JP2005519532A - マルチレベル信号のためのソフト値計算 - Google Patents

Abstract

マルチレベル信号のビットに対する信頼性の値（ソフト値）を計算するための準最適方法が開示されている。主要項だけを使って対数尤度値を近似する。いわゆる最大対数近似である。すなわち各ビット位置に対し、合計内で逆のビット値（Ｓ₈、Ｓ₆）の２つの最も近い信号シンボルだけを検討する。使用される変調方式はグレーラベリングを有する１６ＱＡＭである。近似の２つのバージョンが提案されており、１つのバージョンでは受信された値と逆のビット値の最も近い２つのシンボルとの間の２つの距離（δ₁、δ₂）を使用する。計算を簡略化し、スピードアップするために、第２のバージョンでは第２の最も近いシンボルと受信した値との間の距離を近似するように、２つの最も近いシンボルの間の距離（δ₃）を使う。更に、計算をスピードアップするためにルックアップテーブル内に予め計算した結果を記憶する。使用できる用途は特にソフト入力デコーディングと組み合わせたビットインターリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）である。ＴＣＭおよびＢＣＭ方式にも有利である。

Description

本発明はデジタル通信システムに関し、より詳細にはマルチレベル信号のためのソフト信頼性の値を発生することに関する。

デジタル通信の分野では、多数の信号シンボル、すなわち信号空間内の多数のポイントを含む信号アルファベットに対し、多数のビットシーケンスをマッピングするのにマルチレベル変調が使用される。例えば複素信号空間内の１つのポイントに１つのビットシーケンスをマッピングできる。サイズＭの信号アルファベットによりｌｏｇ_２（Ｍ）ビットを各シンボルにマッピングすることが可能である。しかしながら、受信機で複数のシンボルが受信されるとき、これらシンボルはノイズによる影響を受け、送信されたビットシーケンスを検索する際に信号のデコーディングも影響を受ける。チャンネルコーディングと組み合わせてマルチレベル変調が使用される場合、多数のチャンネルデコーダ、例えばＢＣＪＲアルゴリズムに基づく繰り返しデコーダは１つの入力としていわゆるソフトビット値を必要とする。１つのソフトビット値は０または１である単一ビットの信頼性の値に対応する。

マルチレベル変調の例として、パルス振幅変調（ＰＡＭ）におけるマルチ振幅レベル変調、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）におけるマルチ位相レベル変調、直交振幅変調（ＱＡＭ）におけるマルチ信号ポイント変調を挙げることができる。

例えば携帯電話システムの第三世代に関連し、インターネット、ビデオおよび容量が必要なその他のアプリケーションのワイドバンドデジタル無線通信のために発生しつつある技術として、３ＧＰＰ標準化機構の一部として指定された関連するワイドバンド符号分割マルチアクセス（ＷＣＤＭＡ）がある。この技術では、１６ＱＡＭを使用する高速ダウンリンク共用チャンネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）を含む高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）が提供される。例えば１６ＱＡＭではＭ＝１６である。すなわち信号アルファベット内の各シンボルは４ビットを示す。将来のレリースはこれよりも大きい信号配置サイズ、例えば６４ＱＡＭも含むことができる。

受信されたシンボルと信号アルファベットのすべての信号ポイントとの間の信号空間内のすべての距離を計算することにより、信号シンボルをどのようにソフトビット値に変換するかは知られている。特に最適な性能を得るために確立の対応する和に応じて尤度比が計算され、この場合、確率は計算された距離の関数である。尤度比の計算において、尤度比における確率の和に対する主要な寄与分を計算することによって確率の和を近似できる（Ａ.Ｊ.ビタビ著「従来の符号のためのＭＡＰデコーダの集中的正当化および簡略な実現」、通信における所定の分野に関するＩＥＥＥジャーナル、１６（２）、１９９８年２月）。

この近似は性能を無視できる程度に低下させるだけで、計算上の複雑さを大幅に低減できるが、尤度比の計算を行うのに実際に信号ポイントのうちのどの２つが必要であるかを判断するのに、すべての信号ポイントに対するすべての距離計算が必要である。例えば１６ＱＡＭ変調では、受信された各シンボルに対して１６の距離を計算しなければならない。特に高レートのシンボルをデコードしなければならない、例えばミリ秒ごとに数百個のシンボルをデコードしなければならない場合、特に上記性能の問題は深刻である。

ドイツ特許第DE19912825号は受信されたデータシンボルに対し、対応する８ＰＳＫのマルチシンボル配置の最も近い配置ポイントを識別する、データポイントを受信するための方法を開示している。その後、各ビット位置に対し、そのポイントにあり、識別された配置ポイントに最も近い異なる値を有するシンボルをルックアップテーブルからルックアップする。受信されたシンボルから２つの識別された配置ポイントまでの距離の差としてソフト値を計算する。従って、距離計算の回数が少なくなる。

本発明の目的は、計算の複雑さを低減した信頼性の値を発生する方法を提供することにある。

上記およびそれ以外の課題は、マルチレベル信号を受信する尤度情報を表示する信頼性の値であって、第１ビット位置を含む対応するビットシーケンスに各々が関連する多数の所定の信号シンボルに関して、受信したマルチレベル信号に対する信頼性の値を発生する方法が、
−受信したマルチレベル信号の最も近いシンボルとして前記多数の信号シンボルのうちの最初のシンボルを識別する工程と、
−前記多数の信号シンボルのうちの少なくとも第１信号シンボルおよび第２シンボルの予め計算され、記憶された距離関数に基づき、信頼性の値を推定する工程とを備え、前記第２信号シンボルがそれぞれの関連するビットシーケンスの第１ビット位置における、第１信号シンボルとは異なる二進値に対応する信号シンボルのうちの第１信号シンボルに最も近い信号シンボルである時に解決される。

所定の信号配置（コンステレーション）を仮定した場合、各信号シンボルおよび各ビット位置に対し、そのビット位置における反対の値を有する他の信号シンボルのうちのどれがその信号シンボルに最も近いかが判る。この情報に基づき、信号シンボルおよび反対のビット位置を有する最も近い信号シンボルの距離関数を予め計算し、ルックアップテーブルに記憶できる。ここで、「予め計算した距離関数」なる用語は、第１および第２信号シンボルからの信頼性の値の計算の中間結果を含むものである。

本発明者により信頼性の値の計算は第１信号シンボルおよび第２信号シンボルを仮定した場合に関数を予め計算した距離関数、すなわち第１および第２信号シンボルの予め計算した関数に基づくことができることを認識した。第２信号シンボルは第１信号シンボルよりもそれぞれの関連するビットシーケンスのうちの第１ビット位置において異なる二進値を有する多数の信号シンボルのうちのすべての信号シンボルの第１信号シンボルに最も近い信号シンボルである。従って、信号シンボルを受信した際に実行すべき計算の複雑さはかなり減少される。従って、上記方法は特に必要な計算リソースを低減するようなモバイル受信機における複雑さを低減した実現例に特に適す。

識別された信号ポイントまでの対応する距離だけを決定すればよいように、まず尤度比を計算するのに必要な最も近い信号ポイントを最初に決定することも別の利点となっている。このように、各ビットに対する尤度比を決定するのに、２つ以下の距離を計算すればよいので、計算上の複雑さが大幅に低減される。

本発明の好ましい実施例によれば、前記予め計算され、記憶された距離関数は、前記第１信号シンボルと前記第２信号シンボルとの間の第２距離を備え、前記信頼性の値を推定する前記工程は、前記受信した信号と前記第１信号シンボルとの間の第１距離を決定する工程を更に備える。従って、第１シンボルと第２シンボルとの間の実際の距離を予め計算し、記憶する。一旦、第１信号シンボルが識別されると、この記憶された距離をルックアップし、受信された信号と第２信号シンボルとの間の距離に対する近似値として使用できる。従って、１つの距離を計算するだけでよいので、計算上の複雑さが更に低減される。

前記信頼性の値を推定する前記工程が、所定の定数を乗算した、前記第１距離および前記第２距離の多項関数を決定する工程を含む時、対数を計算しなくてもよいので更に計算上の複雑さが低減する。一実施例では、多項関数は二乗された距離の差である。

本発明の更に別の好ましい実施例によれば、前記予め計算され、記憶された距離関数は、受信されたマルチレベル信号と前記信頼性の値との間の多数の関数関係のうちの１つを示し、前記信頼性の値を推定する前記工程は、前記第１信号シンボルおよび前記第１ビット位置に応じて前記多数の関数関係のうちの１つの関数関係を選択する工程を更に備える。従って、尤度の値の計算は対応する記憶された関数を計算する工程を含むだけである。この関数の関係は、計算を１回の乗算演算と一回の加算演算とに縮小できるように、信号成分の線形関数であることが好ましい。

更に別の好ましい実施例によれば、前記予め計算し、記憶した距離関数は、各信号シンボルおよびビット位置に対し、信頼性の値の近似式を含む。従って、この実施例によれば、最も近い信号シンボルが一旦識別されると、信頼性の値の近似値を直接ルックアップし、よってオンラインによる距離計算を不要にできる、計算上極めて効率的な方法を提供できる。

信号シンボルの数およびビットシーケンスの数のビット位置のインデックスの付いた複数の予め計算された距離関数を含むルックアップテーブル内に前記予め計算され、記憶された距離関数を記憶することが好ましい。

本発明の一実施例では、この方法はデコーダ、例えば入力信号としてソフト値を使用する他の任意のデコーダ、またはＢＣＪＲアルゴリズムを使用する繰り返しデコーダへの入力として信頼性の値を提供する工程を更に含む。本発明の利点は、かかるデコーダへの入力としてソフト値の正確で、かつリソースの効率のよい近似値を提供できることである。

例えばスライサー、すなわち信号と所定のスレッショルドとを比較する回路により、信号成分と所定のスレッショルドまたは判別境界とを比較することにより第１信号シンボルを識別できる。従って、受信された値とすべての信号シンボルとの間のすべての距離を計算しないで、最も近い信号シンボルを識別するための高速で、かつ計算上安価な方法が提供される。

本発明の別の利点は、本発明に係わる方法を実施するときにコスト上効果的な標準的部品を使用できることである。

尤度情報が対数尤度比を含むとき、対数尤度の使用は理論的にはソフト信頼性の値を計算する理論的に最適な方法に対応するので、高い性能の質が得られる。しかしながら、尤度情報を計算する他の方法、例えば信号パワーの対数尤度を使用することもできる。

本発明の好ましい実施例では、前記受信したマルチレベル信号に最も近いシンボルとして前記第１信号シンボルを識別する前記工程は、信号空間内のユークリッド距離測度に関して前記受信したマルチレベル信号に最も近いシンボルとして第１信号シンボルを識別する工程を含み、このユークリッド距離は尤度計算の確率に直接関係している。これとは異なり、ユークリッド距離の代わりに他の適当な公知の距離を使用してもよい。

信号空間は実数信号空間でもよいし、または複素信号空間でもよい。例えばＱＡＭ変調の２つの振幅変調された信号は、単一の搬送波上で送信されるが、９０度位相がシフトされる。従って、その結果生じる信号ポイントはＱＡＭ信号のうちのいわゆる合相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分を示す複素平面に表示できる。一般に、Ｍ−ＱＡＭでは、対応する信号配置はＭ個の信号シンボルを含む。ここで、Ｍ＝２^ｎ（ｎ＝２、３、４、５、６、７など）である。

各信号シンボルの最も近いすべての近傍シンボルに関連するビットシーケンスが、その信号シンボルのビットシーケンスとは１ビットしか異ならないように、信号シンボルの数がビットシーケンスの数に関連している時、送信システムの誤り率が低くなる。この形態のマッピングはグレーマッピングと称される。

本発明は更にマルチレベル信号を受信する尤度情報を表示する信頼性の値であって、第１ビット位置を含む対応するビットシーケンスに各々が関連する多数の所定の信号シンボルに関して、受信したマルチレベル信号ｒに対する信頼性の値を発生するための装置において、
−受信したマルチレベル信号の最も近いシンボルとして前記多数の信号シンボルのうちの最初のシンボルを識別するようになっている第１処理手段と、
−前記多数の信号シンボルのうちの少なくとも第１信号シンボルおよび第２シンボルの予め計算され、記憶された距離関数を記憶するようになっている記憶手段とを備え、前記第２信号シンボルがそれぞれの関連するビットシーケンスの第１ビット位置における、第１信号シンボルとは異なる二進値に対応する信号シンボルのうちの第１信号シンボルに最も近い信号シンボルであり、
−予め計算され、記憶された距離関数に基づき信頼性の値を推定するようになっている第２処理手段を更に備えた信頼性の値を発生するための装置にも関する。

この装置は任意の処理ユニット、例えばプログラマブルマイクロプロセッサ、アプリケーション指定集積回路または他の集積回路、スマートカードまたは同等品によって実現できる。「処理手段」なる用語は汎用または特殊用プログラマブルマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、プログラマブルロジックアレイ（ＰＬＡ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）など、もしくはこれらの組み合わせを含む。処理手段はコンピュータのＣＰＵ、マイクロプロセッサ、スマートカード、ＳＩＭカードまたは同等品でよい。第１処理手段と第２処理手段とは別個の処理手段、例えば別個の回路でもよいし、これらを１つの処理手段に組み合わせてもよく、例えばプログラマブルマイクロプロセッサによって実行される適当な命令によって実行してもよい。

「記憶手段」なる用語は磁気テープ、光ディスク、デジタルビデオディスク（ＤＶＤ）、コンパクトディスク（ＣＤまたはＣＤ−ＲＯＭ）、ミニディスク、ハードディスク、フロッピー（登録商標）ディスク、強誘電メモリ、電気的に消去可能なプログラマブルリードオンリーメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、スタティックランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）、ダイナミックランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）、同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（ＳＤＲＡＭ）、強磁性メモリ、光記憶装置、電荷結合デバイス、スマートカードなどを含む。

更に、本発明に係わる方法の上記特徴および工程を、本発明に係わる上記装置に組み込んでもよい。

本発明はこれまで説明し、次に説明するような装置を含むマルチレベル信号を受信するためのデバイスにも関する。

このデバイスは任意の電子機器、またはかかる電子機器の一部でよく、この場合、「電子機器」なる用語はコンピュータ、例えば固定およびポータブルＰＣ、固定およびポータブルＰＣ無線通信機器を含む。「ポータブル無線通信機器」なる用語はモバイル無線端末、例えばモバイル電話、ペイジャー、コミュニケイター、例えば電子オルガナイザー、スマートフォン、ＰＤＡまたは同等品を含む。

図面を参照し、好ましい実施例に関連して、以下、本発明についてより詳細に説明する。

図１ａは、通信チャンネルを介し、送信機から無線信号を受信する、本発明の一実施例にかかわる受信機を略図で示す。送信機１０１は、ノイズチャンネル１０２を介し、受信機１０３へ信号ｓを送るようになっている。信号ｓは各信号ポイントがｌｏｇ_２（Ｍ）ビットのそれぞれのビットシーケンスに関連する信号空間における一組のＭ個の信号ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍのうちの１つを示す。送信チャンネル１０２内にノイズが存在する場合、受信機１０３は送信された信号ｓから偏位した信号ｒ’を受信する。一実施例では、信号はスペクトル拡散技術を使った符号分割マルチアクセス（ＣＤＭＡ）信号である。受信機１０３は、受信されたスペクトル拡散信号を信号シンボルｒに変換するための受信回路１０７を含む。この受信機は更に受信された信号シンボルｒをデコードするためのチャンネルデコーダ１０６、すなわちＢＣＪＲまたはビタビデコーダを含む。このデコーダ１０６は入力信号としてソフトビット値を必要とする。従って、受信機１０３は受信された信号シンボルｒのｌｏｇ_２（Ｍ）ビットに対するソフト値を計算し、この計算したソフト値をデコーダ１０６に提供するようになっている。本発明によれば、受信機１０３はメモリ１０５、例えばオンチップメモリ、ＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリまたは同等メモリを備え、このメモリには図３〜９を参照して好ましく説明するように、回路１０４にソフト値を効率的に計算するのに使用できるようにルックアップテーブルが記憶されている。

図１ｂは図 の受信回路１０３のより詳細なブロック図を略図で示している。回路１０７はＣＤＭＡ信号を受信するのに適したＲＡＫＥ受信機１１０を備える。すなわちいくつかの信号マルチパス成分を別々に処理するためのいくつかのベースバンド相関器を使用する受信機を含む。相関器の出力は改善された通信の信頼性および性能が得られるように組み合わされる（例えばジョン・Ｇ・プロアキス著、「デジタル通信」第４版、マクグロウヒル社、２０００年版を参照）。受信され、サンプリングされた受信信号ｒ’はＲＡＫＥ受信機１１０へ送られ、この受信機はデコードすべき信号シンボルｒを発生する。回路１０７はチャンネル推定器１１１とノイズ推定器１１２とを備え、例えば当業者に知られている任意の適当なチャンネル推定およびノイズ推定技術を実行する。チャンネル推定器は受信した無線信号ｒ’を受信し、Ｎ個までの異なる無線パスまたはチャンネルタップを識別し、これらパスの対応する遅延時間Δ_ｋ（ｋ＝１....Ｎ）および複素チャンネル推定値ｈ_ｒ＝（ｈ_ｒ１....ｈ_ｒＮ）を推定する。このチャンネル推定器１１１は更にＲＡＫＥ受信機が使用する一組の複素組み合わせ重みｗ＝［ｗ_１ ｗ_２....ｗ_Ｎ］^Ｔを発生する。ここで、［］^Ｔとは転置ベクトルを示す。例えばこれら重みは最適化基準、例えば受信された信号エネルギーを最大にする基準に従って決定できる。

こうして計算された遅延時間Δ_ｋおよび組み合わせ重みはＲＡＫＥ受信機１１０へ与えられる。ＲＡＫＥ受信機１１０はＮ個のチャンネルタップに従って着信信号を遅延する遅延回路１１５を含む。更に受信機１１０はスペクトル拡散された信号を逆拡散するよう、受信された信号のＮ個の遅延されたバージョンと、拡散コードｃと乗算するための回路１１６と、信号を合計し、無線シンボルを形成するための回路１１７とを更に備える。更にＲＡＫＥ受信機１１０はＮ個の無線シンボルの各々と組み合わせ重み（ｗ_ｋ）^＊、ｋ＝１、.... 、Ｎ、（ここで（）^＊は複素共役を示す）とを乗算するための乗算回路１１８を備える。最後にＲＡＫＥ受信機１１０はソフト値計算回路１０４へ送られる受信されたシンボル推定値ｒを形成するよう、重み付けされたシンボルを計算する加算回路１１９を含む。

信号ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍのマルチレベル配置を使用するとき、受信機で復調の成功を保証するように振幅情報を維持しなければならない。従って、基準ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍを正しくスケーリングしなければならない。次に、トラヒックチャンネル、例えばＨＳ−ＤＳＣＨの実際の利得と異なることがあるチャンネル利得を有する基準チャンネルｈｒに基づき、チャンネル推定器１１１がチャンネル利得を推定すると仮定する。基準チャンネルとトラヒックチャンネルとの間の利得の差をｇで表示できる。従って、ＲＡＫＥ受信機１１０の後の受信されたシンボルｒを次のように表記できる。

ここで、ｗ^Ｈはｗのエルミート共役であり、ｗ^Ｈｈ_ｒは内積を示し、ｓは送信されたシンボルであり、ｎはノイズ項、例えば加算的白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）である。利得パラメータｇは受信機に信号として送られ、ｗは受信機内の組み合わせ器によって選択され、ｈ_ｒはチャンネル推定値である。従って、受信機では次の式（０）に従って正しく基準信号シンボルＳ_１....Ｓ_Ｍをスケーリングできる。

図１ｂでは、受信回路１０７は上記スケーリングファクターｇｗ^Ｈｈ_ｒを計算するようになっている回路１１３と、基準シンボルとスケーリングファクターとを乗算し、この結果、適当にスケーリングされた信号シンボル

を生じさせるための乗算回路１１４とを備え、スケーリングされたシンボルはソフト値計算回路１０４へ送られる。

最後に、ノイズ推定器１１２はソフト値計算回路１０４へ送られる信号ノイズレベルσの推定値を発生する。

本発明によれば、ソフト値計算回路は受信された信号ｒに最も近い信号シンボルを探し、例えば図３〜９を参照して説明した実施例の１つに従い、ビットｍ（ｍ＝１、....ｌｏｇ_２（Ｍ））に対する対応するソフト値Ｌ_ｍを計算する。

図１ａ〜ｂを参照して説明した受信回路は単なる例にすぎず、本発明の範囲はこのタイプの受信機だけに限定されるものではないし、また上記信号シンボルのスケーリングに限定されるものでないことが理解できよう。

図２は１６個の信号シンボルを有する信号配置を示す。この信号配置は二次元信号空間におけるＭ＝１６個の信号ポイントＳ_１〜Ｓ_１６を備える。すなわち１６ＱＡＭ信号配置におけるＩ／Ｑ成分を含む。各信号ポイントの最も近い近傍ポイントまでの距離が同じとなるように、信号ポイントは一定に分布していることが好ましい。基準ポイントとは当該実現例に適した値をとり得る。しかしながら、これとは異なり、別の信号配置を選択してもよい。図２では信号ポイントＳ_１〜Ｓ_１６へ１６個の異なるビットシーケンス００００〜１１１１（各シーケンスはｌｏｇ_２（Ｍ）＝４ビットから成る）がマッピングされる。信号ポイントへのビットシーケンスのマッピングは各信号ポイントが最も近い近傍ポイントのビットシーケンスから１ビットしか異ならないように選択することが好ましい。例えば図２では、信号ポイントＳ_８は３つの最も近い近傍ポイントＳ_４、Ｓ_７およびＳ_１２を有する。Ｓ_４のビットシーケンス、すなわち１１１１はビット位置４だけでＳ_８のシーケンス１１１０と異なっているだけである、などである。これとは異なり、他のマッピングも選択できる。

信号ポイントにマッピングされたどのビットと位置ｍに対しても信号配置内の信号ポイントを２つの組に分割でき、この場合、各組内の信号ポイントはその位置にてそれぞれビット値０および１を有する。次の説明では、ｍ番目の位置にて０を有する信号ポイントの組をＡ_０,ｍと表示し、ｍ番目の位置にて１を有する対応する組をＡ_１,ｍと表示する。例えば図２の例では、ｍ＝１の場合、Ａ_１,１＝｛Ｓ_３、Ｓ_４、Ｓ_７、Ｓ_８、Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_１５、Ｓ_１６｝およびＡ_０,１＝｛Ｓ_１、Ｓ_２、Ｓ_５、Ｓ_６、Ｓ_９、Ｓ_１０、Ｓ_１３、Ｓ_１４｝である。これら組は各々Ｍ／２要素を有する同じサイズである。

信号Ｓ_１、....、Ｓ_１６のうちの１つがノイズの多いチャンネルを通して送信されると、受信された信号は対応する分布に従って送信された信号とは異なることになる。受信された信号の分布の実際の形状および幅はノイズの特性に応じて決まる。図２において、×印２０１は受信された信号ｒの一例を示す。

デコーダ、例えばターボデコーダに受信された１６ＱＡＭ無線シンボルが提供される前、これらシンボルはソフト値に変換される。従って、どの１６ＱＡＭシンボルの各ビットに対しても１つのソフト値が計算される。ｒにマッピングされたシーケンス内のｍ番目のビットのソフト値は次のように定義できる。

ここで、ｓ_ｍは送信された信号によって表示されるビットシーケンス内のｍ番目のビットであり、Ｐ（ｓ_ｍ＝ｉ｜ｒ）、ｉ＝０、１はビットｓ_ｍの後の確率（ｒは受信された信号である）である。第２の等式はｓ_ｍ＝１とｓ_ｍ＝０とは選択されたアルファベット内で等しい確率であると仮定していることが理解できよう。そうでない場合、確率の全体の比を次のように考慮しなければならない。しかしながら、このことは一定のファクターを生じるに過ぎない。従って、Ｌ_ｍが確率の対数尤度比に対応する。等式（１）における確率Ｐ（ｒ｜ｓ_ｍ＝ｉ）を次のように表記できる。

従って、上記確率の計算を行うには各々がジョイント確率Ｐ（ｒ、ｓ）を含むＭ／２の項にわたって総和を行う。このことは、特にＭが大きい場合、例えばＭ＝６４である場合に、計算上費用が高くつく作業となる。

多くのアプリケーションでは上記ソフト値Ｌ_ｍを次の式で近似できる。

ここで、

ｉ＝０、１は等式（２）における和に最大に寄与する結果を生じさせる信号ポイントである。従って、確率の計算にあたり、Ｍ／２項にわたる和は、次の式に従ってそれぞれの主要項によって近似される。

上記近似式は「最大対数ＭＡＰ」近似式と称されることが多く、この近似式は例えば信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が大きいときのガウスノイズの場合のように、上記和が主に１つの項によって決定される場合に良好な近似値を与える。上記確率は受信された信号ｒとそれぞれの信号ポイントとの間の距離に応じて決まる。例えば分散値σ^２を有する加算的ゼロ平均ガウスノイズの場合、式（３）の対数尤度比を次のように拡張できる。

は上記式（０）に従い、受信された信号に対応するスケールにされていると仮定できることが理解できよう。次の説明では、ｉ＝０、１に対する

を受信された信号ｒと組Ａ_ｉ，ｍにおける最も近い信号ポイントとの間の距離であると定義する。例えば図２において、ｍ＝１の場合、ｄ_０，１はｒとＡ_０，１内の最も近い信号ポイント、すなわちＳ_６との間の距離δ_２に対応し、ｄ_１，１はｒとＡ_１，１内の最も近い信号ポイント、すなわちＳ_８との間の距離δ_１に対応する。本発明によれば、式（５）における尤度比は、後により詳細に説明するように、まず最も近い信号ポイントＳ_８を識別し、次に距離δ_１およびδ_２を決定することによって得られる。従って、最短の距離δ_１およびδ_２を識別するためにｒとすべての信号ポイントＳ_１....Ｓ_１６との間のすべての距離の高コストの計算作業を回避できる。ルックアップテーブルにより、Ｓ_６を識別し、次にδ_２を計算するのとは別に、Ｓ_６とＳ_８との間の距離δ_３をルックアップし、δ_２の代わりの近似として使用し、よって更に必要となる計算リソースを節約できる。これについては図５〜６を参照してより詳細に説明する。図８〜９を参照し、本発明の別の実施例について説明する。

信頼性の値を上記のように推定する際には、ＱＡＭ配置内の信号ポイントの適正なスケーリングを検討することが望ましいと理解できよう。このスケーリングを検討する場合、上記対数尤度比を次のように表記できる。

図１ｂを参照して説明するように、図２の例のようなマルチレベル配置を使用するとき、受信機における復調の成功を保証するように振幅情報を維持しなければならない。従って、基準ポイントＳ_ｊ，ｊ＝１、....１６を適性にスケーリングしなければならない。このスケーリングを考慮する場合、上記対数尤度比を次のように表記できる。

すなわち、正しくスケーリングした信号の場合、次のようになる。

は信号対ノイズ比によって決まる定数である。

図３は信頼性の値を決定する方法のフローチャートである。この方法によれば、式（７）の近似を使用してソフト値Ｌ_ｍを計算する。ステップ３０２では、ユークリッド距離に従い、ｒに最も近い信号ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍの組からの信号ポイント

を識別する。例えばｓを識別する効率的な方法はスライサーを用いる方法である。ステップ３０３において、ｒと

との間の距離δ_１を計算する。その後、ビット位置ｍ＝１、....ｌｏｇ_２（Ｍ）に対し、次のステップを実行する。ステップ３０４において、

に近い信号ポイント

をルックアップテーブル３０８でルックアップする。この信号はｒに最も近く、

ではなく、位置ｍにて逆のビット値を有する信号ポイントに対応する。ステップ３０５において、ｒと

との間の距離δ_２を計算する。距離δ_１およびδ_２に基づき、次に上記式（７）に従ってソフト値Ｌ_ｍを近似する。位置ｍにおける

のビット値

が０である場合、ソフト値はＬ_ｍ＝Ｋ（δ_２）^２−（δ_１）^２により近似される（ステップ３０６）。そうでない場合、ソフト値はＬ_ｍ＝Ｋ（δ_１）^２−（δ_２）^２により計算される（ステップ３０７）。ここで、Ｋは上記のようにノイズ分布に応じて決まる係数である。図２に示された例を参照すると、（×印２０１で表示された）受信された信号ｒまでの最も近い信号ポイントは、

である。図３の方法を使って最初のビット位置ｍ＝１に対するソフト値Ｌ_１を計算する際に、Ｓ_８内の第１ビットを

と識別する。例えば図４に示されるような予め計算したルックアップテーブルから最初のビット位置内に「０」を有する最も近い信号ポイントは

である。従って、距離δ_１およびδ_２をδ_１＝｜ｒ−Ｓ_８｜とδ_２＝｜ｒ−Ｓ_６｜とそれぞれ計算でき、ここで｜｜はユークリッド距離を示す。従って、ソフト値Ｌ１は次の式によって近似できる。
Ｌ_１＝Ｋ（δ_２）^２−（δ_１）^２

従って、上記式は最大で１＋ｌｏｇ_２（Ｍ）の距離計算を必要とする。その理由は、受信された信号に対して最も近い距離δ_１を１回計算し（ステップ３０３）、各ビット位置ｍに対してステップ３０５で距離δ_２を計算するからである。このことは、すべての信号ポイントに対するすべての距離を計算するときのＭ回の距離計算と比較すべきである。従って、この方法の計算上の複雑さはアルファベットのサイズに比例するのではなく、シンボルアルファベットのサイズと共に対数的に大きくなるにすぎない。このことは、特にアルファベットのサイズが大きい場合、計算上の複雑さをかなり低減できる。

図４は図３の方法と共に使用するためのルックアップテーブルの一例を示す。ルックアップテーブル３０８は予め計算された最も近い信号ポイントを識別し、このルックアップテーブルはビット番号ｍと信号ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍのインデックスが付けられる。各行は信号ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍのうちの１つに対応する。例えば行４０２内の各要素はビット位置ｍにてＳ_２と反対のビット値を有するすべての信号ポイントのうちでＳ_２に最も近い信号ポイントを識別するように、行４０２が信号ポイントＳ_２に対応する。テーブル３０８内の各エントリーはＭ個の信号ポイントのうちから１つを識別するのにｌｏｇ_２（Ｍ）のビットを消費する。さらにテーブルはＭ行のｌｏｇ_２（Ｍ）列からなる。従って、テーブルはＭ［ｌｏｇ_２（Ｍ）］^２ビットが必要である。例えば、Ｍ＝８では、メモリは７２ビットを使用し、Ｍ＝１６ならメモリは２５６ビットを費やす。

更に、図５は本発明の一実施例にかかわる方法のフローチャートである。この実施例は再びソフト値Ｌ_ｍの計算をするために式（７）の近似式を使用する。図３の方法の場合と同じように、ステップ５０１において信号ｒを受信し、ステップ５０２において、ｒに最も近いＳ_１....Ｓ_Ｍの組からの信号ポイント

を、例えばスライサーによって識別する。ステップ５０３において、ｒと

との間の距離δ_１を計算する。その後、ビット位置ｍ＝１、....ｌｏｇ_２（Ｍ）に対し、次のステップを実行する。ステップ５０４において、

と

に最も近く、位置ｍにおいて反対のビット値を有する信号ポイント

との間の距離δ_３をルックアップテーブル５０８内でルックアップする。その後、上記式（７）に従い、ソフト値Ｌ_ｍを近似する際に、ｒと

との間の距離δ_２に対する近似値としてこの距離δ_３を使用する。従って、位置ｍにおける

のビット値

が０である場合、ソフト値はＬ_ｍ＝Ｋ（δ_３）^２−（δ_１）^２によって近似される（ステップ５０６）。そうでない場合、ソフト値はＬ_ｍ＝Ｋ（δ_１）^２−（δ_３）^２によって近似される（ステップ５０７）。再びＫはノイズ分布によって決まる係数である。再び図２に示された例を参照すると、受信された信号ｒに最も近い信号ポイントは

である。図５の方法を使って最初のビット位置ｍ＝１に対するソフト値Ｌ_１を計算するとき、Ｓ_８内の最初のビットを

と識別する。例えば図８に示されるような予め計算したルックアップテーブルから、最初のビット位置において「０」を有する最も近い信号ポイントまでの距離はｄ_１，８＝δ_３となる。従って、距離δ１はδ_１＝｜ｒ−Ｓ_８｜と計算され、δ_２はδ_３によって近似される。従って、ソフト値Ｌ_１はＬ_１＝Ｋ（δ_３）^２−（δ_１）^２によって近似される。

従って、予め計算した距離δ_３をδ_２の近似値として使用すると、この実施例に係わる方法は１回の距離計算、すなわちδ_１の計算をするだけでよい（ステップ５０３）。再びこのことは、すべての信号ポイントに対するすべての距離を計算するときのＭ回の距離計算を比較すべきである。

本発明の利点は、シンボルアルファベットのサイズと共に計算上の複雑さが大きくならず、ソフト値を近似化する計算上効率的な方法が得られるということである。

従って、ルックアップテーブルを記憶するのにほとんどの記憶空間が必要でないということも利点である。

本発明に係わる方法の別の利点は、ソフト値の良好な近似値が得られるので、デコード性能が良好となるということである。

図６は図５の実施例に係わるルックアップテーブルの一例を示す。このルックアップテーブル５０８はサイズＭの配置内の信号ポイントの間の予め計算した距離を含む。テーブル５０８内の距離ｄ_ｍ，ｋは信号ポイントＳ_ｋと位置ｍにおける反対のビット値を有する最も近い信号ポイントとの間のユークリッド距離を示す。ηビットを必要とする分解能で各距離を記憶し、テーブル５０８内の各エントリーはηビットを必要とすると仮定する。更に、このテーブルはＭの行とｌｏｇ_２（Ｍ）の列から成る。従って、テーブルはη Ｍ ｌｏｇ_２（Ｍ）ビットを必要とする。例えばＭ＝８の場合、メモリの消費数は２４ηビットであり、Ｍ＝１６の場合、メモリの消費量は６４ηビットである。従って、この実施例の別の利点はほとんど記憶容量を必要としないということであり、予め計算する距離の分解能がｌｏｇ_２（Ｍ）ビットよりも高い（すなわちη＞ｌｏｇ_２（Ｍ））実施例では、図３〜４の方法と比較して処理時間とメモリ空間との間で妥協を図る。

各距離を１回だけ記憶することにより、追加記憶空間を節約できるということ、すなわちテーブルの２つ以上のエントリーに同じ距離が現れる場合、代わりにエントリーのうちの１つにその距離の参照を記憶すればよいということが理解できよう。

これとは異なり、ルックアップテーブルの他のレイアウトも使用できる。例えば位置実施例ではルックアップテーブルは信号ポイントＳ_ｋの間のすべてのＭ（Ｍ−１）／２の相互距離を含むことができるので、ηＭ（Ｍ−１）／２ビットの記憶が必要である。しかしながら、Ｍ＞４の場合、この実施例は図６の実施例よりも大きい記憶容量を必要とする。

図７は信号シンボルが１６個の信号配置の別の例を示す。図２と同じように、この信号配置は二次元信号空間内にＭ＝１６の信号ポイントＳ_１〜Ｓ_１６を含む。すなわち１６ＱＡＭ信号配置内にＩ／Ｑ成分を含む。信号ポイントは各信号ポイントの最も近い近傍ポイントまでの距離が同じとなるように一定に分布している。図７の例では、信号ポイントは次のように選択されていると見なす。

ここで、ｄは任意の定数であり、ｊ^２＝−１である。例えばｄはｄ＝１と選択できる。しかしながら、これとは異なり、他の信号配置も選択できる。

図７において、１６の異なるビットシーケンス００００〜１１１１（各シーケンスはｌｏｇ_２（１６）＝４から成る）を信号ポイントＳ_１、....、Ｓ_１６にマッピングする。信号ポイントへのビットシーケンスのマッピングはグレーマッピングとなるように選択される。すなわち各信号ポイントのビットシーケンスは最も近い近傍ポイントのビットシーケンスと１ビットしか異ならないように選択され、よってデコード性能を最適にすることが好ましい。

上記のように、１つの信号ポイントにマッピングされるどのビット位置に対しても、信号配置内の信号ポイントを２つの組Ａ_０，ｍとＡ_１，ｍとに分割できる。ここで、各組内の信号ポイントはその位置においてそれぞれビット値０および１を有する。

図８は本発明の別の実施例に係わる方法のフローチャートを示す。再び、この信号はソフト値Ｌ_ｍの計算のために式（７）の近似を利用する。図３の実施例と同じように、初期ステップ８０１において、信号ｒを受信する。受信された信号はｒ＝Ｒｅ（ｒ）＋ｊｌｍ（ｒ）として書き込みでき、次の記載ではｒのＩ成分およびＱ成分の大きさをそれぞれａ＝｜Ｒｅ（ｒ）｜およびｂ＝｜ｌｍ（ｒ）｜と表示される。ステップ８０２において、組み合わせ器内で受信されたシンボルが組み合わされた後にｒに最も近い信号ポイントＳ_１....Ｓ_Ｍの組からの信号ポイント

を識別する。この実施例では、信号ポイントの配置は図７の配置に対応すると仮定する。図７において、各信号ポイントは信号領域が一組の判別境界７０１から７０６だけ分離している１つの判別領域に対応する。従って、合相成分および直交成分の２回の比較を実行することにより、最も近い信号ポイント

を見つけることができる。例えばＲｅ（ｒ）＜０（判別境界７０５）およびＲｅ（ｒ）＜−２ｄ（判別境界７０６）である場合、およびｌｍ（ｒ）＞０（判別境界７０２）およびｌｍ（ｒ）＞２ｄ（判別境界７０１）の場合、受信された信号はＳ_１に対応する判別領域にある。すなわち

が最も近い信号ポイントとなる。その後、各ビット位置ｍ＝１、....、ｌｏｇ_２（１６）＝１、....、４に対し、適当なスケーリングを仮定し、式（７）の近似を使ってソフト値Ｌ_ｍを計算できる。従って、本例では最初のビットに対するソフト値Ｌ_１は次のとおりである。

従って、上記式では二乗された２つの距離（各距離はタイプ｜ｘ＋ｊｙ｜^２の計算を必要とする）を計算する代わりに、８ｄＫを有する受信したシンボルの合相振幅ａをスケーリングし、その後、定数−８Ｋｄ^２を加えることにより、ソフト値を計算できる。定数ｄは適当な正の実数として選択できることが更に理解できよう。

従って、Ｓ_１に対応する判別領域における受信した信号に対する残りの３つのソフト値は次のように示される。

図７の配置の場合のように、Ｓ_１と比較して逆の第２、第３および第４ビットを有する最も近いシンボルはＳ_９＝−３ｄ−ｊｄ、Ｓ_２＝−ｄ＋３ｊｄ、およびＳ_５＝−３ｄ＋ｊｄとなる。

図９のテーブル８０８はシンボルＳ_１、....、Ｓ_１６に対応するすべての判別領域およびすべてのビットｍ＝１、....、４に対して計算されたソフト値を示す。テーブル８０８から判るように、受信された信号ｒの合相成分ａまたは直交成分ｂの一方をスケーリングし、その後定数を加えることによってすべての値を計算できる。従って、テーブル８０８の予め計算された式を使ってソフト予めを極めて効率的に計算できる。１つの実現例では、ルックアップテーブル８０８の各エントリーはスケーリングファクターと、加算すべき定数と、所定のソフト値に対し、受信された信号ｒの合相成分ａまたは直交成分ｂのいずれをスケーリングすべきかを表示するビットとを含むことができる。テーブルＡは判別領域およびビット値のインデックスを付けることが好ましい。しかしながら、テーブル８０８のエントリーの多くは同じであることが理解できよう。従って、当業者であれば、別個のエントリーのリストを記憶し、テーブル８０８において対応するリストメンバーを参照することにより、テーブル８０８をメモリに効率的に記憶できることは明らかである。一般に、グレーコード化されるか、または別の一定性を示す配置では、テーブル８０８のメモリ消費量を少なくするのにテーブル８０８内のエントリーの冗長性を利用できる。

図８を再び参照すると、ステップ８０４〜８０５において、識別された判別領域およびすべてのビットに対するソフト値を計算する。ステップ８０４では、計算すべき関係、すなわちスケーリングファクターおよび加算すべき定数をメモリ内の記憶されたテーブル８０８、例えば図９に示されるようなルックアップテーブルから検索する。ステップ８０５において、検索された関係を計算すると、その結果、対応するビット数に対するソフト値が得られる。

テーブル８０８の関係を予め計算し、予め計算したソフト値を記憶することによって、受信機内の処理負荷を更に低減できることが理解できよう。本実施例では、受信された信号の合相成分および直交成分をｍビットに量子化すると仮定すると、テーブル８０８のソフト値を予め計算し、どの異なる合相値および直交値に対しても作表化できるので、この実施例ではステップ８０５のスケーリングおよび加算が不要となり、必要な計算を更に少なくすることができる。しかしながら、予め計算されたソフト値のかかるテーブルはメモリ消費量を増す。上記説明ではａ＝｜Ｒｅ（ｒ）｜およびｂ＝｜ｌｍ（ｒ）｜をそれぞれｒの実数部分および虚数部分の絶対値として、すなわち符号情報を有しないものとして定義した。従って、ａおよびｂの各々はｎ−１ビットで表示される。予め計算されるソフト値の各々をｍビットで表示すべき場合、フルテーブルの総メモリ消費量は２^ｎ−１×４×１６ビットとなる（１６の判別領域の各々および４ビットの各々に対し、２^ｎ−１の異なるソフト値が記憶され、各値はｍビットの精度を有する）。例えばｍ＝４の場合、総メモリ量は５１２ｍビットとなる。しかしながら、この実施例では安宅占め計算されるテーブルはファクターＫをかける必要がある。

テーブル８０８のエントリーの多くが同一であるという事実を利用し、更に図７の信号配置の対称性を利用することにより、上記メモリ消費量を更に低減できることが理解できよう。

以上で、受信されたシーケンスのビット値に対する信頼性の値を表示する対数尤度比として定義されたソフト値に関連して、本発明について説明したと理解できよう。しかしながら、信号ポイントに対する受信信号の距離に応じたソフト値の他の定義も同じように使用できる。

図２および７の信号配置は単なる例として利用したものであることも理解できよう。本発明に係わるソフト値の計算はこれら信号配置だけに限定されるものではない。

最後に図５〜６を参照して説明した実施例はメモリを節約するので、特に大きい信号配置に対して適すが、図８〜９の実施例は計算リソースを節約するので、中規模サイズの信号配置、例えば１６ＱＡＭを実現するのに特に適すことが理解できよう。

本発明の一実施例に係わる受信機を略図で示す。 本発明の一実施例に係わる受信機を略図で示す。 １６信号シンボルを有する信号配置の一例を示す。 信頼性の値を決定する方法のフローチャートを示す。 図３の方法で使用するためのルックアップテーブルの一例を示す。 本発明の一実施例に係わる方法のフローチャートを示す。 図５の実施例に係わるルックアップテーブルの一例を示す。 １６の信号シンボルを有する信号配置の別の例を示す。 本発明の別の実施例に係わる方法のフローチャートを示す。 図８の実施例に係わるルックアップテーブルの一例を示す。

Claims (30)

1. マルチレベル信号を受信する尤度情報を表示する信頼性の値であって、第１ビット位置（ｍ）を含む対応するビットシーケンスに各々が関連する多数の所定の信号シンボル（Ｓ_１、....、Ｓ_Ｍ）に関して、受信したマルチレベル信号（ｒ）に対する信頼性の値（Ｌ_ｋ，ｍ）を発生する方法において、
   −受信したマルチレベル信号の最も近いシンボルとして前記多数の信号シンボルのうちの最初のシンボル
   

   

   
   を識別する工程（５０２；８０２）と、
   −前記多数の信号シンボルのうちの少なくとも第１信号シンボルおよび第２シンボル
   

   

   
   の予め計算され、記憶された距離関数に基づき、信頼性の値を推定する工程（５０６、５０７；８０４、８０５）とを備え、前記第２信号シンボルがそれぞれの関連するビットシーケンスの第１ビット位置における、第１信号シンボルとは異なる二進値に対応する信号シンボルのうちの第１信号シンボルに最も近い信号シンボルである、信頼性の値を発生する方法。
2. 前記予め計算され、記憶された距離関数が、受信されたマルチレベル信号と前記信頼性の値との間の多数の関数関係のうちの１つであり、前記信頼性の値を推定する前記工程が、前記第１信号シンボルおよび前記第１ビット位置に応じて前記多数の関数関係のうちの１つの関数関係を選択する工程（８０４）を更に備えることを特徴とする、請求項１記載の方法。
3. 前記予め計算され、記憶された距離関数が、前記第１信号シンボルと前記第２信号シンボルとの間の第２距離（δ_３）を備え、前記信頼性の値を推定する前記工程が前記受信した信号と前記第１信号シンボルとの間の第１距離（δ_１）を決定する工程（５０３）を更に備えることを特徴とする、請求項１記載の方法。
4. 前記信頼性の値を推定する前記工程が、所定の定数（Ｋ）を乗算した、前記第１距離および前記第２距離の多項関数を決定する工程（５０６、５０７）を含むことを特徴とする、請求項３記載の方法。
5. 前記受信したマルチレベル信号のノイズ分布に応じて前記所定の定数を選択することを特徴とする、請求項４記載の方法。
6. 前記予め計算し、記憶した距離関数が、各信号シンボルおよびビット位置に対する信頼性の値の近似式を含むことを特徴とする、請求項１記載の方法。
7. 信号シンボルの数およびビットシーケンスの数のビット位置のインデックスの付いた複数の予め計算された距離関数を含むルックアップテーブル（５０８；８０８）内に前記予め計算され、記憶された距離関数を記憶することを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の方法。
8. 信頼性の値をデコーダ（１０６）への入力として提供する工程を更に含むことを特徴とする、請求項１〜７のいずれかに記載の方法。
9. 第１信号シンボルをスライサーにより識別することを特徴とする、請求項１〜８のいずれかに記載の方法。
10. 尤度情報が対数尤度比を含むことを特徴とする、請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
11. 前記受信したマルチレベル信号に最も近いシンボルとして前記第１信号シンボルを識別する前記工程が、信号空間内のユークリッド距離測度に関して前記受信したマルチレベル信号に最も近いシンボルとして第１信号シンボルを識別する工程を更に含むことを特徴とする、請求項１〜１０のいずれかに記載の方法。
12. 前記信号空間が直交振幅変調における複素平面に関係することを特徴とする、請求項１１記載の方法。
13. 所定の信号シンボルの数が直交振幅変調方式のＭ個の信号シンボルから成り、ここで、Ｍは２の累乗でかつ２以上の数であることを特徴とする、請求項１〜１２のいずれかに記載の方法。
14. 各信号シンボルの最も近いすべての近傍シンボルに関連するビットシーケンスが、その信号シンボルのビットシーケンスとは１ビットしか異ならないように、信号シンボルの数がビットシーケンスの数に関連していることを特徴とする、請求項１〜１３のいずれかに記載の方法。
15. マルチレベル信号を受信する尤度情報を表示する信頼性の値であって、第１ビット位置（ｍ）を含む対応するビットシーケンスに各々が関連する多数の所定の信号シンボル（Ｓ_１、....、Ｓ_Ｍ）に関して、受信したマルチレベル信号（ｒ）に対する信頼性の値（Ｌ_ｋ，ｍ）を発生するための装置において、
    −受信したマルチレベル信号の最も近いシンボルとして前記多数の信号シンボルのうちの最初のシンボルを識別するようになっている第１処理手段（１０４）と、
    −前記多数の信号シンボルのうちの少なくとも第１信号シンボルおよび第２シンボルの予め計算され、記憶された距離関数を記憶するようになっている記憶手段（１０５）とを備え、前記第２信号シンボルがそれぞれの関連するビットシーケンスの第１ビット位置における、第１信号シンボルとは異なる二進値に対応する信号シンボルのうちの第１信号シンボルに最も近い信号シンボルであり、
    −予め計算され、記憶された距離関数に基づき信頼性の値を推定するようになっている第２処理手段（１０４）を更に備えた信頼性の値を発生するための装置。
16. 前記予め計算され、記憶された距離関数が、受信されたマルチレベル信号と前記信頼性の値との間の多数の関数関係のうちの１つを表示し、前記第２処理手段が、前記第１信号シンボルおよび前記第１ビット位置に応じて前記多数の関数関係のうちの１つの関数関係を更に選択するようになっていることを特徴とする、請求項１５記載の装置。
17. 前記予め計算され、記憶された距離関数が、前記第１信号シンボルと前記第２信号シンボルとの間の第２距離であり、前記第２手段が更に前記受信した信号と前記第１信号シンボルとの間の第１距離を決定するようになっていることを特徴とする、請求項１５記載の装置。
18. 前記第２処理手段が、所定の定数を乗算した、前記第１距離および前記第２距離の多項関数を決定するようになっていることを特徴とする、請求項１７記載の装置。
19. 前記受信したマルチレベル信号のノイズ分布に応じて前記所定の定数を選択することを特徴とする、請求項１８記載の装置。
20. 前記記憶した情報が、各信号シンボルおよびビット位置に対する信頼性の値の近似式を含むことを特徴とする、請求項１５記載の装置。
21. 前記記憶手段が、信号シンボルの数およびビットシーケンスの数のビット位置のインデックスの付いた複数の予め計算された距離関数を記憶するようになっていることを特徴とする、請求項１５〜２０のいずれかに記載の装置。
22. 前記第１手段がスライサーを更に含むことを特徴とする、請求項１５〜２１のいずれかに記載の装置。
23. 尤度情報が対数尤度比を含むことを特徴とする、請求項１５〜２２のいずれかに記載の装置。
24. 前記第１処理手段が、信号空間内のユークリッド距離測度に関して前記受信したマルチレベル信号に最も近いシンボルとして第１信号シンボルを識別するようになっていることを特徴とする、請求項１５〜２３のいずれかに記載の装置。
25. 前記信号空間が直交振幅変調における複素平面に関係していることを特徴とする、請求項２４記載の装置。
26. 所定の信号シンボルの数が直交振幅変調方式のＭ個の信号シンボルから成り、ここで、Ｍが２の累乗でかつ２以上の数であることを特徴とする、請求項１５〜２５のいずれかに記載の装置。
27. 各信号シンボルの最も近いすべての近傍シンボルに関連するビットシーケンスが、その信号シンボルのビットシーケンスとは１ビットしか異ならないように、信号シンボルの数がビットシーケンスの数に関連していることを特徴とする、請求項１５〜２６のいずれかに記載の装置。
28. 請求項１５〜２７のいずれかに記載の装置を備えた、マルチレベル信号を受信するためのデバイス（１０３）。
29. 前記デバイスが前記決定され他信頼性の値を表示する前記装置からの入力信号を受信するようになっているデコーダ（１０６）を更に含むことを特徴とする、請求項２８記載のデバイス。
30. 前記デバイスが移動端末であることを特徴とする、請求項２８または２９記載のデバイス。

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