JP5232677B2 - デジタル伝送方式の復号器及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、衛星伝送路等で発生する歪補償技術に関し、特に、デジタル伝送方式の復号器及び受信装置に関する。

デジタル伝送方式では、各サービスで利用可能な周波数帯域幅において、より多くの情報が伝送可能となるように、多値変調方式がよく用いられる。周波数利用効率を高めるには、変調信号１シンボル当たりに割り当てるビット数（変調多値数）を高める必要があるが、周波数１Ｈｚあたりに伝送可能な情報速度の上限値と信号対雑音比の関係はシャノン限界で制限される。

衛星伝送路を用いた情報の伝送形態の一例として、衛星デジタル放送が挙げられる。例えば、図６に示すように、送信装置１００からの変調波信号は、衛星中継器３００を介して受信装置２００に伝送される。このような衛星デジタル放送において、衛星中継器３００は、主に、入力マルチプレクサ（ＩＭＵＸ）フィルター、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）、及び出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）フィルターからなり、ＩＭＵＸフィルターによって１チャンネル分ごとに帯域抽出を行い、ＴＷＴＡにより利得制御を行って、ＯＭＵＸフィルターで不要周波数成分を抑圧する。

このように、衛星中継器３００には、ハードウェア制限上、電力効率のよいＴＷＴＡがよく用いられる。また、限られた衛星中継器３００のハードウェア制限を最大限生かすため、衛星中継器３００の出力が最大となるように飽和領域でＴＷＴＡを動作させることが望ましい。しかし、ＴＷＴＡで発生する歪は伝送劣化につながるため、送信装置１００及び受信装置２００の伝送信号には、このＴＷＴＡで発生する歪で生じる伝送劣化に強い変調方式として、位相変調がよく利用される。

現在、日本では衛星デジタル放送の伝送方式としてＩＳＤＢ−Ｓと呼ばれる伝送方式が用いられ、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫといった位相変調が利用可能である。また、欧州の伝送方式であるＤＶＢ−Ｓ２では振幅位相変調（ＡＰＳＫ）という振幅位相変調を利用し、さらなる周波数利用効率の改善を図った変調方式の実用化が成されている。たとえば、１６ＡＰＳＫであれば周波数利用効率は最大４ｂｐｓ／Ｈｚであり、３２ＡＰＳＫであれば最大５ｂｐｓ／Ｈｚで伝送することが可能である。

現在利用されている衛星デジタル放送では、誤り訂正符号を用いた受信装置における情報訂正が行われている。パリティビットと呼ばれる冗長信号を送るべき情報に付加することで信号の冗長度（符号化率）を制御し、雑音に対する耐性を上げることが可能である。誤り訂正符号と変調方式は密接に関わっており、冗長度を加味した周波数利用効率と信号対雑音比の関係はシャノン限界で定義される。シャノン限界に迫る性能を有する強力な誤り訂正符号の一つとしてＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号が１９６２年にギャラガーによって提案されている（例えば、非特許文献１参照） 。

ＬＤＰＣ符号は、非常に疎な検査行列Ｈ（検査行列の要素が０と１からなり、且つ１の数が非常に少ない）により定義される線形符号である。また、ＬＤＰＣ符号は、符号長を大きくして適切な検査行列を用いることにより、シャノン限界に迫る伝送特性が得られる強力な誤り訂正符号であり、欧州の新しい衛星放送規格であるＤＶＢ−Ｓ２や広帯域無線アクセス規格ＩＥＥＥ８０２．１６ｅにおいてもＬＤＰＣ符号が採用されている。多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせることで、より高い周波数利用効率の伝送が可能となってきている。

R.G Gallager,"Low density parity check codes,"in Research Monograph series Cambridge, MIT Press，1963年

従来技術において、一般的な衛星中継器３００を構成するＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴ、ＯＭＵＸフィルターを想定し、ＴＷＴの動作点をＯＢＯ＝３．４ｄＢとした中継器シミュレーターを計算機シミュレーションにより再現し、後述する判定帰還型ＦＩＲフィルターを有するブラインド等化器により、３２ＡＰＳＫ変調信号を波形等化した信号例を図１３に示す。図１３（ａ）は、ブラインド等化適用前のコンスタレーション、図１３（ｂ）はブラインド等化適用後のコンスタレーションである。

図１３を参照するに、ブラインド等化を実施することでError Vector Magnitudeが改善しており、波形の品質が向上していることが分かる。

一方で、ブラインド等化器は、主信号（データ）のみから等化器の誤差を評価し、フィルター係数を更新する必要があり、上記ＧＣＭＣＡアルゴリズムにおいても、等化器出力を硬判定した値を用いてフィルター係数を更新する。この場合、主信号に印加される雑音が増えるほど、フィルター係数の精度が悪化し、等化器の性能が悪くなる。そこで、等化器において従来良く用いられる、精度良く伝送路を反映したフィルター係数を求める手法として、トレーニング信号と呼ばれる主信号とは別の既知パターンを送信側及び受信側で用意して、両者の既知パターンの誤差量を評価することでより正確なフィルター係数を求める手法が良く用いられる（参考文献２：ＭＡＴＬＡＢプログラム事例解説ＩＩ アドバンスト通信路等化 トリケップス、参照）。

しかしながら、このようなトレーニング信号は、一般的に主信号とは別の信号列であり、データの伝達に寄与しないため、冗長なトレーニング信号の利用はデータ伝送効率の低下を招くことなる。

そこで、本発明の目的は、伝送路の歪補償の目的で波形等化を実施する際に、受信側においてパイロット信号及びフレーム同期信号と呼ばれる既知情報が埋め込まれた信号を用いて、適応等化器におけるフィルター係数を精度良く計算するとともに、このフィルター係数を主信号に対する適応等化器に適用することで伝送性能改善を可能とする、デジタル伝送方式の復号器及び受信装置を提供することにある。

本発明による復号器は、デジタル伝送の波形等化後のデータ誤りを訂正する復号器であって、周期的に伝送される予め規定された既知情報の変調信号をトレーニング信号として受信して抽出するトレーニング信号抽出手段と、当該トレーニング信号に対応する予め用意された既知パターン列を用いて、前記抽出したトレーニング信号を適応等化して、主信号の適応等化に用いるフィルター係数を決定するトレーニング信号用等化器と、受信する主信号から当該トレーニング信号を推定することなく、前記フィルター係数を用いて主信号の適応等化処理を施す主信号用等化器と、前記主信号用等化器を経て得られる、伝送路で生じる波形歪を抑圧した波形等化後の主信号を誤り訂正する復号器とを備え、前記抽出したトレーニング信号は、受信Ｃ／Ｎの値として一定値以上の値を満たす信号から抽出された信号からなることを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記トレーニング信号は、周期的に伝送されるパイロット信号か、又はフレーム同期信号からなることを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記主信号用等化器は、ブラインド等化器からなり、前記フィルター係数を適用後に、波形等化処理の際のフィルター係数の更新を停止して、固定した前記フィルター係数で波形等化処理を行うことを特徴とする。

また、本発明による復号器において、前記抽出したトレーニング信号からなるトレーニング信号区間について、時間的に不連続な区間となる場合に、所定の窓関数による窓がけ処理を行って当該トレーニング信号区間を連結したトレーニング信号列を生成するトレーニング信号窓がけ処理手段を更に備え、前記トレーニング信号用等化器は、該トレーニング信号窓がけ処理手段から送出されるトレーニング信号について適応等化処理を施すことを特徴とする。

更に、本発明の復号器は、前記所定の尤度テーブルを用いてＬＤＰＣ復号を行う点で特徴を有し、本発明の復号器を備える受信装置としても特徴付けられる。

本発明による復号器及び受信装置によれば、特に、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式に対する伝送特性改善を図ることが可能となる。

本発明による一実施例のＬＤＰＣ復号部のブロック図を示す図である。 本発明による一実施例のＬＤＰＣ復号部の動作を説明するフローチャートである。 本発明による一実施例のトレーニング信号等化器のフィルターブロック構成を示す図である。 本発明による一実施例の主信号等化器のフィルターブロック構成を示す図である。 本発明による一実施例のＬＤＰＣ復号部におけるブラインド等化の３２ＡＰＳＫ符号化率４／５におけるＣ／Ｎ対ビット誤り率特性の計算機シミュレーション結果を示す図である。 衛星デジタル放送の伝送形態の一例を示す図である。 従来からの衛星放送方式の送信装置の構成を示す図である。 衛星放送方式の従来からの受信装置の概略構成を示すブロック図である。 衛星放送方式の変調波信号形式の例を示す図である。 ３２ＡＰＳＫにおけるパイロット信号の一送信形態例である。 従来からの受信装置の一部のＬＤＰＣ復号部を示す図である。 ブラインド等化器に備えられる判定帰還型ＦＩＲフィルターの概略図である。 判定帰還型ＦＩＲフィルターを有するブラインド等化器により、３２ＡＰＳＫ変調信号を波形等化した信号例を示す図である。

はじめに、本発明の理解を容易にするために、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１００及び受信装置２００の概略構成を簡潔に説明する。尚、説明の簡略化のため、本発明に係る部分のみを説明するが、高度衛星放送方式の送信装置１００及び受信装置２００は、ＬＤＰＣ符号を他の訂正符号方式に置き換えたり、又は併用したり、更にはインタリーバを適宜組み合わせて用いることができる。

（送信装置）
図７は、従来からの高度衛星放送方式の送信装置の構成を示す図である。この送信装置１００は、フレーム生成部１１０と、ＬＤＰＣ符号化部１２０（以下、符号化器とも称する。）と、エネルギー拡散部１３０と、マッピング部１４０と、時分割多重／直交変調部１５０とを備える。即ち、送信装置１００は、データストリームを送信する場合に、後述する図９における複数スロットの多重フレームの信号を生成してから変調波信号を生成するまでの一連の処理を行う。

フレーム生成部１１０は、ＬＤＰＣ符号化部１２０とともに機能して、ＬＤＰＣパリティを生成する。従って、フレーム生成部１１０及びＬＤＰＣ符号化部１２０は、後述する図９における複数スロットのフレームを生成し、エネルギー拡散部１３０に出力する。尚、フレーム生成部１１０により生成される多重フレームは、スロット数、ダミーの量、スロット長、同期ビット長、パイロットビット長、並びにＴＭＣＣ及びパリティビット長が予め定められた数になるように生成される。

ＬＤＰＣ符号化部１２０は、データ及び伝送制御信号に対して、所定の周期のＬＤＰＣ符号化を施す。ＬＤＰＣ符号化の具体的な方法は既知であり、且つ本願の主題ではないため更なる説明を割愛する。

エネルギー拡散部１３０は、それぞれ多重フレームの所定数のスロットを入力し、これらのデータ等の全体に対して、エネルギー拡散（ビットランダム化）を行う。

エネルギー拡散部１３０からのビットランダム化した信号は、同期及びパイロット信号を適宜挿入しながら、各種変調方式（ＢＰＳＫ，ＡＰＳＫ等）に応じて切り換えられ、マッピング部１４０（変調方式に応じた複数のマッピング）に入力される。

マッピング部１４０は、ＴＭＣＣ同期で指定された変調方式によるマッピングを行う。

時分割多重／直交変調部１５０は、フレーム単位の時分割多重を行い、直交変調を施して、変調波信号を生成する。

（受信装置）
図８は、高度衛星放送方式の従来からの受信装置２００の概略構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、チャンネル選択部２１０と、直交検波部２２０と、伝送制御信号復号部２３０と、エネルギー逆拡散部２４０と、ＬＤＰＣ復号部２５０とを備えている。

チャンネル選択部２１０は、送信装置１００からの変調波信号を受信し、所定の周波数帯のチャンネルを選択し、そのチャンネルの信号を直交検波部２２０で扱う所定の周波数の信号に変換にする。例えば、変調波信号が衛星放送波であれば、１２ＧＨｚ帯の放送波（変調波信号）をＢＳアンテナで受信し、既知の周波数変換器（図示せず）を用いて１ＧＨｚ帯のＢＳ−ＩＦ信号に変換する。

直交検波部２２０は、チャンネル選択部２１０により選択されたチャンネルの所定の周波数の信号（例えばＢＳ−ＩＦ信号）を入力し、同期ベースバンド信号に変換する。

伝送制御信号復号部２３０は、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号を入力し、まずＴＭＣＣ信号の同期バイトを検出し、これを基準として、周期的に多重されているＢＰＳＫ変調波である位相基準バースト信号の位置も検出する。また、ＴＭＣＣ信号により伝送される変調方式・誤り訂正の情報についてのＴＭＣＣ情報の復号処理もエネルギー逆拡散部２４０を経て行う。伝送制御信号復号部２３０により復号された伝送制御情報（変調方式・誤り訂正のＴＭＣＣ情報）は、ＬＤＰＣ復号部２５０に入力される。

エネルギー逆拡散部２４０は、送信装置１００のエネルギー拡散部１３０において擬似ランダム符号がＭＯＤ２により加算された処理を元に戻すため、再度同じ擬似ランダム符号をＭＯＤ２により加算し、エネルギー逆拡散処理を行う。

ＬＤＰＣ復号部２５０は、直交検波部２２０から同期ベースバンド信号が入力されるともに、伝送制御信号復号部２３０により検出された変調方式・誤り訂正の情報が入力され、当該同期ベースバンド信号をＬＤＰＣ符号の検査行列を用いて復号処理を行う。

このように、ＬＤＰＣ符号を用いた高度衛星放送方式の送信装置１００及び受信装置２００であれば、多値位相変調とＬＤＰＣ符号をはじめとする強力な誤り訂正符号を組み合わせて、より高い周波数利用効率の伝送が可能となる。

しかしながら、このようなＬＤＰＣ符号等の強力な誤り訂正符号は白色雑音に対する訂正能力は優れているものの、衛星伝送路固有の歪に対する信号劣化に対する訂正能力は十分ではない。特に１６ＡＰＳＫや３２ＡＰＳＫといった振幅位相変調を衛星伝送路に用いる場合、衛星中継器３００や地球局で用いるＴＷＴＡ等の増幅器で生じる波形歪による信号劣化が位相変調に比べ、より大きく発生する。

一般的に、増幅器で発生する波形歪を抑える方法としては飽和領域から出力レベルを下げることで増幅器をより線形領域で動作させる手法がとられる。しかしながら、この場合、歪による伝送劣化は収まる一方で、衛星中継器３００の出力が低下し、地上における受信信号の低下につながってしまう。よって、衛星放送等でＡＰＳＫを適用するには、衛星出力をなるべく低下することなく、歪による伝送劣化に強い伝送方法の利用が不可欠となる。

ＤＶＢ−Ｓ２をはじめ最新の衛星デジタル放送方式では、誤り訂正符号の復号方法としてベイズ理論に基づく事後確率を最大化する手法（最尤復号）が用いられる。事後確率は尤度関数（式（１））により求まる。

尤度関数の定義より、尤度関数と、受信信号と理想信号点の距離を示すユークリッド距離は密接に関わっている。白色雑音のみの伝送路においては、受信信号点はＳ／Ｎに応じたガウス分布のランダム偏差を生じるが、白色雑音以外の特定の歪を含んだ伝送路においては、ランダム偏差に加え、特定の振幅・位相偏差を伴った信号点変移が起きる。特に、非線形増幅器にＡＰＳＫを入力した場合においては、ＡＰＳＫは複数種類の同心円を組み合わせて伝送する都合上、もっとも振幅の大きい同心円に属する信号点がより大きな信号偏差を生ずる。

尚、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｏｕｍｕ．ｇｏ．ｊｐ／ｊｏｈｏ＿ｔｓｕｓｉｎ／ｐｏｌｉｃｙｒｅｐｏｒｔｓ／ｊｏｈｏ＿ｔｓｕｓｉｎ／ｂｕｎｋａｋａｉ／０８０７２９＿１．ｈｔｍｌに「資料６０−１−２ 放送システム委員会報告」として公開されている、総務大臣から情報通信審議会（以下、情通審）への諮問２０２３号「放送システムに関する技術的条件」に対する、報告書「情報通信審議会 情報通信技術分科会 放送システム委員会 報告」(平成２０年７月２９日)に示された高度衛星デジタル放送方式（以下、高度衛星放送方式と呼ぶ。）では、ＡＰＳＫに対する伝送特性改善についても考慮している。

図９に高度衛星放送方式の変調波信号形式の例を示す。変調波信号は、フレーム単位で変調方式や誤り訂正符号の符号化率を含む伝送パラメータの変更が可能である。また、１フレームは１２０個の変調スロットで構成され、５変調スロットごとに変調方式と符号化率を指定して伝送可能である。各変調スロットは２４シンボルの同期信号、３２シンボルのパイロット信号、及び１３６シンボルのデータと４シンボルのＴＭＣＣ信号の対が、６６回、時分割多重される。

図１０は、３２ＡＰＳＫにおけるパイロット信号の一送信形態例である。パイロット信号は、図１０に示すように、３２ＡＰＳＫの場合、シンボル“０００００”から“１１１１１”に対応する信号点が順に伝送される。図１０（ａ)、図１０（ｂ）、及び図１０（ｃ）は、それぞれ第１シンボル、第２シンボル、第３２シンボルに対応する信号点を「黒丸」で表している。

図１１に、このパイロット信号を用いる受信装置２００の一部のＬＤＰＣ復号部２５０を示す。パイロット信号を含まないシステムの場合、直交検波されたＩ信号及びＱ信号に対し、尤度テーブルを参照しながら、ＬＤＰＣ復号を行うが、このＬＤＰＣ復号部２５０では、パイロット信号についてシンボルごとに平均化を行い、伝送路における非線形歪の影響を受けた後の信号点配置を取得し、得られた信号点配置をもとに尤度テーブルを生成又は更新することで性能向上が可能である（同報告書の参考資料１‐８「パイロット信号による受信特性の改善」参照）。

具体的には、ＬＤＰＣ復号部２５０は、パイロット信号抽出部２５２と、パイロット信号平均化処理部２５３と、尤度テーブル生成部２５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル２５５と、ＬＤＰＣ復号器２５１とを備える。

パイロット信号抽出部２５２は、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号を入力し、事前に検出したＴＭＣＣ信号内のパイロットタイミングを表す同期情報の信号（パイロットタイミング信号）を用いてパイロット信号の信号点の位置を抽出し、順次、パイロット信号平均化処理部２５３に送出する。

パイロット信号平均化処理部２５３は、シンボルごとにパイロット信号の信号点の平均化を行って、この情報を尤度テーブル生成部２５４に送出する。

尤度テーブル生成部２５４は、シンボルごとに平均化されたパイロット信号の信号点についての復号器出力対数尤度比 （ＬＬＲ：Ｌｏｇ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ）を表す、ＬＤＰＣ復号における尤度計算に用いる尤度テーブル２５５を生成し、所定のメモリ内に格納するか、又は更新する。尚、尤度テーブル２５５は、予め定められたスロット長で変調方式や符号化率に応じて個別に生成するのが好適であり、尤度テーブル２５５の生成に用いる変調方式及び符号化率の情報は、事前に検出したＴＭＣＣ信号内のＴＭＣＣ情報に従う信号（変調方式・符号化率選択信号と称する）から得られる。

ＬＤＰＣ復号器２５１は、尤度テーブル２５５のＬＬＲ、及び変調方式・符号化率選択信号に基づいて、直交検波部２２０により変換された同期ベースバンド信号の情報をＬＤＰＣ復号して復号信号を送出する。

尚、このような固定のパターン（即ち、パイロット信号点の繰り返しのパターン）を周期的に多重してしまうと、変調信号の周波数成分に線スペクトルが発生することになるために、パイロット信号も送信側でエネルギー拡散を行う。

ここで、受信装置において伝送路歪を補償する方法として、受信信号のみから伝送路歪の影響を軽減することが可能なブラインド等化器が良く用いられる（例えば、参考文献：Kil Nam OH, ”A Single/Multilevel Modulus Algorithm for Blind Equalization of QAM Signals” IEICE TRANS. FUNDAMENTALS. VOL.E80-A, N.6. １９９７年６月、参照）

ブラインド等化器は適応フィルターの一種であり、フィルターのタップ長やステップサイズ、及び誤差ベクトルの計算方法を適切に選ぶことで、伝送路で生じた歪を軽減し、送信信号に近いシンボル点に受信信号点を変化させることが可能な波形等化器である。ブラインド等化器を、図１２に示す判定帰還型ＦＩＲフィルター１０を用いて検証した。ステップサイズｓは２Ｅ−４、フィードフォワードフィルター（ＦＦ）１１のタップ長Ｍは１０、フィードバックフィルター（ＦＢ）１４のタップ長Ｌは１４とした。ブラインドアルゴリズムはＧＣＭＣＡアルゴリズムを用いた（上述の参考文献を参照）。

具体的には、判定帰還型ＦＩＲフィルター１０は、フィードフォワードフィルター（ＦＦ）１１と、等化器出力部１２と、判定部１３と、フィードバックフィルター（ＦＢ）１４と、加算部１５と、フィルター係数更新部１６を備える。

フィードフォワードフィルター（ＦＦ）１１は、タップ長Ｍに対応するフィルター係数Ｗ_FF：[Ｗ_０，Ｗ_１，・・・，Ｗ_Ｍ]を有し、入力信号ベクトルｘ（ｎ）に対して、入力ベクトル列ｘ_FF:[ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），・・・，ｘ（ｎ−Ｍ）]^Ｔを保持し、フィードフォワードフィルター係数Ｗ_FFと入力ベクトル列Ｘ_FFとの積和演算を行う。ここでＴは行列の転置を表す。

フィードバックフィルター（ＦＢ）１４は、タップ長Ｌに対応するフィルター係数Ｗ_FB：[Ｗ_Ｍ＋１，Ｗ_Ｍ＋２，・・・，Ｗ_Ｍ＋Ｌ]を有し、後述する判定部１３の判定器出力ｄ（ｎ）に対して、判定器出力列ｄ_FB：[ｄ（ｎ−１），d（ｎ−２），・・・，d（ｎ−Ｌ）]^Ｔを保持し、フィードバックフィルター係数Ｗ_FBと判定出力列d_FBとの積和演算を行う。

加算部１５は、フィードフォワードフィルター（ＦＦ）１１の出力からフィードバックフィルター（ＦＢ）１４の出力１４ａを減算した値を等化器出力部１２に出力する。

判定部１３は、等化器出力部１２で得られた等化器出力ｚ（ｎ）に対して、既知の変調方式によって定める理想シンボル点との最小ユークリッド距離判定を行い、最小ユークリッド距離となる理想シンボル点を判定器出力ｄ（ｎ）としてフィードバックフィルター（ＦＢ）に出力する。同時に、フィルター係数更新のため、判定器出力ｄ（ｎ）をフィルター係数更新部１６に出力する。

等化器出力部１２は、加算部１５から得られた等化器出力ｚ（ｎ）を送出する。

ｚ（ｎ）＝ｘ’（ｎ）^Ｔ・Ｗ（ｎ） (2)
ここに、ｘ’（ｎ）＝[ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），・・・，ｘ（ｎ−Ｍ），
ｄ（ｎ−１），ｄ（ｎ−２），・・・，ｄ（ｎ−Ｌ）]

同時に、フィルター係数更新のため、等化器出力ｚ（ｎ）をフィルター係数更新部１６に出力する。

フィルター係数更新部１６は、等化器出力ｚ（ｎ）及び判定器出力ｄ（ｎ）から誤差ベクトルｅ（ｎ）を求め、ｅ（ｎ）およびステップサイズｓを用いて、ＬＭＳアルゴリズムによりフィードフォワードフィルター（ＦＦ）係数Ｗ_FF, フィードバックフィルター（ＦＢ）係数Ｗ_FBを逐次更新する。（上述の参考文献を参照）。

しかしながら、この等化器出力を硬判定した値を用いてフィルター係数を更新するのに、トレーニング信号と呼ばれる主信号とは別の既知パターンを送信側及び受信側で用意して最適値を算出するとしても、このようなトレーニング信号は、一般的に主信号とは別の信号列であり、データの伝達に寄与しないため、冗長なトレーニング信号の利用はデータ伝送効率の低下を招くことになる。

そこで、本発明による実施例の復号器及び受信装置によれば、伝送路の歪補償の目的で波形等化を実施する際に、受信側においてパイロット信号及びフレーム同期信号と呼ばれる既知情報が埋め込まれた信号を用いて、適応等化器におけるフィルター係数を精度良く計算するとともに、このフィルター係数を主信号に対する適応等化器に適用することで伝送性能改善を可能とする。

以下、本発明による一実施例の復号器及び受信装置について説明する。

図１に、本発明による一実施例の復号器（ＬＤＰＣ復号部５０）のブロック図を示す。尚、本実施例のＬＤＰＣ復号部５０は、図８に示す受信装置２００における従来からのＬＤＰＣ復号部２５０と置き換えることで、本発明による一実施例の受信装置を構成することになる。従って、ＬＤＰＣ復号部５０を除く受信装置の動作は、図８に示すものと同様であり、更なる詳細な説明は省略する。

本実施例のＬＤＰＣ復号部５０は、周期的に伝送されるパイロット信号又はフレーム同期信号と呼ばれる既知情報を変調した信号（トレーニング信号）を受信し、当該トレーニング信号に対応する既知パターン列（受信側で用意するトレーニング信号のレプリカ）を予め用意して待機することで、受信した主信号から当該トレーニング信号を推定せずに、主信号用の適応等化におけるフィルター係数を決定して、伝送路で生じる波形歪抑圧のために適応等化処理を実施して主信号を復号するように動作する。

具体的には、本実施例のＬＤＰＣ復号部５０は、パイロット信号抽出部５２と、パイロット信号平均化処理部５３と、尤度テーブル生成部５４と、所定のメモリ（図示せず）内に格納される尤度テーブル５５と、ＬＤＰＣ復号器５１と、主信号用等化器５６と、受信Ｃ／Ｎ評価部５７と、トレーニング抽出部５８と、トレーニング信号窓がけ処理部５９と、トレーニング信号用等化器６０とを備える。尚、本実施例のＬＤＰＣ復号部５０におけるパイロット信号抽出部５２、パイロット信号平均化処理部５３、尤度テーブル生成部５４、尤度テーブル５５、及びＬＤＰＣ復号器５１は、それぞれ図１１に示すＬＤＰＣ復号部２５０におけるパイロット信号抽出部２５２、パイロット信号平均化処理部２５３、尤度テーブル生成部２５４、尤度テーブル２５５、及びＬＤＰＣ復号器２５１と同様の機能を有し、同様に動作する。従って、本実施例のＬＤＰＣ復号部５０は、主信号用等化器５６と、受信Ｃ／Ｎ評価部５７と、トレーニング抽出部５８と、トレーニング信号窓がけ処理部５９と、トレーニング信号用等化器６０とを備える点で、図１１に示すＬＤＰＣ復号部２５０とは相違する。

受信Ｃ／Ｎ評価部５７は、受信ＩＱ信号から変調誤差比（ＭＥＲ）等を利用して、パイロット信号の受信Ｃ／Ｎを判定し、受信Ｃ／Ｎの既定値（例えば、２０ｄＢ以上）を満たす雑音の影響の少ないパイロット信号の受信ＩＱ信号を選定して、トレーニング抽出部５８に送出する。

トレーニング抽出部５８は、選定されたパイロット信号の受信ＩＱ信号からトレーニング信号区間（パイロット信号の場合、３２シンボル）を抽出し、当該トレーニング信号区間の選定された受信ＩＱ信号をトレーニング信号として、トレーニング信号窓がけ処理部５９に送出する。

トレーニング信号窓がけ処理部５９は、ハミング窓やハニング窓、カイザー窓等の窓がけ処理を行って、時間的に不連続な区間に位置する当該トレーニング信号を連結し、一連のトレーニング信号（以下、トレーニング信号列と称する）として、トレーニング信号用等化器６０に送出する。

トレーニング信号用等化器６０は、受信側で予め用意したトレーニング信号列のレプリカ（以下、受信側トレーニング信号レプリカと称する）を用いて、トレーニング信号窓がけ処理部５９から供給されるトレーニング信号列の適応等化を行い、主信号用等化器５６で用いるフィルター係数Ｗｔを決定し、トレーニング信号窓がけ処理部５９に送出する。トレーニング信号用等化器６０のフィルターブロック構成は、適応等化ブロック２０として図３に示しており、詳細に後述する。

主信号用等化器５６は、図１２に示す判定帰還型ＦＩＲフィルター１０として機能する等化器であるが、トレーニング信号用等化器６０から送出されるフィルター係数Ｗｔが供給された場合には、このフィルター係数Ｗｔを固定にして主信号の適応等化を行うように機能し、直交検波部２２０からエネルギー逆拡散部２４０を経て得られるＩ信号及びＱ信号（以下、受信ＩＱ信号とも称する）に対し、波形等化を行った出力をＬＤＰＣ復号器５１に送出する。主信号用等化器５６のフィルターブロック構成は、適応等化ブロック３０として図４に示しており、詳細に後述する。

次に、図１〜５を参照して、本実施例の復号器の動作について説明する。

図２は、本実施例の復号器の動作を説明するフローチャートである。ここで、前述したように、シンボル列は全て複素信号を想定している。また、本実施例の復号器５０を備える受信装置２００は、図６に示す衛星中継器３００を介して信号を受信することを想定し、伝送路歪みは送信部から伝送路を介して受信装置へ経る過程においてのみ発生することを想定する。また、以下の説明では３２ＡＰＳＫを例に説明する。

図１０に示すように、ＴＭＣＣ内のフレーム同期信号は、元来フレームの先頭位置を認識するための既知パターンとして、特定の順序で送られている。また、パイロット信号は、波形歪を含んだ信号におけるＬＤＰＣ符号の復号性能向上を目的とした、主信号と同じ変調方式の信号が決められた送出順序で送られてくる信号である。これらは、それぞれ目的は異なるものの、受信側から見た場合、既知パターンとして利用することが可能であり、波形等化器におけるトレーニング信号列として再利用することが可能な信号である。従って、トレーニング信号としてはフレーム同期信号及びパイロット信号の利用が可能であるが、以下の説明ではパイロット信号を例に説明する。

図２を参照するに、まずトレーニング信号用等化器６０の性能向上を目的とし、ステップＳ１にて、受信装置２００は、受信Ｃ／Ｎ判定部５７により、受信ＩＱ信号のＣ／Ｎ評価を行い、受信Ｃ／Ｎが一定値以上となるパイロット信号の受信ＩＱ信号を選定する。一例として、４５ｃｍ径パラボラアンテナ使用時の１２ＧＨｚ帯衛星放送波の受信Ｃ／Ｎは２０ｄＢ程度であり、この状態において、トレーニング信号用等化器６０の動作を行った場合、雑音の影響の少ない信号を用いることになるので、より精度の高いフィルター係数Ｗｔを算出することができる。

また、受信Ｃ／Ｎは、変調誤差比（ＭＥＲ）等を利用して、常時受信装置において把握することが可能である。例えば、トレーニング用等化器６０は、受信Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢ以上の時に適応等化の動作を開始することができるようにする。

ステップＳ２にて、受信装置２００は、トレーニング信号抽出部５８により、選定されたパイロット信号の受信ＩＱ信号からトレーニング信号区間を判定し、当該トレーニング信号区間の選定された受信ＩＱ信号をトレーニング信号として抽出する。

ステップＳ３にて、受信装置２００は、トレーニング信号窓がけ処理部５９により、時間的に不連続な区間を有するトレーニング信号について、規定の窓関数により窓がけ処理を行って一連のトレーニング信号を形成する。

このような窓がけ処理は、トレーニング信号区間（パイロット信号の場合、３２シンボル）について予め定めた窓関数により行うことができ、代表的な窓関数としてはハミング窓やハニング窓、カイザー窓等があげられる。この窓がけ処理により、時間的に不連続なトレーニング信号区間をより連続波形に近い形で形成することが可能である。

ステップＳ４にて、受信装置２００は、トレーニング信号用等化器６０により、窓がけ処理を行ったトレーニング信号列を用いて、主信号用等化器５６で用いるフィルター係数Ｗｔを決定するための適応等化を実施する。

図３には、トレーニング信号用等化器６０のフィルターブロック構成を示している。具体的には、トレーニング信号用等化器６０は、フィードフォワードフィルター（ＦＦ）２１と、受信側トレーニング信号列発生部２２と、フィードバックフィルター（ＦＢ）２３と、フィルター係数更新部２４と、加算部２５と、トレーニング等化器出力部２６とを備える。

フィードフォワードフィルター（ＦＦ）２１は、所定のタップ長に対応するフィルター係数を有し、入力されるトレーニング信号列とフィルター係数更新部２４から得られたフィルター係数を用いて、フィルター出力を加算部２５に送出する。

フィードバックフィルター（ＦＢ）２３は、所定のタップ長に対応するフィルター係数を有し、受信側トレーニング信号列発生部２２から供給される受信側トレーニング信号列レプリカとフィルター係数更新部２４から得られたフィルター係数を用いて、フィルター出力を加算部２５に送出する。

加算部２５は、フィードフォワードフィルター（ＦＦ）２１の出力からフィードバックフィルター（ＦＢ）２３の出力を減算した値をトレーニング等化器出力としてトレーニング信号出力部２６に送出する。

フィルター係数更新部２４は、トレーニング等化器出力部２６から得られたトレーニング等化器出力と、受信側トレーニング信号列発生部２２から得られた受信側トレーニング信号レプリカを用いて誤差量を評価し、この誤差量とステップサイズｓから、ＬＭＳアルゴリズム等の適応アルゴリズムを用いてフィルター係数を更新し、フィードフォワードフィルター２１及びフィードバックフィルター２３にフィルター係数Ｗｔを出力すると同時に、図４に示す主信号等化器にフィルター係数Ｗｔを出力する。

このトレーニング信号の適応等化実施にあたり、受信側トレーニング信号列発生部２２は、トレーニング信号のレプリカを発生する。即ち、この受信側トレーニング信号列は、受信装置２００側でも予め用意するものとする。この際、受信側トレーニング信号列レプリカの発生のために、受信側トレーニング信号について時間的に不連続な区間を連結する必要がある場合には、前述と同様に窓関数により窓がけ処理を行う。例えば、パイロット信号は、図１０で定義され、ＰＮ列によるスクランブルが施されているため、受信装置２００側で受信側トレーニング信号列レプリカを用意する際は、伝送路特性を正確に推定できるよう、同じＰＮ列でスクランブルの施されたパイロット信号を用いるようにする。

図３に示すトレーニング信号用等化器６０によるトレーニング信号を用いた波形等化を数１０００シンボル程度実施することで、既知パターンを利用して誤差量を評価することができ、より精度の高いフィルター係数の値を得ることができる。

図２を再び参照するに、ステップＳ５にて、受信装置２００は、ステップＳ４におけるトレーニング信号の波形等化処理が終了後、ステップＳ５にて、求めたフィルター係数を図４に示す主信号用等化器５６のフィルター係数に適用する。通常、図４に示す主信号用等化器５６は、単独で適応等化器の一形態としてブラインド等化器として動作するものであり（図１２参照）、図３に示すトレーニング信号用等化器６０からフィルター係数Ｗｔを供給されずとも動作可能であるが、この状態だと雑音量の増加に伴い、主信号用等化器５６におけるフィルター係数の精度が劣化するおそれがある。

このため、図３に示すトレーニング信号用等化器６０からフィルター係数Ｗｔを受信Ｃ／Ｎが高い状態で決定し、この受信Ｃ／Ｎが高い状態で決定したフィルター係数Ｗｔを主信号用等化器５６に適用するようにする。本実施例では、受信Ｃ／Ｎ２０ｄＢ相当の品質で受信したトレーニング信号から求めたフィルター係数Ｗｔが適用される。

ステップＳ５にて、受信装置２００は、主信号用等化器５６により、トレーニング信号用等化器６０から供給されたフィルター係数Ｗｔを適用して等化制御を行う。尚、この等化制御の後は、主信号用等化器５６におけるフィルター係数更新を停止し、固定フィルター係数による判定帰還型等化器として動作する。この処理を行うことで、雑音が大きく印加された場合においても、予めトレーニング信号から求めた精度の高いフィルター係数でもって等化処理が継続する事になり、より雑音に強い伝送性能が期待できる。

図４には、主信号用等化器５６のフィルターブロック構成を示している。具体的には、主信号用等化器５６は、図１２と同様の構成からなり、特に、トレーニング信号用等化器６０から供給されたフィルター係数Ｗｔを適用して動作する場合を、図４に示している。この場合、主信号用等化器５６は、主信号用等化器５６におけるフィルター係数更新を停止し、固定フィルター係数による判定帰還型等化器として動作する。

図５に、図１〜図４に示す構成及び計算フローによって求めた３２ＡＰＳＫ符号化率４／５ Ｃ／Ｎ対ビット誤り率特性の計算機シミュレーション結果を示す。ここで、計算機シミュレーションに用いた伝送路の系統としては、衛星伝送路を想定した。衛星伝送路としては、一般的な衛星中継器を構成するＩＭＵＸフィルター、ＴＷＴ、ＯＭＵＸフィルターを想定し、計算機シミュレーションにより系統を再現した。ＴＷＴの動作点は３．４ｄＢについて計算を行った。トレーニング信号用等化器６０におけるトレーニング信号の窓関数は、カイザー窓を使用した。また、トレーニング信号用等化器６０および主信号用等化器５６においては、ステップサイズは２Ｅ−４、フィードフォワードフィルターのタップ長は１０、フィードバックフィルターのタップ長は１４を用いた。更に、トレーニング信号用等化器６０のフィルター係数Ｗｔは受信Ｃ／Ｎ ２０ｄＢの状態において計算し、３８４００シンボル計算後のフィルター係数Ｗｔを主信号用等化器５６のフィルター係数Ｗｔに適用した。

図５を参照するに、通常のブラインド等化による伝送性能よりも、さらに伝送性能が向上していることが分かる。よって、波形等化後の信号に対し、本件で示す方式を用いることで伝送性能の改善を図ることが可能である。本実施例ではパイロット信号を例に説明したが、フレーム同期信号区間を利用しても同様の構成をとることが可能である。また、本方式は３２ＡＰＳＫに限らず、複数の振幅レベルを有する多様な変調方式に対する波形等化後の伝送特性改善を図ることが可能である。

上記の実施例のように、ブラインド等化器のフィルター係数の性能向上を行うために、トレーニング信号を利用し、かつトレーニング信号の利用においてデータ伝送効率の低下を招かないようにした。即ち、図９に示す変調波信号形式において、フレーム同期信号区間及びパイロット信号区間を、波形等化器におけるフィルター係数を求めるためのトレーニング信号として利用する。

特に、波形等化を実施する際は、予めフレーム同期信号やパイロット信号をトレーニング信号と見立てて、受信側においても同様の信号を用意しておくことで、このトレーニング信号区間から精度良く等化器のフィルター係数を求めることが可能となる。さらに、このトレーニング信号から求めたフィルター係数を主信号等化器５６におけるフィルター係数と置き換えることで、雑音の増加に伴う主信号等化器５６で生じるフィルター係数の劣化を防ぎ、より正確な伝送路を反映したフィルター係数を利用した波形等化が可能となる。

また、トレーニング信号区間から求めたフィルター係数を主信号等化器５６におけるフィルター係数に適用後、主信号等化器５６の係数更新を止めて、フィルター係数固定の等化器として動作させることで、主信号に雑音が大きく印加された状況下においても、主信号等化器５６は常に精度の高いフィルター係数を継続して使用し続けることが可能となる。

更に、トレーニング信号の利用において注意すべき項目としては、通常、波形等化において、安定したフィルター係数を求めるためには数１０００シンボル程度の計算が必要となる。そこで、上記フレーム同期信号やパイロット信号をトレーニング信号として利用する際、図９に示すように、伝送１スロットにおけるフレーム同期信号は２４シンボル、パイロット信号は３２シンボルであるので、これらを数１０００シンボル用意する際に、時間的に不連続な信号区間を連結して、トレーニング信号列として使用するようにした。

また、不連続部分をそのまま連結してトレーニング信号とした場合、等化器の性能劣化が懸念されるため、上記フレーム同期信号やパイロット信号を連結する前に、各々ハニング窓やカイザー窓等の窓関数による窓がけ処理を行ってから連結することで、不連続部分による劣化を防ぐことができるようになる。

また、上述の実施例では、特定の衛星中継器、変調方式、及びＬＤＰＣ符号を適用した場合について説明したが、本発明は、地上中継器や他の変調方式、並びに尤度計算を要する任意の誤り訂正符号に適用することができることは実施例の説明から明らかである。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。

本発明は、受信側で伝送路歪みを好適に低減させることができるので、任意のデジタル伝送方式の復号器及び受信装置に有用である。

１０ 判定帰還型ＦＩＲフィルター
１１ フィードフォワードフィルター（ＦＦ）
１２ 等化器出力部
１３ 判定部
１４ フィードバックフィルター（ＦＢ）
１５ 加算部
２１ フィードフォワードフィルター（ＦＦ）
２２ 受信側トレーニング信号列発生部
２４ フィルター係数出力部
２３ フィードバックフィルター（ＦＢ）
２５，２６ 加算部
５０ ＬＤＰＣ復号部
５１ ＬＤＰＣ復号器
５２ パイロット信号抽出部
５３ パイロット信号平均化処理部
５４ 尤度テーブル生成部
５５ 尤度テーブル
５６ 主信号用等化器
５７ 受信Ｃ／Ｎ評価部
５８ トレーニング抽出部
５９ トレーニング信号窓がけ処理部
６０ トレーニング信号用等化器
１００ 送信装置
１１０ フレーム生成部
１２０ ＬＤＰＣ符号化部
１３０ エネルギー拡散部
１４０ マッピング部
１５０ 時分割多重／直交変調部
２００ 受信装置
２１０ チャンネル選択部
２２０ 直交検波部
２３０ 伝送制御信号復号部
２４０ エネルギー逆拡散部
２５０ ＬＤＰＣ復号部
２５１ ＬＤＰＣ復号器
２５２ パイロット信号抽出部
２５３ パイロット信号平均化処理部
２５４ 尤度テーブル生成部
２５５ 尤度テーブル

Claims (5)

1. デジタル伝送の波形等化後のデータ誤りを訂正する復号器であって、
   周期的に伝送される予め規定された既知情報の変調信号をトレーニング信号として受信して抽出するトレーニング信号抽出手段と、
   当該トレーニング信号に対応する予め用意された既知パターン列を用いて、前記抽出したトレーニング信号を適応等化して、主信号の適応等化に用いるフィルター係数を決定するトレーニング信号用等化器と、
   受信する主信号から当該トレーニング信号を推定することなく、前記フィルター係数を用いて主信号の適応等化処理を施す主信号用等化器と、
   前記主信号用等化器を経て得られる、伝送路で生じる波形歪を抑圧した波形等化後の主信号を誤り訂正する復号器と、を備え、
   前記抽出したトレーニング信号は、受信Ｃ／Ｎの値として一定値以上の値を満たす信号から抽出された信号からなることを特徴とする、復号器。
2. 前記トレーニング信号は、周期的に伝送されるパイロット信号か、又はフレーム同期信号からなることを特徴とする、請求項１に記載の復号器。
3. 前記主信号用等化器は、ブラインド等化器からなり、前記フィルター係数を適用後に、波形等化処理の際のフィルター係数の更新を停止して、固定した前記フィルター係数で波形等化処理を行うことを特徴とする、請求項１又は２に記載の復号器。
4. 前記抽出したトレーニング信号からなるトレーニング信号区間について、時間的に不連続な区間となる場合に、所定の窓関数による窓がけ処理を行って当該トレーニング信号区間を連結したトレーニング信号列を生成するトレーニング信号窓がけ処理手段を更に備え、
   前記トレーニング信号用等化器は、該トレーニング信号窓がけ処理手段から送出されるトレーニング信号について適応等化処理を施すことを特徴とする、請求項３に記載の復号器。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の復号器を備えることを特徴とする受信装置。

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