JP2012178830A - 無線通信のための自動利得制御を用いたシンボルスケーリング - Google Patents

Abstract

【課題】ユーザ装置（ＵＥ）における受信電力の大きな突然の変化を補償するためにシンボルをスケーリングするための技法を使用し、入力サンプルを得るために、受信サンプルに関してＡＧＣを提供する。
【解決手段】ＵＥは、第１のシンボルを得るために、入力サンプルを処理（例えば、ＣＤＭＡ復調）する。ＵＥは、入力サンプルの電力を決定して、入力サンプルの電力に基づいて（例えば、反比例して）シンボル利得を導出する。ＵＥは、入力サンプルの電力の大きな突然の変化はあっても、ほぼ一定の振幅を有する検出データシンボルを得るために、シンボル利得を用いて第１のシンボルをスケーリングする。ＵＥは、検出データシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定して、信号振幅および雑音分散に基づいて、検出データシンボルのコードビットに関するＬＬＲを演算し、復号データを得るためにＬＬＲを復号する。
【選択図】図３

Description

米国特許法第１１９条に基づく優先権主張
本特許出願は、２００７年１月５日に出願され、譲受人に譲渡され、参照により本明細書に明示的に組み込まれている「ＡＧＣ ｂａｓｅｄ ＨＳＤＰＡ ｓｃａｌｉｎｇ」という表題の仮出願第６０／８８３、５２６号の優先権を主張する。

本開示は、一般に通信に関し、より詳細には、無線通信のためにシンボルを処理するための技法に関する。

無線通信システムにおいて、送信機は、データシンボルを得るためにトラヒックデータを処理（例えば、符号化、インタリーブ、およびシンボルマップ）することが可能である。送信機は、変調信号を生成するためにデータシンボルをさらに処理し、次いで、無線チャネルを介してこの信号を送信することが可能である。送信された信号は、無線チャネルによって歪められ、雑音および干渉によりさらに劣化する可能性がある。

受信機は、送信された信号を受信して、サンプルを得るために受信信号を処理することが可能である。次いで、受信機は、送信機によって送られたデータシンボルの推定値である検出データシンボルを得るためにサンプルを処理することが可能である。受信機は、検出データシンボルに基づいて、データシンボルのビットに関する対数尤度比（log-likelihood ratios）（ＬＬＲ）を演算することが可能であり、次いで復号データを得るためにＬＬＲを処理（例えば、ディインタリーブおよび復号）することが可能である。

復号パフォーマンスは、検出データシンボルに基づいて演算されたＬＬＲの品質に依存し得る。ＬＬＲの品質は、検出データシンボルの振幅の変動など、様々な要因に依存し得る。自動利得制御（ＡＧＣ）ループは、検出データシンボルに関するほぼ一定の振幅を得る目的で、サンプルに関するほぼ一定の電力を実現するために使用可能である。しかし、ＡＧＣループは、下記で説明されるように、ある動作シナリオにおいて効果的でない場合がある。

受信電力の大きな突然の変化を補償するためにシンボルをスケーリングするための技法が本明細書で説明される。これらの技法は、ＡＧＣによって適切に補償されない受信電力の変動に対処するために使用可能である。これらの技法は、ほぼ一定の振幅（または、より少ない振幅変動）を有する検出データシンボルを提供することができる可能性があり、それにより復号パフォーマンスが改善され得る。これらの技法は、ノードＢからのダウンリンク伝送に関してユーザ装置（ＵＥ）によって実行可能である。

一設計では、ＵＥは、入力サンプルを得るために、受信サンプルに関してＡＧＣを実行することが可能である。次いで、ＵＥは、第１のシンボルを得るために、入力サンプルを処理（例えば、ＣＤＭＡ復調）することが可能である。ＵＥは、入力サンプルの電力を決定して、入力サンプルの電力に基づいて（例えば、反比例して）シンボル利得（symbol gain）を導出することが可能である。次いで、ＵＥは、入力サンプルの電力の大きな突然の変化はあっても、ほぼ一定の振幅を有する検出データシンボルを得るために、シンボル利得を用いて第１のシンボルをスケーリングすることが可能である。ＵＥは、検出データシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、信号振幅および雑音分散に基づいて、検出データシンボルのコードビットに関するＬＬＲを演算し、復号データを得るためにＬＬＲを復号することが可能である。検出データシンボルに関するほぼ一定の振幅を維持することによって、信号振幅および雑音分散の推定、ＬＬＲ演算、および復号がすべて改善し得る。

本開示の様々な態様および特徴が下記でさらに説明される。

無線通信システムを示す図。 ノードＢおよびＵＥを示すブロック図。 ＵＥにおけるＣＤＭＡ復調器を示すブロック図。 ＨＳＤＰＡに関する、ノードＢによるダウンリンク伝送を示す図。 間欠スケジューリング（intermittent scheduling）を用いたノードＢにおける送信電力を示す図。 図５に示すシナリオに関するＡＧＣ入力電力を示す図。 図５に示すシナリオに関するＡＧＣ出力電力を示す図。 ＵＥにおけるＡＧＣユニットおよびスケーリングユニットを示すブロック図。 ＵＥにおける受信（ＲＸ）データプロセッサを示すブロック図。 ＵＥによるダウンリンク伝送を受信するためのプロセスを示す図。

本明細書で説明されるスケーリング技法は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）システム、シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムなど、様々な無線通信システムに関して使用可能である。ＣＤＭＡシステムは、ユニバーサル地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）、ｃｄｍａ２０００などの無線技術を実施することが可能である。ＵＴＲＡは、広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）および低チップレート（Low Chip Rate）（ＬＣＲ）を含む。ｃｄｍａ２０００は、ＩＳ−２０００標準、ＩＳ−９５標準およびＩＳ−８５６標準をカバーする。ＴＤＭＡシステムは、汎欧州ディジタル移動電話方式（ＧＳＭ（登録商標））などの無線技術を実施することが可能である。ＯＦＤＭＡシステムは、進化型ＵＴＲＡ（Ｅ−ＵＴＲＡ）、フラッシュＯＦＤＭ（登録商標）などの無線技術を実施することが可能である。ＵＴＲＡ、Ｅ−ＵＴＲＡ、およびＧＳＭは、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）の一部である。ＵＴＲＡ、Ｅ−ＵＴＲＡ、ＧＳＭおよびＵＭＴＳは、「第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）」と名づけられた団体からの文書に記載されている。ｃｄｍａ２０００は、「第３世代パートナーシッププロジェクト２」（３ＧＰＰ２）と名づけられた団体からの文書に記載されている。これらの様々な無線技術および無線標準は当技術分野で知られている。分かりやすいように、これらの技術の一部の態様は、下記で、Ｗ−ＣＤＭＡに関して説明され、下記の説明の大部分において３ＧＰＰ専門用語が使用される。

図１は、いくつかのノードＢ１１０を含む無線通信システム１００を示す。ノードＢは、ＵＥと通信する固定局である。ノードＢは、基地局、進化型ノードＢ（ｅノードＢ）、アクセスポイントなどと呼ばれる場合もある。それぞれのノードＢは、特定の地理的領域に対する通信受信可能範囲を提供し、その受信可能範囲領域内に配置されたＵＥに対する通信をサポートする。本明細書で使用される場合、「セル」は、当該用語が使用される状況に応じて、システム内の最小受信可能範囲領域および／またはこの受信可能範囲領域に責任を有するノードＢを指す場合がある。セルは、セルセクタ、セクタなどと呼ばれる場合もある。システムコントローラ１３０は、ノードＢに結合され、これらのノードＢに関する調整および制御を提供し得る。システムコントローラ１３０は、単一のネットワークエンティティであってよく、またはネットワークエンティティの集まりであってよい。

ＵＥ１２０は、システム１００の全体にわたって分散可能であり、それぞれのＵＥは静止していても、移動するものであってもよい。ＵＥは、移動局、端末、アクセス端末、加入者ユニット、局などと呼ばれる場合もある。ＵＥは、セルラ電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、無線デバイス、ハンドヘルドデバイス、無線モデム、ラップトップコンピュータなどであり得る。ＵＥは、任意の所与の時点で、ダウンリンク上および／またはアップリンク上で１つまたは複数のノードＢと通信することが可能である。ダウンリンク（すなわち、順方向リンク）は、ノードＢからＵＥへの通信リンクを指し、アップリンク（すなわち、逆方向リンク）は、ＵＥからノードＢへの通信リンクを指す。ＵＥは、（２つの矢印を有する実線によって示すように）ノードＢと積極的に通信し、かつ／または（単一の矢印を有する破線によって示すように）ノードＢからパイロットおよびシグナリングを受信することが可能である。

図２は、図１のノードＢ１１０のうちの１つおよびＵＥ１２０のうちの１つである、ノードＢ１１０ｘおよびＵＥ１２０ｘの設計のブロック図を示す。ノードＢ１１０ｘにおいて、送信（ＴＸ）データプロセッサ２１０は、サービス提供されているすべてのＵＥに関するデータソース２０８からトラヒックデータを受信し、データシンボルを得るためにそのトラヒックデータを処理（例えば、符号化、インタリーブ、レートマッチング（rate matches）、およびシンボルマップ）する。プロセッサ２１０はまた、コントローラ／プロセッサ２３０からシグナリングを受信して、シグナリングシンボルを得るためにシグナリングを処理する。本明細書で使用される場合、データシンボルはデータ用のシンボルであり、シグナリングシンボルはシグナリング用のシンボルであり、パイロットシンボルはパイロット用のシンボルであり、シンボルは、通常、複素値である。データシンボル、シグナリングシンボル、およびパイロットシンボルは、多値（Ｍ−ａｒｙ）位相偏移変調（Ｍ−ＰＳＫ）、多値直交振幅変調（Ｍ−ＱＡＭ）などからの変調シンボルであり得る。パイロットは、ノードＢおよびＵＥの両方によって事前に知られているデータである。

ＣＤＭＡ変調器（ＭＯＤ）２２０は、データシンボル、シグナリングシンボル、およびパイロットシンボルを処理して、出力チップを送信機（ＴＭＴＲ）２２２に提供する。Ｗ−ＣＤＭＡの場合、ＣＤＭＡ変調器２２０による処理は、（１）異なる物理チャネル上でトラヒックデータ、シグナリング、およびパイロットを送るために、異なるチャネル化コードを用いて、データシンボル、シグナリングシンボル、およびパイロットシンボルを拡散することと、（２）その物理チャネルに関して使用するための送信電力の量に基づいて、それぞれの物理チャネルに関してチャネル化されたチップをスケーリングすることと、（３）すべての物理チャネルに関してスケーリングされたチップを組み合わせることと、（４）出力チップを得るために、ノードＢセルに関するスクランブリング系列を用いて、組み合わされたチップをスクランブルすることとを含み得る。送信機２２２は、出力チップを処理（例えば、アナログ変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート）して、アンテナ２２４を介して送信されるダウンリンク信号を生成する。

ＵＥ１２０ｘにおいて、アンテナ２５２は、ノードＢ１１０ｘおよびその他のノードＢからダウンリンク信号を受信して、受信された信号を受信機（ＲＣＶＲ）２５４に提供する。受信機２５４は、受信された信号を処理（例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバート、およびディジタル化）して、受信サンプルをＣＤＭＡ復調器（ＤＥＭＯＤ）２６０に提供する。ＣＤＭＡ復調器２６０は、ＣＤＭＡ変調器２２０による処理を補完するように（例えば、レイク受信機および／または等化器を用いて）受信サンプルを処理して、ノードＢ１１０ｘによってＵＥ１２０ｘに送られたデータシンボルの推定値である検出データシンボルを提供する。受信（ＲＸ）データプロセッサ２７０は、検出データシンボルを処理（例えば、ＬＬＲを演算、ディインタリーブ、および復号）して、復号データをデータシンク２７２に提供する。通常、ＣＤＭＡ復調器２６０およびＲＸデータプロセッサ２７０による処理は、ノードＢ１１０ｘにおいて、それぞれ、ＣＤＭＡ変調器２２０およびＴＸデータプロセッサ２１０による処理に対して補完的である。

コントローラ／プロセッサ２３０および２８０は、それぞれ、ノードＢ１１０ｘおよびＵＥ１２０ｘにおいて様々な処理ユニットの動作を指令する。メモリ２３２および２８２は、それぞれ、ノードＢ１１０ｘおよびＵＥ１２０ｘに関するデータコードおよびプログラムコードを記憶する。

図３は、図２のＵＥ１２０ｘにおけるＣＤＭＡ復調器２６０の設計のブロック図を示す。この設計では、ＣＤＭＡ復調器２６０は、サーチャ３１２およびＮ個の復調エレメント（すなわち、レイクフィンガ）３２０ａから３２０ｎを含むレイク受信機を実施し、この場合、Ｎは任意の整数値１以上であってよい。サーチャ３１２は、受信された信号内の強い多重通路を探索することが可能であり、１または複数の基準を満たす、それぞれの発見された多重通路の強度およびタイミングを提供することが可能である。サーチャ３１２は、多重通路を発見するためにノードＢによって送信されたパイロットを探索することが可能である。例えば、サーチャ３１２によって提供された信号の強度およびタイミングに基づいてコントローラ２８０によって決定されたそれぞれの当該多重通路を処理するために、１つのレイクフィンガ３２０を割り当てることが可能である。

図３に示す設計では、ＡＧＣユニット３１０は、受信機２５４から受信サンプルを得て、下記で説明されるように、受信サンプルに関してＡＧＣを実行し、大部分の動作シナリオにおいて、ほぼ一定の電力を有する入力サンプルを提供する。通常、サンプルレートは、チップレートまたはチップレートの数倍（例えば、チップレートの２倍、すなわち、チップ×２）に等しい可能性がある。図３には示されないが、サンプルバッファは、サーチャ３１２およびレイクフィンガ３２０による後続の処理のために、受信サンプルおよび／または入力サンプルをバッファすることができる。

特定のノードＢに関する多重通路を処理するために割り当てられたレイクフィンガ３２０ａ内では、デスクランブラ３２２は、スクランブリング系列を用いて、ＡＧＣユニット３１０からの入力サンプルをデスクランブルして、デスクランブルされたサンプルを提供する。スクランブリング系列は、レイクフィンガ３２０ａに割り当てられたノードＢに関し、処理されている多重通路の到着時間によって決定された時点で開始する。データ逆拡散器３２４は、受信されている物理チャネルに関するチャネル化コードを用いて、デスクランブルされたサンプルを逆拡散して、逆拡散データシンボルを提供する。パイロット逆拡散器３２６は、パイロットチャネル用のチャネル化コードを用いて、デスクランブルされたサンプルを逆拡散して、逆拡散パイロットシンボルを提供する。フィルタ３２８は、逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングして、パイロット推定値を提供する。コヒーレント復調器／検出器３３０は、パイロット推定値を用いて、逆拡散データシンボルのコヒーレント復調を実行して、レイクフィンガ３２０ａに割り当てられた多重通路に関して復調されたシンボルを提供する。コヒーレント復調器３３０は、対応する復調されたシンボルを得るために、パイロット推定値を用いてそれぞれの逆拡散データシンボルの複素乗算を実行することが可能である。

デスキューバッファ（deskew buffer）とも呼ばれるシンボルコンバイナ３４０は、異なる多重通路を処理するために割り当てられたすべてのレイクフィンガから復調されたシンボルを受信する。コンバイナ３４０は、組み合わされることになるすべての多重通路に関して復調されたシンボルをタイムアラインメント（time-aligns）（すなわち、デスキュー）して、タイムアラインメントされたシンボルを組み合わせ、これらの多重通路に関して組み合わされたシンボルを提供する。コンバイナ３４０は、ＵＥ１２０ｘに送られたそれぞれのダウンリンク伝送に関するすべての多重通路を組み合わせることが可能であり、そのダウンリンク伝送のために組み合わされたシンボルを提供する。コンバイナ３４０は、組合せに先立って復調されたシンボルを記憶するためのバッファおよび／またはこれらのシンボルが読み取られるまで組み合わされたシンボルを記憶するためのバッファを含み得る。スケーリングユニット３５０は、下記で説明されるように、組み合わされたシンボルを受信およびスケーリングして、検出データシンボルをＲＸデータプロセッサ２７０に提供する。タイミング制御ユニット３６０は、適切なシンボル利得がコンバイナ３４０からのそれぞれのシンボルに適用されるように、スケーリングユニット３５０によるコンバイナ３４０からの組み合わされたシンボルの読取りおよびシンボル利得の演算を指令する。シンボル利得は、スケーリング利得などと呼ばれる場合もある。

３ＧＰＰリリース５およびその後のリリースは、ダウンリンク上で高速パケットデータ伝送を可能にするチャネルおよび手順のセットである高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）をサポートする。ＨＳＤＰＡの場合、ノードＢは、時間およびコードの両方においてＵＥによって共有されるダウンリンクトランスポートチャネルである高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）上でトラヒックデータを送る。ＨＳ−ＤＳＣＨは、２ミリ秒（ｍｓ）のそれぞれのサブフレームにおいて、ゼロ、１つ、または複数のＵＥに関するデータを運ぶことができる。ＨＳ−ＤＳＣＨに関するデータは、高速物理ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＰＤＳＣＨ）上で送られ、ＨＳ−ＰＤＳＣＨに関するシグナリングはＨＳ−ＤＳＣＨ用の共有制御チャネル（ＨＳ−ＳＣＣＨ）上で送られる。

図４は、ＨＳＤＰＡに関する、ノードＢ１１０ｘによる例示的なダウンリンク伝送を示す。この例では、ＨＳ−ＰＤＳＣＨに関して、１から１５の指数を有する、最高で１５個までの１６チップチャネル化コードを使用することが可能であり、ＨＳ−ＳＣＣＨに関して、１から４の指数を有する最高で４個までの１２８チップチャネル化コードを使用することが可能である。ノードＢ１１０ｘは、それぞれのサブフレームにおいて、ＨＳ−ＤＳＣＨ上でデータ伝送のためにＵＥをスケジュールする。ノードＢ１１０ｘは、ＨＳ−ＳＣＣＨ上でスケジュールされたＵＥに関するシグナリングを送り、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ上でこれらのＵＥに関するデータを送る。サブフレームは、３個のスロットをカバーする。それぞれのスケジュールされたＵＥに関するシグナリングは、そのＵＥに関してＨＳ−ＰＤＳＣＨ上で送られたデータよりも２個のスロット分だけ早くＨＳ−ＳＣＣＨ上で送られる。ＨＳ−ＤＳＣＨ上でデータを受信することが可能なそれぞれのＵＥは、シグナリングがそのＵＥに送られたかどうかを決定するために、それぞれのサブフレームにおいて、ＨＳ−ＳＣＣＨを処理する。ＨＳ−ＳＣＣＨ上でシグナリングを受信するそれぞれのＵＥは、次いで、そのＵＥに送られたデータを回復するためにＨＳ−ＰＤＳＣＨを処理することになる。

図４に示す例では、ノードＢ１１０ｘは、（１）ＨＳ−ＳＣＣＨ上でこれらのＵＥにシグナリングを送るために最高で４個までの１２８チップチャネル化コード、および（２）ＨＳ−ＰＤＳＣＨ上でこれらのＵＥにデータを送るために最高で１５個までの１６チップチャネル化コードを使用して、それぞれのサブフレームにおいて、最高で４個までのＵＥにデータを送ることが可能である。ノードＢ１１０ｘは、それぞれのサブフレームにおいてスケジュールされたＵＥに対する伝送のためにノードＢに利用可能なセル電力のすべてを使用することができる。ノードＢ１１０ｘによって使用されるセル電力の量は、図４に示すように、サブフレームごとに大きく異なる可能性がある。

図５は、間欠スケジューリングを用いたノードＢ１１０ｘに関する例示的な送信電力プロファイルを示す。この例では、ノードＢ１１０ｘは、サブフレーム０においてＨＳ−ＰＤＳＣＨを送信しない。ノードＢ１１０ｘは、アンロードされたセルに関して、サブフレーム０において共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）およびその他の物理チャネルを送信するために総セル電力の２５％を使用することが可能である。ノードＢ１１０ｘは、完全にロードされたセルに関して、サブフレーム１、２、および３のそれぞれにおいて総セル電力１００％を使用して、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ、ＣＰＩＣＨ、およびその他の物理チャネルを送信する。この例では、ノードＢ１１０ｘにおける送信電力は、サブフレーム０からサブフレーム１まで約６デシベル（ｄＢ）だけ増大する。ノードＢ１１０ｘは、サブフレーム４および５のそれぞれにおいてＨＳ−ＰＤＳＣＨを送信しない。セル電力は、サブフレーム３からサブフレーム４まで約６ｄＢだけ減少する。

高データレートをサポートするために、ノードＢ１１０ｘは、図５に示すように、総セル電力の大部分を用いてＨＳ−ＰＤＳＣＨを送信することが可能である。その結果、ノードＢ１１０ｘに関するセル電力は、ＨＳ−ＰＤＳＣＨ上のＨＳＤＰＡ伝送の初めと終りで著しく異なる可能性がある。ＨＳ−ＤＳＣＨスケジューリングに起因するセル電力の変化は、６ｄＢまたは、場合によっては、それよりもより大きい可能性があり、サブフレームごとに１度発生し得る。

ＵＥ１２０ｘにおける総受信電力は、下記のように与えられ得る。

式中、Ｉ_ｏｒは、サービス提供しているノードＢ１１０ｘに関する受信電力であり、Ｉ_ｏｃは、その他のノードＢに関する受信電力にＵＥ１２０ｘにおける熱雑音および受信機雑音を加えたものであり、Ｉ_０は、ＵＥ１２０ｘにおける総受信電力である。

高ジオメトリ（high geometry）シナリオの場合、Ｉ_ｏｒはＩ_ｏｃよりもかなり大きい可能性があり、Ｉ_ｏは、Ｉ_ｏｒによって支配される可能性がある。この場合、ＵＥ１２０ｘにおける総受信電力は、サービス提供しているノードＢ１１０ｘのセル電力が大きく異なる場合、特に、セル境界で広く変動する可能性がある。

図３のＡＧＣユニット３１０は、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の変動を補償することを試みることが可能である。ＡＧＣユニット３１０は、ＡＧＣユニット３１０によってアウトプットされたサンプルの電力が目標電力Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}に近くなるように選択されたＡＧＣ利得を用いて、受信機２５４からの受信サンプルをスケーリングすることができる。ＡＧＣユニット３１０は、特定の応答時間を有するループフィルタを用いてＡＧＣ利得を更新することが可能である。したがって、ＡＧＣユニット３１０は、ＵＥ１２０ｘにおいて受信電力の大きな突然の変化を瞬時に処理することができない場合がある。ＡＧＣユニット３１０がＡＧＣ利得を調節して、受信電力の変化によって決定された適切な値に収束する（converge）ために若干の時間量がかかる場合がある。ＡＧＣユニット３１０のセトリングタイムは、ループフィルタの設計によって決定され、一設計では、半分のサブフレーム程度である。

図６Ａは、図５に示されたシナリオに関するＡＧＣユニット３１０のインプットにおける受信サンプルの電力を示す。セル電力は、３個のサブフレームに関して６ｄＢだけ増大し、次いで、元のレベルに減少し得る。高ジオメトリシナリオでは、ＨＳＤＰＡスケジューリングに起因するセル電力の突然の増大がＵＥ１２０ｘによってその全体として観測され得る。

図６Ｂは、図５に示されたシナリオに関するＡＧＣユニット３１０のアウトプットにおけるサンプルの電力を示す。この例では、ＡＧＣ出力電力は、当初、０ｄＢとして示される目標値である。ＡＧＣ入力電力が６ｄＢだけ急増すると、ＡＧＣ出力電力は、それに対応して急増し得る。次いで、ＡＧＣ出力電力は、時定数τを有する目標値に収束する。

ＡＧＣユニット３１０が安定する前のトランジェント（transient）期間の間、レイクフィンガ３２０から復調されたシンボルの振幅は、経時的に変化して、ＡＧＣ出力電力に関するトランジェントに続く場合がある。復調されたシンボルの変化する振幅は、特に、１６−ＱＡＭまたはより高位のＱＡＭからのデータシンボルに関して、復号パフォーマンスを劣化させる可能性がある。これは、１６−ＱＡＭまたはより高位のＱＡＭに関して検出データシンボルをＬＬＲにマッピングすることが、検出データシンボルに関する一定信号振幅の推定に大きく依存し得るためである。ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化に起因する、検出データシンボルの変化する振幅は、ＬＬＲマッピングに悪影響を及ぼす可能性があり、その場合、復号パフォーマンスを劣化させる可能性がある。ある事例では、ＨＳ−ＤＳＣＨデータの１つまたは複数のサブフレームは、ＡＧＣが安定するまで、常に、誤って復号される可能性がある。

ある態様では、ＣＤＭＡ復調器２６０内のシンボルは、ＡＧＣユニット３１０によって補正されない、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の変動を補償するためにスケーリングされ得る。このスケーリングは、ＬＬＲマッピングパラメータが推定される期間の間、ほぼ一定の振幅（または、より少ない振幅変動）を有する検出データシンボルを提供することが可能であり、これは、復号パフォーマンスを改善し得る。スケーリングは、様々な形で実行可能である。

図７は、ＵＥ１２０ｘにおけるシンボルスケーリングの設計のブロック図を示す。この設計では、ＡＧＣユニット３１０によって提供されたサンプルの電力は、それぞれの時間間隔において演算されて、コンバイナ３４０からのシンボルをスケーリングするために使用される。時間間隔は、任意の適当に選択された期間であってよい。一設計では、時間間隔は、２５６個のチップ期間にわたり、Ｗ−ＣＤＭＡにおいて２５６個のチップのチャネル化コードを用いて拡散する、ＣＰＩＣＨ上の１個のパイロットシンボルの期間に等しい。時間間隔に関して、その他の期間を選択することも可能である。

ＡＧＣユニット３１０内では、乗算器７１２に受信機２５４からの受信サンプルが提供され、その時間間隔に関するＡＧＣ利得ｇ_ｎを用いてそれぞれの時間間隔において受信サンプルをスケーリングし、入力サンプルをレイクフィンガ３２０に提供する。この場合、ｎは時間間隔に関する指数である。ユニット７１４は、それぞれの入力サンプルのエネルギーを演算する。ユニット７１６は、それぞれの時間間隔においてすべての入力サンプルのエネルギーを受信して、その時間間隔に関して受信電力を演算する。ユニット７１４および７１６による演算は下記のように表すことが可能である。

式中、Ｉ_ｎ，ｋ＋ｊＱ_ｎ，ｋは、時間間隔ｎにおけるｋ番目の入力サンプルであり、Ｎは、１つの時間間隔における入力サンプルの数であり、Ｐ_ｎは、時間間隔ｎにおけるＮ個の入力サンプルに関する受信電力である。

「電力」および「エネルギー」という用語は、関連しており、多くの場合、交換可能に使用される。

ＡＧＣ利得演算ユニット７１８は、それぞれの時間間隔に関する受信電力Ｐ_ｎを得て、その時間間隔に関するＡＧＣ利得ｇ_ｎを演算する。それぞれの時間間隔において、ユニット７１８は、誤りを得るために目標電力Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}から受信電力Ｐ_ｎを減じて、ループフィルタを用いて誤りをフィルタリングし、ループフィルタアウトプットに基づいてＡＧＣ利得ｇ_ｎを導出する。乗算器７１２は、それぞれの受信サンプルをＡＧＣ利得ｇ_ｎで乗じて、対応する入力サンプルを提供する。

スケーリングユニット３５０内では、バッファ７５２は、それぞれの時間間隔においてユニット７１６によって提供された電力値Ｐ_ｎを受信および記憶する。バッファ７５２は、バッファ内の最も古い電力値よりも現在の時間間隔に関する電力値Ｐ_ｎを記憶するサーキュラバッファを用いて実施可能である。何らかの処理遅延がレイクフィンガ３２０およびシンボルコンバイナ３４０に関して発生する。バッファ７５２は、ユニット７１６からの電力値を記憶して、タイミング制御ユニット３６０によって示される、コンバイナ３４０から読み取られたシンボルに関する適切な電力値を提供する。

一設計では、ユニット７５４は、それぞれの時間間隔においてバッファ７５２から電力値を受信して、下記のように、初期シンボル利得を演算する。

式中、β_ｎｏｍは、公称シンボル利得であり、β’_ｎは、時間間隔ｎに関する初期シンボル利得である。

公称シンボル利得β_ｎｏｍは、受信電力Ｐ_ｎが目標電力Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}に等しい場合、検出データシンボルに関する適切な振幅を提供するシンボル利得である。初期シンボル利得β’_ｎは、公称シンボル利得β_ｎｏｍを比率Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}／Ｐ_ｎで乗じることによって得られる。したがって、β’_ｎは受信電力Ｐ_ｎに反比例する。ＡＧＣユニット３１０の不能により、受信電力Ｐ_ｎが突然急増して、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化を瞬時に追跡する場合、シンボル利得β’_ｎは、受信電力Ｐ_ｎだけ反比例して、対応する量だけコンバイナ３４０からのシンボルの振幅を減少させることが可能である。シンボル利得β’_ｎは、比率

の代わりに、比率Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}／Ｐ_ｎに基づいて演算される。これは、それぞれのレイクフィンガ３２０からの復調されたシンボルは、フィルタ３２８からのパイロット推定値を用いて、逆拡散器３２４からの逆拡散データシンボルに重みをかけることによって所得され、データシンボルおよびパイロット推定値の両方がＰ_ｎによって変化する電力を有するためである。

一設計では、ユニット７５４は、受信電力Ｐ_ｎが所定の範囲内にある場合、公称シンボル利得β_ｎｏｍを提供し、そうでない場合は、下記のように、初期シンボル利得β’_ｎを提供する。

式中、Ｐ_ｌｏｗおよびＰ_ｈｉｇｈは、所定の範囲を提示する電力値であり、β_ｎは、時間間隔ｎに関するシンボル利得である。

通常、Ｐ_ｌｏｗおよびＰ_ｈｉｇｈは、ＡＧＣユニット３１０によって提供されたサンプルのビット解像度、目標電力Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}、ＡＧＣユニット３１０からのサンプルの統計値など、様々な要因に基づいて選択可能である。Ｐ_ｌｏｗおよびＰ_ｈｉｇｈは、雑音によりＰ_ｎ内に予想される偶然差異を伴う定常状態範囲をカバーするために選択可能である。一設計では、Ｐ_{ｔａｒｇｅｔ}＝１８Ｘ、Ｐ_ｌｏｗ＝１５Ｘ、およびＰ_ｈｉｇｈ＝２１Ｘであり、この場合、Ｘは、ＡＧＣユニット３１０からのサンプルに関するビットの数に依存する。その他の値をＰ_{ｔａｒｇｅｔ}、Ｐ_ｌｏｗ、およびＰ_ｈｉｇｈに使用することも可能である。

乗算器７５６は、コンバイナ３４０からの組み合わされたシンボルと、ユニット７５４からのシンボル利得β_ｎとを受信する。乗算器７５６は、シンボル利得β_ｎを用いて、それぞれの組み合わされたシンボルをスケーリングして、対応する検出データシンボルを提供する。

方程式（４）に示す設計では、β_ｎｏｍまたはβ’_ｎは、Ｐ_ｎに基づいて、それぞれの時間間隔ｎにおいて選択可能であり、コンバイナ３４０からの組み合わされたシンボルに適用可能である。この設計では、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化は、Ｐ_ｎをＰ_ｌｏｗおよびＰ_ｈｉｇｈによって定義された所定の範囲と比較することによって検出される。ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化をその他の形で（例えば
、複数の時間間隔に関する電力値Ｐ_ｎに基づいて、電力値同士の差異に基づいて）検出することも可能である。

図７の設計は、ＡＧＣユニット３１０のアウトプットにおいてトランジェントを本質的に反転させて、シンボルコンバイナ３４０のアウトプットにおいて、適切なタイムアラインメントを用いて、反転されたトランジェントを適用する。この設計は、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化を追跡することが可能なＡＧＣを効果的に提供する。この設計はまた、レイクフィンガ３２０およびシンボルコンバイナ３４０の固有の処理遅延を利用して、処理遅延の間、シンボル利得β_ｎを決定する。コンバイナ３４０からのシンボルは、これらのシンボルが読み取られるとき、追加のバッファリングを必要とせずに、シンボル利得β_ｎを用いてスケーリングされ得る。したがって、シンボル利得β_ｎを用いたシンボルスケーリングは、ＣＤＭＡ復調器２６０の動作に対して最低限の影響を伴って実行可能である。

通常、シンボル利得β_ｎおよびＡＧＣ利得ｇ_ｎは、同じレートまたは異なるレートで更新可能である。一設計では、利得β_ｎおよびｇ_ｎは、上で説明されたように、ＡＧＣユニット３１０からのサンプルの受信電力Ｐ_ｎに基づいて、それぞれの時間間隔において同じレートで更新可能である。この設計では、ＡＧＣユニット３１０のアウトプットにおけるトランジェントは、ＡＧＣ利得ｇ_ｎが更新される場合、それぞれの時間間隔においてディスクリートステップによって異なる。コンバイナ３４０のアウトプットにおいて適用された、反転されたトランジェントは、シンボル利得β_ｎが更新される場合、それぞれの時間間隔において逆のディスクリートステップによって異なり得る。

別の設計では、シンボル利得β_ｎは、ＡＧＣ利得ｇ_ｎよりもより遅いレートで更新可能である。例えば、受信電力Ｐ_ｎは、２５６個のチップの第１の時間間隔に対して演算可能であり、ＡＧＣ利得ｇ_ｎは、それぞれの第１の時間間隔において更新可能である。組み合わされたシンボルは、５１２個のチップのそれぞれの第２の時間間隔においてコンバイナ３４０から読取り可能であり、シンボル利得β_ｎは、それぞれの第２の時間間隔において更新可能である。それぞれの第２の時間間隔において、その第２の時間間隔に関するシンボル利得β_ｎ／２を導出するために、２つの第１の時間間隔に対する２つの電力値Ｐ_ｎおよびＰ_ｎ−１を使用することが可能である。β’_ｎ／２を演算するために、方程式（４）において、Ｐ_ｎおよびＰ_ｎ−１の大きい方またはＰ_ｎおよびＰ_ｎ−１の平均値を使用することが可能であり、次いで、方程式（５）に示すように、β’_ｎ／２に基づいてβ_ｎ／２が決定され得る。さらに別の設計では、シンボル利得β_ｎは、ＡＧＣ利得ｇ_ｎよりもより速いレートで更新可能である。

通常、それに対して受信電力Ｐ_ｎおよびＡＧＣ利得ｇ_ｎが演算される第１の時間間隔は、それに対して組み合わされたシンボルがコンバイナ３４０から読み取られる第２の時間間隔とタイムアラインメントされてよく、またはされなくてもよい。それぞれの組み合わされたシンボルは、その組み合わされたシンボルを導出するために使用された同じ入力サンプルを用いて演算された受信電力Ｐ_ｎに基づいて決定可能な、適切なシンボル利得β_ｎを用いてスケーリングされ得る。これは、それぞれの組み合わされたシンボルが、その組み合わされたシンボルに関する受信電力に基づいてスケーリングされることを確実にし得る。

図７に示す設計では、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化を補償するためのスケーリングは、コンバイナ３４０からの組み合わされたシンボルに関して実行される。通常、スケーリングは、ＡＧＣユニット３１０内の乗算器７１２の後の任意の点で実行可能である。例えば、スケーリングは、乗算器７１２からのサンプル、レイクフィンガ３２０からの復調されたシンボル、シンボルコンバイナ３４０からの組み合わされたシンボルなどに関して実行可能である。レイクフィンガ３２０の後またはシンボルコンバイナ３４０の後でスケーリングを実行することは、これらのユニットの処理遅延の間にシンボル利得β_ｎの演算を可能にすることができ、その場合、シンボルの追加のバッファリングの必要を回避し得る。さらに、ＡＧＣユニット３１０からのサンプルは、送信電力制御（ＴＰＣ）コマンド、トランスポートフォーマット組合せインジケータ（transport format combination indicator）（ＴＦＣＩ）など、遅延に敏感な情報を得るためにリアルタイムで処理される必要があるため、ＡＧＣユニットの直後（逆拡散の前）にスケーリングを実行することは可能でない場合がある。

図８は、図２のＵＥ１２０ｘにおけるＲＸデータプロセッサ２７０の設計のブロック図を示す。この設計では、ＲＸデータプロセッサ２７０は、ＬＬＲ演算ユニット８１０および復号器８２０を含む。ＬＬＲ演算ユニット８１０内で、多重化復調器（Ｄｅｍｕｘ）８１２は、ＣＤＭＡ復調器２６０から検出データシンボルを受信して、それぞれの検出データシンボルの実数成分ｙ_Ｉ，ｉをＬＬＲ演算ユニット８１４ａに提供し、それぞれの検出データシンボルの虚数成分ｙ_Ｑ，ｉをＬＬＲ演算ユニット８１４ｂに提供する。

信号および雑音推定器８１６は、検出データシンボルの絶対値の平均値を下記のように推定することが可能である。

式中、ｙ_Ｉ，ｉ＋ｊＹ_Ｑ，ｉは、ｉ番目の検出データシンボルであり、ｍは、検出データシンボル成分の絶対値の平均値であり、Ｔは、平均値を推定するために使用された検出データシンボルの数である。Ｔは、ＨＳＤＰＡの場合、８０個のシンボルである、半分サブフレームにおけるデータシンボルの数に等しい。Ｔは、データシンボルの何らかのその他の数に等しくてもよい。

信号および雑音推定器８１６は、検出データシンボル成分の平均エネルギーを下記のように推定することも可能である。

式中、Ｅは、検出データシンボル成分の平均エネルギーである。方程式（５）および（６）に示すように、ｍおよびＥは、ＣＤＭＡ復調器２６０から検出データシンボルの振幅に依存する。したがって、ｍおよびＥは、当該量が推定周期の間にほぼ一定であるようにＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化を補償するために実行されるシンボルスケーリングから利益を得ることが可能である。

信号および雑音推定器８１６は、平均値ｍおよび平均エネルギーＥを信号振幅αおよび雑音分散σ^２にマップすることが可能である。ＨＳＤＰＡに関して使用される変調方式のうちの１つである１６−ＱＡＭの場合、１６個の可能な変調シンボルのそれぞれは、−３α、−α、αまたは３αの実数／同相（Ｉ）成分値および−３α、−α、αまたは３αの虚数／直角位相（Ｑ）成分値を有し得る。（符号化およびレートマッチングの後に得られる）４個のコードビットを変調シンボルにマップ可能であり、２個のコードビットｉ_１およびｉ_２が変調シンボルのＩ成分値を定義し、２個のコードビットｑ_１およびｑ_２が変調シンボルのＱ成分値を定義する。

ユニット８１８は、信号および雑音推定器８１６からのαおよびσ^２に基づいて、（１つまたは複数の）倍数および／または（１つまたは複数の）スケーリングされたしきい値を演算することが可能である。１６−ＱＡＭの場合、ユニット８１８は、下記のように、αおよびσ^２に基づいて、倍数ｕおよびスケーリングされたしきい値ｖを演算することが可能である。

ユニット８１８は、倍数ｕおよびスケーリングされたしきい値ｖをＬＬＲ演算ユニット８１４ａおよび８１４ｂの両方に提供することが可能である。

ＬＬＲ演算ユニット８１４ａおよび８１４ｂは、それぞれ、検出データシンボルのＩ成分およびＱ成分のコードビットに関するＬＬＲを演算することが可能である。一設計では、それぞれのユニット８１４は、２個のコードビットに関するＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいてＬＬＲを演算する。１６−ＱＡＭの場合、ユニット８１４ａは、下記のように、Ｉ成分の２個のコードビットｉ_１およびｉ_２に関するＬＬＲを演算することが可能である。

式中、ＬＬＲ（ｉ_１）およびＬＬＲ（ｉ_２）は、それぞれ、コードビットｉ_１およびｉ_２に関するＬＬＲである。ユニット８１４ｂは、ユニット８１４ａと同じように、それぞれ、コードビットｑ_１およびｑ_２に関するＬＬＲ（ｑ_１）およびＬＬＲ（ｑ_２）を演算することが可能である。

方程式（７）から（１１）は、ＨＳＤＰＡに関して使用される１６−ＱＡＭ信号点配置（signal constellation）に関するＬＬＲ演算に関して使用可能である。通常、（１つまたは複数の）倍数、（１つまたは複数の）スケーリングされたしきい値、およびＬＬＲ関数は、データシンボルを生成するために使用される信号点配置に依存し得る。（１つまたは複数の）倍数および（１つまたは複数の）スケーリングされたしきい値は、検出データシンボルに基づいて推定され得るαおよびσ^２に基づいて演算可能である。本明細書で説明されるスケーリング技法は、（１つまたは複数の）倍数、（１つまたは複数の）スケーリングされたしきい値の正確度を改善し得るαおよびσ^２の推定を改善することが可能である。これはＬＬＲの品質を改善することが可能であり、その場合、復号パフォーマンスを改善し得る。スケーリング技法は、ＵＥ１２０ｘにおける受信電力の大きな突然の変化に起因する信号点配置のひずみを回避するために使用可能であり、ＱＰＳＫよりも高位の変調方式に関する復号パフォーマンスを改善することが可能である。

図９は、ダウンリンク伝送を処理するためにＵＥによって実行されるプロセス９００の設計を示す。ＡＧＣは、入力サンプルを得るために受信サンプルに関して実行可能である（ブロック９１２）。ＡＧＣの場合、それぞれの時間間隔における受信サンプルは、入力サンプルを得るために、その時間間隔に関するＡＧＣ利得を用いてスケーリングされ得る。それぞれの時間間隔における入力サンプルの電力が決定されて、ＡＧＣ利得を更新するために使用され得る。

入力サンプルは、第１のシンボルを得るために処理可能である（ブロック９１４）。処理は、システムによって使用される無線技術に依存し得る。ＣＤＭＡの場合、入力サンプルは、デスクランブルされたサンプルを得るために、ノードＢに関するスクランブリング系列を用いてデスクランブルされ得る。デスクランブルされたサンプルは、逆拡散データシンボルを得るために少なくとも１つのチャネル化コードを用いて逆拡散され得る。デスクランブルされたサンプルは、パイロット推定値を得るためにフィルタリングされ得る逆拡散パイロットシンボルを得るために、パイロットチャネル化コードを用いて逆拡散されることも可能である。逆拡散データシンボルは、多重通路に関して復調されたシンボルを得るために、パイロット推定値を用いてコヒーレントに復調／検出可能である。入力サンプルは、２つ以上の多重通路に関して処理可能であり、すべての多重通路に関して復調されたシンボルは、第１のシンボルを得るために組合せ可能である。入力サンプルは、その他の無線技術に関するその他の形で処理可能である。

入力サンプルの電力を決定することが可能である（ブロック９１６）。ブロック９１６の場合、それぞれの時間間隔における入力サンプルの電力は、例えば、方程式（２）に示すように決定可能である。複数の時間間隔に関して複数の電力値を得て、バッファ内に記憶することが可能である。

シンボル利得は、入力サンプルの電力に基づいて導出可能である（ブロック９１８）。シンボル利得は、例えば、方程式（３）に示すように、公称シンボル利得、入力サンプルの電力、および入力サンプルに関する目標電力に基づいて導出可能である。シンボル利得は、入力サンプルの電力に反比例し得、入力サンプルの電力に大きな突然の変化が存在する場合ですら、スケーリングの後で、ほぼ一定のシンボル振幅を実現するために導出可能である。シンボル利得は、（１）入力サンプルの電力が所定の範囲内にある場合、公称シンボル利得に設定可能であり、または（２）方程式（４）に示すように、電力が所定の範囲外である場合、入力サンプルの電力に反比例し得る。

ブロック９１８の一設計では、第１のシンボルのそれぞれのセットに関して、そのセットに対する適用可能な少なくとも１つの電力値を記憶された電力値の中から得て、第１のシンボルの当該セットに関するシンボル利得を導出するために使用することが可能である。第１のシンボルのそれぞれのセットは、それに対して入力サンプルの電力が演算される１つの時間間隔に対応し得る。この場合、その対応する時間間隔に関して得られた１つの電力値に基づいて、第１のシンボルのそれぞれのセットに関するシンボル利得を導出することが可能である。

第１のシンボルは、第２のシンボルを得るためにシンボル利得を用いてスケーリングされ得る（ブロック９２０）。図３および７に示す設計では、第１のシンボルは、コンバイナ３４０からのシンボルに対応し得、第２のシンボルは、ＣＤＭＡ復調器２６０から検出データシンボルに対応し得る。第１および第２のシンボルは、復調器内のその他のシンボルであってよい。ＬＬＲは、第２のシンボルから推定された信号振幅および雑音分散に基づいて第２のシンボルのコードビットに関して演算可能である（ブロック９２２）。ＬＬＲは、ＵＥに関して復号データを得るために復号可能である（ブロック９２４）。

本明細書で説明されたスケーリング技法は、様々な現象に対処するために使用可能である。これらの技法は、間欠スケジューリングパターンを伴う高電力ＵＥに起因し得る、セル電力の大きな突然の変化に対処するために使用可能である。かかる間欠スケジューリングパターンは、インスタントメッセンジャー、テキスト端末、ピン（ping）アプリケーションなどから生じる場合がある。セル内のすべてのＵＥは、セルから同じダウンリンク伝送を受信して、セル電力の大きな突然の変化を観測することが可能であるため、セル電力の大きな突然の変化は、これらのすべてのＵＥに影響を及ぼす可能性がある。良好なチャネル状態のＵＥがセル電力のより多くの大きな突然の変化を観測することが可能であるのは、セル電力の急増を低下させるためにより少ない雑音が存在し得るためである。加えて、ＬＬＲパラメータに関する推定プロセスがより多く必要とされ、より高位の変調方式に関する雑音により敏感であるため、セル電力の大きな突然の変化は、ＱＰＳＫよりもより高位の変調方式（例えば、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭなど）に影響を及ぼす可能性がある。結果として、高いスループットＵＥ（例えば、良好なチャネル状態にあるＵＥおよび／またはより高位の変調方式を使用するＵＥ）は、本明細書で説明された技法から特に利益を得ることができる。これらの技法は、不十分なチャネル状態に起因する、ＵＥによって観測されるディープフェージング（deep fades）に対処するために使用することも可能である。これらの技法は、サービス提供していないノードＢのセル電力における大きな変動に起因するかつ／またはその他の原因による、ＵＥにおける受信電力の大きな突然の変化に対処するために使用することも可能である。

本明細書で説明されたスケーリング技法は、様々な手段によって実施可能である。例えば、これらの技法は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはそれらの組合せの形で実施可能である。ハードウェア実装の場合、これらの技法を実行するために使用される処理ユニットは、１つまたは複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブル論理素子（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレー（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書で説明された機能を実行するように設計されたその他の電子ユニット、コンピュータ、またはそれらの組合せの中で実施可能である。

ファームウェア実装および／またはソフトウェア実装の場合、これらの技法は、本明細書で説明された機能を実行するモジュール（例えば、プロシージャ、関数など）を用いて実施可能である。ファームウェア命令および／またはソフトウェア命令は、メモリ（例えば、図２のメモリ２８２）内に記憶されて、プロセッサ（例えば、プロセッサ２８０）によって実行され得る。メモリは、プロセッサ内でまたはプロセッサの外部で実施可能である。ファームウェア命令および／またはソフトウェア命令は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、不揮発性ランダムアクセスメモリ（ＮＶＲＡＭ）、プログラマブル読出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、電気的に消去可能なＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）、フラッシュメモリ、コンパクトディスク（ＣＤ）、磁気データ記憶デバイスまたは光データ記憶デバイスなど、その他のプロセッサ可読媒体内に記憶されることも可能である。

本明細書で説明された技法を実施する装置は、独立型ユニットであってよく、またはデバイスの一部であってもよい。デバイスは、（ｉ）独立型集積回路（ＩＣ）、（ｉｉ）データおよび／または命令を記憶するためのメモリＩＣを含み得る１つまたは複数のＩＣのセット、（ｉｉｉ）移動局モデム（ＭＳＭ）などのＡＳＩＣ、（ｉｖ）その他のデバイス内に埋め込むことが可能なモジュール、（ｖ）セルラ電話、無線デバイス、ハンドセット、または移動体ユニット、（ｖｉ）その他であってよい。

本開示のこれまでの説明は、当業者が本開示を行うことまたは使用することを可能にするために提供される。本開示に対する様々な変更形態は当業者に容易に明らかになるであろう。また、本明細書で定義される一般的な原理は、本開示の精神または範囲から逸脱せずに、その他の改変形態に適用可能である。したがって、本開示は、本明細書で説明された例および設計に限定されることが意図されず、本明細書で開示された原理および新規性のある特徴と一致する最大範囲が与えられるべきである。

本開示のこれまでの説明は、当業者が本開示を行うことまたは使用することを可能にするために提供される。本開示に対する様々な変更形態は当業者に容易に明らかになるであろう。また、本明細書で定義される一般的な原理は、本開示の精神または範囲から逸脱せずに、その他の改変形態に適用可能である。したがって、本開示は、本明細書で説明された例および設計に限定されることが意図されず、本明細書で開示された原理および新規性のある特徴と一致する最大範囲が与えられるべきである。
以下、出願当初の請求項を付記する。
［１］
入力サンプルを処理し第１のシンボルを得、前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、前記シンボル利得を用いて、前記第１のシンボルをスケーリングして第２のシンボルを得るプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、を備える装置。
［２］
前記プロセッサが、受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行し、前記入力サンプルを得る［１］に記載の装置。
［３］
複数の時間間隔のそれぞれにおいて、前記プロセッサが、ＡＧＣ利得を用いて、前記時間間隔において受信サンプルをスケーリングして前記時間間隔に関する入力サンプルを得、前記時間間隔において前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいて、前記ＡＧＣ利得を更新する［２］に記載の装置。
［４］
前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する［１］に記載の装置。
［５］
前記プロセッサが、公称シンボル利得および前記入力サンプルに関する目標電力にさらに基づいて、前記シンボル利得を導出する［１］に記載の装置。
［６］
前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、前記電力が前記所定の範囲外である場合に前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する［１］に記載の装置。
［７］
前記プロセッサが、前記シンボル利得を導出し、前記第２のシンボルに関するほぼ一定の振幅を実現する［１］に記載の装置。
［８］
前記プロセッサが、複数の時間間隔のそれぞれにおいて前記入力サンプルの電力を決定して、前記複数の時間間隔に関する複数の電力値を得て、前記複数の時間間隔に関する前記複数の電力値に基づいて、前記シンボル利得を導出する［１］に記載の装置。
［９］
前記メモリが、前記シンボル利得を前記第１のシンボルとタイムアラインメントするために前記複数の電力値を記憶する［８］に記載の装置。
［１０］
第１のシンボルの複数のセットのそれぞれに関して、前記プロセッサが、前記複数の電力値の中から第１のシンボルの前記セットに適用可能な少なくとも１つの電力値を得て、前記少なくとも１つの電力値に基づいて、前記第１のシンボルの前記セットに関する前記シンボル利得を導出する［８］に記載の装置。
［１１］
第１のシンボルのそれぞれのセットが１つの時間間隔に対応し、第１のシンボルのそれぞれのセットに関する前記シンボル利得が、対応する時間間隔に関して得られた電力値に基づいて導出される［１０］に記載の装置。
［１２］
前記プロセッサが、前記第２のシンボルに基づいて信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算する［１］に記載の装置。
［１３］
前記プロセッサが、所定の数の第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、倍数およびスケーリングされたしきい値を決定し、前記倍数および前記スケーリングされたしきい値に基づいて、前記所定の数の第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算する［１］に記載の装置。
［１４］
前記プロセッサが、前記入力サンプルに関する復調を実行し少なくとも１つの多重通路に関して復調されたシンボルを得、前記少なくとも１つの多重通路に関して前記復調されたシンボルを組み合わせ前記第１のシンボルを得る［１］に記載の装置。
［１５］
それぞれの多重通路に関して、前記プロセッサが、スクランブリング系列を用いて前記入力サンプルをデスクランブルしてデスクランブルされたサンプルを得、少なくとも１つのチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散データシンボルを得、パイロットチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散パイロットシンボルを得、前記逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングしパイロット推定値を得、前記パイロット推定値を用いて、前記逆拡散データシンボルに関してコヒーレント復調を実行し前記多重通路に関して復調されたシンボルを得る［１４］に記載の装置。
［１６］
第１のシンボルを得るために入力サンプルを処理し、
前記入力サンプルの電力を決定し、
前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、
前記シンボル利得を用いて、前記第１のシンボルをスケーリングし第２のシンボルを得ることを備える方法。
［１７］
受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行し前記入力サンプルを得ることをさらに備える［１６］に記載の方法。
［１８］
前記シンボル利得を導出することが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える［１６］に記載の方法。
［１９］
前記シンボル利得を導出することが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える［１６］に記載の方法。
［２０］
前記第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算することをさらに備える［１６］に記載の方法。
［２１］
第１のシンボルを得るために入力サンプルを処理する手段と、
前記入力サンプルの電力を決定する手段と、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出する手段と、
第２のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて前記第１のシンボルをスケーリングする手段と、を備える装置。
［２２］
前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行する手段をさらに備える［２１］に記載の装置。
［２３］
前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段を備える［２１］に記載の装置。
［２４］
前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定する手段と、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段と、を備える［２１］に記載の装置。
［２５］
前記第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定する手段と、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算する手段と、をさらに備える［２１］に記載の装置。
［２６］
記憶された命令を含むプロセッサ可読媒体であって、
第１のシンボルを得るために入力サンプルを処理するための第１の命令セットと、
前記入力サンプルの電力を決定するための第２の命令セットと、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出するための第３の命令セットと、
第２のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて、前記第１のシンボルをスケーリングするための第４の命令セットと、を備えるプロセッサ可読媒体。
［２７］
前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行するための第５の命令セットをさらに備える［２６］に記載のプロセッサ可読媒体。
［２８］
前記第３の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力と反比例するように前記シンボル利得を導出するための第５の命令セットを備える［２６］に記載のプロセッサ可読媒体。
［２９］
前記第３の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定するための第５の命令セットと、
前記電力が前記所定の範囲外である場合、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出するための第６の命令セットとを備える［２６］に記載のプロセッサ可読媒体。
［３０］
前記第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定するための第５の命令セットと、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算するための第６の命令セットと、をさらに備える［２６］に記載のプロセッサ可読媒体。

Claims (30)

1. 入力サンプルを処理し第１のシンボルを得、前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、前記シンボル利得を用いて、前記第１のシンボルをスケーリングして第２のシンボルを得るプロセッサと、
   前記プロセッサに結合されたメモリと、を備える装置。
2. 前記プロセッサが、受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行し、前記入力サンプルを得る請求項１に記載の装置。
3. 複数の時間間隔のそれぞれにおいて、前記プロセッサが、ＡＧＣ利得を用いて、前記時間間隔において受信サンプルをスケーリングして前記時間間隔に関する入力サンプルを得、前記時間間隔において前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいて、前記ＡＧＣ利得を更新する請求項２に記載の装置。
4. 前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する請求項１に記載の装置。
5. 前記プロセッサが、公称シンボル利得および前記入力サンプルに関する目標電力にさらに基づいて、前記シンボル利得を導出する請求項１に記載の装置。
6. 前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、前記電力が前記所定の範囲外である場合に前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する請求項１に記載の装置。
7. 前記プロセッサが、前記シンボル利得を導出し、前記第２のシンボルに関するほぼ一定の振幅を実現する請求項１に記載の装置。
8. 前記プロセッサが、複数の時間間隔のそれぞれにおいて前記入力サンプルの電力を決定して、前記複数の時間間隔に関する複数の電力値を得て、前記複数の時間間隔に関する前記複数の電力値に基づいて、前記シンボル利得を導出する請求項１に記載の装置。
9. 前記メモリが、前記シンボル利得を前記第１のシンボルとタイムアラインメントするために前記複数の電力値を記憶する請求項８に記載の装置。
10. 第１のシンボルの複数のセットのそれぞれに関して、前記プロセッサが、前記複数の電力値の中から第１のシンボルの前記セットに適用可能な少なくとも１つの電力値を得て、前記少なくとも１つの電力値に基づいて、前記第１のシンボルの前記セットに関する前記シンボル利得を導出する請求項８に記載の装置。
11. 第１のシンボルのそれぞれのセットが１つの時間間隔に対応し、第１のシンボルのそれぞれのセットに関する前記シンボル利得が、対応する時間間隔に関して得られた電力値に基づいて導出される請求項１０に記載の装置。
12. 前記プロセッサが、前記第２のシンボルに基づいて信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算する請求項１に記載の装置。
13. 前記プロセッサが、所定の数の第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、倍数およびスケーリングされたしきい値を決定し、前記倍数および前記スケーリングされたしきい値に基づいて、前記所定の数の第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算する請求項１に記載の装置。
14. 前記プロセッサが、前記入力サンプルに関する復調を実行し少なくとも１つの多重通路に関して復調されたシンボルを得、前記少なくとも１つの多重通路に関して前記復調されたシンボルを組み合わせ前記第１のシンボルを得る請求項１に記載の装置。
15. それぞれの多重通路に関して、前記プロセッサが、スクランブリング系列を用いて前記入力サンプルをデスクランブルしてデスクランブルされたサンプルを得、少なくとも１つのチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散データシンボルを得、パイロットチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散パイロットシンボルを得、前記逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングしパイロット推定値を得、前記パイロット推定値を用いて、前記逆拡散データシンボルに関してコヒーレント復調を実行し前記多重通路に関して復調されたシンボルを得る請求項１４に記載の装置。
16. 第１のシンボルを得るために入力サンプルを処理し、
    前記入力サンプルの電力を決定し、
    前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、
    前記シンボル利得を用いて、前記第１のシンボルをスケーリングし第２のシンボルを得ることを備える方法。
17. 受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行し前記入力サンプルを得ることをさらに備える請求項１６に記載の方法。
18. 前記シンボル利得を導出することが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える請求項１６に記載の方法。
19. 前記シンボル利得を導出することが、
    前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、
    前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える請求項１６に記載の方法。
20. 前記第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、
    前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算することをさらに備える請求項１６に記載の方法。
21. 第１のシンボルを得るために入力サンプルを処理する手段と、
    前記入力サンプルの電力を決定する手段と、
    前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出する手段と、
    第２のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて前記第１のシンボルをスケーリングする手段と、を備える装置。
22. 前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行する手段をさらに備える請求項２１に記載の装置。
23. 前記シンボル利得を導出する手段が、
    前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段を備える請求項２１に記載の装置。
24. 前記シンボル利得を導出する手段が、
    前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定する手段と、
    前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段と、を備える請求項２１に記載の装置。
25. 前記第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定する手段と、
    前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算する手段と、をさらに備える請求項２１に記載の装置。
26. 記憶された命令を含むプロセッサ可読媒体であって、
    第１のシンボルを得るために入力サンプルを処理するための第１の命令セットと、
    前記入力サンプルの電力を決定するための第２の命令セットと、
    前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出するための第３の命令セットと、
    第２のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて、前記第１のシンボルをスケーリングするための第４の命令セットと、を備えるプロセッサ可読媒体。
27. 前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御（ＡＧＣ）を実行するための第５の命令セットをさらに備える請求項２６に記載のプロセッサ可読媒体。
28. 前記第３の命令セットが、
    前記入力サンプルの前記電力と反比例するように前記シンボル利得を導出するための第５の命令セットを備える請求項２６に記載のプロセッサ可読媒体。
29. 前記第３の命令セットが、
    前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定するための第５の命令セットと、
    前記電力が前記所定の範囲外である場合、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出するための第６の命令セットとを備える請求項２６に記載のプロセッサ可読媒体。
30. 前記第２のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定するための第５の命令セットと、
    前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第２のシンボルのコードビットに関する対数尤度比（ＬＬＲ）を演算するための第６の命令セットと、をさらに備える請求項２６に記載のプロセッサ可読媒体。

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