JP2015165680A - 無線通信のための自動利得制御を用いたシンボルスケーリング - Google Patents
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Abstract
【課題】ユーザ装置(UE)における受信電力の大きな突然の変化を補償するためにシンボルをスケーリングするための技法を提供する。【解決手段】入力サンプルを得るために、受信サンプルに関してAGC(310)を実行する。第1のシンボルを得るために、入力サンプルを処理(CDMA復調)320a〜nする。入力サンプルの電力を決定716して、入力サンプルの電力に基づいてシンボル利得を導出754する。入力サンプルの電力の大きな突然の変化はあっても、ほぼ一定の振幅を有する検出データシンボルを得るために、シンボル利得を用いて第1のシンボルをスケーリング(756)する。検出データシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定して、信号振幅及び雑音分散に基づいて、検出データシンボルのコードビットに関するLLR(対数尤度比)を演算し、復号データを得るためにLLRを復号する。【選択図】図7
Description
米国特許法第119条に基づく優先権主張
本特許出願は、2007年1月5日に出願され、譲受人に譲渡され、参照により本明細書に明示的に組み込まれている「AGC based HSDPA scaling」という表題の仮出願第60/883、526号の優先権を主張する。
本特許出願は、2007年1月5日に出願され、譲受人に譲渡され、参照により本明細書に明示的に組み込まれている「AGC based HSDPA scaling」という表題の仮出願第60/883、526号の優先権を主張する。
本開示は、一般に通信に関し、より詳細には、無線通信のためにシンボルを処理するための技法に関する。
無線通信システムにおいて、送信機は、データシンボルを得るためにトラヒックデータを処理(例えば、符号化、インタリーブ、およびシンボルマップ)することが可能である。送信機は、変調信号を生成するためにデータシンボルをさらに処理し、次いで、無線チャネルを介してこの信号を送信することが可能である。送信された信号は、無線チャネルによって歪められ、雑音および干渉によりさらに劣化する可能性がある。
受信機は、送信された信号を受信して、サンプルを得るために受信信号を処理することが可能である。次いで、受信機は、送信機によって送られたデータシンボルの推定値である検出データシンボルを得るためにサンプルを処理することが可能である。受信機は、検出データシンボルに基づいて、データシンボルのビットに関する対数尤度比(log-likelihood ratios)(LLR)を演算することが可能であり、次いで復号データを得るためにLLRを処理(例えば、ディインタリーブおよび復号)することが可能である。
復号パフォーマンスは、検出データシンボルに基づいて演算されたLLRの品質に依存し得る。LLRの品質は、検出データシンボルの振幅の変動など、様々な要因に依存し得る。自動利得制御(AGC)ループは、検出データシンボルに関するほぼ一定の振幅を得る目的で、サンプルに関するほぼ一定の電力を実現するために使用可能である。しかし、AGCループは、下記で説明されるように、ある動作シナリオにおいて効果的でない場合がある。
受信電力の大きな突然の変化を補償するためにシンボルをスケーリングするための技法が本明細書で説明される。これらの技法は、AGCによって適切に補償されない受信電力の変動に対処するために使用可能である。これらの技法は、ほぼ一定の振幅(または、より少ない振幅変動)を有する検出データシンボルを提供することができる可能性があり、それにより復号パフォーマンスが改善され得る。これらの技法は、ノードBからのダウンリンク伝送に関してユーザ装置(UE)によって実行可能である。
一設計では、UEは、入力サンプルを得るために、受信サンプルに関してAGCを実行することが可能である。次いで、UEは、第1のシンボルを得るために、入力サンプルを処理(例えば、CDMA復調)することが可能である。UEは、入力サンプルの電力を決定して、入力サンプルの電力に基づいて(例えば、反比例して)シンボル利得(symbol gain)を導出することが可能である。次いで、UEは、入力サンプルの電力の大きな突然の変化はあっても、ほぼ一定の振幅を有する検出データシンボルを得るために、シンボル利得を用いて第1のシンボルをスケーリングすることが可能である。UEは、検出データシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、信号振幅および雑音分散に基づいて、検出データシンボルのコードビットに関するLLRを演算し、復号データを得るためにLLRを復号することが可能である。検出データシンボルに関するほぼ一定の振幅を維持することによって、信号振幅および雑音分散の推定、LLR演算、および復号がすべて改善し得る。
本開示の様々な態様および特徴が下記でさらに説明される。
本明細書で説明されるスケーリング技法は、符号分割多元接続(CDMA)システム、時分割多元接続(TDMA)システム、周波数分割多元接続(FDMA)システム、直交FDMA(OFDMA)システム、シングルキャリアFDMA(SC−FDMA)システムなど、様々な無線通信システムに関して使用可能である。CDMAシステムは、ユニバーサル地上無線アクセス(UTRA)、cdma2000などの無線技術を実施することが可能である。UTRAは、広帯域CDMA(W−CDMA(登録商標))および低チップレート(Low Chip Rate)(LCR)を含む。cdma2000は、IS−2000標準、IS−95標準およびIS−856標準をカバーする。TDMAシステムは、汎欧州ディジタル移動電話方式(GSM(登録商標))などの無線技術を実施することが可能である。OFDMAシステムは、進化型UTRA(E−UTRA)、フラッシュOFDM(登録商標)などの無線技術を実施することが可能である。UTRA、E−UTRA、およびGSMは、ユニバーサル移動体通信システム(UMTS)の一部である。UTRA、E−UTRA、GSMおよびUMTSは、「第3世代パートナーシッププロジェクト(3GPP)」と名づけられた団体からの文書に記載されている。cdma2000は、「第3世代パートナーシッププロジェクト2」(3GPP2)と名づけられた団体からの文書に記載されている。これらの様々な無線技術および無線標準は当技術分野で知られている。分かりやすいように、これらの技術の一部の態様は、下記で、W−CDMAに関して説明され、下記の説明の大部分において3GPP専門用語が使用される。
図1は、いくつかのノードB110を含む無線通信システム100を示す。ノードBは、UEと通信する固定局である。ノードBは、基地局、進化型ノードB(eノードB)、アクセスポイントなどと呼ばれる場合もある。それぞれのノードBは、特定の地理的領域に対する通信受信可能範囲を提供し、その受信可能範囲領域内に配置されたUEに対する通信をサポートする。本明細書で使用される場合、「セル」は、当該用語が使用される状況に応じて、システム内の最小受信可能範囲領域および/またはこの受信可能範囲領域に責任を有するノードBを指す場合がある。セルは、セルセクタ、セクタなどと呼ばれる場合もある。システムコントローラ130は、ノードBに結合され、これらのノードBに関する調整および制御を提供し得る。システムコントローラ130は、単一のネットワークエンティティであってよく、またはネットワークエンティティの集まりであってよい。
UE120は、システム100の全体にわたって分散可能であり、それぞれのUEは静止していても、移動するものであってもよい。UEは、移動局、端末、アクセス端末、加入者ユニット、局などと呼ばれる場合もある。UEは、セルラ電話、携帯情報端末(PDA)、無線デバイス、ハンドヘルドデバイス、無線モデム、ラップトップコンピュータなどであり得る。UEは、任意の所与の時点で、ダウンリンク上および/またはアップリンク上で1つまたは複数のノードBと通信することが可能である。ダウンリンク(すなわち、順方向リンク)は、ノードBからUEへの通信リンクを指し、アップリンク(すなわち、逆方向リンク)は、UEからノードBへの通信リンクを指す。UEは、(2つの矢印を有する実線によって示すように)ノードBと積極的に通信し、かつ/または(単一の矢印を有する破線によって示すように)ノードBからパイロットおよびシグナリングを受信することが可能である。
図2は、図1のノードB110のうちの1つおよびUE120のうちの1つである、ノードB110xおよびUE120xの設計のブロック図を示す。ノードB110xにおいて、送信(TX)データプロセッサ210は、サービス提供されているすべてのUEに関するデータソース208からトラヒックデータを受信し、データシンボルを得るためにそのトラヒックデータを処理(例えば、符号化、インタリーブ、レートマッチング(rate matches)、およびシンボルマップ)する。プロセッサ210はまた、コントローラ/プロセッサ230からシグナリングを受信して、シグナリングシンボルを得るためにシグナリングを処理する。本明細書で使用される場合、データシンボルはデータ用のシンボルであり、シグナリングシンボルはシグナリング用のシンボルであり、パイロットシンボルはパイロット用のシンボルであり、シンボルは、通常、複素値である。データシンボル、シグナリングシンボル、およびパイロットシンボルは、多値(M−ary)位相偏移変調(M−PSK)、多値直交振幅変調(M−QAM)などからの変調シンボルであり得る。パイロットは、ノードBおよびUEの両方によって事前に知られているデータである。
CDMA変調器(MOD)220は、データシンボル、シグナリングシンボル、およびパイロットシンボルを処理して、出力チップを送信機(TMTR)222に提供する。W−CDMAの場合、CDMA変調器220による処理は、(1)異なる物理チャネル上でトラヒックデータ、シグナリング、およびパイロットを送るために、異なるチャネル化コードを用いて、データシンボル、シグナリングシンボル、およびパイロットシンボルを拡散することと、(2)その物理チャネルに関して使用するための送信電力の量に基づいて、それぞれの物理チャネルに関してチャネル化されたチップをスケーリングすることと、(3)すべての物理チャネルに関してスケーリングされたチップを組み合わせることと、(4)出力チップを得るために、ノードBセルに関するスクランブリング系列を用いて、組み合わされたチップをスクランブルすることとを含み得る。送信機222は、出力チップを処理(例えば、アナログ変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート)して、アンテナ224を介して送信されるダウンリンク信号を生成する。
UE120xにおいて、アンテナ252は、ノードB110xおよびその他のノードBからダウンリンク信号を受信して、受信された信号を受信機(RCVR)254に提供する。受信機254は、受信された信号を処理(例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバート、およびディジタル化)して、受信サンプルをCDMA復調器(DEMOD)260に提供する。CDMA復調器260は、CDMA変調器220による処理を補完するように(例えば、レイク受信機および/または等化器を用いて)受信サンプルを処理して、ノードB110xによってUE120xに送られたデータシンボルの推定値である検出データシンボルを提供する。受信(RX)データプロセッサ270は、検出データシンボルを処理(例えば、LLRを演算、ディインタリーブ、および復号)して、復号データをデータシンク272に提供する。通常、CDMA復調器260およびRXデータプロセッサ270による処理は、ノードB110xにおいて、それぞれ、CDMA変調器220およびTXデータプロセッサ210による処理に対して補完的である。
コントローラ/プロセッサ230および280は、それぞれ、ノードB110xおよびUE120xにおいて様々な処理ユニットの動作を指令する。メモリ232および282は、それぞれ、ノードB110xおよびUE120xに関するデータコードおよびプログラムコードを記憶する。
図3は、図2のUE120xにおけるCDMA復調器260の設計のブロック図を示す。この設計では、CDMA復調器260は、サーチャ312およびN個の復調エレメント(すなわち、レイクフィンガ)320aから320nを含むレイク受信機を実施し、この場合、Nは任意の整数値1以上であってよい。サーチャ312は、受信された信号内の強い多重通路を探索することが可能であり、1または複数の基準を満たす、それぞれの発見された多重通路の強度およびタイミングを提供することが可能である。サーチャ312は、多重通路を発見するためにノードBによって送信されたパイロットを探索することが可能である。例えば、サーチャ312によって提供された信号の強度およびタイミングに基づいてコントローラ280によって決定されたそれぞれの当該多重通路を処理するために、1つのレイクフィンガ320を割り当てることが可能である。
図3に示す設計では、AGCユニット310は、受信機254から受信サンプルを得て、下記で説明されるように、受信サンプルに関してAGCを実行し、大部分の動作シナリオにおいて、ほぼ一定の電力を有する入力サンプルを提供する。通常、サンプルレートは、チップレートまたはチップレートの数倍(例えば、チップレートの2倍、すなわち、チップ×2)に等しい可能性がある。図3には示されないが、サンプルバッファは、サーチャ312およびレイクフィンガ320による後続の処理のために、受信サンプルおよび/または入力サンプルをバッファすることができる。
特定のノードBに関する多重通路を処理するために割り当てられたレイクフィンガ320a内では、デスクランブラ322は、スクランブリング系列を用いて、AGCユニット310からの入力サンプルをデスクランブルして、デスクランブルされたサンプルを提供する。スクランブリング系列は、レイクフィンガ320aに割り当てられたノードBに関し、処理されている多重通路の到着時間によって決定された時点で開始する。データ逆拡散器324は、受信されている物理チャネルに関するチャネル化コードを用いて、デスクランブルされたサンプルを逆拡散して、逆拡散データシンボルを提供する。パイロット逆拡散器326は、パイロットチャネル用のチャネル化コードを用いて、デスクランブルされたサンプルを逆拡散して、逆拡散パイロットシンボルを提供する。フィルタ328は、逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングして、パイロット推定値を提供する。コヒーレント復調器/検出器330は、パイロット推定値を用いて、逆拡散データシンボルのコヒーレント復調を実行して、レイクフィンガ320aに割り当てられた多重通路に関して復調されたシンボルを提供する。コヒーレント復調器330は、対応する復調されたシンボルを得るために、パイロット推定値を用いてそれぞれの逆拡散データシンボルの複素乗算を実行することが可能である。
デスキューバッファ(deskew buffer)とも呼ばれるシンボルコンバイナ340は、異なる多重通路を処理するために割り当てられたすべてのレイクフィンガから復調されたシンボルを受信する。コンバイナ340は、組み合わされることになるすべての多重通路に関して復調されたシンボルをタイムアラインメント(time-aligns)(すなわち、デスキュー)して、タイムアラインメントされたシンボルを組み合わせ、これらの多重通路に関して組み合わされたシンボルを提供する。コンバイナ340は、UE120xに送られたそれぞれのダウンリンク伝送に関するすべての多重通路を組み合わせることが可能であり、そのダウンリンク伝送のために組み合わされたシンボルを提供する。コンバイナ340は、組合せに先立って復調されたシンボルを記憶するためのバッファおよび/またはこれらのシンボルが読み取られるまで組み合わされたシンボルを記憶するためのバッファを含み得る。スケーリングユニット350は、下記で説明されるように、組み合わされたシンボルを受信およびスケーリングして、検出データシンボルをRXデータプロセッサ270に提供する。タイミング制御ユニット360は、適切なシンボル利得がコンバイナ340からのそれぞれのシンボルに適用されるように、スケーリングユニット350によるコンバイナ340からの組み合わされたシンボルの読取りおよびシンボル利得の演算を指令する。シンボル利得は、スケーリング利得などと呼ばれる場合もある。
3GPPリリース5およびその後のリリースは、ダウンリンク上で高速パケットデータ伝送を可能にするチャネルおよび手順のセットである高速ダウンリンクパケットアクセス(HSDPA)をサポートする。HSDPAの場合、ノードBは、時間およびコードの両方においてUEによって共有されるダウンリンクトランスポートチャネルである高速ダウンリンク共有チャネル(HS−DSCH)上でトラヒックデータを送る。HS−DSCHは、2ミリ秒(ms)のそれぞれのサブフレームにおいて、ゼロ、1つ、または複数のUEに関するデータを運ぶことができる。HS−DSCHに関するデータは、高速物理ダウンリンク共有チャネル(HS−PDSCH)上で送られ、HS−PDSCHに関するシグナリングはHS−DSCH用の共有制御チャネル(HS−SCCH)上で送られる。
図4は、HSDPAに関する、ノードB110xによる例示的なダウンリンク伝送を示す。この例では、HS−PDSCHに関して、1から15の指数を有する、最高で15個までの16チップチャネル化コードを使用することが可能であり、HS−SCCHに関して、1から4の指数を有する最高で4個までの128チップチャネル化コードを使用することが可能である。ノードB110xは、それぞれのサブフレームにおいて、HS−DSCH上でデータ伝送のためにUEをスケジュールする。ノードB110xは、HS−SCCH上でスケジュールされたUEに関するシグナリングを送り、HS−PDSCH上でこれらのUEに関するデータを送る。サブフレームは、3個のスロットをカバーする。それぞれのスケジュールされたUEに関するシグナリングは、そのUEに関してHS−PDSCH上で送られたデータよりも2個のスロット分だけ早くHS−SCCH上で送られる。
HS−DSCH上でデータを受信することが可能なそれぞれのUEは、シグナリングがそのUEに送られたかどうかを決定するために、それぞれのサブフレームにおいて、HS−SCCHを処理する。HS−SCCH上でシグナリングを受信するそれぞれのUEは、次いで、そのUEに送られたデータを回復するためにHS−PDSCHを処理することになる。
HS−DSCH上でデータを受信することが可能なそれぞれのUEは、シグナリングがそのUEに送られたかどうかを決定するために、それぞれのサブフレームにおいて、HS−SCCHを処理する。HS−SCCH上でシグナリングを受信するそれぞれのUEは、次いで、そのUEに送られたデータを回復するためにHS−PDSCHを処理することになる。
図4に示す例では、ノードB110xは、(1)HS−SCCH上でこれらのUEにシグナリングを送るために最高で4個までの128チップチャネル化コード、および(2)HS−PDSCH上でこれらのUEにデータを送るために最高で15個までの16チップチャネル化コードを使用して、それぞれのサブフレームにおいて、最高で4個までのUEにデータを送ることが可能である。ノードB110xは、それぞれのサブフレームにおいてスケジュールされたUEに対する伝送のためにノードBに利用可能なセル電力のすべてを使用することができる。ノードB110xによって使用されるセル電力の量は、図4に示すように、サブフレームごとに大きく異なる可能性がある。
図5は、間欠スケジューリングを用いたノードB110xに関する例示的な送信電力プロファイルを示す。この例では、ノードB110xは、サブフレーム0においてHS−PDSCHを送信しない。ノードB110xは、アンロードされたセルに関して、サブフレーム0において共通パイロットチャネル(CPICH)およびその他の物理チャネルを送信するために総セル電力の25%を使用することが可能である。ノードB110xは、完全にロードされたセルに関して、サブフレーム1、2、および3のそれぞれにおいて総セル電力100%を使用して、HS−PDSCH、CPICH、およびその他の物理チャネルを送信する。この例では、ノードB110xにおける送信電力は、サブフレーム0からサブフレーム1まで約6デシベル(dB)だけ増大する。ノードB110xは、サブフレーム4および5のそれぞれにおいてHS−PDSCHを送信しない。セル電力は、サブフレーム3からサブフレーム4まで約6dBだけ減少する。
高データレートをサポートするために、ノードB110xは、図5に示すように、総セル電力の大部分を用いてHS−PDSCHを送信することが可能である。その結果、ノードB110xに関するセル電力は、HS−PDSCH上のHSDPA伝送の初めと終りで著しく異なる可能性がある。HS−DSCHスケジューリングに起因するセル電力の変化は、6dBまたは、場合によっては、それよりもより大きい可能性があり、サブフレームごとに1度発生し得る。
式中、Iorは、サービス提供しているノードB110xに関する受信電力であり、Iocは、その他のノードBに関する受信電力にUE120xにおける熱雑音および受信機雑音を加えたものであり、I0は、UE120xにおける総受信電力である。
高ジオメトリ(high geometry)シナリオの場合、IorはIocよりもかなり大きい可能性があり、Ioは、Iorによって支配される可能性がある。この場合、UE120xにおける総受信電力は、サービス提供しているノードB110xのセル電力が大きく異なる場合、特に、セル境界で広く変動する可能性がある。
図3のAGCユニット310は、UE120xにおける受信電力の変動を補償することを試みることが可能である。AGCユニット310は、AGCユニット310によってアウトプットされたサンプルの電力が目標電力Ptargetに近くなるように選択されたAGC利得を用いて、受信機254からの受信サンプルをスケーリングすることができる。AGCユニット310は、特定の応答時間を有するループフィルタを用いてAGC利得を更新することが可能である。したがって、AGCユニット310は、UE120xにおいて受信電力の大きな突然の変化を瞬時に処理することができない場合がある。AGCユニット310がAGC利得を調節して、受信電力の変化によって決定された適切な値に収束する(converge)ために若干の時間量がかかる場合がある。AGCユニット310のセトリングタイムは、ループフィルタの設計によって決定され、一設計では、半分のサブフレーム程度である。
図6Aは、図5に示されたシナリオに関するAGCユニット310のインプットにおける受信サンプルの電力を示す。セル電力は、3個のサブフレームに関して6dBだけ増大し、次いで、元のレベルに減少し得る。高ジオメトリシナリオでは、HSDPAスケジューリングに起因するセル電力の突然の増大がUE120xによってその全体として観測され得る。
図6Bは、図5に示されたシナリオに関するAGCユニット310のアウトプットにおけるサンプルの電力を示す。この例では、AGC出力電力は、当初、0dBとして示される目標値である。AGC入力電力が6dBだけ急増すると、AGC出力電力は、それに対応して急増し得る。次いで、AGC出力電力は、時定数τを有する目標値に収束する。
AGCユニット310が安定する前のトランジェント(transient)期間の間、レイクフィンガ320から復調されたシンボルの振幅は、経時的に変化して、AGC出力電力に関するトランジェントに続く場合がある。復調されたシンボルの変化する振幅は、特に、16−QAMまたはより高位のQAMからのデータシンボルに関して、復号パフォーマンスを劣化させる可能性がある。これは、16−QAMまたはより高位のQAMに関して検出データシンボルをLLRにマッピングすることが、検出データシンボルに関する一定信号振幅の推定に大きく依存し得るためである。UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化に起因する、検出データシンボルの変化する振幅は、LLRマッピングに悪影響を及ぼす可能性があり、その場合、復号パフォーマンスを劣化させる可能性がある。ある事例では、HS−DSCHデータの1つまたは複数のサブフレームは、AGCが安定するまで、常に、誤って復号される可能性がある。
ある態様では、CDMA復調器260内のシンボルは、AGCユニット310によって補正されない、UE120xにおける受信電力の変動を補償するためにスケーリングされ得る。このスケーリングは、LLRマッピングパラメータが推定される期間の間、ほぼ一定の振幅(または、より少ない振幅変動)を有する検出データシンボルを提供することが可能であり、これは、復号パフォーマンスを改善し得る。スケーリングは、様々な形で実行可能である。
図7は、UE120xにおけるシンボルスケーリングの設計のブロック図を示す。この設計では、AGCユニット310によって提供されたサンプルの電力は、それぞれの時間間隔において演算されて、コンバイナ340からのシンボルをスケーリングするために使用される。時間間隔は、任意の適当に選択された期間であってよい。一設計では、時間間隔は、256個のチップ期間にわたり、W−CDMAにおいて256個のチップのチャネル化コードを用いて拡散する、CPICH上の1個のパイロットシンボルの期間に等しい。時間間隔に関して、その他の期間を選択することも可能である。
AGCユニット310内では、乗算器712に受信機254からの受信サンプルが提供され、その時間間隔に関するAGC利得gnを用いてそれぞれの時間間隔において受信サンプルをスケーリングし、入力サンプルをレイクフィンガ320に提供する。この場合、nは時間間隔に関する指数である。ユニット714は、それぞれの入力サンプルのエネルギーを演算する。ユニット716は、それぞれの時間間隔においてすべての入力サンプルのエネルギーを受信して、その時間間隔に関して受信電力を演算する。ユニット714および716による演算は下記のように表すことが可能である。
式中、In,k+jQn,kは、時間間隔nにおけるk番目の入力サンプルであり、Nは、1つの時間間隔における入力サンプルの数であり、Pnは、時間間隔nにおけるN個の入力サンプルに関する受信電力である。
「電力」および「エネルギー」という用語は、関連しており、多くの場合、交換可能に使用される。
AGC利得演算ユニット718は、それぞれの時間間隔に関する受信電力Pnを得て、その時間間隔に関するAGC利得gnを演算する。それぞれの時間間隔において、ユニット718は、誤りを得るために目標電力Ptargetから受信電力Pnを減じて、ループフィルタを用いて誤りをフィルタリングし、ループフィルタアウトプットに基づいてAGC利得gnを導出する。乗算器712は、それぞれの受信サンプルをAGC利得gnで乗じて、対応する入力サンプルを提供する。
スケーリングユニット350内では、バッファ752は、それぞれの時間間隔においてユニット716によって提供された電力値Pnを受信および記憶する。バッファ752は、バッファ内の最も古い電力値よりも現在の時間間隔に関する電力値Pnを記憶するサーキュラバッファを用いて実施可能である。何らかの処理遅延がレイクフィンガ320およびシンボルコンバイナ340に関して発生する。バッファ752は、ユニット716からの電力値を記憶して、タイミング制御ユニット360によって示される、コンバイナ340から読み取られたシンボルに関する適切な電力値を提供する。
式中、βnomは、公称シンボル利得であり、β’nは、時間間隔nに関する初期シンボル利得である。
公称シンボル利得βnomは、受信電力Pnが目標電力Ptargetに等しい場合、検出データシンボルに関する適切な振幅を提供するシンボル利得である。初期シンボル利得β’nは、公称シンボル利得βnomを比率Ptarget/Pnで乗じることによって得られる。したがって、β’nは受信電力Pnに反比例する。AGCユニット310の不能により、受信電力Pnが突然急増して、UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化を瞬時に追跡する場合、シンボル利得β’nは、受信電力Pnだけ反比例して、対応する量だけコンバイナ340からのシンボルの振幅を減少させることが可能である。シンボル利得β’nは、比率
の代わりに、比率Ptarget/Pnに基づいて演算される。これは、それぞれのレイクフィンガ320からの復調されたシンボルは、フィルタ328からのパイロット推定値を用いて、逆拡散器324からの逆拡散データシンボルに重みをかけることによって所得され、データシンボルおよびパイロット推定値の両方がPnによって変化する電力を有するためである。
式中、PlowおよびPhighは、所定の範囲を提示する電力値であり、βnは、時間間隔nに関するシンボル利得である。
通常、PlowおよびPhighは、AGCユニット310によって提供されたサンプルのビット解像度、目標電力Ptarget、AGCユニット310からのサンプルの統計値など、様々な要因に基づいて選択可能である。PlowおよびPhighは、雑音によりPn内に予想される偶然差異を伴う定常状態範囲をカバーするために選択可能である。一設計では、Ptarget=18X、Plow=15X、およびPhigh=21Xであり、この場合、Xは、AGCユニット310からのサンプルに関するビットの数に依存する。その他の値をPtarget、Plow、およびPhighに使用することも可能である。
乗算器756は、コンバイナ340からの組み合わされたシンボルと、ユニット754からのシンボル利得βnとを受信する。乗算器756は、シンボル利得βnを用いて、それぞれの組み合わされたシンボルをスケーリングして、対応する検出データシンボルを提供する。
方程式(4)に示す設計では、βnomまたはβ’nは、Pnに基づいて、それぞれの時間間隔nにおいて選択可能であり、コンバイナ340からの組み合わされたシンボルに適用可能である。この設計では、UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化は、PnをPlowおよびPhighによって定義された所定の範囲と比較することによって検出される。UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化をその他の形で(例えば、複数の時間間隔に関する電力値Pnに基づいて、電力値同士の差異に基づいて)検出することも可能である。
図7の設計は、AGCユニット310のアウトプットにおいてトランジェントを本質的に反転させて、シンボルコンバイナ340のアウトプットにおいて、適切なタイムアラインメントを用いて、反転されたトランジェントを適用する。この設計は、UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化を追跡することが可能なAGCを効果的に提供する。
この設計はまた、レイクフィンガ320およびシンボルコンバイナ340の固有の処理遅延を利用して、処理遅延の間、シンボル利得βnを決定する。コンバイナ340からのシンボルは、これらのシンボルが読み取られるとき、追加のバッファリングを必要とせずに、シンボル利得βnを用いてスケーリングされ得る。したがって、シンボル利得βnを用いたシンボルスケーリングは、CDMA復調器260の動作に対して最低限の影響を伴って実行可能である。
この設計はまた、レイクフィンガ320およびシンボルコンバイナ340の固有の処理遅延を利用して、処理遅延の間、シンボル利得βnを決定する。コンバイナ340からのシンボルは、これらのシンボルが読み取られるとき、追加のバッファリングを必要とせずに、シンボル利得βnを用いてスケーリングされ得る。したがって、シンボル利得βnを用いたシンボルスケーリングは、CDMA復調器260の動作に対して最低限の影響を伴って実行可能である。
通常、シンボル利得βnおよびAGC利得gnは、同じレートまたは異なるレートで更新可能である。一設計では、利得βnおよびgnは、上で説明されたように、AGCユニット310からのサンプルの受信電力Pnに基づいて、それぞれの時間間隔において同じレートで更新可能である。この設計では、AGCユニット310のアウトプットにおけるトランジェントは、AGC利得gnが更新される場合、それぞれの時間間隔においてディスクリートステップによって異なる。コンバイナ340のアウトプットにおいて適用された、反転されたトランジェントは、シンボル利得βnが更新される場合、それぞれの時間間隔において逆のディスクリートステップによって異なり得る。
別の設計では、シンボル利得βnは、AGC利得gnよりもより遅いレートで更新可能である。例えば、受信電力Pnは、256個のチップの第1の時間間隔に対して演算可能であり、AGC利得gnは、それぞれの第1の時間間隔において更新可能である。組み合わされたシンボルは、512個のチップのそれぞれの第2の時間間隔においてコンバイナ340から読取り可能であり、シンボル利得βnは、それぞれの第2の時間間隔において更新可能である。それぞれの第2の時間間隔において、その第2の時間間隔に関するシンボル利得βn/2を導出するために、2つの第1の時間間隔に対する2つの電力値PnおよびPn−1を使用することが可能である。β’n/2を演算するために、方程式(4)において、PnおよびPn−1の大きい方またはPnおよびPn−1の平均値を使用することが可能であり、次いで、方程式(5)に示すように、β’n/2に基づいてβn/2が決定され得る。さらに別の設計では、シンボル利得βnは、AGC利得gnよりもより速いレートで更新可能である。
通常、それに対して受信電力PnおよびAGC利得gnが演算される第1の時間間隔は、それに対して組み合わされたシンボルがコンバイナ340から読み取られる第2の時間間隔とタイムアラインメントされてよく、またはされなくてもよい。それぞれの組み合わされたシンボルは、その組み合わされたシンボルを導出するために使用された同じ入力サンプルを用いて演算された受信電力Pnに基づいて決定可能な、適切なシンボル利得βnを用いてスケーリングされ得る。これは、それぞれの組み合わされたシンボルが、その組み合わされたシンボルに関する受信電力に基づいてスケーリングされることを確実にし得る。
図7に示す設計では、UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化を補償するためのスケーリングは、コンバイナ340からの組み合わされたシンボルに関して実行される。通常、スケーリングは、AGCユニット310内の乗算器712の後の任意の点で実行可能である。例えば、スケーリングは、乗算器712からのサンプル、レイクフィンガ320からの復調されたシンボル、シンボルコンバイナ340からの組み合わされたシンボルなどに関して実行可能である。レイクフィンガ320の後またはシンボルコンバイナ340の後でスケーリングを実行することは、これらのユニットの処理遅延の間にシンボル利得βnの演算を可能にすることができ、その場合、シンボルの追加のバッファリングの必要を回避し得る。さらに、AGCユニット310からのサンプルは、送信電力制御(TPC)コマンド、トランスポートフォーマット組合せインジケータ(transport format combination indicator)(TFCI)など、遅延に敏感な情報を得るためにリアルタイムで処理される必要があるため、AGCユニットの直後(逆拡散の前)にスケーリングを実行することは可能でない場合がある。
図8は、図2のUE120xにおけるRXデータプロセッサ270の設計のブロック図を示す。この設計では、RXデータプロセッサ270は、LLR演算ユニット810および復号器820を含む。LLR演算ユニット810内で、多重化復調器(Demux)812は、CDMA復調器260から検出データシンボルを受信して、それぞれの検出データシンボルの実数成分yI,iをLLR演算ユニット814aに提供し、それぞれの検出データシンボルの虚数成分yQ,iをLLR演算ユニット814bに提供する。
式中、yI,i+jYQ,iは、i番目の検出データシンボルであり、mは、検出データシンボル成分の絶対値の平均値であり、Tは、平均値を推定するために使用された検出データシンボルの数である。Tは、HSDPAの場合、80個のシンボルである、半分サブフレームにおけるデータシンボルの数に等しい。Tは、データシンボルの何らかのその他の数に等しくてもよい。
式中、Eは、検出データシンボル成分の平均エネルギーである。方程式(5)および(6)に示すように、mおよびEは、CDMA復調器260から検出データシンボルの振幅に依存する。したがって、mおよびEは、当該量が推定周期の間にほぼ一定であるようにUE120xにおける受信電力の大きな突然の変化を補償するために実行されるシンボルスケーリングから利益を得ることが可能である。
信号および雑音推定器816は、平均値mおよび平均エネルギーEを信号振幅αおよび雑音分散σ2にマップすることが可能である。HSDPAに関して使用される変調方式のうちの1つである16−QAMの場合、16個の可能な変調シンボルのそれぞれは、−3α、−α、αまたは3αの実数/同相(I)成分値および−3α、−α、αまたは3αの虚数/直角位相(Q)成分値を有し得る。(符号化およびレートマッチングの後に得られる)4個のコードビットを変調シンボルにマップ可能であり、2個のコードビットi1およびi2が変調シンボルのI成分値を定義し、2個のコードビットq1およびq2が変調シンボルのQ成分値を定義する。
ユニット818は、信号および雑音推定器816からのαおよびσ2に基づいて、(1つまたは複数の)倍数および/または(1つまたは複数の)スケーリングされたしきい値を演算することが可能である。16−QAMの場合、ユニット818は、下記のように、αおよびσ2に基づいて、倍数uおよびスケーリングされたしきい値vを演算することが可能である。
ユニット818は、倍数uおよびスケーリングされたしきい値vをLLR演算ユニット814aおよび814bの両方に提供することが可能である。
LLR演算ユニット814aおよび814bは、それぞれ、検出データシンボルのI成分およびQ成分のコードビットに関するLLRを演算することが可能である。一設計では、それぞれのユニット814は、2個のコードビットに関するLLR関数の区分線形近似に基づいてLLRを演算する。16−QAMの場合、ユニット814aは、下記のように、I成分の2個のコードビットi1およびi2に関するLLRを演算することが可能である。
式中、LLR(i1)およびLLR(i2)は、それぞれ、コードビットi1およびi2に関するLLRである。ユニット814bは、ユニット814aと同じように、それぞれ、コードビットq1およびq2に関するLLR(q1)およびLLR(q2)を演算することが可能である。
方程式(7)から(11)は、HSDPAに関して使用される16−QAM信号点配置(signal constellation)に関するLLR演算に関して使用可能である。通常、(1つまたは複数の)倍数、(1つまたは複数の)スケーリングされたしきい値、およびLLR関数は、データシンボルを生成するために使用される信号点配置に依存し得る。(1つまたは複数の)倍数および(1つまたは複数の)スケーリングされたしきい値は、検出データシンボルに基づいて推定され得るαおよびσ2に基づいて演算可能である。本明細書で説明されるスケーリング技法は、(1つまたは複数の)倍数、(1つまたは複数の)スケーリングされたしきい値の正確度を改善し得るαおよびσ2の推定を改善することが可能である。これはLLRの品質を改善することが可能であり、その場合、復号パフォーマンスを改善し得る。スケーリング技法は、UE120xにおける受信電力の大きな突然の変化に起因する信号点配置のひずみを回避するために使用可能であり、QPSKよりも高位の変調方式に関する復号パフォーマンスを改善することが可能である。
図9は、ダウンリンク伝送を処理するためにUEによって実行されるプロセス900の設計を示す。AGCは、入力サンプルを得るために受信サンプルに関して実行可能である(ブロック912)。AGCの場合、それぞれの時間間隔における受信サンプルは、入力サンプルを得るために、その時間間隔に関するAGC利得を用いてスケーリングされ得る。それぞれの時間間隔における入力サンプルの電力が決定されて、AGC利得を更新するために使用され得る。
入力サンプルは、第1のシンボルを得るために処理可能である(ブロック914)。処理は、システムによって使用される無線技術に依存し得る。CDMAの場合、入力サンプルは、デスクランブルされたサンプルを得るために、ノードBに関するスクランブリング系列を用いてデスクランブルされ得る。デスクランブルされたサンプルは、逆拡散データシンボルを得るために少なくとも1つのチャネル化コードを用いて逆拡散され得る。デスクランブルされたサンプルは、パイロット推定値を得るためにフィルタリングされ得る逆拡散パイロットシンボルを得るために、パイロットチャネル化コードを用いて逆拡散されることも可能である。逆拡散データシンボルは、多重通路に関して復調されたシンボルを得るために、パイロット推定値を用いてコヒーレントに復調/検出可能である。入力サンプルは、2つ以上の多重通路に関して処理可能であり、すべての多重通路に関して復調されたシンボルは、第1のシンボルを得るために組合せ可能である。入力サンプルは、その他の無線技術に関するその他の形で処理可能である。
入力サンプルの電力を決定することが可能である(ブロック916)。ブロック916の場合、それぞれの時間間隔における入力サンプルの電力は、例えば、方程式(2)に示すように決定可能である。複数の時間間隔に関して複数の電力値を得て、バッファ内に記憶することが可能である。
シンボル利得は、入力サンプルの電力に基づいて導出可能である(ブロック918)。
シンボル利得は、例えば、方程式(3)に示すように、公称シンボル利得、入力サンプルの電力、および入力サンプルに関する目標電力に基づいて導出可能である。シンボル利得は、入力サンプルの電力に反比例し得、入力サンプルの電力に大きな突然の変化が存在する場合ですら、スケーリングの後で、ほぼ一定のシンボル振幅を実現するために導出可能である。シンボル利得は、(1)入力サンプルの電力が所定の範囲内にある場合、公称シンボル利得に設定可能であり、または(2)方程式(4)に示すように、電力が所定の範囲外である場合、入力サンプルの電力に反比例し得る。
シンボル利得は、例えば、方程式(3)に示すように、公称シンボル利得、入力サンプルの電力、および入力サンプルに関する目標電力に基づいて導出可能である。シンボル利得は、入力サンプルの電力に反比例し得、入力サンプルの電力に大きな突然の変化が存在する場合ですら、スケーリングの後で、ほぼ一定のシンボル振幅を実現するために導出可能である。シンボル利得は、(1)入力サンプルの電力が所定の範囲内にある場合、公称シンボル利得に設定可能であり、または(2)方程式(4)に示すように、電力が所定の範囲外である場合、入力サンプルの電力に反比例し得る。
ブロック918の一設計では、第1のシンボルのそれぞれのセットに関して、そのセットに対する適用可能な少なくとも1つの電力値を記憶された電力値の中から得て、第1のシンボルの当該セットに関するシンボル利得を導出するために使用することが可能である。第1のシンボルのそれぞれのセットは、それに対して入力サンプルの電力が演算される1つの時間間隔に対応し得る。この場合、その対応する時間間隔に関して得られた1つの電力値に基づいて、第1のシンボルのそれぞれのセットに関するシンボル利得を導出することが可能である。
第1のシンボルは、第2のシンボルを得るためにシンボル利得を用いてスケーリングされ得る(ブロック920)。図3および7に示す設計では、第1のシンボルは、コンバイナ340からのシンボルに対応し得、第2のシンボルは、CDMA復調器260から検出データシンボルに対応し得る。第1および第2のシンボルは、復調器内のその他のシンボルであってよい。LLRは、第2のシンボルから推定された信号振幅および雑音分散に基づいて第2のシンボルのコードビットに関して演算可能である(ブロック922)。LLRは、UEに関して復号データを得るために復号可能である(ブロック924)。
本明細書で説明されたスケーリング技法は、様々な現象に対処するために使用可能である。これらの技法は、間欠スケジューリングパターンを伴う高電力UEに起因し得る、セル電力の大きな突然の変化に対処するために使用可能である。かかる間欠スケジューリングパターンは、インスタントメッセンジャー、テキスト端末、ピン(ping)アプリケーションなどから生じる場合がある。セル内のすべてのUEは、セルから同じダウンリンク伝送を受信して、セル電力の大きな突然の変化を観測することが可能であるため、セル電力の大きな突然の変化は、これらのすべてのUEに影響を及ぼす可能性がある。良好なチャネル状態のUEがセル電力のより多くの大きな突然の変化を観測することが可能であるのは、セル電力の急増を低下させるためにより少ない雑音が存在し得るためである。加えて、LLRパラメータに関する推定プロセスがより多く必要とされ、より高位の変調方式に関する雑音により敏感であるため、セル電力の大きな突然の変化は、QPSKよりもより高位の変調方式(例えば、16−QAM、64−QAMなど)に影響を及ぼす可能性がある。結果として、高いスループットUE(例えば、良好なチャネル状態にあるUEおよび/またはより高位の変調方式を使用するUE)は、本明細書で説明された技法から特に利益を得ることができる。これらの技法は、不十分なチャネル状態に起因する、UEによって観測されるディープフェージング(deep fades)に対処するために使用することも可能である。これらの技法は、サービス提供していないノードBのセル電力における大きな変動に起因するかつ/またはその他の原因による、UEにおける受信電力の大きな突然の変化に対処するために使用することも可能である。
本明細書で説明されたスケーリング技法は、様々な手段によって実施可能である。例えば、これらの技法は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはそれらの組合せの形で実施可能である。ハードウェア実装の場合、これらの技法を実行するために使用される処理ユニットは、1つまたは複数の特定用途向け集積回路(ASIC)、ディジタル信号プロセッサ(DSP)、ディジタル信号処理デバイス(DSPD)、プログラマブル論理素子(PLD)、フィールドプログラマブルゲートアレー(FPGA)、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書で説明された機能を実行するように設計されたその他の電子ユニット、コンピュータ、またはそれらの組合せの中で実施可能である。
ファームウェア実装および/またはソフトウェア実装の場合、これらの技法は、本明細書で説明された機能を実行するモジュール(例えば、プロシージャ、関数など)を用いて実施可能である。ファームウェア命令および/またはソフトウェア命令は、メモリ(例えば、図2のメモリ282)内に記憶されて、プロセッサ(例えば、プロセッサ280)によって実行され得る。メモリは、プロセッサ内でまたはプロセッサの外部で実施可能である。ファームウェア命令および/またはソフトウェア命令は、ランダムアクセスメモリ(RAM)、読出し専用メモリ(ROM)、不揮発性ランダムアクセスメモリ(NVRAM)、プログラマブル読出し専用メモリ(PROM)、電気的に消去可能なPROM(EEPROM(登録商標))、フラッシュメモリ、コンパクトディスク(CD)、磁気データ記憶デバイスまたは光データ記憶デバイスなど、その他のプロセッサ可読媒体内に記憶されることも可能である。
本明細書で説明された技法を実施する装置は、独立型ユニットであってよく、またはデバイスの一部であってもよい。デバイスは、(i)独立型集積回路(IC)、(ii)データおよび/または命令を記憶するためのメモリICを含み得る1つまたは複数のICのセット、(iii)移動局モデム(MSM)などのASIC、(iv)その他のデバイス内に埋め込むことが可能なモジュール、(v)セルラ電話、無線デバイス、ハンドセット、または移動体ユニット、(vi)その他であってよい。
本開示のこれまでの説明は、当業者が本開示を行うことまたは使用することを可能にするために提供される。本開示に対する様々な変更形態は当業者に容易に明らかになるであろう。また、本明細書で定義される一般的な原理は、本開示の精神または範囲から逸脱せずに、その他の改変形態に適用可能である。したがって、本開示は、本明細書で説明された例および設計に限定されることが意図されず、本明細書で開示された原理および新規性のある特徴と一致する最大範囲が与えられるべきである。
本開示のこれまでの説明は、当業者が本開示を行うことまたは使用することを可能にするために提供される。本開示に対する様々な変更形態は当業者に容易に明らかになるであろう。また、本明細書で定義される一般的な原理は、本開示の精神または範囲から逸脱せずに、その他の改変形態に適用可能である。したがって、本開示は、本明細書で説明された例および設計に限定されることが意図されず、本明細書で開示された原理および新規性のある特徴と一致する最大範囲が与えられるべきである。
以下、出願当初の請求項を付記する。
[1]
入力サンプルを処理し第1のシンボルを得、前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングして第2のシンボルを得るプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、を備える装置。
[2]
前記プロセッサが、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行し、前記入力サンプルを得る[1]に記載の装置。
[3]
複数の時間間隔のそれぞれにおいて、前記プロセッサが、AGC利得を用いて、前記時間間隔において受信サンプルをスケーリングして前記時間間隔に関する入力サンプルを得、前記時間間隔において前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいて、前記AGC利得を更新する[2]に記載の装置。
[4]
前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[5]
前記プロセッサが、公称シンボル利得および前記入力サンプルに関する目標電力にさらに基づいて、前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[6]
前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、前記電力が前記所定の範囲外である場合に前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[7]
前記プロセッサが、前記シンボル利得を導出し、前記第2のシンボルに関するほぼ一定の振幅を実現する[1]に記載の装置。
[8]
前記プロセッサが、複数の時間間隔のそれぞれにおいて前記入力サンプルの電力を決定して、前記複数の時間間隔に関する複数の電力値を得て、前記複数の時間間隔に関する前記複数の電力値に基づいて、前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[9]
前記メモリが、前記シンボル利得を前記第1のシンボルとタイムアラインメントするために前記複数の電力値を記憶する[8]に記載の装置。
[10]
第1のシンボルの複数のセットのそれぞれに関して、前記プロセッサが、前記複数の電力値の中から第1のシンボルの前記セットに適用可能な少なくとも1つの電力値を得て、前記少なくとも1つの電力値に基づいて、前記第1のシンボルの前記セットに関する前記シンボル利得を導出する[8]に記載の装置。
[11]
第1のシンボルのそれぞれのセットが1つの時間間隔に対応し、第1のシンボルのそれぞれのセットに関する前記シンボル利得が、対応する時間間隔に関して得られた電力値に基づいて導出される[10]に記載の装置。
[12]
前記プロセッサが、前記第2のシンボルに基づいて信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する[1]に記載の装置。
[13]
前記プロセッサが、所定の数の第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、倍数およびスケーリングされたしきい値を決定し、前記倍数および前記スケーリングされたしきい値に基づいて、前記所定の数の第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する[1]に記載の装置。
[14]
前記プロセッサが、前記入力サンプルに関する復調を実行し少なくとも1つの多重通路に関して復調されたシンボルを得、前記少なくとも1つの多重通路に関して前記復調されたシンボルを組み合わせ前記第1のシンボルを得る[1]に記載の装置。
[15]
それぞれの多重通路に関して、前記プロセッサが、スクランブリング系列を用いて前記入力サンプルをデスクランブルしてデスクランブルされたサンプルを得、少なくとも1つのチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散データシンボルを得、パイロットチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散パイロットシンボルを得、前記逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングしパイロット推定値を得、前記パイロット推定値を用いて、前記逆拡散データシンボルに関してコヒーレント復調を実行し前記多重通路に関して復調されたシンボルを得る[14]に記載の装置。
[16]
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理し、
前記入力サンプルの電力を決定し、
前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、
前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングし第2のシンボルを得ることを備える方法。
[17]
受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行し前記入力サンプルを得ることをさらに備える[16]に記載の方法。
[18]
前記シンボル利得を導出することが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える[16]に記載の方法。
[19]
前記シンボル利得を導出することが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える[16]に記載の方法。
[20]
前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算することをさらに備える[16]に記載の方法。
[21]
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理する手段と、
前記入力サンプルの電力を決定する手段と、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出する手段と、
第2のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて前記第1のシンボルをスケーリングする手段と、を備える装置。
[22]
前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行する手段をさらに備える[21]に記載の装置。
[23]
前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段を備える[21]に記載の装置。
[24]
前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定する手段と、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段と、を備える[21]に記載の装置。
[25]
前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定する手段と、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する手段と、をさらに備える[21]に記載の装置。
[26]
記憶された命令を含むプロセッサ可読媒体であって、
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理するための第1の命令セットと、
前記入力サンプルの電力を決定するための第2の命令セットと、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出するための第3の命令セットと、
第2のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングするための第4の命令セットと、を備えるプロセッサ可読媒体。
[27]
前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行するための第5の命令セットをさらに備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
[28]
前記第3の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力と反比例するように前記シンボル利得を導出するための第5の命令セットを備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
[29]
前記第3の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定するための第5の命令セットと、
前記電力が前記所定の範囲外である場合、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出するための第6の命令セットとを備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
[30]
前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定するための第5の命令セットと、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算するための第6の命令セットと、をさらに備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
以下、出願当初の請求項を付記する。
[1]
入力サンプルを処理し第1のシンボルを得、前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングして第2のシンボルを得るプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、を備える装置。
[2]
前記プロセッサが、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行し、前記入力サンプルを得る[1]に記載の装置。
[3]
複数の時間間隔のそれぞれにおいて、前記プロセッサが、AGC利得を用いて、前記時間間隔において受信サンプルをスケーリングして前記時間間隔に関する入力サンプルを得、前記時間間隔において前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいて、前記AGC利得を更新する[2]に記載の装置。
[4]
前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[5]
前記プロセッサが、公称シンボル利得および前記入力サンプルに関する目標電力にさらに基づいて、前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[6]
前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、前記電力が前記所定の範囲外である場合に前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[7]
前記プロセッサが、前記シンボル利得を導出し、前記第2のシンボルに関するほぼ一定の振幅を実現する[1]に記載の装置。
[8]
前記プロセッサが、複数の時間間隔のそれぞれにおいて前記入力サンプルの電力を決定して、前記複数の時間間隔に関する複数の電力値を得て、前記複数の時間間隔に関する前記複数の電力値に基づいて、前記シンボル利得を導出する[1]に記載の装置。
[9]
前記メモリが、前記シンボル利得を前記第1のシンボルとタイムアラインメントするために前記複数の電力値を記憶する[8]に記載の装置。
[10]
第1のシンボルの複数のセットのそれぞれに関して、前記プロセッサが、前記複数の電力値の中から第1のシンボルの前記セットに適用可能な少なくとも1つの電力値を得て、前記少なくとも1つの電力値に基づいて、前記第1のシンボルの前記セットに関する前記シンボル利得を導出する[8]に記載の装置。
[11]
第1のシンボルのそれぞれのセットが1つの時間間隔に対応し、第1のシンボルのそれぞれのセットに関する前記シンボル利得が、対応する時間間隔に関して得られた電力値に基づいて導出される[10]に記載の装置。
[12]
前記プロセッサが、前記第2のシンボルに基づいて信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する[1]に記載の装置。
[13]
前記プロセッサが、所定の数の第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、倍数およびスケーリングされたしきい値を決定し、前記倍数および前記スケーリングされたしきい値に基づいて、前記所定の数の第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する[1]に記載の装置。
[14]
前記プロセッサが、前記入力サンプルに関する復調を実行し少なくとも1つの多重通路に関して復調されたシンボルを得、前記少なくとも1つの多重通路に関して前記復調されたシンボルを組み合わせ前記第1のシンボルを得る[1]に記載の装置。
[15]
それぞれの多重通路に関して、前記プロセッサが、スクランブリング系列を用いて前記入力サンプルをデスクランブルしてデスクランブルされたサンプルを得、少なくとも1つのチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散データシンボルを得、パイロットチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散パイロットシンボルを得、前記逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングしパイロット推定値を得、前記パイロット推定値を用いて、前記逆拡散データシンボルに関してコヒーレント復調を実行し前記多重通路に関して復調されたシンボルを得る[14]に記載の装置。
[16]
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理し、
前記入力サンプルの電力を決定し、
前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、
前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングし第2のシンボルを得ることを備える方法。
[17]
受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行し前記入力サンプルを得ることをさらに備える[16]に記載の方法。
[18]
前記シンボル利得を導出することが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える[16]に記載の方法。
[19]
前記シンボル利得を導出することが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える[16]に記載の方法。
[20]
前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算することをさらに備える[16]に記載の方法。
[21]
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理する手段と、
前記入力サンプルの電力を決定する手段と、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出する手段と、
第2のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて前記第1のシンボルをスケーリングする手段と、を備える装置。
[22]
前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行する手段をさらに備える[21]に記載の装置。
[23]
前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段を備える[21]に記載の装置。
[24]
前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定する手段と、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段と、を備える[21]に記載の装置。
[25]
前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定する手段と、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する手段と、をさらに備える[21]に記載の装置。
[26]
記憶された命令を含むプロセッサ可読媒体であって、
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理するための第1の命令セットと、
前記入力サンプルの電力を決定するための第2の命令セットと、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出するための第3の命令セットと、
第2のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングするための第4の命令セットと、を備えるプロセッサ可読媒体。
[27]
前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行するための第5の命令セットをさらに備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
[28]
前記第3の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力と反比例するように前記シンボル利得を導出するための第5の命令セットを備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
[29]
前記第3の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定するための第5の命令セットと、
前記電力が前記所定の範囲外である場合、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出するための第6の命令セットとを備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
[30]
前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定するための第5の命令セットと、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算するための第6の命令セットと、をさらに備える[26]に記載のプロセッサ可読媒体。
Claims (30)
- 入力サンプルを処理し第1のシンボルを得、前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングして第2のシンボルを得るプロセッサと、
前記プロセッサに結合されたメモリと、を備える装置。 - 前記プロセッサが、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行し、前記入力サンプルを得る請求項1に記載の装置。
- 複数の時間間隔のそれぞれにおいて、前記プロセッサが、AGC利得を用いて、前記時間間隔において受信サンプルをスケーリングして前記時間間隔に関する入力サンプルを得、前記時間間隔において前記入力サンプルの電力を決定し、前記入力サンプルの前記電力に基づいて、前記AGC利得を更新する請求項2に記載の装置。
- 前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する請求項1に記載の装置。
- 前記プロセッサが、公称シンボル利得および前記入力サンプルに関する目標電力にさらに基づいて、前記シンボル利得を導出する請求項1に記載の装置。
- 前記プロセッサが、前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、前記電力が前記所定の範囲外である場合に前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する請求項1に記載の装置。
- 前記プロセッサが、前記シンボル利得を導出し、前記第2のシンボルに関するほぼ一定の振幅を実現する請求項1に記載の装置。
- 前記プロセッサが、複数の時間間隔のそれぞれにおいて前記入力サンプルの電力を決定して、前記複数の時間間隔に関する複数の電力値を得て、前記複数の時間間隔に関する前記複数の電力値に基づいて、前記シンボル利得を導出する請求項1に記載の装置。
- 前記メモリが、前記シンボル利得を前記第1のシンボルとタイムアラインメントするために前記複数の電力値を記憶する請求項8に記載の装置。
- 第1のシンボルの複数のセットのそれぞれに関して、前記プロセッサが、前記複数の電力値の中から第1のシンボルの前記セットに適用可能な少なくとも1つの電力値を得て、前記少なくとも1つの電力値に基づいて、前記第1のシンボルの前記セットに関する前記シンボル利得を導出する請求項8に記載の装置。
- 第1のシンボルのそれぞれのセットが1つの時間間隔に対応し、第1のシンボルのそれぞれのセットに関する前記シンボル利得が、対応する時間間隔に関して得られた電力値に基づいて導出される請求項10に記載の装置。
- 前記プロセッサが、前記第2のシンボルに基づいて信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する請求項1に記載の装置。
- 前記プロセッサが、所定の数の第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、倍数およびスケーリングされたしきい値を決定し、前記倍数および前記スケーリングされたしきい値に基づいて、前記所定の数の第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する請求項1に記載の装置。
- 前記プロセッサが、前記入力サンプルに関する復調を実行し少なくとも1つの多重通路に関して復調されたシンボルを得、前記少なくとも1つの多重通路に関して前記復調されたシンボルを組み合わせ前記第1のシンボルを得る請求項1に記載の装置。
- それぞれの多重通路に関して、前記プロセッサが、スクランブリング系列を用いて前記入力サンプルをデスクランブルしてデスクランブルされたサンプルを得、少なくとも1つのチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散データシンボルを得、パイロットチャネル化コードを用いて、前記デスクランブルされたサンプルを逆拡散し逆拡散パイロットシンボルを得、前記逆拡散パイロットシンボルをフィルタリングしパイロット推定値を得、前記パイロット推定値を用いて、前記逆拡散データシンボルに関してコヒーレント復調を実行し前記多重通路に関して復調されたシンボルを得る請求項14に記載の装置。
- 第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理し、
前記入力サンプルの電力を決定し、
前記入力サンプルの前記電力に基づいてシンボル利得を導出し、
前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングし第2のシンボルを得ることを備える方法。 - 受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行し前記入力サンプルを得ることをさらに備える請求項16に記載の方法。
- 前記シンボル利得を導出することが、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える請求項16に記載の方法。
- 前記シンボル利得を導出することが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定し、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出することを備える請求項16に記載の方法。 - 前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定し、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算することをさらに備える請求項16に記載の方法。 - 第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理する手段と、
前記入力サンプルの電力を決定する手段と、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出する手段と、
第2のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて前記第1のシンボルをスケーリングする手段と、を備える装置。 - 前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行する手段をさらに備える請求項21に記載の装置。
- 前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段を備える請求項21に記載の装置。 - 前記シンボル利得を導出する手段が、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合に、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定する手段と、
前記電力が前記所定の範囲外である場合に、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出する手段と、を備える請求項21に記載の装置。 - 前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定する手段と、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算する手段と、をさらに備える請求項21に記載の装置。 - 記憶された命令を含むプロセッサ可読媒体であって、
第1のシンボルを得るために入力サンプルを処理するための第1の命令セットと、
前記入力サンプルの電力を決定するための第2の命令セットと、
前記入力サンプルの前記電力に基づいて、シンボル利得を導出するための第3の命令セットと、
第2のシンボルを得るために、前記シンボル利得を用いて、前記第1のシンボルをスケーリングするための第4の命令セットと、を備えるプロセッサ可読媒体。 - 前記入力サンプルを得るために、受信サンプルに関して自動利得制御(AGC)を実行するための第5の命令セットをさらに備える請求項26に記載のプロセッサ可読媒体。
- 前記第3の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力と反比例するように前記シンボル利得を導出するための第5の命令セットを備える請求項26に記載のプロセッサ可読媒体。 - 前記第3の命令セットが、
前記入力サンプルの前記電力が所定の範囲内である場合、前記シンボル利得を公称シンボル利得に設定するための第5の命令セットと、
前記電力が前記所定の範囲外である場合、前記入力サンプルの前記電力に反比例するように前記シンボル利得を導出するための第6の命令セットとを備える請求項26に記載のプロセッサ可読媒体。 - 前記第2のシンボルに基づいて、信号振幅および雑音分散を推定するための第5の命令セットと、
前記信号振幅および前記雑音分散に基づいて、前記第2のシンボルのコードビットに関する対数尤度比(LLR)を演算するための第6の命令セットと、をさらに備える請求項26に記載のプロセッサ可読媒体。
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