KR20020089127A - 파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 통해 터보 인코딩된신호를 복조하는 시스템 및 방법 - Google Patents

파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 통해 터보 인코딩된신호를 복조하는 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

데이터 신호 성분 및 파일럿 신호 성분을 갖은 수신 합성 시호를 정밀하게 디코딩하는 원격통신 수신기 시스템. 수신기 시스템은 합성 신호를 수신하고, 수신 합성 신호로부터 파일럿 신호와 데이터 신호를 추출하는 제 1 회로를 포함한다. 제 2 회로는 로그가능도율을 파일럿 신호에 기초한 채널 추정치의 함수로서 계산한다. 제 3 회로는 로그가능도율 스케일링 인자로 로그가능도율을 스케일링하고, 그에 응답하여 정밀 로그가능도 값을 제공한다. 제 4 회로는 정밀 로그가능도 값 및 데이터 신호에 기초하여 수신 합성 신호를 디코딩한다.

Description

파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 통해 터보 인코딩된 신호를 복조하는 시스템 및 방법 {SYSTEM AND METHOD FOR THE DEMODULATION OF TURBO-ENCODED SIGNALS VIA PILOT ASSISTED COHERENT DEMODULATION}
셀룰라 원격통신 시스템은 하나 이상의 기지국과 통신하는 이동 전화기와 같은 복수 개의 이동 트랜시버를 특징으로 한다. 각 트랜시버는 송신기 및 수신기를 구비한다.
일반적인 트랜시버에서는, 아날로그 무선 주파수 (RF) 신호를 안테나에 의해 수신하고, RF 섹션에 의해 중간 주파수 (IF) 로 다운컨버팅한다. 신호 처리 회로는 잡음 필터링을 수행하고, 아날로그 자동 이득 제어 (AGC) 회로를 통하여 그 신호의 크기를 조절한다. 그 후, IF 섹션은 그 신호를 베이스 밴드로 믹싱하여 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 그 다음에, 그 디지털 신호를 더 이상의 신호처리를 위해 베이스 밴드 프로세서에 입력시켜 음성 및 데이터를 출력한다.
이와 유사하게, 송신기는 베이스 밴드 프로세서로부터 디지털 입력을 수신하고 그 입력을 아날로그 신호로 변환한다. 그 다음에, 그 신호를 필터링하고, IF 단 (stage) 에 의해 중간 주파수로 업컨버팅한다. 송신 신호의 이득을 조절하고 IF 신호를 무선 송신을 위해 RF 업컨버팅한다.
송신기와 수신기 사이의 링크는 채널이다. 기지국과 관련 이동국들사이의 채널의 정보 운반 용량을 증가시키는 하나의 접근 방법은 신호 대 간섭비 (SIR) 를 개선하는 것이다. SIR 은 주로 수신 정보 비트당 에너지와 수신신호의 간섭 밀도 (interference density) 의 비로서 표현된다. 시스템 용량을 증가하기 위해서는, 이동국과 기지국의 수신기는 더 낮은 신호 대 간섭비 (SIR) 에서 효율적으로 동작해야 하며 , 채널의 SIR 을 감소시켜야 한다. SIR 을 증가시키기 위해, 주로 송신 신호의 전력을 자주 증가시키지만, 이는 고비용이며 다른 이동국들에의 간섭을 증가시키므로 많은 애플리케이션에서 비실용적이다. 다른 방법으로, 필요한 SIR 을 감소시키기 위해 특수 코딩 기술을 자주 이용하고 있다.
통신 신호의 코딩은 신호에 중복 정보 (redundant information) 를 추가하는 것을 포함한다. 전략적으로 잡음 환경에서 전송되는 통신 신호에 리던던시 (redundancy) 를 추가하여, 잡음 채널에 의해 도입되는 에러를 바람직한 레벨로 감소시킨다. 1948 년 Shannon 에 의해 제시된 바와 같이, 통신 신호의 정보 레이트가 채널 용량보다 작으면, 정보 레이트의 감소없이 원하는 잡음 레벨을 얻을 수 있다. 리던던시를 잡음 환경에서 이용하지 않으면, 에러가 없는 동작을 달성하기가 곤란하거나 불가능하다.
통신 시스템에서는 정보의 전송 중에 발생하는 잡음 및 간섭 관련 에러를 제어하도록 많은 인코딩 및 디코딩 시스템을 디자인하고 있다. 고신뢰성의 현대의 디지털 통신 시스템의 디자인시, 코딩은 중요한 고려 대상이다.
잡음 및 페이딩 환경에서 효율적으로 동작할 수 있는 성능이, 특히 레일레이 페이딩 신호 환경 및 다른 사용자로부터의 코-채널 간섭 (co-channel interference) 이 일반적으로 발생하는 코드분할 다중접속 (CDMA) 무선 통신 시스템에서는 중요하다. 레일레이 페이딩 (Raleigh-fading) 은 이동국의 이동에 의한 수신 신호에서의 도플러 주파수 시프트를 기인한다. 코-채널 간섭은 CDMA 통신 시스템이 다수의 시스템 사용자를 유지할 때 발생하고, 각각의 추가적인 사용자는 그 코-채널 간섭의 증가에 기여한다. 일반적으로, 코-채널 간섭은 상가성 백색 가우시안 잡음 (AWGN; additive white gaussian noise) 과 같은 다른 형태의 채널 잡음보다 크다.
레일레이 페이딩 신호 환경에서는, 송신되는 통신 신호의 전력 레벨은 레일레이 분포에 따라서 분산한다. 일반적으로, 전력은 10 dB 내지 50 dB의 동적 범위에 걸쳐서 분산한다. 페이딩의 지속 시간은 이동국, 즉 셀룰라 전화기의 속도, 이동국에 할당된 주파수 채널, 및 전체 신호 환경의 함수이다. 이동 유닛의 속도가 감소함에 따라서, 페이딩 지속 시간은 증가하므로, 에러 버스트가 더 길어지게 된다.
잡음 및 레일레이 페이딩 환경에서 무선 통신 시스템의 성능을 향상시키기 위해, 신호 인코더의 후단에 인터리버를 자주 이용하고 있다. 인터리버는, 주어진 코드워드의 각각의 비트를 서로 각각 분리하고 다른 시점에서 전송하도록, 인코더로부터 출력된 코드워드 (codeword) 를 확산한다. 그 결과, 주어진 코드의 개별 비트들은 독립적인 페이딩을 겪게되며, 이때 에러 버스트에 의해 영향을 받는 비트들이 여러개의 코드워드에 속하게 된다. 수신기에서, 수신한 신호 샘플을 디코딩 전에 디인터리빙시킨다. 따라서, 에러 버스트의 영향을 메시지에 대해 분산시킴으로서, 최적의 에러 정정 코드로 데이터를 복구할 수 있다. 다이아고날 (diagonal) , 콘볼루셔널 (convolutional) , 인터블록 및 블록 인터리버를 포함한 여러 타입의 인터리버들이 존재한다.
터보코드는 하나 이상의 코드 인터리버에 의해 분리된 2 개 이상의 구성 코드들의 직렬 또는 병렬 연결이다. 에러 제어를 향상시키고 필요한 SIR 을 감소시키기 위해서, 터보 인코더 및 디코더를 자주 이용하고 있다. 샤논의 한계 (Shannon limit) 에 근접하는 신호 대 잡음 (SNR) 비에서 낮은 에러 레이트를 달성하기 위하여, 상대적으로 효율적인 인터랙티브 알고리즘 (interactive algorithm) 으로 주로 터보코드를 인코딩한다. 터보코드의 필수 부분으로서, 코드 인터리버 및 디인터리버는 구성 코드 인코더 및 디코더 사이에 각각 삽입하여야 한다. 터보코드의 성능은 코드 인터리버의 길이 및 구조에 의존한다. 우수한 터보코드 성능은 의사 랜덤 구조를 갖는 인터리버를 이용하여 달성할 수 있다.
터보 디코더 및 콘볼루션 디코더는 디코더 성능을 최대화하기 위해 수신된 신호에 대하여 로그가능도율 (LLR) 을 이용한다. LLR 은, 특정 수신 신호가 주어질 때 주어진 심볼이 송신되었는 지를 결정하기 위해 디코더에 의해 이용되는 확률 메트릭 (probability metric) 이다. LLR 은 채널에 의해 송신되는 신호에 제공되는 복합 스케일인자의 추정치로서, 정밀한 채널 계수의 추정치를 요구한다. 특히, 일반적으로 LLR 입력이 LLR 값의 부정확성을 증대하고 부적합한 디코더 동작을 기인하는 비선형 성능을 갖게 되는 터보 디코딩 애플리케이션에서는, 정밀한 LLR 값이 중요하다.
LLR을 계산하는 기존의 방법은, 채널 계수의 추정시 불확실성을 적절히 고려할 수 없어, 준최적적인 (suboptimal) 검출 및 디코딩이 발생한다. 터보 코드를 이용하는 종래의 수신기 시스템은 채널 계수를 정밀하게 알고 있을 때에만, 최적 디코딩을 달성할 수 있다. 그러나, 실제로, 채널 계수를 좀처럼 정확히 알수 없기 때문에, 단지 채널 추정치만을 이용할 수 있다.
일반적으로 레일레이 페이딩을 겪는 채널 추정치, 즉 채널 계수를 획득하기 위해, 주로 데이터 신호와 함께 기준 신호 (즉, 파일럿 신호) 를 동보 (broadcast) 한다. 파일럿 신호는 송신기에 의해 채널을 통해 수신기로 동보되는 소정의 시퀀스 (일반적으로 정신호 (constant signal) 임) 이다.
종종, 기지국은 기지국의 통신 가능 영역 내에서 이동국을 운영하는 가입자에게 송신할 공통 파일럿 신호와 함께 다른 데이터 신호를 동보한다. 이동국은, 그 파일럿 신호를 이용하여 관련 데이터 신호의 코히런트 검출을 수행하는 데 필요한 채널 추정치의 위상 및 크기를 설정한다. 또한, 이동국은 그 트래픽 데이터 신호와 함께 파일럿 신호를 송신한다. 이동국의 파일럿 신호를, 기지국은 상술한 것과 유사한 방법으로 코히런트 복조를 수행하기 위하여 이용한다.
동기식 발진기 (synchronized oscillator) 및 파일럿 신호를 이용하여 수신 복조 신호로부터 송신된 신호를 복구하는 처리를, 파일럿 어시스티드 코히런트 복조 (pilot assisted coherent demodulation) 라 한다. 효과적인 코히런트 검출를 달성하기 위해, 파일럿 어시스티드 코히런트 CDMA 통신 시스템은 수신 파일럿 신호로부터 정밀한 채널 추정치를 발생시켜야 한다.
이론적으로, 채널은 파일럿 신호와 데이터 신호 양자에 균등하게 영향을 미친다. 수신기는 기지의 파일럿 신호와 수신한 파일럿 신호에 기초하여 채널 계수의 추정치를 제공하고, 그에 응답하여 채널 계수의 추정치를 제공한다. 이 채널 계수의 추정치를 LLR 값을 계산하는 데 이용한다. 그러나, 이 채널 추정치는 에러 인자 (error factor) 를 갖고 있다. 채널이 급격하고 심한 페이딩을 나타낼 때, 에러 계수가 부적절하게 커질 수 있다. 이에 의한 비정밀성은, LLR 의 비정밀성이 상당한 성능의 열화를 유발할 수 있기 때문에, 터보 코드를 이용하는 통신 시스템에서 특히 문제가 된다.
현재, LLR 계산 회로 및 해당 방법에서 채널 추정치를 이용하고 있다. 그러나, 이들 회로와 방법은 일반적으로 채널의 추정시 불확실성을 설명할 수 없다. 종종, 채널이 급격하고 심한 레일레이 페이딩을 겪게 되어, 그 채널 추정치에 기초한 준최적적인 로그가능도율로 인해 채널 추정치의 에러와 디코딩 성능의 열화를 초래할 수 있다.
따라서, 당해 기술분야에서는, 파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 이용하는 시스템에서 수신 신호를 디코딩하는 최적의 방법이 요구되고 있다. 또한, 채널추정시 불확실성을 고려하면서 로그가능도율을 정밀하게 계산할 수 있는 효율적인 시스템이 요구되고 있다.
본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로 본 발명은 파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 이용하는 수신기에서 로그가능도율 (log-likelihood ratio) 을 계산하여 최적의 디코딩을 행하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
도 1 은 본 발명의 교시에 따라서 구성된 코드 분할 다중화 (CDM) 송신기의 다이어그램이다.
도 2 는 본 발명의 CDM 수신기의 다이어그램이다.
도 3 은 본 발명의 교시에 따라서 구성된 시분할 다중화 (TDM) 송신기의 다이어그램이다.
도 4 는 본 발명의 TDM 수신기의 다이어그램이다.
도 5 는 순방향링크 및 도 2 및 도 3 의 수신기와의 이용을 위해 구성된 캐리어 신호 대 간섭비 (C/I) 및 로그가능도율 (LLR) 을 계산하는 회로도이다.
도 6 은 도 5 의 C/I 계산 회로의 바람직한 실행의 보다 상세화된 다이어그램이다.
도 7 은 역방향 링크 및 도 2 및 도 3 의 수신기와의 이용을 위해 구성된 LLR 회로 및 부속 트랜시버 회로의 다이어그램이다.
도 8 은 도 7 의 LLR 회로에 파일럿 샘플과 데이터 샘플을 제공하는 간섭 에너지 계산회로 및 최적 경로 합성 회로의 바람직한 구현예의 상세도이다.
도 9 는 도 5 의 회로와의 이용을 위채 구성된 C/I 계산회로의 다른 실시예의 다이어그램이다.
이러한 당해분야의 요구로, 본 발명의 데이터 신호 및 파일럿 신호 성분을 갖는 수신 합성 신호를 정밀하게 디코딩하는 효율적인 원격통신 수신 시스템에 의거 해결한다다. 예시적인 실시예에서, 본 발명의 수신기 시스템은 무선 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 통신 시스템에의 이용을 위해 구성한 것으로, 합성 신호를 수신하고 그 수신한 합성 신호로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 추출하는 제 1 회로를 구비한다. 제 2 회로는 그 파일럿 신호 및/또는 데이터 신호에 기초하여 예비적인 로그가능도율을 채널 추정치의 함수로서 계산한다. 제 3 회로는 그 예비적인 로그가능도율을 소정의 로그가능도율 스케일링 인자에 의해 스케일링하고 그에 응답하여 정확한 로그가능도율을 제공한다. 제 4 회로는 정밀 로그가능도율갓 및 데이터 신호에 기초하여 수신한 합성 신호를 디코딩한다.
구체적인실시예에서, 파일럿 신호 및 데이터 신호는 파일럿 샘플 및 데이터 샘플을 각각 포함한다. 제 3 회로는, 데이터 및 파일럿 신호에 부분적으로 기초하여 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 계산하는 캐리어 신호 대 간섭비 회로를 구비한다. 제 1 신호 대 간섭비는 데이터 샘플에 기초하고, 제 2 신호 대 간섭비는 파일럿 샘플에 기초한다. 제 1 신호 대 잡음비 및 제 2 신호 대 잡음비는 제 3 회로에 구비되는 스케일링 인자 계산회로에 입력을 제공한다.
보다 구체적인 실시예에서, 제 1 회로는 수신된 합성 신호를 소정의 확산함수에 따라서 역확산하고 그에 응답하여 역확산 신호를 제공하는 역확산기를 구비한다. 확산 함수는 의사 잡음 시퀀스 함수 또는 왈쉬 함수이다. 또한, 제 1 회로는 역확산 신호로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 추출하는 디커버링 회로 (decovering circuit) 를 더 구비한다. 제 3 회로는 파일럿 신호 및 데이터 신호에 기초하여 1차 (primary) 캐리어 신호 대 간섭비를 계산하는 회로를 구비하고, 데이터 신호 및 데이터 신호로부터 유도된 에너지 신호에 기초하여 데이터 신호의 잡음 분산 (noise variance) 을 계산하는 데이터 잡음 분산 추정회로를 구비한다. 또한, 제 3 회로는, 1차 캐리어 신호 대 간섭비를 에너지 신호의 절대값 및 데이터 신호의 잡음 분산의 함수로서 계산하는 제산기 회로, 및 1차 신호 대 잡음비에 기초하여 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 각각 계산하는 데이터 샘플 신호 대 잡음비 회로와 채널 추정치 신호 대 잡음비 회로를 구비한다.
제 3 회로는 식
에 따라서 로그가능도율 스케일링 인자를 계산하며, 여기서 k 는 로그가능도율 스케일링 인자이고,는 제 1 신호 대 잡음비이고,는 제 2 신호 대 잡음비이다.
제 2 회로는 파일럿 신호를 필터링하고 그에 응답하여 필터링된 파일럿 신호를 채널 추정치로서 제공하는 로우패스 필터를 구비한다. 제 1 곱셈기는 데이터 신호에 채널 추정치의 복소 콘쥬게이트를 선택적으로 곱하고 그에 응답하여 웨이팅된 신호를 제공한다. 스케일링 회로는 그 웨이팅한 신호의 실수부를 스케일링하여 예비 로그가능도율 (log-likelihood ratio) 을 산출한다. 제 3 회로는 예비 로그가능도율에 소정의 스케일 계수를 곱하고 그에 응답하여 정밀한 로그가능도 값을 제공한다. 제 2 회로는 감소된 간섭 성분의 필터링한 신호를 제공하는 필터, 및 필터링한 파일럿 신호의 복소 콘쥬게이트를 계산하는 복소 콘쥬게이트 회로를 구비한다.
제 3 회로는 복소 콘쥬게이트를 데이터 신호에 곱하여 결과를 구하고 소정의 상수 인자로 스케일링하여 어림 로그가능도율 (rough log-likelihood ratio) 을 산출한다. 그 어림 로그가능도율을 상기 식에 따라서 계산한 부가적인 스케일링 인자에 의해 다시 스케일링하여, 정밀한 로그가능도 값을 산출한다.
경로 합성 회로는 복합 수신 신호의 간섭 성분의 추정치에 따라서 데이터 신호와 파일럿 신호를 최적으로 합성하고 그에 응답하여 최적으로 그 합성된 신호를 제 3 회로에 제공한다. 제 3 신호는 최적으로 합성된 신호에 소정의 인자를 곱하여 정밀한 로그가능도 값을 산출하는 스케일링 회로를 구비한다.
다른 방법으로는, 상술한 각 경로에 대하여 정밀한 로그가능도 값을 계산한다. 콘볼루션 디코더 또는 터보 디코더에 의해 이용할 모든 경로로부터 해당 로그가능도 값을 합산하여 합성된 로그가능도 값을 생성한다.
제 3 회로는 1 차 캐리어 신호 대 간섭비를 계산하는 캐리어 신호 대 간섭비 계산회로를 구비한다. 캐리어 신호 대 간섭비 계산회로는 수신 합성 신호의 간섭성분을 추정하는 간섭 추정회로를 구비한다. 캐리어 신호 대 간섭비 계산회로는 합성 신호를 수신하는 제 1 섹션을 구비한다.
복소 신호는 원하는 신호성분 및 간섭 및/또는 잡음 성분을 갖는다. 신호 추출회로는 수신 신호로부터 바람직한 신호 성분의 추정치를 추출한다. 잡음 추정회로는 그 원하는 신호 성분 및 합성 신호에 기초하여 정밀한 잡음 및/또는 간섭 값을 제공한다.
예시적인 실시예에서, 정밀한 수신기 시스템은 레이트 및/또는 전력 제어 메시지를 생성하고, 그 레이트 및/또는 전력 제어 메시지를 유효 수신기 시스템과 통신하는 외부 트랜시버에 송신하는 회로를 더 구비한다.
본 발명의 신규한디자인은 제 3 회로를 통해 로그가능도율에 제공되는 고유 스케일 인자를 이용하여 행해질 수 있다. 고유 스케일 계수는 파일럿 신호에 기초하여 채널의 특성을 추정하는 데 관련되는 고유의 에러를 설명한다. 파일럿 신호의 추정치의 불확실성을 고려함으로써, 본 발명은 터보 디코딩 및 인코딩을 이용하는 통신 시스템의 성능을 크게 향상시킬수 있는 최적의 로그가능도 값을 제공한다. 또한, 고유 캐리어 신호 대 잡음비 계산회로는 수신 신호의 잡음 및 간섭 성분을 정확하게 추정하여 기존에 이용가능했던 것보다 더 정밀한 캐리어 신호 대 간섭비를 제공할 수 있다.
여기서, 본 발명을 특정 애플리케이션에 대한 예시적 실시예를 통하여 설명하지만, 본 발명은 여기에만 한정되지 않는다. 당업자는 발명의 범위, 및 본 발명이 중요하게 활용되는 다른 분야에서의 부가적인 변경, 애플리케이션, 및 실시예를 알 수 있다.
도 1 은 본 발명의 교시에 따라서 구성된 코드분할 다중화 (CDM) 송신기 (10) 의 다이어그램이다. 명확한 설명을 위해, 타이밍 회로, 필터 및 증폭기와 같은 송신기의 다양한 세부 사양은 도면에서 생략하였다. 생략한 회로는 당업자에 의해 용이하게 구성되고 실시할 수 있다.
송신기 (10) 는 컴퓨터 (12) 내의 베이스밴드 프로세서 (미도시) 를 통해 실행되는 송신기 소프트웨어를 포함하는 컴퓨터 (12) 를 구비한다. 컴퓨터 (12) 는 터보 인코더 (14) 및 시분할 콤바이너 (16; combiner) 에 접속한다. 터보 인코더는, 제 1 곱셈기 (20; multiplier) 의 제 1 입력에 접속된 채널 인터리버 (18) 에 접속한다. 제 1 왈쉬 함수 발생기 (22) 는 제 1 곱셈기 (20) 의 제 2 입력에 접속한다. 제 1 곱셈기 (20) 의 출력은 콤바이너 (24) 의 제 1 입력에 접속한다.
시분할 콤바이너 (16) 의 출력은 제 2 곱셈기 (26) 의 제 1 입력에 접속하고, 제 2 곱셈기 (26) 의 제 2 입력은 제 2 왈쉬 함수 발생기 (28) 에 접속한다. 제 2 곱셈기 (26) 의 출력은 콤바이너 (24) 의 제 2 입력에 접속한다. 콤바이너 (24) 의 출력은 직교 (quadrature) 의사잡음 시퀀스 (PN) 확산기 (30) 에 접속한다. PN 확산기 (spreader) 의 출력은 안테나 (34) 에 접속하는 변조기 (32) 로 입력된다.
동작시, 음성 데이터 또는 다른 파일 데이터와 같은 데이터를 포함하는 신호는 컴퓨터 (12) 로부터 터보 인코더 (14) 로 보내진다. 터보 인코더 (14) 는 데이터 신호를 인코딩한다. 터보 인코더 (14) 는 표준 터보 인코더로서, 당해 기술분야에서 공지된 터보 인코딩 원리와 방법에 따라서 동작한다.
그 다음에, 터보 인코더 (14) 로부터 출력된 인코딩된 데이터 신호는 왈쉬 인코딩, 의사 잡음 (PN) 확산, 및 변조를 위하여 채널 인터리버 (18) 에 의해 인터리빙된다. 채널 인터리버 (18) 는 블록 인터리버와 같은 종래의 인터리버에 의해 실시할 수 있다.
또한, 컴퓨터 (12) 는, 본 구체 실시예에서 1 에 상당하는 상수인 소정의 파일럿 신호를 제어 신호와 함께 시분할 콤바이너 (16) 에 제공한다. 제어 신호는, 전력 및/또는 코드 레이트 제어를 행하여 통신 시스템 효율 및 스루풋을 최대화하기 위해 해당 수신기 (보다 상세하게 후술함) 로 전달할 레이트 제어 또는 전력 제어 정보를 포함한다.
시분할 콤바이너 (16) 는 종래의 시분할 합성 방법에 따라서 제어 신호를 파일럿 신호와 합성한다. 그 합성된 신호는 제 2 곱셈기 (26) 으로 입력되고, 제 2 곱셈기에서 입력된 신호는 제 2 왈쉬 함수 발생기 (28) 를 통해 제공된 소정의 왈쉬 함수와 곱해진다. 유사하게, 채널 인터리버 (18) 로부터 출력된 인터리빙된 데이터 신호는 제 1 곱셈기 (20) 로 제공되고, 제 1 곱셈기 (20) 에서 제공된 신호는 제 1 왈쉬 함수 발생기 (22) 를 통해 제공된 다른 소정의 왈쉬 함수와 곱해진다.
제 1 곱셈기 (20) 및 제 2 곱셈기 (26) 에서 출력된 결과 왈쉬 코드는 콤바이너 (24) 를 통해 합성되고, PN 확산기 (30) 를 통해 확산되며, 이어서 안테나를 통한 채널 상으로의 송신을 위해 변조기 (32) 에 의해 무선 주파수로 변조 및 변환된다.
안테나 (34) 를 통해 송신되는 결과 신호는 데이터 신호, 파일럿 신호 및 제어 신호를 갖는 합성 신호이다. 일단 채널상으로 동보 (broadcast) 되면, 합성신호는, 그 송신 신호를 수신하는 수신기 시스템에 의해 효율적으로 검출되고 보상되어야 하는 다중 경로 페이딩 및 채널 간섭을 겪게 된다.
당업자는 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고, 제 1 왈쉬 함수 발생기 (22) 및 제 2 왈쉬 함수 발생기 (28) 에 의해 제공되는 왈쉬 함수를 의사 잡음 함수 발생기, 또는 왈쉬 함수 발생기 및 의사 잡음 함수 발생기의 조합으로 대체할 수 있음을 알 수 있다. 또한, 기지국 및/또는 이동국에 송신기 (10) 를 제공할 수도 있다.
본 상세한 설명에서, 용어 "신호 대 간섭" 및 "신호 대 잡음"은 동일한 용어이다.
도 2 는 도 1 의 CDM 송신기와의 이용을 위해 구성된 본 발명의 CDM 수신기 (40) 의 다이어그램이다. 수신기 (40) 는 복조기 회로 (44) 에 접속하는 수신기 안테나 (42) 를 구비한다. 복조기 회로 (44) 는 아날로그 - 디지털 컨버터 (48; ADC) 에 접속하는 자동 이득 조절 회로 (46) 에 접속한다. ADC (48) 의 출력은 제 1 수신기 곱셈기 (50) 의 입력에 접속한다. 또한, 디지털 샘플 (digital sample) 을 나타내는 ADC (48) 의 출력은, 보다 상세하게 후술되는 C/I 추정 및 LLR 계산회로로 입력으로서 제공된다.
제 1 수신기 곱셈기의 다른 입력은 의사 잡음 시퀀스 발생기 (52) 의 출력에 접속한다. 제 1 수신기 곱셈기 (50) 의 출력은, 제 2 수신기 곱셈기 (54) 및 제 3 수신기 곱셈기 (56) 에 병렬로 접속한다. 또한, 제 1 수신기 왈쉬 발생기 회로 (58) 및 제 2 수신기 왈쉬 발생기 회로 (60) 는, 제 2 수신기 곱셈기 (54)및 제 3 수신기 곱셈기 (56) 에 각각 입력을 제공한다. 제 2 수신기 곱셈기 (54) 및 제 3 수신기 곱셈기 (56) 의 출력은 제 1 누산기 (62) 및 제 2 누산기 (64) 의 입력에 각각 접속한다. 제 1 누산기(62) 의 출력은, 보다 상세하게 후술되는 캐리어 신호 대 간섭비 (C/I) 추정회로 및 로그가능도율 (LLR) 계산회로에 출력을 제공하는 샘플 분리기 (sample separator) 및 역확산기 (despreader) 에 접속한다.
동작시, 도 1 의 송신기 (10) 에 의해 송신된 RF 신호와 같이 채널상으로 송신된 신호는 수신기 (40) 의 안테나 (42) 에 의해 수신된다. 수신 RF 신호는 중간 주파수 신호로 변환되고, 이어서 복조기 (44) 를 통해 베이스 밴드 신호로 변환된다. 베이스 밴드 신호의 이득은 자동이득 제어 회로 (46) 에 의해 조절되고, 이어서 아날로그 - 디지털 컨버터 (48; ADC) 를 통해 디지털 신호로 변환된다. 그 다음에, 베이스 밴드 신호는 PN 시퀀스 발생기 (52) 및 제 1 수신기 곱셈기 (50) 을 통하여 PN 확산기에서 이용되는 PN 시퀀스와 관련되는 PN 시퀀스와 곱해진다. 본 특정 실시예에서, PN 시퀀스 및 그 인버스 (inverse) 는, 바이너리 연산 (GF2 에서) 에서 1 의 역은 1 이고 0 의 역은 0 이기 때문에 동일하다.
그 다음에, 제 1 수신기 곱셈기 (50) 은 2 개의 별개의 경로 상으로 분리되는 부분적으로 역확산된 신호를 출력한다. 하나의 경로 상에서, 제 2 수신기 곱셈기 (54) 는 부분적으로 확산된 시퀀스를 제 1 수신기 왈쉬 함수 발생기 (58) 에 의해 제공되는 왈쉬 함수로 곱한다. 제공된 왈쉬 함수는 도 1 의 제 1 왈쉬 함수 발생기 (2) 에 의해 제공된 왈쉬 함수와 관련된다. 그 결과 역확산 신호샘플들을 제 1 누산기 (62) 로 입력하고, 여기서 샘플들을, 소정의 개수의 샘플들에 걸쳐서 누산한다. 그 누산된 역확산 데이터 샘플들을 샘플 분리기 (66) 로 제공한다. 샘플 분리기 (66) 은, 역확산 신호로부터 추출된 파일럿 신호 및 제어 신호를, 보다 상세하게 후술되는 C/I 추정회로 및 LLR 회로로 출력한다.
유사하게, 제 3 수신기 곱셈기 (56) 로부터 출력된 역확산 신호 샘플은, 데이터 신호 샘플들을 포함하는 데이터 신호를 보다 상세하게 후술되는 C/I 추정회로 및 LLR 회로로 출력하는 제 2 누산기 (64) 에 의해 누산된다.
이 구체 실시예에서는, 본 발명을 이상 편이 변조 (BPSK) 또는 직교 편이 변조 (QPSK) 및 복조 방법과의 이용을 위해 구성하지만, 당업자는 본 발명의 범위를 일탈함이 없이 다른 변조 및 복조 방법을 이용할 수 있음을 이해할 수 있다.
도 3 은 본 발명의 교시에 따라서 구성된 시분할 다중화 (TDM) 송신기 (70) 의 다이어그램이다. TDM 송신기 (70) 는, 도 1 의 시분할 콤바이너 (16), 곱셈기 (20, 26) 및 왈쉬 함수 발생기 (22, 28), 및 콤바이너 (24) 가 시분할 콤바이너 (72) 로 대체되는 것을 제외하고는, 도 1 의 CDM 송신기 (10) 와 유사하다.
도 4 는, 도 2 에 도시된 곱셈기 (54, 56) , 왈쉬 함수 발생기 (58, 60) 누산기 (62, 64) 및 샘플 분리기 (66) 가 누산기 (82) 및 TDM 샘플 분리기 (4) 로 대체되는 것을 제외하고는, 도 2 의 CDM 수신기 (40) 와 유사하다. 누산기 (82) 는 곱셈기 (50) 로부터 디지털 확산 샘플을 수신하고, 샘플들을 누산하고, 이어서 누산된 샘플들을 TDM 샘플 분리기 (84) 로 제공한다. TDM 샘플 분리기 (84) 는, 누산 및 역확산된 디지털 신호로부터 데이터 샘플, 파릴럿 샘플 및 제어 샘플을 추출한다. ADC (48) 로부터 출력된 데이터 샘플, 파일럿 샘플, 제어 샘플 및 디지털 샘플은, 보다 상세하게 후술되는 C/I 추정 및 LLR 회로에 제공된다.
도 5 는, 순방향 링크, 및 각각 도 2 와 도 4 의 수신기 (40, 80) 와의 이용을 위해 구성된 캐리어 신호 대 간섭비 (C/I) 및 로그가능도율 (LLR) 을 계산하는 회로 (90) 의 다이어그램이다. 회로 (90) 는 캐리어 신호 대 간섭 (C/I) 계산 회로 (92), 로우패스 필터 (94) 및 LLR 회로 (96) 를 구비한다.
C/I 계산 회로 (92) 는 데이터 샘플, 파일럿 샘플 및 제어 샘플을 입력으로서 수신한다. 부가적인 채널 추정치 입력이 로우패스 필터 (94) 의 출력을 통해 제공된다. 로우패스 필터 (94) 는 파일럿 샘플을 수신하고, 파일럿 샘플을 필터링하고, 그에 응답하여 채널 추정치를 C/I 계산 회로 (92) 에 제공하는 파일럿 신호 필터이다. C/I 계산 회로 (92) 는, 도 2 및 도 4 의 수신기로부터의 데이터 샘플, 파일럿 샘플, 및 제어 샘플의 수신, 및 로우패스 필터 (94) 로부터의 채널 추정치의 수신에 응답하여, C/I 비를 LLR 회로 (96) 으로 출력한다.
C/I 계산 회로 (92) 는, 데이터 샘플로부터 추출된 정보, 파일럿 샘플로부터 추출된 정보, 또는 그들의 조합에 기초하여, C/I 비율을 계산한다. C/I 비가 데이터 샘플 및 파일럿 샘플에 기초하여 계산되면, C/I 계산 회로 (92) 는 데이터 샘플에 기초한 추정치와 파일럿 샘플에 기초한 추정치를 식
-----(1)
에 따라서 계산하고, 여기서는 C/I 계산회로 (92) 로부터 출력된C/I 비이고, κ는 1 보다 작거나 동일한 소정의 상수이고,는 데이터 샘플에 기초한 C/I 비율이고,는 파일럿 샘플에 기초한 C/I 비이다. 정밀한 C/I 값을 제공하는 시스템을 보다 상세하게 후술한다.
C/I 계산 회로 (92) 의 출력은 식
-----(2)
으로 표현될 수 있고, 여기서는 데이터 심볼당 평균 에너지이고,는 데이터 샘플의 잡음 분산이다.
제어 샘플은 C/I 계산 회로 (92) 즉, C/I 추정기에 의해 이용되거나 이용되지 않을 수 있다. 당업자는 본 발명의 범위를 일탈함이 없이 제어샘플을 생략할 수도 있음을 알 수 있다. 이 특정 실시예에서, 제어 샘플들이 C/I 추정회로 (92) 에 의해 이용되면, 그들은 그 데이터 심볼에 유사한 데이터 샘플의 부가적인 세트를 나타낸다.
당업자는 본 발명의 범위를 일탈하지 않고, 데이터 샘플, 파일럿 샘플, 및 제어 샘플이, 합성 신호로서 C/I 계산회로에 제공할 수 있음을 알 수 있다.
LLR 회로 (96) 는 C/I 계산회로 (92) 로부터를 수신하는 데이터 샘플 신호 대 간섭비 (SIR) 회로 (98) 및 채널 추정 SIR 회로 (100) 를 구비한다. 또한, LLR 회로 (96) 는 데이터 샘플 SIR 회로 (98) 및 채널 추정 SIR 회로 (100)로부터 입력을 수신하는 정밀 스케일링 인자 계산 회로 (102) 를 구비한다.
또한, LLR 회로 (96) 은 콘쥬게이트 회로 (103; conjugate circuit) 로부터 출력된 채널 추정치의 복소 콘쥬게이트를 수신하고 데이터 샘플을 입력으로서 수신하는 곱셈기 (104) 를 구비한다. 곱셈기 (104) 의 출력의 실수부는 실수부 추출회로 (105; real part extraction circuit) 에 의해 계산되고, 이 출력은 데이터 샘플에 해당하는 데이터 비트의 어림 스케일링된 LLR 추정치이다. 실수부 추출회로 (105) 의 출력은, 소정의 상수 인자 (constant factor) 에 의해 실수부 추출회로 (105) 의 출력을 스케일링하고 그에 응답하여 어림 LLR 값을 출력으로서 제공하는 스케일링 회로 (106) 에 접속한다. 소정의 상수 인자는 애플리케이션에 따라 정해지며, 당업자가 주어진 애플리케이션의 필요에 부합하도록 용이하게 정할 수 있다.
스케일링 회로 (106) 의 출력은 LLR 곱셈기 (110) 의 입력에 접속하고, LLR 곱셈기 (110) 의 다른 입력은 정밀 스케일링 인자 계산 회로 (102) 의 출력에 접속한다. LLR 곱셈기 (110) 의 출력은, 보다 상세하게 후술하는 바와 같이, 터보 디코더에 제공되어 데이터 샘플의 디코딩을 촉진하는 해당 데이터 샘플의 정밀 LLR 값을 나타낸다.
데이터 샘플 SIR 회로 (98) 는 수신 C/I 비에 다른 소정의 스케일 인자를 곱하여, C/I 계산 회로 (92) 에 의해 제공되는 C/I 비에 기초하여 데이터 샘플 SIR 을 계산한다. 스케일 인자는 애플리케이션따라 정해지며, 당업자는 주어진 애플리케이션의 필요에 부합하도록 용이하게 정할 수 있다. 결과 데이터 샘플SIR 은 식
-----(3)
에 의해 표현되고, 여기서는 데이터 샘플 SIR 이고,는 데이터 샘플당 평균 수신 에너지이고,는 데이터 샘플당 잡음 분산이다. 결과 데이터 샘플 SIR 은 정밀 스케일링 인자 계산 회로 (102) 에 제공된다.
채널 추정치 SIR 회로 (100) 는, 그 수신한 SIR 에 당업자에 의해 용이하게 정할 수 있는 애플리케이션 고유의 소정의 스케일 인자를 곱하여, C/I 계산 회로 (92) 로부터 수신된 C/I 비에 기초하여 채널 추정치 SIR 을 계산한다. 채널 추정치 SIR 은 식
-----(4)
으로 표현되고, 여기서는 채널 추정치 SIR 이고,는 상기에 정의된 데이터 심볼당 평균 수신 에너지이고,는 로우패스 필터 (94) 를 통하여 제공된 채널 추정치의 데이터 심볼 간격당 잡음 분산이다. 또한, 채널 추정치 SIR 은 정밀 스케일링 인자 계산 회로 (102) 에 제공된다.
정밀 스케일링 인자 계산 회로 (102) 는 데이터 샘플 SIR 회로 (98) 에 의해 제공되는 데이터 샘플 SIR 및 채널 추정치 SIR 회로 (100) 에 의해 제공되는 채널추정치 SIR 에 기초하여 정밀 LLR 스케일링 인자를 식
-----(5)
에 따라서 계산하고, 여기서 k 는 정밀 LLR 스케일링 인자이고, 나머지 변수는 식 (3) 및 (4) 에 정의된 바와 같다.
곱셈기 (104) 는 로우패스 필터 (94) 로부터 출력된 채널 추정치의 복소 콘주게이트를 데이터 샘플들과 곱한다. 이 결과는 곱의 실수부를 취하는 실수부 추출회로 (105) 로 송신되고, 송신된 결과는 소정의 상수 인자에 의하여 스케이링 회로 (106) 를 통해 스케일링되어 어림 LLR 추정치를 산출한다.
스케일링 회로 (106) 의 출력은 인코딩된 신호를 콘볼루션 디코딩하는 데 적절한 LLR 비를 나타내지만, 터보 인코딩된 신호를 디코딩하는 데 이용될 때 준최적적 결과 (sub-optimal result) 를 산출한다.
본 발명에 따르면, 스케일링 회로 (106) 로부터 출력된 LLR 비는 LLR 곱셈기 (110) 를 통하여, 정밀 스케일링 인자 계산 회로 (102) 에 의해 제공되고, 식 (5) 에 나타난 정밀 스케일링 인자에 의해 스케일링된다.
LLR 곱셈기 (10) 의 출력은, 보다 상세하게 후술되는 터보 디코더를 통하여 터보 인코딩된 신호의 효율적인 디코딩을 행하는 정밀 LLR 값을 나타낸다.
도 6 은 도 5 의 C/I 계산 회로 (92) 에 해당하는 C/I 추정회로 (120) 의 바람직한 실시예의 상세도이다. C/I 추정회로 (120) 는 순방향 링크와의 이용을 위해 구성된다. 본 실시예에서, C/I 추정회로 (120) 는, 도 4 의 수신기 (80)의 곱셈기 (50), PN 시퀀스 발생기 (52), 및 누산기 (82) 를 대체하는 PN 역확산기 (122) 를 구비한다. M진 왈쉬 디커버 회로 (124; M-ary walsh decover circuit) 는, 도 4 의 TDM 샘플 분리기 (84) 를 대체한다.
C/I 추정회로 (120) 는 좌에서 우로, 상에서 하로, PN 역확산기 (122), M-ary 왈쉬 디커버 회로 (124), 전체 수신 에너지 (I0) 계산 회로 (126), 제 1 상수 회로 (136), 파일럿 필터 (128), 룩업 테이블 (140; LUT), 제 2 곱셈기 (142), 및 C/I 누산 회로 (144) 를 구비한다. C/I 추정회로 (120) 에서, PN 역확산기 (122) 는, 도 4 및 도 5 의 ADC 로부터 출력된 (48) 디지털 인페이스 (I) 및 직교 (Q) 신호를 수신한다. PN 역확산기 (122) 는 M-ary 왈쉬 디커버 회로 (124) 및 I0계산 회로 (126) 에 병렬로 입력을 제공한다. M-ary 왈쉬 디커버 회로 (124) 는 입력을 파일럿 필터 (128), 및 경로 웨이팅 및 합성 회로 (158; path weighting and combining circuit) 회로 내의 상수 제산기 회로 (130) 에 제공한다.
에너지 계산 회로 (126) 의 출력은 감산기 회로 (132) 의 양의 단자에 접속한다. 감산기 회로 (132) 의 음의 단자는 제 1 곱셈기 (134) 의 출력단에 접속한다. 제 1 곱셈기 (134) 의 제 1 입력은 제 1 상수 회로 (136) 의 출력에 접속한다. 제 1 상수 회로 (136) 의 출력에 접속한다. 제 1 곱셈기 (134) 의 제 2 입력은 파일럿 에너지 계산 회로 (138) 의 출력에 접속한다. 파일럿 필터 (128) 은 파일럿 에너지 계산 회로 (138) 에 입력을 제공한다.
감산기 (132) 의 출력은 룩업 테이블 (140; LUT) 에 접속한다. LUT(140) 의 출력은 제 2 곱셈기 (142) 의 제 1 입력 및 경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 내의 제 3 곱셈기 (146) 의 제 1 입력에 병렬로 접속한다. 제 2 곱셈기 (142) 의 출력은 C/I 누산기 회로 (144) 에 접속하고, 이 출력은 LLR 회로 (96) 에 입력을 제공한다.
경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 는 제 2 상수 발생 회로 (150), 제 4 곱셈기 (148), 제 3 곱셈기 (146) 상수 제산기 회로 (130), 복소 콘쥬게이트 회로 (152), 제 5 곱셈기 (154), 및 경로 누산기 회로 (156) 를 구비한다. 경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 에서, 제 4 곱셈기 (148) 의 제 1 단자는 C/I 측정 회로 (120) 내의 파일럿 에너지 계산 회로 (138) 의 입력에 접속하는 파일럿 필터 (128) 의 출력에 접속한다. 제 4 곱셈기 (148) 의 제 2 단자는 제 2 상수 발생 회로 (150) 에 접속한다. 제 3 곱셈기 (146) 의 출력은 복소 콘쥬게이트 회로 (152) 에 입력을 제공한다. 복소 콘쥬게이트 회로 (152) 의 출력은 제 5 곱셈기 (154) 의 제 1 입력에 접속한다. 상수 제산기 회로 (130) 의 출력은 제 5 곱셈기 (154) 의 제 2 입력에 접속한다. 제 5 곱셈기 (154) 의 출력은 경로 누산기 회로 (156) 의 입력에 접속한다. 경로 누산기 회로 (156) 의 출력은 LLR 회로 (96) 의 제 2 입력에 접속한다. LLR 회로의 출력은 디코더의 입력 ( 도 1 의 48 참조) 에 접속한다.
동작시, PN 역확산기 (122) 는 I 및 Q 신호를 수신하고, L 핑거 (finger), 즉 L 개별 경로 (l) 를 역확산한다. PN 역확산기 (122) 는 채널 상으로 송신하기 전에, I 및 Q 신호를 확산하는 데 이용되는 의사 잡음 시퀀스의 인버스(inverse) 를 이용하여 I 및 Q 신호를 역확산한다. PN 역확산기 (122) 의 구조 및 동작은 당해 기술분야에서 공지되어 있다.
역확산 신호는 PN 역확산기 (122) 로부터 출력되고, M-ary 왈쉬 디커버 (124) 및 I0계산 회로 (126) 로 입력된다. I0계산 회로 (126) 는, 소정 신호 성분 및 간섭 및 잡음 성분 양쪽을 포함하는 칩당 전체 수신 에너지 (I0) 를 계산한다. I0계산 회로 (126) 는 I 의 추정치 () 를 식
-----(6)
에 따라서 제공하고, 여기서 N 은 파일럿 버스트 당 칩의 개수로서 본 특정 실시예에서 64 이고, ·는 PN 역확산기 (122) 로부터 출력된 수신 역확산 신호를 나타낸다.
당업자는 I0를, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 PN 역확산기 (122) 에 의해 역확산후에 계산할 수 있음을 알 수 있다. 예를 들어, I0계산 회로 (126) 는, 입력이 PN 역확산기 (122) 에 의해 제공되는 대신에, 도 2 및 도 4 의 ADC (48) 로부터 수신한 I 및 Q 신호로부터 직접 입력을 수신할 수도 있으며, 이 경우 I0의 등가 추정치를 I0계산 회로 (126) 의 출력에서 제공한다.
M-ary 왈쉬 디커버 회로 (124) 는 데이터 채널로 불리는 직교 데이터 신호 및 파일럿 채널로 불리는 파일럿 신호를 당해 기술분야에서 공지된 방법에 따라서 디커버한다. 본 실시예에서, 직교 데이터 신호는 식
-----(7)
에 의해 표현되는 하나의 데이터 채널에 해당하고, 여기서 M 은 왈쉬 심볼당 칩의 개수이고,는 lth다중경로 성분의 변조 심볼 에너지이고,는 데이터 채널 s 의 위상이고,는 데이터 채널 s 의 정보 - 제외 성분 (information-baring component) 이다. 식 (2) 에 의해 표현된 디커버된 데이터 채널은 디코더 (보다 상세하게 후술됨) 및 경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 의 상수 제산기 회로 (130) 로 제공된다.
본 발명은 다양한 왈쉬 코드를 포함하는 신호와의 이용을 위해 구성되지만, 당업자는 본 발명을 다른 타입의 코드와의 이용에도 용이하게 구성할 수 있다.
파일럿 채널이 파일럿 필터 (128) 에 입력된다. 파일럿 필터 (128) 는 파일럿 채널로부터 고주파 잡음 및 간섭 성분을 제거하는 로우패스필터로서 동작하는 평균 필터 (averaging filter) 이다. 파일럿 필터 (128) 의 출력 p 는 식
-----(8)
으로 표현되고, 여기서 M은 왈쉬 심볼당 칩의 개수이고,은 lth다중경로 성분의 파일럿 칩 에너지이고,은 필터링된 파일럿 채널 p 의 위상이다.
필터링된 파일럿 채널 p 의 에너지의 추정치는 파일럿 에너지 계산 회로(138) 를 통해 계산되고, 이는 식 (8) 에 의해 표현되는 필터링된 파이럿 채널 p 의 복소 크기의 스퀘어 (square) 이다. 필터링된 파일럿 채널 p 의 복소 크기의 스퀘어는 식
----- (9)
에 의해 표현되는 소정의 스케일 인자 c 를 곱하고, 여기서은 바람직한 신호의 수신 에너지로서 , 즉 I0가 없는 잡음 및 간섭 성분과 등가이다.는 파일럿 칩 에너지이다. 스케일 인자 c 는 많은 무선 통신 시스템에서 공지된 순방향 링크 상수이다.
스케일 인자 c 는 제 1 곱셈기 (134) 를 통해 필터링된 파일럿 신호 p 의 에너지를 곱하여, 수신 신호 I 및 Q 신호의 lth다중 경로 성분과 관련된 수신된 바람직한 신호 (I0가 없는 잡음 및 간섭 성분) 의 에너지의 정밀 추정치을 산출한다.
정밀 추정치는 감산기 (132) 를 통하여 I0의 추정치로부터 감산되어, lth다중경로 성분과 관련되는 간섭 에너지의 정밀 측정치를 산출한다. 그 다음에,은 경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 내의 제 3 곱셈기 (146) 및 제 2 곱셈기 (142) 의 제 1 입력으로의 역 (reciprocal) 을 출력하는 LUT(140) 로 제공된다. 제 2 곱셈기 (142) 의 제 2 출력은 제 2 곱셈기 (142) 의 제 2 입력 단자에를 제공하는 제 1 곱셈기 (134) 의 출력에 접속한다. 제 2 곱셈기 (142) 는 식
-----(10)
에 따라서 lth다중 경로 성분과 관련되는 캐리어 신호 대 잡음비 (C/I)l의 정밀 추정치를 출력한다.
그 후, 정밀 C/I 값은 C/I 누산기 회로 (144) 를 통해 수신 신호내의 L 경로들에 걸쳐서 누산된다. 그 다음에, 누산된 C/I 값은 그 구조가 당해 기술분야에서 공지된 LLR 회로 (96) 및 레이트/전력 요구 발생회로 (미도시) 로 제공된다.
경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 에서, 제 4 곱셈기 (148) 는 필터링된 파일럿 신호 p 를 제 2 상수 발생 회로 (150) 에 의해 제공되는 상수 κ로 곱한다. 상수 k 는 식
-----(11)
에 따라서 계산되고, 여기서는 변조 심볼 에너지이고,는 파일럿 심볼 에너지이고, M 은 상술한 칩당 심볼의 개수이다.에 대한의 비는 대개 주어지거나 또는 역방향 링크 및 순방향 링크 송신 양자에 대해 결정할 수 있다.
제 4 곱셈기 (148) 의 출력은 식
-----(12)
로 표현되는 채널 계수의 추정치를 제공하고, 여기서,는 lth다중 경로 성분의 변조 심볼 에너지의 추정치이고,는 파일럿 신호의 위상의 추정치이다.
그 다음에, 채널 추정치는 제 3 곱셈기 (146) 에 의한 lth다중경로 성분과 관련되는 간섭 에너지의 역을 곱한다. 간섭 에너지은 간섭 및 잡음 성분의 양쪽을 포함한다. 그 다음에, 복소 콘쥬게이트 회로 (152) 는 웨이트를 합성하는 최대 속도 경로 합성 웨이트 (maximal rate path combining weight) 를 나타내는 제 3 곱셈기 (146) 의 출력의 콘쥬게이트를 계산한다. 그리고, 웨이트를 합성하는 최대 속도 경로 합성 웨이트는 제 5 곱셈기 (154) 를 통하여 제산기 회로 (130) 로부터 출력된 해당 데이터 심볼과 곱한다. 데이터 심볼 d 는 식
-----(13)
에 의해 표현되고, 여기서 변수는 식 (2) 및 (7) 에 대하여 주어진다.
제 5 곱셈기 (154) 의 출력은 최적으로 웨이팅된 데이터 신호를 나타내고, 그 다음에 이 신호는 경로 콤바이너 회로 (156) 통해 이 신호를 포함하는 L 경로들에 대해 누적된다.
이렇게 최적으로 합성된 데이터 신호는, 디코더 (보다 상세하게 후술되고 도 5 에 도시됨) 로의 최적의 소프트 디코더 입력의 계산을 행하는 LLR 회로 (96) 로 제공된다 .
도 5 에서는, 단지 하나의 경로를 도시되였기 때문에, 다른 컴바이너가 존재하지 않는다. 그렇기 않으면, 데이터, 파일럿 및 제어 샘플은 다른 안테나로부터의 각각의 다중의 병렬 데이터 스트림으로 해석하여야 한다.
당업자는, 각각 제 1 상수 발생 회로 (136; first constant generation circuit) 및 제 2 상수 발생 회로 (150) 에 의해 제공되는 상수 c 및 k 가, 본 발명의 범위를 벗어나지 않고, 식 (3) 및 (6) 에 의해 표현되는 것 이외의 다른 상수 또는 변수일 수도 있음을 알 수 있다.
도 7 은 역방향 링크, 및 도 2 및 도 4 의 수신기 (40, 80) 와의 이용을 위해 각각 구성된 LLR 회로 (170) 및 부수적인 트랜시버 회로 (172) 의 다이어그램이다. LLR 회로 (170) 는 그 출력이 제 1 곱셈기 (176) 의 입력에 접속하는 복소 콘쥬게이트 회로 (174) 를 구비한다. 제 1 곱셈기 (176) 의 출력은 제 2 곱셈기 (178) 의 제 1 입력에 출력을 제공하는 실수부 추출 회로 (105) 의 입력에 접속한다. 제 2 곱셈기 (178) 의 제 2 입력은 상수 인자 회로 (188) 의 출력에 접속한다. 제 2 곱셈기 (178) 의 출력은 LLR 발생기 (179) 의 입력에 접속하고, 어림 스케일링된 LLR 값을 나타낸다. LLR 발생기 (179) 의 출력은 도 2 의 수신기 (40) 또는 도 3 의 수신기 (80) 과 같은 수신기에 접속하는 데이터 또는 음성 처리 유닛 (182) 에 디코딩된 데이터 비트를 제공하는 터보 디코더 (180) 의 입력에 접속한다. 데이터 또는 음성 처리 유닛 (182) 는 무선 전화 스피커 (미도시) 또는 다른 장치 및 컴퓨터 애플리케이션 (미도시) 으로 출력을 제공한다.
파일럿 샘플 및 데이터 샘플은 도 2 또는 도 4 의 수신기로부터 LLR 발생기 (179) 로 제공된다. 또한, 파일럿 샘플은, 그 출력이 복소 콘쥬게이트 회로 (74) 의 입력에 접속하는 로우패스 필터 (186) 에 입력으로서 제공된다.
동작시, 로우패스 필터 (186) 에 의해 필터링된 파일럿 샘플은 LLR 회로 (170) 의 복소 콘쥬게이트 회로 (174) 로 입력된다. 복소 콘쥬게이트 회로 (174) 는 필터링된 파일럿 신호의 콘쥬게이트를 계산하고 그들을 제 1 곱셈기 (176) 로 출력한다. 제 1 곱셈기 (176) 은 콘쥬게이트되고 필터링된 파일럿 샘플을 수신기 (도 2 및 도 4 참조) 데이터 샘플과 곱한다. 그 다음에, 곱해진 신호는 제 2 곱셈기 (178) 및 상수 인자 회로 (188) 를 통해 소정의 상수 계수에 의해 스케일링된다. 소정의 상수 계수는 응용에 특정하다. 당업자는 용이하게 적절한 인자를 계산하고, 주어진 응용의 요구를 충족하는 계수를 제공하는 해당 회로를 제작할 수 있다.
제 2 곱셈기 (178) 로부터 출력된 최종 스케일링 신호는, 실질적으로 도 5 의 블록 (92, 98, 100, 102) 와 동일한 기능을 수행하는 LLR 발생기 (179) 에 제공된다.
LLR 발생기 (179) 의 출력은, 역방향 링크 애플리케이션과 같이 상대적으로 낮은 채널 신호 대 간섭비 및 큰 다중 경로 확산 인자를 특징으로 하는 애플리케이션 및 터보 코드와의 이용에 적합한 LLR 값으로서 터보 디코더 (180) 에 입력되는정밀 LLR 값을 나타낸다.
터보 디코더 (180) 는 그 구조가 당해 기술분야에서 공지되어 있으며, 정밀 LLR 값을 이용하여 수신된 데이터 샘플을 디코딩한다. 최종 샘플은 데이터 또는 음성 처리 유닛 (182) 과 같은 신호 처리 회로, 또는 데이터 처리 소프트웨어를 실행하는 수신기 단에 연결되는 컴퓨터로 전달된다.
본 실시예에서, 제어기 (182) 및 송신기 (184) 는 각각 도 1 의 컴퓨터 및 유효 송신기 (10) 에 해당하거나 도 3 의 컴퓨터 (12) 및 송신기 (70) 에 해당한다.
도 8 은 도 7 의 LLR 회로에 파일럿 샘플 및 데이터 샘플을 제공하는 간섭 에너지 계산 회로 (190) 및 최적 경로 합성 회로 (158) 의 바람직한 실시예의 보다 상세화된 다이어그램이다. 정밀 간섭 에너지 계산 회로 (190) 는 역방향 링크 송신에 대해 최적화되고, 도 6 의 경로 웨이팅 및 합성 회로 (158) 및 LLR 회로 (96) 를 구비한다.
간섭 에너지 계산 회로 (190) 의 동작은, Nt의 계산을 제외하고는, 도 6 의 C/I 측정회로 (120) 의 동작과 유사하다. 간섭 에너지 계산 회로 (190) 은 PN 역확산기 (122), M-ary 왈쉬 디커버 회로 (124), 및 파일럿 필터 (128) 를 구비한다. M-ary 왈쉬 디커버 회로 (124) 는 PN 역확산기 (122) 로부터 출력된 역확산 I 및 Q 신호 샘플로부터 파일럿 채널 및 데이터 채널을 디커버, 즉 추출한다.
간섭 에너지 계산 회로 (190)에서, 파일럿 채널은 파일럿 감산 회로 (192) 의 양의 입력 및 파일럿 필터 (128) 로 제공된다. 파일럿 필터 (128) 는 파일럿 채널내의 잡음 및 간섭 성분을 억압하고, 파일럿 감산 회로 (192) 의 음의 입력에 필터링된 파일럿 신호를 제공한다. 파일럿 감산 회로 (192) 는 필터링된 파일럿 채널로부터 파일럿 채널을 감산하고, 간섭 에너지 계산 회로가 이용되는 송신 기지국 (미도시) 및 트랜시버 시스템 (도 1, 2, 3 및 4 의 송신기 및 수신기 참조) 사이의 채널에 의해 도입된 심볼당 간섭 및 잡음을 나타내는 신호를 출력한다.
각 심볼에 대한 간섭 및 잡음 신호의 에너지 (Nt.l) 는 간섭 에너지 계산 회로 (194) 를 통하여 식
-----(14)
에 따라서 계산되고, 여기서 M 은 왈쉬 심볼당 칩의 개수이고, N은 파일럿 버스트 내의 칩의 개수 (64 칩) 이고, ·는 파일럿 감산기 회로 (192) 의 출력이다.
간섭 에너지 계산 회로 (190) 은, 도 6 의 제 1 상수 발생 회로 (84) 에 의해 제공되는 상수 값 c 가 알려지지 않을 때 이용한다. 곱셈기 (148) 에 의해 이용되는 상수 k 는 역방향 링크상에서 복조된다. 따라서, 도 8에서, 곱은 LLR 계산 및 디코딩 직전에 수행한다. 이는 많은 역방향 링크 애플리케이션에서의 경우이다.
도 9 는 도 5 의 회로 (90) 와의 이용을 위해 구성된 C/I 계산 회로 (210) 의 다른 실시예의 블록 다이어그램이다. C/I 계산 회로 (210) 은 도 5 의 C/I 계산 회로 (92) 의 특정한 실시예이다. C/I 계산 회로 (210) 는 도 6 의 C/I 추정기와 결합하여 또는 대신에 이용할 수도 있다.
C/I 계산회로 (210) 은 순방향 링크 애플리게이션과의 이용을 위해 구성되고, 정규화 회로 (212) 를 구비한다. 정규화 회로 (212) 는 스퀘어 평균 회로 (214) 및 스퀘어링 회로 (215; squaring circuit) 에 병렬로 접속한다. 스퀘어링 회로 (215) 의 출력은 잡음 분산 추정회로 (216) 에 접속한다. 스퀘어 평균화 회로 (214) 는 절대 값 회로 (218) 및 잡음 분산 추정회로 (216) 에 병렬로 접속한다. 절대값 회로 (218) 의 출력은 잡음 분산 추정회로 (216) 및 제산기 (220) 의 제 1 입력에 병렬로 접속한다. 제산기 (220) 의 제 2 입력은 잡음 분산 추정회로 (216) 의 출력에 접속한다.
동작시, 수신 데이터 샘플은, 주어진 애플리케이션의 요구를 충족하기 위해 당업자들에 의해 용이하게 결정될 수 있는 애플리케이션 특정의 소정의 정규화 인자에 의해 정규화 회로 (212) 에 의해 정규화된다. 또한, 정규화된 데이터 샘플은 복소 정규화 데이터 샘플의 스퀘어의 평균을 계산하는 스퀘어 평균 회로 (214) 에 제공된다. 또한, 정규화된 데이터 샘플들은 스퀘어링 회로 (215) 에 의해 스퀘어링되고, 잡음 분산 추정회로 (216) 로 제공된다. 스퀘어 평균화 회로 (214) 의 출력은 데이터 샘플의 에너지의 추정치를 나타내고, 또한 식
-----(15)
에 따라서 , 데이터 샘플의 잡음 분산의 추정치를 계산하는 잡음 분산 추정회로 (216) 로 입력되며, 여기서은 정규화된 데이터 샘플의 잡음 분산이고,은 스퀘어 평균화 회로의 출력의 절대값, 즉 절대값 회로 (218) 의 출력이고,은 스퀘어 평균 회로의 출력을 나타내며, n 은 불연속 시간 변수이고, N 은 데이터 샘플의 잡음 분산이 계산되는 다수의 데이터 샘플이다. N 은 애플리케이션에 특정하고, 주어진 애플리케이션의 요구를 충족하도록 당업자에 의해 용이하게 결정할 수 있다.
채널 추정치의 결과되는 잡음 분산은 채널 추정치의 절대값의 스퀘어, 즉 절대값 회로 (218) 의 출력을 잡음 분산로 나누어 상대적으로 정밀한 데이터 샘플 기초 C/I 비를 산출하는 제산기 (220) 로 출력된다. 결과되는 1차 신호 대 잡음비, 즉, 데이터 샘플 기초 C/I 비는, 예를 들어 도 6 의 (120) 에 의해 발생한 파일럿 추정 C/I 비와 합성하여 식 (1) 에 따라서 합성된 C/I 추정치를 발생한다. 합성 C/I 추정치는 도 5 의 데이터 샘플 SIR 회로 (98) 및 도 5 의 채널 추정치 SIR 회로 (100) 로 입력된다.
이와 같이, 여기에서는 본 발명을 특정한 애플리케이션에 대한 특정한 실시예에 관하여 설명하였다. 당업자는 본 발명의 범위 내의 부가적인 변형, 애플리케이션 및 실시예를 알 수 있다.
따라서, 첨부된 청구범위는 본 발명의 범위 내의 모든 이러한 애플리케이션, 변경예 및 실시예들을 포함하고자 하는 것이다.

Claims (39)

  1. 데이터 신호 성분과 파일럿 신호 성분을 갖는 수신 합성 신호를 정밀하게 디코딩하는 유효 원격통신 수신기 시스템으로서,
    상기 합성 신호를 수신하고, 그로부터 파일럿 신호와 데이터 신호를 추출하는 제 1 수단;
    상기 파일럿 신호에 기초하여 로그가능도율을 채널 추정치의 함수로서 계산하는 제 2 수단;
    상기 로그가능도율을 소정의 로그가능도율 스케일링 인자로 스케일링하고, 그에 응답하여 정밀 로그가능도율을 제공하는 제 3 수단; 및
    상기 정밀 로그가능도율 값 및 상기 데이터 신호에 기초하여 상기 수신 합성 신호를 디코딩하는 제 4 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 파일럿 신호 및 상기 데이터 신호는 파일럿 샘플과 데이터 샘플을 각각 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 부분적으로 상기 파일럿 신호에 기초하여 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 계산하는 캐리어 신호 대 간섭비 회로를 포함하는것을 특징으로 하는 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 신호 대 간섭비는 상기 데이터 샘플에 기초하고, 상기 제 2 신호 대 간섭비는 상기 파일럿 샘플에 기초하며, 상기 제 1 신호 대 잡음 비 및 상기 제 2 신호 대 잡음비는 상기 제 3 수단에 포함되는 상기 스케일링 인자를 계산하는 회로에 입력을 제공하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 수단은 소정 확산 함수에 따라서 상기 수신 합성 신호를 역확산하고 그에 응답하여 역확산 신호를 제공하는 역확산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 확산 함수는 의사 잡음 시퀀스 함수 또는 왈쉬 함수인 것을 특징으로 하는 시스템.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 수단은 상기 역확산 신호로부터 상기 파일럿 신호 및 상기 데이터 신호를 추출하는 디커버링 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 상기 파일럿 신호 및 상기 데이터 신호에 기초하여 1차 캐리어 신호 대 잡음비를 계산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 상기 데이터 신호 및 상기 데이터 신호로부터 유도된 에너지 신호에 기초하여 상기 데이터 신호의 잡음 분산을 계산하는 데이터 잡음 분산 추정회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 데이터 잡음 분산 추정회로는
    (여기서,은 상기 데이터 샘플의 잡음 분산이고,은 상기 에너지 신호의 절대값이고,은 상기 에너지 신호이고, n 은 불연속 시간 변수이고, N 은 데이터 신호의 상기 잡음 분산이 계산되는 다수의 데이터 샘플임) 에 따라서 상기 데이터 신호의 상기 잡음 분산을 계산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 상기 1차 캐리어 신호 대 간섭비를 상기 에너지 신호의 절대값 및 상기 데이터 신호의 상기 잡음 분산의 함수로서 계산하는 제산기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 1차 신호 대 잡음비에 기초하여, 제 1 신호 대 간섭비 및 제 2 신호 대 간섭비를 각각 계산하는 데이터 샘플 신호 대 잡음비 회로 및 채널 추정치 신호 대 잡음비 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은
    (여기서, k는 상기 로그가능도율 스케일링 인자이고,는 상기 제 1 신호 대 간섭비이고,는 상기 제 2 신호 대 간섭비임) 에 따라서 상기 로그가능도율 스케일링 인자를 계산하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 신호 대 간섭비는
    (여기서,는 상기 파일럿 신호의 평균 에너지이고,은 상기 수신 합성 신호의 잡음 분산임) 으로 표현되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 2 신호 대 간섭비는
    (여기서,는 상기 파일럿 신호의 평균 에너지이고,는 로우패스 필터의 출력에서 상기 파일럿 신호의 잡음 분산임) 으로 표현되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 수단은 상기 파일럿 신호를 필터링하고 그에 응답하여 필터링된파일럿 신호를 채널 추정치로서 제공하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 2 수단은 상기 데이터 신호를 상기 채널 추정치의 복소 콘쥬게이트로 선택적으로 곱하고 그에 응답하여 웨이팅된 신호를 제공하는 제 1 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 2 수단은 소정의 상수 인자로 상기 웨이팅된 신호의 실수부를 스케일링하고, 그에 응답하여 예비 로그가능도율을 산출하는 스케일링 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 상기 예비 로그가능도율을 상기 소정의 스케일 인자로 곱하고, 그에 응답하여 상기 정밀 로그가능도 값을 제공하는 제 2 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  20. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 수단은 감소된 간섭 성분을 갖는 필터링된 파일럿 신호를 제공하는 필터, 및 상기 필터링된 파일럿 신호의 복소 콘쥬게이트를 출력으로서 제공하는복소 콘쥬게이트 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 상기 복소 콘쥬게이트를 상기 데이터 신호로 곱하여 결과를 산출하며, 상기 결과가 소정의 상수 인자로 스케일링하여 어림 로그가능도율을 산출하고, 그에 응답하여 상기 어림 로그가능도율을 상기 제 3 수단의 상기 소정의 로그가능도율 스케일링 인자로 다시 스케일링하여 상기 정밀 로그가능도율을 산출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  22. 제 1 항에 있어서,
    상기 합성 수신 신호의 간섭 성분의 추정치에 따라서 상기 데이터 신호 및 상기 파일럿 신호를 최적으로 합성하고, 그에 응답하여 최적으로 합성된 신호를 상기 제 3 수단으로 제공하는 최적 경로 합성 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 상기 최적으로 합성된 신호를 상기 소정의 로그가능도율 스케일링 인자로 곱하여 상기 정밀 로그가능도 값을 산출하는 스케일링회로를 포함하는 것을 특징으로 시스템.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 최적 경로 합성 회로는 상기 간섭 성분의 상기 추정치를 제공하는 수단을 포함하고, 상기 수단은 상기 파일럿 신호를 필터링하고 필터링된 파일럿 신호를 제공하는 로우패스 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 추정치를 제공하는 상기 수단은 상기 파일럿 신호에서 상기 필터링된 신호를 감산하고, 그에 응답하여 상기 간섭 성분의 상기 추정치를 제공하는 감산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  26. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 3 수단은 1차 캐리어 신호 대 잡음비를 계산하는 캐리어 신호 대 잡음비 계산회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 캐리어 신호 대 간섭비 계산회로는 상기 수신 합성 신호의 간섭 성분을 추정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  28. 제 27 항에 있어서,
    간섭 성분을 추정하는 상기 수단은,
    상기 파일럿 신호를 필터링하여 필터링된 파일럿 신호를 제공하는 로우패스 필터;
    상기 수신 합성 신호의 전체 에너지를 나타내는 값을 제공하는 수신 신호 에너지 계산회로; 및
    상기 파일럿 신호 및 상기 값을 합성하여 상기 1차 캐리어 신호 대 간섭비를 산출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 제 2 수단은, 소정의 스케일링 인자에 기초하여 상기 제 1 신호 대 간섭비 및 상기 제 2 신호 대 간섭비를 각각 발생시키는 데이터 샘플 신호 대 간섭비 회로 및 채널 추정치 캐리어 신호 대 간섭비 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제 26 항에 있어서,
    상기 캐리어 신호 대 간섭비 계산 회로는,
    바람직한 신호 성분 및 간섭 및/또는 잡음 성분을 갖는 상기 합성 신호를 수신하는 제 1 섹션;
    상기 수신 신호로부터 상기 바람직한 신호 성분의 추정치를 추출하는 신호 추출회로; 및
    상기 바람직한 신호 성분의 상기 추정치 및 상기 합성 신호에 기초하여 정밀잡음 및/또는 간섭 값을 제공하는 잡음 추정회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 캐리어 신호 대 간섭비 계산회로는, 상기 정밀 간섭 에너지 값을 이용하여 상기 1차 캐리어 신호 대 간섭비를 계산하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 정밀 잡음 및/또는 간섭 값을 이용하여 상기 신호를 포함하는 다중의 신호 경로에 대한 최적 경로 합성 웨이트를 계산하고, 그에 응답하여 최적으로 합성된 신호 경로를, 상기 캐리어 신호 대 간섭비 및 상기 최적으로 합성된 신호 경로에 기초하여 상기 로그가능도율을 계산하는 상기 제 3 수단에 제공하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 제 4 수단은 상기 로그가능도 값을 이용하여 상기 수신 신호를 디코딩하는 터보 인코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  34. 제 33 항에 있어서,
    레이트 및/또는 전력 제어 메시지를 발생시키고, 레이트 및/또는 전력 제어 메시지를 상기 유효 수신기 시스템과 통신하는 외부 트랜시버로 송신하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  35. 터보 코드 및 파일럿 어시스티드 복조를 이용하는 통신 시스템 수신기에 대해 로그가능도율을 결정하는 시스템으로서,
    로그가능도 값을 결정하는 수단; 및
    상기 로그가능도율을 소정의 인자로 스케일링함으로써 파일럿 신호에 기초하여 채널의 추정치의 에러를 산정하고 상기 로그가능도율을 터보 코드를 이용하는 상기 통신 시스템 수신기에 제공하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  36. 무선 통신 시스템에서 수신기 성능을 향상시키기 위해 정밀 로그가능도 값을 제공하는 시스템으로서,
    수신 합성 신호로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 추출하는 제 1 수단;
    상기 파일럿 신호 및 상기 데이터 신호에 기초하여 캐리어 신호 대 잡음비를 계산하고, 그에 응답하여 제 1 신호 대 잡음비 및 제 2 신호 대 잡음비를 제공하는 제 2 수단;
    상기 제 1 신호 대 간섭비 및 상기 제 2 신호 대 간섭비에 기초하여 로그가능도율 스케일링 인자를 계산하는 제 3 수단;
    로그가능도율을 상기 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정치의 함수로서 계산하는 제 4 수단; 및
    상기 로그가능도율을 상기 로그가능도율 인자로 스케일링하고, 그에 응답하여 상기 정밀 로그가능도 값을 제공하는 제 5 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  37. 파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 이용하는 수신기에 대해 로그가능도율을 계산하는 시스템으로서,
    파일럿 신호 성분 및 데이터 신호성분을 갖고 채널을 통해서 수신된 터보 인코딩된 신호를 디커버하는 제 1 수신기 섹션;
    상기 수신된 파일럿 신호 성분에 기초하여 상기 채널의 추정치를 획득하는 채널 검출 회로;
    상기 채널 추정치와 그 잡음 분산, 및 상기 수신 데이터 성분 및 그 잡음 분산에 기초하여 로그가능도율을 제공하는 로그가능도율 계산회로; 및
    상기 데이터 신호 성분을 디코딩하기 위해 상기 로그가능도율을 이용하는 제 2 수신기 섹션을 포함하는 시스템.
  38. 기준 심볼 보조 복조를 이용하는 수신기의 신호 대 잡음비를 증가시키는 시스템으로서,
    상기 채널 상으로 송신된 기준 신호로부터의 정보를 대응하는 기지의 기준신호로부터의 정보와 합성하여, 상기 기준 심볼을 송신기에 의해 송신하고 상기 수신기에 의해 수신되는 채널의 추정치를 획득하는 수단;
    상기 채널상으로 상기 수신기에 의해 수신된 데이터 신호에 대하여, 상기 수신 데이터 신호, 상기 채널 추정치, 및 상기 신호의 잡음 분산의 함수를 추정하는 로그가능도율 추정치를 계산하는 수단;
    상기 채널 추정치의 잡음 분산, 상기 데이터 신호의 상기 잡음 분산 및 상기 데이터 신호내의 비트당 수신 에너지의 평균에 기초하는 스케일링 인자를, 상기 로그가능도율 추정치에 적용하여 정밀 로그가능도율을 제공하는 수단; 및
    상기 정밀 로그가능도 값을 이용하여 상기 수신된 데이터 신호를 복조하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  39. 파일럿 어시스티드 코히런트 복조를 이용하는 통신 시스템으로서,
    데이터 신호를 인코딩하고, 상기 데이터 신호를 파일럿 신호와 함께 송신하는 터보 인코더를 갖는 송신기;
    상기 데이터 신호 및 상기 파일럿 신호를 수신하기 위한 터보 디코더 및 상기 파일럿 신호의 선험 정보를 갖는 제 1 수신기 섹션;
    상기 제 1 수신기 섹션과 통신하여, 상기 데이터 신호의 잡음 분산, 상기 채널의 상기 추정치의 잡음 분산, 상기 데이터 신호내에 포함되는 정보 비트당 수신 평균 수신 에너지, 및 상기 데이터 신호의 함수인 정밀 로그가능도율을 생성하는 로그가능도율 계산 회로, 및
    상기 로그가능도율을 메트릭으로서 이용하여 상기 수신 데이터 신호를 복조하는 제 2 수신기 섹션을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
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