CN101375538A - 降低复杂性的软输出解映射 - Google Patents

Abstract

用于提取从噪声信道接收的DCM或16－QAM调制的符号的软估计的方法和系统。最佳的软解映射规则是使用无除法的等式近似的，并且其不需要实现对于硬件实现来说不方便的指数函数和对数函数。

Description

降低复杂性的软输出解映射

技术领域

【0001】本发明一般涉及软输出解映射，更具体地涉及在超宽带(UWB)通信系统中正交频分复用(OFDM)信号接收器中的软输出解映射。

背景技术

【0002】在使用OFDM信号的UWB通信系统的发送器中，打算传输的数据比特流可能被编码、交织或交错和映射。在此传输的接收器中，数据被解映射、去交织和解码。解码通常包括比特校正、或更一般地包括符号校正，以解决发送和接收错误，尤其是那些由通信信道引起的发送和接收错误。因此，提供给解码器的比特(或符号)可能被认为是估计的比特(或符号)，而解码器提供校正的比特或符号。为了简单只涉及比特，在一些情况中，解码器可能被提供有时被称作硬比特的内容，例如，多个0和多个1。替代地，解码器可能被提供有时被称为软比特的内容，例如从0变化到1的值，到两个端点的中点的距离大小指示比特值中的置信水平。通常，使用软比特解码，也即比特值的软估计，提高了解码的正确性。

【0003】映射有时被称作调制。可使用各种类型的映射方案，其通过更改或调制正用作载波的参考信号的振幅、相位或频率来传送数据。任何数字调制方案使用有限数目的不同信号表示数字数据。例如，在相移键控(PSK)调制的情况下，使用有限数目的相位。这些相位的每个被分配一个唯一的二进制比特模式。每个比特模式构成由特殊相位表示的符号。专为调制器使用的符号集设计的解映射器或解调器确定接收信号的相位，并将它映射回它表示的符号，从而恢复原始数据。

【0004】正交相移键控(QPSK)和双载波调制(DCM)是调制或映射的两种类型。DCM对应两个移位的QPSK星座。解映射方案恢复编码的比特或产生编码的比特的估计。当数据通过噪声信道发送时，例如通过引入加型高斯白噪声的信道，则符号需要从有噪声的接收信号中被估计出来。但是，通常用于计算已发送比特的估计的等式可能包括可能不便于硬件实现的指数和对数函数。

发明内容

【0005】一方面，本发明提供为发送的符号确定软比特估计的方法，包括通过通信信道接收符号；及接收通信信道的信道系数的估计；通过使用接收的符号和信道系数的估计只执行加法和/或乘法运算来确定接收的符号的比特估计值。

【0006】另一方面，本发明包括一个解映射器，用于从接收的噪声复符号中提取与通过噪声信道发送的每个DCM符号的已发送比特有关的软信息，该解映射器包括解映射器电路，其用于产生复数信道系数的估计，及基于复数信道系数的估计和接收的噪声复符号的已发送比特的估计，其中该解映射器电路实现无除法的运算，其中DCM符号的估计从已发送的比特的估计中获得。

【0007】另一方面，本发明包括一个解映射器，用于从接收的噪声复符号中提取与通过噪声信道发送的每16-QAM符号的已发送比特有关的软信息，该解映射器包括解映射器电路，其用于产生复数信道系数的估计及基于复数信道系数和接收的噪声复符号的已发送比特的估计，其中该解映射器电路实现无除法的运算，其中16-QAM符号的估计从已发送比特的估计中获得。

【0008】回顾包括图作为其一部分的本公开内容，将更全面理解本发明的这些及其它方面。

附图说明

【0009】图1是根据本发明实施例的发送器和接收器的块图。

【0010】图2是根据本发明实施例的软解映射过程的流程图。

【0011】图3A和图3B显示与包括四比特数据的一个双载波调制(DCM)符号对应的两个16正交振幅调制(QAM)符号的星座图。

【0012】图4显示根据本发明实施例的一个16-QAM星座图和来自图1的数据流的比特分配。

具体实施方式

【0013】图1是根据本发明各方面的发送器10和接收器30的方块图。发送器10包括一个与编码器13耦合的媒体访问控制(MAC)11、一个符号交织器15、一个音调交织器17、一个映射器19、一个逆快速傅里叶变换(iFFT)单元21和模拟射频单元23，它们都串联在一起。模拟射频单元23通过发送器天线25发送数据。数据流由MAC 11提供。MAC 11可能以字节或字的形式提供数据。编码器13对数据进行运算。符号交织器15接收来自编码器13的数据并交织接收的数据。音调交织器17接收来自符号交织器15的数据流。映射器19接收音调交织的数据并根据映射方案映射或调制交织的数据。该映射器可能使用各种调制方案(诸如QPSK调制方案、DCM方案或16QAM星座)映射数据，选择的方案取决于MAC 11选择的信息率。

【0014】对于更高的数据率，当通过两字节接口接收来自媒体访问控制的数据时，高字节由第一编码器编码，而低字节由第二编码器编码。一个符号交织器和两个音调交织器将和每个编码器相关。两个映射器各单独映射与两个编码器相关的经交织编码的比特。

【0015】逆快速傅里叶变换单元21接收来自映射器19的符号，映射器19将来自频域的符号转换回时域。模拟射频单元23接收来自逆快速傅里叶变换单元21的时域符号以通过一条或更多天线25发送。

【0016】当使用多条天线(诸如两条天线)执行发送时，天线可能在交叉极化的配置下工作，每条天线可能都有相关的上变频电路。因此，如果一个第二发送器天线被相同数字基带信号驱动，则两个发送器天线可能在两个空间极化内辐射。通过关于特殊天线或安装几何构型进行微调的恒定复数乘法器，到发送器的模拟射频的输入信号的相位和振幅(在数字基带中)可能被更改。

【0017】图1的接收器30可能使用单条天线31或多条接收天线接收信号。每条接收天线与接收来自天线31的信号的对应的接收器电路和信号处理器相关。接收器30还包括与接收天线相关的一个接收器模拟射频单元33。该接收器模拟射频单元可包括信号接收电路和信号处理器。用于天线的信号处理器执行例如包检测、帧同步及在各种实施例中与接收器的自动增益控制特征的控制相关的处理。信号处理器提供一个或更多个并行数据流，数据流由对应于一个接收器模拟射频单元的快速傅里叶变换(FFT)单元35从时域被转换到频域。如果包含其它接收器模拟射频单元，则可能使用更多快速傅里叶变换单元。

【0018】最大比合并(MRC)单元(未显示)可能被置于快速傅里叶变换单元之后及解映射器37之前。当快速傅里叶变换单元的输出包括奇数符号或偶数符号时，提供奇数符号的快速傅里叶变换单元的输出被第一最大比合并单元接收，而提供偶数符号的快速傅里叶变换单元的输出被第二最大比合并单元接收。当使用一条以上的天线时，每个最大比合并单元从天线的一条中接收一些其输入，而从其它天线中接收其余输入。当使用最大比合并单元时，每个最大比合并单元的输出由解映射器接收。从快速傅里叶变换单元到最大比合并单元的输入被安排以便耦合到相同接收器单元的每对快速傅里叶变换单元的输出被单独的对应解映射器通过最大比合并单元接收。

【0019】解映射器37可耦合到快速傅里叶变换单元35并接收由快速傅里叶变换单元提供的已接收数据流的傅里叶变换。解映射器37将数据解映射，例如根据16-QAM星座图。优选的，解映射器提供软估计作为经解映射的数据。一个或更多个音调交织器39接收来自解映射器37的经解映射的数据。音调交织器被耦合到符号交织器41。在一个以上的解映射器被使用的各种实施例中，每个解映射器输出的一部分可能被与符号去交织器相关的单独的音调交织器接收，而每个解映射器输出的另一部分可能被与不同的符号去交织器相关的不同的音调交织器接收。

【0020】当一个以上的符号去交织器41被使用时，每个可能与一个解码器相关，也可能每个符号去交织器与一个单独的对应解码器相关。图1中，符号去交织器41与一个维特比(Viterbi)解码器43相关。维特比解码器43的输出被提供给媒体访问控制45。例如，基于选择的信息率，不同调制(映射)可能由映射器/解映射器实现，而不同的码率可能由编码器/解码器实现。

【0021】根据本发明实施例，图1中发送器10和接收器30的一些实施例可用作超宽带(UWB)通信系统中的多频带正交频分复用(OFDM)发送器和接收器。

【0022】图2是根据本发明实施例的软解映射过程的流程图。通过一个可能有噪声的信道来自发送器的数据在块204被发送到接收器。发送的数据包括根据发送器处使用的映射或调制方案构成符号的比特。发送的数据以有噪声的复符号的形式在块206中在接收器被接收。可能是复数的信道系数在块208中确定。信道系数可能从接收的数据包的信道估计序列中被估计出来。然后，被发送数据比特的估计在块210中被确定。信道系数和接收的噪声符号可被用于导出被发送数据比特的估计。最后，被发送符号的估计在块212中被确定。被发送比特的估计可能被用于依次产生被发送符号的估计。

【0023】在一些实施例中，图2所示过程的若干部分，包括信道系数的确定208、比特估计的确定210和被发送符号的最终估计212由图1中的解映射器37执行。

【0024】在发送器，二进制信息(比特)被分组并映射到星座符号上。可能使用的两种不同的调制方案，例如，包括正交相移键控(QPSK)和双载波调制(DCM)。对于QPSK映射方案，2个比特被分组并映射到4个信号点上。对于DCM映射方案，4个比特被分组并映射到两个16-QAM星座上，在星座空间中有效实现与码率为1/2的重复码结合的QPSK调制，在星座空间中16个组合的每个由16-QAM星座点的两个组合表示。在一个OFDM符号由128个副载波组成的一些实施方案中，表示一个DCM符号的两个16-QAM符号位于同一OFDM符号的两个不同副载波上。

【0025】在DCM的软输出解映射中，为每个DCM符号(也就是两个副载波上的每两个16-QAM符号)的4个比特中的每个计算一个软值。软值的符号指示是否已发送0或1的二进制判决。软值的绝对值指示判决的可靠程度。例如，接近零的值被认为是不可靠的。

【0026】发送器处的一个处理链可能包括一个耦合到一个映射器的编码器。接收器处的一个处理链可能包括一个耦合到一个或两个解码器的解映射器。优选地，对于更低的数据速率，使用QPSK调制或映射方案。更低的数据速率可能使用在发送器处的一个处理链，和在接收器处的一个处理链。在发送器，一个映射器可能被用于这些速率组，而在接收器，一个解映射器可能被用于这些速率组。例如，对于数据率为53.3、80、106.7、160或200每秒兆比特的数据流，QPSK调制和在发送器包括一个编码器和一个映射器及在接收器包括一个解映射器和一个解码器的一个处理链被使用。对于相对更高的数据率，可能使用DCM映射方案。相对更高数据率也可能只使用在发送器的一个处理链，和在接收器的一个处理链。例如，对于数据率为320、400、480或512每秒兆比特的数据流，当接收器在一个处理链内可能包括一个解映射器和两个解码器时，DCM调制和在发送器的包括一个编码器和一个映射器的一个处理链可能被使用。对于甚至更高数据率，第二处理链在发送器处被激活。第二处理链从第二编码器开始，且包括一个第二映射器。如果第二处理链也是活动的，则16-QAM调制被用于映射到达两个映射器的经编码且交织的比特。在16-QAM映射中，构成复星座符号实部的I信道上的两比特来自第一个流，构成复星座符号虚部的Q信道上的两比特来自第二个流。例如，对于数据率为640、800、960或1024每秒兆比特的数据流，当接收器使用每个包括一个解映射器和两个解码器的两个处理链时，16-QAM调制和发送器处包括两个编码器和两个映射器的两个处理链可能被使用。

【0027】图3A和图3B显示与包括数据的四个比特的一个DCM符号对应的两个16-QAM符号的星座图。

【0028】在一些实施例中，四个比特b_i∈{0，1}，i＝0，...，3被映射到两个16-QAM符号y₀和y₁上。两个16-QAM符号y₀和y₁共同构成一个DCM符号。

【0029】要发送的数据的四个比特包括b₀、b₁、b₂和b₃。四个比特中的每个可能是0或1，从而16个组合0000，0001，0010，0011，0100，0101，0110，0111，1000，1001，1010，1011，1100，1101，1110和1111可能由0比特和1比特的不同排列产生。

【0030】例如，根据以下规则，四个比特b₀、b₁、b₂和b₃被映射到两个16-QAM符号y₀和y₁上：

其中，x_i＝2b_i-1；x_i∈{-1，+1}；i＝0，...3。

【0031】结果，x₀＝2b₀-1，x₁＝2b₁-1，x₂＝2b₂-1，及x₃＝2b₃-1。考虑到每个b_i只能取0或1两个值，结果的x_i将取1或-1中的一个值。例如，如果b₀＝0，则x₀＝-1，如果b₀＝1，则x₀＝1。x_i的其余值具有相同的关系，使得x₁、x₂和x₃中每个将取1或-1中的一个值。

【0032】根据上述矩阵乘法：

$y_0=(1/\sqrt{10})*[2(x_0+{\mathrm{jx}}_1)+1(x_2+{\mathrm{jx}}_3)]=(1/\sqrt{10})*[({2x}_0+x_2)+j({2x}_1+x_3)],$ 及

$y_1=(1/\sqrt{10})*[1(x_0+{\mathrm{jx}}_1)-2(x_2+{\mathrm{jx}}_3)]=(1/\sqrt{10})*[(x_0-{2x}_2)+j(x_1-{2x}_3)].$

【0033】由于x₀、x₁、x₂和x₃只取1和-1中的值，因此，y₀和y₁每个的实部和复部取值是—3、—1、+1和+3的倍数。在图3A和3B中，分别对两个结果的复16-QAM符号y₀和y₁进行了描述。在这些图中，将振幅乘以

以产生整数值—3、—1、+1和+3。

【0034】对应第一个16-QAM符号y₀的星座图可能格雷编码的，以便四个比特的每两个相邻组只有一个比特是不同的。对应图3B所示的第二个16-QAM符号y₁的星座图不是格雷编码的。

【0035】为了为每个DCM符号(包括两个16-QAM符号)的四个比特提取软信息值，可能要为每个比特计算基于后验概率(高斯假设)的对数似然比值。这通常涉及不便于硬件实现的指数和对数函数。

【0036】对于包括两个16-QAM符号y₀和y₁的每一个DCM符号，从信道接收的噪声复符号是：

${\tilde{y}}_0=h_0{y}_0+n_0,$ ${\tilde{y}}_1=h_1{y}_1+n_1,$

【0037】其中，h₀和h₁是复数的信道系数，n₀和n₁是添加的噪声。两个DCM符号y₀和y₁的四个比特b₀、b₁、b₂和b₃的估计从噪声复符号

和

中导出。本发明的实施例包括用于获得b₀、b₁、b₂和b₃的软估计的方法和电路(例如解映射器的部分)，使用的是最佳软解映射规则的以下近似值：

L₀＝2z_0，re+|z_1，re-c|-|z_1，re+c|作为比特b₀的估计，

L₁＝2z_0，im+|z_1，im-c|-|z_1，im+c|作为比特b₁的估计，

L₂＝2z_1，re+|z_0，re-c|-|z_0，re+c|作为比特b₂的估计，及

L₃＝2z_1，im+|z_0，im-c|-|z_0，im+c|作为比特b₃的估计，

其中，

$z_0=(2{\tilde{h}}_0^{*}{\tilde{y}}_0+{\tilde{h}}_1^{*}{\tilde{y}}_1)/\sqrt{10}=z_{0,\mathrm{re}}+{\mathrm{jz}}_{0,\mathrm{im}}$

$z_1=({\tilde{h}}_0^{*}{\tilde{y}}_0-{2\tilde{h}}_1^{*}{\tilde{y}}_1)/\sqrt{10}=z_{1,\mathrm{re}}+{\mathrm{jz}}_{1,\mathrm{im}}$

其中，c是符合关系的一个常数：

$c=\frac{{\left|{\tilde{h}}_0\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2}{5}.$

【0038】在以上等式中，

是复数信道系数h₀、h₁的估计，由信道估计单元基于包前缀的信道估计序列确定，

是

的共轭复数，而符号|x|对于实数x表示x的绝对值，对于复数x表示x的模。本发明的其它实施例包括实现电路中(例如解映射器中的解映射电路)比特的上述近似值的系统。

【0039】图4显示根据本发明实施例的16-QAM星座图和来自图1的数据流的比特分配。

【0040】如上所述，对于高数据率，可能使用16-QAM调制方案而不是DCM调制方案。图4显示16-QAM星座图和来自两个数据流的比特分配。第一两比特b₀和b₁从第一编码器被用于第一个流，而第二两比特b₂和b₃从第二编码器被用于第二个流。在图4中，将符号的振幅乘以

以获得整数值—3、—1、+1和+3。

【0041】根据包括格雷编码的图4，四个比特b_i∈{0，1}，i＝0，...，3或b₀、b₁、b₂、b₃被映射到单个16-QAM符号。在格雷编码中，为了便于检测在发送中的任何错误，每两个连续的数中只有一个数字不同。

【0042】如图1所示，属于流A的由编码器A编码的比特b₀和b₁被映射到16-QAM符号的I-信道上，也就是16-QAM符号的实部。属于流B的由编码器B编码的比特b₂和b₃被映射到16-QAM符号的Q-信道上，也就是16-QAM符号的虚部。

【0043】为了提取每个16-QAM符号的四个比特b₀、b₁、b₂和b₃的软信息值，要为每个比特计算基于后验概率(高斯假设)的对数似然比值。这个解映射运算通常涉及不便于硬件实现的指数和对数函数。

【0044】对于发送的经16-QAM调制的符号y，从信道接收的噪声复16-QAM符号被表示为：

【0045】 $\tilde{y}=\mathrm{hy}+n$

【0046】其中h是复数信道系数，n是附加噪声。

【0047】本发明的实施例包括使用以下关系估计发送的经16-QAM调制的符号的方法。以下关系可能被考虑为最佳软解映射规则的近似。本发明的其它实施例包括用于在电路中实现以下近似的系统，例如在解映射器的解映射电路中：

$L_0=\frac{{4z}_{\mathrm{re}}}{\sqrt{10}}+|\frac{z_{\mathrm{re}}}{\sqrt{10}}-c|-|\frac{z_{\mathrm{re}}}{\sqrt{10}}+c|$ 作为比特b₀的估计，

$L_1=-2\frac{\left|z_{\mathrm{re}}\right|}{\sqrt{10}}+2c$ 作为比特b₁的估计，

$L_2=\frac{{4z}_{\mathrm{im}}}{\sqrt{10}}+|\frac{z_{\mathrm{im}}}{\sqrt{10}}-c|-|\frac{z_{\mathrm{im}}}{\sqrt{10}}+c|$ 作为比特b₂的估计，及

$L_3=-2\frac{\left|z_{\mathrm{im}}\right|}{\sqrt{10}}+2c$ 作为比特b₃的估计，

其中

$z_{\mathrm{re}}=2({\tilde{h}}_{\mathrm{re}}{\tilde{y}}_{\mathrm{re}}+{\tilde{h}}_{\mathrm{im}}{\tilde{y}}_{\mathrm{im}})$

$z_{\mathrm{im}}=2({\tilde{h}}_{\mathrm{re}}{\tilde{y}}_{\mathrm{im}}-{\tilde{h}}_{\mathrm{im}}{\tilde{y}}_{\mathrm{re}})$

及常数

$c=\frac{2{\left|\tilde{h}\right|}^2}{5}$

【0048】其中 $\tilde{h}={\tilde{h}}_{\mathrm{re}}+j{\tilde{h}}_{\mathrm{im}}$ 是复数信道系数h的估计，由信道估计单元基于数据包包前缀的信道估计序列确定。

【0049】尽管已参考某些示例性的实施例描述了本发明，但应当理解可以对本发明进行各种更改和变化，而不偏离本发明的精神或范围，本发明由所附权利要求及其等效物限定。

Claims (11)

1.一种为发送的符号确定软比特估计的方法，其包括：

通过通信信道接收符号；及

接收所述通信信道的信道系数的估计；

通过使用所接收的符号和所述信道系数的估计只执行加法和/或乘法运算来确定所接收符号的比特的估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中确定所接收符号的比特的估计值包括为表示所接收符号的实部的比特使用所述信道估计的实部和所接收符号的实部的有效乘积与所述信道估计的虚部和所接收符号的虚部的有效乘积之和。

3.根据权利要求1所述的方法，其中确定所接收符号的比特的估计值包括为表示所接收符号的虚部的比特使用所述信道估计的实部和所接收符号的虚部的有效乘积与所述信道估计的虚部和所接收符号的实部的有效乘积之差。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所接收的符号是一个16-QAM符号。

5.根据权利要求4所述的方法，其中确定所接收符号的比特的估计值包括执行运算：

$L_0=\frac{4z_{\mathrm{re}}}{\sqrt{10}}+|\frac{z_{\mathrm{re}}}{\sqrt{10}}-c|-|\frac{z_{\mathrm{re}}}{\sqrt{10}}+c|$ 作为比特b₀的估计，

$L_1=-2\frac{\left|z_{\mathrm{re}}\right|}{\sqrt{10}}+2c$ 作为比特b₁的估计，

$L_2=\frac{4z_{\mathrm{im}}}{\sqrt{10}}+|\frac{z_{\mathrm{im}}}{\sqrt{10}}-c|-|\frac{z_{\mathrm{im}}}{\sqrt{10}}+c|$ 作为比特b₂的估计，及

$L_3=-2\frac{\left|z_{\mathrm{im}}\right|}{\sqrt{10}}+2c$ 作为比特b₃的估计，

其中

$z_{\mathrm{re}}=2({\tilde{h}}_{\mathrm{re}}{\tilde{y}}_{\mathrm{re}}+{\tilde{h}}_{\mathrm{im}}{\tilde{y}}_{\mathrm{im}})$

$z_{\mathrm{im}}=2({\tilde{h}}_{\mathrm{re}}{\tilde{y}}_{\mathrm{im}}-{\tilde{h}}_{\mathrm{im}}{\tilde{y}}_{\mathrm{re}})$

及

$c=\frac{2{\left|\tilde{h}\right|}^2}{5}$

其中

$\tilde{h}={\tilde{h}}_{\mathrm{re}}+j{\tilde{h}}_{\mathrm{im}}$

其中，

是所述信道系数的估计，

是所接收的符号。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所接收的符号是双载波调制符号。

7.根据权利要求6所述的方法，其中确定所接收符号的比特的估计值包括执行运算：

L₀＝2z_0，re+|z_1，re-c|-|z_1，ee+c|作为比特b₀的估计，

L₁＝2z_0，im+|z_1，im-c|-|z_1，im+c|作为比特b₁的估计，

L₂＝2z_1，re+|z_0，re-c|-|z_0，re+c|作为比特b₂的估计，及

L₃＝2z_1，im+|z_0，im-c|-|z_0，im+c|作为比特b₃的估计，

$z_0=(2{{\tilde{h}}_0}^{*}{\tilde{y}}_0+{{\tilde{h}}_1}^{*}{\tilde{y}}_1)/\sqrt{10}=z_{0,\mathrm{re}}+j{z}_{0,\mathrm{im}}$

$z_1=({{\tilde{h}}_0}^{*}{\tilde{y}}_0-2{{\tilde{h}}_1}^{*}{\tilde{y}}_1)/\sqrt{10}=z_{1,\mathrm{re}}+j{z}_{1,\mathrm{im}}$

及

$c=\frac{{\left|{\tilde{h}}_0\right|}^2-{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2}{5}$

是所述信道系数的估计，

是所接收的符号。

8.一种用于从所接收的噪声复符号中提取有关通过噪声信道发送的每个DCM符号的已发送比特的软信息的解映射器，其包括解映射器电路，用于产生：

复数信道系数的估计，及

所述已发送比特的估计，其基于所述复数信道系数的所述估计和所接收的噪声复符号，

其中所述解映射器电路实现无除法的运算，及

其中所述DCM符号的估计从所述已发送比特的估计获得。

9.一种用于从所接收的噪声复符号中提取有关通过噪声信道发送的每个16-QAM符号的已发送比特的软信息的解映射器，其包括解映射器电路，用于产生：

复数信道系数的估计，及

所述已发送比特的估计，其基于所述复数信道系数和所述所接收的噪声复符号，

其中所述解映射器电路实现无除法的运算，及

其中所述16-QAM符号的估计从所述已发送比特的估计获得。

10.一种用于从接收的第一噪声符号和接收的第二噪声符号中提取每个发送的DCM符号的比特b₀、b₁、b₂和b₃的软估计的方法，其中所述发送的DCM符号通过噪声信道发送并在接收器接收，所述发送的DCM符号包括第一16-QAM发送的符号和第二16-QAM发送的符号，所述第一噪声符号是所述第一16-QAM发送的符号的噪声估计，所述第二噪声符号是所述第二16-QAM发送的符号的噪声估计，所述第一16-QAM发送的符号和所述第二16-QAM发送的符号通过x₀＝2b₀-1，x₁＝2b₁-1，x₂＝2b₂-1和x₃＝2b₃-1，根据关系：

第一16-QAM发送的符号

$=(1/\sqrt{10})*[2(x_0+j{x}_1)+1(x_2+j{x}_3)]=(1/\sqrt{10})*[(2x_0+x_2)+j(2x_1+x_3)],$

及

第二16-QAM发送的符号

$=(1/\sqrt{10})*[1(x_0+j{x}_1)-2(x_2+j{x}_3)]=(1/\sqrt{10})*[(x_0-2x_2)+j(x_1-2x_3)]$

与所述比特b₀、b₁、b₂和b₃相关，

所述方法包括：

确定第一复数信道系数和第二复数信道系数的估计分别作为第一估计和第二估计，所述第一估计和所述第二估计基于在所述接收器接收的数据包包前缀的信道估计序列被确定；

根据关系c＝[(第一估计的模)^2—(第二估计的模)^2]/[5]确定常数C；

获得第一共轭和第二共轭，分别作为所述第一估计的共轭复数和所述第二估计的共轭复数；

根据关系

根据关系

将所述z₀和所述z₁表示为z₀＝z₀实部+jz₀虚部，z₁＝z₁实部+jz₁虚部；

分别根据关系：

L₀＝2z₀实部+(z₁实部—c)的绝对值—(z₁实部+c)的绝对值，

L₁＝2z₀虚部+(z₁虚部—c)的模—(z₁虚部+c)的模，

L₂＝2z₁实部+(z₀虚部—c)的绝对值—(z₀虚部+c)的绝对值，及

L₃＝2z₁虚部+(z₀虚部—c)的模—(z₀虚部+c)的模

获得L₀、L₁、L₂和L₃作为所述四个发送的比特b₀、b₁、b₂和b₃的估计；及

通过使用所述L₀、L₁、L₂和L₃，根据关系：

xp₀＝2L₀-1，xp₁＝2L₁-1，xp₂＝2L₂-1，及xp₃＝2L₃-1，

所述第一16-QAM发送的符号的估计 $=(1/\sqrt{10})*[2({\mathrm{xp}}_0+j{\mathrm{xp}}_1)+1({\mathrm{xp}}_2+j{\mathrm{xp}}_3)]=(1/\sqrt{10})*[(2{\mathrm{xp}}_0+{\mathrm{xp}}_2)+j(2{\mathrm{xp}}_1+{\mathrm{xp}}_3)],$ 及

所述第二16-QAM发送的符号的估计 $=(1/\sqrt{10})*[1({\mathrm{xp}}_0+j{\mathrm{xp}}_1)-2({\mathrm{xp}}_2+j{\mathrm{xp}}_3)]=(1/\sqrt{10})*[({\mathrm{xp}}_0-2{\mathrm{xp}}_2)+j({\mathrm{xp}}_1-2{\mathrm{xp}}_3)]$ 确定所述第一16-QAM发送的符号和所述第二16-QAM发送的符号的软估计。

11.一种用于从接收的噪声符号中提取通过噪声信道发送的每个16-QAM符号的比特b₀、b₁、b₂和b₃的软估计的方法，其包括：

基于在所述接收器接收的数据包包前缀的信道估计序列，确定信道估计作为复数信道系数的估计；

根据关系c＝2*[(所述信道估计的模)^2]/[5]确定常数c；

根据关系z实部＝2*[所述信道估计的实部*所述噪声符号的实部+所述信道估计的虚部*所述噪声符号的虚部]，及z虚部＝2*[所述信道估计的实部*所述噪声符号的虚部—所述信道估计的虚部*所述噪声符号的实部]确定中间变量z＝z实部+j*z虚部；

根据关系：

及

分别确定L₀、L₁、L₂和L₃作为所述比特b₀、b₁、b₂和b₃的估计；及

通过使用所述L₀、L₁、L₂和L₃确定所述y的估计，而不使用从所述比特b₀、b₁、b₂和b₃产生所述y的关系中的所述比特b₀、b₁、b₂和b₃。

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