이하 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼의 동작을 상세히 살펴본다.l

부분선형 디매퍼의 HARQ 시스템에서의 성능 열화는 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭과의 관계를 통해 평가할 수 있다. 먼저 16QAM에서의 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 관계를 알아본다. 상기 <수학식 2>의 LLR 메트릭을 로그-합 근사화 방법을 적용하지 않고 다시 쓰면 다음과 같다.

상기 <수학식 6>에서

는 선형성분(liner term)이고,

는 제1비선형성분(1st nonlinear term)이며,

는 제2비선형성분(2nd nonlinear term)이다.

또한 상기 <수학식 6>에서 y_I = Re(h*y)인데, 정방형의 QAM에서 in-phase과 qaudrature-phase 부분이 정확하게 대칭이므로, in-phase에 대해서만 식을 쓰더라도 일반성을 잃지 않게 된다. Quadrature-phase 부분에 속하는 비트에 대해서 대신 y_Q = Im(h*y)이 적용되어야 함은 자명하다. 변수 m_j와 n_j (j=1,2,3)는 16QAM 성상도의 in-phase 부분을 구성하는 비트 b₀와 b₁을 기준으로 하기 <표 3>에 정리되어 있다. 그리고 하기 <표 3>에서 d는 16QAM 성상도의 격자점이며.

의 값을 가진다.

[표 3] 16QAM을 위한 부분선형 메트릭의 m_j과 n_j

여기서 상기 <수학식 6>의 첫번째 항(term;

)은 기존의 부분선형 디매퍼 출력과 같고, 뒤의 두 항(term; 제1비선형성분

및 제2비선형성분

)은 높은 SNR에서는 무시할만한 수준으로 작으며, 낮은 SNR에서는 큰 값이 되어 성능에 영향을 줄 수 있게 된다. 이렇게 무시된 항(term, 제1 및 제2비선형성분)들에 의한 차이가 낮은 SNR 영역에서 동작하는 HARQ 시스템에서는 상기한 바와 같이 성능 열화의 요인으로 작용한다.

다음으로 64QAM에서의 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 관계를 알아보기 위해 상기 <수학식 2>의 LLR 메트릭을 다시 쓰면 다음과 같다.

상기 <수학식 7>에서

는 선형성분(liner term)이고,

는 제1비선형성분(1st nonlinear term)이며,

는 제2비선형성분(2nd nonlinear term)이다.

또한 상기 <수학식 7>에서 변수 m_j와 n_j (j=1,2,…,6)는 64QAM 성상도의 in-phase 부분을 구성하는 비트 b₀, b₁, b₂를 기준으로 하기 <표 4>에 정리되어 있다. 하기 <표 4>에서 d는 64QAM 성상도의 격자점이며.

의 값을 가진다.

[표 4] 64QAM을 위한 부분선형 메트릭의 m_j과 n_j

16QAM 경우와 마찬가지로 상기 상기 <수학식 7}의 첫번째 항(term,

)은 부분선형 디매퍼 출력과 같다. 그리고 뒤의 2개의 항(제1비선형성분

및 제2비선형성분

)은 낮은 SNR 영역에서 큰 값을 가지기 때문에 이들이 무시되는 부분선형 디매퍼의 경우에는 성능 열화가 발생한다.

위의 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 관계에서 알 수 있듯이 부분선형 디매퍼는 LLR 메트릭의 비선형 부분을 고려하지 않고 LLR을 생성한다. 이에 따라 성능 열화가 발생하게 되므로 본 발명의 실시예에서는 LLR 메트릭을 기존의 방법보다 좀더 세분화된 선형 근사화를 통하여 두 메트릭 사이의 오차를 줄인다.

먼저 본 발명의 실시예에서 제안하는 16QAM의 세분화된 부분선형 메트릭 생성에 대해서 기술한다.

본 발명의 실시예에서는 부분성형 디매퍼에서 비선형 부분을 근사화하여 새로운 LLR 매트릭을 구한다. 이런 경우 낮은 SNR 영역의 신호를 효율적으로 디매핑할 수 있다. 즉, 상기 <수학식 6>에서 부분선형 디매퍼 출력에 뒤따르는 비선형 부분을 무시하는 대신 간단한 1차 식으로 근사화하여 새로운 LLR 메트릭을 구함으로써 단말의 성능을 향상시킬 수 있다. 상기 <수학식 6>의 비선형 부분은 다음과 같이 L_j (j=1, 2)의 조합으로 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 8>은 여러 변수에 대한 지수, 로그 함수 연산을 해주어야 하므 로 이를 이용하여 단말을 구현하는 것은 복잡도가 높다. 하지만 상기 <수학식8>에서 지수(exp) 함수 내부는 수신 심볼과 상기 <표 3>에 주어진 m_j와 n_j 등을 이용한 선형 연산을 통해 간단하게 얻어진다. 따라서

라 정의하고 상기 <수학식 8>을 하기 <수학식 9>와 같이 단순하게 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 9>의 L_j는 함수 g(x)로 간단하게 표현된다. 그러므로, g(x)의 좋은 선형 근사를 얻음으로써, 향상된 LLR 근사식을 얻고자 한다.

도 7은 함수 g(x)=log(1+exp(x))의 특성을 도시하고 있다.

도 7을 참조하여 함수 g(x)를 살펴보면 비선형 곡선은 세 영역(region1, region2, region3)으로 나눌 수 있다. 여기서 영역1과 3에서는 g(x)에 따라 각각 g(x)= 0, g(x)= x 등의 점근선을 그릴 수 있으며, 두 점근선은 거의 완벽하게 g(x)에 수렴하므로 g(x)의 근사화에 이들을 이용할 수 있다. 문제는 영역 2의 곡선 부분을 1차 식을 이용하여 얼마나 근접하게 추정할 수 있느냐이다. 영역 2를 추정하는 적절한 1차 식을 찾는다면, g(x)를 1차 식들의 조합으로 부분선형 근사화할 수 있고, 이에 따른 성능 향상을 기대할 수 있다. 다음과 같이 세 개의 선형 식의 최대값으로 함수 g(x)의 근사 함수

를 구할 수 있다.

여기서, g_k (k=1,2,3)는 LLR 메트릭의 비선형 부분을 부분선형 근사화하기 위한 1차 식의 후보들이다. max 연산은 x에 따른 각 구간에 대하여 가장 큰 값을 가지는 g_k를 선택한다. 즉, x에 따라 3개 이하의 1차 식으로 비선형 부분을 부분선형 근사화한다. 그리고 g₂의 계수 (a, b)는 여러 방식을 통해 결정될 수 있으며 이에 따라 근사화에 따른 성능이 결정된다. 다양한 (a, b)의 조합이 본 발명의 디매퍼에 적용 가능하다. 본 발명의 실시예에서는 (0.25, 0.6)의 조합을 이용하여 새로운 메트릭의 성능을 평가한다. 고정점 구현 시 복잡도를 줄이기 위하여 a는 0.5 혹은 0.25 등의 값으로 선택할 수 있다.

상기 <수학식 10>을 이용하면, 상기 <수학식 6>은 1차 식의 단순한 계산으로 LLR을 도출할 수 있게 수정된다. 도 8은 상기 <수학식 10>을 이용하여 상기 <수학식 9>를 근사화한 결과를 나타낸다. 이를 이용하면, 상기 <수학식 6>을 하기 <수학식 11>과 같이 표현할 수 있다.

- Proposed metric (approximated LLR)

도 8은 g(x)의 부분선형 근사((a,b)=(0.25, 0.6))의 결과(piecewise linear estimation of g(x):(a,b)=(0.25, 0.6) 특성을 도시하는 도면이다. 상기 <수학식 11>에서

와

는 <수학식 8>을 부분선형 근사화하여 얻은 결과값이다. 따라서 상기 <수학식 11>은 두 비선형 term을 상기 <수학식 9>의 근사화 방식을 이용하여 도출된 새로운 세분화된 부분선형 메트릭이 된다. 이하의 설명에서는 상기 <수학식 11>을 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭(proposed metric)이라 칭하고, 이에 대한 HARQ 전송률 성능을 분석한다.

도 9a 및 도 9b는 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭, 그리고 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭을 사용하는 경우의 LLR (SNR=0dB인 경우에 16QAM에서의 각 비트에 따른 LLR값)을 나타낸다. 상기 도 9a는

의 LLR 특성(LLR of

for 16QAM)을 도시하는 도면이며, 상기 도 9b는

의 LLR 특성(LLR of

for 16QAM)을 도시하는 도면이다.

상기 도 9a 및 도 9b를 참조하면, LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 LLR 사이에는 수신 심볼의 거의 모든 범위에 걸쳐서 오차가 발생하는 반면, 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭은 LLR 메트릭에 근접한 값을 도출한다. LLR 메트릭과 부분 선형 메트릭의 LLR 차이는 높은 SNR 영역에서는 거의 발생하지 않지만 도 9a 및 도 9b와 같은 낮은 SNR(= 0dB)에서는 LLR 메트릭의 비선형 부분이 큰 값을 가지게 됨에 따라 그 차이가 커지게 된다. 하지만 비선형 부분을 무시하지 않고 부분선형 근사화한 제안 메트릭은 낮은 SNR 영역에서도 LLR 메트릭에 근접한 LLR을 도출함으로써 부분선형 메트릭의 성능 열화를 보완할 수 있게 된다

다음으로 변조방식 64QAM의 경우, 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭 생성에 대해서 기술한다. 16QAM 경우의 제안 메트릭 생성방식과 기본원리는 동일하지만, 상기 <수학식 7>에서 알 수 있듯이 64QAM의 경우 비선형 부분이 복잡하기 때문에 추가적인 과정이 필요하다. 상기 <수학식 7>의 비선형 부분을 L_k (k=1, 2)의 조합으로 나타내면 다음과 같다.

상기 <수학식 12>는 로그 함수 안에 3개의 지수 텀(term)이 있기 때문에 상기 <수학식 10>의 부분선형 근사화 방식을 바로 이용할 수 없다. 디매퍼 구현 복잡도 측면에서 16QAM 경우와 동일한 근사화 방식을 이용하는 것이 바람직하다. 따라서 상기 <수학식 12>를 상기 <수학식 9>와 같이 x의 함수로 단순화하는 과정이 먼 저 필요하다.

상기 <수학식 12>는 상기 <수학식 2>의 분자 혹은 분모와 같은 형태이므로, 로그-합 근사화 방식을 이용하여 근사화할 수 있다. 즉, L_k의 값은 3개의 지수 term 중에서 가장 큰 값을 가지는 term에 영향을 많이 받는다고 가정한다. 따라서 상기 <수학식 12>는

라 정의하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

이제 상기 <수학식 10>의 부분선형 근사화 방식을 이용하여 상기 <수학식 11>과 같은 제안 메트릭을 생성할 수 있다. 여기서 16QAM과 64QAM 경우에 제안 메트릭의 최종 형태는 동일하므로 반복해서 명시하지 않도록 한다. 다만, 변조차수에 따른 제안 메트릭의 변수 m_j와 n_j의 값은 달라진다.

도 10a - 도 10c는 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭, 그리고 본 발명의 실시예의 제안 메트릭을 사용하는 경우의 LLR을 나타낸다. 도 10a는 64QAM의

LLR 특성을 도시하고 있으며, 도 10b는 64QAM의

LLR 특성을 도시하고 있고, 도 10a는 64QAM의

LLR 특성을 도시하고 있다. 여기서 in-phase 부분을 구성하는 b ₀, b ₁, b ₂에 대한 각각의 LLR(LLR 메트릭과 부분선형 메트릭, 그리고 본 발명의 실시예의 제안 메트릭을 사용하는 경우의 LLR)을 확인할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭은 정확한 LLR 메트릭과 비교하여 차이는 분명히 존재하지만 전체적으로 부분선형 메트릭보다 LLR 메트릭에 근접한다. 이는 비선형 부분의 부분선형 근사화 과정에서 상기 <수학식 9>의 근사화 방식을 이용하기 위해 추가된 로그-합 근사화 방식의 적용이 적절하다는 것을 의미한다.

앞에서 정의된 16QAM과 64QAM의 제안 메트릭에 따른 HARQ 전송률 성능을 분석한다. 모의 실험에서는 (2304,1152) 1/2과 (2304,576) 3/4 LDPC 부호가 사용되었다. 또한 Chase 결합방식이 적용된 type-I HARQ 시스템이 적용되었고, 최대 전송 회수는 6회로 고정되었다. HARQ의 frame quality check(e.g. CRC)은 완벽하다고 가정하였다. 해당 부호의 길이와 변조 방식에 맞는 수의 OFDM 부반송파가 사용되었으며, 채널은 AWGN 채널과 3 path (equal power) independent fading (OFDM) 채널이 고려되었다.

먼저, LDPC 부호의 부호율을 달리 하여 AWGN 채널과 3 path fading 채널에서의 제안 메트릭의 성능을 평가한다. 도 11a 및 도 11b는 1/2 LDPC 부호를 사용하는 경우에 정확한 LLR 메트릭, 부분선형 메트릭, 그리고 제안 메트릭에 따른 16QAM의 HARQ 시스템 성능을 보여준다.

우선 도 11a를 참조하면, AWGN 채널에서는 낮은 SNR 영역에서 보였던 최대 1dB 정도의 성능 열화가 LLR 메트릭과 거의 차이가 없는 정도로 보완되었다. 그리고 도 11b를 참조하면, 3 path fading 채널의 경우에도 낮은 SNR 구간에서 나타나는 0.8dB 정도의 성능 열화가 LLR 메트릭과 견주어 거의 차이가 없다. 따라서 상기 <수학식 9>의 근사화 방식을 이용하여 제안된 새로운 부분선형 디매퍼(이하 제안 디매퍼(proposed demapper)라 칭함)는 HARQ 전송률 성능을 향상시키는 장점을 가진다.

도 12a 및 도 12b는 3/4 LDPC 부호를 사용하여 수행한 16QAM의 HARQ 시스템 성능을 나타낸다. 부호율이 1/2인 경우와 비교해보면, 전체적으로 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭 사이에서 발생하는 성능 열화가 크지 않다.

먼저 도 12a를 참조하면, AWGN 채널의 낮은 SNR 영역에서 최대 0.5dB 정도의 성능 열화가 발생하였다. 두 번째로 도 12b를 참조하면, 3 path fading 채널의 경우에는 부분선형 메트릭에 따른 성능 열화가 거의 발생하지 않았다. 하지만 도 12a 및 도 12b에서도 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭의 성능은 기존 부분선형 메트릭보다 개선되어 정확한 LLR 메트릭의 성능과 거의 일치함을 확인할 수 있다.

도 13a 및 도 13b는 1/2 LDPC 부호를 사용하는 경우에 정확한 LLR 메트릭, 부분선형 메트릭, 그리고 제안 메트릭에 따른 64QAM의 HARQ 시스템 성능을 보여준 다. 먼저, 모의 실험에서 사용된 두 채널 모두에서 제안 메트릭이 LLR 메트릭에 근접한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다. 먼저 도 13a를 참조하면, AWGN 채널의 낮은 SNR 영역에서 발생하는 최대 0.7dB 정도의 성능 열화가 제안 메트릭에 의해 보완되었다. 그리고 두 번째로 도 13b를 참조하면, 3 path fading 채널의 경우에는 낮은 SNR 영역에서의 0.2dB 정도인 성능 열화가 보완되었다.

도 14a 및 도 14b는는 3/4 LDPC 부호와 64QAM을 사용하는 경우의 HARQ 시스템 성능을 나타낸다. 먼저 도 14a를 참조하면, AWGN 채널에서는 세 메트릭 간의 성능 차이가 작지만 LLR 메트릭과 제안 메트릭의 성능이 우수하다. 그리고 두 번째로 도 14b를 참조하면, 3 path fading 채널에서는 세 메트릭 사이의 성능 차이가 발생하지 않고 거의 동일한 HARQ 전송률 성능이 나타났다.

상기한 바와 같이, LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 LLR 차이는 높은 SNR 영역에서는 거의 발생하지 않지만, 낮은 SNR(0dB 주변 영역)에서는 LLR 메트릭의 비선형 부분이 큰 값을 가지게 됨에 따라 그 차이가 커지게 된다. 따라서 디매퍼를 구성할 때, 본 발명의 실시예에서는 이와 같은 비선형 부분을 무시하지 않고 부분선형 근사화한 제안 메트릭을 사용한다. 따라서 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼는 낮은 SNR 영역에서도 LLR 메트릭에 근접한 LLR을 도출함으로써 부분선형 메트릭의 성능 열화를 보완할 수 있게 된다

이하 본 발명의 실시예에서 제안된 새로운 부분선형 디매퍼 구조에 대하여 살펴본다. 여기서 구현에 필요한 입력 변수들을 다시 상기해보면 y는 수신 심볼, h는 채널, d는 성상도의 격자점,

는 간섭을 포함하는 잡음 n 분산이다.

도 15는 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 구성을 도시하는 도면이다.

상기 도 15를 참조하면, RF수신기211은 채널을 통한 송신기의 신호를 수신하며, 수신된 RF신호를 기저대역의 신호로 변환한다. 복조기213은 상기 RF수신기211에서 출력되는 신호를 복조한다. 여기서 상기 복조기213은 OFDM 복조기가 될 수 있다. 이런 경우, 상기 복조기213은 상기 RF수신기211에서 출력되는 아날로그신호를 디지털 데이터로 변환하고, 상기 디지털 수신신호에 포함된 CP(cyclic prefix; 다중 경로 채널에서 심볼간 간섭을 제거하기 위해 삽입된 신호)를 제거하며, 상기 CP가 제거된 신호를 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)한다. 여기서 FFT는 송신기에서 주파수 영역의 신호를 시간 영역으로 변환하여 송신하였으므로, 수신측에서는 수신되는 시간영역의 입력신호를 다시 주파수 영역의 신호로 변환하는 기능을 수행한다.

보상기215는 상기 변환된 주파수 영역의 신호에 대한 채널 보상한다. 여기서 상기 보상기215는 상기 복조기213에 포함될 수도 있다. 또한 상기 보상기215는 스케일러(scaler)를 포함할 수도 있다.

디매퍼(demapper)217은 상기 채널보상된 신호의 채널 응답 및 수신잡음 분산값으로부터 LLR 값을 산출한다. 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼217은 선형부와 보 정부를 구비하며, 상기 선형부 및 보정부에서 선형 성분 및 비선형 성분을 각각 계산하고, 상기 선형성분의 신호에 상기 비선형 성분의 신호를 보정하여 높은 SNR 및 낮은 SNR 영역에서 모두 양호한 특성을 가지는 LLR을 계산한다. 상기 디매퍼217은 상기 복조기213 내에 위치될 수 있으며, 또한 외부에 위치될 수도 있다. 또한 상기 디매퍼217은 상기 보상기215가 스케일러를 구비하지 않는 경우, 상기 스케일러를 입력단에 구비할 수도 있다.

HARQ 결합기(HARQ combiner)219는 상기 QAM 디매퍼219에서 심볼들을 결합한다. 디인터리버221은 수신된 심볼을 디인터리빙하여 원래의 순서로 배열하고, 채널복호기(channel decoder)223은 상기 비트디인터리버177에서 출력되는 채널부호화된 심볼들을 복호한다. HARQ 제어기(HARQ controller)225는 채널복호기223의 출력을 분석하여 오류검출 및 오류 정정을 수행하며, 오류 발생시 재전송을 요구하는 기능을 수행한다.

이하의 설명에서는 상기 보상기215가 채널보상기 및 스케일러로 구성된 경우를 가정하여 설명하기로 한다. 도 16은 보상기(compensator) 블록 및 스케일러(scaler) 블록의 구현방안을 설명하기 위한 도면이다.

상기 도 16을 참조하면,

는

가 되도록 정하며, 디매퍼217 외부로부터 추정 후 계산된 값을 넘겨 받는다. 상기 도 16의 채널 보상기310 및 스케일러320은 QPSK, 16QAM, 64QAM이 모두 공통으로 적용되는 블록이다. 단, QPSK의 경우는 |h|²d를 계산할 필요가 없다. 상기 채널보상기310은 상기한 바와 같이 복조 기213에서 시간 영역의 수신신호가 FFT 변환되어 주파수 영역의 신호로 변환된 수신신호 y와 수신신호가 채널을 통해 격은 채널 추정 벡터

을 입력한다. 그러면 상기 채널보상기310은 이를 채널 보상하며, 그 결과는

및

로 된다. 여기서 d는 성상도의 격자점이 된다. 이후 스케일러320은 상기 채널보상기310의 출력을

에 의해 스케일링한다. 이때 상기

는

가 되도록 정하였으므로, 상기 스케일러320의 출력은

로 정의할 수 있다.

도 17은 본 발명의 실시예에 따른 16QAM을 위한 디매퍼의 구조를 도시하는 도면이다. 단, 도 17에서는

의 실수부인

만을 고려한다. 허수부에 대해서는 동일한 구조로 구현되어 허수부에 해당되는 2비트에 대한 근사 LLR 메트릭을 생성하게 된다.

상기 도 17에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼217은 크게 선형부와 보정부로 구성된다. 선형부410은 상기 스케일러320에서출력되는 스케일링 신호

를 입력하여 상기 <수학식 6>의 선형성분

를 계산한다. 즉, 상기 선형부410은 부분성형 디매퍼와 동일한 기능을 수행한다.

상기 부분선형 디매퍼는 채널 부호가 충분히 낮은 블록 오율을 보이는 SNR 영역에서는 정확한 LLR 디매퍼에 거의 근사한다. 하지만 낮은 SNR으로 갈수록 비선 형 성분의 영향이 커서 로그 우도를 기반으로 하는 LLR 메트릭과의 오차가 증가한다. HARQ가 적용되는 경우에는 미리 정해진 최대 전송 회수의 재전송이 허용되기 때문에 HARQ가 적용되지 않는 경우에 비해서 훨씬 낮은 SNR 영역에서 시스템이 동작한다. 즉, 디매퍼의 출력이 LLR과 상당한 오차를 갖는 영역에서 동작하게 됨에 따라 성능 열화가 발생한다. 따라서 상기와 같이 낮은 SNR영역에서 발생되는 성능 열화를 개선하기 위하여, 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼217은 보정부를 더 구비하며, 상기 보정부는 선형부410의 출력을 보정한다.

상기 보정부는 입력신호

를 입력하여 비선형 성분을 계산하는 비선형성분계산기420과, 상기 비선형성분 계산기420에서 출력되는 비선형성분의 근사치를 계산하는 근사치계산기430와, 상기 계산된 근사치를 이용하여 상기 선형부410의 출력을 보정하는 연산기440으로 구성된다.

여기서 상기 비선형성분 계산기420은 상기 입력신호로부터 제1비선형성분(1st nonlinear term)

을 계산하는 제1비선형성분 계산기421과, 제2비선형성분(2nd nonlinear term)

을 계산하는 제2비선형성분 계산기423으로 구성된다.

여기서 상기 변수 m_j와 n_j에서 j=1,2,3이 될 수 있으며, 상기 디매퍼217은 상기 <표 3>과 같은 테이블을 구비할 수 있다. 상기 <표 3>과 같은 변수 m_j와 n_j (j=1,2,3) 테이블은 16QAM 성상도의 in-phase 부분을 구성하는 비트 b₀와 b₁을 기준으로 정리되어 있다. 그리고 상기 변수테이블(표 3)에서 d는 16QAM 성상도의 격자점이며.

의 값을 가진다. 따라서 상기 선형부410, 제1비선형성분 계산기421 및 제2비선형성분계산기423은 상기 변수테이블을 이용하여 각각 선형성분 및 비선형성분들을 계산할 수 있다.

그리고 상기 근사치계산기430은 상기 제1비선형성분

의 근사치를 계산하는 제1근사치계산기431과, 상기 제2비선형성분

의 근사치를 계산하는 제2근사치계산기433으로 구성된다.

그리고 연산기440은 상기 제1근사치계산기431의 출력에서 상기 제2근사치계산기433의 출력을 감산(

-

)하는 감산기441과, 상기 선형부410의 출력에 상기 감산기441의 출력을 가산(

+

-

)하는 가산기443으로 구성된다.

따라서 상기 도 17과 같은 디매퍼는 상기 <수학식 6>과 같은 동작을 수행하는 계산기임을 알 수 있다. 상기한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 상기 디매퍼217에서 선형부410의 출력은 스케일링(scaling)까지 고려한 부분선형 디매퍼 결 과와 일치한다. 그리고 상기 보정부는 앞에서 기술된 g(x)의 선형 근사를 이용하여 출력 메트릭을 보정하는 부분이다. 선형부 및 보정부는 입력

의 선형 조합이며, 계수는 상기 <표 3>에 의해 결정된다. 상기 보정부 선형 조합을 거친 출력은 g(x) 함수의 근사부를 통과하고 그 결과의 차가 선형부 출력에 가산된다. 상기와 같은 동작수행하는 디매퍼217은 낮은 SNR 영역에서 성능을 개선할 수 있다.

도 18은 본 발명의 실시예에 따라 64QAM을 위한 디매퍼의 구조를 도시하는 도면이다. 단, 도 18에서는

의 실수부인

만을 고려하였다. 허수부에 대해서는 동일한 구조로 구현되어 허수부에 해당되는 3비트에 대한 근사 LLR 메트릭을 생성하게 된다.

상기 도 18에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼217은 크게 선형부와 보정부로 구성된다. 선형부510은 상기 스케일러320에서출력되는 스케일링 신호

를 입력하여 상기 <수학식 7>의 선형성분

를 계산한다. 즉, 상기 선형부310은 부분성형 디매퍼와 동일한 기능을 수행한다.

상기 부분성형 디매퍼의 낮은 SNR영역에서 발생되는 성능 열화를 개선하기 위하여, 본 발명의 실시예에 따른 디매퍼217은 보정부를 더 구비하며, 상기 보정부는 선형부510의 출력을 보정한다. 상기 보정부는 상기 보정부는 입력신호

를 입력하여 비선형 성분을 계산하는 비선형성분계산기520과, 상기 비선형성분 계산기520에서 출력되는 비선형성분의 근사치를 계산하는 근사치계산기530와, 상기 계산된 근사치를 이용하여 상기 선형부510의 출력을 보정하는 연산기540으로 구성된다.

상기 보정부의 비선형성분 계산기520은 상기 입력신호로부터 제1비선형성분(1st nonlinear term)

을 계산하는 제1비선형성분 계산기521과, 상기 제1비선형성분 계산기521의 출력에서 최대값을 선택하는 제1선택기525와, 제2비선형성분(2nd nonlinear term)

을 계산하는 제2비선형성분 계산기523와, 상기 제2비선형성분 계산기523의 출력에서 최대값을 선택하는 제2선택기527로 구성된다.

여기서 상기 변수 m_j와 n_j에서 j=1,2,3,4,5,6이 될 수 있으며, 상기 디매퍼217은 상기 <표 4>와 같은 테이블을 구비할 수 있다. 상기 <표 4>와 같은 변수 m_j와 n_j (j=1,2,3,4,5,6) 테이블은 64QAM 성상도의 in-phase 부분을 구성하는 비트 b₀, b₁, b₂를 기준으로 정리되어 있다. 그리고 상기 변수테이블 <표 4>에서 d는 16QAM 성상도의 격자점이며.

의 값을 가진다. 따라서 상기 선형부510, 제1비선형성분 계산기521 및 제2비선형성분계산기523은 상기 변수테이블을 이용하여 각각 선 형성분 및 비선형성분들을 계산할 수 있다. 이때 상기 제1비선형성분 계산기521은 변수 m_j와 n_j (j=1,2,3)을 가지는 제1비선형성분을 계산하며, 상기 제2비선형성분 계산기523은 변수 m_j와 n_j (j=4,5,6)을 가지는 제2비선형성분을 계산한다. 이때 상기와 같이 복수로 계산되는 제1 및 제2비선형성분 값들 중에서 최대값을 가지는 비선형성분 값을 검출하여야 하며, 이는 각각 제1선택기525 및 제2선택기527에 의해 이루어진다.

상기 보정부의 근사치계산기530은 상기 제1선택기525에서 출력되는 제1비선형성분의 최대값에 대한 근사치를 계산하는 제1근사치계산기531과, 상기 제2선택기527에서 출력되는 제2비선형성분의 최대값에 대한 근사치를 계산하는 제2근사치계산기533으로 구성된다.

상기 보정부의 연산기540은 상기 제1근사치계산기531의 출력에서 상기 제2근사치계산기533의 출력을 감산하는 감산기541과, 상기 선형부510의 출력에 상기 감산기541의 출력을 가산하는 가산기543로 구성된다. 따라서 상기 가산기543을 출력하는 최종 출력은 상기 <수학식 7>과 같은 신호가 될 수 있다.

상기한 바와 같이 도 18과 같은 구성을 가지는 본 발명의 실시예에 따른 64QAM을 위한 디매퍼 구조는 상기 16QAM 디매퍼의 구조와 마찬가지로 크게 선형부와 보정부로 나뉜다. 하지만 보정부에서 Max 연산을 통해 제1비선형성분의 최대값

과 제2비선형성분의 최대값

를 선택하는 과정이 추가되었다. 보정부의 복잡도가 증가하는 단점이 있지만 64QAM의 비선형 부분의 특성상 꼭 필요한 부분이다. Max 연산 이후의 과정은 앞에서 제안된 함수 g(x)의 선형 근사를 이용하여 출력 메트릭을 보정하는 부분이다. 선형부 및 보정부는 입력

의 선형 조합이며, 계수는 상기 <표 4>에 정리되어 있다.

본 명세서와 도면에 개시 된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

도 1은 4QAM (=QPSK)의 성상도를 도시하는 도면

도 2는 16QAM의 성상도를 도시하는 도면

도 3은 64QAM의 성상도를 각각 도시하는 도면

도 4는 HARQ 기법이 적용된 BICM-OFDM 기본 시스템의 구조를 도시하는 도면

도 5a 및 도 5b는 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭을 사용하는 경우 HARQ 시스템의 16QAM의 전송률 성능(in ACKs/transmission)을 도시하는 도면

도 6a 및 도 6b는 64QAM을 사용하는 경우 LLR 메트릭과 부분선형 메트릭의 HARQ 전송률 성능을 도시하는 도면

도 7은 함수 g(x)=log(1+exp(x))의 특성을 도시하는 도면

도 8은 g(x)의 부분 선형 근사 특성을 도시하는 도면

도 9a 및 도 9b는 16QAM에서의 각 비트에 따른 LLR 값(SNR = 0dB)을 도시하는 도면

도 10a - 도 10c는 64QAM에서의 각 비트에 따른 LLR 값(SNR = 5dB)을 도시하는 도면

도 11a 및 도 11b는 16QAM에서 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭에 따른 HARQ 성능(throughput)(R = 1/2) 특성을 도시하는 도면

도 12a 및 도 12b는 16QAM에서 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭에 따른 HARQ 성능(throughput)(R = 3/4) 특성을 도시하는 도면

도 13a 및 도 13b는 64QAM에서 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭에 따른 HARQ 성능(throughput)(R = 1/2) 특성을 도시하는 도면

도 14a 및 도 14b는 64QAM에서 본 발명의 실시예에 따른 제안 메트릭에 따른 HARQ 성능(throughput)(R = 3/4) 특성을 도시하는 도면

도 15는 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 구성을 도시하는 도면

도 16은 도 15에서 본 발명의 실시예에 따른 채널 보상기의 구성을 도시하는 도면

도 17은 본 발명의 실시예에 따른 16QAM을 위한 디매퍼의 구조를 도시하는 도면

도 18은 본 발명의 실시예에 따른 64QAM을 위한 디매퍼의 구조를 도시하는 도면

Claims (10)

1. 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치에 있어서,

   송신기에서 송신한 신호를 수신하는 수신부;

   상기 수신된 신호를 복조하는 복조부;

   상기 복조된 수신신호의 선형성분을 계산하는 선형부;및

   상기 복조된 수신신호의 제1비선형성분 값 및 제2비선형성분 값을 각각 계산한 후, 1차식의 조합을 이용하여 상기 제1비선형성분에 대한 선형근사치 및 제2비선형성분에 대한 선형근사치를 계산하고, 상기 계산된 제 1비선형성분에 대한 선형근사치 및 제 2비선형성분에 대한 선형근사치를 상기 선형부에서 출력된 선형성분에 가감하는 보정을 수행하는 하는 보정부로 구성된 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 메트릭 생성장치는 16QAM 디매퍼이며,

   상기 보정부가,

   상기 복조된 수신신호에서 하기 <수학식 14>와 같은 제1비선형성분 값을 계산하는 제1비선형성분 계산기와,

   상기 복조된 수신신호에서 하기 <수학식 15>와 같은 제2비선형성분 값을 계산하는 제2비선형성분 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치.

   

   

   여기서 y는 수신신호, h는 채널,

   

   는 채널에서 추정한 간섭 및 잡음의 분산값, d는 성상도의 격자점, m 및 n은 LLR 표현을 위한 계수의 변수.
3. 제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2비선형성분 계산기들의 출력단에 각각 연결되는 제1근사치계산기 및 제2근사치계산기들을 더 구비하며, 상기 제1비선형성분 값 및 제2비선형성분 값을 설정된 크기의 선형근사치로 출력하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치.
4. 제1항에 있어서, 상기 메트릭 생성장치는 64QAM 디매퍼이며,

   상기 보정부가,

   상기 복조된 수신신호에서 하기 <수학식 17>과 같은 제1비선형성분 값들을 계산하는 제1비선형성분 계산기와,

   계산된 제1비선형성분 값들 중에서 최대값을 선택하는 제1선택기와,

   상기 복조된 수신신호에서 하기 <수학식 18>과 같은 제2비선형성분 값을 계산하는 제2비선형성분 계산기와,

   계산된 제1비선형성분 값들 중에서 최대값을 선택하는 제2선택기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치.

   

   

   여기서 y는 수신신호, h는 채널,

   

   는 채널에서 추정한 간섭 및 잡음의 분산값, d는 성상도의 격자점, m 및 n은 LLR 표현을 위한 계수의 변수이며, j는 1,2,3 또는 4,5,6임.
5. 제4항에 있어서, 상기 제1 및 제2비선형성분 계산기들의 출력단에 각각 연결되는 제1근사치계산기 및 제2근사치계산기들을 더 구비하며, 상기 제1비선형성분 값 및 제2비선형성분 값을 설정된 크기의 선형근사치로 출력하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치.
6. 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법에 있어서,

   송신기에서 송신한 신호를 수신하는 단계;

   상기 수신된 신호를 복조하는 단계;

   상기 복조된 수신신호의 선형성분을 계산하는 단계;

   상기 복조된 수신신호의 제1비선형성분 값 및 제2비선형성분 값들을 각각 계산하는 단계;,

   1차식의 조합을 이용하여 상기 제1비선형성분에 대한 선형근사치 및 제2비선형성분에 대한 선형근사치를 계산하는 단계;및

   상기 계산된 제1비선형성분 값에 대한 선형근사치 및 제2비선형성분 값에 대한 선형근사치를 상기 선형성분에 가감하는 보정을 수행하는 하는 단계를 포함하는 것을특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 입력 메트릭 장치가 16QAM 매퍼이며,

   상기 제 1비선형성분 값 및 제2비선형성분 값들을 각각 계산하는 단계는,

   하기 <수학식 20>과 같은 제1비선형성분 값을 계산하는 단계;및

   하기 <수학식 21>과 같은 제2비선형성분 값을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법.

   

   

   여기서 y는 수신신호, h는 채널,

   

   는 채널에서 추정한 간섭 및 잡음의 분산값, d는 성상도의 격자점, m 및 n은 LLR 표현을 위한 계수의 변수.
8. 제6항에 있어서, 상기 입력 메트릭 장치가 64QAM 매퍼이며,

   상기 제 1비선형성분 값 및 제2비선형성분 값들을 각각 계산하는 단계는,

   하기 <수학식 23>과 같은 제1비선형성분 값을 계산하는 단계; 및

   하기 <수학식 24>와 같은 제2비선형성분 값을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법.

   

   

   여기서 y는 수신신호, h는 채널,

   

   는 채널에서 추정한 간섭 및 잡음의 분산값, d는 성상도의 격자점, m 및 n은 LLR 표현을 위한 계수의 변수이며, j는 1,2,3 또는 4,5,6임.
9. 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치에 있어서,

   수신신호를 채널추정값에 의해 보상하는 채널보상기와,

   상기 채널 보상된 신호를 설정된 크기로 스케일링하는 스케일러와,

   상기 스케일링된 신호의 선형성분을 계산하는 선형부와,

   상기 스케일링된 신호의 제1 및 제2비선형성분을 각각 계산한 후, 이를 상기 선형부의 출력에 보정하는 보정부로 구성된 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 장치.
10. 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법에 있어서,

    수신신호를 채널추정값에 의해 보상하는 과정과,

    상기 채널 보상된 신호를 설정된 크기로 스케일링하는 과정과,

    상기 스케일링된 신호의 선형성분을 계산하는 과정과,

    상기 스케일링된 신호의 제1 및 제2비선형성분 값들을 각각 계산하는 과정과,

    상기 제1 및 제2비선형성분 값을 상기 선형성분에 보정하는 보정 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서 복호기의 입력 메트릭 생성 방법.

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