JP2005503725A - データ通信システムでのチャネル復号器の入力軟性決定値計算装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
データ通信システムでのチャネル復号器の入力軟性決定値計算装置及び方法を提供する。ｋ番目の直交位相成分Ｙｋと同位相成分Ｘｋで構成される入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)を受信し、軟判定手段により入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)に対する軟性値(Λ(ｓｋ , ０)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , ３)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ５))を発生する６４ＱＡＭ復調装置を提供する。第１軟性値決定部は、直交位相信号(Ｙｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して、第２軟性値決定部は、同位相信号(Ｘｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信することを特徴とする。
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は多重レベル変調(multi-level modulation)方式を採択したデータ通信システムでの復調(demodulation)装置及び方法に関し、特に、６４ＱＡＭを変調方式として採択したデータ通信システムの復調器(demodulator)でチャネル復号器(channel decoder)の入力値を計算する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常的に、データ通信システムではスペクトル効率(spectral efficiency)を高めるために多重レベル変調方式を使用する。前記多重レベル変調方式は各種方式が存在する。各種多重レベル変調方式のうち、６４ＱＡＭ(64-ary Quadrature Amplitude Modulation)方式に対して説明する。前記６４ＱＡＭ方式のチャネル符号器(channel encoder)は２進法により符号化された信号を変調して受信器側に送信する。このように送信された信号を受信した受信器は、チャネル復号器((channel decoder)で軟性決定復号(soft decision decoding)過程を通じて変調された信号を復号する。このように復号するために受信器の復調器は、軟性決定値(soft decision value)を生成するマッピングアルゴリズム(mapping algorithm)を有しているべきである。これは前記変調され受信された信号は同位相(in-phase)信号成分と直交位相(quadrature phase)信号成分で構成されるからである。従って、前記受信器の復調器は前記２次元受信信号からチャネル符号器(channel encoder)の出力ビット(bit)それぞれに相応する軟性決定値を生成するマッピングアルゴリズムを有しているべきである。
【０００３】
このようなマッピングアルゴリズムは、ノキア(Nokia)社が提案したシンプルメートル法(simple metric procedure)とモトローラ(Motorola)社が提案した二重最小メートル法(dual minimum metric procedure)の二つに大別される。前記二つの方式は各出力ビットに対するログ尤度率(ＬＬＲ:log likelihood ratio)を計算してこれをチャネル復号器の入力軟性決定値として使用する。
【０００４】
前記シンプルメートル法は、複雑なログ尤度率(ＬＬＲ)計算式を簡単な形態の近似式に変形したマッピングアルゴリズムであり、ログ尤度率(ＬＬＲ)の計算が簡単である。しかし、近似式を利用することにより、ログ尤度率(ＬＬＲ)の歪曲による性能劣化をもたらす。そして前記二重最小メートル法は、より正確な近似式を使用して計算されたログ尤度率(ＬＬＲ)をチャネル復号器の入力として使用するマッピングアルゴリズムである。従って、前記シンプルメートル法を使用する場合に発生される性能劣化を大幅に改善することができる。しかし、前記シンプルメートル法に比べてより多くの計算量を必要とし、ハードウェア具現時に回路が非常に複雑になり、多くの素子が使用される問題があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って、前述の問題点を解決するための本発明の目的は、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で複雑な計算を遂行することなく軟性決定値を得ることができる装置及び方法を提供することにある。
【０００６】
本発明の他の目的は、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で簡単な回路を通じて軟性決定値を得ることができる装置及び方法を提供することにある。
【０００７】
本発明のさらに他の目的は、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で簡単な回路を通じてより正確な軟性決定値を得ることができる装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
このような目的を達成するための本発明の装置は、ｋ番目の直交位相成分Ｙｋと同位相成分Ｘｋで構成される入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)を受信し、軟判定手段により前記入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)に対する軟性値(Λ(ｓｋ , ０)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , ３)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ５))を発生する６４ＱＡＭ復調装置において、前記入力信号のうち、直交位相信号(Ｙｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値(２ａ)を受信して、６個の復調シンボルのうち、６番目、５番目及び４番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３))を、数(1)のように決定する第１軟性値決定部と
【０００９】
【数１】
【００１０】
前記入力信号のうち、同位相相信号(Ｘｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値(２ａ)を受信して、前記６個の復調シンボルのうち、３番目、２番目及び１番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０))を、式(2)のように決定する第２軟性値決定部と、を含むことを特徴とする。
【００１１】
【数２】
【００１２】
ここで、“Λ(ｓｋ , ０)”は前記１番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , １)”は前記２番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ２)”は前記３番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ３)”は前記４番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ４)”は前記５番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ５)”は前記６番目復調シンボルの軟性値である。ＭＢＳは最上位ビットを意味し、ａは復調シンボル間の同一軸上での距離情報を意味する。
【００１３】
第１軟性値決定部は、前記直交位相信号(Ｙｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して“｜Ｙｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ１ｋ)を出力する第１演算器と、前記第１演算器の出力値(Ｚ１ｋ)を受信して“｜Ｙ1 ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ２ｋ)を前記４番目復調シンボル軟性値(Λ(ｓｋ , ４))に出力する第２演算器と、前記直交位相信号(Ｙｋ)の最上位ビットを計算して出力する第１最上位ビット計算器と、前記第１演算器の出力値(Ｚ１ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第２最上位ビット計算器と、前記第２演算器の出力値(Ｚ２ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第３最上位ビット計算器と、前記第２最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第１演算器の出力値(Ｚ１)、または“０”の値を選択して出力する第１選択器と、前記第３最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第２演算器の反転入力値(-Ｚ２ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第２選択器と、前記第２選択器の出力値と前記第１選択器の出力値に３をかけた値を加算して出力する第１加算器と、前記第１最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第１加算器の出力、または前記第１加算器の反転値を選択して出力する第３選択器と、前記第３選択器の出力値と前記直交位相成分の信号を加算して前記６番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５))に出力する第２加算器と、前記第２最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第２演算器の出力値(Ｚ２ｋ)、またはその反転値(-Ｚ２ｋ)を選択して出力する第４選択器と、前記第３最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４選択器の出力、または“０”の値を選択して出力する第５選択器と、前記第５選択器の出力値と前記第１演算器の出力値を加算して前記５番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ４))に出力する第３加算器と、を含むことを特徴とする。
【００１４】
第２軟性値決定部は、前記同位相信号(Ｘｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して“｜Ｘｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ’１ｋ)を出力する第３演算器と、前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)を受信して“｜Ｚ’１ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ’２ｋ)を前記１番目復調シンボル軟性値(Λ(ｓｋ , ０))に出力する第４演算器と、前記同位相信号(Ｘｋ)の最上位ビットを計算して出力する第４最上位ビット計算器と、前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第５最上位ビット計算器と、前記第４演算器の出力値(Ｚ’２ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第６最上位ビット計算器と、前記第５最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第６選択器と、前記第６最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４演算器の反転入力値(-Ｚ’２ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第７選択器と、前記第７選択器の出力値と前記第６選択器の出力値に３をかけた値を加算して出力する第４加算器と、前記第４最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４加算器の出力、または前記第４加算器の反転値を選択して出力する第８選択器と、前記第８選択器の出力値と前記直交位相成分の信号を加算して前記３番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ２))に出力する第５加算器と、前記第５最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４演算器の出力値(Ｚ’２ｋ)、またはその反転値(-Ｚ’２ｋ)を選択して出力する第９選択器と、前記第６最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第９選択器の出力値、または“０”の値を選択して出力する第１０選択器と、前記第１０選択器の出力値と前記第３演算器の出力値を加算して前記２番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , １))に出力する第６加算器と、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に従う装置及び方法は、データ通信システムの６４ＱＡＭ復調器でチャネル復号器の入力に要求される軟性決定値(soft decision value)を二重最小メートル法を使用して導出する時、既存の計算式を使用することと同一の結果を奏しながら、もっと簡単であり、迅速な計算を可能にする利点がある。さらに、本発明の方法に応じてハードウェアを具現する場合、軟性決定値計算器装置は復調器の動作時間を低減し、その複雑度を大幅に減少させることができる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明に従う好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００１７】
以下、本発明は６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で二重最小メートル法により計算されるチャネル復号器の入力軟性決定値を、写像表(mapping table)や複雑な計算なし得ることができる方法に対して説明する。
【００１８】
２次元受信信号から多次元軟性決定値を生成する具体的なアルゴリズムは、次のようである。２進チャネル符号器(binary channel encoder)の出力シーケンス(sequence)はｍ個のビット単位に分かれた後、Ｍ(＝２ｍ)個の信号点(signal point)のうち該当される特定信号点に写像され、この時の写像はGray coding ruleに従う。これを数式に示すと、下記数(3)のようである。
【００１９】
【数３】
【００２０】
前記式(3)で、ｓｋ , ｉ(ｉ＝０、１、…、ｍ-１)はｋ番目シンボルに写像される２進チャネル符号器の出力シーケンスのうちｉ番目ビットを意味し、Ｉｋ及びＱｋはそれぞれｋ番目シンボルの同位相信号成分と直交位相信号成分を意味する。６４ＱＡＭの場合、ｍ＝６であり、これに該当する星座図(signal constellation)を図１に示した。
【００２１】
Ｉｋ及びＱｋに相応される受信器のシンボル復調器(symbol demodulator)の出力を複素数(complex number)計算に示すと、下記式(4)のように示すことができる。
【００２２】
【数４】
【００２３】
前記式(4)で、Ｘｋ及びＹｋはそれぞれシンボル復調器出力の同位相信号成分及び直交位相信号成分を意味し、ｇｋは送信端と伝送媒体(transmission media)及び受信端の利得(gain)を包括的に示す複素係数(complex coefficient)である。そして式(5)と式(6)は平均が０であり、分散が式(7)であるガウス雑音(Gaussian noise)であり、統計的に互いに独立的な関係である。
【００２４】
【数５】
【００２５】
【数６】
【００２６】
【数７】
【００２７】
ｓｋ , ｉ(ｉ＝０、１、…、ｍ-１)と関連されたログ尤度率(ＬＬＲ:log likelihood ratio)は下記式(8)により求めることができ、これをチャネル復号器(channel decoder)に入力される軟性決定値として使用することができる。
【００２８】
【数８】
【００２９】
前記式(8)で、ｋは定数であり、Ｐｒ{Ａ|Ｂ}は事件Ｂが発生した時、事件Ａの発生確率として定義される条件付き確率(conditional probability)である。しかし、前記式(8)は非線形(non-linear)であり、比較的多くの計算量を伴うので、実際具現のためには前記式(8)を近似化(approximation)することができるアルゴリズムが要求される。前記式(4)でのｇｋ＝１であるガウス雑音チャネルの場合、前記式(8)を二重最小メートル法により近似化すると、下記式(9)のように示すことができる。
【００３０】
【数９】
【００３１】
前記式(9)で、式(10)であり、ｚｋ(ｓｋ , ｉ＝０)とｚｋ(ｓｋ , ｉ＝１)はそれぞれｓｋ , ｉ＝０、ｓｋ , ｉ＝１である時、Ｉｋ+ｊＱｋの実際値を意味する。そのため、前記式(9)を計算するためには、２次元受信信号Ｒｋに対して式(11)及び式(12)を最小化する、ｚｋ(ｓｋ , ｉ＝０)及びｚｋ(ｓｋ , ｉ＝１)を検索すべきである。そのため、前記二重最小メートル法により近似化された前記式(9)は、下記式(13)のように示すことができる。
【００３２】
【数１０】
【００３３】
【数１１】
【００３４】
【数１２】
【００３５】
【数１３】
【００３６】
前記式(13)で、ｎｋ , ｉはＲｋと最短距離にある信号点に対する逆写像シーケンスのｉ番目ビット値を意味し、式(14)はｎｋ , ｉに対する否定(negation)を意味する。最短距離信号点はＲｋの同位相信号成分と直交位相信号成分の値の範囲により決定される。また前記式(13)の括弧[・]内の１番目項は、次の式(15)のように示すことができる。
【００３７】
【数１４】
【００３８】
【数１５】
【００３９】
前記数(15)で、ＵｋとＶｋはそれぞれ｛ｎｋ , ｍ - １、…、 ｎｋ ,i、…、ｎｋ , １、ｎｋ , ０｝により写像される信号点の同位相信号成分と直交位相信号成分を意味する。また、前記式(13)の括弧[・]内の二番目項は、下記式(16)のように示すことができる。
【００４０】
【数１６】
【００４１】
前記式(16)で、Ｕｋ， iとＶｋ， iはそれぞれ式(17)を最小化するｚｋの逆写像シーケンス式(18)により写像される信号点の同位相信号成分と直交位相信号成分を意味する。前記式(15)と前記式(16)により前記式(13)は下記式(19)のように整理される。
【００４２】
【数１７】
【００４３】
【数１８】
【００４４】
【数１９】
【００４５】
前記式(19)により６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値を求める過程を説明すると、下記のようである。先ず、６４ＱＡＭ受信信号Ｒｋの二つの信号成分Ｘｋ、Ｙｋから｛ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３、ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０｝及びＵｋ、Ｖｋを求めるために、下記表１と表２を利用する。
【００４６】
【表１】
【００４７】
【表２】
【００４８】
前記表１には図１に示した横軸に平行した８個の領域に対して受信信号Ｒｋの直交位相信号成分Ｙｋが各領域に現れる場合に対する(ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３)及びＶｋが示されており、便宜上、７個の境界値、即ち、Ｙｋ＝-６ａ、Ｙｋ＝-４ａ、Ｙｋ＝-２ａ、Ｙｋ＝０、 Ｙｋ＝２ａ、Ｙｋ＝４ａ、Ｙｋ＝６ａでの結果値は省略されている。ここで、ａは復調シンボルの同一軸上での距離情報を意味する。前記復調シンボルの距離情報を示すａ値は変調、復調方法に応じて相異なる値を有する。また、前記表２には図１に示した縦軸に平行した８個の領域に対して受信信号Ｒｋの同位相信号成分Ｘｋが各領域に現れる場合に対する(ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０)及びＵｋが示されており、便宜上、７個の境界値、即ち、Ｘｋ＝-６ａ、 Ｘｋ＝-４ａ、Ｘｋ＝-２ａ、Ｘｋ＝０、Ｘｋ＝２ａ、Ｘｋ＝４ａ、Ｘｋ＝６ａでの結果値は省略されている。
【００４９】
下記表３には各ｉ(ｉ∈｛０、１、２、３、４、５｝)に対して、式(20)を最小化するシーケンス｛ｍｋ , ５、ｍｋ , ４、ｍｋ , ３、ｍｋ , ２、ｍｋ , １、ｍｋ , ０｝を検索した後、これを｛ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３、ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０｝の関数に示した結果と、これに該当するｚｋの同位相及び直交位相信号成分であるＵｋ , ｉ、Ｖｋ , ｉを示す。
【００５０】
【数２０】
【００５１】
【表３】
【００５２】
また、下記表４と表５には（ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３）と(ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０)の全ての組み合わせに対して、それぞれ前記表３で検出した(ｍｋ , ５、ｍｋ , ４、ｍｋ , ３)と(ｍｋ , ２、ｍｋ , １、ｍｋ , ０)に該当するＶｋ , ｉとＵｋ , ｉの値を示している。
【００５３】
【表４】
【００５４】
【表５】
【００５５】
また、下記表６と表７にはそれぞれ前記表４と表５のＶｋ , ｉとＵｋ , ｉを前記式(19)に代入して得られたチャネル復号器の入力軟性決定値がＫ’ｘ４ａの比率だけ比例縮小(scaling)された結果を示している。
【００５６】
【表６】
【００５７】
【表７】
【００５８】
即ち、受信信号Ｒｋを受信すると、前記表６と表７により該当条件を満足するログ尤度率(ＬＬＲ)を入力軟性決定値として出力することができる。もし、システムで使用するチャネル復号器がMax Log MAP(logarithmic maximum a posteriori)復号器でない場合には、前記表６と表７のＬＬＲを比例縮小比率の逆にさらに比例拡大する過程が追加されるべきである。
【００５９】
しかし、前記表６や表７のような写像表を利用してチャネル復号器の入力軟性決定値を出力する場合には、復調器で受信信号の条件を判断する演算を遂行すべきであり、該当条件に従う出力内容を貯蔵しておく記憶装置が要求される問題がある。このような問題はチャネル復号器の入力軟性決定値を写像表ではない、より簡単な条件判断演算を有する数式に置き換えることにより解決することができる。
【００６０】
このために、前記表６と表７に示した条件判断式を他の方法に表現すると、それぞれ下記表８及び表９のようである。
【００６１】
【表８】
【００６２】
【表９】
【００６３】
前記表８で、Ｚ１ｋ＝|Ｙｋ|-４ａ、Ｚ２ｋ＝|Ｚ１ｋ|-２ａであり、前記表９でＺ’１ｋ＝|Ｘｋ|-４ａ、Ｚ’２ｋ＝|Ｚ’１ｋ|-２ａである。前記表８及び前記表９には前記表６と前記表７で便宜上省略された各７個ずつの境界値での軟性決定値も考慮されている。
ハードウェアの具現時、Ｘｋ、Ｙｋ、Ｚ１ｋ、Ｚ２ｋ、Ｚ’１ｋ、Ｚ’２ｋの符号をそれぞれ符号ビット(sign bit)により表現可能であるとの前提下で、前記表８と前記表９をより単純化し、該当条件を満足するＬＬＲをそれぞれＹｋ、Ｚ１ｋ、Ｚ２ｋとＸｋ、Ｚ’１ｋ、Ｚ’２ｋの関数に示すと、それぞれ下記表１０と表１１を得ることができる。
【００６４】
【表１０】
【００６５】
【表１１】
【００６６】
前記表１０と表１１でＭＢＳ(ｘ)はｘの最上位ビット(most significant bit)を意味する。
前記表１０からｉ＝５、４、３での軟性決定値、即ち、Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)をそれぞれ数式に表現すると、下記式(21)乃至下記式(23)のように表現される。
【００６７】
【数２１】
【００６８】
【数２２】
【００６９】
【数２３】
【００７０】
前記表１１からｉ＝２、１、０での軟性決定値、即ち、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)をそれぞれ数式に表現すると、下記式(24)乃至式(26)のように示すことができる。
【００７１】
【数２４】
【００７２】
【数２５】
【００７３】
【数２６】
【００７４】
即ち、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムで、一つの受信信号に対する復調器の出力であり、かつチャネル復号器の入力である４個の軟性決定値を前記式(9)の二重最小メートル法を使用して実際に計算することは、式(21)乃至式(26)の簡単な条件付数式を通じて可能である。
【００７５】
すると、前記過程を図２及び図３を参照して説明する。図２及び図３は本発明の望ましい実施形態に応じて軟性決定値を求める場合の流れ図である。
先ず、図２を参照して軟性決定値のうち、Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)を求める過程を説明する。２００段階で直交位相(Ｙｋ)のＭＢＳ値が０であるかを検査する。前記検査結果、直交位相(Ｙｋ)のＭＢＳ値が０である場合、２０４段階に進行してｃの値を１に設定し、そうでない場合、２０２段階に進行してｃの値を-１に設定する。このようにｃの値を決定した後、２０６段階に進行してＺ１ｋの値を|Ｙｋ|-４ａに設定する。その後、２０８段階に進行して前記２０６段階で決定したＺ１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ１ｋのＭＢＳが０である場合、２１２段階に進行してα値を３に設定し、そうでない場合、２１０段階に進行してα値を０に設定する。このようにα値を設定した後、２１４段階に進行してＺ２ｋの値を|Ｚ１ｋ|-２ａに設定する。このようにＺ２ｋの値を設定した後、２１６段階に進行してＺ２ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ２ｋのＭＢＳが０である場合、２２０段階に進行してβ値を０に設定し、そうでない場合、２１８段階に進行してβ値を-１に設定し、γ値を０に設定する。これを通じて２２８段階でα、β、γ及びcの値が決定されるので、図２の流れ図で計算しようとするΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の値を求めることができる。一方、２２０段階に進行する場合、β値は０に設定される。その後、２２２段階に進行してＺ１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ１ｋのＭＢＳが０である場合、２２４段階に進行してγ値を１に設定し、そうでない場合、２２６段階に進行してγ値を-１に設定する。従って、２２４段階または２２６段階でγ値まで全て求められるので、α、β、γ及びｃの値が決定され、２２８段階でΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の値を求めることができる。
【００７６】
次に、図３を参照して軟性決定値のうち、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)を求める過程を説明する。
３００段階で同位相(Ｘｋ)のＭＢＳ値が０であるかを検査する。前記検査結果、同位相(Ｘｋ)のＭＢＳ値が０である場合、３０４段階に進行してｃ’の値を１に設定し、そうでない場合、３０２段階に進行してｃ’の値を-１に設定する。このようにｃ’の値を決定した後、３０６段階に進行してＺ’ｋの値を|Ｘｋ|-４ａに設定する。その後、３０８段階に進行して前記３０６段階で決定したＺ’１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ’１ｋのＭＢＳが０である場合、３１２段階に進行してα’を３に設定し、そうでない場合、３１０段階に進行してα’値を０に設定する。このようにα’値を設定した後、３１４段階に進行してＺ’ｋの値を|Ｚ’１ｋ|-２ａに設定する。このようにＺ’２ｋの値を設定した後、３１６段階に進行してＺ’２ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ’２ｋのＭＢＳが０である場合、３２０段階に進行してβ’値を０に設定し、そうでない場合、３１８段階に進行してβ’値を-１に設定し、γ’値を０に設定する。これを通じて３２８段階でα’、β’、γ’及びｃ’の値が決定されるので、図３の流れ図で計算しようとするΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の値を求めることができる。その後、３２２段階に進行してＺ’１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ’１ｋのＭＢＳが０である場合、３２４段階に進行してγ’値を１に設定し、そうでない場合、３２６段階に進行してγ’値を-１に設定する。従って、３２４段階、または３２６段階でγ’値まで全部求められるので、α’、β’、γ’及びｃ’の値が決定され、３２８段階でΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の値を求めることができる。
【００７７】
前記図２及び図３で説明したように、二重最小メートル法による軟性決定値計算過程は２段階に大別することができる。一番目の段階は直交位相信号(Ｙｋ)とａ値を解釈してα、β、γ、ｃを決定し、同位相信号(Ｘｋ)とａ値を解釈してα’、β’、γ’、ｃ’を決定する段階であり、二番目の段階は受信信号と一番目の段階で得られた値を利用して定められた式により軟性決定値を出力する段階である。これをブロック構成図に示すと、図４のように示すことができる。
【００７８】
図４は直交位相信号(Ｙｋ)と同位相信号(Ｘｋ)及びａ値を利用して軟性決定値を求めるためのブロック構成図である。前記図４のブロック図を参照して前記図２及び図３の過程を簡略に説明する。直交位相信号解釈器４１０は直交位相信号(Ｙｋ)とａ値を利用して前記図２の過程を通じてα、β、γ、cの値を求める。第１軟性決定値出力器４２０は前記α、β、γ、cの値を利用して Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の軟性決定値を出力する。また、同位相信号解釈器４３０は同位相信号(Ｘｋ)とａ値を利用して上述した図３の過程を通じてα’、β’、γ’、ｃ’の値を求めて出力する。前記第２軟性決定値出力器４４０は前記同位相信号解釈器４３０の出力を利用してΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の軟性決定値を出力する。
【００７９】
図５及び図６は６４ＱＡＭ変調方式のデータ通信システムで復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値計算器の構成図である。前記図５はΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の軟性決定値を求める計算器の構成図であり、前記図６はΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の軟性決定値を求める計算器の構成図である。
【００８０】
先ず、図５を参照してΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の軟性決定値を求める装置の構成及び動作を説明する。直交位相信号(Ｙｋ)とａ値は第１演算器５０１に入力される。また、前記直交位相信号(Ｙｋ)は第２加算器５１９と第１ＭＢＳ計算器５２９に入力される。前記第１演算器５０１は図２の２０６段階で説明したように、|Ｙｋ|-４ａの演算を遂行してＺ１ｋの値を出力する。そして前記第１ＭＢＳ計算器５２９は前記入力された直交位相信号(Ｙｋ)のＭＢＳ値を計算して出力する。前記第１演算器５０１の出力は第２演算器５０３と第１マルチプレクサ５０５の“０”入力端と第２ＭＢＳ計算器５３１と第３加算器５２７に入力される。そして前記第２ＭＢＳ計算器５３１はＺ１ｋのＭＢＳ値を計算して第１マルチプレクサ５０５の選択端と第４マルチプレクサ５２３の選択端に出力する。また前記第１マルチプレクサ５０５の“１”入力端には常に０の値が入力され、前記第２ＭＢＳ計算器５３１の選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力が選択的に出力される。
【００８１】
前記第２演算器５０３は前記図２の２１４段階で説明したように、|Ｚ１ｋ|-２ａの計算を遂行する。このように第２演算器５０３で計算された値はＺ２ｋになり、第２乗算器５０９と第３ＭＢＳ計算器５３３と第４乗算器５２１と第４マルチプレクサ５２３の“０”入力端に入力される。前記Ｚ２ｋの値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ３)の値になる。前記第２乗算器５０９は前記第２演算器５０３の出力値に-１の値を乗算して第２マルチプレクサ５１１の“１”入力端に出力する。そして前記第２マルチプレクサ５１１の“０”入力端は常に０の値を有する。
【００８２】
一方、第３ＭＢＳ計算器５３３はＺ２ｋのＭＢＳ値を計算して第２マルチプレクサ５１１の選択端と第５マルチプレクサ５２５の選択端に出力する。これによって、前記第２マルチプレクサ５１１は第３ＭＢＳ計算器５３３の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力する。前記第２マルチプレクサ５１１の出力は第１加算器５１３に入力される。
【００８３】
また、前記第１マルチプレクサ５０５の出力値は第１乗算器５０７に入力される。前記乗算器５０７は第１マルチプレクサ５０５の出力値を３倍増幅して第１加算器５１３に出力する。従って、前記第１加算器５１３は第２マルチプレクサ５１１の出力と第１乗算器５０７の出力値を加算して第３乗算器５１５と第３マルチプレクサ５１７の“０”入力端に入力する。前記第３乗算器５１５は第１加算器５１３の出力に-１の値を乗算して第３マルチプレクサ５１７の“１”入力端に入力する。また前記第１ＭＢＳ計算器５２９の出力は前記第３マルチプレクサ５１７の選択端に入力される。従って、前記第３マルチプレクサ５１７は第１ＭＢＳ計算器５２９の出力値に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。前記第３マルチプレクサ５１７の出力は第２加算器５１９に入力される。従って、前記第２加算器５１９は直交信号成分(Ｙｋ)と第３マルチプレクサ５１７の値を加算して出力する。前記第２加算器５１９の出力は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ５)の値になる。
【００８４】
そして前記第４乗算器５２１は前記Ｚ２ｋの値に-１の値を乗算して第４マルチプレクサ５２３の“１”入力端に出力する。前記第４マルチプレクサ５２３は選択信号である第２ＭＢＳ計算器５３１の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力し、前記出力値は第５マルチプレクサ５２５の“０”入力端に入力される。前記第５マルチプレクサ５２５の“１”入力端には常に０の値が入力される。従って、前記第５マルチプレクサ５２５は第３ＭＢＳ計算器５３３で出力される選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。このように第５マルチプレクサ５２５の出力は第３加算器５２７に入力され、前記第１演算器５０１の出力値であるＺ１ｋと加算され出力される。前記第３加算器５２７の出力値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ４)の値になる。
【００８５】
上述したように、簡単な回路構成で直交位相信号成分から計算される軟性決定値を求めることができる。
次に図６を参照して、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の軟性決定値を求める装置の構成及び動作を説明する。同位相信号(Ｘｋ)とａ値は第３演算器６０１に入力される。また、前記同位相信号(Ｘｋ)は第５加算器６１９と第４ＭＢＳ計算器６２９に入力される。前記第３演算器６０１は図３の３０６段階で説明したように、|Ｘｋ|-４ａの演算を遂行してＺ’１ｋの値を出力する。前記第４ＭＢＳ計算器６２９は前記入力された同位相信号(Ｘｋ)のＭＢＳ値を計算して出力する。前記第３演算器６０１の出力は第４演算器６０３と第６マルチプレクサ６０５の“０”入力端と第５ＭＢＳ計算器６３１と第６加算器６２７に入力される。そして前記第５ＭＢＳ計算器６３１はＺ’１ｋのＭＢＳ値を計算して第６マルチプレクサ６０５の選択端と第９マルチプレクサ６２３の選択端に出力する。また、前記第６マルチプレクサ６０５の“１”入力端には常に０の値が入力され、前記第５ＭＢＳ計算器６３１の選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力が選択的に出力される。
【００８６】
前記第４演算器６０３は前記図３の３１４段階で説明したように、|Ｚ’１ｋ|-２ａの計算を遂行する。このように第４演算器６０３で計算された値はＺ’２ｋになり、第６乗算器６０９と第６ＭＢＳ計算器６３３と第８乗算器６２１と第９マルチプレクサ６２３の“０”入力端に入力され、前記Ｚ’２ｋの値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ０)の値になる。前記第６乗算器６０９は前記第４演算器６０３の出力値に-１の値を乗算して第７マルチプレクサ６１１の“１”入力端に出力する。そして前記第７マルチプレクサ６１１の“０”入力端の入力値は常に０の値を有する。
【００８７】
一方、第６ＭＢＳ計算器６３３はＺ’２ｋのＭＢＳ値を計算して第７マルチプレクサ６１１の選択端と第１０マルチプレクサ６２５の選択端に出力する。前記第７マルチプレクサ６１１は第６ＭＢＳ計算器６３３の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力する。前記第７マルチプレクサ６１１の出力は第４加算器６１３に入力される。
【００８８】
また、前記第６マルチプレクサ６０５の出力値は第５乗算器６０７に入力される。前記第５乗算器６０７は第６マルチプレクサ６０５の出力値を３倍増幅して第４加算器６１３に出力する。従って、前記第４加算器６１３は第７マルチプレクサ６１１の出力と前記第５乗算器６０７の出力値を加算して、第７乗算器６１５の入力端と第８マルチプレクサ６１７の“０”入力端に入力する。前記第７乗算器６１５は第４加算器６１３の出力に-１を乗算して第８マルチプレクサ６１７の“１”入力端に入力する。また、前記第４ＭＢＳ計算器６２９の出力は前記第８マルチプレクサ６１７の選択端に入力される。従って、前記第８マルチプレクサ６１７は第４ＭＢＳ計算器６２９の出力値に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。前記第８マルチプレクサ６１７の出力は第５加算器６１９に入力される。従って、前記第５加算器６１９は同位相信号成分(Ｘｋ)と第８マルチプレクサ６１７の値を加算して出力する。前記第５加算器６１９の出力は軟性決定値のうち、Λ(ｓｋ , ２)の値になる。
【００８９】
そして前記第８乗算器６２１は前記Ｚ’２ｋの値に-１の値を乗算して第９マルチプレクサ６２３の“１”入力端に出力する。前記第９マルチプレクサ６２３は選択信号である第５ＭＢＳ計算器６３１の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力し、前記出力値は第１０マルチプレクサ６２５の“０”入力端に入力される。前記第１０マルチプレクサ６２５の“１”入力端には常に０の値が入力される。従って、前記第１０マルチプレクサ６２５は第６ＭＢＳ計算器６３３で出力される選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。このように第１０マルチプレクサ６２５の出力は第６加算器６２７に入力され、前記第３演算器６０１の出力値であるＺ’１ｋと加算され出力される。前記第６加算器６２７の出力値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , １)の値になる。
【００９０】
上述したように、簡単な回路の構成で同位相信号成分から計算される軟性決定値を求めることができる。
二重最小メートル法を使用した従来の軟性決定値計算器を前記式(9)によりそのままに具現する場合、百回以上の２乗演算と比較演算が必要になる。一方、前記図５と図６の装置では、前記第１乃至第４演算器は加算器で構成することができるので、１０個の加算器と、８個の乗算器、そして１０個のマルチプレクサのみで構成することができる。即ち、軟性決定値を求めるために必要な装置は、総２８個の装置のみで構成することができる。これを比較表に示すと、下記表１２のように示すことができる。
【００９１】
【表１２】
【００９２】
前記表１２はｉ∈｛０、１、２、３、４、５｝である場合、式(9)で構成される場合と本発明に従う式(21)乃至式(26)で構成される場合の演算の種類と使用される装置の個数を示した。前記表１２から分かるように本発明は装置の個数を減少させることが分かる。
【００９３】
即ち、本発明では一般的に知らせた二重最小メートル法のアルゴリズム式である式(9)、あるいはこれをより単純化した式(13)を６４ＱＡＭに適用して実際に具現する場合に発生する時間遅延及び複雑度を低減することができる。このために前記式(15)乃至式（19）、そして前記表１乃至前記表５の過程を通じて前記表６乃至前記表１１を導出した。そして、これを６４ＰＳＫでの二重最小メートル法適用時に新たな具現式である式(21)乃至式(26)に整理した。また、本発明では式(21)乃至式(26)をハードウェアに具現する装置を提示した。
【００９４】
上述した発明の詳細な説明では図１で提示した６４ＱＡＭ変調方式の星座図に対する軟性決定値計算方法及び装置について説明したが、 本発明の範囲を外れない限り多様な変形が可能なことはもちろんである。したがって、本発明の範囲は説明した実施形態に局限して定められてはいけないし、特許請求の範囲だけでなくこの許請求の範囲と均等なものにより定められなければならない。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】６４ＱＡＭ変調方式の星座(signal constellation)を示す図。
【図２】本発明の望ましい実施形態に従って軟性決定値を求める場合の流れ図。
【図３】本発明の望ましい実施形態に従って軟性決定値を求める場合の流れ図。
【図４】直交位相信号(Ｙｋ)と同位相信号(Ｘｋ)及びａ値を利用して軟性決定値を求めるためのブロック構成図。
【図５】６４ＱＡＭ変調方式のデータ通信システムで復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値計算器の構成図。
【図６】６４ＱＡＭ変調方式のデータ通信システムで復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値計算器の構成図。
【符号の説明】
【００９６】
４１０ 直交位相信号解釈器
４２０ 第１軟性決定値出力器
４３０ 同位相信号解釈器
４４０ 第２軟性決定値出力器
【０００１】
本発明は多重レベル変調(multi-level modulation)方式を採択したデータ通信システムでの復調(demodulation)装置及び方法に関し、特に、６４ＱＡＭを変調方式として採択したデータ通信システムの復調器(demodulator)でチャネル復号器(channel decoder)の入力値を計算する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常的に、データ通信システムではスペクトル効率(spectral efficiency)を高めるために多重レベル変調方式を使用する。前記多重レベル変調方式は各種方式が存在する。各種多重レベル変調方式のうち、６４ＱＡＭ(64-ary Quadrature Amplitude Modulation)方式に対して説明する。前記６４ＱＡＭ方式のチャネル符号器(channel encoder)は２進法により符号化された信号を変調して受信器側に送信する。このように送信された信号を受信した受信器は、チャネル復号器((channel decoder)で軟性決定復号(soft decision decoding)過程を通じて変調された信号を復号する。このように復号するために受信器の復調器は、軟性決定値(soft decision value)を生成するマッピングアルゴリズム(mapping algorithm)を有しているべきである。これは前記変調され受信された信号は同位相(in-phase)信号成分と直交位相(quadrature phase)信号成分で構成されるからである。従って、前記受信器の復調器は前記２次元受信信号からチャネル符号器(channel encoder)の出力ビット(bit)それぞれに相応する軟性決定値を生成するマッピングアルゴリズムを有しているべきである。
【０００３】
このようなマッピングアルゴリズムは、ノキア(Nokia)社が提案したシンプルメートル法(simple metric procedure)とモトローラ(Motorola)社が提案した二重最小メートル法(dual minimum metric procedure)の二つに大別される。前記二つの方式は各出力ビットに対するログ尤度率(ＬＬＲ:log likelihood ratio)を計算してこれをチャネル復号器の入力軟性決定値として使用する。
【０００４】
前記シンプルメートル法は、複雑なログ尤度率(ＬＬＲ)計算式を簡単な形態の近似式に変形したマッピングアルゴリズムであり、ログ尤度率(ＬＬＲ)の計算が簡単である。しかし、近似式を利用することにより、ログ尤度率(ＬＬＲ)の歪曲による性能劣化をもたらす。そして前記二重最小メートル法は、より正確な近似式を使用して計算されたログ尤度率(ＬＬＲ)をチャネル復号器の入力として使用するマッピングアルゴリズムである。従って、前記シンプルメートル法を使用する場合に発生される性能劣化を大幅に改善することができる。しかし、前記シンプルメートル法に比べてより多くの計算量を必要とし、ハードウェア具現時に回路が非常に複雑になり、多くの素子が使用される問題があった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って、前述の問題点を解決するための本発明の目的は、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で複雑な計算を遂行することなく軟性決定値を得ることができる装置及び方法を提供することにある。
【０００６】
本発明の他の目的は、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で簡単な回路を通じて軟性決定値を得ることができる装置及び方法を提供することにある。
【０００７】
本発明のさらに他の目的は、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で簡単な回路を通じてより正確な軟性決定値を得ることができる装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
このような目的を達成するための本発明の装置は、ｋ番目の直交位相成分Ｙｋと同位相成分Ｘｋで構成される入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)を受信し、軟判定手段により前記入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)に対する軟性値(Λ(ｓｋ , ０)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , ３)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ５))を発生する６４ＱＡＭ復調装置において、前記入力信号のうち、直交位相信号(Ｙｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値(２ａ)を受信して、６個の復調シンボルのうち、６番目、５番目及び４番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３))を、数(1)のように決定する第１軟性値決定部と
【０００９】
【数１】
前記入力信号のうち、同位相相信号(Ｘｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値(２ａ)を受信して、前記６個の復調シンボルのうち、３番目、２番目及び１番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０))を、式(2)のように決定する第２軟性値決定部と、を含むことを特徴とする。
【００１１】
【数２】
ここで、“Λ(ｓｋ , ０)”は前記１番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , １)”は前記２番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ２)”は前記３番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ３)”は前記４番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ４)”は前記５番目復調シンボルの軟性値であり、前記“Λ(ｓｋ , ５)”は前記６番目復調シンボルの軟性値である。ＭＢＳは最上位ビットを意味し、ａは復調シンボル間の同一軸上での距離情報を意味する。
【００１３】
第１軟性値決定部は、前記直交位相信号(Ｙｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して“｜Ｙｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ１ｋ)を出力する第１演算器と、前記第１演算器の出力値(Ｚ１ｋ)を受信して“｜Ｙ1 ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ２ｋ)を前記４番目復調シンボル軟性値(Λ(ｓｋ , ４))に出力する第２演算器と、前記直交位相信号(Ｙｋ)の最上位ビットを計算して出力する第１最上位ビット計算器と、前記第１演算器の出力値(Ｚ１ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第２最上位ビット計算器と、前記第２演算器の出力値(Ｚ２ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第３最上位ビット計算器と、前記第２最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第１演算器の出力値(Ｚ１)、または“０”の値を選択して出力する第１選択器と、前記第３最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第２演算器の反転入力値(-Ｚ２ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第２選択器と、前記第２選択器の出力値と前記第１選択器の出力値に３をかけた値を加算して出力する第１加算器と、前記第１最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第１加算器の出力、または前記第１加算器の反転値を選択して出力する第３選択器と、前記第３選択器の出力値と前記直交位相成分の信号を加算して前記６番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５))に出力する第２加算器と、前記第２最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第２演算器の出力値(Ｚ２ｋ)、またはその反転値(-Ｚ２ｋ)を選択して出力する第４選択器と、前記第３最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４選択器の出力、または“０”の値を選択して出力する第５選択器と、前記第５選択器の出力値と前記第１演算器の出力値を加算して前記５番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ４))に出力する第３加算器と、を含むことを特徴とする。
【００１４】
第２軟性値決定部は、前記同位相信号(Ｘｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して“｜Ｘｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ’１ｋ)を出力する第３演算器と、前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)を受信して“｜Ｚ’１ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ’２ｋ)を前記１番目復調シンボル軟性値(Λ(ｓｋ , ０))に出力する第４演算器と、前記同位相信号(Ｘｋ)の最上位ビットを計算して出力する第４最上位ビット計算器と、前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第５最上位ビット計算器と、前記第４演算器の出力値(Ｚ’２ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第６最上位ビット計算器と、前記第５最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第６選択器と、前記第６最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４演算器の反転入力値(-Ｚ’２ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第７選択器と、前記第７選択器の出力値と前記第６選択器の出力値に３をかけた値を加算して出力する第４加算器と、前記第４最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４加算器の出力、または前記第４加算器の反転値を選択して出力する第８選択器と、前記第８選択器の出力値と前記直交位相成分の信号を加算して前記３番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ２))に出力する第５加算器と、前記第５最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４演算器の出力値(Ｚ’２ｋ)、またはその反転値(-Ｚ’２ｋ)を選択して出力する第９選択器と、前記第６最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第９選択器の出力値、または“０”の値を選択して出力する第１０選択器と、前記第１０選択器の出力値と前記第３演算器の出力値を加算して前記２番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , １))に出力する第６加算器と、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明に従う装置及び方法は、データ通信システムの６４ＱＡＭ復調器でチャネル復号器の入力に要求される軟性決定値(soft decision value)を二重最小メートル法を使用して導出する時、既存の計算式を使用することと同一の結果を奏しながら、もっと簡単であり、迅速な計算を可能にする利点がある。さらに、本発明の方法に応じてハードウェアを具現する場合、軟性決定値計算器装置は復調器の動作時間を低減し、その複雑度を大幅に減少させることができる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明に従う好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００１７】
以下、本発明は６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器で二重最小メートル法により計算されるチャネル復号器の入力軟性決定値を、写像表(mapping table)や複雑な計算なし得ることができる方法に対して説明する。
【００１８】
２次元受信信号から多次元軟性決定値を生成する具体的なアルゴリズムは、次のようである。２進チャネル符号器(binary channel encoder)の出力シーケンス(sequence)はｍ個のビット単位に分かれた後、Ｍ(＝２ｍ)個の信号点(signal point)のうち該当される特定信号点に写像され、この時の写像はGray coding ruleに従う。これを数式に示すと、下記数(3)のようである。
【００１９】
【数３】
前記式(3)で、ｓｋ , ｉ(ｉ＝０、１、…、ｍ-１)はｋ番目シンボルに写像される２進チャネル符号器の出力シーケンスのうちｉ番目ビットを意味し、Ｉｋ及びＱｋはそれぞれｋ番目シンボルの同位相信号成分と直交位相信号成分を意味する。６４ＱＡＭの場合、ｍ＝６であり、これに該当する星座図(signal constellation)を図１に示した。
【００２１】
Ｉｋ及びＱｋに相応される受信器のシンボル復調器(symbol demodulator)の出力を複素数(complex number)計算に示すと、下記式(4)のように示すことができる。
【００２２】
【数４】
前記式(4)で、Ｘｋ及びＹｋはそれぞれシンボル復調器出力の同位相信号成分及び直交位相信号成分を意味し、ｇｋは送信端と伝送媒体(transmission media)及び受信端の利得(gain)を包括的に示す複素係数(complex coefficient)である。そして式(5)と式(6)は平均が０であり、分散が式(7)であるガウス雑音(Gaussian noise)であり、統計的に互いに独立的な関係である。
【００２４】
【数５】
【数６】
【数７】
ｓｋ , ｉ(ｉ＝０、１、…、ｍ-１)と関連されたログ尤度率(ＬＬＲ:log likelihood ratio)は下記式(8)により求めることができ、これをチャネル復号器(channel decoder)に入力される軟性決定値として使用することができる。
【００２８】
【数８】
前記式(8)で、ｋは定数であり、Ｐｒ{Ａ|Ｂ}は事件Ｂが発生した時、事件Ａの発生確率として定義される条件付き確率(conditional probability)である。しかし、前記式(8)は非線形(non-linear)であり、比較的多くの計算量を伴うので、実際具現のためには前記式(8)を近似化(approximation)することができるアルゴリズムが要求される。前記式(4)でのｇｋ＝１であるガウス雑音チャネルの場合、前記式(8)を二重最小メートル法により近似化すると、下記式(9)のように示すことができる。
【００３０】
【数９】
前記式(9)で、式(10)であり、ｚｋ(ｓｋ , ｉ＝０)とｚｋ(ｓｋ , ｉ＝１)はそれぞれｓｋ , ｉ＝０、ｓｋ , ｉ＝１である時、Ｉｋ+ｊＱｋの実際値を意味する。そのため、前記式(9)を計算するためには、２次元受信信号Ｒｋに対して式(11)及び式(12)を最小化する、ｚｋ(ｓｋ , ｉ＝０)及びｚｋ(ｓｋ , ｉ＝１)を検索すべきである。そのため、前記二重最小メートル法により近似化された前記式(9)は、下記式(13)のように示すことができる。
【００３２】
【数１０】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
前記式(13)で、ｎｋ , ｉはＲｋと最短距離にある信号点に対する逆写像シーケンスのｉ番目ビット値を意味し、式(14)はｎｋ , ｉに対する否定(negation)を意味する。最短距離信号点はＲｋの同位相信号成分と直交位相信号成分の値の範囲により決定される。また前記式(13)の括弧[・]内の１番目項は、次の式(15)のように示すことができる。
【００３７】
【数１４】
【数１５】
前記数(15)で、ＵｋとＶｋはそれぞれ｛ｎｋ , ｍ - １、…、 ｎｋ ,i、…、ｎｋ , １、ｎｋ , ０｝により写像される信号点の同位相信号成分と直交位相信号成分を意味する。また、前記式(13)の括弧[・]内の二番目項は、下記式(16)のように示すことができる。
【００４０】
【数１６】
前記式(16)で、Ｕｋ， iとＶｋ， iはそれぞれ式(17)を最小化するｚｋの逆写像シーケンス式(18)により写像される信号点の同位相信号成分と直交位相信号成分を意味する。前記式(15)と前記式(16)により前記式(13)は下記式(19)のように整理される。
【００４２】
【数１７】
【数１８】
【数１９】
前記式(19)により６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムの復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値を求める過程を説明すると、下記のようである。先ず、６４ＱＡＭ受信信号Ｒｋの二つの信号成分Ｘｋ、Ｙｋから｛ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３、ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０｝及びＵｋ、Ｖｋを求めるために、下記表１と表２を利用する。
【００４６】
【表１】
【表２】
前記表１には図１に示した横軸に平行した８個の領域に対して受信信号Ｒｋの直交位相信号成分Ｙｋが各領域に現れる場合に対する(ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３)及びＶｋが示されており、便宜上、７個の境界値、即ち、Ｙｋ＝-６ａ、Ｙｋ＝-４ａ、Ｙｋ＝-２ａ、Ｙｋ＝０、 Ｙｋ＝２ａ、Ｙｋ＝４ａ、Ｙｋ＝６ａでの結果値は省略されている。ここで、ａは復調シンボルの同一軸上での距離情報を意味する。前記復調シンボルの距離情報を示すａ値は変調、復調方法に応じて相異なる値を有する。また、前記表２には図１に示した縦軸に平行した８個の領域に対して受信信号Ｒｋの同位相信号成分Ｘｋが各領域に現れる場合に対する(ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０)及びＵｋが示されており、便宜上、７個の境界値、即ち、Ｘｋ＝-６ａ、 Ｘｋ＝-４ａ、Ｘｋ＝-２ａ、Ｘｋ＝０、Ｘｋ＝２ａ、Ｘｋ＝４ａ、Ｘｋ＝６ａでの結果値は省略されている。
【００４９】
下記表３には各ｉ(ｉ∈｛０、１、２、３、４、５｝)に対して、式(20)を最小化するシーケンス｛ｍｋ , ５、ｍｋ , ４、ｍｋ , ３、ｍｋ , ２、ｍｋ , １、ｍｋ , ０｝を検索した後、これを｛ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３、ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０｝の関数に示した結果と、これに該当するｚｋの同位相及び直交位相信号成分であるＵｋ , ｉ、Ｖｋ , ｉを示す。
【００５０】
【数２０】
【表３】
また、下記表４と表５には（ｎｋ , ５、ｎｋ , ４、ｎｋ , ３）と(ｎｋ , ２、ｎｋ , １、ｎｋ , ０)の全ての組み合わせに対して、それぞれ前記表３で検出した(ｍｋ , ５、ｍｋ , ４、ｍｋ , ３)と(ｍｋ , ２、ｍｋ , １、ｍｋ , ０)に該当するＶｋ , ｉとＵｋ , ｉの値を示している。
【００５３】
【表４】
【表５】
また、下記表６と表７にはそれぞれ前記表４と表５のＶｋ , ｉとＵｋ , ｉを前記式(19)に代入して得られたチャネル復号器の入力軟性決定値がＫ’ｘ４ａの比率だけ比例縮小(scaling)された結果を示している。
【００５６】
【表６】
【表７】
即ち、受信信号Ｒｋを受信すると、前記表６と表７により該当条件を満足するログ尤度率(ＬＬＲ)を入力軟性決定値として出力することができる。もし、システムで使用するチャネル復号器がMax Log MAP(logarithmic maximum a posteriori)復号器でない場合には、前記表６と表７のＬＬＲを比例縮小比率の逆にさらに比例拡大する過程が追加されるべきである。
【００５９】
しかし、前記表６や表７のような写像表を利用してチャネル復号器の入力軟性決定値を出力する場合には、復調器で受信信号の条件を判断する演算を遂行すべきであり、該当条件に従う出力内容を貯蔵しておく記憶装置が要求される問題がある。このような問題はチャネル復号器の入力軟性決定値を写像表ではない、より簡単な条件判断演算を有する数式に置き換えることにより解決することができる。
【００６０】
このために、前記表６と表７に示した条件判断式を他の方法に表現すると、それぞれ下記表８及び表９のようである。
【００６１】
【表８】
【表９】
前記表８で、Ｚ１ｋ＝|Ｙｋ|-４ａ、Ｚ２ｋ＝|Ｚ１ｋ|-２ａであり、前記表９でＺ’１ｋ＝|Ｘｋ|-４ａ、Ｚ’２ｋ＝|Ｚ’１ｋ|-２ａである。前記表８及び前記表９には前記表６と前記表７で便宜上省略された各７個ずつの境界値での軟性決定値も考慮されている。
ハードウェアの具現時、Ｘｋ、Ｙｋ、Ｚ１ｋ、Ｚ２ｋ、Ｚ’１ｋ、Ｚ’２ｋの符号をそれぞれ符号ビット(sign bit)により表現可能であるとの前提下で、前記表８と前記表９をより単純化し、該当条件を満足するＬＬＲをそれぞれＹｋ、Ｚ１ｋ、Ｚ２ｋとＸｋ、Ｚ’１ｋ、Ｚ’２ｋの関数に示すと、それぞれ下記表１０と表１１を得ることができる。
【００６４】
【表１０】
【表１１】
前記表１０と表１１でＭＢＳ(ｘ)はｘの最上位ビット(most significant bit)を意味する。
前記表１０からｉ＝５、４、３での軟性決定値、即ち、Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)をそれぞれ数式に表現すると、下記式(21)乃至下記式(23)のように表現される。
【００６７】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
前記表１１からｉ＝２、１、０での軟性決定値、即ち、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)をそれぞれ数式に表現すると、下記式(24)乃至式(26)のように示すことができる。
【００７１】
【数２４】
【数２５】
【数２６】
即ち、６４ＱＡＭを変調方式に採択したデータ通信システムで、一つの受信信号に対する復調器の出力であり、かつチャネル復号器の入力である４個の軟性決定値を前記式(9)の二重最小メートル法を使用して実際に計算することは、式(21)乃至式(26)の簡単な条件付数式を通じて可能である。
【００７５】
すると、前記過程を図２及び図３を参照して説明する。図２及び図３は本発明の望ましい実施形態に応じて軟性決定値を求める場合の流れ図である。
先ず、図２を参照して軟性決定値のうち、Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)を求める過程を説明する。２００段階で直交位相(Ｙｋ)のＭＢＳ値が０であるかを検査する。前記検査結果、直交位相(Ｙｋ)のＭＢＳ値が０である場合、２０４段階に進行してｃの値を１に設定し、そうでない場合、２０２段階に進行してｃの値を-１に設定する。このようにｃの値を決定した後、２０６段階に進行してＺ１ｋの値を|Ｙｋ|-４ａに設定する。その後、２０８段階に進行して前記２０６段階で決定したＺ１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ１ｋのＭＢＳが０である場合、２１２段階に進行してα値を３に設定し、そうでない場合、２１０段階に進行してα値を０に設定する。このようにα値を設定した後、２１４段階に進行してＺ２ｋの値を|Ｚ１ｋ|-２ａに設定する。このようにＺ２ｋの値を設定した後、２１６段階に進行してＺ２ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ２ｋのＭＢＳが０である場合、２２０段階に進行してβ値を０に設定し、そうでない場合、２１８段階に進行してβ値を-１に設定し、γ値を０に設定する。これを通じて２２８段階でα、β、γ及びcの値が決定されるので、図２の流れ図で計算しようとするΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の値を求めることができる。一方、２２０段階に進行する場合、β値は０に設定される。その後、２２２段階に進行してＺ１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ１ｋのＭＢＳが０である場合、２２４段階に進行してγ値を１に設定し、そうでない場合、２２６段階に進行してγ値を-１に設定する。従って、２２４段階または２２６段階でγ値まで全て求められるので、α、β、γ及びｃの値が決定され、２２８段階でΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の値を求めることができる。
【００７６】
次に、図３を参照して軟性決定値のうち、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)を求める過程を説明する。
３００段階で同位相(Ｘｋ)のＭＢＳ値が０であるかを検査する。前記検査結果、同位相(Ｘｋ)のＭＢＳ値が０である場合、３０４段階に進行してｃ’の値を１に設定し、そうでない場合、３０２段階に進行してｃ’の値を-１に設定する。このようにｃ’の値を決定した後、３０６段階に進行してＺ’ｋの値を|Ｘｋ|-４ａに設定する。その後、３０８段階に進行して前記３０６段階で決定したＺ’１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ’１ｋのＭＢＳが０である場合、３１２段階に進行してα’を３に設定し、そうでない場合、３１０段階に進行してα’値を０に設定する。このようにα’値を設定した後、３１４段階に進行してＺ’ｋの値を|Ｚ’１ｋ|-２ａに設定する。このようにＺ’２ｋの値を設定した後、３１６段階に進行してＺ’２ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ’２ｋのＭＢＳが０である場合、３２０段階に進行してβ’値を０に設定し、そうでない場合、３１８段階に進行してβ’値を-１に設定し、γ’値を０に設定する。これを通じて３２８段階でα’、β’、γ’及びｃ’の値が決定されるので、図３の流れ図で計算しようとするΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の値を求めることができる。その後、３２２段階に進行してＺ’１ｋのＭＢＳが０であるかを検査する。前記検査結果、Ｚ’１ｋのＭＢＳが０である場合、３２４段階に進行してγ’値を１に設定し、そうでない場合、３２６段階に進行してγ’値を-１に設定する。従って、３２４段階、または３２６段階でγ’値まで全部求められるので、α’、β’、γ’及びｃ’の値が決定され、３２８段階でΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の値を求めることができる。
【００７７】
前記図２及び図３で説明したように、二重最小メートル法による軟性決定値計算過程は２段階に大別することができる。一番目の段階は直交位相信号(Ｙｋ)とａ値を解釈してα、β、γ、ｃを決定し、同位相信号(Ｘｋ)とａ値を解釈してα’、β’、γ’、ｃ’を決定する段階であり、二番目の段階は受信信号と一番目の段階で得られた値を利用して定められた式により軟性決定値を出力する段階である。これをブロック構成図に示すと、図４のように示すことができる。
【００７８】
図４は直交位相信号(Ｙｋ)と同位相信号(Ｘｋ)及びａ値を利用して軟性決定値を求めるためのブロック構成図である。前記図４のブロック図を参照して前記図２及び図３の過程を簡略に説明する。直交位相信号解釈器４１０は直交位相信号(Ｙｋ)とａ値を利用して前記図２の過程を通じてα、β、γ、cの値を求める。第１軟性決定値出力器４２０は前記α、β、γ、cの値を利用して Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の軟性決定値を出力する。また、同位相信号解釈器４３０は同位相信号(Ｘｋ)とａ値を利用して上述した図３の過程を通じてα’、β’、γ’、ｃ’の値を求めて出力する。前記第２軟性決定値出力器４４０は前記同位相信号解釈器４３０の出力を利用してΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の軟性決定値を出力する。
【００７９】
図５及び図６は６４ＱＡＭ変調方式のデータ通信システムで復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値計算器の構成図である。前記図５はΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の軟性決定値を求める計算器の構成図であり、前記図６はΛ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の軟性決定値を求める計算器の構成図である。
【００８０】
先ず、図５を参照してΛ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３)の軟性決定値を求める装置の構成及び動作を説明する。直交位相信号(Ｙｋ)とａ値は第１演算器５０１に入力される。また、前記直交位相信号(Ｙｋ)は第２加算器５１９と第１ＭＢＳ計算器５２９に入力される。前記第１演算器５０１は図２の２０６段階で説明したように、|Ｙｋ|-４ａの演算を遂行してＺ１ｋの値を出力する。そして前記第１ＭＢＳ計算器５２９は前記入力された直交位相信号(Ｙｋ)のＭＢＳ値を計算して出力する。前記第１演算器５０１の出力は第２演算器５０３と第１マルチプレクサ５０５の“０”入力端と第２ＭＢＳ計算器５３１と第３加算器５２７に入力される。そして前記第２ＭＢＳ計算器５３１はＺ１ｋのＭＢＳ値を計算して第１マルチプレクサ５０５の選択端と第４マルチプレクサ５２３の選択端に出力する。また前記第１マルチプレクサ５０５の“１”入力端には常に０の値が入力され、前記第２ＭＢＳ計算器５３１の選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力が選択的に出力される。
【００８１】
前記第２演算器５０３は前記図２の２１４段階で説明したように、|Ｚ１ｋ|-２ａの計算を遂行する。このように第２演算器５０３で計算された値はＺ２ｋになり、第２乗算器５０９と第３ＭＢＳ計算器５３３と第４乗算器５２１と第４マルチプレクサ５２３の“０”入力端に入力される。前記Ｚ２ｋの値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ３)の値になる。前記第２乗算器５０９は前記第２演算器５０３の出力値に-１の値を乗算して第２マルチプレクサ５１１の“１”入力端に出力する。そして前記第２マルチプレクサ５１１の“０”入力端は常に０の値を有する。
【００８２】
一方、第３ＭＢＳ計算器５３３はＺ２ｋのＭＢＳ値を計算して第２マルチプレクサ５１１の選択端と第５マルチプレクサ５２５の選択端に出力する。これによって、前記第２マルチプレクサ５１１は第３ＭＢＳ計算器５３３の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力する。前記第２マルチプレクサ５１１の出力は第１加算器５１３に入力される。
【００８３】
また、前記第１マルチプレクサ５０５の出力値は第１乗算器５０７に入力される。前記乗算器５０７は第１マルチプレクサ５０５の出力値を３倍増幅して第１加算器５１３に出力する。従って、前記第１加算器５１３は第２マルチプレクサ５１１の出力と第１乗算器５０７の出力値を加算して第３乗算器５１５と第３マルチプレクサ５１７の“０”入力端に入力する。前記第３乗算器５１５は第１加算器５１３の出力に-１の値を乗算して第３マルチプレクサ５１７の“１”入力端に入力する。また前記第１ＭＢＳ計算器５２９の出力は前記第３マルチプレクサ５１７の選択端に入力される。従って、前記第３マルチプレクサ５１７は第１ＭＢＳ計算器５２９の出力値に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。前記第３マルチプレクサ５１７の出力は第２加算器５１９に入力される。従って、前記第２加算器５１９は直交信号成分(Ｙｋ)と第３マルチプレクサ５１７の値を加算して出力する。前記第２加算器５１９の出力は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ５)の値になる。
【００８４】
そして前記第４乗算器５２１は前記Ｚ２ｋの値に-１の値を乗算して第４マルチプレクサ５２３の“１”入力端に出力する。前記第４マルチプレクサ５２３は選択信号である第２ＭＢＳ計算器５３１の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力し、前記出力値は第５マルチプレクサ５２５の“０”入力端に入力される。前記第５マルチプレクサ５２５の“１”入力端には常に０の値が入力される。従って、前記第５マルチプレクサ５２５は第３ＭＢＳ計算器５３３で出力される選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。このように第５マルチプレクサ５２５の出力は第３加算器５２７に入力され、前記第１演算器５０１の出力値であるＺ１ｋと加算され出力される。前記第３加算器５２７の出力値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ４)の値になる。
【００８５】
上述したように、簡単な回路構成で直交位相信号成分から計算される軟性決定値を求めることができる。
次に図６を参照して、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ０)の軟性決定値を求める装置の構成及び動作を説明する。同位相信号(Ｘｋ)とａ値は第３演算器６０１に入力される。また、前記同位相信号(Ｘｋ)は第５加算器６１９と第４ＭＢＳ計算器６２９に入力される。前記第３演算器６０１は図３の３０６段階で説明したように、|Ｘｋ|-４ａの演算を遂行してＺ’１ｋの値を出力する。前記第４ＭＢＳ計算器６２９は前記入力された同位相信号(Ｘｋ)のＭＢＳ値を計算して出力する。前記第３演算器６０１の出力は第４演算器６０３と第６マルチプレクサ６０５の“０”入力端と第５ＭＢＳ計算器６３１と第６加算器６２７に入力される。そして前記第５ＭＢＳ計算器６３１はＺ’１ｋのＭＢＳ値を計算して第６マルチプレクサ６０５の選択端と第９マルチプレクサ６２３の選択端に出力する。また、前記第６マルチプレクサ６０５の“１”入力端には常に０の値が入力され、前記第５ＭＢＳ計算器６３１の選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力が選択的に出力される。
【００８６】
前記第４演算器６０３は前記図３の３１４段階で説明したように、|Ｚ’１ｋ|-２ａの計算を遂行する。このように第４演算器６０３で計算された値はＺ’２ｋになり、第６乗算器６０９と第６ＭＢＳ計算器６３３と第８乗算器６２１と第９マルチプレクサ６２３の“０”入力端に入力され、前記Ｚ’２ｋの値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , ０)の値になる。前記第６乗算器６０９は前記第４演算器６０３の出力値に-１の値を乗算して第７マルチプレクサ６１１の“１”入力端に出力する。そして前記第７マルチプレクサ６１１の“０”入力端の入力値は常に０の値を有する。
【００８７】
一方、第６ＭＢＳ計算器６３３はＺ’２ｋのＭＢＳ値を計算して第７マルチプレクサ６１１の選択端と第１０マルチプレクサ６２５の選択端に出力する。前記第７マルチプレクサ６１１は第６ＭＢＳ計算器６３３の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力する。前記第７マルチプレクサ６１１の出力は第４加算器６１３に入力される。
【００８８】
また、前記第６マルチプレクサ６０５の出力値は第５乗算器６０７に入力される。前記第５乗算器６０７は第６マルチプレクサ６０５の出力値を３倍増幅して第４加算器６１３に出力する。従って、前記第４加算器６１３は第７マルチプレクサ６１１の出力と前記第５乗算器６０７の出力値を加算して、第７乗算器６１５の入力端と第８マルチプレクサ６１７の“０”入力端に入力する。前記第７乗算器６１５は第４加算器６１３の出力に-１を乗算して第８マルチプレクサ６１７の“１”入力端に入力する。また、前記第４ＭＢＳ計算器６２９の出力は前記第８マルチプレクサ６１７の選択端に入力される。従って、前記第８マルチプレクサ６１７は第４ＭＢＳ計算器６２９の出力値に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。前記第８マルチプレクサ６１７の出力は第５加算器６１９に入力される。従って、前記第５加算器６１９は同位相信号成分(Ｘｋ)と第８マルチプレクサ６１７の値を加算して出力する。前記第５加算器６１９の出力は軟性決定値のうち、Λ(ｓｋ , ２)の値になる。
【００８９】
そして前記第８乗算器６２１は前記Ｚ’２ｋの値に-１の値を乗算して第９マルチプレクサ６２３の“１”入力端に出力する。前記第９マルチプレクサ６２３は選択信号である第５ＭＢＳ計算器６３１の出力値に応じて“０”入力端、または“１”入力端の値を選択的に出力し、前記出力値は第１０マルチプレクサ６２５の“０”入力端に入力される。前記第１０マルチプレクサ６２５の“１”入力端には常に０の値が入力される。従って、前記第１０マルチプレクサ６２５は第６ＭＢＳ計算器６３３で出力される選択信号に応じて“０”入力端の出力、または“１”入力端の出力を選択的に出力する。このように第１０マルチプレクサ６２５の出力は第６加算器６２７に入力され、前記第３演算器６０１の出力値であるＺ’１ｋと加算され出力される。前記第６加算器６２７の出力値は軟性決定値のうちΛ(ｓｋ , １)の値になる。
【００９０】
上述したように、簡単な回路の構成で同位相信号成分から計算される軟性決定値を求めることができる。
二重最小メートル法を使用した従来の軟性決定値計算器を前記式(9)によりそのままに具現する場合、百回以上の２乗演算と比較演算が必要になる。一方、前記図５と図６の装置では、前記第１乃至第４演算器は加算器で構成することができるので、１０個の加算器と、８個の乗算器、そして１０個のマルチプレクサのみで構成することができる。即ち、軟性決定値を求めるために必要な装置は、総２８個の装置のみで構成することができる。これを比較表に示すと、下記表１２のように示すことができる。
【００９１】
【表１２】
前記表１２はｉ∈｛０、１、２、３、４、５｝である場合、式(9)で構成される場合と本発明に従う式(21)乃至式(26)で構成される場合の演算の種類と使用される装置の個数を示した。前記表１２から分かるように本発明は装置の個数を減少させることが分かる。
【００９３】
即ち、本発明では一般的に知らせた二重最小メートル法のアルゴリズム式である式(9)、あるいはこれをより単純化した式(13)を６４ＱＡＭに適用して実際に具現する場合に発生する時間遅延及び複雑度を低減することができる。このために前記式(15)乃至式（19）、そして前記表１乃至前記表５の過程を通じて前記表６乃至前記表１１を導出した。そして、これを６４ＰＳＫでの二重最小メートル法適用時に新たな具現式である式(21)乃至式(26)に整理した。また、本発明では式(21)乃至式(26)をハードウェアに具現する装置を提示した。
【００９４】
上述した発明の詳細な説明では図１で提示した６４ＱＡＭ変調方式の星座図に対する軟性決定値計算方法及び装置について説明したが、 本発明の範囲を外れない限り多様な変形が可能なことはもちろんである。したがって、本発明の範囲は説明した実施形態に局限して定められてはいけないし、特許請求の範囲だけでなくこの許請求の範囲と均等なものにより定められなければならない。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】６４ＱＡＭ変調方式の星座(signal constellation)を示す図。
【図２】本発明の望ましい実施形態に従って軟性決定値を求める場合の流れ図。
【図３】本発明の望ましい実施形態に従って軟性決定値を求める場合の流れ図。
【図４】直交位相信号(Ｙｋ)と同位相信号(Ｘｋ)及びａ値を利用して軟性決定値を求めるためのブロック構成図。
【図５】６４ＱＡＭ変調方式のデータ通信システムで復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値計算器の構成図。
【図６】６４ＱＡＭ変調方式のデータ通信システムで復調器のためのチャネル復号器の入力軟性決定値計算器の構成図。
【符号の説明】
【００９６】
４１０ 直交位相信号解釈器
４２０ 第１軟性決定値出力器
４３０ 同位相信号解釈器
４４０ 第２軟性決定値出力器
Claims (6)
- ｋ番目の直交位相成分Ｙｋと同位相成分Ｘｋで構成される入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)を受信し、軟判定手段により前記入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)に対する軟性値(Λ(ｓｋ , ０)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , ３)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ５))を発生する６４ＱＡＭ復調装置において、
前記入力信号のうち、直交位相信号(Ｙｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値(２ａ)を受信して、６個の復調シンボルのうち、６番目、５番目及び４番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３))を下記式(1)を利用して決定する第１軟性値決定部と、
- 第１軟性値決定部は、
前記直交位相信号(Ｙｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して“｜Ｙｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ１ｋ)を出力する第１演算器と、
前記第１演算器の出力値(Ｚ１ｋ)を受信して“｜Ｙ1 ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ２ｋ)を前記４番目復調シンボル軟性値(Λ(ｓｋ , ４))に出力する第２演算器と、
前記直交位相信号(Ｙｋ)の最上位ビットを計算して出力する第１最上位ビット計算器と、
前記第１演算器の出力値(Ｚ１ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第２最上位ビット計算器と、
前記第２演算器の出力値(Ｚ２ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第３最上位ビット計算器と、
前記第２最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第１演算器の出力値(Ｚ１)、または“０”の値を選択して出力する第１選択器と、
前記第３最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第２演算器の反転入力値(-Ｚ２ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第２選択器と、
前記第２選択器の出力値と前記第１選択器の出力値に３をかけた値を加算して出力する第１加算器と、
前記第１最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第１加算器の出力、または前記第１加算器の反転値を選択して出力する第３選択器と、
前記第３選択器の出力値と前記直交位相成分の信号を加算して前記６番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５))に出力する第２加算器と、
前記第２最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第２演算器の出力値(Ｚ２ｋ)、またはその反転値(-Ｚ２ｋ)を選択して出力する第４選択器と、
前記第３最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４選択器の出力、または“０”の値を選択して出力する第５選択器と、
前記第５選択器の出力値と前記第１演算器の出力値を加算して前記５番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ４)に出力する第３加算器と、を含むことを特徴とする請求項１記載の前記装置。 - 第２軟性値決定部は、
前記同位相信号(Ｘｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を受信して“｜Ｘｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ’１ｋ)を出力する第３演算器と、
前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)を受信して“｜Ｚ’１ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、その結果(Ｚ’２ｋ)を前記１番目復調シンボル軟性値(Λ(ｓｋ , ０))に出力する第４演算器と、
前記同位相信号(Ｘｋ)の最上位ビットを計算して出力する第４最上位ビット計算器と、
前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第５最上位ビット計算器と、
前記第４演算器の出力値(Ｚ’２ｋ)の最上位ビットを計算して出力する第６最上位ビット計算器と、
前記第５最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第３演算器の出力値(Ｚ’１ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第６選択器と、
前記第６最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４演算器の反転入力値(-Ｚ’２ｋ)、または“０”の値を選択して出力する第７選択器と、
前記第７選択器の出力値と前記第６選択器の出力値に３をかけた値を加算して出力する第４加算器と、
前記第４最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４加算器の出力、または前記第４加算器の反転値を選択して出力する第８選択器と、
前記第８選択器の出力値と前記直交位相成分の信号を加算して前記３番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ２))に出力する第５加算器と、
前記第５最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第４演算器の出力値(Ｚ’２ｋ)、またはその反転値(-Ｚ’２ｋ)を選択して出力する第９選択器と、
前記第６最上位ビット計算器の出力値に応じて前記第９選択器の出力値、または“０”の値を選択して出力する第１０選択器と、
前記第１０選択器の出力値と前記第３演算器の出力値を加算して前記２番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , １))に出力する第６加算器と、を含むことを特徴とする請求項１記載の前記装置。 - ｋ番目の直交位相成分Ｙｋと同位相成分Ｘｋで構成される入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)を受信し、軟判定手段により前記入力信号Ｒｋ(Ｘｋ、Ｙｋ)に対する軟性値(Λ(ｓｋ , ０)、Λ(ｓｋ , １)、Λ(ｓｋ , ２)、Λ(ｓｋ , ３)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ５))を発生する６４ＱＡＭ(Qudrature Amplitude Modulation)復調方法において、
前記入力信号のうち、直交位相信号(Ｙｋ)と復調シンボル間の同一軸上での距離値(２ａ)を受信して、６個の復調シンボルのうち、６番目、５番目及び４番目復調シンボルの軟性値(Λ(ｓｋ , ５)、Λ(ｓｋ , ４)、Λ(ｓｋ , ３))を下記式(3)を利用して決定する第１軟性値決定過程と、
- 第１軟性値決定過程が、
前記直交位相成分Ｙｋの最上位ビット値が０である場合、前記＜数式３＞のｃ値を１に設定し、最上位ビット値が１である場合、前記式(3)のｃ値を-１に設定する過程と、
前記直交位相成分Ｙｋと前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を利用して“｜Ｙｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、第１演算結果(Ｚ１ｋ)を出力する過程と、
前記第１演算結果(Ｚ１ｋ)の最上位ビット値が０である場合、前記式(3)のα値を３に設定し、最上位ビット値が１である場合、前記式(3)のα値を０に設定する過程と、
前記第１演算結果(Ｚ１ｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を利用して“｜Ｚ1 ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、第２演算結果(Ｚ２ｋ)を出力する過程と、
前記第２演算結果(Ｚ２ｋ)の最上位ビット値が０である場合、β値を０に設定し、前記第２演算結果(Ｚ２ｋ)の最上位ビットが１である場合、β値を−１に設定する過程と、
前記第２演算結果(Ｚ２ｋ)の最上位ビット値が１である場合、γ値を０に設定し、前記第２演算結果(Ｚ２ｋ)の最上位ビット値が０であり、前記第１演算結果(Ｚ１ｋ)の最上位ビットが０である場合、γ値を１に設定し、前記第２演算結果(Ｚ２ｋ)の最上位ビット値が０であり、前記第１演算結果(Ｚ１ｋ)の最上位ビットが１である場合、γ値を-１に設定する過程と、
前記計算された過程の値を利用して前記式(3)の演算を遂行する過程と、を含むことを特徴とする請求項４記載の前記方法。 - 第２軟性値決定過程が、
前記同位相成分Ｘｋの最上位ビット値が０である場合、前記式(4)のｃ’値を１に設定し、最上位ビット値が１である場合、前記式(3)のｃ’値を-１に設定する過程と、
前記同位相成分Ｘｋと前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を利用して“｜Ｘｋ｜-４ａ”の演算を遂行し、第３演算結果(Ｚ’１ｋ)を出力する過程と、
前記第３演算結果(Ｚ’１ｋ)の最上位ビット値が０である場合、前記式(4)のα値を３に設定し、最上位ビット値が１である場合、前記式(4)のα’値を０に設定する過程と、
前記第３演算結果(Ｚ’１ｋ)と前記復調シンボル間の同一軸上での距離値を利用して“｜Ｚ’１ｋ｜-２ａ”の演算を遂行し、第４演算結果(Ｚ’’２ｋ)を出力する過程と、
前記第４演算結果(Ｚ’２ｋ)の最上位ビット値が０である場合、β’値を０に設定し、前記第４演算結果(Ｚ’２ｋ)の最上位ビットが１である場合、β’値を−１に設定する過程と、
前記第４演算結果(Ｚ’２ｋ)の最上位ビット値が１である場合、γ’値を０に設定し、前記第２演算結果(Ｚ’２ｋ)の最上位ビット値が０であり、前記第３演算結果(Ｚ’１ｋ)の最上位ビットが０である場合、γ’値を１に設定し、前記第４演算結果(Ｚ’２ｋ)の最上位ビット値が０であり、前記第３演算結果(Ｚ’１ｋ)の最上位ビットが１である場合、γ’値を−１に設定する過程と、
前記計算された過程の値を利用して前記式(4)の演算を遂行する過程と、を含むことを特徴とする請求項４記載の前記方法。
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