JP2010288140A - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】サブキャリア数が多いシステムであっても演算量を大きく増加させず、マルチパス干渉による劣化を軽減できる受信装置及び受信方法を提供する。
【解決手段】信号検出部２０５はシンボルレプリカ生成部２０８が生成するシンボルレプリカや伝搬路推定部２０９が受信したパイロット信号を用いて伝搬路推定する伝搬路推定値から、受信信号に対してＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号を出力する。復調部２０６は干渉が軽減された信号に対して復調処理を行い、ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲを求める。復号部２０７は入力された符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。誤り訂正復号結果に誤りがなければ、情報ビットを出力して受信処理を終了する。復号結果に誤りがあれば、符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部２０８に対して出力する。
【選択図】図２

Description

本発明は、無線通信におけるマルチキャリア伝送方式において、シンボル間干渉やキャリア干渉による受信特性の劣化を抑える受信装置や受信方法に関する。

マルチキャリア伝送であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）、ＭＣ−ＣＤＭ（Multi Carrier-Code Division Multiplexing：マルチキャリア符号分割多重）などの無線伝送方式では、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）の挿入により、ＧＩ長以内の遅延波であれば、マルチパス干渉の影響を軽減することができる。しかしながら、図１５に示すようなＧＩ長を超える遅延波が存在する場合、劣化の要因となる。図１５では、１２波のマルチパスモデルのチャネルインパルス応答値を示しており、先頭の６波がガードインターバル区間内であり、それ以外の６波がその区間を超えている。このような場合、図１６に示すように、前のシンボルがＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）区間に入り込むことにより生じる、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）や周期性の崩れに起因するキャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter carrier Interference）が生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信特性を大幅に劣化させる要因となる。

ＩＳＩやＩＣＩの対策としてはＧＩ長を長くする方法が考えられるが、ＧＩは冗長な区間であるため、ＧＩ長を長くすると伝送効率が劣化するという問題がある。

ＧＩ長を変えない方法としては、受信装置でＩＳＩのレプリカ信号とサブキャリア毎にＩＣＩのレプリカ信号を生成して、受信信号から除去することで、優れた受信特性が得られる方法が特許文献１に記載されている。

特開２００４−２２１７０２公報

特許文献１では、ＩＣＩのレプリカ信号をサブキャリア毎に生成して除去しているが、この場合、サブキャリア数が大きいシステムでは演算量が増大してしまうという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、サブキャリア数が多いシステムであっても演算量を大きく増加させず、ＩＳＩやＩＣＩによる劣化を軽減できる受信装置及び受信方法を提供することにある。

本発明は、マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信装置であって、
誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、マルチパス干渉を低減する信号検出部と、を備え、
前記信号検出部は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、前記干渉除去部の出力を合成する合成部と、を備えることを特徴とするものである。

ここで、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。

また、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。

前記合成部は、前記ビットの尤度を基に最小平均２乗誤差基準で合成することを特徴とする。

また、本発明は、マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信方法であって、
誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、を備え、
前記信号検出過程は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、前記干渉除去部の出力を合成する合成過程と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明の受信方法は、前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする。

また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信装置であって、
誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、マルチパス干渉を低減する信号検出部と、を備え、
前記信号検出部は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離部と、を備えることを特徴とする。

ここで、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に周波数領域で加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。

また、前記干渉除去部は、前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、を備えることを特徴とする。

また、前記信号分離部は、前記伝搬路推定値に基づいて重みを生成し、該重みを受信信号に乗算することでＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする。

また、前記信号分離部は、最尤検出によりＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする。

また、前記信号検出部は、マルチパス干渉と共にストリーム間干渉も低減することを特徴とする。

また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信方法であって、
誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、を備え、
前記信号検出過程は、前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離過程と、を備えることを特徴とするものである。

また、本発明の受信方法は、前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする。

本発明によれば、全サブキャリアで一括してキャリア間干渉の影響を取り除くので、サブキャリア数に依存しない少ない演算量で実現でき、また、良好な受信特性を得ることができる。

第１の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態におけるマルチパスの各チャネルインパルス応答の例を示す図である。 受信信号を図４のマルチパス成分に分けた信号を表す図である。 第１の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第２の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第３の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第４の実施形態における中継システムの概略図を示している。 第４の実施形態における中継システムの遅延プロファイルの一例を示す図である。 第４の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 １２波のマルチパスの各チャネルインパルス応答の例を示す図である。 受信信号を図１５のマルチパス成分に分けた信号を表す図である。

以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態では、ＯＦＤＭ伝送を用いた場合で説明するが、本発明はこれに限らない。例えば、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi Carrier - Code Dvision Multiple Access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier - Frequency Division Multiple Access）、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ(Discrete Fourier Transform - spread Orthogonal Freqeuncy Division Mutliplexing)等のＧＩを付加する伝送方式に適用することも可能である。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態における送信装置１００の構成を示すブロック図である。送信装置１００は、符号部１０１、変調部１０２、マッピング部１０３、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆フーリエ変換）部１０４、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０５、Ｄ／Ａ変換部１０６、送信フィルタ部１０７、無線部１０８、パイロット生成部１０９、送信アンテナ１１０を備える。

まず符号部１０１は情報ビットに対し、ターボ符号、畳込み符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号等の誤り訂正符号を用いて符号化を施し、符号化ビットを出力する。変調部１０２は、符号化ビットをＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相遷移変調）やＱＡＭ（Quadrature amplitude modulation：直交振幅変調）等の変調シンボルにマッピングする。マッピング部１０３は変調シンボルとパイロット生成部１０９で生成されるパイロット信号を決められたリソースにマッピングし、マッピングした信号はＩＦＦＴ部１０４で周波数時間変換される。ＩＦＦＴ部１０４で生成された時間信号は、ＧＩ挿入部１０５でガードインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換部１０６でデジタル・アナログ変換され、送信フィルタ部１０７で波形整形され、無線部１０８で無線周波数に変換され、送信アンテナ１１０から送信される。
ここで、前記ＩＦＦＴ部１０４が出力する区間と前記ＧＩ挿入部１０５で付加したＧＩ区間を合わせてＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。

なお、前記符号部１０１から出力される符号化ビットをインターリーブした後、前記変調部１０２に入力してもよい。

図２は、第１の実施形態における受信装置２００の構成を示すブロック図である。受信装置２００は、受信アンテナ２０１、無線部２０２、受信フィルタ部２０３、Ａ／Ｄ変換部２０４、信号検出部２０５、復調部２０６、復号部２０７、シンボルレプリカ生成部２０８、伝搬路推定部２０９を備える。

受信アンテナ２０１で受信された信号は、無線部２０２で無線周波数からベースバンドに変換され、受信フィルタ部２０３で波形整形され、Ａ／Ｄ変換部２０４でアナログ・デジタル変換され受信信号として出力される。この受信信号にはＧＩを超える遅延波が含まれているとして説明する。

信号検出部２０５はシンボルレプリカ生成部２０８が生成するシンボルレプリカや伝搬路推定部２０９が受信したパイロット信号を用いて伝搬路推定する伝搬路推定値から、受信信号に対してＧＩを超える遅延波に起因する干渉を抑圧した信号を出力する。ここでは、ＧＩを超える遅延波に起因する干渉をマルチパス干渉とも言い、マルチパス干渉には前後のＯＦＤＭシンボル間の干渉であるＩＳＩ（Inter Symbol Interference：シンボル間干渉）およびサブキャリア間の干渉であるＩＣＩ（Inter Carrier Interference：キャリア間干渉）が含まれる。

復調部２０６は干渉が軽減された信号に対して復調処理を行い、ビットの尤度情報である符号化ビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio：対数尤度比）を求める。復号部２０７は入力された符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。誤り訂正復号結果に誤りがなければ、情報ビットを出力して受信処理を終了する。復号結果に誤りがあれば、符号化ビットＬＬＲをシンボルレプリカ生成部２０８に対して出力する。シンボルレプリカ生成部２０８は符号化ビットＬＬＲから変調シンボルの期待値であるシンボルレプリカを生成する。

なお、送信装置１００において、前記符号部１０１から出力される符号化ビットをインターリーブした後、前記変調部１０２に入力した信号の場合は、受信装置２００において、前記復調部２０６から出力される符号化ビットＬＬＲをデインターリーブした後、前記復号部２０７に入力される。

図３は、信号検出部２０５の構成を示すブロック図である。信号検出部２０５は、干渉除去部３０１、合成部３０２で構成され、干渉除去部３０１は、マルチパス分割部３０３、ＦＦＴ部３０４−１〜３０４−Ｎ_Ｂ、所望信号加算部３０５−１〜３０５−Ｎ_Ｂ、分割用レプリカ生成部３０６（レプリカ生成部とも称する）を備えている。

マルチパス分割部３０３は、分割用レプリカ生成部３０６がシンボルレプリカおよび伝搬路推定値に基づいて生成する分割用レプリカを用いてマルチパス成分をＮ_Ｂ個のブロックに分割する。マルチパスを分割したときにＩＳＩを除去している。分割したマルチパス成分はＦＦＴ部３０４−１〜３０４−Ｎ_Ｂ、所望信号加算部３０５−１〜３０５−Ｎ_Ｂのそれぞれにおいて、時間周波数変換、ＩＣＩを引き起こさない成分の加算が行われる。このとき、ＩＣＩの除去がサブキャリア毎にではなく、全サブキャリア一括して行われている。干渉除去後の信号は、合成部３０２で、例えばＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均２乗誤差）重みを用いて合成される。

以下、信号検出部２０５の詳細を説明する。なお、マルチパスの分割数は２として説明する。

図４はマルチパスの各チャネルインパルス応答の例、図５は受信信号を図４のマルチパス成分に分けた信号を表している。図４のｐ１〜ｐ１２はマルチパスの各チャネルインパルス応答を表しており、図５のｒ１はｐ１を通って受信された信号、ｒ２はｐ２を通って受信された信号、・・・、ｒ１２はｐ１２を通って受信された信号を表している。実際には受信信号はｒ１〜ｒ１２が足された信号となっている。マルチパス分割部３０３はマルチパスをいくつかのブロックに分割し、受信信号から各ブロックに含まれるマルチパス成分を抽出する。

例えば、図４の（ｂ）、（ｃ）のように２ブロックに分割するとする。ブロックｂ１はｐ１〜ｐ６、ブロックｂ２はｐ７〜ｐ１２である。図５の（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ受信信号から抽出したブロックｂ１、ｂ２の成分を示している。受信信号から各ブロック成分を抽出するためには、受信信号から分割用レプリカ信号を減算することで行うことができる。分割用レプリカ信号は、抽出したいブロック以外のブロックに含まれるチャネルインパルス応答を用いて生成されたレプリカ信号である。例えば、受信信号からブロックｂ１成分を抽出する場合、分割用レプリカ信号は、ブロックｂ２を通って受信された信号、つまりｐ７〜ｐ１２を通った信号、のレプリカとなっている。同様にブロックｂ２成分を抽出する場合はブロックｂ１を通って受信された信号、つまりｐ１〜ｐ６を通った信号、のレプリカとなる。このように分割された信号はＦＦＴ部３０４−１〜３０４−Ｎ_Ｂ、所望信号加算部３０５−１〜３０５−Ｎ_Ｂで処理される。

なお、２ブロックに分割した場合はＮ_Ｂ＝２である。例えば、ブロックｂ１の信号はＦＦＴ部３０４−１、所望信号加算部３０５−１で処理される。ブロックｂ２の信号はＦＦＴ部３０４−２、所望信号加算部３０５−２で処理される。分割された各信号はＦＦＴにより周波数領域に変換される。ＦＦＴは図５の（ｂ）、（ｃ）に示しているように、各ブロックの先頭を基準にして行われる。所望信号加算部３０５−１〜３０５−Ｎ_Ｂでは、各ブロックの周波数領域信号に対し、所望信号、つまりＩＣＩではない成分のみを加算する。このようにすることで、各ブロックの信号に対しＩＣＩが除去された信号が生成される。

上記処理を数式を用いて説明する。
マルチパスの分割数を２、第１ブロックから第２ブロックへの遅延時間をＭとする。また、ＦＦＴポイント数をＮ_ＦＦＴ、有効サブキャリア数をＮ_ｓｕｂ、ＧＩポイント数をＧ、Ｎ_ｓ＝Ｎ_ＦＦＴ＋Ｇとする。第ｉＯＦＤＭシンボルの第１ブロックの受信信号ベクトルｒ_ｉ,１は次式（１）のように表わすことができる。

なお、式（１）は、まだマルチパスの分割は行われていない状態である。
ただし、Ｈ^１ _ｃ，１、Ｈ^１ _ｃ，２、Ｈ_ｓ，−１、ｚ_ｉ、ｎ^１ _ｉはそれぞれ次式（２）〜（６）のように表わせる。ただし、ｚ_ｉ，ｎは第ｉシンボル第ｎサブキャリアの変調シンボル、ｎ_ｉ，ｋは第ｉシンボル第ｋ離散時刻の雑音を表す。また、Ｆ_ＩはＮ_ＦＦＴ行Ｎ_ＦＦＴ列逆フーリエ変換行列であり、Ｆ_Ｉの第ｐ行ｑ列成分は式（７）で表わされる。

なお、ｚ_ｉのサイズがＮ_ＦＦＴより小さい場合は、ｚ_ｉが使用していないサブキャリアに０を挿入して逆フーリエ変換がおこなわれる。またＧ_＋はＮ_ｓ行Ｎ_ＦＦＴ列ガードインターバル挿入行列、Ｇ₋はＮ_ＦＦＴ行Ｎ_ｓ列ガードインターバル除去行列を表す。またＨ^１ _１、Ｈ^１ _２、Ｈ_−１はそれぞれ、所望シンボルの第１ブロック、第２ブロックに対するＮ_ｓ行Ｎ_ｓ列チャネル行列、１つ前のシンボルに対するＮ_ｓ行Ｎ_ｓ列チャネル行列であり、次式（８）、（９）、（１０）のようになる。ただし，Ｄはパス数である。

同様に第ｉシンボル第２ブロックの受信信号ｒ_ｉ，２は次式（１１）のように表わすことができる。

ただし、Ｈ^２ _ｃ，１、Ｈ^２ _ｃ，２、Ｈ_ｓ，＋１、ｎ^２ _ｉはそれぞれ次式（１２）〜（１５）のように表わされる。

またＨ^２ _１、Ｈ^２ _２、Ｈ_＋１はそれぞれ、所望シンボルの第１ブロック、第２ブロックに対するＮ_ｓ行Ｎ_ｓ列チャネル行列、１つ後のシンボルに対するＮ_ｓ行Ｎ_ｓ列チャネル行列であり、次式（１６）、（１７）、（１８）のようになる。

マルチパスの分割は、式（１）および式（１１）で示されている受信信号に対し、例えば他ブロックの信号、前後ＯＦＤＭシンボルの信号のレプリカを減算することで行うことができる。第ｉＯＦＤＭシンボル第１ブロックに対するレプリカｒ＾_ｉ，１、第ｉＯＦＤＭシンボル第２ブロックに対するレプリカｒ＾_ｉ，２は次式（１９）、（２０）のように表わされる。

なお、ｚ＾_ｉ、ｚ＾_ｉ−１はそれぞれｚ_ｉ、ｚ_ｉ−１の期待値であり、符号化ビットＬＬＲから求めることができる。

受信信号から式（１９）を減算することで、マルチパス分割後の第１ブロックの信号が生成でき、受信信号から式（２０）を減算することで、マルチパス分割後の第２ブロックの信号が生成される。マルチパス分割後の各ブロックの信号を周波数領域に変換すると、次式（２１）のようになる。

また、Γ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、Ｎは次式（２２）〜（２６）に示すような行列である。

Ξ_１、Ξ_２はそれぞれ第１ブロック、第２ブロックに含まれるチャネルインパルス応答の周波数応答を要素にもつＮ_ｓｕｂ行Ｎ_ｓｕｂ列の行列であり、ブロック内の最大遅延時間がＧＩ以内であれば次式（２７）、（２８）に示すようにΞ_１、Ξ_２は対角行列となる。所望シンボルの第１ブロック、第２ブロックに対するチャネル行列Ｈ_ｎ，１、Ｈ_ｎ，２は、次式（２９）、（３０）に示す。

また、Ｏ_ａ，ｂはａ行ｂ列の零行列を表す。また、ｄｉａｇ（ａ）はベクトルａを対角要素にもつ対角行列を表す。

ここで行列Ｘを次式（３１）のように分解する。

Ｘ_ｄは次式（３２）に示すような行列である。

ただし、ｘ^１ _ｄ，２、ｘ^２ _ｄ，１はそれぞれＦＨ^１ _ｃ，１、ＦＨ^２ _ｃ，２の対角成分を要素にもつベクトルである。そのため、Ｘ_ｄはＩＣＩを引き起こさない成分となる。Ｘ_ＩＣＩはＸ_ｄ以外の要素であるため、ＩＣＩを引き起こす成分となる。従って、次式（３３）のようにマルチパス分割した信号Ｒ_ｉにＸ_ｄを用いて生成したレプリカを加算すれば、全サブキャリア一括処理で、ＩＣＩを除去した信号を生成することができる。なお、式（３３）に用いられるＡは、次式（３４）に示す。

所望信号加算部３０５−１〜３０５−Ｎ_ＢはＲ^〜 _ｉを出力する。マルチパスを分割し、ＩＣＩ成分のみを除去した信号は合成部３０２で、例えばＭＭＳＥ基準で合成される。ＭＭＳＥは全サブキャリア一括して行うことも可能であるが、ここではサブキャリア毎にＭＭＳＥを行う方法について説明する。上記数式は全サブキャリアを表していたので、次式（３５）〜（４０）のように第ｎサブキャリア成分変更した式を用いる。

０_ａ、ｅ_ｎはそれぞれサイズａの零ベクトル、第ｎ要素が１でそれ以外が０のサイズＮ_ｓｕｂのベクトルである。

第ｎサブキャリアにおけるＭＭＳＥ重みＷ_ｉ，ｎは次式（４１）〜（４５）のように求められる。

ただし、ｄｉａｇ_ｎ（ａ_ｎ）は１≦ｎ≦Ｎとしたときにはｄｉａｇ（ａ_１，ａ_２，…，ａ_Ｎ）を表している。

例えば、ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３から成る１６ＱＡＭの場合、ｚ_ｉ，ｎは式（４６）のようになる。

なお、ｂ_０、ｂ_１は位相、ｂ_２、ｂ_３は振幅を決めるものとする。またｂ_０〜ｂ_３のそれぞれは＋１もしくは−１の値をとり、ビットが０のとき＋１、ビットが１のとき−１となるものとする。

このときｚ＾_ｉ，ｎ＝Ｅ[ｚ_ｉ，ｎ]は次式（４７）のように表わすことができる。ここで、Ｅ［ｂ］は、式（４８）で表わす。

なお、ｔａｎｈは双曲線正接関数を表す。またλ_ｂはあるビットｂのＬＬＲを表す。

また、Ｅ[｜ｚ＾_ｉ，ｎ｜^２]は式（４９）のように求めることができる。

なお、Ｅ[｜ｚ_ｉ，ｎ｜^２] ＝ Ｅ[｜ｚ_{ｉ−１，ｎ}｜^２] ＝ Ｅ[｜ｚ_{ｉ＋１，ｎ}｜^２] ＝１と近似してもよい。
また、式（４３）は第１ブロックと第２ブロックとの間の雑音相関を考慮しているが、無相関としてもよい。無相関とする場合は、α_ｎ＝０とすればよい。

次式（５０）のように第ｎサブキャリアにおいてシンボル間で期待値は同じであるとする。

このとき式（４２）は次式（５１）のように近似することができる。

また、ＩＣＩ除去残差は無視できるほど小さいと仮定すると、式（４２）、（４５）は次式（５２）、（５３）のように近似することができる。

また干渉除去残差を雑音と近似すると、次式（５４）、（５５）のように式変形できる。

なお、σ_ｒｅｓ ^２は式（５５）ではＩＳＩ除去残差しか含まれていないが、ＩＣＩ除去残差を考慮してもよい。

さらに干渉除去残差が無視できるほど小さいと仮定すると、次式（５６）のように式変形できる。

なお、上記Ｅ［ｙ_ｉ，ｎｙ_ｉ，ｎ ^Ｈ］とＥ［ｙ_ｉ，ｎｚ_ｉ，ｎ ^＊］は自由に組み合わせることができる。数式を見れば分かるように、近似をするほど計算量は少なくなって行く。

このようにして求めたＭＭＳＥ重みＷ_ｉ，ｎを用いて、Ｗ_ｉ，ｎ ^Ｈｙ_ｉ，ｎとして第ｎサブキャリアの受信信号に乗算することで、ＭＭＳＥ合成が行われる。

図６は、第１の実施形態における受信処理のフローチャートである。
この受信処理は、受信装置２００において実行されるものであり、上述のように受信アンテナ２０１で受信された信号は、無線部２０２、受信フィルタ部２０３、Ａ／Ｄ変換部２０４を通って、アナログ・デジタル変換され受信信号として出力される。この受信信号を信号検出部２０５により処理するところから始まるのが以下のフローである。

ステップｓ６０１では、マルチパス分割部３０３が、ステップｓ６０９で分割用レプリカ生成部３０６により生成される分割用レプリカ信号を用いて、マルチパスをＮ_Ｂ個のブロックにの分割を行う。ステップｓ６０２では、マルチパスの分割が行われた受信信号をＦＦＴ部３０４−１〜３０４−Ｎ_Ｂにより周波数領域に変換する。ステップｓ６０３では、所望信号加算部３０５−１〜３０５−Ｎ_Ｂが、分割された受信信号にＩＣＩを引き起こさない成分を加算し、ＩＣＩ除去を行う。ステップｓ６０４では、ステップｓ６０３で得られる各々の信号を、合成部３０２がＭＭＳＥフィルタで合成する。そして、ステップｓ６０５で復調部２０６により復調処理を行い符号化ビットＬＬＲを算出し、ステップｓ６０６で復号部２０７により誤り訂正復号を行う。ステップｓ６０７では、既定の回数の処理が行われたかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されなかったかどうかを復号部２０７が判断し、既定の回数の処理が行われたか、もしくは、誤りが検出されなかった場合は、情報ビットを出力して受信処理を終了する。既定の回数の処理が行われていなく、誤りが検出された場合は、復号後の符号化ビットＬＬＲを出力してステップ６０８に移る。なお、復号結果に誤りがあるかどうかの判断は、例えば上位層であるＭＡＣ（Media Access Control）層が行っても良い。ステップｓ６０８では、シンボルレプリカ生成部２０８が、符号化ビットＬＬＲから変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成する。ｓ６０９では、分割用レプリカ生成部３０６が、シンボルレプリカを用いてマルチパス分割を行うためのレプリカ信号を生成する。

このように上記第１の実施形態では、ＩＣＩを全サブキャリア一括して除去することが可能であるため、サブキャリアごとにＩＣＩを除去する場合と比較して、計算量を少なくすることができる。また、複数のブロックに分割すれば、ＧＩを超える遅延波の電力損失を補償することが可能となる。

なお、上記第１の実施形態では、受信信号から他ブロックの信号を減算していたが、本発明はこれに限らず、受信信号から受信信号のレプリカを減算し、その後、ＩＣＩを引き起こさない成分を加算しても良い。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、本発明をＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムに適用したものである。以下では、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置が受信する場合で説明する。

図７は、第２の実施形態における送信装置７００の構成を示すブロック図である。送信装置７００は、符号部７０１−１〜７０１−Ｔ、変調部７０２−１〜７０２−Ｔ、マッピング部７０３−１〜７０３−Ｔ、ＩＦＦＴ部７０４−１〜７０４−Ｔ、ＧＩ挿入部７０５−１〜７０５−Ｔ、Ｄ／Ａ変換部７０６−１〜７０６−Ｔ、送信フィルタ部７０７−１〜７０７−Ｔ、無線部７０８−１〜７０８−Ｔ、パイロット生成部７０９、送信アンテナ７１０−１〜７１０−Ｔで構成される。

符号部７０１−１〜７０１−Ｔは、情報ビットに対して誤り訂正符号化を行い、符号化ビットを生成する。変調部７０２−１〜７０２−Ｔは符号化ビットを変調シンボルにマッピングし、マッピング部７０３−１〜７０３−Ｔはパイロット生成部７０９で生成されたパイロット信号と変調シンボルをマッピングする。マッピングした信号に対し、ＩＦＦＴ部７０４−１〜７０４−Ｔは周波数時間変換を行い、ＧＩ挿入部７０５−１〜７０５−Ｔはガードインターバルを挿入し、Ｄ／Ａ変換部７０６−１〜７０６−Ｔはデジタル・アナログ変換を行い、送信フィルタ部７０７−１〜７０７−Ｔは波形整形を行い、無線部７０８−１〜７０８−Ｔは無線周波数に変換する。無線部７０８−１〜７０８−Ｔを出力した信号は、Ｔ本の送信アンテナ７１０−１〜７１０−Ｔから送信される。

図８は、第２の実施形態における受信装置８００の構成を示すブロック図である。受信装置８００は、受信アンテナ８０１−１〜８０１―Ｒ、無線部８０２−１〜８０２−Ｒ、受信フィルタ部８０３−１〜８０３−Ｒ、Ａ／Ｄ変換部８０４−１〜８０４−Ｒ、信号検出部８０５、復調部８０６−１〜８０６−Ｔ、復号部８０７−１〜８０７−Ｔ、シンボルレプリカ生成部８０８−１〜８０８−Ｔ、伝搬路推定部８０９で構成される。

受信アンテナ８０１−１〜８０２−Ｒで受信した信号は、無線部８０２−１〜８０２−Ｒで無線周波数からベースバンドに変換され、受信フィルタ部８０３−１〜８０３−Ｒで波形整形され、Ａ／Ｄ変換部８０４−１〜８０４−Ｒでアナログ・デジタル変換が行われ、受信信号として出力される。信号検出部８０５は、受信信号、シンボルレプリカ生成部８０８−１〜８０８−Ｔが生成するシンボルレプリカおよび伝搬路推定部８０９が受信信号から推定した伝搬路推定値から、ＩＳＩ，ＩＣＩの抑圧およびＭＩＭＯ信号分離を行う。ＭＩＭＯ信号分離された信号は、復調部８０６−１〜８０６−Ｔで復調処理が行われ、符号化ビットＬＬＲが求められる。復号部８０７−１〜８０７−Ｔは誤り訂正復号が行われる。復号結果に誤りがないか、既定の回数繰り返した場合は情報ビットを出力する。それ以外は符号化ビットＬＬＲを出力して繰り返し処理に移行する。シンボルレプリカ生成部８０８−１〜８０８−Ｔは、符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。

図９は、信号検出部８０５の構成を示すブロック図である。信号検出部８０５は、干渉除去部９０１、信号分離部９０２を備える。干渉除去部９０１は、レプリカ減算部９０３、ＦＦＴ部９０４−１−１〜９０４−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０４−１−Ｒ〜９０４−Ｎ_Ｂ−Ｒ、所望信号加算部９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０５−１−Ｒ〜９０５−Ｎ_Ｂ−Ｒ、受信信号レプリカ生成部９０６（レプリカ生成部とも称する）を備える。

レプリカ減算部９０３は、受信信号から受信信号レプリカ生成部９０６がシンボルレプリカ、伝搬路推定値から生成する受信信号のレプリカである受信信号レプリカを減算する。このときにＩＳＩ除去は行われる。レプリカが減算された受信信号は、ＦＦＴ部９０４−１−１〜９０４−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０４−１−Ｒ〜９０４−Ｎ_Ｂ−Ｒは時間周波数変換され、所望信号加算部９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０５−１−Ｒ〜９０５−Ｎ_Ｂ−ＲでＩＣＩが除去された複数のブロックに分割された信号が生成される。信号分離部９０２は、ブロックに分割された信号を用いてＭＩＭＯ信号分離を行う。

以下、信号検出部８０５の処理の詳細を説明する。

第ｉＯＦＤＭシンボル第１ブロックの受信信号ベクトルをｒ_ｉ，１、第ｉＯＦＤＭシンボル第２ブロックの受信信号ベクトルをｒ_ｉ，２とする。つまりｒ_ｉ，１は各受信アンテナにおける受信信号の第１ブロックの受信信号を縦方向に並べた信号であり、ｒ_ｉ，２は各受信アンテナにおける受信信号の第２ブロックの受信信号を縦方向に並べた信号である。受信信号から受信信号レプリカを減算し、受信アンテナにおける信号毎にフーリエ変換した信号を次式（５７）のように表す。

なお、Ｒ_ｉ，１、Ｒ_ｉ，２はそれぞれ第１ブロックの除去残差の周波数信号ベクトル、第２ブロックの除去残差の周波数信号ベクトルを表す。またｒ＾_ｉ，１、ｒ＾_ｉ，２はそれぞれ第１ブロックの受信信号レプリカ、第２ブロックの受信信号レプリカであり、次式（５８）、（５９）のように表わされる。

ただし、Ｈ^１ _ｃ，１、Ｈ^１ _ｃ，２、Ｈ^２ _ｃ，１、Ｈ^２ _ｃ，２、Ｈ_ｓ，−１、Ｈ_ｓ，＋１はそれぞれ第１の実施形態における式（２）、（３）、（１２）、（１３）、（４）、（１４）の各要素をＲ行Ｔ列に拡張した行列である。またｚ＾_ｉ、ｚ＾_ｉ−１、ｚ＾_ｉ＋１は各送信アンテナから送信される変調シンボルを縦方向に並べたベクトルである。また、第２の実施形態におけるＦ、Ｆ_Ｉはそれぞれ受信アンテナにおける信号毎、送信アンテナで送信する信号毎のフーリエ変換、逆フーリエ変換を表している。

Ｒ_ｉに対して、次式（６０）のようにＩＣＩを引き起こさない信号を加算することで、受信信号からＩＣＩが除去された信号を生成する。

なおＸ_ｄは、次式（６１）で表わされる。

ただし、ｂｄｉａｇ（Ａ）は行列Ａのブロック対角成分以外をの要素を０とした行列を表す。なお、式（６１）では、各サブキャリアでＲ行Ｔ列の行列が対角に並んだ行列となり、このブロック対角成分はＩＣＩを引き起こさない。Ｒ^〜 _ｉの各要素は所望信号加算部９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０５−１−Ｒ〜９０５−Ｎ_Ｂ−Ｒの出力である。

ここで、送信アンテナ数、受信アンテナ数を共に１とした場合、第１の実施形態の式（３３）のＲ^〜 _ｉと第２の実施形態の式（６０）のＲ^〜 _ｉは、同じシンボルレプリカを用いれば、等しい結果が得られる。これは、所望信号を抽出するのに、非所望信号のレプリカを減算して抽出するのか、所望信号を含む全ての信号のレプリカを減算した後に所望信号のレプリカを加算して抽出するのかの違いである。当然、本実施形態においても第１の実施形態と同様の方法を行うこともできる。

信号分離部９０２はＲ^〜 _ｉに対してＭＩＭＯ分離検出を行う。ＭＩＭＯ分離検出は、例えばＺＦ（Zero-Forcing）、ＭＭＳＥ、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection：最尤検出）など、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに適用できるものであれば用いることが可能である。なお復号処理により符号化ビットＬＬＲが得られているので、ＭＬＤはＭＡＰ（Maximum A posteriori Probability：最大事後確率）アルゴリズムによるＭＩＭＯ分離検出を行うこともできる。

サブキャリア毎のＭＩＭＯ分離検出を説明する。信号分離部９０２の入力信号のうち第ｎサブキャリアを次式（６２）のように表す。

なお、Ｎ_ｎは第ｎサブキャリアにおけるＩＳＩ除去残差、ＩＣＩ除去残差、雑音の和である。ここではマルチパス分割数を２としているので、（Ｘ_ｄ）_ｎは２Ｒ行Ｔ列の行列となる。式（６２）に対して、例えばＭＭＳＥでＭＩＭＯ分離検出を行う場合は次式（６３）、（６４）のようにすればよい。

なお、ｚ^〜 _ｉ，ｎはＭＩＭＯ分離検出後のｚ_ｉ，ｎ、σ_Ｎ ^２は除去残差と雑音の和の平均電力、Ｉ_ＴはＴ行Ｔ列の単位行列を表す。

例えば、ＭＬＤでＭＩＭＯ分離検出を行う場合は次式（６５）のようにすればよい。

なお、ｚ_{ｃ，ｉ，ｎ}はｚ_ｉ，ｎの候補であり、ＱＰＳＫの場合は４^Ｔ通り、１６ＱＡＭの場合は１６^Ｔ通りの候補が存在する。なお、ｚ_{ｃ，ｉ，ｎ}の数を減らして、演算量を削減することも可能である。

図１０は、第２の実施形態における受信処理のフローチャートである。
この受信処理は、受信装置２００において実行されるものであり、上述のように受信アンテナ８０１−１〜８０２−Ｒで受信した信号は、無線部８０２−１〜８０２−Ｒ、受信フィルタ部８０３−１〜８０３−Ｒ、Ａ／Ｄ変換部８０４−１〜８０４−Ｒを通って、アナログ・デジタル変換が行われ、受信信号として出力される。この受信信号を信号検出部８０５により処理するところから始まるのが以下のフローである。

ステップｓ１００１では、レプリカ減算部９０３が、ステップｓ１００９で受信信号レプリカ生成部９０６により生成される受信信号レプリカを受信信号から減算する。そして、ステップｓ１００２では、ＦＦＴ部９０４−１−１〜９０４−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０４−１−Ｒ〜９０４−Ｎ_Ｂ−Ｒが周波数領域に変換する。ステップｓ１００３では、所望信号加算部９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０５−１−Ｒ〜９０５−Ｎ_Ｂ−Ｒが、マルチパスを分割した各ブロックに対し、ＩＣＩを引き起こさない成分を加算し、ブロックごとに全サブキャリア一括してＩＣＩ除去を行う。ステップｓ１００４では、信号分離部９０２が、ＩＣＩが除去された信号を用いてＭＩＭＯ分離検出を行う。ステップｓ１００５では、復調部８０６−１〜８０６−Ｔが、分離検出後の信号に対して復調処理を行って符号化ビットＬＬＲを算出し、ステップ１００６では、復号部８０７−１〜８０７−Ｔが符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号処理を行う。ステップｓ１００７では、既定の回数の復号処理が行われたかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されたかどうかを判定し、既定の回数の処理が行われた、もしくは、誤りが検出されなかった場合は情報ビットを出力して受信処理を終了する。誤りが検出されない、かつ、既定回数の処理が行われていない場合は復号処理で得られる符号化ビットＬＬＲを出力して、ステップｓ１００８の処理に移行する。ステップｓ１００８では、シンボルレプリカ生成部８０８−１〜８０８−Ｔが、符号化ビットＬＬＲから変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成する。ステップｓ１００９では、受信信号レプリカ生成部９０６がシンボルレプリカから受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成し、再度ステップｓ１００１の処理を行う。

なお、本実施形態では送信アンテナ毎に異なるデータを送信するものとして説明したが、本発明はこれに限らず、複数の送信アンテナを用いて、送信アンテナ数よりも少ない複数の異なるデータを送信する場合にも適用することができる。

また、本実施形態では異なるデータ毎に誤り訂正符号化を行っていたが、本発明はこれに限らず、符号化ビットを複数の送信アンテナに分配しても良い。なお、このとき受信側では分配した信号を１つの復号部で誤り訂正復号を行うことになる。

（第３の実施形態）
本実施形態では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおいて、マルチパスを分割することに加え、他送信アンテナからの干渉も抑圧する方法を説明する。

第２の実施形態との違いは信号検出部８０５の処理であるため、信号検出部８０５の処理のみを説明する。第３の実施形態では他送信アンテナからの干渉も抑圧するため、所望信号加算部９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０５−１−Ｒ〜９０５−Ｎ_Ｂ−Ｒで加算する信号は、所望送信アンテナｔから送信された信号のレプリカである。従って信号分離部９０２に入力される信号は、次式（６６）のようになる。

なお、ｚ＾_ｉ，ｔは、ｚ＾_ｉのうち第ｔ送信アンテナから送信された信号以外を０としたものである。また、１≦ｔ≦Ｔである。

サブキャリア毎にＭＩＭＯ分離検出を行う場合を説明する。信号分離部９０２への入力のうち、第ｎサブキャリアは次式（６７）のように表される。

なお、ｚ_{ｉ，ｎ，ｔ}はｚ_ｉ，ｎの第ｔ要素と同じで、それ以外が除去残差であるベクトルである。信号分離部９０２はＲ^〜 _{ｉ，ｎ，ｔ}から第ｔ送信アンテナから送信された信号を検出する。例えば第２の実施形態で説明した式（６４）のようなＭＭＳＥ重みを用いても良いし、他アンテナからの干渉が完全に除去できたと仮定して、第１の実施形態と同様な合成を行っても良い。また他送信アンテナからの干渉除去残差を抑圧して所望ストリームを合成するようなＭＭＳＥ重みを用いても良い。信号検出部８０５は全てのｔで同様の処理を行う。

図１１は、第３の実施形態における受信処理のフローチャートである。
この受信処理は、第２の実施形態と同様に受信装置２００において実行されるものであり、上述のように受信アンテナ８０１−１〜８０２−Ｒで受信した信号は、無線部８０２−１〜８０２−Ｒ、受信フィルタ部８０３−１〜８０３−Ｒ、Ａ／Ｄ変換部８０４−１〜８０４−Ｒを通って、アナログ・デジタル変換が行われ、受信信号として出力される。この受信信号を信号検出部８０５により処理するところから始まるのが以下のフローである。

受信信号はステップｓ１１０１で、レプリカ減算部９０３により、ステップｓ１１０９で受信信号レプリカ生成部９０６により生成される受信信号レプリカを減算され、ステップｓ１１０２で、ＦＦＴ部９０４−１−１〜９０４−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０４−１−Ｒ〜９０４−Ｎ_Ｂ−Ｒにより周波数領域に変換される。ステップｓ１１０３では、所望信号加算部９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−１、・・・、９０５−１−Ｒ〜９０５−Ｎ_Ｂ−Ｒが、所望アンテナから送信された信号のうちＩＣＩを引き起こさない成分のレプリカを加算し、ＩＣＩおよび他アンテナからの干渉の抑圧を行う。その後、ステップｓ１１０４で、信号分離部９０２によりＭＩＭＯ分離検出が行われ、ステップｓ１１０５で復調部８０６−１〜８０６−Ｔにより復調処理が行われ、ステップｓ１１０６で復号部８０７−１〜８０７−Ｔにより復号処理が行われる。ステップｓ１１０７では、既定の回数の復号処理が行われたかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されたかどうかを復号部８０７−１〜８０７−Ｔで判定し、既定の回数の処理が行われたか、もしくは、誤りが検出されなかった場合は情報ビットを出力して受信処理を終了する。誤りが検出され、かつ、既定の回数の処理が行われていない場合は、符号化ビットＬＬＲを出力してステップｓ１１０８の処理に移行する。ステップｓ１１０８では、シンボルレプリカ生成部８０８−１〜８０８−Ｔが、符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成する。ステップｓ１１０９では、受信信号レプリカ生成部９０６がシンボルレプリカを用いて受信信号レプリカを生成し、再度ステップｓ１１０１に移る。

（第４の実施形態）
本実施形態では、本発明を中継システムの受信装置に適用した例を説明する。

図１２は、本実施形態における中継システム１２００の概略図を示している。中継システム１２００は送信装置１２０１、中継装置１２０２、受信装置１２０３を備えている。受信装置１２０３は、送信装置１２０１から中継装置１２０２を経由する中継信号、および、中継装置１２０２を経由しない直接信号の両方を受信するものとする。中継装置１２０２は、受信した信号を増幅して再送信するＡＦ（Amplify-and-foward）型の中継処理を行う。

中継処理には処理遅延が生じ、処理遅延がＧＩ長を超える場合、図１３に示すようなクラスタ化した遅延波群が到来することになる。図１３は、中継システムの遅延プロファイルの一例を示している。遅延波群１３０１は送信装置と受信装置との間の遅延プロファイルである。遅延波群１３０２は中継装置を経由した場合の遅延プロファイルを示している。中継処理遅延がＧＩ長を超える場合、比較的大きい電力を有する中継信号が遅延波群となって到来する環境となる。

図１４は、本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。受信装置は、受信アンテナ１４０１、無線部１４０２、受信フィルタ部１４０３、Ａ／Ｄ変換部１４０４、信号検出部１４０５、復調部１４０６、復号部１４０７、シンボルレプリカ生成部１４０８、伝搬路推定部１４０９、分割設定部１４１０で構成される。

第１の実施形態との違いは分割設定部１４１０であるので、分割設定部１４１０についてのみ説明する。分割設定部１４１０は各ブロックのＦＦＴの開始位置（範囲）を設定する。例えば、中継装置の処理遅延がＧＩ長と比較して大きい場合は、２つの遅延波群が現れるため、各遅延波群の先頭を基準としてＦＦＴの開始位置を設定すれば良い。遅延波群内で遅延広がりがＧＩ長を超える場合は、さらに分割してもよい。また、直接信号と中継信号のどちらかが著しく弱い信号だった場合、受信処理に用いなくても良い。また、マルチホップ伝送などのように、さらに遅延が生じる場合は、２つ以上の遅延波群が現れるため、それぞれの遅延波群の先頭を基準としてＦＦＴの開始位置を設定すれば良い。

信号検出部１４０５では、分割設定部１４１０で設定したＦＦＴ開始位置に従って、マルチパスの分割および合成が行われる。

なお、本実施形態では、中継システムを経由した信号を受信することによりＧＩを超える遅延波を受信する場合で説明したが、複数の基地局から信号を同時に受信した場合（例えばＣｏＭＰ（Cordinated Multi-Points））に、ＧＩを超える遅延波が生じる場合でも適用することが可能である。

なお、上記第１〜４の実施形態では、伝搬路推定部はパイロット信号から伝搬路推定を行っていたが、本発明はこれに限らず、受信したデータを用いて伝搬路推定を行ってもよい。例えば、復号部が出力する符号化ビットＬＬＲを用いて繰り返し伝搬路推定を行うことができる。

１００ 送信装置
１０１ 符号部
１０２ 変調部
１０３ マッピング部
１０４ ＩＦＦＴ部
１０５ ＧＩ挿入部
１０６ Ｄ／Ａ変換部
１０７ 送信フィルタ部
１０８ 無線部
１０９ パイロット生成部
１１０ 送信アンテナ
２００ 受信装置
２０１ 受信アンテナ
２０２ 無線部
２０３ 受信フィルタ部
２０４ Ａ／Ｄ変換部
２０５ 信号検出部
２０６ 復調部
２０７ 復号部
２０８ シンボルレプリカ生成部
２０９ 伝搬路推定部
３０１ 干渉除去部
３０２ 合成部
３０３ マルチパス分割部
３０４−１〜３０４−Ｎ_Ｂ ＦＦＴ部
３０５−１〜３０５−Ｎ_Ｂ 所望信号加算部
３０６ 分割用レプリカ生成部
７００ 送信装置
７０１−１〜７０１−Ｔ 符号部
７０２−１〜７０２−Ｔ 変調部
７０３−１〜７０３−Ｔ マッピング部
７０４−１〜７０４−Ｔ ＩＦＦＴ部
７０５−１〜７０５−Ｔ ＧＩ挿入部
７０６−１〜７０６−Ｔ Ｄ／Ａ変換部
７０７−１〜７０７−Ｔ 送信フィルタ部
７０８−１〜７０８−Ｔ 無線部
７０９ パイロット生成部
７１０−１〜７１０−Ｔ 送信アンテナ
８００ 受信装置
８０１−１〜８０１―Ｒ 受信アンテナ
８０２−１〜８０２−Ｒ 無線部
８０３−１〜８０３−Ｒ 受信フィルタ部
８０４−１〜８０４−Ｒ Ａ／Ｄ変換部
８０５ 信号検出部
８０６−１〜８０６−Ｔ 復調部
８０７−１〜８０７−Ｔ 復号部
８０８−１〜８０８−Ｔ シンボルレプリカ生成部
８０９ 伝搬路推定部
９０１ 干渉除去部
９０２ 信号分離部
９０３ レプリカ減算部
９０４−１−１〜９０４−Ｎ_Ｂ−Ｒ ＦＦＴ部
９０５−１−１〜９０５−Ｎ_Ｂ−Ｒ 所望信号加算部
９０６ 受信信号レプリカ生成部
１２００ 中継システム
１２０１ 送信装置
１２０２ 中継装置
１２０３ 受信装置
１３０１，１３０２ 遅延波群
１４０１ 受信アンテナ
１４０２ 無線部
１４０３ 受信フィルタ部
１４０４ Ａ／Ｄ変換部
１４０５ 信号検出部
１４０６ 復調部
１４０７ 復号部
１４０８ シンボルレプリカ生成部
１４０９ 伝搬路推定部
１４１０ 分割設定部

Claims (14)

1. マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信装置であって、
   誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、
   前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
   伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
   マルチパス干渉を低減する信号検出部と、
   を備え、
   前記信号検出部は、
   前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、
   前記干渉除去部の出力を合成する合成部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記干渉除去部は、
   前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、
   前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、
   前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
   前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に加算する所望信号加算部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記干渉除去部は、
   前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、
   前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、
   前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
   前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記合成部は、
   前記ビットの尤度を基に最小平均２乗誤差基準で合成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信装置。
5. マルチキャリア伝送方式により信号の受信を行なう受信方法であって、
   誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、
   前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、
   伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、
   マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、
   を備え、
   前記信号検出過程は、
   前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、
   前記干渉除去部の出力を合成する合成過程と、
   を備えることを特徴とする受信方法。
6. 前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする請求項５に記載の受信方法。
7. ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信装置であって、
   誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号部と、
   前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
   伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
   マルチパス干渉を低減する信号検出部と、
   を備え、
   前記信号検出部は、
   前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去部と、
   前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
8. 前記干渉除去部は、
   前記伝搬路推定値の一部を用いて分割用レプリカを生成する分割用レプリカ生成部と、
   前記分割用レプリカを受信信号から減算してマルチパスの分割を行うマルチパス分割部と、
   前記マルチパスを分割した信号に対してフーリエ変換を行って周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
   前記分割用レプリカのうちキャリア間干渉を引き起こさない成分を前記周波数領域信号に周波数領域で加算する所望信号加算部と、
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
9. 前記干渉除去部は、
   前記伝搬路推定値を用いて受信信号のレプリカを生成する受信信号レプリカ生成部と、
   前記受信信号のレプリカを受信信号から減算するレプリカ減算部と、
   前記レプリカを減算した信号に対して、区間の異なるフーリエ変換を行って複数の周波数領域信号を生成するＦＦＴ部と、
   前記複数の周波数領域信号に対し、キャリア間干渉を引き起こさない成分を加算する所望信号加算部と、
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
10. 前記信号分離部は、
    前記伝搬路推定値に基づいて重みを生成し、該重みを受信信号に乗算することでＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の受信装置。
11. 前記信号分離部は、最尤検出によりＭＩＭＯ信号分離を行うことを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の受信装置。
12. 前記信号検出部は、マルチパス干渉と共にストリーム間干渉も低減することを特徴とする請求項７乃至１１のいずれかに記載の受信装置。
13. ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信方法であって、
    誤り訂正復号によりビットの尤度を求める復号過程と、
    前記ビットの尤度からシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成過程と、
    伝搬路推定により伝搬路推定値を求める伝搬路推定過程と、
    マルチパス干渉を低減する信号検出過程と、
    を備え、
    前記信号検出過程は、
    前記伝搬路推定値及び前記シンボルレプリカからキャリア間干渉を一括して除去する干渉除去過程と、
    前記干渉除去部の出力に対してＭＩＭＯ信号分離を行う信号分離過程と、
    を備えることを特徴とする受信方法。
14. 前記復号過程と前記信号検出過程を繰り返し行うことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。

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