CN1839602B

CN1839602B - 使用导频符号的信道估计

Info

Publication number: CN1839602B
Application number: CN038271451A
Authority: CN
Inventors: 瓦莱里亚·达米科; 毛里奇奥·格拉奇亚诺; 布鲁诺·梅利斯; 阿尔弗里多·鲁托西
Original assignee: Telecom Italia SpA
Current assignee: Telecom Italia SpA
Priority date: 2003-09-30
Filing date: 2003-09-30
Publication date: 2012-01-18
Anticipated expiration: 2023-09-30
Also published as: US20070036243A1; EP1668853B1; US7606334B2; AU2003276006A1; BRPI0318522B1; CN1839602A; BR0318522A; EP1668853A1; BRPI0318522B8; WO2005041509A1

Abstract

一种估计例如CDMA系统的下行信道的传输信道的传递函数的系统，在该信道上发送导频信号(P-CPICH)和数据信号(DPCH)。该系统包括：从导频信号和数据信号产生第一和第二信道估计的至少一个估计器(21、22、27；24、23、25)，和合并第一和第二信道估计以获得最终的合并的信道估计的合并节点(26)。该系统包括插值器模块(25)，适于在基本估计参考时间(T)上插值第二信道估计来产生等数量的分别得自数据信号和导频信号的在基本估计参考时间(T)上的信道估计，及可能地，速率适配模块(23、27)，适于映射信道估计到基本估计参考时间(T)上。合并节点是求和节点(26)，产生最终的已合并的信道估计作为第一信道估计和已插值的第二信道估计的和。

Description

使用导频符号的信道估计

技术领域

本发明涉及电信系统，尤其涉及用于估计传输信道的传递函数的技术。

背景技术

W-CDMA(宽带-码分多址接入)是一种在移动无线通信系统中使用的众所周知的技术，尤其是与其他多址接入技术相比，其具有高的频谱利用率的优点。

在W-CDMA系统中，基站与相应的扰频码相关联以便将其区别于其它不同基站。

如图1中示意性所示，在这种的安排中，基站1产生无线信号，该无线信号通过传播信道C被发送并且到达远程的接收移动终端2。具体地，在图1中，移动终端接收机前端被示出，包括RF接收机2a，模拟至数字转换器2b和数字前端2c，接收到的信号从该数字前端2c被发送到在图2中更详细地描述的所谓的“瑞克(rake)”接收机。

每个移动终端与不同的正交扩频码相关联。因为这些码是正交的，因此，给定的远程终端能够从那些被发送到其他活动用户的数据流中分离出它自己的数据流。在从基站1经传播信道被发送之前，通过采取前面提到的码来对信号进行扰频和扩频。

CDMA系统中的另一个区别是在那些使用不同的频率来进行发送和接收(在频分双工或FDD模式中)的系统和那些使用公用的频率来进行发送和接收但是在时域中分离信号(在时分双工或TDD模式中)的系统之间的。

在那些按照通用移动通信系统(UMTS)标准进行操作的网络的具体情况中，为了分离不同的接收信号的复制和为了建设性地重组它们，被发送的信号能量由于传播信道而在时间上的分散可以通过使用扩频码的性质被有效地利用。因为不同复制的振幅是统计上独立的，所以这种建设性的重组增加了接收信号在能正确接收的最小电平之上的概率。这个性质通常被称为路径分集或时间分集，并且能通过“瑞克”接收机而被利用。

如图2中所示，移动终端瑞克接收机3可以被认为是模块化的设备，该设备包括多个独立的接收单元，即“耙指(finger)”4，每个耙指被调谐到由码生成器4a提供的不同的接收信号复制。接收机中的每个耙指4通过不同的处理块执行在接收信号上的几个操作(定时获取和跟踪、信道估计和补偿、频率校正、解扰频、解扩频、积分)。为了利用路径分集，在不同耙指的输出上的符号估计在块5中根据最大比合并(maximum ratio combining)准则被重组。

在CDMA技术的构架中，尤其是关于频分双工(FDD)模式，为了增加系统容量已经设计出各种不同的解决方案。其中，无线移动站或移动终端接收到的信号的相干解调值得一提。当最优差错性能是极为重要的时，在数字通信系统中使用相干解调。当利用相干接收方案时，利用已知的随同数据符号一起被发送的导频符号来实现信道估计。

更详细地，在基站同时向移动终端发送导频信号和包含导频域的数据信号的具体情况下，存在许多已知的用于估计传播信道的解决方案。

导频信号完全包括已知的符号，并且发送相同的信息到所有用户，而数据信号在用户与用户之间是不同的，并且只包括专用导频域，其与数据是时分复用的并且对接收机来说是已知的。信道估计包括利用所述由基站发送的已知的符号，以便基本上识别由传播信道对数据引入的相位变化。

在UMTS“下行链路”路径的FDD模式中数据信号和导频信号采用的时隙帧在图3和图4a、4b中分别通过例子示出。

导频信号在每个时隙包括十个导频符号，而数据信号每个时隙可以根据它的扩频因子值而有不同数量的导频符号。

当通过导频信道得到信道估计时，移动终端了解所有被发送的导频符号。移动终端利用所述已知的导频符号来估计由于传播信道而带来的相应相位变化。在这种方式中，可以在整个时隙上持续地对信道进行估计。

也可以通过利用数据信号来完成信道估计。数据信号的时隙帧的观察使得下述内容是清楚的：信道系数仅在专用导频域的通信中能被估计。由于专用的导频符号仅在每个时隙的一部分中被发送，因此出现了一个问题。所述时隙的剩余部分被用来发送其它数据，因此在所述时隙上不可能持续地估计信道系数。

导频信道可以被用来发送公用信息给小区内的所有用户，因此当基站和移动终端之间的距离增加时，它接收到的功率逐渐减小。相反地，数据信号被用来发送单独的信息到特定的用户。基站1控制发送功率，以便确保所述信息将以与移动终端2关于基站1的位置无关的相同的功率水平被接收。

现有技术中已知有不同的能够利用导频信号和数据信号来执行信道估计的布置。

通过例子的方式，可以参考美国专利申请US2001/0043642中描述的布置-其在图5中示意性地示出。正被讨论的所述布置包括设备8a和8b，用于一旦基本耙指操作6和7被运行，就对上述两个信号的功率水平进行估计。通过利用比较器9来比较在单元8a、8b中计算出的相应功率值，选择器单元10选择出具有最高功率水平的导频符号，并且仅采用该信号来由信道估计单元11执行估计任务。

在所述布置中，当移动终端接近基站时，在导频信号上操作的信道估计单元可能被使用，而当移动终端远离基站时，在数据信号上工作的信道估计单元可能被使用。在所述方式中，不论所述移动终端位于何处，都能得到基本上相同的接收特性。

申请人注意到，正被讨论的所述布置要求两个估计单元都和功率计算设备一起被执行，该功率计算设备能够把所述两个信号转换成相应的功率值以便通过使用比较器来选择最大的一个。即使每次仅使用所述两个估计单元之一，所述布置的总的复杂性也包括两个设备的复杂性之和。

其他使用导频信号和数据信号的布置在美国专利申请US2002/0186677中被披露。在图6中作为参考示出的所述布置中，装置包括能够从导频信号中产生信道估计的导频滤波器12，和用于重构数据信息比特的电路13。预测信道估计电路14根据利用电路13而被重构的重构数据信号来产生预测信道估计。

所述估计和从导频信号中得到的估计一起被使用以通过模块15来解调接收数据，因此得到比在使用单独从导频信号中得到的估计的情况中更高的精确度。

在所述布置中，导频信号信道估计和重构的数据信号信道估计的合并根据重构数据信号信息比特的质量指示器而被执行。预测信道估计器从所述合并的导频信号信道估计和重构的数据信号信道估计中产生预测信道估计。所述解决方案与美国专利申请US2001/0043642中描述的布置相比实现了更高程度的精确度。然而，由于用于随后的合并任务所需的数据信号的重构和质量指示器的估计，这是以更高复杂度为代价的。

利用导频信号和数据信号的另一个解决方案在美国专利申请US2002/0122471中被披露。在该最后引用的文献中披露的所述布置中，通过使用不同信道而不是导频信道中承载的数据来改善估计。通过基于数据信道来使能信道估计的形成，所述方法能够达到较好的信道解调性能。信道估计合并器被用来完成导频和数据信道估计的加权平均，根据特定的比例因子值决定每个的比例。比例因子值由控制处理器提供给所述合并器，其中控制处理器基于所述数据信道质量度量来估计所述值。这种解决方案的主要缺点在于其固有复杂性。

发明内容

因此，前面描述的现有技术布置受主要缺点所影响，例如两个信道(导频和数据)的不完全利用，或者使得硬件执行相当困难的极复杂的结构。

因此，本发明的目的是提供免除所述缺点的改善的布置。

根据本发明，通过具有下面的权利要求中阐述的特征的方法来达到所述目的。本发明还涉及相应的系统(其适合于例如被包括在CDMA接收机中)和相关的计算机程序产品，该计算机程序产品可装载到至少一台计算机的存储器中，并且包括软件代码部分，用于当所述产品运行在至少一台计算机上时执行本发明的方法的步骤。

这里描述的布置的优选实施例包括用来估计具有导频信号和包含专用导频域的数据信号的传输信道的传递函数的方法和设备。正被讨论的优选实施例是基于用来估计传输信道的传递函数的低复杂度的布置的。所述实施例尤其适合于和被提供有导频信号和包含导频域的数据信号的传输路径一起进行使用，例如像移动通信系统中朝向移动终端的传输路径，即所谓的“下行链路”的情况那样。

这里描述的布置的优选实施例在没有引入任何处理开销的情况下实现了在上述两个信号之间的自动最大比合并。

附图说明

现在通过参考附图，仅通过例子的方式来描述本发明，其中：

图1到6涉及现有技术，其在前面已经被描述过；

图7是这里描述的布置的示例性装置的功能框图；

图8和9分别是图7的装置中包括的导频信号估计单元和数据信号估计单元的功能框图；

图10是根据移动终端瑞克接收机的输出上的原始BER(rawBER)所表示的性能曲线图，其示出了通过这里描述的布置所实现的性能；和

图11是这里描述的布置中采用的三种不同时隙格式中的速率适配单元过程的例子。

具体实施方式

本发明的示例性的实施例现在将在一种应用中被描述，所述应用具体是，但不限于是对诸如UMTS下行链路路径的W-CDMA系统中的传播信道的估计。

当考虑例如在其下行路径中以FDD模式运行的UMTS系统时，这里描述的信道估计布置适合于得出对基站1和移动终端2之间的传播信道C的估计(见图1)。如果通过在基站1使用两个发射天线来利用发射分集，则将在移动终端2中估计两个这样的衰落信道。

因为利用了相于接收方案，所以通过使用随同数据符号一起被发送的已知导频符号来完成信道估计。当考虑UMTS-FDD系统的特定情况时，估计操作利用专用物理信道(DPCH)和主公共导频信道(P-CPICH)。这里描述的下行链路信道估计在图7中所示的上述两个信道上被同时执行。

接收机中的相应的“靶指”被分别指定为16(数据)和17(导频)。

在下行链路DPCH中，在高层产生的专用数据与在物理层产生的控制信息以时分复用的方式被发送。因此，某些数量的已知导频比特被发送。所述P-CPICH是固定速率的下行物理信道，具有等于256的固定扩频因子，其承载预定义的序列。

在DPCH上，扩频因子不是固定的，并且通过利用数据信号估计单元18，根据使用的特定的时隙格式，得到在不同参考时间周期上被评估的不同数量的估计。

相反地，所述P-CPICH是固定速率的信道；因此，有可能从其中在每时隙提取固定数量的估计，每个估计在基本的P-CPICH参考时间周期上通过利用所述导频信号估计单元19被估计。基本估计参考时间T被选择，并且P-CPICH信道估计最终被映射到所述时间基础上。

参考图8，其详细描述了所述估计单元19的内部结构，通过利用可选的移动平均(moving average)块22，有可能增加在由21指定的导频信号估计器上正确运行的估计准确性。所述可选的块在通过导频信号估计器21得到的某些数量的P-CPICH的连续信道估计上执行移动平均。每个信道估计(当前的)和在前的估计(过去的)求平均以及随后的估计(未来的)求平均。为了在后面能变得清晰的原因，速率适配单元27可以被级连到块22。

参考图9，数据信号信道估计参照基本估计参考时间T，下面将假设，基本估计参考时间T等于基本的(相应的)DPCH参考时间周期。本领域中的技术人员将立即理解，作这样一种假设主要是为了说明的简单，并不是强制性的选择。

如果基本的DPCH参考时间周期与基本估计参考时间是不同的，则所述速率适配单元23可能能够在所述单元18中在所述数据信号估计器24的下游被使用。所述单元将从数据信号得到的估计映射到所述基本估计参考时间上。以这样的方式，在数据信号上获得的信道估计的值也将参照相同的基本估计参考时间。

因为在DPCH上所述信道系数仅在导频符号的通信中能被估计，所以所述信道系数不能在一个时隙上被持续的估计。为了在每个时隙的剩余部分中估计所述信道系数，在速率适配单元23之后需要进行插值(interpolation)。

优选的布置使用一种在从当前的时隙L内的导频域获得的信道估计和从之前的时隙L-1的导频域获得的信道估计之间进行的插值操作。插值器模块25执行插值(例如，线性插值或基于拉格朗日(Lagrange)多项式的插值)，因此导致了在所述DPCH上评估的每个时隙的估计数量与在所述P-CPICH上评估的每个时隙的估计数量相等。

无论使用哪一种时隙格式，在两个信道上都抽出固定数量的估计。以这样的方式，所述估计被评估以便与它们自己的功率水平成比例，以及因此隐含地与它们自己的可靠性成比例。因而，如果所述估计被加在一起(并且因为它们都是参照相同的基本的参考时间周期的，所以这是切实可行的)，则最大比合并将被自动完成，而不需任何其他处理和因此不会有系统复杂性的增加。

而且，当采用所述布置时，与像前面提到的美国专利申请US2001/0043642中那样的例如当仅利用信道中的一个时的现有技术相比，达到了系统性能的显著提高。获得这种改善而不需要例如美国专利申请US2002/0186677或US2002/0122471中示出的布置的情况那样的对将不可避免地增加系统复杂性的质量指示器和/或其他处理的需要。

当使用如图10中所示的两个信道估计的合并时，对所有UMTS适应性测试业务都实现了系统性能的提高(用内部调制解调器的输出上测量的原始BER表示)。明确地，在图10的曲线图中，A和B所指定的曲线指示系统的性能，其中信道估计分别在DPCH和P-CPICH信号的基础上而被执行。C所指定的曲线指示这里描述的布置。

更详细地，这里描述的布置利用专用物理信道(DPCH)和主公共导频信道(P-CPICH)两者：因此获得的信道估计被馈给给利用这两个估计的自动最大比合并器。如果在基站通过使用两个发射天线来利用发射分集，则在所述移动终端瑞克接收机中，两个这样的衰落信道被估计。

在这里描述的布置中，独立地利用两个不同信号以得到信道估计。为了使它们参照相同的基本估计参考时间，所述估计容易地被处理，并且使所述估计与它们自己的功率水平成比例以及因此与它们自己的可靠度成比例。一旦这样做，来自所述两个不同信号的估计被加在一起，从而产生比仅单个估计更精确的总的信道估计。

在正确的信道估计被完成之前，需要完成的第一任务是在如图2中所示的瑞克接收机靶指内执行的操作。在靶指4内，为了在接收端分离不同的被发送的信道，执行解扰频、解扩频、积分和转储的操作。

UMTS-FDD系统的主公用导频信道(P-CPICH)是承载预定义序列的固定速率的下行物理信道，其具有等于256的扩频因子。下行CPICH的帧结构在图4a中被示出。当利用发射分集时，如图4b中所示，CPICH的预定义的符号序列对两个天线来说是不同的。

通过利用所述已知的预定义的序列来估计所述信道特性是可能的。

再参考图7，在导频靶指17内执行解扰频、解扩频以及积分和转储的操作之后，所述符号被馈给到导频信号估计单元19。这个块知道在导频信号上被实际发送的正确的导频序列。

总的导频信号估计单元19在图8中示出。

解码策略如下：从所述导频靶指17接收的所述符号在某个时期(time epoch)上，例如，在所述P-CPICH解码时期上，通过把它们和在导频信号估计器21内存储的参考导频符号相关来进行解码。

例如，如果发射分集是活动的，则所述UMTS-FDD系统的P-CPICH信号的P-CPICH解码时期等于512码片(chip)，而，如果发射分集是非活动的，则所述UMTS-FDD系统的P-CPICH信号的P-CPICH解码时期等于256个码片。

在下面，“基本估计参考时间”T被选择并且表示时间基础，从所述两个不同信号得到的估计将总是被映射到所述时间基础上，以便确保所述估计的真正自动最大比合并。

因此获得的导频信道估计在输出上被返回，并最终馈给到可选的移动平均单元22。所述可选的操作能够通过在某些连续的借助于导频信号估计器21得到的信道估计上执行移动平均而增加所述导频信号估计的估计准确性。每个信道估计(当前的)与某些之前的估计(过去的)和随后的估计(未来的)进行平均。如果在所述系统中引入所述块22，则所述移动平均操作在系统中引入额外的等待时间，但是在另一方面又增加了所述估计准确性以及因此改善了系统性能。

图8的速率适配块27是可选的块。当提供时，想要保证所述总的导频信号估计单元19每个时隙总是返回固定数量的估计，每个时隙被称为基本估计参考时间。为了达到所述基本估计参考时间的持续时间，这是通过对不同的随后估计进行拆分(split)或积分而完成的。如果块27被省却，则所述系统仅能够在下面的特定情况中工作，在所述情况中，来自导频信号和数据信号的信道估计已经是基于相同的时间参考的，并且该时间参考等于所述被选择的基本估计参考时间。

例如，由于发射分集的存在，所述导频信号估计器21每时隙可以返回较少的估计，在较大的解码时期上评估每一个估计。在那种情况下，每个显著的值在导频信号速率适配块27内被拆分，以便在拆分后被参照于所述基本估计参考时间。在块22内被最终平均和在块27内被速率适配的导频信道估计被馈给到加法器26。块18、19和26的所述总的级连组成了自动MRC合并器20。

在UMTS-FDD系统的下行链路专用物理信道(DPCH)内，在高层产生的专用数据与物理层产生的控制信息以时分复用的方式被发送。下行链路DPCH的帧结构在图3中示出。

长度为10ms的每个帧被分成15个时隙，每个时隙的长度Tslot＝2560个码片，其对应于一个功率-控制周期。在上述提到的控制信息内，某些数量的已知导频比特被发送(除了TPC命令和可选的TFCI)。所述导频被用于所述传输信道特性的估计。根据采用的不同时隙帧，不同的导频比特模式被使用。

参考图7，当解扰频、解扩频以及积分和转储操作在数据靶指16内被运行后，下一个任务是从整个时隙结构提取时分复用的导频符号。因为所述数据信号帧结构在接收机处是已知的，所以这可以容易地完成。

在从接收序列进行提取之后，导频域符号被馈给到数据信号估计单元18。这个块知道在数据信号上被实际发送的正确的导频序列。利用对导频比特的了解，信道相位可以被估计。

总的数据信号估计单元18在图9中被示出。在从已接收序列进行提取之后，导频域符号被馈给到数据信号估计单元18的第一块，即数据信号估计器24。这个块知道由基站1在数据信号上实际发送的导频序列。如果在基站1使用发射分集，则数据信号估计器24知道两个天线模式。利用对这两个导频模式的了解，所述信道相位将被估计。

解码策略如下：从数据靶指16接收的符号在某个时期上通过把它们和在数据信号估计器24内存储的参考导频符号相关而被解码，所述时期例如是DPCH解码时期。在UMTS-FDD系统的特定情况中，当发射分集是活动的时，DPCH解码时期等于整个导频域，而当发射分集是非活动的时，DPCH解码时期等于一个DPCH导频符号持续时间。因此获得的数据信道估计被返回到输出上，并且被馈给到速率适配单元23。

总的数据信号估计单元18以这样的方式被执行，即，它总是在每个时隙返回数量等于从导频信号估计单元19得到的每个时隙的估计数量的估计。这些估计中的每一个在所述基本估计参考时间上被评估。

参考图9，这是通过以下方式来实现的：首先利用速率适配单元23，其映射数据信号信道估计到基本估计参考时间上(不管在数据信号上使用什么样的扩频因子)；然后，在随后的插值单元25中，为了达到每个时隙的固定数量的估计，而在所述时隙的剩余部分中执行插值。

根据必须被执行以映射数据信号估计到基本估计参考时间上的不同的操作，速率适配单元23可以用几种不同的方式进行操作。速率适配单元23的工作形式基本上依赖于其值必须被预先分析的两个量：

-数据信号的总的导频域与基本估计参考时间的比率，此后称为“kappa”，和

-数据信号扩频因子值与基本参考扩频因子值的比率，此后称为“gamma”。

基本参考扩频因子被定义为在基本估计参考时间T内的码片数量。

在模块23中执行的速率适配算法基于时隙而工作，并包括下列步骤。

首先，kappa的值必须被检查。

如果kappa≤1，则数据信号导频域的长度小于(即，短于)或等于基本估计参考时间T。在这种情况中，为了被映射到基本估计参考时间上，在数据信号信道估计上执行积分。所得到的已积分的信道估计被返回到输出上。这种情况的例子在图11a中被示出。

如果kappa>1，则数据信号导频域的长度大于(即，长于)基本估计参考时间T。在这种情况中，所述估计被拆分，把它们转换到所述基本估计参考时间的基础上。在这种情况中可以发生两种不同的情形(根据gamma的值)。在这一点上，gamma的值必须被检查。

如果gamma≥1，则单个的普通的数据信号信道估计已经在长于或等于基本估计参考时间T的DPCH解码时期上被评估。因此，它应该被拆分到基本估计参考时间的基础上。所得到的已拆分的信道估计被返回到输出上。这种情况的例子在图11b中被示出。

如果gamma<1，所述单个的普通的数据信号信道估计已经在小于基本估计参考时间T的DPCH解码时期上被评估。因此，它应该在基本估计参考时间的基础上被积分。所得到的已积分的信道估计被返回到输出上。这种情况的例子在图11c中被示出。

可以理解，如果基本的CPICH参考时间周期不同于基本估计参考时间T，也可以为导频信号执行上面关于数据信号导频域所举例说明的相同处理步骤。

速率适配单元23也在存在发射分集时工作。

如图3中，当涉及仅包含与信息数据进行时分复用的专用导频域的数据信号时，对信道估计任务来说，清楚的是，信道系数仅在导频域的通信中能被估计。因而，在一个时隙上持续地估计信道系数是不可能的。

为了在每个时隙的剩余部分中估计信道系数，在图9中所示的可选的速率适配单元23之后，需要进行插值。基本思想在于，使用一种在从当前时隙内的导频域获得的信道估计和从之前时隙的导频域获得的信道估计之间进行的插值。插值器25通过任何已知类型的给定算法来执行插值，以便评估丢失的信道估计，每个都是参照基本估计参考时间的，因此导致每个时隙的估计的数量达到所述固定值。以这种方式，在数据信号上评估的每个时隙的估计的数量等于在导频信号上评估的每个时隙的估计的数量。

再次参考图7，在数据信号和在导频信号两者上执行估计操作18和19之后，加法器26从这两个估计单元接收每个时隙的相同数量的估计，每个都是在基本估计参考时间上被评估的。通过简单求和，在基本估计参考时间的基础上，所述信道估计一起带来所述信道估计的最大比合并。这被自动地完成，而不需要其它处理和/或不会增加系统复杂性，因为，所述估计的振幅和因此其可靠性是与扩频因子成比例的以及是与每个接收到的信道估计的功率成比例的。

因此，显然地，在本发明的基本原理保持相同的情况下，细节和实施例可以关于仅通过例子来描述和举例说明的内容而有很大地改变，但没有脱离所附权利要求中所定义的本发明的范围。

尤其是，这适用于以下的可能性：使得在图7的求和节点26产生的和为从导频信号估计单元19和数据信号估计单元18得到的估计的加权和，以及省却在基本估计参考时间上映射从数据信号和/或导频信号得到的信道估计的步骤。

Claims

1.一种用于估计传输信道(C)的方法，其中在所述传输信道上发送导频信号(P-CPICH)和数据信号(DPCH)，所述导频信号包括各自在给定的时隙上被发送的已知符号组，以及所述数据信号包括专用导频域，所述专用导频域包括各自在相应的时隙上被发送的相应的已知符号组，所述方法包括以下步骤：

-在基本估计参考时间(T)上分别从所述导频信号和所述数据信号获得(21、22、27；24、23、25)第一和第二信道估计，以及

-对所述第二信道估计进行插值，以产生数量等于所述第一信道估计的数量的已插值的第二信道估计，所述第二信道估计的插值是从所述数据信号中的两个随后的专用导频域(L，L-1)获得的，以及

-获得所述第一信道估计和所述已插值的第二信道估计的和(26)作为所述传输信道(C)的估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括以下步骤：在获得所述第一和第二信道估计之后，把所述第一和第二信道估计中的至少一个映射到所述基本估计参考时间(T)上。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基本估计参考时间(T)等于用于获得所述第一信道估计的相应参考时间。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法还包括以下步骤：在获得所述第一和第二信道估计之后，把所述第二信道估计映射到所述相应的估计参考时间上。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：获得所述第一信道估计和所述已插值的第二信道估计的加权和作为所述传输信道(C)的估计。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述映射步骤包括以下步骤：

-如果所述给定的时隙或相应的时隙的长度短于所述基本估计参考时间(T)，则在所述基本估计参考时间(T)上对所述第一和第二信道估计中的所述至少一个进行积分，

-如果所述给定的时隙或相应的时隙的长度长于所述基本估计参考时间(T)，则拆分所述第一和第二信道估计中的所述至少一个，把它们转换到所述基本估计参考时间的基础上。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述拆分步骤又包括以下操作：

-如果所述第一和第二信道估计中的所述至少一个已经在大于所述基本估计参考时间(T)的时隙上被评估，则把所述第一和第二信道估计中的所述至少一个拆分成与多个所述基本估计参考时间(T)相关联的相应的估计，以及

-如果所述第一和第二信道估计中的所述至少一个已经在小于所述基本估计参考时间(T)的时隙上被评估，则在所述基本估计参考时间(T)上对所述第一和第二信道估计中的所述至少一个进行积分。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述插值是线性插值。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过在给定的解码时期上借助于把与导频信号(P-CPICH)相关联的所述已知符号和参考导频符号相关来解码所述已知符号，从而获得所述第一信道估计。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述解码步骤包括以下操作：

-如果采用发射分集用于所述传输信道，则在等于所述解码时期的两倍的时间上执行所述相关，和

-如果没有采用发射分集用于所述传输信道，则在等于基本的所述解码时期基础的时间上执行相关。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过在相应的解码时期内的多个随后的导频符号上解码所述专用导频域并且通过把解码的导频符号与参考导频符号相关，从而从所述数据信号(DPCH)中获得所述第二信道估计。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述解码步骤包括以下操作：

-如果在所述传输信道上发射分集是活动的，则在整个相应的解码时期上执行所述相关，以及

-如果在所述传输信道上发射分集是非活动的，则逐个符号地执行所述相关。

13.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述从所述导频信号中获得(21、22、27)所述第一信道估计的步骤包括在所述导频信号的估计上执行移动平均操作(22)的步骤。

14.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述从所述导频信号获得(21、22、27)所述第一信道估计的步骤包括在所述导频信号的估计上执行移动平均操作(22)的步骤，其中所述映射操作(27)在所述移动平均操作(22)的下游被执行。

15.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传输信道是CDMA传输信道。

16.一种用于估计传输信道(C)的系统，其中在所述传输信道上发送导频信号(P-CPICH)和数据信号(DPCH)，所述导频信号包括各自在给定时隙上被发送的已知符号组，以及所述数据信号包括专用导频域，所述专用导频域包括各自在相应的时隙上被发送的相应的已知符号组，所述系统包括：

-用于在基本估计参考时间(T)上分别从所述导频信号和所述数据信号获得第一和第二信道估计的至少一个估计器(21、22、27；24、23、25)，

-插值器模块(25)被提供用于对所述第二信道估计进行插值，以便产生数量等于所述第一信道估计的数量的已插值的第二信道估计，所述第二信道估计的插值是从所述数据信号中的两个随后的专用导频域(L，L-1)获得的，以及

-合并节点(26)，所述合并节点(26)是求和节点(26)，其获得所述第一信道估计和所述已插值的第二信道估计的和作为所述传输信道(C)的估计。

17.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述系统还包括至少一个速率适配模块(23、27)，该速率适配模块被配置成在获得所述第一和第二信道估计之后，把所述第一和第二信道估计中的至少一个映射到所述基本估计参考时间(T)上。

18.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述基本估计参考时间(T)等于用于获得所述第一信道估计的相应参考时间。

19.根据权利要求18所述的系统，其特征在于，所述系统还包括速率适配模块(23)，该速率适配模块被配置成在获得所述第一和第二信道估计之后，把所述第二信道估计映射到所述相应的估计参考时间上。

20.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述合并节点是加权求和节点(26)，其获得所述第一信道估计和所述已插值的第二信道估计的加权和作为所述传输信道(C)的估计。

21.根据权利要求17所述的系统，其特征在于，所述至少一个速率适配模块(23、27)被配置成通过下列步骤来执行所述映射：

22.根据权利要求21所述的系统，其特征在于，所述至少一个速率适配模块(23)被配置成：

23.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述插值器模块(25)是线性插值器模块。

24.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述至少一个估计器模块(21)被配置成通过在给定的解码时期上借助于把与导频信号(P-CPICH)相关联的所述已知符号与参考导频符号相关来解码所述已知符号，从而产生所述第一信道估计。

25.根据权利要求24所述的系统，其特征在于，所述至少一个估计器模块(21)被配置成：

-如果采用发射分集用于所述传输信道，则在等于所述解码时期的两倍的时间上执行所述相关，以及

-如果没有采用发射分集用于所述传输信道，则在等于所述解码时期的时间上执行相关。

26.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述至少一个估计器模块(24)被配置成通过在相应的解码时期内的多个随后的导频符号上解码所述专用导频域并且通过把解码的导频符号与参考导频符号相关，从而从所述数据信号(DPCH)产生所述第二信道估计。

27.根据权利要求26所述的系统，其特征在于，所述至少一个估计器模块(24)被配置成：

28.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，用于从所述导频信号产生所述第一信道估计的所述至少一个估计器模块(21)包括用于在所述导频信号的估计上执行移动平均操作(22)的移动平均模块。

29.根据权利要求17所述的系统，其特征在于，用于从所述导频信号产生所述第一信道估计的所述至少一个估计器模块(21)包括用于在所述导频信号的估计上执行移动平均操作(22)的移动平均模块，并且所述速率适配模块(27)被布置在所述移动平均模块(22)的下游。

30.一种用于接收在传输信道(C)上的数字信号的接收机，其中在所述传输信道上发送导频信号(P-CPICH)和数据信号(DPCH)，所述导频信号包括各自在给定的时隙上被发送的已知符号组，以及所述数据信号包括专用导频域，所述专用导频域包括各自在相应的时隙上被发送的相应的已知符号组，所述接收机的特征在于，其包括根据权利要求16到29中的任意一个的系统。

31.根据权利要求30所述的接收机，其特征在于，所述接收机是CDMA接收机。