CN101322365B - 多载波系统中的噪声功率插值 - Google Patents

Abstract

在电信网络中，一个信号以P个对应的天线接收的P个对应信号的形式被接收，其中P大于或等于1。接收信号对应于以连续帧的形式传输的多载波信号，其中帧包括占据着沿时间轴和频率轴分布的对应位置的符号；一个帧包括M个块，一个块包括至少N个参考符号。各个块中的参考符号之间在时间轴上满足第一最大间隔，在频率轴上满足第二最大间隔，第一最大间隔小于第一值，第二最大间隔小于第二值，其中，M为一个至少等于2的整数。M个噪声功率估计值在帧的级别被决定，每个估计值与M个发射参考符号块中的一个块相关。帧中其它符号的噪声功率估计值继而可以由已确定的噪声功率估计值而获得。

Description

多载波系统中的噪声功率插值

技术领域

本发明涉及多载波无线通信信号的接收，特别是OFDM(正交频分复用)类型信号的接收。本发明适用于电信网络，本发明尤其旨在提供一种接收信号和基于对接收信号的噪声功率的估计而估计传输信息似然值的方法。

背景技术

在信号在无线通信网络的传输中，信号在其传播信道中受到传播信道的干扰影响。这些干扰可以导致接收信号与发送信号相比发生了变化。这些接收信号的变化降低了信噪比。

例如，一种传统的抑制传播信道干扰对传输信号的影响的方式是使用一种信号处理方法，将接收信号变换成一种经处理的信号，使得经处理的信号与接收信号相比更接近于发送信号。因此，随着信号处理方法性能的提高，经处理的信号变得更加接近发送信号，因而信噪比提高了。通过使用高性能的信号处理方法，这提供了一种用于改进这类接收系统性能的方法。需要注意的是，在本文中，“噪声”指不相关噪声和相关噪声，换句话说也指干扰噪声。

传统上，一个信号接收系统可以适于在P个天线上接收信号，其中P是大于或等于1的数，并可以通过使用这些信号处理方法其中之一对相应的天线接收到的信号进行处理，生成一个经处理的信号。

不论接收发射信号的天线的数量P是多少，这样的接收系统的性能等级取决于所用的对天线接收到的信号进行处理而生成经处理的信号的处理方法。

这些处理方法中的一些首先被用于估计传输信息的值，也被用于估计这些传输信息的似然值。这种似然值反映了所做估计正确的概率。一个绝对值高的似然意味着所做的估计可能是正确的，而绝对值低的似然，例如55％至60％的级别，意味着所做的估计仅有较低的概率，似然为零则意味着无法估计出传输信息的值是0还是1。似然值的符号表明对应的估计的二进制信息的值(0或1)。传统上，似然值(V)满足以下等式：

$V\left(X\right)=\mathrm{Log}\left(\frac{\mathrm{Probability}(X=0/Y)}{\mathrm{Probability}(X=1/Y)}\right)$

其中，Log(z)表示z的自然对数；

其中，X是需要做出估计的发射信号；

其中，Y是与待估计的传输信息对应的接收信号。

这个表达式的意义在于：信息X的似然值等于已知接收信号为Y时传输信号X为0的概率和已知接收信号为Y时传输信号X为1的概率的比值的自然对数。在这一场景下，这些概率的计算通常基于如下假设：在传输和干扰中出现的噪声总体上对应于一个高斯分布的噪声，该高斯分布的方差对应于平均噪声功率。

对于接收器来说，对给定传播信道中出现的平均噪声功率进行估计可能是十分重要的，特别是对于估计传输信息的似然值来说更是如此。

例如，在发射时进行了信道编码处理的情况下，在接收时一般将传输信息的似然(即所谓的“软判决比特”)作为信道解码处理的输入。将使用似然值而不是仅仅信息似然值的符号所表明的信息值(即所谓的“硬判决比特”)作为依据，提供了一种显著改善信道解码性能的方案，因此也显著改善系统在容错性方面的性能，例如容许在传输媒质中的传播导致的错误。

例如，这种信号处理方法中的一种被称为“天线分集方法”。天线分集方法包括以下步骤：对每个天线根据传播信道估计从接收信号估计出初始发送信号，然后将各个天线估计的信号叠加生成一个经处理的信号，继而在多天线系统的框架下将其称为“合成信号”。对于这样的“天线分集方法”，可以估计出平均噪声功率值。

因此这类信号接收系统将信号的接收噪声考虑在内，例如以便尽可能精确地计算信息似然值。在这一场景下，随着噪声信息越来越精确和正确，多载波信号接收系统的性能可以随之得到提升。

发明内容

本发明旨在改善上述类型的信号接收系统中提供的噪声的信息，继而提升这类系统的性能。

本发明的第一个方面提供了一种在电信网络中的信号接收方法，包括在P个天线上接收对应的P个信号，其中P是大于或等于1的整数。接收信号对应于以连续帧的形式传输的多载波信号，其中连续帧包括占据着沿时间轴和频率轴分布的对应位置的符号；一个帧包括M块，每个块有至少N个参考符号。各个块中的参考符号之间在时间轴上满足第一最大间隔，在频率轴上满足第二最大间隔，第一最大间隔小于第一值，第二最大间隔小于第二值，其中，N是一个大于或等于P+1的整数，M为一个至少等于2的整数。

该过程基于噪声功率估计，包括以下步骤：

/a/在帧级别确定M个噪声功率估计值，其中每个估计值分别和M个发射参考符号块中的一个相关；

/b/通过对所述M个噪声功率估计值进行插值，获取与该帧中其它符号相关的噪声功率估计值。

本发明的第二个方面，提供了一种用于使用根据本发明第一个方面的方法的信号接收装置。

本发明的第三个方面，提供了一种信号接收系统，该系统包括一个用于发射以连续帧的形式传输的多载波信号的发射装置(11)，其中连续帧包括占据着沿时间轴和频率轴分布的对应位置的符号；一个帧包括M个块，每个块有至少N个参考符号。所述各个块中的参考符号之间在时间轴上满足第一最大间隔，在频率轴上满足第二最大间隔，第一最大间隔小于第一值，第二最大间隔小于第二值，其中，N是一个大于或等于P+1的整数，M为大于或者等于2的整数；该系统还包括根据本发明第二个方面的接收装置。

通过阅读本发明的实施例描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更加明显。

附图说明

通过参照附图，将对本发明有更好的理解，其中：

图1示出了根据本发明一个实施例的一个电信网络；

图2示出了根据本发明的一个实施例的信号帧结构；

图3示出了如图2所示的帧中的参考符号块结构；

图4示出了根据本发明的一个实施例的接收方法的主要步骤；

图5示出了根据本发明另一个实施例的信号帧结构；

图6示出了如图5所示的帧中的参考符号块结构；

图7示出了根据本发明的一个实施例的方法的步骤细节。

具体实施方式

以下将描述本发明在诸如OFDM(正交频分复用，OrthogonalFrequency Division Multiplexing)系统的多载波系统中的应用。该系统可用于传统OFDM传输，也可用于OFDM/IOTA(等方向正交变换算法，Isotropic Orthogonal Transform Algorithm)类型传输和OFDM/OQAM(偏置正交幅度调制，Offset Quadrature AmplitudeModulation)类型传输。，由Bernard LE FLOCH等人于1995年6月发表于IEEE学报第83卷第6期的题为“编码正交频分复用”的论文(“Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex”，Bernard LEFLOCH et al.，Proceedings ofthe IEEE，Vol.83，No.6，June 1995)给出了一种OFDM结构的正交时/频网络的示例定义。特别的，文献FR19950005455描述了一种适于OFDM/IOTA类型传输的结构。

本说明书并不具有限制性，并且值得注意的是，本发明可能被简单而有效地应用于其它类型的电信网络。

图1示出了根据本发明一个实施例的一个电信网络，其包括一个发射器11和一个接收器13。接收器13包括P个天线14，各个天线用于接收发射器11发送的信号。P大于或等于1。

接收器13包括一个含有P个天线的接收单元15，每个天线用于接收信号的给定的帧。它还包括一个确定噪声功率的单元16，该单元用于决定发射帧中对应的参考符号块的噪声功率值。

接收器还包括一个获取单元17，该单元用于根据确定单元16确定的噪声功率值，获取那些没有包括于参考符号块之中的帧符号的噪声功率估计值。

根据本发明一个实施例的方法旨在为帧中的不同符号提供噪声功率估计e，使得可以尽可能精确地计算该帧中所传输信息中的每一项的似然值。更精确地说，这类方法的第一阶段旨在决定与帧中至少两个参考符号块相关的噪声功率估计值。在第二阶段中，该方法使用这至少两个噪声功率估计值去确定帧中所有其它符号的噪声功率估计值。

在下文作为示例的传输中，根据时间和频率分布，信息符号在一帧中的若干子信道上并行传输。因此，一帧中的各个符号Si，j可以由两个坐标决定的位置所标识，这两个坐标分别是一个沿时间轴的坐标i和一个沿频率轴的坐标j，这一坐标和与一个传输子信道标号的对应。

因此，一个参考符号块可以被定义为一组参考符号，其中各个参考符号在时间或频率上与至少一个其它参考符号相邻，使得所述一组参考符号不间断。

一个参考符号块也可以被定义为一组在时域和频域满足平稳条件的符号的组合，如文献FR20010011817“多载波信号，用于捕捉该信号的传输信道及其实现装置”中所述的一样。这些平稳条件可以被解释为组成被考虑的符号块的符号之间的最大间隔。因此，依赖于电信网络中的符号传播条件，可以确定一个第一值和一个第二值，使得如果一组符号中各个符号沿时间轴的最大间隔和一组符号中各个符号沿频率轴的最大间隔，则可以认为同组中所有符号基本上有相同的传播特性。因此一个符号块可以由一个第一值和一个第二值所定义，其中第一值和第二值分别对应于块中符号沿时间轴的第一最大间隔和块中符号沿频率轴的第二最大间隔。这些时间和频率间隔可以由诸如上述文献中所定义的规则来决定。

根据本发明的意义的一个符号块对应于满足上述两个定义其中之一的一组符号。

由发射器专门插入到信号帧中的符号可以用来构建这样的符号块。在这种情况下，这些符号的位置和取值可以在信号接收之前就由接收器所知。这样的符号被称做“导引符号”(Pilot symbol)。

在另一种情况下，可能利用与传输的有用信息相对应的符号，而不用专门插入到有用信息帧中的导引符号。在这种情况下，如果接收器已经处理这种信息符号，例如使用了本领域技术人员所熟知的OFDM系统的一种解调方法，接收器已经估计了由所述符号承载的值，并且可以考虑将所述符号作为参考符号。因此，这样的符号可以优选地作为参考符号块的一部分。该参考符号的估计值也将被利用。

根据本发明一个实施例的方法可利用一个包括接收器在接收前就知晓的导引符号或者包括由估计接收信号所确定的参考符号的符号块。该方法也同样可利用包括参考符号的符号块，其中参考符号对应于导引符号，也对应于由先验估计确定的参考符号。

特别的，根据本发明一个实施例的方法可以基于使用包括参考符号的符号块来实现，参考符号由一个迭代的OFDM信号解调过程的框架里的估计而知，该解调过程可对应于传统的OFDM类型调制，也可对应于OFDM-ITOA或OFDM/OQAM类型调制。在这种情况下，在第一迭代中，信号处理可以在接收时基于导引符号块进行。对一帧中各个接收符号的传输符号的估计可以在该第一迭代结束时确定。

因此，这些估计符号中的一些可以在第二迭代中被使用，并且可以基于导引符号和在前一次迭代中得到估计的符号，对来自于不同天线的传输符号进行新的估计。在这种情况下，根据本发明一个实施例的方法优选地基于估计符号块来进行，估计符号块即是通过估计而得知的。

在传统OFDM传输的情况下，信息符号在若干子信道中以诸如图2所示的结构并行传输。这一结构示出了在一帧中的组成传输信号的各个符号在时间和频率上的分布。因此，在一帧中的各个符号S_i，j可以由两个坐标确定的位置所标识，这两个坐标分别是一个沿时间轴20的坐标i和一个沿频率轴21的坐标j，后者与传输子信道的数目对应。因此由S_5，3标示的符号22对应于符号时间5和子信道3，而由S_7，2标示的符号23对应于符号时间7和子信道2。

在传统的OFDM传输中，通过构建，每个符号都和其他所有符号正交。传统的OFDM符号间的正交性由所述符号间的互相关为0所定义，相关在某种意义上由复数来定义。

在一个实施例中，将多路径分配给产生频率选择性传播信道，频率扩展产生时间选择性。传播信道在时间上也发生变化。

图3示出了根据本发明一个实施例的符号块30，该符号块30包括一个含有6个参考符号的块，6个符号由符号S_n组成，其中n在1至6之间变化。可以为所考虑的帧中的各个参考符号块确定噪声功率值。

图4示出了根据本发明的一个实施例的方法的主要步骤。在步骤S41中，接收到一个传输信号帧。该帧包括M个参考符号块。然后在步骤S42中，与M个接收参考符号块相对应的M个噪声功率值被确定下来。继而在步骤S43中，通过使用先前确定的M个噪声功率值，获取接收帧中其他符号的噪声功率值。这可以通过对帧中M个噪声功率值进行插值而进行。值得注意的是，“插值”在本说明书中是广义的，尤其包括基于所述值的倒数(the inverse of said values)进行的插值。

第一部分描述根据本发明的方法的第一变化例，该变化例对应于该方法在传统OFDM信号接收系统中的应用，第二部分描述第二变化例，该变化例对应于该方法在OFDM-IOTA接收系统中的应用。

根据本发明一个实施例的方法将在各个变化例中进行描述，首先将描述其在单天线接收系统即P等于1的系统中的应用，而后将描述其在单和多天线接收系统中的应用，其中P大于或等于1。

在第一变化例中，发射信号帧结构与参照图2和3所描述的类似。在P等于1时，该信号在传播信道上由单天线所接收。在第一阶段中，从为参考符号块的N个符号确定的方差ε²，可以获得噪声功率估计值值，并满足以下等式：

${\left|\right|\mathrm{\γ}\·\stackrel{\→}{S}-\stackrel{\→}{Z}\left|\right|}^2={\mathrm{\ϵ}}^2---\left(1\right)$

参考符号块的功率估计值优选地等于ε²/N，换句话说，等于方差ε²除以参考符号块中符号的数目。该值继而等于所考虑的(considered)参考符号块的平均噪声功率估计值。

等式(1)中的项γ是为参考符号块确定的传播信道估计系数。本发明覆盖确定该估计系数的所有方法，其中的一些为本领域技术人员所熟知。

例如，信道估计系数可以被确定，以对于发射参考符号块将由所述发射块中的被信道估计系数加权的参考符号与天线上所接收的对应于所述发射块的参考符号位置上的符号之间的方差ε²值提高一个门限值。

等式(1)中的项

是含有N个元素的列向量，N个元素为发射参考符号块中的符号S_n，其中n是1至N之间的整数标号。

项

是列向量，其元素等于接收到的帧中的符号Z_n，其中n是1至N之间的整数标号，Z_n是对应于发射参考符号块中符号S_n的位置的接收符号。

优选地，传播信道估计系数γ由下面的等式确定：

$\mathrm{\γ}=\frac{{\stackrel{\→}{S}}^{*T}\·\stackrel{\→}{Z}}{{\left|\right|\stackrel{\→}{S}\left|\right|}^2}---\left(2\right)$

其中，

标示列向量

的共轭列向量，并且，其中，

标示列向量

的转置。

因此，可以为所考虑的帧包含的各个参考符号块确定这样的信道估计系数。

当接收帧传输于的无线通信网络是基于以实轴和虚轴上的复数形式表征的OFDM-4ⁿQAM调制时，在4ⁿQAM调制的实轴上或4ⁿQAM调制的虚轴上承载的比特的似然值是可以计算的。在这种情况下，对于与一个帧符号的秩k比特对应的比特，符号在帧中占据着的位置的坐标是i和j，其似然值VNE_{i，j，R，k}和VNE_{i，j，I，k}分别满足以下等式：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,R,k}=\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{R,k,0}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)-\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{R,k,1}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)---\left(3\right)$

和

${\mathrm{VNE}}_{i,j,I,k}=\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{I,k,0}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)-\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{I,k,1}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)---\left(4\right)$

在等式(3)和(4)中，项(ε²/N)_i，j对应于与发射符号S_i，j的接收相关的噪声功率值。这个噪声功率值(ε²/N)_i，j可以优选地在步骤S43中根据M个噪声功率估计值ε²/N而获得，并为所考虑的帧中的M个参考符号块而确定。

项γ_i，j是传播信道估计系数，其用于与发射帧中的符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j。系数γ_i，j可以从先前获得的M个传播信道估计系数γ而得到，其中M个传播信道估计系数γ是为所考虑帧的M个参考符号而获得，特别地可以根据等式(2)获得。这样，为所考虑帧的M个参考符号而决定的γ值，以及为帧中其它符号而决定的γ_i，j值可以通过在帧上进行插值运算而推导出，如同下文中将描述的运算。

项E_R，k，0对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取一组幅值a，该组幅值a对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号。

项E_R，k，1对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取一组幅值a，该组幅值a对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。

项E_I，k，0对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a，该组幅值a对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号。

项E_I，k，1对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a，该组幅值a对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。

等式(3)和(4)可以优选地简化，并写成如下等式的形式：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,R,k}=-\frac{\underset{a\∈E_{R,k,0}}{\mathrm{Min}}{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·s)}^2}{2\·{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}+\frac{\underset{a\∈E_{R,k,1}}{\mathrm{Min}}{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2\·{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}---\left(5\right)$

和

${\mathrm{VNE}}_{i,j,I,k}=-\frac{\underset{a\∈E_{I,k,0}}{\mathrm{Min}}{(\mathrm{Im}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2\·{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}+\frac{\underset{a\∈E_{I,k,1}}{\mathrm{Min}}{(\mathrm{Im}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·z_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2\·{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}---\left(6\right)$

在传统OFDM信号的接收中，在本发明的一个实施例里，接收系统包括一个或若干个接收天线。以下部分可以适用于P等于1的单天线系统，或P大于1的多天线系统。

在这样的单天线或多天线系统中，可以在步骤S42中，根据为参考符号块中的N个符号决定的方差ε²，为参考符号块获取噪声功率估计值，满足以下等式：

${\left|\right|\left[z\right]\·\stackrel{\→}{\mathrm{\β}}-\stackrel{\→}{S}\left|\right|}^2={\mathrm{\ϵ}}^2---\left(7\right)$

等式(7)继而可以被用于推到参考符号块的噪声功率估计值。这个噪声功率值可以等于ε²/N，换句话说，等于方差除以参考符号块中符号的数目。

在该等式(7)中，项

是含有N个元素的列向量，N个元素为发射参考符号块中的符号S_n，其中n是1至N之间的整数标号。

符号[Z]是一个所含元素等于帧中接收符号Z_n，p的矩阵，其中n代表矩阵的行标号，是1和N之间的整数标号；p是矩阵的列标号，是1和P之间的整数标号。项Z_n，p标示在第p个天线上接收到的对应于发射参考符号块里符号S_n位置的接收符号。

是一个含有P个加权系数元素β_p的列向量，其中p在1至P之间变化，其中β_p为对应于第p个天线的加权系数并且可以应用于所考虑的参考符号块中的所有符号。为了生成一个高性能复合信号，换句话说为了近似于发射信号，而决定这些加权系数β_p。

本发明覆盖决定这些加权系数的所有方法，这些加权系数被设计为对接收参考符号块中的符号进行加权，以在接收时生成经处理的信号，该经处理的信号包括的符号比接收符号更近似于发射符号。

在本发明的一个实施例中，为所考虑的发射参考符号块在帧的级别决定P个系数。这P个系数继而和P个天线上接收到的与发送参考符号块相对应的参考符号块关联起来。优选地，这P个加权系数被确定以对于发射符号块，将满足等式(7)的所考虑发射块的参考符号与从P个天线中的每个天线接收到的对应于所述发射块的参考符号的位置的符号中获取到并被对应的相关联的加权系数所加权的符号之间的方差ε²的值提高一个门限值。

在这种情况下，根据对从对应的P个天线接收到的对应于发射参考符号块中的符号S_n的对应符号Z_n，p进行处理而得的信号中的符号Z_n′可以写成如下等式的形式：

${Z^{\′}}_n=\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_p\·Z_{n,p}---\left(7^{\′}\right)$

加权系数列向量

继而优选地满足以下等式：

$\stackrel{\→}{\mathrm{\β}}={[{\left[Z\right]}^{*T}\·\left[Z\right]]}^{-1}{\left[Z\right]}^{*T}\·\stackrel{\→}{S}---\left(8\right)$

其中，[Z]^*标示矩阵[Z]的共轭矩阵，并且，其中，[Z]^*T标示矩阵[Z]^*的转置。

当电信网络基于以实轴和虚轴上的复形式表征的OFDM-4ⁿQAM调制时，由4ⁿQAM调制的实轴和由4ⁿQAM调制虚轴分别承载的，在帧中符号秩为k的比特的似然值是可以计算的，对在帧中占据着的位置的坐标是i和j的符号，其似然值VNE_{i，j，R，k}和VNE_{i，j，I，k}分别满足以下等式：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,R,k}=\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{R,k,0}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)-\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{R,k,1}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)---\left(9\right)$

和

${\mathrm{VNE}}_{i,j,I,k}=\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{I,k,0}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Im}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)-\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{I,k,1}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Im}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2}{2{\·({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)---\left(10\right)$

等式中的项(ε²/N)_i，j是对应于发射符号S_i，j接收时的噪声功率值。该噪声功率值(ε²/N)_i，j优选地在步骤S43中根据为M个参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N而获得，项ε²在这种情况下在等式(7)中被确定。N是一个大于或等于P+1的整数，β_i，j，p对应于应用于第p个天线接收到的与发射帧中符号S_i，j对应的符号Z_i，j，p的加权系数。这个系数是为帧中的符号S_i，j而不是参考符号块中的符号而决定的。可以优选地采用与将在后文中描述的插值方法相类似的方法，根据如前所述的β_p来获得这些加权系数β_i，j，p。

令Z_i，j′与如上定义的坐标为i和j对应的复合经处理信号的符号，特别是如图2所示的符号。则根据本发明一个实施例有可能使用如下等式获取复合信号：

${Z^{\′}}_{i,j}=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·Z_{i,j,p}$

在这两个最终等式中的其他项已经在前面参照等式(3)和(4)进行了定义。

等式(9)和(10)可以分别由下面的等式进行近似：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,R,k}=-\frac{\underset{a\∈E_{R,k,0}}{\mathrm{Min}}\left[{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2\right]}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}+\frac{\underset{a\∈E_{R,k,1}}{\mathrm{Min}}\left[{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2\right]}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}---\left(11\right)$

和

${\mathrm{VNE}}_{i,j,I,k}=-\frac{\underset{a\∈E_{I,k,0}}{\mathrm{Min}}\left[{(\mathrm{Im}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2\right]}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}+\frac{\underset{a\∈E_{I,k,1}}{\mathrm{Min}}\left[{(\mathrm{Im}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·z_{i,j,p})-a)}^2\right]}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}---\left(12\right)$

在将要描述的根据本发明一个实施例的方法的第二变化例中，接收单元15接收到的信号是一个OFDM-IOTA或OFDM/OQAM类型的多载波信号。以下部分将介绍基于这类调制框架的传输网络对前述等式将进行的修改。

在这种调制类型里，符号使用图5所示的结构进行传输。在这种情况下，传输符号是一维的。它们是交替的纯实数和纯虚数，都沿着时间轴和频率轴，如参考符号50和参考符号51各自所示。每个符号都和其他所有符号正交。在OFDM-IOTA或OFDM/OQAM调制的框架下，当两个符号的互相关的实部为零时，该两个符号正交。

在图5和图6中，垂直双箭头表示纯实数符号，水平双箭头表示纯虚数符号。在这些图中，τ₀表示两个符号在帧中沿时间轴的间隔。

图6示出了根据本发明一个实施例的在一个根据该调制方式传输的帧中的参考符号块60。该参考符号块60包括六个符号S_n，其中n在1至6之间变化。在这里所示的示例中，平稳条件满足沿时间轴的间隔等于两个符号间间隔，沿频率轴的间隔等于一个符号间间隔。

对于一般的包括P个天线的接收系统，P大于或等于1，接收符号Z_i，j，p对应于天线p接收的符号S_i，j。在本发明的一个对应于OFDM/IOTA或OFDM/OQAM类型传输的实施例中，接收符号Z_i，j，p根据一个确定的规则被变换为符号ZZ_i，j，p。

由于发射符号在纯实数和纯虚数之间的交替性，该规则包括：如果接收到的符号对应于纯虚数的发射符号S_i，j，则将接收到的符号乘以虚数-j；如果接收到的符号对应于纯实数的发射符号S_i，j，则不对接收符号做任何改变。

在以下描述的示例中，该信号由单个天线在传播信道中接收到，换句话说P等于1。

在步骤S42中，根据由所考虑的参考符号块中的N个符号确定的方差ε²来确定与一个参考符号块相关的噪声功率估计值，并满足以下等式：

${\left|\right|\mathrm{Re}((1/\mathrm{\γ})\·\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}})-\stackrel{\→}{\mathrm{SS}}\left|\right|}^2={\mathrm{\ϵ}}^2---\left(13\right)$

在这些条件下，则对于所考虑的参考符号块的功率估计值可以等于ε²/N，换句话说等于方差除以参考符号块中符号的数目。

γ是为所考虑的参考符号块确定的传播信道估计系数，可以采用用于确定该估计系数的任何方法。

例如，信道估计系数可以被确定，以对于发射参考符号块，将经所述信道估计系数加权的发射块的参考符号与天线所接收的对应于所述发射块的参考符号的位置的符号之间的方差ε²值提高一个门限值。

项

是一个有N个元素SS_n的列向量，元素SS_n由发射符号块中的参考符号S_n推导而得，其中n是1至N之间的整数。更精确地来说，SS_n可以由发射参考符号块中的参考符号S_n的变换而获得。这一变换可以根据以下两条规则而定义：

SS_n＝S_n，如果参考符号S_n是纯实数；

SS_n＝-j·S_n，如果参考符号S_n是纯虚数，其中j是-1的平方根。

项

是列向量，其元素为等于接收帧中的符号ZZ_n，其中n是1至N之间的整数标号，其中ZZ_n也从接收符号Z_n的变换而获得，接收符号Z_n对应于发射参考符号块中符号S_n的位置。这一变换可以根据以下两条规则而定义：

ZZ_n＝Z_n，如果对应的传输符号S_i，j是纯实数；

ZZ_n＝-j·Z_n，如果对应的传输符号S_i，j是纯虚数。

在本发明的这个实施例中，传播信道系数的估计可以示例地满足以下等式：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}(1/\mathrm{\γ})\\ \mathrm{Im}(1/\mathrm{\γ})\end{array}\right]=M\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}({\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}}^{*T}\·\stackrel{\→}{\mathrm{SS}})\\ \mathrm{Im}({\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}}^{*T}\·\stackrel{\→}{\mathrm{SS}})\end{array}\right]---\left(14\right)$

其中，

标示列向量

的共轭列向量，并且，其中，

标示列向量

的转置，其中M是一个如下定义的矩阵：

$M={\left[\begin{array}{cc}{\left|\right|\mathrm{Re}\left(\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}\right)\left|\right|}^2& -\mathrm{Re}{\left(\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}\right)}^T\·\mathrm{Im}\left(\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}\right)\\ -\mathrm{Im}{\left(\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}\right)}^T\·\mathrm{Re}\left(\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}\right)& {\left|\right|\mathrm{Im}\left(\stackrel{\→}{\mathrm{ZZ}}\right)\left|\right|}^2\end{array}\right]}^{-1}---\left(15\right)$

其中，

表示列向量

的转置。

在本发明的该第二变化例中，当电信网络基于OFDM/IOTA或OFDM/OQAM系统，使用由2ⁿASK调制方式调制的符号时，可以计算出由2ⁿASK调制承载的比特的似然值。因此，在这种情况下，对于在一个帧符号中秩为k的比特对应的比特，该符号在帧中占据着的位置的坐标是i和j，其似然值VNE_i，j，k满足以下等式：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,k}=\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{k,0}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·{\mathrm{zz}}_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)-\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{k,1}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·{\mathrm{zz}}_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)---\left(16\right)$

在等式(16)中，项(ε²/N)_i，j是对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值。该噪声功率值(ε²/N)_i，j可以在步骤S43中根据为M个参考符号块由等式(13)分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N而获得。N是大于或等于2·P+1的数，γ_i，j是应用于与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j的传播信道估计系数。该估计参数γ_i，j可以优选地从为M个参考符号块根据等式(14)获得的M个传播信道估计系数γ来获得。可以通过进行如下部分所述的插值来获得。

项E_k，0对应于一组由2ⁿQAM调制所取幅值a，该组幅值a对应于其中由一维调制轴(实轴或虚轴)承载的秩为k的比特等于0的发射符号。

项E_k，0对应于一组由2ⁿQAM调制所取幅值a，该组幅值a对应于其中由一维调制轴(实轴或虚轴)承载的秩为k的比特等于1的发射符号。

等式(16)可以由如下等式近似：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,k}=-\frac{\underset{a\∈E_{k,0}}{\mathrm{Min}}{(\mathrm{Re}({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}\·{\mathrm{zz}}_{i,j})-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2\·{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}+\frac{\underset{a\∈E_{k,1}}{\mathrm{Min}}{(\mathrm{Re}\left({{\mathrm{\γ}}_{i,j}}^{*}{\·\mathrm{zz}}_{i,j}\right)-{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·a)}^2}{2\·{\left|\right|{\mathrm{\γ}}_{i,j}\left|\right|}^2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}---\left(17\right)$

在本第二变化例中，OFDM/IOTA或OFDM/OQAM信号可以更一般地在一个或多个天线上接收。因此，以下部分描述第二变化例的示例应用，其中P大于或等于1。

在这种情况下，在步骤42中，可以根据为一个参考符号块中的N个符号决定的方差，为该参考符号块确定其噪声功率估计值，并满足以下等式：

${\left|\right|\mathrm{Re}(\left[\mathrm{ZZ}\right]\·\stackrel{\→}{\mathrm{\β}})-\stackrel{\→}{\mathrm{SS}}\left|\right|}^2={\mathrm{\ϵ}}^2---\left(18\right)$

因此，等式(18)可以用于推导为参考符号块的估计的噪声功率值。该噪声功率值可以等于ε²/N，换句话说等于方差除以参考符号块中符号的数目。

项是一个有N个元素SS_n的列向量，元素SS_n由所考虑的发射符号块中的参考符号S_n推导而得，其中n是1至N之间的整数。项SS_n由发射参考符号块中的参考符号S_n的变换而获得。这一变换可以根据以下两条规则而定义：

SS_n＝S_n，如果参考符号S_n是纯实数；

SS_n＝-j·S_n，如果参考符号S_n是纯虚数，其中j是-1的平方根。

项[ZZ]是矩阵，其元素为接收帧中的符号ZZ_n，p，其中n是矩阵的行标号，是1至N之间的整数标号，p是矩阵的列标号，是1至P之间的整数标号，其中ZZ_n，p从接收符号Z_n，p的变换而获得，接收符号Z_n，p由第p个天线接收到的且对应于发射参考符号块中符号S_n的位置。这一变换可以根据以下两条规则而定义：

ZZ_n＝Z_n，如果对应的传输符号S_i，j是纯实数；

ZZ_n＝-j·Z_n，如果对应的传输符号S_i，j是纯虚数。

是一个含有P个加权系数元素β_p的列向量，其中p在1至P之间变化，其中β_p为对应于第p个天线的加权系数并且可以应用于所考虑的参考符号块中的所有符号。为了生成一个高性能复合信号，换句话说为了在本例中的多天线接收系统中近似于发射信号，而确定这些加权系数β_p。

本发明覆盖决定这些加权系数的所有方法，这些加权系数被设计为对接收参考符号块中的符号进行加权，以在接收时生成经处理的信号，该经处理的信号包括的符号比接收符号更近似于发射符号。

在本发明的一个实施例中，为所考虑的发射参考符号块在帧级别确定P个系数。这P个系数继而和P个天线上接收到的与发送参考符号块相对应的参考符号块关联起来。优选地，这P个加权系数被确定以为发射符号块将满足等式(7)的所述考虑的发射块的参考符号与从P个天线中的每个天线接收到的对应于所述发射块的参考符号的位置的符号中获取到并被对应的相关联的加权系数所加权的符号之间的方差ε²的值提高一个门限值。

在这种情况下，根据对从对应的P个天线接收到的对应于发射参考符号块中的符号S_n的对应符号ZZ_n，p进行处理而得的信号中的符号ZZ_n′可以写成如下等式的形式：

${{\mathrm{ZZ}}^{\′}}_n=\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_p\·{\mathrm{ZZ}}_{n,p}---\left({18}^{\text{'}}\right)$

加权系数列向量

继而优选地满足以下等式：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(\stackrel{\→}{\mathrm{\β}}\right)\\ \mathrm{Im}\left(\stackrel{\→}{\mathrm{\β}}\right)\end{array}\right]=M\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}({\left[\mathrm{ZZ}\right]}^{*T}\·\stackrel{\→}{\mathrm{SS}})\\ \mathrm{Im}({\left[\mathrm{ZZ}\right]}^{*T}\·\stackrel{\→}{\mathrm{SS}})\end{array}\right]---\left(19\right)$

其中，M是一个按如下等式由块定义的矩阵

$M={\left[\begin{array}{cc}{\left|\right|\mathrm{Re}\left(\right[\mathrm{ZZ}\left]\right)\left|\right|}^2& -\mathrm{Re}{\left(\right[\mathrm{ZZ}\left]\right)}^T\·\mathrm{Im}\left(\right[\mathrm{ZZ}\left]\right)\\ -\mathrm{Im}\left({\left[\mathrm{ZZ}\right]}^T\right)\mathrm{Re}\left(\right[\mathrm{ZZ}\left]\right)& {\left|\right|\mathrm{Im}\left(\right[\mathrm{ZZ}\left]\right)\left|\right|}^2\end{array}\right]}^{-1}---\left(20\right)$

在OFDM/IOTA或OFDM/OQAM类型调制里使用由2ⁿASK调制方式调制的符号时，可以计算出由2ⁿASK调制承载的比特的似然值。对于一个帧中的符号的秩为k的比特对应的比特，该符号在帧中占据着的位置的坐标是i和j，其似然值VNE_i，j，k满足以下等式：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,k}=\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{k,0}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·{\mathrm{zz}}_{i,j,p})-a)}^2}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)-\mathrm{Log}\left(\underset{a\∈E_{k,1}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·{\mathrm{zz}}_{i,j,p})-a)}^2}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}}\right)---\left(21\right)$

在等式(21)中，项(ε²/N)_i，j是对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值。该噪声功率值(ε²/N)_i，j可以在步骤S43中根据为M个参考符号块在步骤S42中分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得。N是大于或等于2·P+1的数，β_i，j，p是加权系数，优选地可以是如上所述的应用于与发射帧中符号S_i，j相对应的在第p个天线上接收到的接收符号Z_i，j，p的加权系数，这些加权系数可以通过类似如下部分所述的插值，由根据等式(19)为各个参考符号块获取的系数β_p而获得。项E_k，0对应于一组由2ⁿASK调制所取的幅值a，该组幅值对应的发射符号的秩为k的比特为0。项E_k，0对应于一组由2ⁿASK调制所取的幅值a，该组幅值对应的发射符号的秩为k的比特为1。

等式(21)可以由以下等式近似：

${\mathrm{VNE}}_{i,j,k}=-\frac{\underset{a\∈E_{k,0}}{\mathrm{Min}}\left[{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·{\mathrm{zz}}_{i,j,p})-a)}^2\right]}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}+\frac{\underset{z\∈E_{k,1}}{\mathrm{Min}}\left[{(\mathrm{Re}(\underset{p=1,P}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\β}}_{i,j,p}\·{\mathrm{zz}}_{i,j,p})-a)}^2\right]}{2\·{({\mathrm{\ϵ}}^2/N)}_{i,j}}---\left(22\right)$

图7示出了根据本发明一个实施例的，用于获取如前所定义的加权系数β_i，j，p的方法的详细步骤。

在本实施例中，也为了在不同天线p上接收到的，与发射符号S_i，j对应的，标记为Z_i，j，p的信号而确定加权系数β_i，j，p，其中p是是1和P之间的整数，i和j是决定符号S_i，j在帧中位置的整数。在本实施例中，发射信号在接收时以复合信号的形式重构，该复合信号由天线接收到的对应于信号帧中相同位置的符号乘以确定的加权系数后叠加而得到。因此，通过与例如天线分集方法等其它方法获取的信号的信噪比相比较，该类方法能够降低处理后获得的复合信号的信噪比，尤其在不同天线上接收到的影响信号的噪声是相关的情况下。因此，这种方法尤其能够减少干扰的影响。

根据本发明一个实施例的接收方法提供了一种基于包含在一个信号帧中的至少两个符号块确定这些加权系数的方法，组成各个块的符号为接收器所知。

在步骤71中，P个天线接收到一个帧。该帧包括至少两个接收器参考符号块，各个块满足如前所述的确定的平稳条件。然后，在步骤72中，为各个符号块，为各个天线p决定其加权系数。该加权系数继而被用于在同一天线上接收到的同样的参考符号块中的所有符号。对于这一点请参见等式(7’)和(18’)。

该步骤优选地被执行，以减小满足前面各等式其中之一的方差，满足的等式取决于应用的场景，换句话说所述第一变化例中的等式(1)或(7)，或所述第二变化例中的等式(13)或(18)。

因此，可以为帧中各个参考符号块确定P个加权系数，每个系数对应于与所考虑的参考符号块所对应的在各个天线上接收到的信号输出，使得发射参考符号块和P个天线接收的对应于所考虑参考符号块的接收信号块的线性组合之间的方差增加一个门限值(或者这样一个误差可能减少该门限值)，该线性组合的系数是所要求的P个加权系数。优选地，确定这些加权系数以最小化该方差。在可以为这些加权系数确定的不同值中，优选地可以采用具有最小误差的那个值。在这种情况下，门限值可以确定为获得的不同误差值的函数，继而。例如，门限值可以对应于最低误差的值，最低误差是通过改变加权系数得到的多个误差值中最小的。

在步骤73中，在步骤72中确定的加权系数被用于确定所有P个天线的帧中所有其他符号的加权系数，可以通过例如如下描述的插值计算而得到。继而在步骤74中，生成作为获取到的加权系数和各个天线p接收到的P个信号帧的函数的一个复合信号帧。通过在各个帧上重复这些步骤，可以生成一个根据本发明一个实施例的复合信号。

除为考虑的符号块确定的，作为已经为这些符号块获得的加权系数的函数之外，本发明覆盖可用于为各个天线和帧中不包含于所考虑的符号块中的各个符号获取加权系数的所有方法。

在本发明的一个实施例中，可以在第一阶段中为帧中的参考符号块确定这些不同值或系数，而后在第二阶段中为帧中的其他符号确定这些值，同样的，对于噪声功率值、信道估计参数、和加权系数也可如此。优选地，第二阶段根据第一阶段获得结果而进行。为帧中不同的参考符号块获得的值或系数可以被用以推导帧中其他符号的值或系数。为达到这一目的，优选地可以通过计算在该帧中块上确定的值或系数上进行插值来实现。

例如，第二阶段可以通过在获得的与符号块相关的值或系数上进行插值来进行。需要注意的是，词“插值”在本发明中是广义使用的，并尤其包括基于所述值的倒数对所述值进行插值。

因此，该插值计算可以使用传统类型的插值，用于为符号块直接对加权系数的值进行操作，例如线性插值或利用傅立叶变换进行的插值。优选地，插值步骤将为了帧中所考虑的参考符号块，保持在第一步骤中为参考符号块所产生的值。

文献FR20010011817“多载波信号，用于捕捉该信号的传输信道及其实现装置”描述了这样一个对值进行插值的方法。这些插值方法也可以优选地用于在步骤43中为帧中其他符号获取噪声功率估计值。

例如，对于各个天线，首先可以沿时间轴进行插值，换句话说沿帧中所有水平行，每个行中至少一个符号属于一个符号块，该符号块信道估计系数或加权系数或噪声功率值已经被确定了。然后再进行沿频率轴的插值，换句话说使用帧中所有列，每个列的信道估计系数或加权系数或噪声功率值已经被确定了，换句话说在本特殊情况下在该帧中所有列。

在一个变化例中，插值计算可以根据已经在参考符号块中获得的噪声功率值或加权系数或估计系数而进行。

Claims (21)

1.一种在电信网络中的信号接收方法，包括在P个对应的天线上接收P个信号，其中P是大于或等于1的整数； 

所述接收信号对应于以连续帧的形式传输的多载波信号，其中连续帧包括占据着沿时间轴和频率轴分布的对应位置的符号；一个帧包括M块，每个块有至少N个参考符号，各个块中的参考符号相互之间在时间轴上满足第一最大间隔，在频率轴上满足第二最大间隔，第一最大间隔小于第一值，第二最大间隔小于第二值，其中，M为一个至少等于2的整数， 

该过程基于噪声功率估计，包括以下步骤： 

/a/在帧级别确定M个噪声功率估计值，其中每个估计值对应于M个发射参考符号块其中之一； 

/b/通过仅对所述M个噪声功率估计值进行插值，获取对应于该帧中其它符号的噪声功率估计值。 

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述步骤/b/包括一个基于所述步骤/a/中确定的噪声功率估计值的倒数进行的插值计算。 

3.根据前述权利要求中任一项所述的接收方法，其中，所述发射参考符号块包括接收器在接收前已知的参考导引符号，和/或由所述参考符号的先验估计而获得的符号。 

4.根据前述权利要求1中所述的信号接收方法，其中，当P等于1时，所述信号由一个天线在一个确定的传播信道上接收到，在所述步骤/a/中，根据为发射参考符号块的N个符号确定的方差ε²，可以获得发射参考符号块的噪声功率估计值，其中N为不大于2的整数，并满足以下等式： 

所述发射参考符号块的功率估计值等于ε²/N，其中ε²/N是方差ε²除以所述发射参考符号块中符号的数目； 

其中，γ是用于估计为所述发射参考符号块确定的传播信道的系数； 

该信道估计系数被确定，以使得对于所述发射参考符号块，经所述信道估计系数加权的所述发射参考符号块的参考符号与所述天线上所接收的对应于所述发射参考符号块的参考符号位置上的接收符号之间的方差ε²的值小于一个门限值； 

其中，是含有N个元素的列向量，所述N个元素为所述发射参考符号块中的符号S_n，其中n是1至N之间的整数标号；并且 

是列向量，其元素等于接收到的帧中的符号Z_n，其中n是1至N之间的整数标号，Z_n是对应于所述发射参考符号块中符号S_n的位置的接收符号。 

5.根据权利要求4所述的接收方法，其中，该传播信道估计系数γ满足下面的等式： 

其中，

表示列向量

的共轭列向量，并且， 

其中，

表示列向量

的转置。 

6.根据权利要求4或5所述的信号接收方法，其中，无线通信网络是基于以实轴和虚轴上的复形式表征的OFDM-4ⁿQAM调制；所述方法还包括一个计算一个由4ⁿQAM调制的实轴所承载的比特的似然值VNE_{i，j，R，k}，或一个由4ⁿQAM调制的虚轴所承载的比特的似然值VNE_{i，j，I，k}的步骤，对于帧中的符号的秩为k的比特，该符号在帧中占据着的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_{i，j，R，k}和VNE_i，j,I，k分别满足以下等式： 

和 

其中，(ε²/N)_i，j对应于与发射符号S_i，j的接收相关的噪声功率值，在所述步骤/b/中，根据为M个发射参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N获得噪声功率值(ε²/N)_i，j； 

其中，γ_i，j是传播信道估计系数，其应用于与发射帧中的符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j，并根据为M个发射参考符号块获得的M个传播信道估计系数γ而被获得；z_i，j是与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j； 

其中，E_R，k，0对应于由沿实轴的4ⁿQAM所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_R，k，1对应于由沿实轴的4ⁿQAM所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号； 

其中，E_I，k，0对应于由沿虚轴的4ⁿQAM所取的一组幅值a₃，该组幅值a₃对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_I，k，1对应于由沿虚轴的4ⁿQAM所取的一组幅值a₄，该组幅值a₄对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。 

7.根据权利要求4或5所述的信号接收方法，其中，无线通信网络是基于以实轴和虚轴上的复形式表征的OFDM-4ⁿQAM调制； 

所述方法还包括由计算一个由4ⁿQAM调制的实轴上承载的比特的似然值VNE_{i，j，R，k}，和一个由4ⁿQAM调制的虚轴上承载的比特的似然值VNE_{i，j，I，k}的步骤，对于帧中符号的秩为k的比特，该符号在帧中占据的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_{i，j，R，k}和VNE_{i，j，I，k}分别满足以下等式： 

和 

其中，(ε²/N)_i，j对应于与发射符号S_i，j的接收相关的噪声功率值，在所述步骤/b/中，根据为M个发射参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得噪声功率值(ε²/N)_i，j； 

其中，γ_i，j是传播信道估计系数，其应用于与发射帧中的符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j，并根据为M个发射参考符号块获得的M个传播信道估计系数γ而被获得；z_i，j是与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j； 

其中，E_R，k，0对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_R，k，1对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号； 

其中，E_I，k，0对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₃，该组幅值a₃对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_I，k，1对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₄，该组幅值a₄对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。 

8.根据权利要求1所述的信号接收方法，其中，在所述步骤/a/中，根据为发射参考符号块中的N个符号确定的方差ε²，为所述发射参考符号块获取噪声功率估计值，其中N至少等于P+1，满足以下等式： 

所述发射参考符号块的噪声功率估计值等于ε²/N，其中ε²/N等于所述方差除以所述发射参考符号块中符号的数目； 

其中，

是含有N个元素的列向量，N个元素为所述发射参考符号块中的符号S_n，其中n是1至N之间的整数标号； 

其中，[Z]是一个所含元素等于帧中接收符号Z_n，p的矩阵，其中n代表矩阵的行标号，为1和N之间的整数标号；p是矩阵的列标号，为1和P之间的整数标号，Z_n，p代表在第p个天线上接收到的对应于发射参考符号块里符号S_n位置的接收符号； 

为一个含有P个加权系数元素β_p的列向量，其中p在1至P之间变化，β_n为对应于第p个天线的加权系数，在与所述发射参考符号块相关的帧级别确定所述P个系数，所述P个系数与所述P个天线上接收到的与发射参考符号块相对应的发射参考符号块相关联；所述P个加权系数被确定为使得对于发射参考符号块，所述发射参考符号块的参考符号与从所述P个天线中的每个天线接收到的对应于所述发射参考符号块的参考符号的位置的符号中获取到并被对应的相关联的加权系数所加权的符号之间的方差ε²的值低于一个门限值。 

9.根据权利要求8所述的方法，其中，加权系数列向量满足以下等式： 

其中，[Z]^*表示矩阵[Z]的共轭矩阵，并且， 

其中，[Z]^*T表示矩阵[Z]^*的转置。 

10.根据权利要求8或9所述的接收方法，其中，所述电信网络基于以实轴和虚轴上的复形式表征的OFDM-4ⁿQAM调制； 

所述方法还包括计算一个由4ⁿQAM调制的实轴承载的比特的似然值VNE_{i，j，R，k}，和一个由4ⁿQAM调制的虚轴承载的比特的似然值VNE_{i，j，R，k}的步骤，对于帧中的符号的秩为k的比特，该符号在帧中占据的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_{i，j，R，k}和VNE_{i，j，I，k}分别满足以下等式： 

和 

(ε²/N)_i，j为对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值，在所述步骤/b/中，根据为M个参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得噪声功率值(ε²/N)_i，j； 

其中，β_i，j，p对应于应用于第p个天线接收到的、与发射帧中符号S_i，j对应的符号Z_i，j，p的加权系数；z_i，j，p是第p个天线接收到的与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号z_i，j，p； 

其中，E_R，k，0对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_R，k，1对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号； 

其中，E_I，k，0对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₃，该组幅值a₃对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_I，k，1对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₄，该组幅值a₄对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。 

11.根据权利要求8或9所述的方法，其中，所述电信网络基于以实轴和虚轴上的复形式表征的OFDM-4ⁿQAM调制； 

所述方法还包括计算一个比特似然值的步骤，该一个比特由 4ⁿQAM调制的实轴或4ⁿQAM调制的虚轴分别承载，对于帧中秩为k的符号，该符号在帧中占据的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_{i，j，R，k}和VNE_{i，j，I，k}分别满足以下等式： 

和 

(ε²/N)_i，j是对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值，在所述步骤/b/中，根据为M个发射参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得噪声功率值(ε²/N)_i，j； 

其中，β_i，j，p对应于应用于第p个天线接收到的、与发射帧中符号S_i，j对应的符号Z_i，j，p的加权系数；z_i，j，p是第p个天线接收到的与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j，p； 

其中，E_R，k，0对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_R，k，1对应于由沿着实轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制实轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号； 

其中，E_I，k，0对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₃，该组幅值a₃对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_I，k，1对应于由沿着虚轴的4ⁿQAM调制所取的一组幅值a₄，该组幅值a₄对应于其中由调制虚轴承载的秩为k的比特等于1的发射 符号。 

12.根据权利要求1所述的接收方法，其中，当P等于1，并且接收信号是由一个天线在一个传播信道上接收到的OFDM-IOTA或OFDM/OQAM类型的多载波信号时，在所述步骤/a/中，根据为所述发射参考符号块中的N个符号确定的方差ε²，可与所述发射参考符号块相关地确定一个噪声功率估计值，其中N至少等于3，满足以下等式： 

所述发射参考符号块的功率估计值等于ε²/N，也即等于所述方差除以所述发射参考符号块中符号的数目； 

其中，γ是为所述发射参考符号块确定的传播信道的估计系数； 

所述信道估计系数被确定，以使得对于发射参考符号块，由天线接收到的对应于所述发射参考符号块的参考符号的位置的符号除以所述信道估计系数与所述发射参考符号块的参考符号之间的方差ε²值低于一个门限值； 

其中，

是一个具有N个元素SS_n的列向量，元素SS_n由所述发射参考符号块中的参考符号S_n推导而得，其中n为1至N之间的整数，SS_n可以由发射参考符号块中的参考符号S_n的变换而获得，该变换可以根据以下两条规则而定义： 

SS_n＝S_n，如果参考符号S_n是纯实数； 

SS_n＝-j·S_n，如果参考符号S_n是纯虚数，其中j是-1的平方根； 

其中，是列向量，其元素为接收帧中的符号ZZ_n，其中n为1至N之间的整数标号，其中ZZ_n为根据接收到的符号Z_n的变换来获得，该接收符号Z_n对应于所述发射参考符号块中符号S_n的位置，该变换可以根据以下两条规则而定义： 

ZZ_n＝Z_n，如果对应的传输符号S_i，j是纯实数； 

ZZ_n＝-j·Z_n，如果对应的传输符号S_i，j是纯虚数。 

13.根据权利要求12所述的方法，其中，用于估计传播信道的系数γ满足以下等式： 

其中，

表示列向量

的共轭列向量，并且，其中，

表示列向量

的转置，其中M为具有如下定义的矩阵： 

其中，

表示列向量

的转置。 

14.根据权利要求12或13所述的接收方法，当所述电信网络基于使用由2ⁿASK调制方式调制的符号的OFDM/IOTA或OFDM/OQAM系统时； 

包括计算由所述帧中符号的由2ⁿASK调制所承载的秩为k的比特的似然值的步骤，所述符号在所述帧中占据的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_i，j，k满足以下等式： 

其中，(ε²/N)_i，j是对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值，在步骤/b/中，根据为M个发射参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得所述噪声功率值(ε²/N)_i，j， 

其中，γ_i，j是应用于与所述发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j的传播信道估计系数，从为M个发射参考符号块获得的M个传播信道估计系数γ来获得所述传播信道估计系数； 

其中，E_k，0对应于由2ⁿQAM调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_k，1对应于由2ⁿQAM调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号； 

其中，zz_i，j为第j个天线接收到的符号Z_i的变换ZZ_i。 

15.根据权利要求12或13所述的接收方法，其中，当电信网络 基于使用由2ⁿASK调制方式调制的符号的OFDM/IOTA或OFDM/OQAM系统时； 

包括计算由所述帧中符号的由2ⁿASK调制符号所承载的秩为k的比特的似然值的步骤，所述符号在所述帧中占据的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_i，j，k满足以下等式： 

其中，(ε²/N)_i，j是对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值，在所述步骤/b/中，根据为所述M个发射参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得所述噪声功率值(ε²/N)_i，j， 

其中，γ_i，j是应用于与所述发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j的传播信道估计系数，从为M个发射参考符号块获得的M个传播信道估计系数γ来而获得所述传播信道估计系数； 

其中，E_k，0对应于由2ⁿQAM调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_k，1对应于由2ⁿQAM调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号； 

其中，zz_i，j为第j个天线接收到的符号Z_i的变换ZZ_i。 

16.根据权利要求1所述的接收方法，其中，当接收信号是OFDM/IOTA或OFDM/OQAM类型的多载波信号时，根据为所述参考符号块中的N个符号确定的方差ε²，来与所述发射参考符号块相关地确定一个噪声功率估计值，其中N至少等于2·P+1，并满足以下等式： 

其中，

是一个具有N个元素SS_n的列向量，元素SS_n由所述发射参考符号块中的参考符号S_n推导而得，其中n为1至N之间的整数，其中，SS_n由所述发射参考符号块中的参考符号S_n的变换而获得，该变换可以根据以下两条规则来定义： 

SS_n＝S_n；如果参考符号S_n是纯实数； 

SS_n＝-j·S_n；如果参考符号S_n是纯虚数，其中j是-1的平方根； 

其中，[ZZ]是矩阵，其元素为接收到的帧中的符号ZZ_n，p，其中n表示矩阵的行标号，为1至N之间的整数标号，p表示矩阵的列标号，为1至P之间的整数标号，其中ZZ_n，p由接收符号Z_n，p的变换而获得，该接收符号Z_n，p由第p个天线接收并对应于发射参考符号块中符号S_n的位置，该变换可以根据以下两条规则来定义： 

ZZ_n＝Z_n；如果对应的传输符号S_i，j是纯实数； 

ZZ_n＝-j·Z_n；如果对应的传输符号S_i，j是纯虚数； 

其中，

是一个含有P个加权系数元素β_p的列向量，其中p在1至P之间变化，其中β_p为对应于第p个天线的加权系数，为所述发射参考符号块在帧级别确定所述P个系数，所述P个系数β_p与P个天线上接收到的、与所述发射参考符号块相对应的发射参考符号块相关联； 

所述P个加权系数被确定，使得对于所述发射参考符号块，将所考虑的发射参考符号块的参考符号与从根据在P个天线接收到的对应于发射参考符号块的参考符号的位置的符号中获取并被对应的相关联的加权系数所加权的符号之间的方差ε²值提高一个门限值。 

17.根据权利要求16所述的接收方法，其中，所述加权系数列向量

满足以下等式： 

其中，M是一个按如下等式由块定义的矩阵： 

。

18.根据权利要求16或17所述的接收方法，其中，所述电信网络基于使用由2ⁿASK调制方式调制的符号的OFDM/IOTA或OFDM/OQAM系统时，包括， 

一个包括计算所述帧中符号的由2ⁿASK调制所承载的秩为k的 比特的似然值的步骤，所述符号在帧中占据着的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_i，j，k满足以下等式： 

其中，(ε²/N)_i，j是对应于接收的发射符号S_i，j的噪声功率值，可以在步骤/b/中，根据为M个发射参考符号块分别确定的M个噪声功率估计值ε²/N来获得所述噪声功率值(ε²/N)_i，j， 

γ_i，j是应用于与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j的传播信道估计系数， 

z_i，j是与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j， 

其中，β_p是应用于在第p个天线上接收到的并与所述发射帧中符号S_i，j相对应的符号Z_i，j，p的加权系数； 

其中，E_R，k，0对应于由2ⁿASK调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_R，k，1对应于由2ⁿASK调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。 

19.根据权利要求16或17所述的接收方法，其中，所述电信网络基于使用由2ⁿASK调制方式调制的符号的OFDM/IOTA或OFDM/OQAM系统时，包括， 

一个包括计算所述帧中符号的由2ⁿASK调制所承载的秩为k的比特的似然值的步骤，所述符号在帧中占据的位置的坐标是i和j，所述似然值VNE_{i，j，R，k}满足以下等式： 

其中，(ε²/N)_i，j是对应于与发射符号S_i，j的接收相关的噪声功率值，在所述步骤/b/中，根据为M个发射参考符号块分别确定的M个噪声 功率估计值ε²/N来获得所述噪声功率值(ε²/N)_i，j， 

γ_i，j是应用于与发射帧中符号S_i，j，相对应的接收符号Z_i，j的传播信道估计系数， 

z_i，j是与发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j， 

其中，β_p是应用于在第p个天线上接收的并与所述发射帧中符号S_i，j相对应的接收符号Z_i，j，p的加权系数； 

其中，E_R，k，0对应于由2ⁿASK调制所取的一组幅值a₁，该组幅值a₁对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于0的发射符号； 

其中，E_R，k，1对应于由2ⁿASK调制所取的一组幅值a₂，该组幅值a₂对应于其中由调制轴承载的秩为k的比特等于1的发射符号。 

20.使用如权利要求1所述方法的接收设备，包括： 

-确定单元(16)，用于在帧级别确定M个噪声功率估计值，每个噪声功率估计值与M个发射参考符号块中的一个对应； 

-获取单元(17)，用于通过仅对由所述确定单元估计的所述噪声功率估计值进行插值，获取所述帧中其它符号的噪声功率估计值。 

21.电信系统，其包括： 

-发射设备(11)，用于发射以连续帧的形式传输的多载波信号，其中连续帧包括占据着沿时间轴和频率轴分布的对应位置的符号；一个帧包括M块，每个块有至少N个参考符号，各个块中的参考符号相互之间在时间轴上满足第一最大间隔，在频率轴上满足第二最大间隔，第一最大间隔小于第一值，第二最大间隔小于第二值，其中，N是一个大于或等于P+1的整数，M为一个至少等于2的整数； 

-如权利要求20所述的接收设备。 

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