JP5346735B2

JP5346735B2 - デジタル伝送方式の復号器及び受信装置

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Publication number: JP5346735B2
Application number: JP2009186044A
Authority: JP
Inventors: 陽一鈴木; 明記橋本; 政明小島; 祥次田中; 武史木村
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2009-08-10
Filing date: 2009-08-10
Publication date: 2013-11-20
Anticipated expiration: 2029-08-10
Also published as: JP2011040964A

Description

本発明は、デジタル伝送方式の技術分野に関し、特に衛星伝送路等で発生する歪補償を行うデジタル伝送方式の復号器及び受信装置に関するものである。

デジタル伝送方式では、デジタルハイビジョン放送や将来の高度衛星デジタル放送サービスなどの各サービスで利用可能な周波数帯域幅において、一定の帯域幅の中でできるだけ多くの情報が伝送可能なようにするため、一般に多値変調方式が用いられる。周波数利用効率を高めるには、変調信号１シンボル当たりに割り当てるビット数（変調多値数）を増やす必要があるが、周波数１Ｈｚあたりに伝送可能な情報速度の上限値と信号対雑音比の関係は理論上シャノン限界で制限される。

衛星伝送路を用いた情報の伝送形態の一例として、衛星デジタル放送が挙げられる。例えば、図１１に示すように、送信装置１００からの変調波信号は、衛星中継器３００を介して受信装置２００に伝送される。このようなシステムで伝送される衛星デジタル放送において、衛星中継器３００は、主に、入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルタ、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）、及び出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）フィルタからなり、ＩＭＵＸフィルタによって１チャンネル分ごとに帯域抽出を行い、ＴＷＴＡにより利得制御を行って、ＯＭＵＸフィルタで不要周波数成分を抑圧する。

このように、衛星中継器３００には、ハードウェア制限上、電力効率のよいＴＷＴＡがよく用いられる。また、限られた衛星中継器３００のハードウェア制限を最大限生かすため、衛星中継器３００の出力が最大となるように飽和領域でＴＷＴＡを動作させることが望ましい。しかし、ＴＷＴＡで発生する歪は伝送劣化につながるため、送信装置１００及び受信装置２００の伝送信号には、このＴＷＴＡで発生する歪で生じる伝送劣化に強い変調方式として、位相変調がよく利用される。

現在、我が国においては衛星デジタル放送の伝送方式としてＩＳＤＢ−Ｓと呼ばれる伝送方式が採用され、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ等の位相変調が使用されている。一方、欧州においては伝送方式としてＤＶＢ−Ｓ２と称される振幅位相変調（ＡＰＳＫ）が採用され、さらなる周波数利用効率の改善を図った変調方式の実用化がされている。たとえば、１６ＡＰＳＫであれば周波数利用効率は最大４ｂｐｓ／Ｈｚであり、３２ＡＰＳＫであれば最大５ｂｐｓ／Ｈｚで伝送することが可能である。

現在利用されている衛星デジタル放送では、誤り訂正符号を用いた受信装置２００における情報訂正が行われている。パリティビットと呼ばれる冗長信号を送るべき情報に付加することで信号の冗長度（符号化率）を制御し、雑音に対する耐性を上げることが可能である。誤り訂正符号と変調方式は密接に関わっており、冗長度を加味した周波数利用効率と信号対雑音比の関係はシャノン限界で定義される。シャノン限界に迫る性能を有する強力な誤り訂正符号の一つとしてＬＤＰＣ（ＬｏｗＤｅｎｓｉｔｙＰａｒｉｔｙＣｈｅｃｋ）符号が１９６２年にギャラガーによって提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

ＬＤＰＣ符号は、非常に疎な検査行列Ｈ（検査行列の要素が０と１からなり、且つ１の数が非常に少ない）により定義される線形符号である。また、ＬＤＰＣ符号は、符号長を大きくして適切な検査行列を用いることにより、シャノン限界に迫る伝送特性が得られる強力な誤り訂正符号であり、欧州の新しい衛星放送規格であるＤＶＢ−Ｓ２や広帯域無線アクセス規格ＩＥＥＥ８０２．１６ｅにおいてもＬＤＰＣ符号が採用されている。多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせることで、より高い周波数利用効率の伝送が可能となってきている。

R.G gallager"Low density parity check codes,"in Research Monograph series Cambridge, MIT Press、1963年

ＬＤＰＣ符号を用いた従来からの高度衛星放送方式の送信装置１００及び受信装置２００の概略構成を簡潔に説明する。尚、説明の簡略化のため、本発明に係る部分のみを説明するが、高度衛星放送方式の送信装置１００及び受信装置２００は、ＬＤＰＣ符号を他の訂正符号方式に置き換えたり、又は併用したり、更にはインターリーバを適宜組み合わせて用いることができる。

図１２は、従来からの高度衛星放送方式の送信装置の構成を示す図である。この送信装置１００は、フレーム生成部１１０と、ＬＤＰＣ符号化部１２０と、エネルギー拡散部１３０と、マッピング部１４０と、時分割多重／直交変調部１５０とを備える。即ち、送信装置１００は、データストリームを送信する場合に、後述する図１５における複数スロットの多重フレームの信号を生成してから変調波信号を生成するまでの一連の処理を行う。

フレーム生成部１１０は、ＬＤＰＣ符号化部１２０とともに機能して、ＬＤＰＣパリティを生成する。従って、フレーム生成部１１０及びＬＤＰＣ符号化部１２０は、後述する図１５における複数スロットのフレームを生成し、エネルギー拡散部１３０に出力する。尚、フレーム生成部１１０により生成される多重フレームは、スロット数、ダミーの量、スロット長、同期ビット長、パイロットビット長、並びにＴＭＣＣ及びパリティビット長が予め定められた数になるように生成される。

ＬＤＰＣ符号化部１２０は、データ及び伝送制御信号に対して、所定の周期のＬＤＰＣ符号化を施す。ＬＤＰＣ符号化の具体的な方法は既知であり、且つ本願の主題ではないため更なる説明を割愛する。

エネルギー拡散部１３０は、それぞれ多重フレームの所定数のスロットを入力し、これらのデータ等の全体に対して、エネルギー拡散（ビットランダム化）を行う。

エネルギー拡散部１３０からのビットランダム化した信号は、同期及びパイロット信号を適宜挿入しながら、各種変調方式（ＢＰＳＫ，ＡＰＳＫ等）に応じて切り換えられ、マッピング部１４０（変調方式に応じた複数のマッピング）に入力される。

マッピング部１４０は、ＴＭＣＣ同期で指定された変調方式によるマッピングを行う。

時分割多重／直交変調部１５０は、フレーム単位の時分割多重を行い、直交変調を施して、変調波信号を生成する。

図１３は、従来からの高度衛星放送方式の受信装置２００の概略構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、チャンネル選択部２１０と、直交検波部２２０と、伝送制御信号復号部２３０と、エネルギー逆拡散部２４０と、ＬＤＰＣ復号部２５０とを備えている。

チャンネル選択部２１０は、送信装置１００からの変調波信号を受信し、所定の周波数帯のチャンネルを選択し、そのチャンネルの信号を直交検波部２２０で扱う所定の周波数の信号に変換にする。例えば、変調波信号が衛星放送波であれば、１２ＧＨｚ帯の放送波（変調波信号）をＢＳアンテナで受信し、既知の周波数変換器（図示せず）を用いて１ＧＨｚ帯のＢＳ−ＩＦ信号に変換する。

直交検波部２２０は、チャンネル選択部２１０により選択されたチャンネルの所定の周波数の信号（例えばＢＳ−ＩＦ信号）を入力し、同期ベースバンド信号に変換する。

伝送制御信号復号部２３０は、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号を入力し、まずＴＭＣＣ信号の同期バイトを検出し、これを基準として、周期的に多重されているＢＰＳＫ変調波である位相基準バースト信号の位置も検出する。また、ＴＭＣＣ信号により伝送される変調方式・誤り訂正の情報についてのＴＭＣＣ情報の復号処理もエネルギー逆拡散部２４０を経て行う。伝送制御信号復号部２３０により復号された伝送制御情報（変調方式・誤り訂正のＴＭＣＣ情報）は、ＬＤＰＣ復号部２５０に入力される。

エネルギー逆拡散部２４０は、送信装置１００のエネルギー拡散部１３０において擬似ランダム符号がＭＯＤ２により加算された処理を元に戻すため、再度同じ擬似ランダム符号をＭＯＤ２により加算し、エネルギー逆拡散処理を行う。

ＬＤＰＣ復号部２５０は、直交検波部２２０から同期ベースバンド信号が入力されるとともに、伝送制御信号復号部２３０により検出された変調方式・誤り訂正の情報が入力され、当該同期ベースバンド信号をＬＤＰＣ符号の検査行列を用いて復号処理を行う。

図１４に、このパイロット信号を用いる従来から知られている受信装置２００の一部のＬＤＰＣ復号部２５０を示す。パイロット信号を含まないシステムの場合、直交検波されたＩ信号及びＱ信号に対し、尤度テーブルを参照しながら、ＬＤＰＣ復号を行うが、このＬＤＰＣ復号部２５０では、パイロット信号についてシンボルごとに平均化を行い、伝送路における非線形歪の影響を受けた後の信号点配置を取得し、得られた信号点配置をもとに尤度テーブルを生成又は更新することで性能向上が可能である（同報告書の参考資料１‐８「パイロット信号による受信特性の改善」参照）。

具体的には、ＬＤＰＣ復号部２５０は、パイロット信号抽出部２５２と、パイロット信号平均化処理部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５と、ＬＤＰＣ復号器２５１とを備える。

パイロット信号抽出部２５２は、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号を入力し、事前に検出したＴＭＣＣ信号内のパイロットタイミングを表す同期情報の信号（パイロットタイミング信号）を用いてパイロット信号の信号点の位置を抽出し、順次、パイロット信号平均化処理部２５３に送出する。

パイロット信号平均化処理部２５３は、シンボルごとにパイロット信号の信号点の平均化を行って、この情報を尤度テーブル生成部２５４に送出する。

尤度テーブル生成部２５４は、シンボルごとに平均化されたパイロット信号の信号点についての復号器出力対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄｒａｔｉｏ）を表す、ＬＤＰＣ復号における尤度計算に用いる尤度テーブル２５５を生成し、所定のメモリ内に格納するか、又は更新する。尚、尤度テーブル２５５は、予め定められたスロット長で変調方式や符号化率に応じて個別に生成するのが好適であり、尤度テーブル２５５の生成に用いる変調方式及び符号化率の情報は、事前に検出したＴＭＣＣ信号内のＴＭＣＣ情報に従う信号（変調方式・符号化率選択信号と称する）から得られる。

ＬＤＰＣ復号器２５１は、尤度テーブル２５５のＬＬＲ、及び変調方式・符号化率選択信号に基づいて、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号の情報をＬＤＰＣ復号して復号信号を送出する。

尚、このような固定の既知パターン（例えば、パイロット信号点の繰り返しのパターン）を周期的に多重してしまうと、変調信号の周波数成分に線スペクトルが発生することになるために、パイロット信号も送信側でエネルギー拡散を行う。

このように、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１００及び受信装置２００であれば、多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせて、より高い周波数利用効率の伝送が可能となる。

しかしながら、このようなＬＤＰＣ符号等の強力な誤り訂正符号は白色雑音に対する訂正能力は優れているものの、衛星伝送路固有の歪に対する信号劣化に対する訂正能力は十分ではない。特に１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調を衛星伝送路に用いる場合、衛星中継器３００や地球局で用いるＴＷＴＡ等の増幅器で生じる波形歪による信号劣化が位相変調に比べ、より大きく発生する。

一般的に、増幅器で発生する波形歪を抑える方法としては飽和領域から出力レベルを下げることで増幅器をより線形領域で動作させる手法がとられる。しかしながら、この場合、歪による伝送劣化は収まる一方で、衛星中継器３００の出力が低下し、地上における受信信号の低下につながってしまう。よって、衛星放送等でＡＰＳＫを適用するには、衛星出力をなるべく低下することなく、歪による伝送劣化に強い伝送方法の利用が不可欠となる。

また、ＤＶＢ−Ｓ２をはじめ最新の衛星デジタル放送方式では、誤り訂正符号の復号方法としてベイズ理論に基づく事後確率を最大化する手法（最尤復号）が用いられる。事後確率は尤度関数（式（１））により求まる。

尤度関数の定義より、尤度関数と、受信信号と理想信号点の距離を示すユークリッド距離は密接に関わっている。白色雑音のみの伝送路においては、受信信号点はＳ／Ｎに応じたガウス分布のランダム偏差を生じるが、白色雑音以外の特定の歪を含んだ伝送路においては、ランダム偏差に加え、特定の振幅・位相偏差を伴った信号点変移が起きる。特に、非線形増幅器にＡＰＳＫを入力した場合においては、ＡＰＳＫは複数種類の同心円を組み合わせて伝送する都合上、もっとも振幅の大きい同心円に属する信号点がより大きな信号偏差を生ずる。

尚、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｏｕｍｕ．ｇｏ．ｊｐ／ｊｏｈｏ＿ｔｓｕｓｉｎ／ｐｏｌｉｃｙｒｅｐｏｒｔｓ／ｊｏｈｏ＿ｔｓｕｓｉｎ／ｂｕｎｋａｋａｉ／０８０７２９＿１．ｈｔｍｌに「資料６０−１−２放送システム委員会報告」として公開されている、総務大臣から情報通信審議会（以下、情通審）への諮問２０２３号「放送システムに関する技術的条件」に対する、報告書「情報通信審議会情報通信技術分科会放送システム委員会報告」(平成２０年７月２９日)に示された高度衛星デジタル放送方式（以下、高度衛星放送方式と呼ぶ。）では、ＡＰＳＫに対する伝送特性改善についても考慮している。

図１５に高度衛星放送方式の変調波信号形式の例を示す。変調波信号は、フレーム単位で変調方式や誤り訂正符号の符号化率を含む伝送パラメータの変更が可能である。また、１フレームは１２０個の変調スロットで構成され、５変調スロットごとに変調方式と符号化率を指定して伝送可能である。各変調スロットは２４シンボルの同期信号、３２シンボルのパイロット信号、及び１３６シンボルのデータと４シンボルのＴＭＣＣ信号の対が、６６回、時分割多重される。

図１６に、パイロット信号の一送信形態例であり、あらかじめ伝送順序が決められた送信シンボルに対する既知送信ビットの対応図を示す。パイロット信号は、図１６に示すように、３２ＡＰＳＫの場合、シンボル“０００００”から“１１１１１”に対応する信号点が順に伝送される。図１６（ａ)、図１６（ｂ）、及び図１６（ｃ）は、それぞれ第１シンボル、第２シンボル、第３２シンボルに対応する信号点を「黒丸」で表している。

そこで、従来からの受信装置２００において伝送路歪を補償する方法として適応等化器の利用が挙げられ、適応等化器の一形態として受信信号のみから伝送路歪の影響を軽減することが可能なブラインド等化器が良く用いられる（例えば、参考文献：Kil Nam OH, ”A Single/Multilevel Modulus Algorithm for Blind Equalization of QAM Signals” IEICE TRANS. FUNDAMENTALS. VOL.E80-A, N.6. １９９７年６月、参照）。

受信側で用いるブラインド等化器は、ＬＤＰＣ復号器２５１の前段に設けられる適応フィルタの一種であり、フィルタのタップ長やステップサイズ、及び誤差ベクトルの計算方法を適切に選ぶことで、伝送路で生じた歪を軽減し、送信信号に近いシンボル点に受信信号点を変化させることが可能な適応等化器である。ブラインド等化器は、図１７に示す判定帰還型ＦＩＲフィルタ２５６を用いて検証することができる。ステップサイズｓは２Ｅ−４、フィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１のタップ長Ｍは１０、フィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４のタップ長Ｌは１４とし、ブラインドアルゴリズムはＧＭＣＭＡ（Generalized Multilevel Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムを用いる（上述の参考文献を参照）。

具体的には、判定帰還型ＦＩＲフィルタ２５６は、フィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１と、等化器出力部２５６２と、判定部２５６３と、フィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４と、加算部２５６５と、フィルタ係数更新部２５６６とを備える。

フィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１は、タップ長Ｍに対応するフィルタ係数Ｗ_FF：[Ｗ_０，Ｗ_１，・・・，Ｗ_Ｍ]を有し、入力信号ベクトルｘ（ｎ）に対して、入力ベクトル列ｘ_FF:[ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），・・・，ｘ（ｎ−Ｍ）]^Ｔを保持し、フィードフォワードフィルタ係数Ｗ_FFと入力ベクトル列Ｘ_FFとの積和演算を行う。ここでＴは行列の転置を表す。ｎは適応等化器におけるフィルタタップ番号を示す。

フィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４は、タップ長Ｌに対応するフィルタ係数Ｗ_FB：[Ｗ_Ｍ＋１，Ｗ_Ｍ＋２，・・・，Ｗ_Ｍ＋Ｌ]を有し、後述する判定部２５６３の判定器出力ｄ（ｎ）に対して、判定器出力列ｄ_FB：[ｄ（ｎ−１），ｄ（ｎ−２），・・・，ｄ（ｎ−Ｌ）]^Ｔを保持し、フィードバックフィルタ係数Ｗ_FBと判定出力列d_FBとの積和演算を行う。

加算部２５６５は、フィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１の出力からフィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４の出力２５６４ａを減算した値を等化器出力部２５６２に出力する。

判定部２５６３は、等化器出力部２５６２で得られた等化器出力ｚ（ｎ）に対して、既知の変調方式によって定める理想シンボル点との最小ユークリッド距離判定を行い、最小ユークリッド距離となる理想シンボル点を判定器出力ｄ（ｎ）としてフィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４に出力する。同時に、フィルタ係数更新のため、判定器出力ｄ（ｎ）をフィルタ係数更新部２５６６に出力する。

等化器出力部２５６２は、加算部２５６５から得られた等化器出力ｚ（ｎ）の信号２５６２ｂを送出する。

ｚ（ｎ）＝ｘ’（ｎ）^Ｔ・Ｗ（ｎ）
ここに、ｘ’（ｎ）＝[ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），・・・，ｘ（ｎ−Ｍ），
ｄ（ｎ−１），ｄ（ｎ−２），・・・，ｄ（ｎ−Ｌ）]

フィルタ係数更新部２５６６は、等化器出力ｚ（ｎ）及び判定器出力ｄ（ｎ）から誤差ベクトルｅ（ｎ）を求め、ｅ（ｎ）およびステップサイズｓを用いて、ＬＭＳアルゴリズムによりフィードフォワードフィルタ（ＦＦ）係数Ｗ_FF, フィードバックフィルタ（ＦＢ）係数Ｗ_FBを逐次更新する。（上述の参考文献を参照）。

従来技術において、一般的な衛星中継器３００を構成するＩＭＵＸフィルタ、ＴＷＴ、ＯＭＵＸフィルタを想定し、ＴＷＴの動作点をＯＢＯ＝３．４ｄＢとした中継器シミュレーターを計算機シミュレーションにより再現し、後述する判定帰還型ＦＩＲフィルタを有するブラインド等化器により、３２ＡＰＳＫ変調信号を適応等化した信号例を図１８に示す。図１８（ａ）は、ブラインド等化適用前のコンスタレーション、図１８（ｂ）はブラインド等化適用後のコンスタレーションである。図１８の結果を得るのに用いる判定帰還型ＦＩＲフィルタにおけるステップサイズは２Ｅ−４、フィードフォワードフィルタタップ長は１０、フィードバックフィルタタップ長は１４とした。また、このブラインドアルゴリズムはＧＭＣＭＡアルゴリズムを用いている。図１８を参照するに、受信装置２００においてブラインド等化を実施することでError Vector Magnitudeが改善しており、波形の品質が向上していることが分かる。

このようなブラインド等化器は、主信号のみから等化器の誤差を評価し、フィルタ係数を更新する必要があり、上記ＧＭＣＭＡアルゴリズムにおいても、等化器出力を硬判定した値を用いてフィルタ係数を更新する。この場合、主信号に印加される雑音が増えるほど、フィルタ係数の精度が悪化し、等化器の性能が悪くなる。等化器において従来良く用いられる、精度良く伝送路を反映したフィルタ係数を求める手法としては、トレーニング信号とよばれる主信号とは別の既知パターンを送信側および受信側で用意して、両者の既知パターンの誤差量を評価することでより正確なフィルタ係数を求める手法が良く用いられる（例えば、ＭＡＴＬＡＢプログラム事例解説ＩＩアドバンスト通信路等化トリケップス参照）。

しかし、トレーニング信号は一般的に主信号とは別の信号系列であり、データの伝達に寄与しないため、冗長なトレーニング信号の利用はデータ伝送効率の低下を招いてしまう。
また、降雨減衰等により白色雑音レベルが上昇し、誤り訂正符号が訂正破綻となる低受信Ｃ／Ｎにおいても波形等化性能を向上させる方法として、ＬＤＰＣ符号に代表される最尤推定を近似した誤り訂正符号の復号出力として尤度情報（対数尤度比）を利用することができる。尤度情報を用いることで式（２）〜（４）を用いて、尤度情報を反映した軟判定値に基づく再変調信号列を求めることが可能である（例えば、X.Wang and H.V. Poor, ”Iterative(Turbo) Soft Interference Cancellation and Decoding for coded CDMA,” IEEE Trans. Commun, vol.47, pp.1046-1061,Jul.1999参照）。

このように、軟判定値に基づく再変調信号列を用いることで、誤り訂正結果に応じた最尤系列を受信側で利用することが可能となる。降雨減衰等により雑音レベルが上昇し、誤り訂正符号が破綻してビット誤りが生じる状況になった場合、軟判定値に基づく再変調信号列を用いることにより、ある程度のビット誤りが生じる状況においても誤っていないビットから得られた尤度情報に基づく推定精度の向上した送信信号列レプリカが受信側で生成可能である。しかしながら、再変調信号系列は送信信号列レプリカに相当するため、再変調信号系列から伝送路歪を推定するためには、別途伝送路応答を取得して、再変調信号系列から受信信号レプリカを取得して伝送路固有の歪成分を推定する必要がある。

そこで、本発明の目的は、伝送路固有の歪成分を高精度で推定して、受信Ｃ／Ｎの値に応じてＬＤＰＣ復号時の適応等化処理を施すことにより、複数の振幅レベルを有する直交変調方式に対する伝送特性を改善する復号器及び受信装置を提供することにある。

本発明は、受信側において、伝送路の歪補償のために適応等化器を用いて波形等化を実施する際に、フィルタ長の等しい複数の適応等化器を用いて波形等化処理と伝送路応答取得処理を行うとともに、誤り訂正復号器（ＬＤＰＣ復号器）から得られる尤度情報を用いて再変調信号列を生成し、事前に取得した伝送路応答及び再変調信号列を用いて伝送路歪除去信号列を生成し、誤り訂正復号器（ＬＤＰＣ復号器）は、伝送路歪除去信号列に対して再度誤り訂正復号を行う。また、高受信Ｃ／Ｎ時（例えば、２０ｄＢ以上）に伝送路応答を取得することで適応等化器のフィルタ係数の高精度化を可能とする。低受信Ｃ／Ｎ時（例えば、１４．８ｄＢ以下）においては、低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列と高受信Ｃ／Ｎ時に取得した伝送路応答を利用して伝送路歪除去信号列を取得し、伝送路歪除去信号列に対して再度誤り訂正復号することで、低受信Ｃ／Ｎ時の伝送性能改善を可能とする。

そこで、本発明による復号器は、デジタル伝送方式の誤り訂正符号化された主信号を適応等化して誤り訂正復号を施す復号器であって、主信号の受信シンボル列を抽出する受信Ｃ／Ｎ判定手段と、主信号の適応等化を行う主信号用適応等化手段と、前記主信号用適応等化器によって適応等化された主信号の誤り訂正復号を施すＬＤＰＣ復号手段と、前記ＬＤＰＣ復号手段の尤度情報から再変調信号列を生成する軟判定再変調信号列生成手段と、前記受信シンボル列と前記再変調信号列とを用いて前記主信号用適応等化手段のフィルタ係数を更新する伝送路応答推定手段と、前記再変調信号列と主信号の受信シンボル列とを用いて受信信号レプリカを生成する伝送路歪推定手段と、前記受信信号レプリカ、該再変調信号列、及び前記主信号の受信シンボル列から伝送路歪除去信号列を生成する減算手段と、を備え、前記ＬＤＰＣ復号手段は、前記伝送路歪除去信号列に対して再び誤り訂正を施して復号信号を生成することを特徴とする。

また、本発明による復号器は、デジタル伝送方式の誤り訂正符号化された主信号を適応等化して誤り訂正復号を施す復号器であって、主信号の適応等化のための受信Ｃ／Ｎ相当値を判別し、主信号の１符号長に相当する受信シンボル列を抽出する受信Ｃ／Ｎ判定手段と、主信号の適応等化を行う主信号用適応等化手段と、前記主信号用適応等化器によって適応等化された主信号の誤り訂正復号を施す誤り訂正復号手段と、前記誤り訂正復号手段によって１符号長相当数の対数尤度比から再変調信号列を生成する軟判定再変調信号列生成手段と、前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数を更新するために、前記受信シンボル列と前記再変調信号列とを用いて適応等化処理を行い、該フィルタ係数の個々のフィルタタップ係数に相当する伝送路応答及び、該伝送路応答の逆応答を表す伝送路逆応答を生成し、該伝送路逆応答によって前記主信号用適応等化手段のフィルタ係数を更新する伝送路応答推定手段と、前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数の更新後に主信号における伝送路歪成分を除去するために、前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数の更新後に前記軟判定再変調信号列生成手段から得られる再変調信号列と前記主信号用適応等化手段に入力される主信号の受信シンボル列との間で、前記伝送路応答をフィルタ係数に適用して帰還型等化処理を施すことにより受信信号レプリカを生成する伝送路歪推定手段と、前記伝送路歪推定手段から得られる受信信号レプリカと該再変調信号列とを差分ベクトル演算を行って得られる差分ベクトル列を、前記主信号用適応等化手段に入力される主信号の受信シンボル列から更に差分ベクトル演算を行うことにより、伝送路歪成分を低減させた伝送路歪除去信号列として発生する減算手段とを備え、前記誤り訂正復号手段は、前記伝送路歪除去信号列に対して誤り訂正を施して復号信号を生成することを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記主信号用適応等化手段、前記伝送路応答推定手段、及び前記伝送路歪推定手段を構成する等化器は、同一のフィルタ長を有することを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記主信号用適応等化手段における主信号の適応等化の設定に必要なフィルタ係数を決定するための初期動作モードと、前記伝送路歪推定手段における伝送路歪の補償を行う伝送路歪除去モードと、前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数を決定後に、前記伝送路歪除去モードとは別に、主信号を伝送する定常動作モードとを切替るための切替手段を備えることを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記伝送路応答推定手段は、前記初期動作モードにて所定の受信Ｃ／Ｎ相当値以上にて前記伝送路応答を取得することを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記軟判定再変調信号列生成手段が、前記伝送路歪除去信号列に対して誤り訂正復号を実施した結果から得られた尤度情報を用いて再度の再変調信号列を生成し、前記伝送路歪推定手段が、前記再度の再変調信号列と前記主信号用適応等化手段に入力される主信号の受信シンボル列との間で、前記伝送路応答をフィルタ係数に適用して帰還型等化処理を施すことにより再度の受信信号レプリカを生成し、前記減算手段が、伝送路歪成分を低減させた再度の伝送路歪除去信号列を生成するように、指定回数繰り返すように動作することを特徴とする。

更に、本発明は、本発明の復号器を備える受信装置としても特徴付けられる。

本発明によれば、複数の振幅レベルを有する直交変調方式に対する伝送特性改善を図ることが可能である。

本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の概略図である。本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の主信号用適応等化器を示すブロック図である。本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の伝送路応答推定部を示すブロック図である。本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の軟判定再変調信号列生成部を示すブロック図である。本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の伝送路歪推定部を示すブロック図である。本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の動作フロー図である。（ａ）は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部で用いるＩ信号成分の伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）の値を例示する図であり、（ｂ）は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部で用いるＱ信号成分の伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）の値を例示する図である。（ａ）は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部による３２ＡＰＳＫ、符号化率４／５、ＯＢＯ＝３．４ｄＢ、及び受信Ｃ／Ｎ＝１４．８ｄＢにおいて求めた再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）のコンスタレーションを例示する図であり、（ｂ）は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部による再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）に対して求めた受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）のコンスタレーションを例示する図である。（ａ）は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部による３２ＡＰＳＫ、符号化率４／５、ＯＢＯ＝３．４ｄＢ、受信Ｃ／Ｎ＝１４．８ｄＢにおいて求めた伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）のコンスタレーションを例示する図であり、（ｂ）は、比較として本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部による受信信号列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）のコンスタレーションを例示する図である。本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の動作フローに従って求めた、３２ＡＰＳＫ及び符号化率４／５におけるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性のシミュレーション結果と、対応する従来技術のブラインド等化器出力のシミュレーション結果を例示する図である。デジタル伝送方式の衛星伝送路を用いた情報の伝送形態の一例を示す図である。従来からの高度衛星放送方式の送信装置の構成を示す図である。従来からの高度衛星放送方式の受信装置の概略構成を示すブロック図である。従来からの受信装置の一部のＬＤＰＣ復号部の概略図である。従来からの高度衛星放送方式の変調波信号形式の例を示す図である。従来からのパイロット信号の一送信形態例である。従来からのブラインド等化器として機能する判定帰還型ＦＩＲフィルタの概略図である。（ａ）は、ブラインド等化適用前のコンスタレーションを例示する図であり、（ｂ）はブラインド等化適用後のコンスタレーションである。

以下、本発明による一実施例の受信装置について説明する。尚、各図面において同様な構成要素には同一の参照番号を用いている。

図１は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部５０の概略図である。本発明による一実施例の受信装置２００は、図１３に示す従来からの受信装置２００におけるＬＤＰＣ復号部２５０を、図１に示すＬＤＰＣ復号部５０に置き換えることで達成することができる。尚、図１に示すシンボル列は全て複素信号（Ｉ，Ｑ）を想定している。また、本発明による一実施例の受信装置２００は、図１１に示したように、送信装置１００から衛星中継器３００を経て得られる衛星伝送路の信号を受信する受信装置２００を想定しており、送信装置１００から伝送路を介して受信装置２００へ経る過程において発生する伝送路歪みを抑圧することを想定する。従って、以下の説明では、３２ＡＰＳＫを例に、図１に示すＬＤＰＣ復号部５０について詳細に説明する。

ＬＤＰＣ復号部５０は、受信Ｃ／Ｎ判定部５１と、伝送路応答推定部５２と、軟判定再変調信号列生成部５３と、主信号用適応等化器５４と、切替部５５と、伝送路歪推定部５６と、減算器５７，５８と、ＬＤＰＣ復号器２５１と、パイロット信号抽出部２５２と、パイロット信号平均化処理部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５とを備える。

ここで、ＬＤＰＣ復号器２５１、パイロット信号抽出部２５２、パイロット信号平均化処理部２５３、尤度テーブル生成部２５４、及び尤度テーブル２５５は、前述の図１４に示す動作と同様であり、本実施例に係るＬＤＰＣ復号部５０の動作においても、従来からの技術と同様に、パイロット信号についてシンボルごとに平均化を行い、伝送路における非線形歪の影響を受けた後の信号点配置を取得し、得られた信号点配置をもとに尤度テーブル２５５を生成又は更新するように動作する。

主信号用適応等化器５４、伝送路応答推定部５２、及び伝送路歪推定部５６は、全て同一フィルタ長の等化器で構成し、これらの全ての等化器の等化器パラメータとしてステップサイズ:２Ｅ−４、フィードフォワードフィルタタップ長：１０、フィードバックフィルタタップ長:１４とした図１７に示した判定帰還型ブラインド等化器を適用することができるが、各動作についての詳細は後述する。

切替部５５は、高受信Ｃ／Ｎ時（例えば、２０ｄＢ以上）の適応等化動作モード、低受信Ｃ／Ｎ時（例えば、１４．８ｄＢ以下）の適応等化動作モード、及び定常動作モードの３種類で切り替え動作を自動的に又は指定時に行う（受信装置２００のユーザによる設定可能）。

即ち、高受信Ｃ／Ｎ時の適応等化動作モードは、切替部５５における主信号用適応等化器５４及びＬＤＰＣ復号器２５１間を接続して主信号用適応等化器５４における主信号の適応等化の設定に必要なフィルタ係数（等化器パラメータ）を決定するための初期動作モードである。高受信Ｃ／Ｎ時であるか否かは、受信Ｃ／Ｎ判定部５１によって判別できる。

また、低受信Ｃ／Ｎ時の適応等化動作モードは、切替部５５における減算器５８及びＬＤＰＣ復号器２５１間を接続して伝送路歪推定部５６における伝送路歪の補償を行う伝送路歪除去モードである。低受信Ｃ／Ｎ時であるか否かは、受信Ｃ／Ｎ判定部５１によって判別できる。

また、定常動作モードは、主信号用適応等化器５４におけるフィルタ係数の決定後に、伝送路歪除去モードとは別に、主信号を伝送する動作モードである。

本実施例に係るＬＤＰＣ復号部５０は、これらの動作モードの切り替えを行って高精度の適応等化を実現することができ、以下、具体的に説明する。

受信Ｃ／Ｎ判定部５１は、受信したＴＭＣＣ信号からのスロット情報に基づいて、直交検波した複素信号（Ｉ，Ｑ）から符号長先頭位置に該当するシンボル位置を特定し、主信号の適応等化のための受信Ｃ／Ｎ相当値を判別し、高受信Ｃ／Ｎ時（例えば、２０ｄＢ以上）における主信号の１符号長に相当する受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の抽出を行い、抽出した受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を伝送路応答推定部５２に送出する。

尚、ＬＤＰＣ復号器２５１は、受信Ｃ／Ｎ判定部５１による受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の抽出に同期して、受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）について主信号用適応等化器５４を介してＬＤＰＣ復号を行い、復号結果である１符号長相当数の対数尤度比(ＬｏｇＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＲａｔｉｏ：ＬＬＲ)を軟判定再変調信号列生成部５３に送出する。

軟判定再変調信号列生成部５３は、図４に示すＬＬＲインターリーバ５３１によってＬＤＰＣ復号後のＬＬＲをインターリーブした後、軟判再変調信号列計算部５３２において式（２）〜式（４）を用いて高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を求め、算出した高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を伝送路応答推定部５２に送出する。受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）についての復号結果である１符号長相当数の対数尤度比（ＬＬＲ）は、受信したＴＭＣＣ信号からのスロット情報に基づいて動作する受信Ｃ／Ｎ判定部５１と同期して取得可能である。

伝送路応答推定部５２は、主信号用適応等化器５４におけるフィルタ係数を更新するために、受信Ｃ／Ｎ判定部５１から取得した高受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）と、軟判定再変調信号列生成部５３から取得した高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）とを用いて適応等化処理を行い、伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を生成し、高受信Ｃ／Ｎ時の伝送路応答ｈ（ｎ）については伝送路歪推定部５６に送出し、高受信Ｃ／Ｎ時の伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）については主信号用適応等化器５４に送出する。伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）はフィルタ係数のフィルタタップ番号ｎのフィルタタップ係数に相当するが、伝送路応答推定部５２の詳細は後述する。

主信号用適応等化器５４は、伝送路応答推定部５２から取得した高受信Ｃ／Ｎ時の伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）をフィルタ係数（等化器パラメータ）として適用する。

伝送路歪推定部５６は、伝送路応答推定部５２から取得した高受信Ｃ／Ｎ時の伝送路応答ｈ（ｎ）をフィルタ係数（等化器パラメータ）として適用する。

このように、主信号用適応等化器５４と伝送路応答推定部５２で使用する等化器が同一フィルタ長であるため、伝送路応答推定部５２で取得した高受信Ｃ／Ｎ時の伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）をそのまま主信号用適応等化器５４のフィルタ係数の同一タップに適用することができる。これは、主信号用適応等化器５４のフィルタ係数が高受信Ｃ／Ｎ時に取得した伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）に入れ替えるだけで更新できるため不要な演算誤差を生じることなく高精度化させることができ、主信号用適応等化器５４の等化性能が向上することを意味する。

上記の主信号用適応等化器５４で、高天候時などの高受信Ｃ／Ｎ時における等化性能は著しく改善するが、降雨減衰等により受信Ｃ／Ｎが低下すると、ビット誤りが発生する状況下となり、更なる等化性能の改善が望まれる。このために、本実施例に係るＬＤＰＣ復号部５０は、高受信Ｃ／Ｎ時における適応等化後に、低受信Ｃ／Ｎ時の適応等化を行うための伝送路歪推定部５６を有している。

伝送路歪推定部５６における更なる等化処理に際し、受信Ｃ／Ｎ判定部５１は、受信したＴＭＣＣ信号からのスロット情報に基づいて、直交検波した複素信号（Ｉ，Ｑ）から符号長先頭位置に該当するシンボル位置を特定し、低受信Ｃ／Ｎ時（例えば、１４．８ｄＢ以下）の１符号長に相当する受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の抽出を行い、この受信Ｃ／Ｎ判定部５１による受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の抽出に同期して、伝送路歪推定部５６は、低受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を取得し、且つＬＤＰＣ復号器２５１は、低受信Ｃ／Ｎ時における適応等化後の受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）について、主信号用適応等化器５４及び切替部５５を介してＬＤＰＣ復号を行い、復号結果である１符号長相当数の対数尤度比（ＬＬＲ）を軟判定再変調信号列生成部５３に送出する。

尚、受信Ｃ／Ｎ判定部５１によって低受信Ｃ／Ｎ時を自動判定して動作する例を説明するが、受信装置２００のユーザが低受信Ｃ／Ｎ時の動作モードを指定して以下の動作を行うように構成することもできる。また、伝送路歪推定部５６における等化回数も、事前に繰り返し等化回数の上限値を指定しておき、指定回数の繰り返し等化処理を実行させることができる。

軟判定再変調信号列生成部５３は、高受信Ｃ／Ｎ時の場合と同様に、式（２）〜式（４）を用いて低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を求め、算出した低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を伝送路歪推定部５６及び減算器５７に送出する。低受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）についての復号結果である１符号長相当数の対数尤度比（ＬＬＲ）は、受信したＴＭＣＣ信号からのスロット情報に基づいて動作する受信Ｃ／Ｎ判定部５１と同期して取得可能である。

伝送路歪推定部５６は、低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の取得後に、切替部５５における低受信Ｃ／Ｎ時の適応等化動作モードへの切り替えを指示する。具体的には、切替部５５は、高受信Ｃ／Ｎ時の動作モード及び定常動作モードの接続状態である主信号用適応等化器５４及びＬＤＰＣ復号器２５１間の接続状態を、低受信Ｃ／Ｎ時の動作モードの接続状態である減算器５８及びＬＤＰＣ復号器２５１間の接続状態に切り替える。

続いて、伝送路歪推定部５６は、低受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）と再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を用いて適応等化処理を行い、受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を生成し、減算器５７に送出する。

減算器５７は、伝送路歪推定部５６から取得した低受信Ｃ／Ｎ時の受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）と、軟判定再変調信号列生成部５３から取得した低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）との差分ベクトル演算を行って伝送路歪差分信号Ｉ（ｔ）を生成し、減算器５８に送出する。

減算器５８は、減算器５７から取得した伝送路歪差分信号Ｉ（ｔ）と、受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）との差分ベクトル演算を行って伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）を生成して、切替部５５を介してＬＤＰＣ復号器２５１に送出する。

ＬＤＰＣ復号器２５１は、減算器５８から得られる低受信Ｃ／Ｎ時の伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）について２回目のＬＤＰＣ復号を実施し、ＬＤＰＣ復号結果がエラーフリーとなった場合、低受信Ｃ／Ｎ時の波形等化処理を終了させ、ＬＤＰＣ復号結果がエラーフリーとならなかった場合、予め指定される繰り返し等化回数の上限値に至る間に低受信Ｃ／Ｎ時の繰り返し波形等化処理を行い、エラーフリーとなるか、又は等化回数の上限値に達した時点で、入力される主信号の複素信号について伝送路歪推定部５６を介して伝送路歪を除去した信号に対してＬＤＰＣ復号を施して復号信号を生成し、送出する。

尚、受信Ｃ／Ｎ判定部５１は、低受信Ｃ／Ｎ時（１４．８ｄＢ以下）でなくなった時点を判別して、切替部５５を定常動作モード（又は高受信Ｃ／Ｎ時の動作モード）の接続状態へと切り替えるべく指示するように構成することができる。

これにより、本実施例に係るＬＤＰＣ復号部５０は、高受信Ｃ／Ｎ時（例えば、２０ｄＢ以上）の適応等化動作モード、低受信Ｃ／Ｎ時（例えば、１４．８ｄＢ以下）の適応等化動作モード、及び定常動作モードのいずれにおいても最適な適応等化を実現することができ、本実施例に係るＬＤＰＣ復号部５０を備える受信装置２００は、優れた受信性能を有することができるようになる。

以下、ＬＤＰＣ復号部５０の更なる詳細な動作について、図１〜図６を参照して更に詳細に説明する。図２は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の主信号用適応等化器を示すブロック図である。図３は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の伝送路応答推定部を示すブロック図である。図４は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の軟判定再変調信号列生成部を示すブロック図である。図５は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の伝送路歪推定部を示すブロック図である。図６は、本発明による一実施例の受信装置におけるＬＤＰＣ復号部の動作フロー図である。

図６を参照するに、まずステップＳ１において、高受信Ｃ／Ｎ時における伝送路応答の取得を目的とし、受信Ｃ／Ｎ判定部５１において高受信Ｃ／Ｎ時の１符号長に相当する受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の抽出を行い、伝送路応答推定部５２に送出する。一例として、４５ｃｍ径パラボラアンテナ使用時の１２ＧＨｚ帯衛星放送波の受信Ｃ／Ｎは２０ｄＢ程度であり、この状態において伝送路応答推定部５２により伝送路応答を取得することにより、雑音の影響の少ない信号を用いることができ、より精度の高いフィルタ係数の計算が期待できる。また、受信Ｃ／Ｎは変調誤差比（ＭＥＲ）等を利用して、常時、受信装置２００側において把握することが可能である。受信Ｃ／Ｎ判定部５１はＴＭＣＣ信号からスロット情報を取得することで、符号長先頭位置に該当するシンボル位置を把握可能である。

つまり、受信Ｃ／Ｎ判定部５１は、予め指定する所定の受信Ｃ／Ｎ値以上の品質（高受信Ｃ／Ｎ）を有する１符号長に相当する受信信号列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}(ｔ)を伝送路応答推定部５２に送出する。３２ＡＰＳＫの場合、符号長４４８８０ビットに相当する受信信号列のシンボル長は８９７６シンボルに相当する。

続いてステップＳ２において、ＬＤＰＣ復号器２５１は、高受信Ｃ／Ｎ時の受信信号列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を復号し、復号結果である１符号長相当数の対数尤度比（ＬＬＲ）を軟判定再変調信号列生成部５３に送出する。軟判定再変調信号列生成部５３では、ＬＬＲインターリーバ５３１によってＬＤＰＣ復号後のＬＬＲをインターリーブした後、軟判再変調信号列計算部５３２において式（２）〜式（４）を用いて高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を求め、求めた再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を伝送路応答推定部５２に送出する。尚、ＬＤＰＣ復号後のＬＬＲは送信側でインターリーブされた信号列に対してデインターリーブ処理したＬＬＲを基準としているため、軟判定再変調信号列生成部５３において再変調信号系列を生成するには、送信側と同じ方法のインターリーバでインターリーブする必要がある。

続いてステップＳ３において、伝送路応答推定部５２は、高受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）及び高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を用いて適応等化処理を行い、伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を取得する。この際、適応等化処理を行うシンボル数は３０００シンボル以上が望ましい。一例として、３２ＡＰＳＫ、ＯＢＯ＝３．４ｄＢ、受信Ｃ／Ｎ閾値＝２０ｄＢにおいて８９７６シンボル適応等化処理を実施後に取得した伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を図７に示す。上記処理によって高受信Ｃ／Ｎ時における高精度な伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）が取得可能となる。

伝送路応答推定部５２は、前述した図１７の等化器の構成と同様であるが、高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を目標にして高受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の波形等化を行うことにより伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を生成する機能部と、高受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を目標にして高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の波形等化を行うことにより伝送路応答ｈ（ｎ）を生成する機能部とを有する。

例えば、図３を参照して、伝送路応答推定部５２について詳細に説明するに、伝送路応答推定部５２は、伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を生成するためのフィードフォワードフィルタ５２１、トレーニング等化器出力部５２２、トレーニング信号列発生部５２３、フォードバックフィルタ５２４、加算部５２５、及びフィルタ係数更新部５２６を有するとともに、伝送路逆応答ｈ（ｎ）を生成するためのフィードフォワードフィルタ１５２１、トレーニング等化器出力部１５２２、トレーニング信号列発生部１５２３、フォードバックフィルタ１５２４、加算部１５２５、及びフィルタ係数更新部１５２６を有する。

フィードフォワードフィルタ５２１，１５２１の機能は、図１７に示すフィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１に対応する。フォードバックフィルタ５２４，１５２４の機能は、図１７に示すフィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４に対応する。トレーニング等化器出力部５２２，１５２２の機能は、図１７に示す等化器出力部２５６２に対応する。フィルタ係数更新部５２６，１５２６の機能は、図１７に示すフィルタ係数更新部２５６６に対応する。加算部５２５，１５２５の機能は、図１７に示す加算部２５６５に対応する。トレーニング信号列発生部５２３（又は１５２３）は、それぞれ入力される再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）又は受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）から適応等化のトレーニング用の信号パターンを生成してフォードバックフィルタ５２４（又は１５２４）に供給する。これにより、トレーニング等化器出力部５２２（又は１５２２）から得られる出力とトレーニング信号列発生部５２３（又は１５２３）から得られる出力から波形等化を行うことができ、フィルタ係数更新部５２６，１５２６は、フィードフォワードフィルタ５２１，１５２１及びフォードバックフィルタ５２４，１５２４の波形等化時のフィルタ係数を更新する。

これにより、伝送路応答推定部５２は、高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を目標にして高受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の波形等化を行うことにより伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を生成するとともに、高受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を目標にして高受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）の波形等化を行うことにより伝送路応答ｈ（ｎ）を生成することができる。

続いて、ステップＳ４において、ステップＳ３で取得した伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）を主信号用適応等化器５４のフィルタ係数に適用するとともに、伝送路応答ｈ（ｎ）を伝送路歪推定部５６のフィルタ係数に適用する。主信号用適応等化器５４と伝送路応答推定部５２で使用する適当化器が同一フィルタ長であるため、伝送路応答推定部５２で取得した伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）が主信号用適応等化器５４のフィルタ係数の同一タップに適用される。以上の処理によって、主信号用適応等化器５４のフィルタ係数を高受信Ｃ／Ｎ時に取得した伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）に入れ替えることで高精度化させることができ、主信号用適応等化器５４の等化性能が向上する。

具体的には、図２に示すように、主信号用適応等化器５４は、前述した図１７の等化器の構成と同様であり、フィードフォワードフィルタ５４１はフィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１に対応し、等化器出力部５４２は等化器出力部２５６２に対応し、判定部５４３は判定部２５６３に対応し、フィードバックフィルタ５４４はフィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４に対応し、加算部５４５は加算部２５６５に対応し、フィルタ係数更新部５４６はフィルタ係数更新部２５６６に対応している。主信号用適応等化器５４のフィルタ係数は、フィルタ係数更新部５４６によって高受信Ｃ／Ｎ時に取得した伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）で更新することができる。

以上ステップＳ１〜ステップＳ４が高受信Ｃ／Ｎ時に実施する処理である。

以下、ステップＳ５以降では降雨減衰等により受信Ｃ／Ｎが低下し、ビット誤りが発生する状況下（低受信Ｃ／Ｎ）において行う処理について説明する。

まずステップＳ５では、ＬＤＰＣ復号器２５１は、低受信Ｃ／Ｎ時における適応等化後の受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を、主信号用適応等化器５４及び切替部５５を介してＬＤＰＣ復号を行い（通常のＬＤＰＣ復号処理に相当）、復号結果である１符号長相当数の対数尤度比（ＬＬＲ）を軟判定再変調信号列生成部５３に送出する。軟判定再変調信号列生成部５３では、ステップＳ２と同様の手法で低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を求め、低受信Ｃ／Ｎ時の再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を伝送路歪推定部５６に送出する。ここで、事前に繰り返し等化回数上限値を指定しておき、ステップＳ５の処理を実施後に繰り返し等化回数を１インクリメントする。

続いてステップＳ６において、伝送路歪推定部５６は、受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）と再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を用いて適応等化処理を行い、受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を生成し、減算器５７に送出する。伝送路歪推定部５６はステップＳ３においてフィルタ係数が伝送路応答ｈ（ｎ)に更新されているため、低受信Ｃ／Ｎ時において１回目のＬＤＰＣ復号後のビット誤り率が大きく、再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の精度が悪くても、事前に求めた伝送路応答ｈ（ｎ）が高精度であるため、受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の精度を高めることが可能である。

例えば、図５を参照して、伝送路歪推定部５６について詳細に説明するに、伝送路歪推定部５６は、受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を生成するために、フィードフォワードフィルタ５６１、等化器出力部５６２、フォードバックフィルタ５６３、トレーニング信号列発生部５６４、加算部５６５、及びフィルタ係数更新部５６６を有する。

フィードフォワードフィルタ５６１の機能は、図１７に示すフィードフォワードフィルタ（ＦＦ）２５６１に対応する。フォードバックフィルタ５６３の機能は、図１７に示すフィードバックフィルタ（ＦＢ）２５６４に対応する。等化器出力部５６２の機能は、図１７に示す等化器出力部２５６２に対応する。フィルタ係数更新部５６６の機能は、図１７に示すフィルタ係数更新部２５６６に対応する。加算部５６５の機能は、図１７に示す加算部２５６５に対応する。フィルタ係数更新部５６６にて伝送路応答推定部５２から取得した高受信Ｃ／Ｎ時の伝送路応答ｈ（ｎ）をフィードフォワードフィルタ５６１及びフォードバックフィルタ５６３に適用した状態で、トレーニング信号列発生部５６４は、入力される低受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）から適応等化のトレーニング用の信号パターンを生成してフォードバックフィルタ５６３に供給する。これにより、伝送路歪推定部５６は、フィルタ係数固定の帰還型等化器として機能し、低受信Ｃ／Ｎ時の受信シンボル列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を目標にして再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の波形等化を行うことで受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を生成することができる。

図８（ａ）に３２ＡＰＳＫ、符号化率４／５、ＯＢＯ＝３．４ｄＢ、及び受信Ｃ／Ｎ＝１４．８ｄＢにおいて求めた再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）のコンスタレーションを例示しており、図８（ｂ）に再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）に対してステップＳ６の処理を行って求めた受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）のコンスタレーションを例示する。尚、伝送路応答ｈ（ｎ）は図７（ａ）及び図７（ｂ）に示される伝送路応答ｈ（ｎ）の値を使用した。図８（ａ）に示すような低受信Ｃ／Ｎ時、つまりビット誤り率が高い状況においても、図８（ｂ）に示すように高精度に伝送路応答を反映した受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を取得できていることが分かる。

つまり、伝送路歪推定部５６では、入力信号として低Ｃ／Ｎ時において誤り訂正復号した結果から得られた再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を用い、等化目標信号として再変調信号列に対応した受信信号列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を用いる。低Ｃ／Ｎ時に取得した誤りを含む再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を、高受信Ｃ／Ｎ時に取得した伝送路応答ｈ（ｎ)を利用して受信信号列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）に近づけるよう適応動作させることで、高精度に伝送路歪成分を低減させた受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）を取得することが可能である。ここで、伝送路歪成分Ｉ（ｔ）は、次式で得られる。

Ｉ（ｔ）＝Ｒ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}(ｔ)− Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）（５）

また、伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）は、次式で得られる。

Ｒ_Ｉ（ｔ）＝Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）− Ｉ（ｔ）（６）

これにより、ＬＤＰＣ復号器２５１は、低受信Ｃ／Ｎ時の主信号としての伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）を復号することが可能となる。再び伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）をＬＤＰＣ復号することよって、低受信Ｃ／Ｎ時において１回目のＬＤＰＣ復号後のビット誤り率が大きく、再変調信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の精度が悪くても、事前に求めた伝送路応答ｈ（ｎ)が高精度であるため受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の精度が高まり、伝送路除去信号に対する２回目のＬＤＰＣ復号においてビット誤り率特性の改善が期待できる。

伝送路歪推定部５６の出力として、伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）が再度ＬＤＰＣ復号されるため、伝送路歪推定部５６はＬＤＰＣ復号器２５１と直列に接続させる構成が望ましい。よって、本構成においては、主信号用適応等化器５４、伝送路応答推定部５２、及び伝送路歪推定部５６にて、フィルタ長を同一とする等化器を用いるのが好適である。

続いて、ステップＳ７において、受信信号レプリカＲ’_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）の値から、減算器５７及び減算器５８を介して、式（５）〜式（６）により１符号長に相当する伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ(ｔ)を生成することができる。図９（ａ）に３２ＡＰＳＫ符号化率４／５ＯＢＯ＝３．４ｄＢ，受信Ｃ／Ｎ＝１４．８ｄＢにおいて求めた伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）のコンスタレーションを示す。また、比較として図９（ｂ）に受信信号列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）のコンスタレーションも併せて示している。図９から、ステップＳ５〜ステップＳ７を行うことで、信号品質を改善させることができることが分かる。

続いてステップＳ８において、ＬＤＰＣ復号器２５１の入力系統を伝送路歪推定部に切替え、伝送路歪除去信号列Ｒ_Ｉ（ｔ）をＬＤＰＣ復号器２５１に入力し、２回目のＬＤＰＣ復号を実施する。ここでＬＤＰＣ復号結果がエラーフリーとなった場合、低受信Ｃ／Ｎ時の波形等化処理が終了となる。ＬＤＰＣ復号結果がエラーフリーとならなかった場合、ステップＳ５に戻る。また、ステップＳ５において繰り返し等化回数が繰り返し等化回数上限値に達した場合、ステップＳ６に進まないで、等化回数上限値に達した時点のＬＤＰＣ復号結果を復号結果とする。

図１０に、図６のフローに従って求めた３２ＡＰＳＫ、符号化率４／５、Ｃ／Ｎ対ビット誤り率特性のシミュレーション結果と、従来技術のブラインド等化器出力（図１７）のシミュレーション結果を示す。ここで、シミュレーションに用いた伝送路の系統としては、図１１に示すような衛星伝送路を想定した。つまり、衛星伝送路としては、一般的な衛星中継器を構成するＩＭＵＸフィルタ、ＴＷＴ、ＯＭＵＸフィルタを想定し、シミュレーションにより系統を再現した。ＴＷＴの動作点は３．４ｄＢについて計算を行った。繰り返し等化回数上限値は２回に設定した。図１０から、従来技術のブラインド等化器出力（図１７）による伝送性能よりもさらに伝送性能が向上していることが分かる。また、繰り返し等化回数を増やすことで、ＢＥＲが高い状況においてもさらに伝送性能が向上していることが分かる。本実施例のＬＤＰＣ復号部５０を備える受信装置２００は、３２ＡＰＳＫに限らず、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式に対する波形等化後の伝送特性改善を図ることが可能である。

上記のように、本実施例では、主信号用適応等化器５４のフィルタ係数の性能向上を行うために、トレーニング信号を利用し、且つトレーニング信号の利用においてデータ伝送効率の低下を招かないようにするために、受信Ｃ／Ｎが高く誤り訂正復号した結果がエラーフリーになる状況下において、復号出力から軟判定値に基づく再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を生成し、伝送路応答推定部５２において、再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）をトレーニング信号として用いるようにした。衛星伝送路の一例として、晴天日においては白色雑音の影響の少ない高受信Ｃ／Ｎを得ることが可能である。

一方、トレーニング信号Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を取得する間、常に信号受信を継続する必要があるため、再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）をトレーニング信号として利用してフィルタ係数を取得する伝送路応答推定部５２は、主信号受信用適応等化器５４と並列的に動作する必要がある。よって、本発明による実施例のＬＤＰＣ復号部５０では、受信信号に対して常時等化を行うための主信号用適応等化器５４と、伝送路応答取得のための、主信号用適応等化器５４と同一フィルタ長を有する伝送路応答推定部５２を並列接続するようにした。これらの二つの適応等化器のフィルタ長を同じ長さにすることで、両者のフィルタ係数の更新が容易になる。

また、伝送路応答推定部５２は、主信号用適応等化器５４の等化性能の更なる改善のために利用する伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）と伝送路歪成分取得のために利用する伝送路応答ｈ（ｎ）の双方を取得するようにした。ここでｎは適応等化器におけるフィルタタップ番号を示す。また伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）はフィルタタップ番号ｎのフィルタタップ係数に相当する。伝送路応答ｈ（ｎ）は送信側から受信側を見た伝送路応答であり、伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）は受信側から送信側を見た伝送路応答である。そこで、本実施例では、伝送路応答推定部５２にて伝送路応答ｈ（ｎ）及び伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）の双方を取得するために、伝送路応答ｈ（ｎ）の取得においては、入力信号として高受信Ｃ／Ｎ時に受信した符号長４４８８０ビットのＬＤＰＣ符号の復号結果から得られた再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を用い、等化目標信号としては、再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）に対応した受信信号列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を用いるようにした。

つまり、再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）は送信信号レプリカに相当するため、伝送路応答推定部５２において、送信信号レプリカを受信信号に近づけるよう適応動作させることで、伝送路応答ｈ（ｎ）の取得が可能となる。逆に、伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）の取得においては、伝送路応答推定部５２において、入力信号として受信信号列Ｒ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を用いて、等化目標信号としては再変調信号列Ｔ_{ｈｉｇｈ＿ＣＮ}（ｔ）を用いるようにした。つまり、受信信号を送信信号レプリカに近づけるよう適応動作させることで、伝送路逆応答ｈ^−１（ｎ）の取得が可能となる。

更に、本実施例では、低受信Ｃ／Ｎ時における受信性能改善を目的とした尤度情報から得られる再送信信号列Ｔ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）から受信信号列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）に対する伝送路歪成分Ｉ（ｔ）を推定するために、伝送路応答推定部５２と同一タップ長の伝送路歪推定部５６を用いるようにした。伝送路歪推定部５６の主たる目的は、受信信号列Ｒ_{ｌｏｗ＿ＣＮ}（ｔ）に対する伝送路歪成分Ｉ（ｔ）を取得することである。そこで、伝送路歪推定部５６のフィルタ係数として、事前に高受信Ｃ／Ｎ時に取得した伝送路応答ｈ（ｎ)を適用し、伝送路応答推定部５２と伝送路歪推定部５６のフィルタ長を同じ長さにすることで、両者のフィルタ係数の更新が容易になる。

上記の実施例では受信装置として説明したが、本発明に係るＬＤＰＣ復号部５０を、単一の復号器として構成することもできる。即ち、本発明に係る復号器は、デジタル伝送方式の誤り訂正符号化された主信号を適応等化して誤り訂正復号を施す復号器として構成される。本発明に係る復号器は、主信号の適応等化のための受信Ｃ／Ｎ相当値を判別し、主信号の１符号長に相当する受信シンボル列を抽出する受信Ｃ／Ｎ判定部５１と、主信号の適応等化を行う主信号用適応等化器５４と、主信号用適応等化器５４によって適応等化された主信号の誤り訂正復号を施すＬＤＰＣ復号器２５１と、ＬＤＰＣ復号器２５１によって１符号長相当数の対数尤度比から再変調信号列を生成する軟判定再変調信号列生成部５３と、主信号用適応等化器５４におけるフィルタ係数を更新するために、前記受信シンボル列と前記再変調信号列とを用いて適応等化処理を行い、該フィルタ係数の個々のフィルタタップ係数に相当する伝送路応答及び、該伝送路応答の逆応答を表す伝送路逆応答を生成し、該伝送路逆応答によって主信号用適応等化器５４のフィルタ係数を更新する伝送路応答推定部５２と、主信号用適応等化器５４におけるフィルタ係数の更新後に主信号における伝送路歪成分を除去するために、主信号用適応等化器５４におけるフィルタ係数の更新後に軟判定再変調信号列生成部５３から得られる再変調信号列と主信号用適応等化器５４に入力される主信号の受信シンボル列との間で、伝送路応答をフィルタ係数に適用して帰還型等化処理を施すことにより受信信号レプリカを生成する伝送路歪推定部５６と、伝送路歪推定部５６から得られる受信信号レプリカと該再変調信号列とを差分ベクトル演算を行って得られる差分ベクトル列を、主信号用適応等化器５４に入力される主信号の受信シンボル列から更に差分ベクトル演算を行うことにより差分ベクトル列を生成し、該差分ベクトル列を伝送路歪成分を低減させた伝送路歪除去信号列として発生する減算器５７，５８とを備える。ＬＤＰＣ復号器２５１は、この伝送路歪除去信号列に対して誤り訂正を施して復号信号を生成することができる。

また、上述の実施例では、特定の衛星中継器、変調方式、及びＬＤＰＣ符号を適用した場合について説明したが、本発明は、地上中継器や他の変調方式、並びに尤度計算を要する任意の誤り訂正符号に適用することができる。また、高度ＢＳ変調信号方式に限定されることなく、本発明を適用できる任意のデジタル伝送に応用することができる。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。

本発明は、受信側で伝送路歪みを好適に低減させることができるので、任意のデジタル伝送方式の受信装置に有用である。

５０ＬＤＰＣ復号部
５１受信Ｃ／Ｎ判定部
５２伝送路応答推定部
５３軟判定再変調信号列生成部
５４主信号用適応等化器
５５切替部
５６伝送路歪推定部
５７，５８減算器
１００送信装置
１１０フレーム生成部
１２０ＬＤＰＣ符号化部
１３０エネルギー拡散部
１４０マッピング部
１５０時分割多重／直交変調部
２００受信装置
２１０チャンネル選択部
２２０直交検波部
２３０伝送制御信号復号部
２４０エネルギー逆拡散部
２５０ＬＤＰＣ復号部
２５１ＬＤＰＣ復号器
２５２パイロット信号抽出部
２５３パイロット信号平均化処理部
２５４尤度テーブル生成部
２５５尤度テーブル
２５６判定帰還型ＦＩＲフィルタ
３００衛星中継器
５２１フィードフォワードフィルタ
５２２トレーニング等化器出力部
５２３トレーニング信号列発生部
５２４フォードバックフィルタ
５２５加算部
５２６フィルタ係数更新部
５３１ＬＬＲインターリーバ
５３２軟判再変調信号列計算部
５４１フィードフォワードフィルタ
５４２等化器出力部
５４３判定部
５４４フィードバックフィルタ
５４５加算部
５４６フィルタ係数更新部
５６１フィードフォワードフィルタ
５６２等化器出力部
５６３フォードバックフィルタ
５６４トレーニング信号列発生部
５６５加算部
５６６フィルタ係数更新部
１５２１フィードフォワードフィルタ
１５２２トレーニング等化器出力部
１５２３トレーニング信号列発生部
１５２４フォードバックフィルタ
１５２５加算部
１５２６フィルタ係数更新部
２５６１フィードフォワードフィルタ（ＦＦ）
２５６２等化器出力部
２５６３判定部
２５６４フィードバックフィルタ（ＦＢ）
２５６５加算部
２５６６フィルタ係数更新部

Claims

デジタル伝送方式の誤り訂正符号化された主信号を適応等化して誤り訂正復号を施す復号器であって、
主信号の受信シンボル列を抽出する受信Ｃ／Ｎ判定手段と、
主信号の適応等化を行う主信号用適応等化手段と、
前記主信号用適応等化器によって適応等化された主信号の誤り訂正復号を施すＬＤＰＣ復号手段と、
前記ＬＤＰＣ復号手段の尤度情報から再変調信号列を生成する軟判定再変調信号列生成手段と、
前記受信シンボル列と前記再変調信号列とを用いて前記主信号用適応等化手段のフィルタ係数を更新する伝送路応答推定手段と、
前記再変調信号列と主信号の受信シンボル列とを用いて受信信号レプリカを生成する伝送路歪推定手段と、
前記受信信号レプリカ、該再変調信号列、及び前記主信号の受信シンボル列から伝送路歪除去信号列を生成する減算手段と、を備え、
前記ＬＤＰＣ復号手段は、前記伝送路歪除去信号列に対して再び誤り訂正を施して復号信号を生成することを特徴とする、復号器。
デジタル伝送方式の誤り訂正符号化された主信号を適応等化して誤り訂正復号を施す復号器であって、
主信号の適応等化のための受信Ｃ／Ｎ相当値を判別し、主信号の１符号長に相当する受信シンボル列を抽出する受信Ｃ／Ｎ判定手段と、
主信号の適応等化を行う主信号用適応等化手段と、
前記主信号用適応等化器によって適応等化された主信号の誤り訂正復号を施す誤り訂正復号手段と、
前記誤り訂正復号手段によって１符号長相当数の対数尤度比から再変調信号列を生成する軟判定再変調信号列生成手段と、
前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数を更新するために、前記受信シンボル列と前記再変調信号列とを用いて適応等化処理を行い、該フィルタ係数の個々のフィルタタップ係数に相当する伝送路応答及び、該伝送路応答の逆応答を表す伝送路逆応答を生成し、該伝送路逆応答によって前記主信号用適応等化手段のフィルタ係数を更新する伝送路応答推定手段と、
前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数の更新後に主信号における伝送路歪成分を除去するために、前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数の更新後に前記軟判定再変調信号列生成手段から得られる再変調信号列と前記主信号用適応等化手段に入力される主信号の受信シンボル列との間で、前記伝送路応答をフィルタ係数に適用して帰還型等化処理を施すことにより受信信号レプリカを生成する伝送路歪推定手段と、
前記伝送路歪推定手段から得られる受信信号レプリカと該再変調信号列とを差分ベクトル演算を行って得られる差分ベクトル列を、前記主信号用適応等化手段に入力される主信号の受信シンボル列から更に差分ベクトル演算を行うことにより、伝送路歪成分を低減させた伝送路歪除去信号列として発生する減算手段とを備え、
前記誤り訂正復号手段は、前記伝送路歪除去信号列に対して誤り訂正を施して復号信号を生成することを特徴とする、復号器。
前記主信号用適応等化手段、前記伝送路応答推定手段、及び前記伝送路歪推定手段を構成する等化器は、同一のフィルタ長を有することを特徴とする、請求項１又は２に記載の復号器。
前記主信号用適応等化手段における主信号の適応等化の設定に必要なフィルタ係数を決定するための初期動作モードと、前記伝送路歪推定手段における伝送路歪の補償を行う伝送路歪除去モードと、前記主信号用適応等化手段におけるフィルタ係数を決定後に、前記伝送路歪除去モードとは別に、主信号を伝送する定常動作モードとを切替るための切替手段を備えることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の復号器。
前記伝送路応答推定手段は、前記初期動作モードにて所定の受信Ｃ／Ｎ相当値以上にて前記伝送路応答を取得することを特徴とする、請求項４に記載の復号器。
前記軟判定再変調信号列生成手段が、前記伝送路歪除去信号列に対して誤り訂正復号を実施した結果から得られた尤度情報を用いて再度の再変調信号列を生成し、
前記伝送路歪推定手段が、前記再度の再変調信号列と前記主信号用適応等化手段に入力される主信号の受信シンボル列との間で、前記伝送路応答をフィルタ係数に適用して帰還型等化処理を施すことにより再度の受信信号レプリカを生成し、
前記減算手段が、伝送路歪成分を低減させた再度の伝送路歪除去信号列を生成するように、指定回数繰り返すように動作することを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載の復号器。
請求項１〜６のいずれか一項に記載の復号器を備えることを特徴とする受信装置。