JP4685798B2 - 少ないメモリを有するデジタル通信システム - Google Patents

Description

本発明は通信システムに関するものであり、詳細には、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）システムのような無線システムにおいて、メモリが少なくて済む方法および装置に関するものである。

デジタル通信システムには、時分割多元接続(ＴＤＭＡ)システム、例えばＧＳＭ通信標準やそれを高度化したＧＳＭ／ＥＤＧＥ等に適合するセルラ無線電話システムと、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、例えばＩＳ−９５、ｃｄｍａ２０００、ＷＣＤＭＡ通信標準に適合するセルラ無線電話システムが含まれる。デジタル通信システムには、ＴＤＭＡとＣＤＭＡの”複合”システム、例えば汎用移動通信システム（ＵＭＴＳ）に適合するセルラ無線電話システムも含まれる。これは、国際電気通信連合(ＩＴＵ)のＩＭＴ−２０００の枠組みの中でヨーロッパ電気通信規格研究所（ＥＴＳＩ）が開発した第３世代（３Ｇ）移動システムの仕様を定めている。第三世代パートナシップ・プロジェクト（３ＧＰＰ）はＵＭＴＳを普及させようとするものである。本出願は簡単にするためにＷＣＤＭＡシステムを中心に扱うが、当然のことながら、本出願で説明された原則は他のデジタル通信システムにおいても実装可能である。

図１は、ＷＣＤＭＡシステムのような通信システムを図示している。システムは基地局（ＢＳ）１０を含んでおり、基地局は４つの移動局（ＭＳ）１、２、３、４との接続を処理しており、移動局はそれぞれダウンリンク（すなわち、基地局から移動局まで、または前進）とアップリンク（すなわち、移動局から基地局まで、または後進）チャンネルを含んでいる。ダウンリンクでは、基地局１０は各移動局に対してそれぞれの出力レベルで送信し、基地局１０が送信した信号は直交コードワードを使って拡散される。アップリンクでは、移動局１乃至４は、それぞれの出力レベルで基地局１０に送信する。図示していないが、基地局１０は無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）とも交信し、無線ネットワークコントローラは、次に公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）と交信する。

ＷＣＤＭＡは、直接シーケンススペクトル拡散技術に基づいている。２つの異なるコードを使って、基地局とダウンリンク（基地局から端末への）方向との物理チャネルを切り離す。スクランブルコードは、主に、互いの基地局またはセルを切り離すのに用いられる疑似ノイズ（ｐｎ）シーケンスである。チャンネル化コードは、各セルにおいて、または各スクランブルコードの下で、異なる物理チャンネル（端末またはユーザ）を切り離すのに用いられる直交シーケンスである。ユーザ端末は、例えばそれぞれの専用物理チャンネル（ＤＰＣＨ）を通じてシステムと通信する。ここではＷＣＤＭＡの用語が使われており、他のシステムはそれぞれに対応する用語を持っていることは理解されるであろう。スクランブルコードとチャンネル化コードは、当技術分野では周知である。

図１に示す例示的なＷＣＤＭＡシステムにおいて送信される信号は、図２に示すような送信機システム１００によって形成することが可能である。送信される情報データストリーム、例えばダウンリンク物理チャンネル上で送信される直列ビットストリームは、適合する変換器１０２によって直列形式から並列形式に変換され、現在並列となったビットは、変調マッパ１０４に供給され、変調マッパ１０４がビットグループをそれぞれの変調シンボルに変換する。ＷＣＤＭＡおよび他の送信機は直交変調を採用するため、マッパ１０４は同相(Ｉ)および直交（Ｑ）シンボルのストリームを生成し、それらがそれぞれの乗算器１０６および１０８に供給され、乗算器１０６および１０８が選択されたチャンネル化コードとシンボルを合成する。図２に示すように、得られたストリームは合成器１１０に提供され、その後、得られた合成ストリームは、選択されたスクランブルコードと合成する、別の乗算器１１２に供給される。得られたチャンネル化され、スクランブルされた信号は、その後、さらに処理され、適切な搬送波信号（図示されていない）に乗せられて送信される。

乗算は通常、排他的論理和演算で実行され、情報データストリームとスクランブルコードは、同じビットレートでも異なるビットレートでもよい。各情報データストリームまたはチャネルは一意のチャンネル化コードを割り当てられ、複数のコード化された情報信号が同時に無線周波数搬送波信号を変調する。

無線ユーザ装置（ＵＥ）、例えば、セルラ電話、セルラ電話と携帯情報端末の組み合わせ、そして無線対応パソコンにおける高速データへの需要の高まりに対応するため、ＷＣＤＭＡに高速ダウンリンク共通チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）が導入された。ＨＳ−ＤＳＣＨは１６という拡散係数を持っており、複数のチャンネル化コードを同時に使え、変調は、４相位相変調（ＱＰＳＫ）または１６値の直交振幅変調（１６ＱＡＭ）のどちらかが採用される。各送信時間間隔（ＴＴＩ）は１個の転送ブロックを含んでおり、ＴＴＩの長さは３スロットである。符号化、インターリーブ、レートマッチングの後、送信されるビットは一つ以上のチャンネル化コード上で配信される。これは、例えば、”Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ （ＦＤＤ）（多重化とチャネル符号化）”、 ３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ（ＴＳ）２５．２１２ｖｅｒ．５．６．０ （２００３年９月）に記載されている。直接シーケンスＣＤＭＡシステムにおけるチップレートは通常は一定であるため、拡散係数が高くなれば、一般に、それに対応して情報ビットレートは低くなる。

図２に示す送信機１００は、ＨＳ−ＤＳＣＨに適しており、１６ＱＡＭシンボルのコンステレーションを図３に示す。ｉ_ｌと印された領域は、第１ビットが１のときマップされる場所であり、ｑ_１と印された領域は、第２ビットが１のときマップされる場所であり、ｉ_２と印された領域は、第３ビットが１のときマップされる場所であり、ｑ_２と印された領域は、第４ビットが１のときマップされる場所である。注意することは、入力されたバイナリゼロは、１にマップされ、入力されたバイナリ１は、マイナス１にマップされる点である。

移動局または他の受信機において、変調された搬送波信号が処理され、受信機を対象とした最初の情報データストリームの推定値が作成される。この処理は復調として知られる。合成された受信ベースバンド拡散信号は、通常、ｒａｋｅプロセッサに送信される。ｒａｋｅプロセッサは多数の”フィンガ”、または逆拡散器を含んでおり、その各々は、受信信号の中の選択された成分の各々に、例えばマルチパスエコーまたはイメージに割り当てられる。各フィンガは受信した合成信号を逆拡散するために、受信した成分をスクランブルシーケンスおよびチャンネル化コードと合成する。ｒａｋｅプロセッサは通常、送信された情報データと合成信号に含まれるパイロットシンボルまたはトレーニングシンボルの両方を逆拡散する。

ｒａｋｅ受信機の各種の態様については、以下に述べられている。G. Turin、”Introduction to Spread-Spectrum Antimultipath Techniquesand Their Application to Urban Digital Radio”、Proc. IEEE、 vol. 68、 pp. 328-353 （１９８０年３月)。米国特許No.5,305, 349、Dent、”Quantized Coherent Rake Receiver”。米国特許出願刊行物No. 2001/0028677、Wang他、”Apparatus and Methods for Finger Delay Selection in Rake Receivers”。米国特許出願No.09/165,647、1998年１０月２日申請、G. Bottomley 、”Method and Apparatus for InterferenceCancellation in a Rake Receiver”。 米国特許出願No. 09/344, 898、１９９９年６月２５日申請、Wang他、”Multi-Stage Rake Combining Methods and Apparatus”。

図４は、典型的なＨＳ−ＤＳＣＨ受信機４００のブロック図である。Ｒａｋｅプロセッサ４０２は、一つ以上のＡＤ変換器（図示されていない）からオーバサンプリングされたチップ値を受信する。Ｒａｋｅプロセッサ４０２は、受信したオーバサンプリングされたチップシーケンスをサブサンプルして、各チップを対応するスクランブルコードおよびチャンネル化コードと乗算する。適切なマルチパス遅延によって、選択すべき第一のチップが決定され、適切なパス推定器４０４によって、これらの遅延が決定される。ｒａｋｅプロセッサの出力は、異なるチャンネル化コードおよびマルチパス遅延ｄに対応するシンボルの集合である。当然のことながら、図４は無線周波数搬送波信号のベースバンド変調を回復するのに使われる可能性のある成分を省略している。

合成器４０６が各遅延のシンボルを、対応する遅延の伝搬チャネルのインパルス応答の推定値の複素共役と乗算し、遅延に対するその成果を合計する。チャネル推定値は、適切なチャネル推定器４０８によって作成される。こうして合成器４０６が、送信された変調複素シンボルを再現する。図４には示されていないが、実際には、新規な信号が受信される間に受信信号を処理できるように各種のレジスタやメモリが使用されることが多い。例えば、いわゆるオーバサンプリングされたチップのバッファリングのためにｒａｋｅプロセッサ４０２の前に、またはいわゆるシンボルバッファリングのためにｒａｋｅプロセッサの後に、メモリを配置する。

１６ＱＡＭ変調シンボルを受信するときには、１６ＱＡＭ変調シンボルのコンステレーションを図３に示しているが、どのシンボルが受信されたかを決定するために、受信機はＱ軸と右側半平面の中のコンステレーションポイントの第一と第二の列の間の中間にあるＩ軸上の点との距離ｄを決定する必要がある。図３に示すように、点の内の第一列はＩ軸上の０．４４７２に位置しており、点の内の第二列は１．３４１６に位置しているので、距離ｄは０．８９４４である。コンステレーションは対称であるため、決定された距離ｄはコンステレーションポイントをすべて均等な方形パタンに分割する。

距離ｄは受信信号の振幅に比例し、その振幅は伝搬チャネルの信号フェージィングのため時間によって変化する。従って、受信機がフェージィングのディップにあるとき、距離ｄは小さく、受信機がフェージィングのピークにあるとき、距離ｄは大きい。従って、受信機は距離ｄの決定を定期的に更新しなければならない。図４は、合成器４０６の後にメモリ４１０を示す。メモリ４１０は合成器４０６によって生成された多数の複素シンボルを保存する。決定境界推定器４１２が、メモリ４１０の中の各シンボルと、各チャンネル化コードについての距離ｄの過去の計算値の各々とに基づいて、各チャンネル化コードについて別々に距離ｄを計算する。推定器４１２によって計算された距離ｄを用いて、ソフトビット値推定器４１４がメモリ４１０の中に保存された複素シンボルからいわゆるソフトビット値を計算する。

計算されたソフトビット値は、ハイブリッド自動反復要求（ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ ｒｅｑｕｅｓｔ：ＨＡＲＱ）を実施するハイブリッドＡＲＱ（ＨＡＲＱ）バッファと呼ばれるメモリの中に保存されてもよい。ＨＡＲＱはＡＲＱと前進型誤信号訂正コーディング（ＦＥＣ）との組み合わせ（混合）であり、それらはチャネルノイズや他のユーザからの干渉に直面しても信号受信成功の確率を高めるための周知の技術である。他にも周知のエラー処理技術としてインターリーブがある。それを使うと、送信機ではシンボルがインターリーブされ、言い換えるとバラバラな順序に入れ替えられ、受信機では、それに対応して逆インターリーブされ、言い換えると再度順序付けされる。ＨＡＲＱ、インターリーブおよびＨＳ−ＤＳＣＨは、例えば、上記で引用した標準３ＧＰＰ ＴＳ ２５．２１２ ｖｅｒ．５．６．０ （２００３年９月）の中で説明されている。

図４は逆インターリーブ／ＨＡＲＱ合成バッファ４１６のＨＡＲＱおよび逆インターリーブ機能を示す。計算されたソフトビット値は、送信された転送ブロックが適切なデコーダ４１８によって正確に復号されるまでは、あるいはより高い信号層がＨＡＲＱバッファにソフトビット値を消去するように通知するまでは、ＨＡＲＱバッファ４１６から消去されない。正確に復号が行われるまでは、所与のブロックについて何度も再送信が発生することがある。各再送信からのソフトビット値は合成され、ＨＡＲＱバッファ４１６の中に保存される。送信機、例えばセルラ基地局は、最終的に、例えばアップリンク高速専用物理制御チャネル経由で（ＨＳ−ＤＰＣＣＨ）、ブロックが正確に受信されたという通知を受ける。ＥＰ−Ａ−１３４３２８５には、多数レベル信号用のソフト値の計算が開示されている。ログのような値は、各ビット位置に対して、反対のビット値の一番近い２つの信号シンボルが加算において考慮される、最大ログ近似と呼ばれる支配的な期間を使用して近似される。２種類の近似が開示されている。１番目は、受信した信号と反対のビット値の一番近い２つの信号シンボルとの間の２つの距離の使用を備える。計算を簡略化し速度を上げるため、２番目は、２番目に近いシンボルと受信した値との間の距離を近似するため、２つの近いシンボルとの間の距離の使用を備える。

図４のようにメモリ４１０を合成器４０６と決定境界推定器４１２の間に置くことは、いくつかの意味でコストがかかる。例えば、メモリサイズは５ｋｂｉｔｓのオーダでなければならない。これは受信機４００に使われるＩＣチップの一つの上に相当の領域を必要とする。メモリ４１０を除去することができれば、チップのダイス領域を減らすことができる。

出願人は、合成器と決定境界推定器の間にメモリを必要としない方法および装置を開発した。しかも、性能は変わらない。出願人の方法および装置は、決定境界を推定する新しい方法を含んでいる。ソフトビット値を推定する新しい方法を含んでもよい。

出願人の発明の一つの態様において、受信機が、受信した複素シンボルについて少なくとも一つのマルチパス遅延を選択するパス推定器、チップシーケンスの中のチップを、パス推定器が選択した少なくとも一つのマルチパス遅延に基づいて少なくとも対応するチャンネル化コードと乗算して、チャンネル化コードおよびマルチパス遅延に対応するシンボルの集合を生成するｒａｋｅプロセッサ、対応するマルチパス遅延について伝搬チャネルのインパルス応答の推定値を生成するチャネル推定器、および、マルチパス遅延のシンボルを、チャネル推定器が生成した対応するインパルス応答推定値の複素共役と乗算して、送信された変調シンボルを再現する合成器を含む。受信機はさらに、再現された変調シンボルに基づいて決定境界の推定値を生成する決定境界推定器またはラッチ制御器、決定境界推定器またはラッチ制御器に応じるラッチ、決定境界の推定値に基づいて複素シンボルのビット値の推定値を各チャンネル化コードについて生成するソフトビット値推定器、および、デコーダを含む。ラッチが第一の状態にあるとき、決定境界推定器は決定境界の推定値を生成し、ソフトビット値推定器はソフトビット値を生成せず、ラッチが第二の状態にあるとき、決定境界推定器は決定境界の推定値を生成し、ソフトビット値推定器はソフトビット値を生成する。チャンネル化コードからのシンボルに使用される決定境界の推定値は、少なくとも一つの異なるチャンネル化コードからのシンボルから生成される。

本発明の別の態様において、受信機の中で一つ以上のチャンネル化コードからの受信シンボルに基づいて決定境界の推定値を決定する方法が、少なくとも一つの他のチャンネル化コードについての受信シンボルと他のチャンネル化コードについて決定された少なくとも一つの決定境界の推定値とを使って、それぞれのチャンネル化コードについての決定境界を決定するステップを含む。

本発明の別の態様において、決定境界の推定およびソフトビット値の推定方法が、チャンネル化コードｎのＭ個のシンボルについて合成器を実行し、合成器の出力からソフトビット値の推定値を生成し、Ｍ個のシンボルに基づいてサンプル決定境界の推定値を決定し、ＭＮシンボルに対応する時間間隔に対するサンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）を合計する変数ｄ_Σ ^（ｎ）、及び変数ｄ_Σ ^（ｎ）の履歴を反映する変数ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}に基づいてサンプル決定境界の推定値を更新するステップを含む。

本発明のさらに別の態様において、コンピュータ可読媒体が、受信機の中で一つ以上のチャンネル化コードからの受信シンボルに基づいて決定境界の推定値を決定するコンピュータプログラムを含む。コンピュータプログラムは、少なくとも一つの他のチャンネル化コードについての受信シンボルと他のチャンネル化コードについて決定された少なくとも一つの決定境界の推定値とを使って、それぞれのチャンネル化コードについての決定境界を決定するステップを実行する。

図５は、有利に少ないメモリを持つＨＳ−ＤＳＣＨのようなチャネルのための出願人の受信機５００の例示的な実施例のブロック図である。そのような受信機は、ＵＭＴＳ端末のベースバンドＩＣチップの中に、あるいは適切なプロセッサによって実行されるソフトウェアの中においても実施できる。出願人の例示的な受信機５００は、ｒａｋｅプロセッサ５０２、パス推定器５０４、合成器５０６、チャネル推定器５０８、ソフトビット値推定器５１４、逆インターリーバ／ＨＡＲＱバッファ５１６、デコーダ５１８を有する。それらは図４に示した受信機４００の構成部品に相当するものである。

出願人の受信機５００は、メモリ４１０に相当するメモリを持っていない点で受信機４００と異なる。出願人の受信機５００は、決定境界推定器／ラッチ制御器５１１およびラッチ５１３を含み、それは、受信機５００がソフト値を生成せずに決定境界推定値を計算する時と、受信機５００が決定境界推定値を計算して同時にソフトビット値を生成する時とを判断する。推定器／制御器およびラッチ５１３の動作は例をあげると分りやすいかもしれない。例えば、受信機５００が複数であるＮ個のチャンネル化コードを受信中であると仮定する。チャンネル化コードにはそれぞれｎ＝０、１、．．．、Ｎ−１と番号を振ってもよい。受信機は、決定境界の推定値をＭ・Ｎシンボル毎に、あるいはそれと同等に、各チャンネル化コードについてＭシンボル毎に更新すると仮定する。当然のことながら、Ｎ個のチャンネル化コードへの番号の振り方は任意である。

１例の説明を始めるにあたって、決定境界推定器がチャンネル化コードの境界線を、例えばｎ＝０と推定し、ソフトビット値推定器５１４がソフトビット値を生成しないように、ラッチ５１３を設定する。これは、図５に示すように、ラッチ５１３が開いていることを言うためである。従って、受信機５００は、受信機がオーバサンプルチップバッファリングとシンボルバッファリングのどちらを実施するかに依存して、ｒａｋｅプロセッサ５０２と合成器５０６のどちらか、あるいは合成器５０６のみ、そしてそれらの関連成分、および推定値を計算する決定境界推定器５１１を実行する。

この例の説明を続けると、ｒａｋｅプロセッサ５０２と合成器５０６あるいは合成器５０６のみは、以前に計算された決定境界推定値を用いて、チャンネル化コードｎ＝０について、再度実行される。次に、例えば合成器５０６が別のチャンネル化コード、例えばｎ＝１について実行され、チャンネル化コードｎ＝０について計算された決定境界推定値に基づいて、推定器５１４によってソフトビット値が生成される。これはラッチ５１３が閉じていることを言っている。同時に、チャンネル化コードｎ＝１シンボルを用いて新規の決定境界の推定値が推定器／制御器５１１によって計算される。この手順は、残っているチャンネル化コードｎ’の各々について反復される。すなわち、チャンネル化コードｎ’−１について計算された決定境界の推定値に基づいてソフトビット値が生成され、すべてのチャンネル化コードが処理されるまで、チャンネル化コードｎ’について決定境界の推定値が計算される。

従って、出願人の受信機５００は、一つ以上のチャンネル化コードからのシンボルに基づく一つ以上の決定境界の推定値を用いて、異なるチャンネル化コードについてのソフトビット値を推定する方法を実施することが分かる。シミュレーションの結果は、出願人の受信機が、一つのチャンネル化コードからのシンボルに基づく決定境界の推定値が同じチャンネル化コードについてのソフトビット値の推定に用いられるような方法を実施した受信機と実質的に同じ性能を持つことを示している。

図６は、決定境界推定器／ラッチ制御器５１１、ラッチ５１３、およびソフトビット値推定器５１４の形で受信機５００によって実施される方法のフローチャートである。ステップ６０１では、あるチャンネル化コード、例えばコードｎ＝０に対して、Ｍ個の複素シンボルｓが合成器５０６から読み取られる。そのような読み取りは通常、上述のように、もし何らかのバッファリングがあれば、その種類により、合成器５０６またはｒａｋｅプロセッサ５０２および合成器５０６を実行することを含む。注意が必要だが、ｎ＝０のようなチャンネル化コードを続けて２回読み取ると、合成器５０６から同じＭ個の複素シンボルを読み取ることになる。Ｎ＝１のように、使用されるチャンネル化コードがただ１個の場合には、合成器５０６から読み取られるＭ個のシンボルは、２度読み取られた後、増加する。

ステップ６０２は、第一のチャンネル化コード、例えばコードｎ＝０が処理中であるかどうかを判断する。第一のチャンネル化コードが処理中であるなら、ラッチ５１３が開いているかどうかが判断される（ステップ６０３）。ラッチが開いていないならば、ソフトビット値の推定値を生成するために利用可能な決定境界の推定値は存在しない。なぜなら、これが最初のコードであり、推定値がまだ計算されていないからである。従って、推定器／制御器５１１によってラッチ５１３が開かれ、推定器５１４によってソフトビット値の推定値が計算されなくても、推定器／制御器（ステップ６０７を参照）によるサンプル決定境界推定器の計算を可能にするために、Ｍ個のシンボルについて（ステップ６０１）合成器５０６が実行される。ステップ６０３においてラッチ５１３が開いていると判断された場合、ラッチが閉じられ、推定器／制御器５１１から利用可能な決定境界の推定値を用いて、ソフトビット値の推定値が推定器５１４によって生成される。

ステップ６０２が、第一のチャンネル化コードは処理中でないと判断する場合、ステップ６０６で最後に利用可能な決定境界の推定値に基づいてソフトビット値の推定値が生成される。ソフトビット値の推定値は、例えば、下記のようにステップ６０５および６０６において生成されることもできる。ｓを４つのソフトビット値ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４を表す複素シンボルとし、ｄを決定境界とする。そのとき、ソフトビット値の推定値は次式により与えられる。

ｂ＾_１＝Ｒｅ ｓ
ｂ＾_２＝Ｉｍ ｓ
Ｒｅ ｓ＞０ のとき、ｂ＾_３＝ρ（ｄ−Ｒｅ ｓ）
Ｒｅ ｓ＝＜０のとき、ｂ＾_３＝ρ（ｄ＋Ｒｅ ｓ）
Ｉｍ ｓ＞０ のとき、ｂ＾_４＝ρ（ｄ−Ｉｍ ｓ）
Ｉｍ ｓ＝＜０のとき、ｂ＾_４＝ρ（ｄ＋Ｉｍ ｓ）
ここで、Ｒｅ ｓは s の実数部分であり、Ｉｍ ｓ は s の虚数部分であり、ρは限定的な解決を補償するファクタであり、言い換えると計算されたソフトビット値の推定値ｂ＾_１、ｂ＾_２、ｂ＾_３、ｂ＾_４の、決定境界ｄの推定値に依存しないｂ＾_１とｂ＾_２のより良い信頼性のための、ビット幅である。現在、ρの適切な値は０＜ρ＝＜１であり、特に適している値はρ＝０．７５であると考えられている。ステップ６０５および６０６の後、プロセスフローはステップ６０１に戻り、Ｎ個のコードすべてが処理されるまで、次のチャンネル化コードｎ＋１について、プロセスフローが続く。

ステップ６０７では、チャンネル化コードｎからのＭ個の複素シンボルｓに基づくサンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）を、例えば以下に従って計算できる。

ここで、Ｋは、サンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）の過大推定の原因となるノイズの混入を補償するファクタである。現在は、Ｋの適切な値は０＜Ｋ＜１であり、特に適している値はＫ＝０．９５であると考えられている。推定器／制御器５１１による決定境界計算（ステップ６０７および６０８）は、制御器５１１および推定器５１４によってソフトビット値の推定（ステップ６０２から６０６まで）を制御するラッチと並列に実行されることもできるし、直列に実行されることもできることが分かるであろう。

ステップ６０８において、例えば下記の方法で、サンプル決定境界が更新される。ｄ_Σ ^（ｎ）を、Ｍ・Ｎ複素シンボルに対応する時間間隔に対するサンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）を合計する一時的数値変数としよう。変数ｄ＾^（ｎ）は次式により与えられる。

ｄ^（ｎ） _Σ ＝ｄ＾^（０）、ｎ＝０
＝ｄ^{（ｎ−１）} _Σ＋ｄ＾^（ｎ）、ｎは０ではない
ここでｎは、上記で使ったようにＮ個のチャンネル化コードを表す指標である。また、変数ｄ＾^（ｎ）の履歴を、以下から明らかな方法でｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}に反映させよう。ソフトビット値の推定においてコードｎ＝０に適用される決定境界の推定値ｄ_０は次式により表される。

ｄ_０＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}＋αｄ^（０） _Σ
ここでαはフィルタのパラメータである。ソフトビット値の推定においてコードｎ＝１、２、．．．、Ｎ−１に適用される決定境界の推定値ｄ_ｎは以下のようになる。

ｄ_ｎ＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}＋α（１／ｎ）ｄ^{（ｎ−１）} _Σ
サンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）は、最初のチャンネル化コードｎ＝０についてのみ、決定境界の推定値ｄ_ｎに含まれており、他のコードｎは、決定境界ｄ_ｎにおけるチャンネル化コードｎについて、サンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）を含んでいないことが分かる。一旦サンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）がＮ個のコードすべてについて計算されると、ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}は以下に従って更新される。

ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ＋１}＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}＋α（１／Ｎ）ｄ^（Ｎ） _Σ
フィルタパラメータαは、この更新が送信ギャップ後の最初の更新ではなく、ｆ_Ｄが受信機におけるドップラ周波数シフトであるとき、およそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００、１）として有利に選択される。現在は、ファクタｃの適切な値は１＝＜ｃ＝＜１０であって、ｃ＝４が特に適切であると考えられている。送信ギャップの長さはＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}で与えられ、すべてのＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}送信時間間隔が無線ユーザ装置（ＵＥ）を対象としていることを無線ユーザ装置に知らせる。この更新が送信ギャップ後の最初の更新であるなら、フィルタパラメータαは、およそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００＋３ＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}／１５００、１）として有利に選択される。上述のとおり、現在は、ファクタｃの適切な値は１＝＜ｃ＝＜１０であって、ｃ＝４が特に適切であると考えられている。 それでもやはり、もしも送信機例えばセルラ基地局が、ＨＳ−ＤＳＣＨ上の送信出力を次のＴＴＩ（送信時間間隔）では変化させようとした場合、適切なフィルタパラメータはα＝１であり、つまり、最後のＴＴＩからの決定境界の古い値は保存できないということである。ＷＣＤＭＡシステムでは、あるＴＴＩから次のＴＴＩへのＨＳ−ＤＳＣＨ上の送信出力の変化について、送信機が無線ユーザ装置に通知する。ドップラ周波数シフトｆ_Ｄは、多くの周知の方法のいずれかによって、無線ユーザ装置、例えば移動受信機内で推定できる。現在は、Ｍの適切な値は４０＝＜Ｍ＝＜３２０であって、Ｍ＝１６０を選択すると１５０ｋｍ／ｈまでの送信機−受信機相対速度について高性能が得られると考えられている。

別の実施形態において、決定境界の推定、ラッチ制御、ソフトビット値の推定機能を実施するには、図７に示す方法を用いることができる。この方法では、チャンネル化コードｎ＝０について合成器５０６を再度実行する必要はない。

ステップ７０１において、合成器５０６はチャンネル化コードｎのＭ個のシンボルについて実行され、ステップ７０２において、ソフトビット値の推定値が合成器の出力から推定器５１４によって生成される。ステップ７０３では、Ｍ個のシンボルに基づいて決定境界の推定値が決定される。ステップ７０４では、更新の後でステップ７０１に戻り、Ｎ個のコードがすべて処理されるまで、次のチャンネル化コードｎ＋１について継続されるプロセスフローを使って、決定境界の推定値が下記のように更新される。

ｄ_Σ ^（ｎ）をＭ・Ｎ複素シンボルに対応する時間間隔に対するサンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）を合計する一時的数値変数としよう。この場合、変数ｄ_Σ ^（ｎ）は次式により与えられる。

ｄ^（ｎ） _Σ ＝０、ｎ＝０
＝ｄ^{（ｎ−１）} _Σ＋ｄ＾^{（ｎ−１）}、ｎは０ではない。

また、変数ｄ_Σ ^（ｎ）の履歴をｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}に反映させる。チャンネル化コードｎ＝０に適用される決定境界の推定値ｄ_０はｄ_０＝d_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}であり、コードｎ＝１、２、．．．、Ｎ−１に適用される決定境界の推定値は以下のようである。
ｄｎ＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}＋α（１／ｎ）ｄ^{（ｎ−１）} _Σ
一旦サンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）がＮ個のチャンネル化コードすべてについて計算されると、変数d_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}は以下に従って更新される。

ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ＋１}＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}＋α（１／Ｎ）ｄ^（Ｎ） _Σ
図６に関連して上記で述べた方法と同様に、フィルタパラメータαは、この更新が送信ギャップ後の最初の更新ではないとき、およそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００、１）として選択され、この更新が送信ギャップ後の最初の更新であるとき、およそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００＋３ＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}／１５００、１）として選択される。また上述のとおり、現在は、ファクタcの適切な値は１＝＜ｃ＝＜１０であって、ｃ＝４が特に適切であり、送信機が次のＴＴＩにおいてＨＳ−ＤＳＣＨ上で送信出力を変化させるとき、α＝１であり、Ｍ＝１６０を選択すると１５０ｋｍ／ｈまでの送信機−受信機相対速度について高性能が得られると考えられている。

実際には、図７に示すアルゴリズムは、ｎ＝０の最初のチャンネル化コードについて受信した本当に最初のシンボルについて、ステップ７０４の中でｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、ｌ}を初期化するために、ソフトビット値を計算することなく、合成器５０６の実行を必要とすることがある。また、現在は、ＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}が単一であって、ドップラ周波数シフトが低い、例えば、ｆ_Ｄ＜３０Ｈｚのときは、図７のアルゴリズムは特に有利であると考えられている。

さらに別の実施形態において、チャンネル化コードｎ＝０、１、．．．、Ｎ_ｒｅｄ−１についてのみ、ステップ６０７および６０８を実行してもよい。この場合、決定境界に使われるチャンネル化コードの数Ｎ_ｒｅｄは、チャンネル化コードの総数Ｎより少ないか、同じかのどちらかである。

上述の手順は、送信機と受信機間のチャネルの時間依存性に対応して、必要に応じて繰り返し実行されることは理解されるであろう。理解を助けるため、本発明の多くの態様について、例えばプログラム可能なコンピュータシステムの要素によって実行される動作のシーケンスの点で説明している。各種の動作は特殊な回路（例えば特殊な機能を実行するために相互接続された離散論理ゲートや特定用途向け集積回路）によっても、一つ以上のプロセッサによって実行されるプログラム命令によっても、あるいは両方の組み合わせによっても実行できることは認識されるであろう。

さらに、本発明は、コンピュータに基づくシステム、プロセッサを含むシステム、または媒体から命令を取ってきて命令を実行できるその他のシステムのような、命令実行システム、装置、デバイスに利用される、または関連する適切な命令の集合をその中に保存している、いかなる形のコンピュータ可読記憶媒体の中にも完全に実施されると考えることができる。本明細書で使われている「コンピュータ可読媒体」は、命令実行システム、装置、デバイスに利用される、または関連するプログラムを含み、保存し、通信し、伝搬し、転送できるいかなる手段でもよい。コンピュータ可読媒体は、例えば、しかしそれに限定されることなく、電子的、磁気的、光学的、電磁的、赤外、または半導体システム、装置、デバイス、または伝搬媒体であってもよい。コンピュータ可読媒体のより具体的な例（完全ではないリスト）は、一つ以上の線、携帯可能なコンピュータディスケット、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、消去可能ＰＲＯＭ（ＥＰＲＯＭまたはフラッシュ・メモリ）、光ファイバ、携帯可能コンパクトディスク−リードオンリー メモリ（ＣＤ−ＲＯＭ）を持つ電気的接続を含む。

このように、本発明は多くの異なる形で実施されてもよい。そのすべてについて上記で述べているわけではなく、そのような形態がすべて本発明の請求範囲に入ると考えているわけでもない。本発明の各種の態様の各々について、いかなるそのような形態も、説明された動作を実行「するように構成された論理」として、あるいは説明された動作を実行「する論理」として言及されてもよい。

「含む」「含んでいる」という用語は、本出願において用いられるときには、述べられた特徴、整数、ステップ、または成分の存在を特定しているが、一つ以上の他の特徴、整数、ステップ、成分、それらのグループの存在や追加を排除するものではないことを強調するものである。

上述の具体的な実施形態は、単に例示しているものであって、いかなる意味においても制限的であると考えられてはならない。本発明の範囲は下記の請求項によって決定され、請求項の範囲内に入るすべての変形および同等物はその中に包含されることを意図している。

出願人の発明の目的と優位点は、下記の図面と関連させて説明を読めば明白であろう。
典型的な通信システムを示す図である。 通信システムに適した典型的な送信機のブロック図である。 １６ＱＡＭ信号のコンステレーションとそのマッピングを示す図である。 高速ダウンリンク共通チャネル用の典型的な受信機のブロック図である。 高速ダウンリンク共通チャネル用の出願人の受信機の典型的実施例のブロック図である。 決定境界を推定し、ラッチを制御し、ソフトビット値を推定する方法のフローチャート図である。 決定境界を推定し、ラッチを制御し、ソフトビット値を推定する別の方法のフローチャート図である。

Claims (38)

1. 搬送信号に載せられ、それぞれのチャンネル化コードで区別される変調されたシンボルとして、伝播チャンネルを介して送信された複素シンボルを回復する受信機（５００）であって、
   受信した複素シンボルのための、少なくとも１つのマルチパス遅延を選択するパス推定器（５０４）と、
   前記パス推定器（５０４）により選択された少なくとも１つのマルチパス遅延に基づき、チップシークエンスにおけるチップと対応するチャンネル化コードの１つとを乗算し、前記チャンネル化コード及びマルチパス遅延に対応する１組のシンボルを発生するレイクプロセッサ（５０２）と、
   前記対応するマルチパス遅延に対する前記伝播チャンネルのインパルス応答の推定値を発生するチャンネル推定器（５０８）と、
   レイクプロセッサ（５０２）により発生されたシンボルと、前記チャンネル推定器（５０８）で発生された対応するインパルス応答の推定値の複素共役とを乗算し、送信された複素シンボルを再現する合成器（５０６）と、
   それぞれのチャンネル化コードに対し、決定境界の推定値に基づき、複素シンボルのビット値の推定値を発生するソフトビット値の推定器（５１４）と、
   デコーダ（５１８）と、
   再現された複素シンボルに基づき、前記決定境界の推定値を発生する決定境界の推定器／ラッチ制御器（５１１）と、
   前記決定境界の推定器／ラッチ制御器（５１１）に応答するラッチ（５１３）と、
   を備え、
   前記ラッチ（５１３）が第１の状態のときは、前記決定境界の推定器（５１１）は決定境界の推定値を発生し、前記ソフトビット値の推定器（５１４）はソフトビット値を発生せず、前記ラッチ（５１３）が第２の状態のときは、前記決定境界の推定器（５１１）は決定境界の推定値を発生し、前記ソフトビット値の推定器（５１４）はソフトビット値を発生し、チャンネル化コードからのシンボルに対し使用される決定境界の推定値は、少なくとも１つの異なるチャンネル化コードからのシンボルから発生される受信機（５００）。
2. 前記受信機（５００）は、前記ブロックが成功裡にデコードされるまで、ブロックの再送信のための発生されたソフトビット値を蓄積し、混合するハイブリッドＡＲＱ（ＨＡＲＱ）バッファ（５１６）を更に備える請求項１に記載の受信機（５００）。
3. 前記受信機（５００）は、シンボルを再度順序付けするデインターリーバ（５１６）を更に含む請求項２に記載の受信機（５００）。
4. 前記ＨＡＲＱバッファ（５１６）及びデインターリーバ（５１６）は合体され、送信された送信ブロックが前記デコーダで正しくデコードされるか、又は取り除き命令が受信されたとなるまで、発生されたソフトビット値は前記ＨＡＲＱバッファ（５１６）から取り除かれない請求項３に記載の受信機（５００）。
5. 前記受信機（５００）は、複数個Ｎのチャンネル化コードを受信し、各チャンネル化コードのＭシンボル毎に決定境界の推定値を更新する請求項１に記載の受信機（５００）。
6. チャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、前記チャンネル化コードの前記受信したシンボル及び決定境界の推定値の履歴を使用して発生される請求項１に記載の受信機（５００）。
7. 第１の複数のチャンネル化コードに対する前記決定境界の推定値は、前記第１の複数のチャンネル化コードの前記受信したシンボル、決定境界の推定値の履歴、及び少なくとも１つの第２の複数の決定境界の推定値を使用して発生される請求項１に記載の受信機（５００）。
8. 前記決定境界の推定値の履歴は、フィルタされた決定境界の推定値を備える請求項７に記載の受信機（５００）。
9. 前記チャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、２度計算される請求項７に記載の受信機（５００）。
10. １つ以上のチャンネル化コードからの受信したシンボルに基づき、決定境界の推定値を判断する受信機における方法であって、
    前記受信したシンボル及び他のチャンネル化コードのために判断された少なくとも１つの決定境界の推定値を使用して、それぞれのチャンネル化コードに対し、決定境界を判断する（６０７、６０８）ステップを備え、
    前記受信機は、合成器及びラッチを有し、さらに、
    前記合成器から、チャンネル化コードに対し複数Ｍのシンボルを読出し（６０１）、
    前記チャンネル化コードが前記第１のチャンネル化コードか否かを判断し（６０２）、
    もし、前記チャンネル化コードが前記第１のチャンネル化コードであれば、ラッチが開いているか、又は閉じているかを判断し（６０３）、
    もし、前記ラッチが閉じていると判断されたら、前記ラッチを開き（６０４）、Ｍシンボルのために前記合成器を稼動させ、決定境界の推定値を計算するステップをさらに備える方法。
11. 第１のチャンネル化コードｎ＝０に対する決定境界の推定値ｄ_０は、
    ｄ_０＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}＋αｄ^（０） _Σ
    で与えられ、
    チャンネル化コードｎ＝１、２、．．．、Ｎ−１に対する決定境界の推定値ｄ_ｎは、
    ｄ_ｎ＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}＋α（１／ｎ）ｄ^{（ｎ−１）} _Σ
    で与えられ、
    ここで、αはフィルタパラメータであり、ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}は、
    ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１＋１} ＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}＋α（１／Ｎ）ｄ^（Ｎ） _Σ
    で与えられ、ｄ_Σ ^（ｎ）は、
    ｄ^（ｎ） _Σ ＝ｄ＾ ^（０） 、ｎ＝０
    ＝ｄ^{（ｎ−１）} _Σ＋ｄ＾^（ｎ）、ｎは０ではない
    で与えられる請求項１０に記載の方法。
12. 前記フィルタパラメータαは、統一されたものの１つであって、およそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００、１）、及びおよそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００＋３ＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}／１５００、１）であって、
    ここで、Ｃはファクタ、ｆ_Ｄはドップラ周波数シフト、及びＴＴＩは送信時間間隔である請求項１１に記載の方法。
13. チャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、前記チャンネル化コードの受信したシンボルと、決定境界の推定値の履歴を使用して計算される請求項１０に記載の方法。
14. 前記決定境界の推定値の履歴は、フィルタされた決定境界の推定値を備える請求項１３に記載の方法。
15. 前記チャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、２度計算される請求項１３に記載の方法。
16. 第１の複数のチャンネル化コードに対する前記決定境界の推定値は、前記第１の複数のチャンネル化コードの受信したシンボル、決定境界の推定値の履歴、及びすくなくとも１つの第２の複数の決定境界の推定値を使用して計算される請求項１０に記載の方法。
17. チャンネル化コードｎからのＭ複素シンボルｓに基づく、サンプル決定境界ｄ＾^（Ｎ）は
    

    

    で与えられ、ここで、ｋはノイズ補償ファクタである請求項１０に記載の方法。
18. ｋは０．９５である請求項１７に記載の方法。
19. ソフトビット値の推定値を発生するステップをさらに備え、
    ソフトビット値の推定値は
    ｂ＾_１＝Ｒｅ ｓ
    ｂ＾_２＝Ｉｍ ｓ
    Ｒｅ ｓ＞０ のとき、ｂ＾_３＝ρ（ｄ−Ｒｅ ｓ）
    Ｒｅ ｓ＝＜０のとき、ｂ＾_３＝ρ（ｄ＋Ｒｅ ｓ）
    Ｉｍ ｓ＞０ のとき、ｂ＾_４＝ρ（ｄ−Ｉｍ ｓ）
    Ｉｍ ｓ＝＜０のとき、ｂ＾_４＝ρ（ｄ＋Ｉｍ ｓ）
    として与えられ、ここで、ｓは４つのソフトビット値ｂ＾_１、ｂ＾_２、ｂ＾_３、ｂ＾_４を表す複素シンボルであり、Ｒｅ ｓは s の前記実数部分であり、Ｉｍ ｓは s の前記虚数部分であり、ρは限定的な解決を補償するファクタであり、ｄは前記決定境界である請求項１０に記載の方法。
20. 前記補償ファクタρは、前記ソフトビット値の推定値ｂ＾_１、ｂ＾_２、ｂ＾_３、及びｂ＾_４の限定された解像度を補償する請求項１９に記載の方法。
21. ρは０．７５である請求項２０に記載の方法。
22. チャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、前記チャンネル化コードの受信したシンボルと、決定境界の推定値の履歴を使用して計算される請求項２１に記載の方法。
23. 前記決定境界の推定値の履歴は、フィルタされた決定境界の推定値を備える請求項２２に記載の方法。
24. 前記チャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、第１回及び第２回に計算され、前記ソフトビット値は、前記決定境界の推定値の第１回の計算では推定されない請求項２２に記載の方法。
25. 第１の複数のチャンネル化コードの前記決定境界の推定値は、前記第１の複数のチャンネル化コードに対する受信したシンボル、決定境界の推定値の履歴、及び少なくとも１つの第２の複数の決定境界の推定値を使用して計算される請求項１９に記載の方法。
26. もし、前記ラッチが開かれていると判断されたら、前記ラッチは閉じられ、前記計算された決定境界の推定値を使用して、ソフトビット値の推定値が発生される請求項１０に記載の方法。
27. もし、前記チャンネル化コードが前記第１のチャンネル化コードでなければ、ソフトビット値の推定値は、少なくとも最後に計算された決定境界の推定値に基づき発生される請求項１０に記載の方法。
28. サンプル決定境界の推定値は、チャンネル化コードｎ＝０、１、．．．、Ｎ_ｒｅｄ−１だけのために計算され、
    ここで、Ｎ_ｒｅｄはチャンネル化コードの総数より少ない又は等しい請求項１０に記載の方法。
29. ソフトビット値の推定値を判断する（６０６）ステップをさらに備え、前記ソフトビット値の推定値は、受信したシンボル及び他のチャンネル化コードに対して判断された少なくとも１つの決定境界の推定値を使用して判断される請求項１０に記載の方法。
30. 決定境界の推定値及びソフトビット値の推定値のための方法であって、
    チャンネル化コードｎのＭシンボルに対して合成器を稼動し、
    前記合成器の出力からソフトビット値の推定値を発生し、
    前記Ｍシンボルに基づき、サンプル決定境界の推定値を判断し、
    Ｍ・Ｎシンボルに対応する時間間隔でサンプル決定境界ｄ＾^（ｎ）を加算する変数ｄ^（ｎ） _Σ、及び前記変数ｄ^（ｎ） _Σの履歴を反映した変数ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}に基づき、前記決定境界の推定値を更新し、
    前記サンプル決定境界の推定値は、チャンネル化コードｎ＝０、１、．．．、Ｎ _ｒｅｄ −１だけのために計算され、
    ここで、Ｎ _ｒｅｄ はチャンネル化コードの総数より少ない又は等しい方法。
31. 前記決定境界の推定値の履歴は、フィルタされた決定境界の推定値を備える請求項３０に記載の方法。
32. 前記決定境界の推定値は、２度計算される請求項３１に記載の方法。
33. 第１の複数のチャンネル化コードに対する前記決定境界の推定値は、前記第１の複数のチャンネル化コードの受信したシンボル、決定境界の推定値の履歴、及びすくなくとも１つの第２の複数の決定境界の推定値を使用して計算される請求項３０に記載の方法。
34. 前記変数ｄ_Σ ^（ｎ）は、
    ｄ^（ｎ） _Σ ＝０、ｎ＝０
    ＝ｄ^{（ｎ−１）} _Σ＋ｄ＾^{（ｎ−１）}、ｎは０ではない
    で与えられる請求項３０に記載の方法。
35. チャンネル化コードｎ＝０に対する決定境界の推定値ｄ_０は、
    ｄ_０＝ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}
    で与えられ、
    チャンネル化コードｎ＝１、２、．．．、Ｎ−１に対する決定境界の推定値は、
    ｄ_ｎ＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}＋α（１／ｎ）ｄ^{（ｎ−１）} _Σ
    で与えられる請求項３４に記載の方法。
36. 前記変数ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}は、
    ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１＋１}＝（１−α）ｄ_{ｆｉｌｔｅｒ、１}＋α（１／Ｎ）ｄ^（Ｎ） _Σ
    で更新され、ここで、αはフィルタパラメータである請求項３５に記載の方法。
37. 前記フィルタパラメータαは、統一されたものの１つであって、およそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００、１）、及びおよそｍｉｎ（ｃｆ_Ｄ・Ｍ／１６０・１５００＋３ＴＴＩ_{ｉｎｔｅｒ}／１５００、１）であって、ここで、Ｃはファクタ、ｆ_Ｄはドップラ周波数シフト、及びＴＴＩは送信時間間隔である請求項３５に記載の方法。
38. 請求項１０乃至３７のいずれか１項に記載の方法を実行するコンピュータプログラムを含むコンピュータ可読媒体。

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