CN102461032A - 接收设备和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收设备和接收方法，即使在具有较大数目子载波的系统中，仍可以减小由于多径干扰导致的退化，而不增加计算量。信号检测器(205)使用符号副本产生器(208)产生的符号副本和信道估计器(209)基于接收的导频信号来估计的信号估计，抑制由于超过GI的延迟波导致的干扰，并输出接收信号的抑制后的信号。解调器(206)对已经减轻干扰的信号进行解码，以确定码比特LLR作为比特似然率信息。解码器(207)对输入的码比特LLR执行纠错解码过程。如果在纠错解码的结果中不存在差错，则解码器输出信息比特以完成接收过程。如果在解码结果中存在差错，则解码器将码比特LLR输出至符号副本产生器(208)。

Description

接收设备和接收方法

技术领域

本发明涉及接收设备和接收方法，用于抑制无线通信中的多载波传输系统中由于符号间干扰和载波干扰导致的接收特性退化。

背景技术

在如OFDM(正交频分复用)、OFDMA(正交频分多址接入)、MC-CDM(多载波-码分复用)等等的多载波传输的无线传输系统中，插入GI(保护间隔)使得可以在延迟波落入GI长度的情况下减小多径干扰的影响。然而，如果如图15所示存在超过GI长度的延迟波，则导致退化。图15示出了12波多径模型中的信道脉冲响应值，其中6个在前波落入保护间隔部分，而其他6个波落在该部分之外。在这种情况下，如图16所示，先前符号进入FFT(快速傅立叶变换)单元，导致出现由于周期性破坏产生的符号间干扰(ISI：符号间干扰)以及载波间干扰(ICI：载波间干扰)。ISI和ICI成为使得接收特性急剧退化的因素。

作为对抗ISI和ICI的对策，存在使GI长度更大的思想。然而，GI是冗余部分，使得出现以下问题：更大的GI长度使得传输效率退化。

作为不改变GI长度的方法，专利文献1公开了一种方法，其中针对每个子载波产生ISI的副本信号和ICI的副本信号，以从接收信号中移除它们，从而获得很好的接收特性。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：

日本专利申请未审公开2004-221702

发明内容

本发明要解决的问题

在专利文献1中，通过针对每个载波产生ICI的副本信号来移除ICI。然而，在这种情况下，在具有较大数目子载波的系统中，出现计算增加的问题。

鉴于上述情况，本发明的目的是提供一种接收设备和接收方法，即使在具有较大数目子载波的系统中，仍可以减小由于ISI和ICI导致的退化，而不增加计算量。

解决问题的手段

本发明是一种基于多载波传输系统来接收信号的接收设备，包括：解码器，通过纠错解码来计算比特似然率；符号副本产生器，基于比特似然率来产生符号副本；信道估计器，通过信道估计来计算信道估计；以及信号检测器，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测器包括：干扰消除器，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及组合器，对干扰消除器的输出进行组合。

这里，干扰消除器包括：划分用副本产生器，使用信道估计的一部分来产生划分用副本；多径划分器，通过从接收信号中减去划分用副本来执行多径划分；FFT单元，通过对多径划分获得的信号执行傅立叶变换来产生频域信号；以及期望信号加法器，将划分用副本中不会导致载波间干扰的分量与频域信号相加。

此外，干扰消除器包括：接收信号副本产生器，使用信道估计来产生接收信号的副本；副本减法器，从接收信号中减去接收信号的副本；FFT单元，通过以不同间隔对已减去副本的信号执行傅立叶变换来产生多个频域信号；以及期望信号加法器，将不会导致载波间干扰的分量与所述多个频域信号相加。

所述组合器基于比特似然率，根据最小均方误差对干扰消除器的输出进行组合。

本发明是一种基于多载波传输系统来接收信号的接收方法，包括：解码步骤，通过纠错解码来计算比特似然率；符号副本产生步骤，基于比特似然率来产生符号副本；信道估计步骤，通过信道估计来计算信道估计；以及信号检测步骤，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测步骤包括：干扰消除步骤，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及组合步骤，对干扰消除器的输出进行组合。

此外，本发明的接收方法的特征在于，解码步骤和信号检测步骤迭代执行。

本发明是一种基于MIMO传输系统来接收信号的接收设备，包括：解码器，通过纠错解码来计算比特似然率；符号副本产生器，基于比特似然率来产生符号副本；信道估计器，通过信道估计来计算信道估计；以及信号检测器，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测器包括：干扰消除器，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及信号分离器，对干扰消除器的输出执行MIMO信号分离。

这里，干扰消除器包括：划分用副本产生器，使用信道估计的一部分来产生划分用副本；多径划分器，通过从接收信号中减去划分用副本来执行多径划分；FFT单元，通过对多径划分获得的信号执行傅立叶变换来产生频域信号；以及期望信号加法器，将划分用副本中不会导致载波间干扰的分量与频域信号相加。

此外，干扰消除器包括：接收信号副本产生器，使用信道估计来产生接收信号的副本；副本减法器，从接收信号中减去接收信号的副本；FFT单元，通过以不同间隔对已减去副本的信号执行傅立叶变换来产生多个频域信号；以及期望信号加法器，将不会导致载波间干扰的分量与所述多个频域信号相加。

此外，信号分离器通过基于信道估计产生权重并将权重乘以接收信号，来执行MIMO信号分离。

信号分离器通过最大似然率检测来执行MIMO信号分离。

信号检测器减小多径干扰和流间干扰。

本发明是一种基于MIMO传输系统来接收信号的接收方法，包括：解码步骤，通过纠错解码来计算比特似然率；符号副本产生步骤，基于比特似然率来产生符号副本；信道估计步骤，通过信道估计来计算信道估计；以及信号检测步骤，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测步骤包括：干扰消除步骤，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及信号分离步骤，对干扰消除器的输出执行MIMO信号分离。

此外，本发明的接收方法的特征在于，解码步骤和信号检测步骤迭代执行。

本发明的效果

根据本发明，从所有子载波中整体上移除载波间干扰的影响，使得可以以较低计算量来执行干扰消除而与子载波数目无关，还可以获得良好的接收性能。

附图说明

图1是示出了根据第一实施例的发送设备的配置的框图。

图2是示出了根据第一实施例的接收设备的配置的框图。

图3是示出了根据第一实施例的信号检测器的配置的框图。

图4是示出了第一实施例中多径的各个信道冲激响应的示例的图。

图5是示出了被划分为图4的多径分量的接收信号的图。

图6是示出了第一实施例中的接收过程的流程图。

图7是示出了第二实施例中的发送设备的配置的框图。

图8是示出了第二实施例中的接收设备的配置的框图。

图9是示出了第二实施例中的信号检测器的配置的框图。

图10是示出了第二实施例中的接收过程的流程图。

图11是示出了第三实施例中的接收过程的流程图。

图12是示出了第四实施例中的中继系统的示意图。

图13是示出了第四实施例中的中继系统中的延迟轮廓的一个示例的图。

图14是示出了第四实施例中的接收设备的配置的框图。

图15是示出了12波多径中的各个信道冲激响应的示例的图。

图16是示出了被划分为图15的多径分量的接收信号的图。

具体实施方式

现在使用附图来描述本发明的实施例。尽管在应用于OFDM传输的情况下描述以下实施例，但是本发明不应限于此。本发明还可以应用于添加GI的传输系统，例如MC-CDMA(多载波-码分多址接入)、SC-FDMA(单载波-频分多址接入)、DFT-s-OFDM(离散傅立叶变换-扩频正交频分复用)等等。

(第一实施例)

图1是示出了第一实施例中的发送设备100的配置的框图。发送设备100包括：编码器101、调制器102、映射单元103、IFFT(逆傅立叶变换)单元104、GI(保护间隔)插入单元105、D/A转换器106、发送滤波器单元107、无线电单元108、导频产生器109和发送天线110。

首先，编码器101使用纠错编码(如turbo编码、卷积编码、LDP(低密度奇偶校验)编码等等)对信息比特进行编码，以输出编码比特。调制器102将编码比特映射至调制符号(如PSK(相移键控)、QAM(正交幅度调制)等等)。映射单元103对调制符号和导频产生器109产生的导频信号进行映射，以确定资源，然后在IFFT单元104处对映射的信号进行频率-时间转换。IFFT单元104产生的时间信号在GI插入单元105处添加保护间隔，在D/A转换器106处进行数模转换，在发送滤波器单元107处进行波形成形，在无线电单元108处转换为射频，并从发送天线110发送。

这里，在GI插入单元105处添加有GI部分的、从IFFT单元104输出的部分称为OFDM符号。

应当注意，从编码器101输出的编码比特可以被交织，然后输入至调制器102。

图2是示出了第一实施例中的接收设备200的配置的框图。接收设备200包括：接收天线201、无线电单元202、接收滤波器单元203、A/D转换器204、信号检测器205、解调器206、解码器207、符号副本产生器208和信道估计器209。

在接收天线201处接收的信号在无线电单元202处从射频转换至基带，在接收滤波器单元203处进行波形成形，在A/D转换器204处进行模数转换，并作为接收信号输出。在假定该接收信号包括超过GI的延迟波的情况下给出以下描述。

信号检测器205使用符号副本产生器208产生的符号副本和信道估计器209基于接收的导频信号来估计的信号估计，抑制由于超过GI的延迟波导致的干扰，并输出接收信号的抑制后的信号。这里，由于超过GI的延迟波导致的干扰也称为多径干扰。该多径干扰包括：ISI(符号间干扰)，作为先前和后续OFDM符号之间的干扰；以及ICI(载波间干扰)，作为子载波之间的干扰。

解调器206对已经减轻干扰的信号进行解码，以确定码比特LLR(对数似然比)作为比特似然率信息。解码器207对输入的码比特LLR执行纠错解码过程。如果在纠错解码的结果中不存在差错，则解码器输出信息比特以完成接收过程。如果在解码结果中存在差错，则解码器将码比特LLR输出至符号副本产生器208。符号副本产生器208根据码比特LLR产生符号副本，作为调制符号的期望值。

这里，如果在发送设备100中，对从编码器101输出的编码比特进行交织然后将信号输入至调制器102，则在接收设备200中，首先对从解调器206输出的码比特LLR进行解交织，然后输入至解码器207。

图3是示出了信号检测器205的配置的框图。信号检测器205包括干扰消除器301和合成器302。干扰消除器301包括多径划分器303、FFT单元304-1至304N_B、期望信号加法器305-1至305N_B、以及划分用副本产生器306(也称为副本产生器)。

多径划分器303使用划分用部分将多径分量分离为N_B个块，所述划分用副本是划分用副本产生器306基于符号副本和信道估计来产生的。在对多径进行划分时，移除ISI。划分后的多径分量在FFT单元304-1至304N_B中进行时间-频率转换，并在期望信号加法器305-1至305N_B处分别与不会导致ICI的分量相加。此时，未针对各个子载波中的每一个执行ICI消除，而是针对所有子载波整体上执行ICI消除。例如，使用MMSE(最小均方误差)权重，对干扰消除后的信号进行合成。

接下来，描述信号检测器205的细节。这里，在多径划分的数目为2的假设下进行描述。

图4是示出了多径中的各个信道冲激响应的示例的图。图5示出了被划分为图4中的多径分量的接收信号。图4中的参考标号p1至p12表示多径中的各个信道冲激响应。在图5中，r1表示通过p1接收的信号，r2表示通过p2接收的信号，……，r12表示通过p12接收的信号。实际上，接收信号是r1至r12之和。多径划分器303将多径划分为一些或若干块，并从接收信号中提取每个块中包含的多径分量。

例如，当如图4(b)和4(c)中将多径划分为两个块时，块b1由p1至p6组成，块2由p7至p12组成。图5(b)和5(c)表示从接收信号中提取的块b1和b2的分量。可以通过从接收信号中减去划分用副本信号来执行从接收信号中提取每个块分量。划分用副本信号是使用与要提取的块不同的块中包含的信道冲激响应来产生的副本信号。例如，在从接收信号中提取块b1分量时，划分用副本信号是通过块2接收的信号的副本，或者已经通过p7至p12的信号。类似地，在提取块2分量时，划分用副本信号是通过块b1接收的信号的副本，或者已经通过p1至p6的信号。通过FFT单元304-1至304N_B和期望信号加法器305-1至305N_B来处理所划分的信号。

这里，当将多径划分为两个块时，N_B等于2。例如，通过FFT单元304-1和期望信号加法器305-1来处理块b1信号。通过FFT单元304-2和期望信号加法器305-2来处理块b2信号。通过FFT将每个所划分的信号转换为频域。如图5(b)和5(c)所示，基于每个块的前部位置来执行FFT。在期望信号加法器305-1至305N_B中，只有期望信号(即不同于ICI的分量)与每个块的频域信号相加。通过这种操作，针对每块信号产生移除了ICI的信号。

使用数学表达式来描述上述过程。

假定多径划分的数目为2，从第一块至第二块的延时为M。FFT点数为N_FFT，有效子载波数目为N_sub，GI点数为G，N_S＝N_FFT+G。第i个OFDM符号的第一块中的接收信号向量r_i，1可以表示为以下表达式(1)。

[数学式1]

$r_{i,1}=H_{c,1}^1{z}_i+H_{c,2}^1{z}_i+H_{s,-1}{z}_{i-1}+n_i^1\·\·\·\left(1\right)$

表达式(1)表示多径划分前的状态。

这里，H¹ _c，1、H¹ _c，2、H_s，-1、z_i和n¹ _i可以分别表示为以下表达式(2)至(6)。这里，z_i，n表示第i个符号中第n个子载波上的调制符号，n_i，k表示第i个符号中第k个离散时间点处的噪声。F_I是N_FFT行N_FFT列逆傅立叶变换矩阵，F_I的第p行第q列的分量由表达式(7)给出。

[数学式2]

$H_{c,1}^1=G_{-}{H}_1^1{G}_{+}{F}_I\·\·\·\left(2\right)$

$H_{c,2}^1=G_{-}{H}_2^1{G}_{+}{F}_I\·\·\·\left(3\right)$

H_s，-1＝G_-H_-1G₊F_I      …(4)

$z_i={(z_{i,1}\·\·\·z_{i,N_{\mathrm{sub}}})}^T\·\·\·\left(5\right)$

$n_i^1={(n_{i,G+1}\·\·\·n_{i,N_s})}^T\·\·\·\left(6\right)$

${\left(F_I\right)}_{p,q}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}(p-1)(q-1)}{N_{\mathrm{FFT}}}\right)\·\·\·\left(7\right)$

这里，当z_i的大小小于N_FFT时，通过将0插入z_i未使用的子载波来执行逆傅立叶变换。G₊表示N_S行N_FFT列保护间隔插入矩阵，G_-表示N_FFT行N_S列保护间隔移除矩阵。H¹ ₁、H¹ ₂和H_-1分别是期望符号的第一和第二块的N_S行N_S列信道矩阵以及先前符号的N_S行N_S列信道矩阵，并且分别由以下表达式(8)、(9)和(10)给出。这里，D是路径数目。

[数学式3]

相似地，第i个符号的第2块中的接收信号r_i 2可以表示为以下表达式(11)。

[数学式4]

$r_{i,2}=H_{c,2}^2{z}_i+H_{c,1}^2{z}_i+H_{s,+1}{z}_{i+1}+n_i^2\·\·\·\left(11\right)$

H² _c，1、H² _c，2、H_s，+1和n² _i分别由以下表达式(12)至(15)给出。

[数学式5]

$H_{c,1}^2=G_{-}{H}_1^2{G}_{+}{F}_I\·\·\·\left(12\right)$

$H_{c,2}^2=G_{-}{H}_2^2{G}_{+}{F}_I\·\·\·\left(13\right)$

H_s，+1＝G_-H₊₁G₊F_I    …(14)

$n_i^2={(n_{i,G+M+1}\·\·\·n_{i,N_s}{n}_{i+\mathrm{1,1}}\·\·\·n_{i+1,M})}^T\·\·\·\left(15\right)$

H² ₁、H² ₂和H₊₁分别是期望符号的第一和第二块的N_S行N_S列信道矩阵以及后续符号的N_S行N_S列信道矩阵，并且分别由以下表达式(16)、(17)和(18)给出。

[数学式6]

例如，可以通过从表达式(1)和(11)表示的接收信号中减去其他块的信号以及先前和后续OFDM符号的信号的副本，来执行多径的划分。第i个OFDM符号的第1块的副本信号

和第i个OFDM符号的第2块的副本信号由以下表达式(19)和(20)表示。

[数学式7]

${\hat{r}}_{i,1}=H_{c,2}^1{\hat{z}}_i+H_{s,-1}{\hat{z}}_{i-1}\·\·\·\left(19\right)$

${\hat{r}}_{i,2}=H_{c,1}^2{\hat{z}}_i+H_{s,+1}{\hat{z}}_{i+1}\·\·\·\left(20\right)$

这里，

和

分别为z_i和z_i-1的期望值，并且可以根据码比特LLR来确定。

从接收信号中减去表达式(19)可以产生多径划分后的第一块信号，从接收信号中减去表达式(20)可以产生多径划分后的第二块信号。在频域中变换的、多径划分后的每块信号由以下表达式(21)给出。

[数学式8]

$R_i=\left(\begin{array}{c}{R}_{i,1}\\ R_{i,2}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}F(r_{i,1}-{\hat{r}}_{i,1})\\ F(r_{i,2}-{\hat{r}}_{i,2})\end{array}\right)$

$={\mathrm{\Γz}}_i+X(z_i-{\hat{z}}_i)+Y(z_{i-1}-{\hat{z}}_{i-1})+Z(z_{i+1}-{\hat{z}}_{i+1})+N\·\·\·\left(21\right)$

Γ、X、Y、Z和N是由以下表达式(22)至(26)给出的矩阵。

[数学式9]

$\mathrm{\Γ}=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\Ξ}}_1\\ {\mathrm{\Ξ}}_2\end{array}\right)\·\·\·\left(22\right)$

$X=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FH}}_{c,2}^1\\ {\mathrm{FH}}_{c,1}^2\end{array}\right)\·\·\·\left(23\right)$

$Y=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{FH}}_{s,-1}\\ O_{N_{\mathrm{sub}},N_{\mathrm{sub}}}\end{array}\right)\·\·\·\left(24\right)$

$Z=\left(\begin{array}{c}{O}_{N_{\mathrm{sub}},N_{\mathrm{sub}}}\\ {\mathrm{FH}}_{s,+1}\end{array}\right)\·\·\·\left(25\right)$

$N=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Fn}}_i^1\\ {\mathrm{Fn}}_i^2\end{array}\right)\·\·\·\left(26\right)$

Ξ₁和Ξ₂是N_sub行N_sub列矩阵，其元素是第一和第二块中包含的信道冲激响应的频率响应。当块中的最大延时等于或小于GI时，Ξ₁和Ξ₂由以下表达式(27)和(28)所示的对角矩阵给出。期望符号的第一和第二块的信道矩阵H_n，1和H_n，2在以下表达式(29)和(30)中示出。

[数学式10]

${\mathrm{\Ξ}}_1={\mathrm{FH}}_{c,1}^1=\mathrm{diag}(H_{\mathrm{1,1}}\·\·\·H_{N_{\mathrm{sub}},1})\·\·\·\left(27\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_2={\mathrm{FH}}_{c,2}^2=\mathrm{diag}(H_{1,2}\·\·\·H_{N_{\mathrm{sub}},2})\·\·\·\left(28\right)$

$H_{n,1}=\underset{d=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_d\exp (-j\frac{2\mathrm{\πn}}{N_{\mathrm{FFT}}}(d-1))\·\·\·\left(29\right)$

$H_{n,2}=\underset{d=M+1}{\overset{D}{\mathrm{\Σ}}}{h}_d\exp (-j\frac{2\mathrm{\πn}}{N_{\mathrm{FFT}}}(d-M-1))\·\·\·\left(30\right)$

0_a，b表示a行b列零矩阵，diag(a)表示具有向量a作为其对角线元素的对角矩阵。

这里，矩阵X被分解为以下表达式(31)。

[数学式11]

X＝X_d+X_ICI  …(31)

X_d是由以下表达式(32)表示的矩阵。

[数学式12]

$X_d=\left(\begin{array}{c}\mathrm{diag}\left(x_{d,2}^1\right)\\ \mathrm{diag}\left(x_{d,1}^2\right)\end{array}\right)\·\·\·\left(32\right)$

这里，X¹ _d，2和X² _d，1分别是具有FH¹ _c，1和FH² _c，2的对角线分量作为其元素的向量。相应地，X_d形成不会导致ICI的分量。X_ICI是不同于X_d的因子，因此成为导致ICI的分量。因此，可以通过将使用X_d产生的副本与多径划分后的信号R_i相加来产生整体上从所有子载波中移除ICI的信号，如以下表达式(33)所示。表达式(33)中使用的“A”由以下表达式(34)给出。

[数学式13]

${\tilde{R}}_i=R_i+X_d{\hat{z}}_i$

$={\mathrm{Az}}_i+X_{\mathrm{ICI}}(z_i-{\hat{z}}_i)+Y(z_{i-1}-{\hat{z}}_{i-1})+Z(z_{i+1}-{\hat{z}}_{i+1})+N\·\·\·\left(33\right)$

A＝Γ+X_d    …(34)

期望信号加法器305-1至305N_B输出

基于MMSE对从多径划分并且仅移除了ICI分量的信号进行合成。尽管可以针对所有子载波整体上执行MMSE，但是这里通过引用针对每个子载波执行MMSE的方法来进行描述。由于给出了上述数学表达式以处理所有子载波，以下表达式将使用针对第n个子载波分量的修改表示，如以下表达式(35)至(40)。

[数学式14]

$R_i\→y_{i,n}=\left(\begin{array}{c}{e}_n^T{R}_{i,1}\\ e_n^T{R}_{i,2}\end{array}\right)\·\·\·\left(35\right)$

$A\→A_n=\left(\begin{array}{c}{e}_n^T({\mathrm{\Ξ}}_1+\mathrm{diag}\left(x_{d,2}^1\right))\\ e_n^T({\mathrm{\Ξ}}_2+\mathrm{diag}\left(x_{d,1}^2\right))\end{array}\right)\·\·\·\left(36\right)$

$X_{\mathrm{ICI}}\→X_{\mathrm{ICI},n}=\left(\begin{array}{c}{e}_n^T({\mathrm{FH}}_{c,2}^1-\mathrm{diag}\left(x_{d,2}^1\right))\\ e_n^T({\mathrm{FH}}_{c,1}^2-\mathrm{diag}\left(x_{d,1}^2\right))\end{array}\right)\·\·\·\left(37\right)$

$Y\→Y_n=\left(\begin{array}{c}{e}_n^T{\mathrm{FH}}_{s,-1}\\ 0_{N_{\mathrm{sub}}}^T\end{array}\right)\·\·\·\left(38\right)$

$Z\→Z_n=\left(\begin{array}{c}{0}_{N_{\mathrm{sub}}}^T\\ e_n^T{\mathrm{FH}}_{s,+1}\end{array}\right)\·\·\·\left(39\right)$

$N\→N_n=\left(\begin{array}{c}{e}_n^T{\mathrm{Fn}}_i^1\\ e_n^T{\mathrm{Fn}}_i^2\end{array}\right)\·\·\·\left(40\right)$

0_a和e_n分别是a维零向量和第n个元素等于1，其他元素等于0的N_sub维向量。

如表达式(41)至(45)中所示确定第n个子载波中的MMSE权重W_i，n。

[数学式15]

$W_{i,n}=\underset{W_{i,n}}{\arg \min }E\left[{\left|\right|z_{i,n}-W_{i,n}^H{y}_{i,n}\left|\right|}^2\right]={\left(E\right[y_{i,n}{y}_{i,n}^H\left]\right)}^{-1}E\left[y_{i,n}{z}_{i,n}^{*}\right]\·\·\·\left(441\right)$

$E\left[y_{i,n}{y}_{i,n}^H\right]=A_n{A}_n^{H}E\left[{\left|z_{i,n}\right|}^2\right]+X_{\mathrm{ICI},n}{\mathrm{diag}}_n\left(E\right[{\left|z_{i,n}\right|}^2]-{\left|{\hat{z}}_{i,n}\right|}^2)X_{\mathrm{ICI},n}^H$

$+Y_n{\mathrm{diag}}_n\left(E\right[{\left|z_{i-1,n}\right|}^2]-{\left|{\hat{z}}_{i-1,n}\right|}^2)Y_n^H$

$+Z_n{\mathrm{diag}}_n\left(E\right[{\left|z_{i+1,n}\right|}^2]-{\left|{\hat{z}}_{i+1,n}\right|}^2)Z_n^H+E\left[N_n{N}_n^H\right]\·\·\·\left(42\right)$

$E\left[N_n{N}_n^H\right]={\mathrm{\σ}}_n^2\left(\begin{array}{cc}1& {\mathrm{\α}}_n\\ {\mathrm{\α}}_n& 1\end{array}\right)\·\·\·\left(43\right)$

${\mathrm{\α}}_n=\frac{N_{\mathrm{FFT}}-M}{N_{\mathrm{FFT}}}\exp (-j\frac{2\mathrm{\πn}}{N_{\mathrm{FFT}}}M)\·\·\·\left(44\right)$

$E\left[y_{i,n}{z}_{i,n}^{*}\right]=A_n{e}_{n}E\left[{\left|z_{i,n}\right|}^2\right]\·\·\·\left(45\right)$

这里，diag_n(a_n)表示diag(a₁，a₂，...a_N)，其中n被设置为满足1≤n≤N。

例如，在由b₀、b₁、b₂和b₃组成的16QAM的情况下，z_i，ni由表达式(46)给出。

[数学式16]

$z_{i,n}=\frac{2-b_2}{\sqrt{10}}{b}_0+j\frac{2-b_3}{\sqrt{10}}{b}_1\·\·\·\left(46\right)$

这里，采用b₀和b₁来确定相位，b₂和b₃确定幅度。b₀至b₃中的每一个取+1或-1的值；假定其对于比特0取+1，对于比特1取-1。

此时，

可以表示为以下表达式(47)。这里，E[b]由表达式(48)给出。

[数学式17]

${\hat{z}}_{i,n}=\frac{2-E\left[b_2\right]}{\sqrt{10}}E\left[b_0\right]+j\frac{2-E\left[b_3\right]}{\sqrt{10}}E\left[b_1\right]\·\·\·\left(47\right)$

$E\left[b\right]=\tanh \left(\frac{{\mathrm{\λ}}_b}{2}\right)\·\·\·\left(48\right)$

这里，tanh表示双曲正切函数。λ_b表示特定比特b的LLR。

如表达式(49)可以确定

[数学式18]

$E\left[{\left|{\hat{z}}_{i,n}\right|}^2\right]=1-\frac{2}{5}\left(E\right[b_2]+E[b_3\left]\right)\·\·\·\left(49\right)$

还可以近似 $E\left[{|\widehat{z_{i,n}|}}^2\right]E\left[{|\widehat{z_{i-1,n}|}}^2\right]=E\left[{|\widehat{z_{i+1,n}|}}^2\right]=1.$

此外，表达式(43)适于考虑第一块和第二块之间的噪声相关。然而，可以不给出相关。当假定不存在相关时，α_n可以并且应当被设置为等于0。

如以下表达式(50)，假定在第n个子载波中，符号之间的期望值彼此相等。

[数学式19]

${\mathrm{\ρ}}_n={\left|{\hat{z}}_{i,n}\right|}^2={\left|{\hat{z}}_{i-1,n}\right|}^2={\left|{\hat{z}}_{i+1,n}\right|}^2\·\·\·\left(50\right)$

在这种情况下，表达式(42)可以由以下表达式(51)来近似。

[数学式20]

$E\left[y_{i,n}{y}_{i,n}^H\right]\≅A_n{A}_n^H+(X_{\mathrm{ICI},n}{X}_{\mathrm{ICI},n}^H+Y_n{Y}_n^H+Z_n{Z}_n^H)(1-{\mathrm{\ρ}}_n)+E\left[N_n{N}_n^H\right]\·\·\·\left(51\right)$

当假定ICI消除残余足够小至可忽略时，表达式(42)和(45)可以由以下表达式(52)和(53)来近似。

[数学式21]

$E\left[y_{i,n}{y}_{i,n}^H\right]\≅A_n{A}_n^H+(Y_n{Y}_n^H+Z_n{Z}_n^H)(1-{\mathrm{\ρ}}_n)+E\left[N_n{N}_n^H\right]\·\·\·\left(52\right)$

$E\left[y_{i,n}{z}_{i,n}^{*}\right]\≅A_n{e}_n\·\·\·\left(53\right)$

当利用噪声来近似干扰消除残余时，上述表达式还可以进一步变换为以下表达式(54)和(55)。

[数学式22]

$E\left[y_{i,n}{y}_{i,n}^H\right]\≅A_n{A}_n^H+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{res}}^2\·\·\·\left(54\right)$

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{res}}^2=(Y_n{Y}_n^H+Z_n{Z}_n^H)(1-{\mathrm{\ρ}}_n)+{\mathrm{\σ}}_n^2\·\·\·\left(55\right)$

这里，表达式(55)中的σ_res ²仅包括ISI消除残余，但是还可以考虑ICI消除残余。

此外，假定干扰消除残余足够小至可忽略，上述表达式可以进一步变换为以下表达式(56)。

[数学式23]

$E\left[y_{i,n}{y}_{i,n}^H\right]\≅A_n{A}_n^H+{\mathrm{\σ}}_n^2\·\·\·\left(56\right)$

上述E[y_i，ny_i，n ^H]和E[y_i，nz_i，n ^*]可以自由组合。从表达式可见，随着近似的增加，可以减小计算量。

使用所确定的MMSE权重W_i，n，对第n个子载波的接收信号执行乘法W_i，n ^Hy_i，n，从而执行MMSE合成。

图6是第一实施例中的接收过程的流程图。

该接收过程是在接收设备200中实现的。如上所述，接收天线201接收的信号通过无线电单元202、接收滤波器单元203和A/D转换器204，进行数模转换并作为接收信号输出。以下流程从信号检测器205处理该接收信号的步骤开始。

在步骤s601，多径划分器303使用划分用副本产生器306在步骤s609产生的划分用副本信号，将多径划分为N_B个块。在步骤s602，FFT单元304-1至304-N_B将已经多径划分的接收信号变换至频域。在步骤s603，期望信号加法器305-1至305-N_B将不会导致ICI的分量与划分后的接收信号相加，以执行ICI消除。在步骤s604，合成器302通过MMSE滤波器对在步骤s603获得的信号进行合成。然后，在步骤s605，解调器206执行解调，以计算码比特LLR，在步骤s606，解码器207执行纠错解码。在步骤s607，解码器207确定该过程是否已经执行预定次数，或者是否在解码结果中尚未检测到任何差错。当该过程已经执行预定次数，或者当未检测到差错时，输出信息比特以完成接收过程。当过程尚未执行预定次数以及检测到差错时，输出解码之后的码比特LLR，控制转到步骤s608。这里，例如，通过上层中的MAC(媒体接入控制)层来确定解码结果中是否存在任何差错。在步骤s608，符号副本产生器208根据码比特LLR产生符号副本，作为调制符号的副本。在s609，划分用副本产生器306使用符号副本来产生副本信号，以执行多径划分。

按照这种方式，在上述第一实施例中，可以从所有子载波中整体上消除ICI，因此与从每个子载波中移除ICI的情况相比，可以减小计算量。此外，当将多径划分为多个块时，可以补偿超过GI的延迟波的功率损失。

尽管在上述第一实施例中，从接收信号中减去其他块的信号，但是本发明不应限于此。即，可以从接收信号中减去接收信号的副本，然后加上不会导致ICI的分量。

[第二实施例]

第二实施例是将本发明应用于MIMO(多输入多输出)系统。以从具有T个天线的发送设备发送的信号由具有R个天线的接收设备接收的情况来给出以下描述。

图7是示出了第二实施例中的发送设备700的配置的框图。发送设备700包括：编码器701-1至701-T、调制器702-1至702-T、映射单元703-1至703-T、IFFT单元704-1至704-T、GI插入单元705-1至705-T、D/A转换器706-1至706-T、发送滤波器单元707-1至707-T，无线电单元708-1至708-T、导频产生器709和发送天线710-1至710-T。

编码器701-1至701-T对信息比特执行纠错编码，以输出码比特。调制器702-1至702-T将码比特映射至调制符号。映射单元703-1至703-T对调制符号和导频产生器709产生的导频信号进行映射。在IFFT单元704-1至704-T处对映射的信号进行频率-时间转换GI插入单元705-1至705-T插入保护间隔。D/A转换器706-1至706-T执行数模转换。发送滤波器单元707-1至707-T执行波形成形。无线电单元708-1至708-T执行至射频的转换。从无线电单元708-1至708-T的输出信号从T个发送天线710-1至710-T发送。

图8是示出了第二实施例中的接收设备800的配置的框图。接收设备800包括：接收天线801-1至801-R、无线电单元802-1至802-R、接收滤波器单元803-1至803-R、A/D转换器804-1至804-R、信号检测器805、解调器806-1至806-R、解码器807-1至807-R、符号副本产生器808-1至808-R和信道估计器809。

在接收天线801-1处接收的信号在无线电单元802-1至802-R处从射频转换至基带，在接收滤波器单元803-1至803-R处进行波形成形，在A/D转换器804-1至804-R处进行模数转换，并作为接收信号输出。信号检测器805基于接收信号、符号副本产生器808-1至808-R产生的符号副本和信道估计器209根据接收信号估计的信号估计，执行ISI和ICI抑制和MIMO信号分离。解调器806-1至806-R对通过MIMO信号分离而分离的的信号进行解调，以确定码比特LLR。解码器807-1至807-R执行纠错解码。如果解码结果不存在差错，或者当已经执行了预定重复次数时，输出信息比特。否则输出码比特LLR以进入重复过程。符号副本产生器808-1至808-R根据码比特LLR产生符号副本。

图9是示出了信号检测器805的配置的框图。信号检测器805包括干扰消除器901和信号分离器902。干扰消除器901包括副本减法器903、FFT单元904-1-1至904-1-N_B，……904-R-1至904-R-N_B、期望信号加法器905-1-1至905-1-N_B，……，905-R-1至905-R-N_B、以及接收信号副本产生器906(也称为副本产生器)。

副本减法器903从接收信号中减去由接收信号副本产生器906根据符号副本和信道估计产生的、作为接收信号的副本的接收信号副本。此时执行ISI消除。减去副本的接收信号通过FFT单元904-1-1至904-1-N_B，……904-R-1至904-R-N_B进行时间-频率变换，然后通过期望信号加法器905-1-1至905-1-N_B，……，905-R-1至905-R-N_B划分为移除了ICI的多块信号。信号分离器902使用划分为块的信号执行MIMO信号分离。

接下来描述信号检测器805的过程的细节。

第i个OFDM符号的第一块中的接收信号向量表示为r_i，1，第i个OFDM符号的第二块中的接收信号向量表示为r_i，2。即，r_i，1是通过沿垂直方向布置在各个接收天线处接收的第一块的接收信号而给出的信号；而r_i，2是通过沿垂直方向布置在各个接收天线处接收的第二块的接收信号而形成的信号。通过从接收信号中减去接收信号副本并对每个接收天线处的信号进行傅立叶变换而获得的信号表示为以下表达式(57)。

[数学式24]

$R_i=\left(\begin{array}{c}{R}_{i,1}\\ R_{i,2}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}F(r_{i,1}-{\hat{r}}_{i,1})\\ F(r_{i,2}-{\hat{r}}_{i,2})\end{array}\right)\·\·\·\left(57\right)$

这里，R_i，1和R_i，2分别表示第一块的消除残余的频率信号向量和第二块的消除残余的频率信号向量。此外，

和

分别表示第一块的接收信号副本和第二块的接收信号副本，并由以下表达式(58)和(59)给出。

[数学式25]

${\hat{r}}_{i,1}=H_{c,1}^1{\hat{z}}_i+H_{c,2}^1{\hat{z}}_i+H_{s,-1}{\hat{z}}_{i-1}+n_i^1\·\·\·\left(58\right)$

${\hat{r}}_{i,2}=H_{c,2}^2{\hat{z}}_i+H_{c,1}^2{\hat{z}}_i+H_{s,+1}{\hat{z}}_{i+1}+n_i^2\·\·\·\left(59\right)$

这里，H¹ _c，1、H¹ _c，2、H² _c，1、H² _c，2、H_s，-1和H_s，+1分别是其元素从第一实施例中的表达式(2)、(3)、(12)、(13)、(4)扩展至R行T列的矩阵。此外，

和

是通过沿垂直方向布置从各个天线发送的调制符号而形成的向量。第二实施例中的F和F_I分别表示针对每个接收天线处的信号和针对要从每个发送天线发送的信号的傅立叶变换和逆傅立叶变换。

将不会导致ICI的信号与R_i相加，产生消除了ICI的接收信号。

[数学式26]

${\tilde{R}}_i=R_i+X_d{\hat{z}}_i\·\·\·\left(60\right)$

这里，X_d由以下表达式(61)给出。

[数学式27]

$X_d=\left(\begin{array}{c}\mathrm{bdiag}\left(F(H_{c,1}^1+H_{c,2}^1)\right)\\ \mathrm{bdiag}\left(F(H_{c,1}^2+H_{c,2}^2)\right)\end{array}\right)\·\·\·\left(61\right)$

这里，bdiag(A)表示具有矩阵A的块对角分量而其他元素等于0的矩阵。在表达式(61)中，针对每个子载波的R行T列矩阵对角线布置。该块对角分量不会导致任何ICI。

的元素是期望信号加法器905-1-1至905-1-N_B，……，905-R-1至905-R-N_B的输出。

这里，当发送天线数目和接收天线数目均为1时，如果使用相同的符号副本，则第一实施例的表达式(33)中的

和第二实施例的表达式(60)中的

将产生相同结果。差异仅在于，通过减去非期望信号的副本来执行期望信号的提取，还是通过减去包括期望信号在内的所有信号的副本然后加上期望信号的副本来执行提取。此外，在本实施例中，自然可以执行与第一实施例中相同的过程。

信号分离器902对

执行MIMO分离检测。例如，MIMO分离检测可以采用例如ZF(迫零)、MMSE、MLD(最大似然检测)等等，只要其可以应用于MIMO-OFDM。这里，由于已经通过解码过程获得了码比特LLR，MLD可以通过使用MAP(最大后验概率)算法来执行MIMO分离检测。

将描述针对每个子载波的MIMO分离检测。在对信号分离器902的输入信号中，第n个子载波表示为以下表达式(62)。

[数学式28]

${\tilde{R}}_{i,n}\≅{\left(X_d\right)}_n{z}_{i,n}+N_n\·\·\·\left(62\right)$

这里，N_n是第n个子载波中的ISI消除残余、ICI消除残余和噪声之和。在这种情况下，由于多径划分数目为2，(X_d)_n形成2R行T列矩阵。当利用MMSE对表达式(62)执行MIMO分离检测时，可以如以下表达式(63)和(64)来执行该操作。

[数学式29]

${\hat{z}}_{i,n}=W_n^H{\tilde{R}}_{i,n}\·\·\·\left(63\right)$

$W_n={\left(X_d\right)}_n{({\left(X_d\right)}_n^H{\left(X_d\right)}_n+{\mathrm{\σ}}_N^2{I}_T)}^{-1}\·\·\·\left(64\right)$

这里，是MIMO分离检测之后的z_i，n，σ_N ²是消除残余与噪声之和的平均功率，I_T是T行T列单位矩阵。

例如，当利用MLD来执行MIMO分离检测时，可以如以下表达式(65)来执行该操作。

[数学式30]

${\hat{z}}_{i,n}=\underset{z_{c,i,n}}{\arg \min }{\left|\right|{\tilde{R}}_{i,n}-{\left(X_d\right)}_n{z}_{c,i,n}\left|\right|}^2\·\·\·\left(65\right)$

这里，z_c，i，n是z_i，n的候选，对于QPSK存在4^T个候选，对于16QAM存在16^T个候选。还可以减少z_c，i，n的数目，以降低计算量。

图10是第二实施例中的接收过程的流程图。

该接收过程是在接收设备200中实现的。如上所述，接收天线801-1至801-R接收的信号通过无线电单元802-1至802-R、接收滤波器单元803-1至803-R和A/D转换器804-1至804-R，进行数模转换并作为接收信号输出。以下流程从信号检测器805处理该接收信号的步骤开始。

在步骤s1001，副本减法器903从接收信号中减去接收信号副本产生器906在步骤s1009产生的接收信号副本。然后，在步骤s1002，FFT单元904-1-1至904-1-N_B，……904-R-1至904-R-N_B将信号转换为频域。在步骤s1003，期望信号加法器905-1-1至905-1-N_B，……，905-R-1至905-R-N_B将不会导致ICI的分量与从多径划分出的每个块相加，以针对每个块的所有子载波整体上执行ICI消除。在步骤s1004，信号分离器902使用移除了ICI的信号来执行MIMO分离检测。在步骤s1005，解调器806-1至806-T通过对分离检测之后的信号进行解码来计算码比特LLR。在步骤s1006，解码器807-1至807-T对码比特LLR执行纠错解码。在步骤s1007，确定解码过程是否已经执行预定次数，或者是否在解码结果中检测到任何差错。当该过程已经执行了预定次数，或者在未检测到差错时，输出信息比特以完成接收过程。当未检测到差错以及当该过程尚未执行预定次数时，输出解码获得的码比特LLR，控制转到步骤s1008。在步骤s1008，符号副本产生器801-1至801-T根据码比特LLR产生符号副本，作为调制符号的副本。在步骤s1009，接收信号副本产生器906基于符号副本产生接收信号副本，作为接收信号的副本。然后，再次执行步骤s1001的过程。

尽管在从不同发送天线发送不同数据的假设下描述了本实施例。然而，本发明不应限于此，而是可以应用于发送比发送天线数目少的多个不同数据的情况。

此外，尽管在本实施例中，针对不同数据中的每一个，实现纠错编码，但是本发明不应限于此，而是可以向多个发送天线分配码比特。在这种情况下，在接收侧，将由单一解码器对分布的信号进行纠错解码。

(第三实施例)

在本实施例中，描述除了划分多径之外，抑制来自其他发送天线的干扰的方法。

由于与第二实施例的差别在于信号检测器805的过程，因此仅描述信号检测器805处的过程。在第三实施例中，由于还抑制了来自其他发送天线的干扰，因此在期望信号加法器905-1-1至905-1-N_B，……，905-R-1至905-R-N_B处加入的信号是从期望发送天线t发送的信号的副本。相应地，输入至信号分离器902的信号由表达式(66)给出。

[数学式31]

${\tilde{R}}_{i,t}=R_i+X_d{\hat{z}}_{i,t}\·\·\·\left(66\right)$

这里，

是

中除了从第t个天线发送的信号之外的其他信号都设置为0的结果。这里1≤t≤T。

描述针对每个子载波的MIMO分离检测。在对信号分离器902的输入信号中，第n个子载波由以下表达式(67)表示。

[数学式32]

${\tilde{R}}_{i,n,t}\≅{\left(X_d\right)}_n{z}_{i,n,t}+N_n\·\·\·\left(67\right)$

这里，z_i，n，t是具有z_i，n的第t个元素而其他元素设置为消除残余的向量。信号分离器902从

中检测从第t个发送天线发送的信号。例如，可以使用MMSE权重，如在第二实施例中描述的表达式(64)所示。还可以通过假定来自其他天线的干扰可以完全移除来执行与第一实施例相似的合成。此外，可以使用这种MMSE权重以抑制来自其他发送天线的干扰消除残余从而合成期望流。信号检测器805对所有t执行相同过程。

图11是第三实施例中的接收过程的流程图。

与第二实施例类似，该接收过程是在接收设备200中实现的。如上所述，接收天线801-1至801-R接收的信号通过无线电单元802-1至802-R、接收滤波器单元803-1至803-R和A/D转换器804-1至804-R，进行数模转换并作为接收信号输出。以下流程从信号检测器805处理该接收信号的步骤开始。

在步骤s1101，副本减法器903从接收信号中减去接收信号副本产生器906在步骤s1109产生的接收信号副本。然后，在步骤s1102，FFT单元904-1-1至904-1-N_B，……904-R-1至904-R-N_B将信号转换为频域。在步骤s1103，期望信号加法器905-1-1至905-1-N_B，……，905-R-1至905-R-N_B加入从期望天线发送的信号中不会导致ICI的分量，以抑制ICI和来自其他天线的干扰。然后，在步骤s1104，信号分离器902执行MIMO分离检测。在步骤s1105，解调器806-1至806-T执行解调。在步骤s1106，解码器807-1至807-T执行解码。在步骤s1107，确定解码过程是否已经执行预定次数，或者是否在解码结果中检测到任何差错。当该过程已经执行了预定次数，或者在未检测到差错时，输出信息比特以完成接收过程。当检测到差错以及当该过程尚未执行预定次数时，输出码比特LLR，控制转到步骤s1108。在步骤s1108，符号副本产生器808-1至808-T根据码比特LLR产生符号副本。在步骤s1109，接收信号副本产生器906基于符号副本产生接收信号副本。然后，控制再次转到步骤s1101。

(第四实施例)

以将本发明应用于中继系统中的接收设备的示例来描述本实施例。

图12示出了本实施例中的中继系统1200的示意图。中继系统1200包括：发送设备1201、中继设备1202和接收设备1203。假定接收设备1203接收从发送设备1201发送的通过中继设备1202的中继信号和不通过中继设备1202的直接信号。中继设备1202执行AF(放大和转发)中继过程，通过该过程对接收信号进行放大和转发。

在中继处理中，当出现处理延迟并且处理延迟超过GI长度时，如图13所示的延迟波集群到达。图13示出了中继系统的延迟轮廓的一个示例。延迟波集群1301是发送设备与接收设备之间的延迟轮廓。延迟波集群1302是波通过中继设备行进时的延迟轮廓。当中继过程的延迟超过GI长度时，产生以下环境：具有相对高功率的延迟信号作为延迟波集群到达。

图14是示出了本实施例的接收设备的配置的框图。接收设备包括：接收天线1401、无线电单元1402、接收滤波器单元1403、A/D转换器1404、信号检测器1405、解调器1406、解码器1407、符号副本产生器1408、信道估计器1409和划分设置器1410。

由于与第一实施例的差别在于提供了划分设置器1410，将仅描述划分设置器1410。划分设置器1410设置每个块的FFT起始位置(范围)。例如，当中继设备的处理延迟大于GI长度时，出现两个延迟波集群，使得可以基于每个延迟波集群的前部位置来设置FFT起始位置。如果延迟波集群内的延迟扩展超过GI长度，则可以进一步划分集群。当直接信号或中继信号极其弱时，可以不使用该信号。当如在多跳传输中出现另外延迟时，出现两个或更多延迟波集群，使得可以基于每个延迟波集群的前部位置来设置FFT起始位置。

在信号检测器1405中，根据划分设置器1410设置的FFT起始位置来执行多径划分和合成。

尽管以在通过中继系统接收信号时接收超过GI的延迟波的情况描述了本实施例，但是实施例可以应用于当同时接收来自多个基站的信号(例如CoMP(协作多点))时出现超过GI的延迟波的情况。

尽管在上述第一至第四实施例中，信道估计器基于导频信号来执行信道估计，但是本发明不应限于此。还可以使用接收数据来执行信道估计。例如，可以通过使用从解码器输出的码比特LLR来重复执行信道估计。

参考标号描述

100 发送设备

101 编码器

102 调制器

103 映射单元

104I FFT单元

105 GI插入单元

106 D/A转换器

107 发送滤波器单元

108 无线电单元

109 导频产生器

110 发送天线

200 接收设备

201 接收天线

202 无线电单元

203 接收滤波器单元

204 A/D转换器

205 信号检测器

206 解调器

207 解码器

208 符号副本产生器

209 信道估计器

301 干扰消除器

302 合成器

303 多径划分器

304-1至304N_B FFT单元

305-1至305N_B期望信号加法器

306 划分用副本产生器

700 发送设备

701-1至701-T 编码器

702-1至702-T 调制器

703-1至703-T 映射单元

704-1至704-T IFFT 单元

705-1至705-T GI 插入单元

706-1至706-T D/A转换器

707-1至707-T 发送滤波器单元

708-1至708-T 无线电单元

709-1至709-T 导频产生器

710-1至710-T 发送天线

800 接收设备

801-1至801-R 接收天线

802-1至802-R 无线电单元

803-1至803-R 接收滤波器单元

804-1至804-R A/D转换器

805 信号检测器

806-1至806-R 解调器

807-1至807-R 解码器

808-1至808-R 符号副本产生器

809 信道估计器

901 干扰消除器

902 信号分离器

903 副本减法器

904-1-1至904-R-N_B FFT单元

905-1-1至905-R-N_B期望信号加法器

906 接收信号副本产生器

1200 中继系统

1201 发送设备

1202 中继设备

1203 接收设备

1301、1302 延迟波集群

1401 接收天线

1402 无线电单元

1403 接收滤波器单元

1404 A/D转换器

1405 信号检测器

1406 解调器

1407 解码器

1408 符号副本产生器

1409 信道估计器

1410 划分设置器

Claims (14)

1.一种基于多载波传输系统来接收信号的接收设备，包括：

解码器，通过纠错解码来计算比特似然率；

符号副本产生器，基于比特似然率来产生符号副本；

信道估计器，通过信道估计来计算信道估计；以及

信号检测器，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测器包括：

干扰消除器，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及

组合器，对干扰消除器的输出进行组合。

2.根据权利要求1所述的接收设备，其中，所述干扰消除器包括：

划分用副本产生器，使用信道估计的一部分来产生划分用副本；

多径划分器，通过从接收信号中减去划分用副本来执行多径划分；

FFT单元，通过对经过多径划分而获得的信号执行傅立叶变换来产生频域信号；以及

期望信号加法器，将划分用副本中不会导致载波间干扰的分量与频域信号相加。

3.根据权利要求1所述的接收设备，其中，所述干扰消除器包括：

接收信号副本产生器，使用信道估计来产生接收信号的副本；

副本减法器，从接收信号中减去接收信号的副本；

FFT单元，通过以不同间隔对已减去副本的信号执行傅立叶变换来产生多个频域信号；以及

期望信号加法器，将不会导致载波间干扰的分量与所述多个频域信号相加。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的接收设备，其中，所述组合器基于比特似然率，根据最小均方误差对干扰消除器的输出进行组合。

5.一种基于多载波传输系统来接收信号的接收方法，包括：

解码步骤，通过纠错解码来计算比特似然率；

符号副本产生步骤，基于比特似然率来产生符号副本；

信道估计步骤，通过信道估计来计算信道估计；以及

信号检测步骤，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测步骤包括：

干扰消除步骤，基于信道估计和符号副本，整体上消除载

波间干扰；以及

组合步骤，对干扰消除器的输出进行组合。

6.根据权利要求5所述的接收方法，其中，所述解码步骤和所述信号检测步骤迭代执行。

7.一种基于MIMO传输系统来接收信号的接收设备，包括：

解码器，通过纠错解码来计算比特似然率；

符号副本产生器，基于比特似然率来产生符号副本；

信道估计器，通过信道估计来计算信道估计；以及

信号检测器，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测器包括：

干扰消除器，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及

信号分离器，对干扰消除器的输出执行MIMO信号分离。

8.根据权利要求7所述的接收设备，其中，所述干扰消除器包括：

划分用副本产生器，使用信道估计的一部分来产生划分用副本；

多径划分器，通过从接收信号中减去划分用副本来执行多径划分；

FFT单元，通过对经过多径划分而获得的信号执行傅立叶变换来产生频域信号；以及

期望信号加法器，将划分用副本中不会导致载波间干扰的分量与频域信号相加。

9.根据权利要求7所述的接收设备，其中，所述干扰消除器包括：

接收信号副本产生器，使用信道估计来产生接收信号的副本；

副本减法器，从接收信号中减去接收信号的副本；

FFT单元，通过以不同间隔对已减去副本的信号执行傅立叶变换来产生多个频域信号；以及

期望信号加法器，将不会导致载波间干扰的分量与所述多个频域信号相加。

10.根据权利要求7至9中任一项所述的接收设备，其中，所述信号分离器通过基于信道估计产生权重并将所述权重与接收信号相乘，来执行MIMO信号分离。

11.根据权利要求7至9中任一项所述的接收设备，其中，所述信号分离器通过最大似然率检测来执行MIMO信号分离。

12.根据权利要求7至11中任一项所述的接收设备，其中，所述信号检测器减小多径干扰和流间干扰。

13.一种基于MIMO传输系统来接收信号的接收方法，包括：

解码步骤，通过纠错解码来计算比特似然率；

符号副本产生步骤，基于比特似然率来产生符号副本；

信道估计步骤，通过信道估计来计算信道估计；以及

信号检测步骤，减小多径干扰，其特征在于，所述信号检测步骤包括：

干扰消除步骤，基于信道估计和符号副本，整体上消除载波间干扰；以及

信号分离步骤，对干扰消除器的输出执行MIMO信号分离。

14.根据权利要求13所述的接收方法，其中，所述解码步骤和所述信号检测步骤迭代执行。

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