JP7132725B2

JP7132725B2 - 送信装置及び受信装置

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Publication number: JP7132725B2
Application number: JP2018029228A
Authority: JP
Inventors: 雄貴小泉; 陽一鈴木; 政明小島; 久筋誡; 祥次田中
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2017-08-10
Filing date: 2018-02-21
Publication date: 2022-09-07
Anticipated expiration: 2038-02-21
Also published as: JP2019036942A

Description

本発明は、衛星放送及び地上放送並びに固定通信及び移動通信の技術分野に関するものであり、特に、デジタルデータの送信装置及び受信装置に関する。

白色雑音下での伝送性能を向上させる技法として、デジタル変調において、誤り訂正符号の強さと変調マッピングのビットとを適切に組み合わせることで、伝送性能の向上を可能とする符号化変調技術が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

この非特許文献１等に記載される符号化変調技術は、日本の衛星デジタル放送規格ＩＳＤＢ－Ｓ（例えば、非特許文献２参照）でも採用されており、伝送性能の向上に寄与する技法として実績がある。

非特許文献１に記載される技法の基本的な原理は、シンボルにビットをマッピングした後の信号点間のユークリッド距離を考慮し、シンボルを構成するビット（以下、シンボル構成ビットと呼ぶ）のうち、ユークリッド距離が互いに短い信号点間で１／０が反転するビットに対しては強い誤り訂正を施し、ユークリッド距離が互いに長い信号点間で１／０が反転するビットに対しては逆に弱い誤り訂正を施す、又は符号化処理を施さないことによって、全体の情報効率を維持しつつ、雑音耐性を向上させる、というものである。

また、非特許文献１においては、８ＰＳＫ（phase-shift keying）を例とした集合分割法とよばれる信号点へのシンボル割り当て方法が提案されている。集合分割法は、ビット毎に分割可能な複数の符号系列を入力シンボル系列とし、該入力シンボル系列のシンボル構成ビットを、一様に信号点間の最小ユークリッド距離が拡大するように分割して、変調に用いる信号点へのシンボルの割り当てを行う伝送方式である。

ところで、欧州の衛星デジタル放送方式であるＤＶＢ－Ｓ２（非特許文献３参照）、ＤＶＢ－Ｓ２Ｘ（非特許文献４参照）やＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ４４に記載の高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式（以下、高度衛星放送方式と呼ぶ。例えば、非特許文献５参照）においては、信号点へのシンボルの割り当て技法としてグレイコードが採用されている。

尚、６４ＡＰＳＫの従来技法であるＤＶＢ－Ｓ２Ｘ規格（非特許文献４参照）のうち、符号化率７／９、４／５及び５／６に適用されるシンボルへのビット割り当て例を図１９に示す。図１９では、６ビットの割り当ては左から順に第１ビット（ａ１）、第２ビット（ａ２）、…、第６ビット（ａ６）とし、左から３ビット毎に８進数表記（例点６４＝１１０:１００）で表記している。

ただし、グレイコードは、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫにおいてはビット毎の訂正能力は一様であるが、８ＰＳＫ以上の多値変調においては、シンボルに含まれるビット間の誤り訂正能力が不均一となることから、所定の符号化率において伝送性能を向上する際の障害となっている。

このため、グレイコードによる上記の問題を改善するべく、当該集合分割法による伝送方式を更に改善し、各ビットの訂正能力が異なる場合の伝送性能を向上させる技法が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

また、グレイコード又は集合分割法による伝送方式における６４ＡＰＳＫの符号化変調に関する新たな信号点配置が提案され、特に集合分割法による伝送方式における新たなビット割り当てを提案するとともに、当該新たな信号点配置及びビット割り当てに基づく誤り訂正符号の性能改善について開示されている（例えば、非特許文献６～９参照）。

より具体的に、代表して非特許文献９の技法では、６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置として、ユークリッド距離の拡大の観点から４つの同心円上における各信号点の配置個数を最適化し、当該４つの同心円のいずれかに各信号点の振幅値をほぼ一致させ、各信号点の位相値を調整したものとしている。

そして、非特許文献９の技法では、当該６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置を利用した集合分割法によるビット割り当てとして、所定の計算法に基づき最適化されたビット割り当てから所定の信号電力対雑音電力比を満たすようビット入れ替えを施したものとしている。

更に、非特許文献９の技法では、当該６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置及び新たな集合分割法によるビット割り当てを基に、誤り訂正符号として、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号による連接符号として６スロットのスロット構成について、その全体のＬＤＰＣ符号の平均符号化率を４／５を満たすものとし、当該６スロットにおける個々のスロットのＬＤＰＣ符号化率を定義し、集合分割法におけるＬＤＰＣ符号の検査行列初期値テーブルを最適化したものとしている。

特開２０１４－１５５１９５号公報

G. Ungerboeck, "Channel coding with multilevel/phase signals", IEEE Transaction Information Theory, Vol.IT-28, No.1, 1982年1月，p.55－67 "衛星デジタル放送の伝送方式標準規格 ARIB STD-B20 3.0版"、平成13年5月31日改定、ARIB Digital Video Broadcasting (DVB), "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications(DVB-S2)" ， Final draft ETSI EN 302 307 V1.2.1(2009-04) Digital Video Broadcasting (DVB), "Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications; Part2: DVB-S2 Extensions(DVB-S2X)" ， Draft ETSI EN 302 307-2 V1.1.1(2014-10) "高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式標準規格 ARIB STD-B44 2.1版"、平成28年3月25日改定、ARIB 小泉雄貴・鈴木陽一・小島政明・斎藤恭一・田中祥次,"64APSK符号化変調の検討（その1）－64APSK 信号点配置の検討－"、電子情報通信学会、2016年ソサイエティ大会講演論文集、B-5-21, 2016, p291、2016年9月20日発表小泉雄貴・鈴木陽一・小島政明・斎藤恭一・田中祥次,"64APSK符号化変調の検討－64APSK 符号化変調のビット割り当てに関する検討－"、映像情報メディア学会、年次大会講演予稿集、32C-1, 2016、2016年9月2日発表鈴木陽一・小泉雄貴・小島政明・斎藤恭一・田中祥次,"64APSK符号化変調の検討（その2）－LDPC符号化率最適化による性能改善－"、電子情報通信学会、2016年ソサイエティ大会講演論文集、B-5-22，2016, p292、2016年9月20日発表 Yuki Koizumi, Yoichi Suzuki, Masaaki Kojima, Kyoichi Saito, Shoji Tanaka, "A study on 64APSK Coded Modulation"、［online］、信学技報(IEICE Tech. Rep.), vol. 116, no. 243, SAT2016-55, pp. 51-56, 2016年10月6日発行、［平成29年8月1日検索］、インターネット〈URL： http://www.ieice.org/ken/paper/20161013cblh/eng/〉

非特許文献６～９は、白色雑音下において６４ＡＰＳＫ符号化変調の所要Ｃ／Ｎを改善する技法である。一方、衛星伝送においては、衛星中継器で生じる非線形歪が所要Ｃ／Ｎを劣化させる要因となる。また非線形歪を受けた信号は受信装置で最小二乗誤差規範による適応等化処理を行うことが有効である。

例えば１２ＧＨｚ帯の衛星放送における非線形伝送路の対象機器として、典型的なものに、放送衛星に搭載される衛星中継器に設けられる入力フィルタ（ＩＭＵＸフィルタ）、電力増幅器（ＴＷＴＡ）、及び出力フィルタ（ＯＭＵＸフィルタ）がある。

ＩＭＵＸフィルタは、各チャンネル周波数に対応した帯域通過フィルタであり、地上放送局から受信した複数チャンネルの変調波信号のうち１チャンネル分の帯域成分のみをそれぞれ抽出し、それぞれのＴＷＴＡに出力する。尚、地上放送局では、送信装置からの変調波信号を大電力増幅器（ＨＰＡ）により電力増幅し、衛星中継器に向けてアップリンクしている。

ＴＷＴＡは、抽出した１チャンネル分の変調波信号について電力増幅を行い、ＯＭＵＸフィルタに出力する。

ＯＭＵＸフィルタは、各チャンネル周波数に対応した帯域通過フィルタであり、ＴＷＴＡによって電力増幅した変調波信号に対し、１チャンネル分の帯域成分のみを抽出し、不要周波数成分を抑圧した変調波信号を放送波信号として生成し、地上の受信装置に向けて出力する。

本来、ＴＷＴＡは入力信号と出力信号との間の振幅及び位相の関係が比例関係となる入出力特性で電力増幅処理することが望ましい。しかしながら、この入出力特性は、実際には入力信号の利得が大きくなると出力信号の利得が低下する非線形性（ＡＭ‐ＡＭ特性）を有し、同時に入力信号に対する出力信号の位相も回転し非線形性（ＡＭ‐ＰＭ特性）を有する。従って、入力信号の利得が或るレベル内であれば出力信号の利得もほぼ線形の出力レベルとなるが、入力信号の利得が或るレベルを超えると、出力レベルが逆に低下する現象が生じる。このような出力レベルの低下が起こる直前の動作点を、一般に、出力飽和点という。また、この出力飽和点から入力レベルを下げて運用する場合を入力バックオフ（ＩＢＯ）といい、同様に、入力レベルを絞って、出力レベルを下げた状態で運用する場合を出力バックオフ（ＯＢＯ）という。とりわけ、ＡＰＳＫの場合、振幅・位相の信号点配置において複数の振幅を持つ信号点が存在するため、ＰＳＫ変調と比較してＴＷＴＡの非線形性によって所要Ｃ／Ｎの劣化を起こしやすい。

また、ＩＭＵＸフィルタ及びＯＭＵＸフィルタは、帯域成分を抽出及び波形生成するという観点から、変調波帯域内の周波数において振幅差（周波数‐振幅特性）や群遅延差（周波数‐群遅延特性）が存在する。これらの差は帯域内周波数において不均―となるため、時間軸上でみたときにシンボル遷移に依存した異なる遅延となる。このため、シンボル間での干渉（ＩＳＩ）を引き起こし、信号点としての広がりとなるため、所要Ｃ／Ｎが劣化することになる。

この非線形伝送路で生じる非線形歪を補償するため受信信号に対して適応等化処理を行う。適応等化は、既知の変調方式によって定める理想信号点配置と非線形歪を受けた受信信号の誤差ベクトルを算出し、ＬＭＳ（Least Mean Square）法により適応等化器のフィルタ係数を更新することで、非線形歪補償を行う。

ただし、非線形歪を受けた６４ＡＰＳＫ符号化変調を適応等化処理する際、信号点の振幅に応じて等化性能が異なる。そのため、非線形歪の影響を受けた受信信号を適応等化処理する衛星伝送システムにおいては、白色雑音下で設計した非特許文献６～９の６４ＡＰＳＫ符号化変調は、衛星伝送システムに最適な伝送方式ではない。

従って、非線形伝送路を経てデジタルデータを送信する送信装置では、変調時のマッピングに係る信号点配置及びビット割り当ての最適化を行う必要がある。同様に、非線形伝送路を経てデジタルデータを受信する受信装置では、当該最適化されたマッピングに係る信号点配置及びビット割り当てに従って復調する必要がある。

そこで、本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、非線形伝送路において、白色雑音下で最適化した非特許文献６～９の６４ＡＰＳＫ符号化変調よりも所要Ｃ／Ｎを改善させ、非線形歪による影響と受信装置で適用する適応等化の性能を考慮した６４ＡＰＳＫを用いてデジタルデータを伝送可能とする送信装置及び受信装置を提供することにある。

本発明による第１態様の送信装置は、デジタルデータの伝送を行う送信装置であって、伝送するデータに対しＬＤＰＣ符号を一部に含みＢＣＨ符号から構成される連接符号からなる所定の誤り訂正符号化処理を施し、６４ＡＰＳＫの変調方式に適合するシンボルを生成する誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号化手段により符号化したシンボルについて６４ＡＰＳＫの変調方式における信号点配置として、非線形歪及び受信側の適応等化性能を考慮して定めた４つの同心円を半径の小さい方から順に第１円、第２円、第３円、及び第４円と定義し、前記第１円上の信号点数を１２、前記第２円上の信号点数を１６、前記第３円上の信号点数を１６、及び前記第４円上の信号点数を２０とし、前記信号点配置における位相角として、前記第１円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで２２度の位置から３０度間隔とし、前記第２円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで２２．５５度の位置から２２．５度間隔とし、前記第３円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１１．４５度の位置から２２．５度間隔とし、前記第４円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１１．３度の位置から１８度間隔とし、前記信号点配置における半径比として、前記第１円、第２円、第３円、及び第４円の各半径をそれぞれｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４と定義し、ｒ１に対して半径比をγ１＝ｒ２／ｒ１、γ２＝ｒ３／ｒ１、γ３＝ｒ４／ｒ１と定義したとき、非線形伝送路で生じる非線形歪の影響を低減させるべく、γ１＝２.０２、γ２＝２．９８、γ３＝４．１４とした信号点配置に対し、まず、集合分割法に基づいて、所定の計算法、所定の信号電力対雑音電力比において信号分割後の伝送路容量が最大となるようにビット割り当てを行い、次に、６４ＡＰＳＫのシンボルの各ビットのＢＥＲがＬＤＰＣ符号適用範囲内又はＢＣＨ符号のみで誤り訂正可能となるようビット入れ替えを施した、ビット割り当てに従って、前記シンボルを構成するビットを割り当てることによりＩＱ信号のマッピングを行うマッピング手段と、前記マッピング手段によりマッピングを行ったシンボルを６４ＡＰＳＫの変調方式により変調し、非線形伝送路を経て適応等化処理を行う受信装置に向けて変調波信号を送信する直交変調手段と、を備えることを特徴とする。

更に、本発明による第２態様の送信装置は、デジタルデータの伝送を行う送信装置であって、伝送するデータに対しＬＤＰＣ符号を一部に含みＢＣＨ符号から構成される連接符号からなる所定の誤り訂正符号化処理を施し、６４ＡＰＳＫの変調方式に適合するシンボルを生成する誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号化手段により符号化したシンボルについて６４ＡＰＳＫの変調方式における信号点配置として、非線形歪及び受信側の適応等化性能を考慮して定めた４つの同心円を半径の小さい方から順に第１円、第２円、第３円、及び第４円と定義し、前記第１円上の信号点数を８、前記第２円上の信号点数を１６、前記第３円上の信号点数を２０、及び前記第４円上の信号点数を２０とし、前記信号点配置における位相角として、前記第１円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで５８．４度の位置から４５度間隔とし、前記第２円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１４．５５度の位置から２２．５度間隔とし、前記第３円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１８度の位置から１８度間隔とし、前記第４円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで９度の位置から１８度間隔とし、前記信号点配置における半径比として、前記第１円、第２円、第３円、及び第４円の各半径をそれぞれｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４と定義し、ｒ１に対して半径比をγ１＝ｒ２／ｒ１、γ２＝ｒ３／ｒ１、γ３＝ｒ４／ｒ１と定義したとき、非線形伝送路で生じる非線形歪の影響を低減させるべく、γ１＝２.１０、γ２＝３．１６、γ３＝４．４９とした信号点配置に対し、まず、集合分割法に基づいて、所定の計算法、所定の信号電力対雑音電力比において信号分割後の伝送路容量が最大となるようにビット割り当てを行い、次に、６４ＡＰＳＫのシンボルの各ビットのＢＥＲがＬＤＰＣ符号適用範囲内又はＢＣＨ符号のみで誤り訂正可能となるようビット入れ替えを施した、ビット割り当てに従って、前記シンボルを構成するビットを割り当てることによりＩＱ信号のマッピングを行うマッピング手段と、前記マッピング手段によりマッピングを行ったシンボルを６４ＡＰＳＫの変調方式により変調し、非線形伝送路を経て適応等化処理を行う受信装置に向けて変調波信号を送信する直交変調手段と、を備えることを特徴とする。

更に、本発明の受信装置は、本発明による第１又は第２態様の送信装置により送信された６４ＡＰＳＫのＩＱ信号に基づく変調波信号を、非線形伝送路を経て受信し、前記変調波信号に対し前記６４ＡＰＳＫの信号点配置に対応する直交復調処理を施して復調信号を生成する直交復調手段と、前記復調信号に対し適応等化処理を施すことにより、前記非線形伝送路に起因する歪を補償した受信信号点系列を出力する適応等化手段と、前記６４ＡＰＳＫのシンボルのビット毎に前記所定の誤り訂正符号化処理に対応する復号処理を施す復号手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、既存技術と比較して、６４ＡＰＳＫを用いてデジタルデータを伝送する際、例えば１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路における非線形歪と受信側での適応等化性能を考慮した信号点配置を適用し、尚且つ伝送路容量を基準にビット割り当てを行うことで、集合分割法による信号点分割後、ユークリッド距離をより拡大することができ、全体の伝送性能を改善することができる。またＬＤＰＣ符号の訂正能力を考慮したビット入れ替えにより、６４ＡＰＳＫ符号化変調の信号点へビット割り当てを行うことで、伝送性能を改善させることができる。

本発明による第１又は第２実施形態の送信装置及び受信装置の構成例を示す図である。（ａ）は非特許文献９の技法に係る送信信号点及び非線形伝送路を介する受信信号点のコンスタレーションを示す図であり、（ｂ）は本発明による第１実施形態に係る送信信号点及び非線形伝送路を介する受信信号点のコンスタレーションを示す図である。本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫの信号点配置設計の概要を示す図である。本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫの伝送路容量を基準とした第１ビット～第６ビットまでのビット割り当て結果を示す図である。本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫのビット毎の誤り訂正前のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫのビット入替え後の第１ビット～第６ビットまでのビット割り当て結果を示す図である。本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫのビット入替え後のビット毎の誤り訂正前のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。（ａ）乃至（ｆ）は、本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫビット入替え後の第１ビット～第６ビットまでの分割過程を示す図である。本発明による第１実施形態に係る第１ビットＬＤＰＣ符号化率５７／１２０、第２ビットＬＤＰＣ符号化率６４／１２０、第３ビットＬＤＰＣ符号化率１０５／１２０、第４ビットＬＤＰＣ符号化率１１７／１２０、第５ビットＬＤＰＣ符号化率１２０／１２０（ＬＤＰＣパリティ無し）、第６ビットＬＤＰＣ符号化率１１３／１２０、及びＢＣＨ（６５５３５，６５１６７）短縮符号の場合のスロット構成例を示す図である。本発明による第１実施形態に係る実施例と従来技法を対比するＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。（ａ）は非特許文献９の技法に係る送信信号点及び非線形伝送路を介する受信信号点のコンスタレーションを示す図であり、（ｂ）は本発明による第２実施形態に係る送信信号点及び非線形伝送路を介する受信信号点のコンスタレーションを示す図である。本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫの伝送路容量を基準とした第１ビット～第６ビットまでのビット割り当て結果を示す図である。本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫのビット毎の誤り訂正前のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫのビット入替え後の第１ビット～第６ビットまでのビット割り当て結果を示す図である。本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫのビット入替え後のビット毎の誤り訂正前のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。（ａ）乃至（ｆ）は、本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫビット入替え後の第１ビット～第６ビットまでの分割過程を示す図である。本発明による第２実施形態に係る第１ビットＬＤＰＣ符号化率６１／１２０、第２ビットＬＤＰＣ符号化率６３／１２０、第３ビットＬＤＰＣ符号化率１０１／１２０、第４ビットＬＤＰＣ符号化率１１５／１２０、第５ビットＬＤＰＣ符号化率１１６／１２０、第６ビットＬＤＰＣ符号化率１２０／１２０（ＬＤＰＣパリティ無し）、及びＢＣＨ（６５５３５，６５１６７）短縮符号の場合のスロット構成例を示す図である。本発明による第２実施形態に係る実施例と従来技法を対比するＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。従来技術のＤＶＢ－Ｓ２Ｘのビット割り当てを示す図である。

以下、図１～図１０を参照して第１実施形態の伝送システムについて説明し、図１１～図１９を参照して第２実施形態の伝送システムについて説明する。尚、図１に示す送信装置１０及び受信装置２０のブロック図は、第１又は第２実施形態の伝送システムとして共通に説明する。

〔第１実施形態〕
まず、図１を参照して、第１実施形態の伝送システムにおける送信装置１０及び受信装置２０について説明する。尚、実際の送信装置１０は、誤り訂正符号の先頭を識別するために変調波信号に同期信号を多重する機能、ＩＳＤＢ－Ｓ等に採用されている伝送方式の設定等の情報を受信機に予告するための伝送多重制御信号（ＴＭＣＣ信号とも呼ぶ）を変調波信号に多重する機能などを有する。また、実際の受信装置２０には、変調波信号に多重された同期信号を検出し誤り訂正符号の先頭を検出する同期検出機能や、伝送多重制御信号から伝送方式の設定等の情報を検出して変調方式や符号化率等の設定を行う制御機能などを有するが、その詳細な図示を省略している。

（装置構成）
〔送信装置〕
図１を参照するに、第１実施形態の送信装置１０は、前方向誤り訂正方式の送信装置であり、誤り訂正符号化部１１と、マッピング部１２と、直交変調部１３とを備える。即ち、送信装置１０の機能ブロック構成は、グレイコードや集合分割法による符号化変調送信装置と変わらないが、マッピング部１２が従来技法と異なる。

誤り訂正符号化部１１は、伝送するデータに対し、外符号をＢＣＨ符号、内符号をＬＤＰＣ符号とする連接符号で構成された誤り訂正処理を施しシンボルを構成してマッピング部１２に出力する。

第１実施形態のマッピング部１２は、誤り訂正符号化部１１による符号化後の信号を入力シンボル系列とし、シンボルに対応した信号点のＩ軸及びＱ軸の振幅値をＩＱ信号（同相成分Ｉ及び直交位相成分Ｑからなる複素信号）の信号点系列として直交変調部１３に出力する。ここで、第１実施形態のマッピング部１２による６４ＡＰＳＫの信号点配置は、図２を参照して後述するように、非線形歪と受信装置の適応等化性能を考慮して非特許文献９の信号点配置から第３円の信号点を２点、第４円へ振り分けた信号点配置である。ビット割り当てに関しては集合分割後の伝送路容量が所定の信号電力対雑音電力比（実施例では、Ｃ／Ｎ＝１６ｄＢ）で最大となるものとなっている。そして、この信号点配置に基づくビット割り当て例として、図６には、本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫにおける集合分割法を適用した場合のシンボルへのビット割り当て例を示している。また、図６に示すマッピングによる集合分割法を適用した場合の、６４ＡＰＳＫの集合分割のプロセスを図８に示す。即ち、本発明に係るマッピングに用いるシンボルと信号点との対応関係は、図８（ａ）から図８（ｆ）で図示する順番で、シンボル構成ビットにおける各ビットの分割を進めながら割り当てる集合分割法を用いる。

従って、マッピング部１２は、上記対応関係に基づいて、複数の符号系列からなる入力シンボル系列を信号点系列に変換するシンボル／信号点変換手段として機能する。

直交変調部１３は、マッピング部１２により生成されたＩＱ信号に対して、ロールオフフィルタ処理を実行後、直交変調を施した変調波信号を生成し、外部の伝送路に伝送する。本件における伝送路は、例えば１２ＧＨｚ帯衛星中継器を介する非線形伝送路である。

〔受信装置〕
第１実施形態の受信装置２０は、前方向誤り訂正方式の受信装置であり、直交復調部２１と、デマッピング部２２と、誤り訂正復号部２３と、適応等化部２４とを備える。即ち、受信装置２０の機能ブロック構成は、グレイコードや集合分割法による符号化変調受信装置と変わらないが、直交復調部２１及びデマッピング部２２における直交復調処理が従来技法と異なる。

直交復調部２１は、ＩＱ信号の信号点系列を変調した６４ＡＰＳＫの変調波信号を、非線形伝送路を介して送信装置１０から受信して、その変調波信号に対し６４ＡＰＳＫの信号点配置に対応する直交復調処理を施して復調信号を生成し適応等化部２４に出力する。

適応等化部２４は、前記復調信号に対し適応等化処理を施すことにより、前記非線形伝送路に起因する歪を補償した受信信号点系列をデマッピング部２２に出力する。

デマッピング部２２は、直交復調部２１により復調した信号に対し、送信側のマッピング部１２におけるデマッピング処理を施して、誤り訂正符号化部１１による符号化後の信号を復元し、誤り訂正復号部２３に出力する。

誤り訂正復号部２３は、デマッピング部２２により復元した誤り訂正前の信号に対し、送信側の誤り訂正符号化部１１に対応した誤り訂正復号処理を施して、データを復元して外部に出力する。

（第１実施形態の６４ＡＰＳＫの信号点配置）
ここで、第１実施形態のマッピング部１２における６４ＡＰＳＫの信号点配置とビット割り当てについて詳細に説明する。解決すべき課題として上述したように、衛星伝送システムにおいては衛星中継器で生じる非線形歪および受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置を設計することで、非特許文献９で示すような白色雑音下において最適化した信号点配置を適用した場合より、伝送性能を改善できる。

そこで、衛星伝送システムにおける６４ＡＰＳＫ符号化変調の性能改善のために、非線形歪および受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置の設計を検討することとした。図２（ａ）は非線形伝送路を通過させた場合の非特許文献９に示す受信信号点と送信信号点である。この受信信号点は非線形歪の影響を受けた後、適応等化処理を施したものである。ここで、４つの同心円を半径の小さい方から順に第１円、第２円、第３円、及び第４円と定義したとき、第２円、第３円の受信信号点に着目すると、送信信号点周辺から外れている受信信号点が多数確認される。第２円、第３円の信号点は等化の誤差の影響を受けており、受信性能を評価する指標のひとつであるＭＥＲを劣化させていることがわかる。そこで、本発明による第１実施形態では、図２（ｂ）に示すように、非特許文献９の第３円の信号点を２点、等化誤差の少ない第４円に振り分ける。その後、後述する伝送路容量が最大となるよう位相及び半径比を設計した。以上より非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置を適用することで、非線形伝送路における性能改善が可能である。

位相及び半径比の設計基準として変調方式を限定したシャノン限界である伝送路容量Ｔ（式（１））を利用する。伝送路容量ＴはＡＷＧＮ伝送路において送信シンボルｘ、受信シンボルｙとしたとき式（１）で定義される。Ｍは信号点数、ｐ（ｙ｜ｘ）は式（２）で示されるＣ／Ｎと信号点間の最小ユークリッド距離から決まる遷移確率密度関数、σ^２は白色雑音電力である。式（１）の第一項は受信シンボルｙの平均情報量であり信号点数Ｍから決まる。式（１）の第二項はある送信シンボルｘを送信したとき、受信シンボルがｙとなる平均情報量を示している。

ここで伝送路容量Ｔを最大化させることを考えると、信号点数Ｍ及びＣ／Ｎを固定した場合、式（１）の第二項の値を最小化すればよい。このとき式（１）の第二項は信号点間の最小ユークリッド距離の関数となり、最小ユークリッド距離が大きくなるほど第二項が小さくなる。よって式（１）における伝送路容量Ｔを最大化することは、信号点間の最小ユークリッド距離を拡大することと等価である。信号点間の最小ユークリッド距離を拡大することにより、ある受信シンボルが隣接する他のシンボルとして誤って受信されてしまう可能性を低くすることができ、受信後の誤り率改善につながる。

以上より非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置を設計することで、等化誤差が生じやすい第３円の信号点数を減らすことができ、非線形伝送路における多値変調方式の伝送性能改善につながる。具体的な信号点配置の設計方法としては、円周上に配置する信号点数は非特許文献９の信号点配置において第３円の信号点を２点、第４円に振り分け、信号点の位相、円周間の半径比に関しては式（１）に示す伝送路容量が最大となるようそれぞれの値を設計した。

より具体的に、本発明の６４ＡＰＳＫの信号点配置設計については、円周上に配置する信号点数については、非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮し設計を行い、位相、半径比については信号点数Ｍ＝６４、設計Ｃ／Ｎ＝１６ｄＢとし式（１）により計算した伝送路容量が最大となるよう設計した。設計Ｃ／Ｎは６４ＡＰＳＫ（ＬＤＰＣ符号化率４/５）の理論限界Ｃ／Ｎ＝１４．９ｄＢに対し、約１ｄＢのギャップを性能目標としＣ／Ｎ＝１６ｄＢとした。

設計パラメータは、図３に示すように、（ａ）第１円～第４円の各々の信号点配置上の信号点数、（ｂ）第１円～第４円の各々の信号点の位相（Ｉ軸の基準位相０度に対し左回りで各円における最初の位相θ_０１～θ_０４と位相間隔θ１～θ４）、（ｃ）第１円～第４円に関する円周間の半径比（γ１～γ３）とし、伝送路容量が最大となるようそれぞれの設計パラメータを決定した。尚、第１円～第４円の各半径をそれぞれｒ１～ｒ４とし、ｒ１を基準に半径比をγ１＝ｒ２／ｒ１, γ２＝ｒ３／ｒ１, γ３＝ｒ４／ｒ１と定義した。

設計した６４ＡＰＳＫの信号点配置を表１に示す。尚、表１は、本設計により生成した送信電力１で規格化したIＱ信号の信号点座標を示している。また、表１の信号点配置に対応して最適化された各設計パラメータ及び伝送路容量について、ＤＶＢ－Ｓ２Ｘと対比可能に表２に示している。

（上記信号点配置におけるビット割り当ての実施例）
以下、上記の６４ＡＰＳＫの信号点配置へのビット割り当てについて最適化を行った。従来技術である集合分割法を適用した多値符号化変調は、集合分割法に基づき前ビットの復号結果に応じて信号点を分割していき、各ビットを復号していく。例えば第２ビット（ａ２）の復号については、第１ビット（ａ１）の復号結果によりａ１＝０, ａ１＝１の信号点にそれぞれ分割した後復号され、第２ビット以降についても同様の手順で信号点を分割し復号していく。このように信号点の分割を進めるごとに、信号点間の最小ユークリッド距離を拡大することが可能であり、上位ビット（第１ビットを最下位ビットとする）へ行くに従い各ビットのＢＥＲ特性は向上し、全体としての伝送特性を改善することが可能である。

このように集合分割法を適用するためには、分割後の信号点の最小ユークリッド距離がなるべく大きくなるよう各信号点へビットを割り当てる必要がある。ＱＡＭのような信号点が格子配列のものについては、幾何学的に隣接する信号点の最小ユークリッド距離を拡大するビット割り当てが可能であるが、ＡＰＳＫのように信号点配置が一意に決まらないような変調方式については、幾何学的に最小ユークリッド距離を拡大することが難しい。

そこで本発明に係る６４ＡＰＳＫのマッピングにおいては、上記の伝送路容量Ｔ（式（１））を基準に各信号点へのビット割り当てを行う。上述の通り伝送路容量を最大化することは最小ユークリッド距離を拡大することと等価である。よって信号点分割後の伝送路容量が最大となるビット割り当てを行うことで、６４ＡＰＳＫに集合分割法を適用した際、信号点分割後の最小ユークリッド距離を拡大することが可能である。

具体的には、集合分割法に基づく６４ＡＰＳＫの信号点配置にビット割り当てを行う際の評価関数として伝送路容量の式（１）を適用し、Ｃ／Ｎ＝１６ｄＢで信号分割後の伝送路容量が最大となるようなビット割り当てを行った結果、図４に示す結果が得られる。図４では、信号点に割り当てた６ビットは左から順に第１ビット（ａ１）、第２ビット（ａ２）、…、第６ビット（ａ６）と定義し、左から３ビット毎に８進数表記で記している。また、図５に、受信装置２０側における直交復調部２１の出力に相当する、ビットごとの誤り訂正前のＢＥＲ特性を示している。

ただし、集合分割法に基づく６４ＡＰＳＫの誤り訂正符号として、ビット毎にＬＤＰＣ符号（内符号）とＢＣＨ符号（外符号）から成る連接符号を適用するには、現行規格（ＩＳＤＢ－Ｓ３:非特許文献５）で採用されているＬＤＰＣ符号は、誤り訂正前のＢＥＲが１.５×１０^－１から２．０×１０^－３の範囲において、符号のランダム性を保った設計が可能である。また、ＢＣＨ（６５５３５，６５１６７，ｔ＝２３）符号を外符号として適用する場合、疑似エラーフリー（１×１０^－１１）が期待できる誤り訂正前のＢＥＲは１．２×１０^－４以下である。ここで、図５においてＣ／Ｎ＝１６ｄＢに着目すると、第１ビットのＢＥＲが１．９６×１０^－１であり、ＬＤＰＣ符号設計範囲外である。

そこで、図４のビット割り当てからビット入替えを行うことにより、第１ビット～第６ビットのＢＥＲがＬＤＰＣ符号適用範囲内またはＢＣＨ符号のみで誤り訂正可能となるようなビット割り当てを行った。そのときのビット割り当て結果を図６に、ビットごとの誤り訂正前のＢＥＲ特性を図７に示す。また、このビット入替えを行なった後の第１～６ビットまでの集合分割法の分割結果を図８に示している。尚、図８では、簡単のためａ１＝０, ａ２＝０, ａ３＝０, ａ４＝０, ａ５＝０の場合を示し、その他の分割結果については省略している。

即ち、第１実施形態のマッピング部１２は、図６に示すような、６４ＡＰＳＫの信号点配置に対するシンボルを構成する各ビットのビット割り当てとして、表３に示すようなマッピングを行う。

ここで、図７のＢＥＲ特性よりＣ／Ｎ＝１６ｄＢにおける第５ビット（ａ５）のＢＥＲは１．１７×１０^－４であり、ＢＣＨ外符号のみでエラーフリーが達成できる。最終的に、本発明ではＬＤＰＣ符号の全体の平均符号化率４／５を満たしつつ、第１ビット（ａ１）から第４ビット（ａ４）及び第６ビット（a６）に適用するＬＤＰＣ符号化率を調整し、白色雑音の下で所要Ｃ／Ｎ（ＢＥＲ＝１×１０^－１１相当のＣ／Ｎと定義）が最小となるＬＤＰＣ符号を設計した。

このとき、ＬＤＰＣ検査行列の構造はＩＳＤＢ－Ｓ３と同一とした。即ち、誤り訂正符号化部１１は、符号化率毎に固有の検査行列を用いて当該デジタルデータをＬＤＰＣ符号化する符号化器を備えるよう構成し、この符号化器は、４４８８０ビットからなる符号長で符号化率毎に予め定めた検査行列初期値テーブルを初期値として、符号化率に応じた情報長に対応する部分行列の１の要素を、列方向に３７４列毎の周期で配置して構成した検査行列を用いてＬＤＰＣ符号化を行う。

設計したＬＤＰＣ符号の仕様として、表４に示すビット毎の符号化率で、ＬＤＰＣ符号の全体の平均符号化率４／５を満たすスロット構成とした。尚、表４に示すビット毎のＬＤＰＣ符号における各符号化率の検査行列の初期値テーブルは、本発明に係るマッピング処理に直接関係しないためその説明は省略する。

また、外符号のＢＣＨ符号については、ＢＣＨ（６５５３５，６５１６７）短縮符号とした。ただし、ＢＣＨ（６５５３５，６５３４３）短縮符号を用いてもよい。ＢＣＨ（６５５３５，６５１６７）短縮符号の生成多項式は、特許文献１に開示されているとおりである。また、ＢＣＨ（６５５３５，６５３４３）短縮符号の生成多項式は、非特許文献５に開示されているとおりである。

図１の送信装置１０及び受信装置２０において、表４に従うスロット構成を用いた場合の伝送性能（シミュレーション結果）を説明する。表４に従うスロット構成図を図９に示す。伝送モデルは１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路を想定し、ＢＣＨ外符号はＢＣＨ（６５５３５，６５１６７,ｔ＝２３）符号とし、ＬＤＰＣ符号の復号反復回数は１段あたり最大５０回に設定した。

表４に従い、１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路における計算機シミュレーションによるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を図１０に示す。図１０では、同非線形伝送モデルを伝播した場合の非特許文献９のシミュレーション結果もプロットした。計算機シミュレーションはＢＥＲ＝１０^－８オーダーまで行い、線形補間によりＢＥＲ＝１×１０^－１１まで外挿した。図１０より、１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路において、本発明技術の所要Ｃ／Ｎは１７．１８ｄＢであり、非特許文献９より０．３４ｄＢ、性能改善が可能であることが分かる。

特に、非特許文献９の技法では、６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置として、ユークリッド距離の拡大の観点から４つの同心円上における各信号点の配置個数を最適化し、当該４つの同心円のいずれかに各信号点の振幅値をほぼ一致させ、各信号点の位相値を調整したものとしている。一方、本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫの更に新たな信号点配置では、非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置として、非特許文献９に信号点配置から等化誤差の生じやすい第３円の信号点を２点、第４円へ振り分けている。

また、本発明に係る６４ＡＰＳＫの更に新たな信号点配置を利用した集合分割法によるビット割り当てでは、式（１）に基づく計算法に基づき最適化されたビット割り当てから上述した所定の信号電力対雑音電力比を満たすようビット入れ替えを施したものとすることで、ビット誤り率をより抑えることができる。

更に、本発明に係る当該６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置及び新たな集合分割法によるビット割り当てを基にした誤り訂正符号では、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号による連接符号として６スロットのスロット構成について、その全体のＬＤＰＣ符号の平均符号化率を４／５を満たすものとし、当該６スロットにおける個々のスロットのＬＤＰＣ符号化率を表４に示すように定義し、集合分割法におけるＬＤＰＣ符号の検査行列初期値テーブルを最適化したものとすることで、伝送性能をより向上させることができる。

これによって、本発明に係る一実施形態の送信装置１０及び受信装置２０の構成では、１２ＧＨｚ帯衛星中継器を介する非線形伝送路において非特許文献９の技法に対して０．３４ｄＢの性能改善が可能となっている。

〔第２実施形態〕
次に、図１を参照して、第２実施形態の伝送システムにおける送信装置１０及び受信装置２０について説明する。尚、実際の送信装置１０は、誤り訂正符号の先頭を識別するために変調波信号に同期信号を多重する機能、ＩＳＤＢ－Ｓ等に採用されている伝送方式の設定等の情報を受信機に予告するための伝送多重制御信号（ＴＭＣＣ信号とも呼ぶ）を変調波信号に多重する機能などを有する。また、実際の受信装置２０には、変調波信号に多重された同期信号を検出し誤り訂正符号の先頭を検出する同期検出機能や、伝送多重制御信号から伝送方式の設定等の情報を検出して変調方式や符号化率等の設定を行う制御機能などを有するが、その詳細な図示を省略している。

（装置構成）
〔送信装置〕
図１を参照するに、第２実施形態の送信装置１０は、前方向誤り訂正方式の送信装置であり、誤り訂正符号化部１１と、マッピング部１２と、直交変調部１３とを備える。即ち、送信装置１０の機能ブロック構成は、グレイコードや集合分割法による符号化変調送信装置と変わらないが、マッピング部１２が従来技法と異なる。

マッピング部１２は、誤り訂正符号化部１１による符号化後の信号を入力シンボル系列とし、シンボルに対応した信号点のＩ軸及びＱ軸の振幅値をＩＱ信号（同相成分Ｉ及び直交位相成分Ｑからなる複素信号）の信号点系列として直交変調部１３に出力する。ここで、第２実施形態のマッピング部１２による６４ＡＰＳＫの信号点配置は、第１実施形態とは異なり、且つ非線形歪と受信装置の適応等化性能を考慮して、非線形伝送路において伝送性能が向上するよう信号点の位相及び半径比を設計した信号点配置であり、この信号点配置に基づくビット割り当て例として、図１４には、本発明による第１実施形態に係る６４ＡＰＳＫにおける集合分割法を適用した場合のシンボルへのビット割り当て例を示している。また、図１４に示すマッピングによる集合分割法を適用した場合の、６４ＡＰＳＫの集合分割のプロセスを図１６に示す。即ち、本発明に係るマッピングに用いるシンボルと信号点との対応関係は、図１６（ａ）から図１６（ｆ）で図示する順番で、シンボル構成ビットにおける各ビットの分割を進めながら割り当てる集合分割法を用いる。

〔受信装置〕
第２実施形態の受信装置２０は、前方向誤り訂正方式の受信装置であり、直交復調部２１と、デマッピング部２２と、誤り訂正復号部２３と、適応等化部２４とを備える。即ち、受信装置２０の機能ブロック構成は、グレイコードや集合分割法による符号化変調受信装置と変わらないが、直交復調部２１及びデマッピング部２２における直交復調処理が従来技法と異なる。

（第２実施形態の６４ＡＰＳＫの信号点配置）
ここで、第２実施形態のマッピング部１２における６４ＡＰＳＫの信号点配置とビット割り当てについて詳細に説明する。解決すべき課題として上述したように、衛星伝送システムにおいては衛星中継器で生じる非線形歪および受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置を設計することで、非特許文献９で示すような白色雑音下において最適化した信号点配置を適用した場合より、伝送性能を改善できる。

そこで、衛星伝送システムにおける６４ＡＰＳＫ符号化変調の性能改善のために、非線形歪および受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置の設計を検討することとした。尚、図１１（ａ）は非線形伝送路を通過させた場合の非特許文献９に示す受信信号点と送信信号点である。この受信信号点は非線形歪の影響を受けた後、適応等化処理を施したものである。ここで、４つの同心円を半径の小さい方から順に第１円、第２円、第３円、及び第４円と定義したとき、第２円、第３円の受信信号点に着目すると、送信信号点周辺から外れている受信信号点が多数確認される。第２円、第３円の信号点は等化の誤差の影響を受けており、受信性能を評価する指標のひとつであるＭＥＲを劣化させていることがわかる。そこで、本発明による第２実施形態では、適応等化後の受信信号のＭＥＲが向上し、且つ高い伝送路容量を達成するよう図１１（ｂ）に示すように、信号点の位相及び半径比を設計した。以上より非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置を適用することで、非線形伝送路における性能改善が可能である。

上述したように、位相及び半径比の設計基準として変調方式を限定したシャノン限界である伝送路容量Ｔ（式（１）及び式（２））とＭＥＲ及び、衛星中継器の出力信号にダウンリンクで受ける白色雑音を加味した所要Ｃ／Ｎ（所要Ｃ／Ｎsat）、最終的に受信機へ入力される衛星伝送路全体の所要Ｃ／Ｎ（所要Ｃ／Ｎall）を用いた式（３）を利用する。

各信号点配置パターンに対して、式（３）により所要Ｃ／Ｎsatを算出し、所要Ｃ／Ｎsatが最小となる信号点配置を線形伝送路において伝送性能の向上が可能な信号点配置とした。所要Ｃ／Ｎallは、Ｃ／Ｎ＝１６ｄＢ時に伝送路容量Ｔが最大となる信号点配置の達成可能な伝送路容量Ｔｓ＝５．０８３９ｂｐｓ/Ｈｚを基準に、各信号点配置パターンの伝送路容量Ｔｄを所要Ｃ／Ｎallに換算し（所要Ｃ／Ｎall＝１６×Ｔｓ／Ｔd ）、ＭＥＲは適応等化後の値を用いた。

以上より、非線形歪と適応等化器の性能、信号点配置の持つ伝送路容量を考慮し、非線形伝送路において伝送性能を向上するような信号点配置の位相及び円周間の半径比の値を設計した。

設計パラメータは、上述した図３に示すように、（ａ）第１円～第４円の各々の信号点配置上の信号点数、（ｂ）第１円～第４円の各々の信号点の位相（Ｉ軸の基準位相０度に対し左回りで各円における最初の位相θ_０１～θ_０４と位相間隔θ１～θ４）、（ｃ）第１円～第４円に関する円周間の半径比（γ１～γ３）とし、伝送路容量が最大となるようそれぞれの設計パラメータを決定した。尚、第１円～第４円の各半径をそれぞれｒ１～ｒ４とし、ｒ１を基準に半径比をγ１＝ｒ２／ｒ１, γ２＝ｒ３／ｒ１, γ３＝ｒ４／ｒ１と定義した。

設計した６４ＡＰＳＫの信号点配置を表５に示す。尚、表５は、本設計により生成した送信電力１で規格化したIＱ信号の信号点座標を示している。また、表５の信号点配置に対応して最適化された各設計パラメータ及び伝送路容量について、ＤＶＢ－Ｓ２Ｘと対比可能に表６に示している。

そこで本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫのマッピングにおいては、上述した第１実施形態と同様、上記の伝送路容量Ｔ（式（１））を基準に各信号点へのビット割り当てを行う。上述の通り伝送路容量を最大化することは最小ユークリッド距離を拡大することと等価である。よって信号点分割後の伝送路容量が最大となるビット割り当てを行うことで、６４ＡＰＳＫに集合分割法を適用した際、信号点分割後の最小ユークリッド距離を拡大することが可能である。

具体的には、集合分割法に基づく６４ＡＰＳＫの信号点配置にビット割り当てを行う際の評価関数として伝送路容量の式（１）を適用し、Ｃ／Ｎ＝１６ｄＢで信号分割後の伝送路容量が最大となるようなビット割り当てを行った結果、図１２に示す結果が得られる。図１２では、信号点に割り当てた６ビットは左から順に第１ビット（ａ１）、第２ビット（ａ２）、…、第６ビット（ａ６）と定義し、左から３ビット毎に８進数表記で記している。また、図１３に、受信装置２０側における直交復調部２１の出力に相当する、ビットごとの誤り訂正前のＢＥＲ特性を示している。

ただし、集合分割法に基づく６４ＡＰＳＫの誤り訂正符号として、ビット毎にＬＤＰＣ符号（内符号）とＢＣＨ符号（外符号）から成る連接符号を適用するには、現行規格（ＩＳＤＢ－Ｓ３:非特許文献５）で採用されているＬＤＰＣ符号は、誤り訂正前のＢＥＲが１.５×１０^－１から２．０×１０^－３の範囲において、符号のランダム性を保った設計が可能である。また、ＢＣＨ（６５５３５，６５１６７，ｔ＝２３）符号を外符号として適用する場合、疑似エラーフリー（１×１０^－１１）が期待できる誤り訂正前のＢＥＲは１．２×１０^－４以下である。ここで、図１３においてＣ／Ｎ＝１６ｄＢに着目すると、第１ビットのＢＥＲが１．９７×１０^－１であり、ＬＤＰＣ符号設計範囲外である。

そこで、図１２のビット割り当てからビット入替えを行うことにより、第１ビット～第６ビットのＢＥＲがＬＤＰＣ符号適用範囲内またはＢＣＨ符号のみで誤り訂正可能となるようなビット割り当てを行った。そのときのビット割り当て結果を図１４に、ビットごとの誤り訂正前のＢＥＲ特性を図１５に示す。また、このビット入替えを行なった後の第１～６ビットまでの集合分割法の分割結果を図１６に示している。尚、図１６では、簡単のためａ１＝０, ａ２＝０, ａ３＝０, ａ４＝０, ａ５＝０の場合を示し、その他の分割結果については省略している。

即ち、第２実施形態のマッピング部１２は、図１４に示すような、６４ＡＰＳＫの信号点配置に対するシンボルを構成する各ビットのビット割り当てとして、表７に示すようなマッピングを行う。

ここで、図１５のＢＥＲ特性よりＣ／Ｎ＝１６ｄＢにおける第６ビット（ａ６）のＢＥＲは１．０７×１０^－６であり、ＢＣＨ外符号のみでエラーフリーが達成できる。最終的に、本発明ではＬＤＰＣ符号の全体の平均符号化率４／５を満たしつつ、第１ビット（ａ１）から第５ビット（ａ５）に適用するＬＤＰＣ符号化率を調整し、白色雑音の下で所要Ｃ／Ｎ（ＢＥＲ＝１×１０^－１１相当のＣ／Ｎと定義）が最小となるＬＤＰＣ符号を設計した。

設計したＬＤＰＣ符号の仕様として、表８に示すビット毎の符号化率で、ＬＤＰＣ符号の全体の平均符号化率４／５を満たすスロット構成とした。尚、表８に示すビット毎のＬＤＰＣ符号における各符号化率の検査行列の初期値テーブルは、本発明に係るマッピング処理に直接関係しないためその説明は省略する。

図１の送信装置１０及び受信装置２０において、表８に従うスロット構成を用いた場合の伝送性能（シミュレーション結果）を説明する。表８に従うスロット構成図を図１７に示す。伝送モデルは１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路を想定し、ＢＣＨ外符号はＢＣＨ（６５５３５，６５１６７,ｔ＝２３）符号とし、ＬＤＰＣ符号の復号反復回数は１段あたり最大５０回に設定した。

表８に従い、１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路における計算機シミュレーションによるＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を図１８に示す。図１８では、同非線形伝送モデルを伝播した場合の非特許文献９のシミュレーション結果もプロットした。計算機シミュレーションはＢＥＲ＝１０^－８オーダーまで行い、線形補間によりＢＥＲ＝１×１０^－１１まで外挿した。図１８より、１２ＧＨｚ帯衛星中継器特性を模擬した非線形伝送路において、本発明技術の所要Ｃ／Ｎは１７．１４ｄＢであり、非特許文献９より０．３８ｄＢ、性能改善が可能であることが分かる。

特に、非特許文献９の技法では、６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置として、ユークリッド距離の拡大の観点から４つの同心円上における各信号点の配置個数を最適化し、当該４つの同心円のいずれかに各信号点の振幅値をほぼ一致させ、各信号点の位相値を調整したものとしている。一方、本発明による第２実施形態に係る６４ＡＰＳＫの更に新たな信号点配置では、非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置として、非線形伝送路において伝送性能が向上するよう信号点を振り分けている。

更に、本発明に係る当該６４ＡＰＳＫの新たな信号点配置及び新たな集合分割法によるビット割り当てを基にした誤り訂正符号では、ＬＤＰＣ符号とＢＣＨ符号による連接符号として６スロットのスロット構成について、その全体のＬＤＰＣ符号の平均符号化率を４／５を満たすものとし、当該６スロットにおける個々のスロットのＬＤＰＣ符号化率を表８に示すように定義し、集合分割法におけるＬＤＰＣ符号の検査行列初期値テーブルを最適化したものとすることで、伝送性能をより向上させることができる。

これによって、本発明による第２実施形態の送信装置１０及び受信装置２０の構成では、１２ＧＨｚ帯衛星中継器を介する非線形伝送路において非特許文献９の技法に対して０．３８ｄＢの性能改善が可能となっている。

以上、特定の実施形態の例を挙げて本発明を説明したが、本発明は前述の実施形態の例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、上述した説明では特定のＬＤＰＣ符号化率について伝送性能を検証したが、他の符号化率についても有効である。従って、本発明に係る送信装置及び受信装置は、上述した実施形態の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載によってのみ制限される。

本発明によれば、６４ＡＰＳＫを用いてデジタルデータを伝送する際、非線形歪及び受信装置の適応等化性能を考慮した信号点配置を適用し、尚且つ伝送路容量を基準にビット割り当てを行うことで、集合分割法による信号点分割後、ユークリッド距離をより拡大することができ、全体の伝送性能を改善することができるので、デジタルデータの送信装置及び受信装置の用途に有用である。

１０送信装置
１１誤り訂正符号化部
１２マッピング部
１３直交変調部
２０受信装置
２１直交復調部
２２デマッピング部
２３誤り訂正復号部
２４適応等化部

Claims

デジタルデータの伝送を行う送信装置であって、
伝送するデータに対しＬＤＰＣ符号を一部に含みＢＣＨ符号から構成される連接符号からなる所定の誤り訂正符号化処理を施し、６４ＡＰＳＫの変調方式に適合するシンボルを生成する誤り訂正符号化手段と、
前記誤り訂正符号化手段により符号化したシンボルについて６４ＡＰＳＫの変調方式における信号点配置として、非線形歪及び受信側の適応等化性能を考慮して定めた４つの同心円を半径の小さい方から順に第１円、第２円、第３円、及び第４円と定義し、前記第１円上の信号点数を１２、前記第２円上の信号点数を１６、前記第３円上の信号点数を１６、及び前記第４円上の信号点数を２０とし、前記信号点配置における位相角として、前記第１円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで２２度の位置から３０度間隔とし、前記第２円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで２２．５５度の位置から２２．５度間隔とし、前記第３円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１１．４５度の位置から２２．５度間隔とし、前記第４円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１１．３度の位置から１８度間隔とし、前記信号点配置における半径比として、前記第１円、第２円、第３円、及び第４円の各半径をそれぞれｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４と定義し、ｒ１に対して半径比をγ１＝ｒ２／ｒ１、γ２＝ｒ３／ｒ１、γ３＝ｒ４／ｒ１と定義したとき、非線形伝送路で生じる非線形歪の影響を低減させるべく、γ１＝２.０２、γ２＝２．９８、γ３＝４．１４とした信号点配置に対し、まず、集合分割法に基づいて、所定の計算法、所定の信号電力対雑音電力比において信号分割後の伝送路容量が最大となるようにビット割り当てを行い、次に、６４ＡＰＳＫのシンボルの各ビットのＢＥＲがＬＤＰＣ符号適用範囲内又はＢＣＨ符号のみで誤り訂正可能となるようビット入れ替えを施した、ビット割り当てに従って、前記シンボルを構成するビットを割り当てることによりＩＱ信号のマッピングを行うマッピング手段と、
前記マッピング手段によりマッピングを行ったシンボルを６４ＡＰＳＫの変調方式により変調し、非線形伝送路を経て適応等化処理を行う受信装置に向けて変調波信号を送信する直交変調手段と、
を備えることを特徴とする送信装置。
デジタルデータの伝送を行う送信装置であって、
伝送するデータに対しＬＤＰＣ符号を一部に含みＢＣＨ符号から構成される連接符号からなる所定の誤り訂正符号化処理を施し、６４ＡＰＳＫの変調方式に適合するシンボルを生成する誤り訂正符号化手段と、
前記誤り訂正符号化手段により符号化したシンボルについて６４ＡＰＳＫの変調方式における信号点配置として、非線形歪及び受信側の適応等化性能を考慮して定めた４つの同心円を半径の小さい方から順に第１円、第２円、第３円、及び第４円と定義し、前記第１円上の信号点数を８、前記第２円上の信号点数を１６、前記第３円上の信号点数を２０、及び前記第４円上の信号点数を２０とし、前記信号点配置における位相角として、前記第１円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで５８．４度の位置から４５度間隔とし、前記第２円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１４．５５度の位置から２２．５度間隔とし、前記第３円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで１８度の位置から１８度間隔とし、前記第４円についてはＩ軸の基準位相０度に対し左回りで９度の位置から１８度間隔とし、前記信号点配置における半径比として、前記第１円、第２円、第３円、及び第４円の各半径をそれぞれｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４と定義し、ｒ１に対して半径比をγ１＝ｒ２／ｒ１、γ２＝ｒ３／ｒ１、γ３＝ｒ４／ｒ１と定義したとき、非線形伝送路で生じる非線形歪の影響を低減させるべく、γ１＝２.１０、γ２＝３．１６、γ３＝４．４９とした信号点配置に対し、まず、集合分割法に基づいて、所定の計算法、所定の信号電力対雑音電力比において信号分割後の伝送路容量が最大となるようにビット割り当てを行い、次に、６４ＡＰＳＫのシンボルの各ビットのＢＥＲがＬＤＰＣ符号適用範囲内又はＢＣＨ符号のみで誤り訂正可能となるようビット入れ替えを施した、ビット割り当てに従って、前記シンボルを構成するビットを割り当てることによりＩＱ信号のマッピングを行うマッピング手段と、
前記マッピング手段によりマッピングを行ったシンボルを６４ＡＰＳＫの変調方式により変調し、非線形伝送路を経て適応等化処理を行う受信装置に向けて変調波信号を送信する直交変調手段と、
を備えることを特徴とする送信装置。
請求項１又は２に記載の送信装置から送信された６４ＡＰＳＫのＩＱ信号に基づく変調波信号を、非線形伝送路を経て受信し、前記変調波信号に対し前記６４ＡＰＳＫの信号点配置に対応する直交復調処理を施して復調信号を生成する直交復調手段と、
前記復調信号に対し適応等化処理を施すことにより、前記非線形伝送路に起因する歪を補償した受信信号点系列を出力する適応等化手段と、
前記６４ＡＰＳＫのシンボルのビット毎に前記所定の誤り訂正符号化処理に対応する復号処理を施す復号手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。