KR20130037429A - 해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법 - Google Patents

Abstract

8PSK, 16APSK, 32APSK 변조 신호를 복호하기 위한 비트 분리 방법을 이용한 해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법이 개시된다.
본 발명의 일 면에 따른 통신방법은 LLR(Log likelihood ratio) 방식에서 log연산 과정과 exponential 과정이 생략된 근사식을 적용하는 단계와, 상기 근사식에서 채널 추정치를 곱하는 부분을 생략하고, 수신 신호와 성상도의 매핑점과의 거리를 구하여 수신 비트를 결정하는 단계를 포함한다.

Description

해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법{High order modulation demapping communication method for adaptive modulation scheme in marine communication}

본 발명은 무선 채널 특성으로 발생할 수 있는 비트 오류를 정정하기 위해 사용되는 채널 부호 알고리즘에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 LLR 방식의 계산량 증가와 구현의 복잡성을 대체할 수 있는 통신 알고리즘에 관한 것이다.

무선통신 시스템은 무선채널의 특성으로 비트 오류가 발생하기 쉬우며 이를 정정하기 위해 사용되는 채널 부호는 무선통신 시스템에서 매우 중요한 기술요소이다. 위성통신 및 이동통신 등에서 사용되는 채널부호는 일반적으로 연판정이 가능한 길쌈부호와 연집 오류 특성에 강한 RS(Reed Solomon)부호를 결합한 연접부호(Concatenate Code)를 사용한다. 연접부호를 이용한 오류제어방식 또한 샤논의 한계에 다소 큰 격차를 보이고 있다. 샤논의 한계에 근접하기 위한 최근의 부호화 방식으로는 1993년 Berrou등에 의해 제안되고 Eb/No 0.7dB, 부호율 1/2에서 비트오류확률 10E-5의 성능을 보이는 터보 부호, 1962년 Gallager에 의해 제안되어 1996년 Mackay에 의해 재정립된 LDPC (Low Density Parity Check) 부호 등이 있다.

LDPC 부호는 터보 부호에 비해 정정되지 않는 오류들을 대부분 검출할 수 있고, 복호화의 복잡도가 낮을 뿐 아니라 좋은 거리 특성으로 오류마루 현상이 나타나지 않고, 완전 병렬 처리로 고속 처리가 가능한 장점이 있다. 반면에 부호화 부분의 높은 복잡도가 LDPC코드의 단점이었으나 최근에 삼각행렬 분해법, Linear-Congruence 방법 등 부호화 방법이 제안되고 있다. 또한 적응형 위성 방송에 적용을 위해 BPSK, QPSK, 8PSK, 16APSK, 32APSK의 적용도 고려되고 있다.

본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여, 8PSK, 16APSK, 32APSK 변조 신호를 복호하기 위한 최적의 비트 분리 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 면은 PSK, 16APSK, 32APSK 변조 신호를 복호하기 위한 비트 분리 방법을 이용한 해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법에 관한 것이다.

이는 LLR(Log likelihood ratio) 방식에서 log연산 과정과 exponential 과정이 생략된 근사식을 적용하는 단계와, 상기 근사식에서 채널 추정치를 곱하는 부분을 생략하고, 수신 신호와 성상도의 매핑점과의 거리를 구하여 수신 비트를 결정하는 단계를 포함한다.

DVB-S2 시스템은 변조 방식이 BPSK, QPSK, 8PSK, 16APSK, 32 APSK 등을 지원하고 있으며, 변조 방식이 BPSK나 QPSK인 경우에는 LDPC복호기로 입력되는 값이 각각 수신 심볼의 I(Inphase)와 Q(Quadrature) 값 자체이나 8PSK 이상의 멀티 레벨 변조 방식에서는 수신 심볼의 Inphase와 Quadrature 성분을 이용하여 8PSK인 경우 세 비트를, 16APSK인 경우는 네 비트를 분리하여 LDPC 복호기로 입력하여야 한다.

각각의 비트로 분리시 성능은 각각의 비트의 거리와 관계가 있기 때문에 분리하는 방식이 성능에 영향을 미치게 된다. 본 발명에서는 기존의 LLR을 이용한 방식을 먼저 분석하고, LLR 방식의 복잡한 계산을 줄이기 위한 방법으로 세가지 방식을 제안하였다. 첫 번째는 MAX 방식으로 LLR의 exponential과 log연산을 제거하였다. 두 번째로 Euclidean 거리만을 이용하여 채널 추정치를 제거하고 마지막으로 성상도 상의 수신 신호의 위치만으로 분리하는 sector 방식을 이용한 방식을 제안하였다. LLR과 MAX 방식의 성능은 모의실험에서 적용한 세 가지 변조 방식에서 거의 같은 성능을 보였으나, LLR보다 MAX 방식이 하드웨어 구현시 용이하기 때문에 MAX 방식이 가장 효율적임을 알 수 있다.

도 1은 8PSK 성상도를 도시한 도면,
도 2는 16ASK 성상도를 도시한 도면,
도 3은 유클리디안 거리 이용 시 8PSK 성상도를 도시한 도면,
도 4는 도 3에서 각 비트들에 대한 유클리디안 거리를 도시한 도면,
도 5는 Sector 방식을 이용하기 위한 8PSK 성상도를 도시한 도면,
도 6은 16ASK 성상도의 비트 매핑을 도시한 도면,
도 7은 도 6의 비트 매핑 방법을 도시한 도면.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 한편, 본 명세서에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.

현재 DVB-S2 규격에서는 HNS(Hughes Network Systems)사에서 제안한 LDPC 부호화 알고리즘이 채택되고 있는 실정이다. 본 명세서에서는 HNS사에서 제안한 8PSK, 16APSK, 32APSK 적용 방안에 대해 기술한다. 8PSK, 16APSK, 32APSK 변조 신호를 복호하기 위해서는 심볼 단위를 비트 단위로 분리하여야 하는데, 본 발명에서 제시하고자 하는 비트 분리 방법은 첫째, 기존의 연구에서 제시된 가우시안 잡음을 통과한 신호의 "0"과 "1"에 대한 비율을 이용한 LLR(Log Likelihood Ratio) 방식, 둘째, LLR의 exponential 계산을 줄여 근사화 시킨 MAX방식, 셋째로는 MAX 방식에서 잡음 분산 값을 제거하고 단순히 거리의 계산만을 고려하는 Euclidean 방식, 마지막으로 수신신호의 섹터만을 고려하여 계산한 Sector 방식을 고려하여 최적의 비트 방식을 제시한다.

채널로부터 수신된 신호

은 Gaussian noise이다. 송신단에서는 부호기의 신호가 0일 경우에는 '+1'로, 1 일 경우에는 '-1'로 신호를 전송한다. 수신신호에 대한 LLR 값은 8PSK 변조 신호일 경우 성상도는 다음 도 1과 각각의 비트는 성상도에 의해 하나의 심볼로 계산할 수 있다.

수신된 신호는 각각 8개의 심볼에 관하여서 잡음이 AWGN 이라고 가정하였을 때 최소 오차 확률을 가지는 결정 규칙은 수신신호와 원형 신호 벡터 사이의 거리에 의해서 구할 수 있다. 가우시안 잡음 후의 오차확률은 상기 수신신호와 원형 신호 벡터 사이의 거리를 이용하여 각 8개의 지점에서 구할 수 있다.

8개의 오차 확률을 이용하여 3개의 비트를 구하는 방법은 도 2의 각 성상도의 매핑점을 이용하여 LLR 을 계산하여 구할 수 있다. 수신 비트가 c2, c1, c0이라 하면, c2이 0일 때 오차 확률은 P0, P1, P2, P3가 되고 1일 때 오차 확률은 P4, P5, P6, P7이 된다. c1이 0일 때 오차 확률은 P0, P1, P4, P5 가 되고 1일 때 오차 확률은 P2, P3, P6, P7이 된다. c0이 0일 때 오차 확률은 P0, P2, P4, P6 가 되고 1일 때 오차 확률은 P1, P3, P5, P7 이 된다.

16psk 변조 방식의 경우도 상기 8psk의 LLR 복호 방법과 같은 방법으로 계산할 수 있다. 16개의 성상점을 이용하여 16개의 오차 확률을 통해 4개의 비트를 LLR 방식으로 계산할 수 있다. LLR방법으로 수신 비트를 결정하기 위해서는 먼저 수신 신호와 성상점 간의 위치를 구하기 위한 제곱 연산을 하고, 채널 추정치를 곱하는 연산과 exponential 연산, 마지막으로 log연산이 있어 계산량이 많고 하드웨어 구현이 복잡하다는 단점이 있다.

LLR 방식에서 수신 비트를 결정하기 위해서는 상술한 바와 같이, 여러 가지 복잡한 연산을 거쳐야 한다. 그러므로 log연산과 exponential 연산을 좀 더 단순하게 만들 수 있는 방법이 필요하다. Log안의 덧셈으로 표현된 부분을 정확히 분해할 수는 없지만 근사식으로 분해는 가능하다. 수신 결정 비트를 근사식을 이용하여 구하면 LLR방식에서의 log연산 과정과 exponential 과정을 생략할 수 있어 하드웨어 구현이 좀 더 쉬운 MAX방식이 된다.

상술한 LLR 방식에서는 네 가지의 구현이 어려운 연산이 있는데, MAX 방식에서 그 중의 log 연산 과정과 exponential 연산 과정을 제거하는 방법을 제시하였다. MAX 방법에서도 여전히 채널 추정 부분이 존재한다. 본 발명에서는 연산 과정의 복잡도를 줄이기 위해, 채널 추정치를 곱하는 부분을 제거하고 수신 신호와 성상도의 매핑점과의 거리를 구하여 수신 비트를 결정하는 Euclidean 방식을 제시한다. 심볼은 도 3에서 보는 것과 같이 gray code로 되어 있다. 각각의 비트는 성상도에서 하나의 심볼로 할당되며, 각각의 비트3(c2, c1, c0)가 '0'일 때와 '1'일 때의 경계선을 나타낸다.

도 4는 수신신호와 성상도 상의 매핑점과의 거리 관계를 나타내었다.

,

는 수신된 I채널, Q채널 값이고

와,

는 도 3의 각 성상도에서의 매핑점이다. 즉, 수신신호와 성상점 사이의 거리를 구한 후, 각 비트를 결정한다.

이렇게 구하여진 각 비트에 대한 거리는 각 비트가 양수 혹은 음수에 따라 복호기로 입력되는 값 자체 역시 양수 혹은 음수로 입력됨을 알 수 있다.

Euclidean 방식 또한 거리를 구하기 위해 제곱과 root연산이 필요하다. 따라서 절대치만을 이용하여 수신 신호를 비트로 분리하는 방식을 제안한다.

Sector를 이용하여 수신된 I/Q 채널을 이용하여 세 비트를 출력하는 방법에 대해 성상도는 도 5와 같다. 첫 번째 비트, c2은 Q축을 중심으로 좌우로 배치하고 c1은 I축을 중심으로 상하로, 그리고 c0는 각 분면 내에 각각을 할당하였다. 따라서 c2은 Q축을 중심으로 배치하였기 때문에 c2에 대한 LLR도 수신신호의 I성분인 자체가 되며, c1은 I축을 중심으로 배치하였기 때문에 수신신호의 Q성분인 자체가 된다.

16-APSK 신호일 때의 성상도는 도 6과 같다. 심볼은 그림에서 보는 것과 같이 gray code로 되어 있으며, 송신단에서는 부호기 출력을 네 비트로 묶어서 변조기로 보내지고, 복조부에서는 각 심볼당 네 비트를 수신된 I/Q채널 값을 이용하여 만들 수 있다. 그리고 각 비트의 연판정 하는 것을 도 7에 나타내었다.

수신된 I/Q채널 값을 이용하여 네 비트로 출력하는 방법은 도 7의 (a)(b)에서 b0, b1은 각각 I, Q 채널을 중심으로 배치되어 있으므로 각각의 Q, I채널 값을 반전한 값을 LDPC 복호기로 입력시킨다. (c)두 번째 비트 b2는 Q축의 0에서 1사이의 거리를 봤을 때 0.5881을 기준으로 두고 Q축으로 절대값을 뺀다. (d)첫 번째 비트 b3은 I 축의 0에서 1사이의 거리를 봤을 때 0.5881을 기준으로 두고 I 축으로 절대값을 뺀다.

본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 보호범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구의 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (2)

1. 8PSK, 16APSK, 32APSK 변조 신호를 복호하기 위한 비트 분리 방법을 이용한 해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법에 있어서,
   LLR(Log likelihood ratio) 방식에서 log연산 과정과 exponential 과정이 생략된 근사식을 적용하는 단계; 및
   상기 근사식에서 채널 추정치를 곱하는 부분을 생략하고, 수신 신호와 성상도의 매핑점과의 거리를 구하여 수신 비트를 결정하는 단계
   를 포함하는 해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 수신 비트를 결정하는 단계는,
   절대치만을 이용하여 상기 수신 신호와 성상도의 매핑점과의 거리를 구하여 상기 수신 신호를 비트로 분리하는 단계를 포함하는 것
   인 해상통신에서 적응형 변조방식을 적용한 고차변조 디매핑 통신방법.
   
   
   

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