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Hintergrund der Erfindung
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I. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Kommunikation bzw. Kommunikationen.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein neues und verbessertes
Verfahren und eine Vorrichtung für
eine Kommunikation mit variabler Rate, das bzw. die eine kohärente Signalverarbeitung
aufweist.
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II. Beschreibung der verwandten Technik
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1 ist
eine Abbildung eines drahtlosen zellularen Telefonsystems, das konfiguriert
ist in Übereinstimmung
mit dem IS-95-über-die-Luft-Schnittstellen-Standard
(der IS-95-Standard). Der IS-95-Standard wurde von der Telecommunications
Industry Association (TIA) angenommen und verwendet CDMA(code division multiple
access)-Modulationstechniken, um eine größere Kapazität und eine
robustere Leistung gegenüber drahtlosen
Telekommunikationstechnologien gemäß dem Stand der Technik vorzusehen.
Gemäß dem IS-95-Standard
stellen Teilnehmereinheiten 10 (normalerweise zellulare
Telefone) bidirektionale Verbindungen mit einer oder mehreren Basisstation(en)
(BS – base
station) 12 durch die Verwendung von elektromagnetischen
Funkfrequenz(HF)-Signalen her, um mobile Telefonanrufe oder eine
andere Kommunikation durchzuführen.
Jede bidirektionale Verbindung besteht aus einem Vorwärtsverbindungs-HF-Signal,
das von einer Basisstation 12 an eine Teilnehmereinheit 10 übertragen
wird, und einem Rückwärtsverbindungs-HF-Signal,
das von einer Teilnehmereinheit 10 an eine Basisstation 12 übertragen
wird. Der Telefonanruf oder die andere Kommunikation wird weiter
verarbeitet von jeder Basisstation 12 mittels einer Mobilfunkvermittlungsstelle
(MTSO – mobile
telephone switching office) 14 und einem öffentlichen
Fernsprechnetz (PSTN – public
switched telephone network) 16, die normalerweise miteinander
verbunden sind unter Verwendung von verdrahteten Verbindungen.
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Rückwärtsverbindungsübertragungssignalverarbeitungssystems, das
durch eine Teilnehmereinheit 10 in Übereinstimmung mit dem IS-95-Standard
eingesetzt wird. Daten 48 werden an einen Faltungscodierer 50 in
Segmenten von 20 ms, als Rahmen bezeichnet, in einer von vier Raten
geliefert, die jeweils bezeichnet werden als „volle Rate", „halbe
Rate", „viertel
Rate" und „achtel
Rate", da jeder
Rahmen die Hälfte
der Daten wie der vorhergehende enthält, und folglich Daten mit
der Hälfte
der Rate überträgt. Die
Daten 48 sind typischerweise eine mit variabler Rate vocodierte
Audio-Information, wo Rahmen mit niedrigerer Rate verwendet werden,
wenn weniger Information vorhanden ist, wie während einer Pause in einem
Gespräch.
Der Faltungscodierer 50 faltungscodiert die Daten 48 und
erzeugt codierte Symbole 51, und ein Symbolwiederholer 52 erzeugt
wiederholte Symbole 53 durch ein Symbol-Wiederholen der
codierten Symbole 51 in einer Menge, die ausreichend ist,
um eine Datenmenge zu erzeugen, die äquivalent zu einem Rahmen mit
voller Rate ist. Zum Beispiel werden drei zusätzliche Kopien von Viertelrate-Rahmen
für insgesamt vier
Kopien erzeugt, während
keine zusätzlichen
Kopien eines Rahmens mit voller Rate erzeugt werden. Ein Blockinterleaver 54 Block-verschachtelt
dann die wiederholten Symbole 53, um verschachtelte Symbole 55 zu erzeugen.
Ein Modulator 56 führt
eine 64-wertige Modulation 64 auf den verschachtelten Symbolen 55 durch, um
Walsh-Symbole 57 zu erzeugen. Das heißt, es wird einer von vierundsechzig
möglichen
orthogonalen Walsh-Codes, wobei jeder Code aus vierundsechzig Modulations-Chips
besteht, für
alle sechs verschachtelten Symbole 55 übertragen. Ein Daten-Burst-Randomisierer 58 führt ein „Gating" unter Verwendung
einer Rahmenrateninformation auf den Walsh-Symbolen 57 in
pseudozufälligen
Bursts so durch, dass nur eine vollständige Instanz der Daten übertragen
wird.
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Ein
Timing-Diagramm, das ein beispielhaftes „Gating" darstellt, das durch den Daten-Burst-Randomisierer 58 während der Übertragung
eines Rah mens von Daten durchgeführt
wird, wird in 3 gezeigt. Die Zeitintervalle,
die zu der Übertragung
eines Rahmens gehören,
werden in sechzehn Burst-Schlitze
geteilt. Jeder Burst-Schlitz wird bezeichnet als eine „Leistungssteuerungsgruppe", da eine empfangende
Basisstation typischerweise eine Leistungsstärkemessung auf jedem empfangenen
Burst-Schlitz macht, um eine Leistungssteuerungsinformation an die
Teilnehmereinheit zu übertragen.
In dem beispielhaften gezeigten Ausführungsbeispiel werden Daten
während
aller sechzehn Leistungssteuerungsgruppen für einen Rahmen mit voller Rate und
während
der Leistungssteuerungsgruppen 0, 2, 5, 6, 9, 11, 12 und 15 für einen
Rahmen mit halber Rate übertragen.
Für einen
Rahmen mit viertel Rate werden Daten während der Leistungssteuerungsgruppen
2, 5, 9 und 15 übertragen,
und während
eines Rahmen mit achtel Rate werden Daten während der Leistungssteuerungsgruppen
2 und 9 übertragen.
Dies ist nur ein Satz von beispielhaften „Gatings" bzw. "An/Aussteuerungen". In Übereinstimmung mit dem IS-95-Standard
ist die Wiederholung, die durch den Symbolwiederholer 52 durchgeführt wird,
und die Verschachtelung, die durch den Blockinterleaver 54 durchgeführt wird,
derart, dass das „Gating" der Daten, wie oben
beschrieben, veranlasst, dass eine Instanz der Daten in dem Rahmen
gesendet wird.
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Die „gated" Walsh-Chips werden
dann Direktsequenz-moduliert unter Verwendung eines pseudozufälligen (PN – pseudorandom)
langen Kanal-Codes 59 mit einer Rate von vier langen Kanal-Code-Chips
zu jedem Walsh-Chip, was die modulierten Daten 61 erzeugt.
Der lange Kanal-Code ist eindeutig für jede Teilnehmereinheit 10 und
bekannt von jeder Basisstation 12. Die modulierten Daten 61 werden
dupliziert mit der ersten Kopie, die „gespreizt" wird über eine Modulation mit einem
phasengleichen bzw. In-Phase-Pseudozufalls-Spreizcode
(PNI), wodurch I-Kanal-Daten erzeugt werden,
und die zweite Kopie wird verzögert
um einen halben Spreiz-Code-Chip durch die Verzögerung 60 und gespreizt über eine
Modulation mit einem Quadratur-Phasen-Spreiz-Code (PNQ),
was die Q-Kanal-Daten erzeugt. Die PNI-Code-
und PNQ-Code-Spreiz-Daten sind jeweils Tiefpass-gefiltert
(nicht gezeigt), bevor sie verwendet werden, um jeweils In-Phase-
und Quadratur- Phase-Trägersignale
zu modulieren. Die modulierten In-Phase- und Quadratur-Phasen-Trägersignale
werden dann summiert, bevor sie an eine Basisstation oder ein anderes
Empfangssystem übertragen
werden (nicht gezeigt).
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4 ist
ein Blockdiagramm eines Empfangsverarbeitungsteils einer Basisstation,
wenn konfiguriert in Übereinstimmung
mit Verfahren gemäß dem Stand
der Technik zur Empfangsverarbeitung eines Rückwärtsverbindungssignals, das
gemäß dem IS-95-Standard
erzeugt wird. Die gezeigte Verarbeitung ist konsistent mit der,
die beschrieben wird in dem
U.S.-Patent
5,442,627 , veröffentlicht
am 15. August 1995. Andere Patente, die zu Verfahren zur Empfangsverarbeitung
gemäß dem Stand
der Technik gehören,
umfassen die
U.S.-Patente 5,103,459 und
5,309,474 , beide mit dem
Titel „SYSTEM
AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE
SYSTEM" und erteilt
am 7. April 1992 beziehungsweise am 3. Mai 1994, sowie das
U.S.-Patent 5,109,390 mit
dem Titel „DIVERSITY
RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", erteilt am 28. April 1992. Jedes der
oben angeführten
Patente ist der Anmelderin der vorliegenden Erfindung erteilt und
durch Bezugnahme hier aufgenommen.
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Während des
Betriebes wird das IS-95-Rückwärtsverbindungssignal
von dem Antennensystem 64 empfangen und auf das Basisband
abwärtsgewandelt
und durch ein HF-Verarbeitungssystem (Rx) 62 digitalisiert,
und die abwärtsgewandelten
Signale werden auf Fingerprozessoren 63A, 63B und 63C angewendet. Wie
in der detaillierteren Darstellung des Fingerprozessors 63A gezeigt,
demoduliert der Demodulator 66 das abwärtsgewandelte Signal unter
Verwendung des PNI-Codes beziehungsweise
des PNQ-Codes und summiert das Resultat
dieser Demodulation für
jede vier PN-Chips, um (I-Kanal-
und Q-Kanal-Daten 68A und 68B zu erzeugen. Die
I-Kanal- und Q-Kanal-Daten
werden dann auf die Walsh-Transformer-Schaltungen 69 beziehungsweise 70 angewendet,
von denen jede die entspreizten Daten mit den vierundsechzig verfügbaren Walsh-Codes
korreliert, wodurch ein Vektor von vierundsechzig Korrelationswerten
erzeugt wird, die den vierundsechzig verfügbaren Walsh-Codes für sowohl
die I-Kanal- als auch die Q-Kanal-Daten entsprechen. Jeder der zwei Vektoren
wird dann quadriert durch die Quadrierungs-Schaltungen 72 und
die resultierenden zwei Vektoren der quadrierten Daten werden durch
den Summierer 74 summiert. Nach der Einführung einer
variablen Verzögerung
(nicht gezeigt), um Pfadunterschiede auszugleichen, wird der Vektor
der quadrierten Korrelationswerte von dem Summierer 74 mit
den anderen Sätzen
von quadrierten Korrelationswerten, die durch die Fingerprozessoren 63B und 63C erzeugt
werden, durch den Summierer 76 summiert. Die Fingerprozessoren 63B und 63C verarbeiten
Mehrweg-Instanzen desselben Rückwärtsverbindungssignals,
wenn solche Mehrweg-Signale verfügbar
sind. Der resultierende Vektor der quadrierten Korrelationswerte
von dem Summierer 76 wird dann verwendet, um weiche Entscheidungen
für jedes
der sechs Symbole zu bilden, die einer Walsh-Symbolsequenz entsprechen. Diese weichen
Entscheidungen werden entschachtelt (deinterleaved) und Viterbi-decodiert,
um Schätzungen
der übertragenen
Daten zu erlangen. Verschiedene Schemen zur Durchführung der
weichen Entscheidungen werden in dem oben angeführten ('627)-Patent beschrieben.
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Das
oben beschriebene Verfahren und die Vorrichtung für Empfangsverarbeitung
von Systemdaten setzt eine nicht-kohärente Demodulation ein. Die
Verwendung einer nicht-kohärenten
Demodulation ist im Allgemeinen gut geeignet für ein Verarbeiten eines IS-95-Rückwärtsverbindungssignals,
da kein Pilotsignal vorgesehen ist zur Bestimmung der Phase des
Rückwärtsverbindungssignals
und der Energiepegel der Daten auf dem Minimum gehalten wird, das
notwendig ist, um eine erfolgreiche Kommunikation zu ermöglichen.
Zusätzlich
ist eine nicht-kohärente
Empfangsverarbeitung im Allgemeinen weniger komplex als eine kohärente Empfangsverarbeitung.
Jedoch liefert eine nicht-kohärente
Demodulation eine reduzierte Leistung im Vergleich zu einer kohärenten Verarbeitung,
einschließlich
eine Verringerung der Verstärkungen,
die erreicht werden durch Einsetzen von Rake-Empfängern,
in denen Mehrweg-Instanzen des Rückwärtsverbindungssig nals,
als Finger bezeichnet, an dem Empfangssystem summiert werden, wie
oben beschrieben. Diese Verringerung der Vorteile, die von einem
Rake-Empfang erzielt
wird, macht es für
eine Teilnehmereinheit erforderlich, das Rückwärtsverbindungssignal mit zusätzlicher
Energie zu übertragen
relativ zu der, die notwendig ist, wenn eine kohärente Signalverarbeitung eingesetzt
wird. In einem Interferenz-begrenzten System, wie CDMA, reduziert
die Verwendung von zusätzlicher
Energie die gesamte Datenübertragungskapazität der Rückwärtsverbindung und
folglich die gesamte Anzahl von Anrufen, die durchgeführt werden
können.
Wenn jedoch ein Verfahren für ein
kohärentes
Verarbeiten und Kombinieren eines Rückwärtsverbindungssignals, das
in Übereinstimmung
mit dem IS-95-Standard erzeugt wird, entwickelt werden kann, kann
die erforderliche Sendeleistung eines Rückwärtsverbindungssignals verringert
werden, und folglich kann die Rückwärtsverbindungskapazität eines
IS-95- oder anderen CDMA-Telekommunikationssystems erhöht werden.
Folglich ist ein solches Verfahren und eine Vorrichtung in hohem
Grade wünschenswert.
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Weiter
wird hingewiesen auf das Dokument
US-A-5,414,728 , das ein System und ein Verfahren
zur Kommunikation einer Information über In-Phase(I)- und Quadratur-Phasen(Q)-Kommunikationskanäle in einem
Spreizspektrum-Kommunikationssystem
offenbart. In einer beispielhaften Implementierung werden erste und
zweite Informationssignale jeweils über die I- und Q-Kommunikationskanäle übertragen
unter Verwendung von Direkt-Sequenz-Spreizspektrum-Kommunikationssignalen.
Phasengleiche Pseudozufalls-Rauschen(PN
I)- und Quadratur-Phasen-Pseudozufalls-Rauschen(PN
Q)-Signale
von vorgegebenen PN-Codes werden verwendet jeweils zum Spreizen
der ersten und zweiten Informationssignale. Insbesondere werden
die PN
I- und PN
Q-Signale
jeweils kombiniert mit den ersten und zweiten Informationssignalen
und einem orthogonalen Funktionssignal, um I-Kanal- und Q-Kanal-Modulationssignale
zu liefern. Die I-Kanal- und Q-Kanal-Modulationssignale werden verwendet
zur Modulation von In-Phase(I)- und Quadratur-Phase(Q)-Trägersignale zur Übertragung
an einen Empfänger
jeweils über
die I- und Q-Kommunikationskanäle.
In einer Implementierung ist der Empfänger betriebsfähig, eine
Schätzung
zumindest des ersten Informationssignals auf der Basis der I-Kanal-
und Q-Kanal-modulierten Trägersignale
zu erzeugen, die über
die die I- und Q-Kommunikationskanäle empfangen werden. Die empfangenen
I-Kanal- und Q-Kanal-modulierten Trägersignale werden demoduliert
und entspreizt, wobei die resultierenden Sequenzen zu In-Phase(I)-
und Quadratur-Phase(Q)-Projektionssignale korreliert sind. Ein Phasen-Rotator
arbeitet, um eine Schätzung
zumindest des ersten Informationssignals basierend auf den I- und
Q-Projektionssignalen und einem empfangenen Pilotsignal zu liefern.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein Verfahren zur Empfangsverarbeitung eines Satzes
von Mehrweg-Signalen, wie in Anspruch 1 dargelegt, und ein Demodulationssystem,
wie in Anspruch 10 dargelegt, vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden in den abhängigen
Ansprüchen
beansprucht.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung ist ein neues und verbessertes Verfahren und
eine Vorrichtung für
eine Kommunikation mit variabler Rate, die ein kohärentes Signalverarbeiten
und -kombinieren aufweist. In dem Empfangssystem werden Vektoren
von In-Phase- und Quadratur-Phase-Walsh-Korrelator-Ausgabewerten für jeden
Rake-Finger über
jede Walsh-Symbol-Periode erzeugt. Phasengleiche und Quadratur-Phase-Referenzwerte
(d. h. unmoduliert) werden für
jeden der Rake-Finger erzeugt durch Kombinieren der In-Phase- und Quadratur-Phase-Korrelator-Ausgaben
der wahrscheinlichsten Walsh-Symbole über eine Serie von Walsh-Symbol-Perioden.
Die wahrscheinlichsten Walsh-Symbole werden auf einer Symbol-für-Symbol-Basis
bestimmt durch Summieren der Walsh-Korrelator-Ausgabe-Energien von
jedem Finger und Auswahl der größten. Die Ausgabe-Energien
werden als die Summe von quadrierten In-Phase- und Quadratur-Phase-Werten
berechnet.
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Die
Vektoren von In-Phase- und Quadratur-Phase-Werten werden dann auf
die In-Phase- und Quadratur-Phase-Referenzwerte projiziert und gewichtet
durch die Referenzamplitude. Die Referenzamplitude ist die Quadratwurzel
der Summe der quadrierten In-Phase- und Quadratur-Phase-Werte. Wenn
die Korrelator-Ausgaben und die Referenzen als komplexe Zahlen dargestellt
werden, ist diese Projizierung und Gewichtung gleich zu einem Skalarprodukt.
So sind die projizierten und gewichteten Werte gleich zu der In-Phase-Korrelator-Ausgabe
mal dem In-Phase-Referenzwert plus der Quadratur-Phase-Korrelator-Ausgabe
mal dem Quadratur-Phase-Referenzwert.
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Die
Vektoren der projizierten und gewichteten Werte werden über ein
kohärentes
Kombinieren summiert und die entsprechenden Werte von den anderen
Rake-Fingern werden verwendet, um einen resultierenden Vektor von
kohärent
demodulierten Walsh-Korrelator-Ausgaben zu erhalten. Die kohärent demodulierten Walsh-Korrelator-Ausgaben
werden verwendet, um weiche Entscheidungen zu bilden, die entschachtelt
(deinterleaved) werden und mittels weicher Viterbi-Entscheidung
decodiert werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
Merkmale, die Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
offensichtlicher aus der detaillierten Beschreibung, die im Folgenden
dargelegt wird, in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen gleiche
Referenzzeichen Entsprechendes identifizieren und wobei:
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1 ein
Blockdiagramm eines zellularen Telefonsystems ist;
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2 ein
Blockdiagramm des Rückwärtsverbindungs-Sendesignal-Verarbeitungsteils
einer Teilnehmereinheit ist, die konfiguriert ist in Übereinstimmung
mit dem IS-95-„über die
Luft”-Schnittstellen-Standard;
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3 ein
Timing-Diagramm ist, das den Betrieb eines Daten-Burst-Randomisierers in Übereinstimmung
mit dem über
IS-95-„über die
Luft”-Schnittstellen-Standard
darstellt;
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4 ein
Blockdiagramm eines Rückwärtsverbindungs-Empfangsverarbeitungssystems
nach dem Stand der Technik ist, das konfiguriert ist zur Verarbeitung
eines IS-95-konformen Rückwärtsverbindungssignals;
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5 ein
Blockdiagramm eines Rückwärtsverbindungs-Empfangsverarbeitungssystems
ist, konfiguriert in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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6 ein
Blockdiagramm eines Hochfrequenzsignals-Empfangsverarbeitungssystems
und -Demodulators ist, konfiguriert in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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7 ein
Blockdiagramm eines nicht-kohärenten
Kombinierers ist, konfiguriert in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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8 ein
Blockdiagramm eines Referenz-Generators ist, konfiguriert in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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9 ein
Fluss-Diagramm ist, das den Schritt darstellt, der durchgeführt wird,
um den besten Typ einer Verarbeitung zu bestimmen, wenn durchgeführt in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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10 ein
Vektordiagramm ist, das die Verwendung des oben beschriebenen Verfahrens
zur Berechnung der Rate einer Phasenvariation darstellt;
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11 ein
Blockdiagramm eines Projizierungs- und Skalierungs-Systems ist,
konfiguriert in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung; und
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12 ein
Graph ist, der die Simulationsresultate einer Leistung bzw. Performance
bei verschiedener Rahmenfehlerraten (FER – frame error rates) darstellt.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Ein
neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung für eine Kommunikation
mit variabler Rate, die eine kohärente
Signalverarbeitung aufweist, wird beschrieben. In der folgenden
Beschreibung werden verschiedene Signalverarbeitungssysteme und
deren Anordnungen detailliert beschrieben. Es ist für Fachleute
offensichtlich, dass eine Vielzahl von weithin bekannten Verfahren
und Vorrichtungen zur Implementierung solcher Signalverarbeitungssysteme
verwendet werden können,
einschließlich
die Verwendung von digitalen Signalprozessoren und digitalen Mikroprozessoren,
die durch Software gesteuert werden, oder kundenspezifisch angefertigte
integrierte Schaltungen, wobei Letzteres in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
verwendet wird. In anderen Instanzen in der Anmeldung werden verschiedene
weithin bekannte Systeme in Blockform beschrieben. Dies wird getan,
um ein unnötiges
Verdecken der Offenbarung der vorliegenden Erfindung zu vermeiden.
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Wenn
mehrere Instanzen eines bestimmten Systems gezeigt werden, kann
eine einzelne Instanz dieses Systems im Allgemeinen ersetzt werden
dadurch, dass dieses System zwischen verschiedenen Funktionen zeitlich
aufgeteilt wird, die durch die mehreren Systeme durchgeführt werden.
Im Allgemeinen stellen die Bits, Daten, Symbole und Signale, die
in der Anmeldung angeführt
werden, eine elektronische Spannung, Ladung oder elektromagnetische
Wellen-abhängige
Darstellungen oder eine Kombination daraus dar von verschiedenen
Typen von Information, einschließlich einer Audio-Information, die über das
Abtasten von physikalischen Phänomenen,
wie Schall-Wellen, erzeugt wird, Spannungen, die erzeugt werden
zum Kontrollieren anderer elektronischer Systeme, oder vom Menschen
oder durch den Computer erzeugte digitale Daten. Auch Systeme, die
von Land-basierten drahtlosen zellularen Telekommunikationssystemen
verschieden sind, können
von der Verwendung der vorliegenden Erfindung profitieren, einschließlich Satelliten-basierte
drahtlose Telekommunikationssysteme, drahtlose Punkt-zu-Punkt-Systeme,
oder Draht-basierte Systeme, in denen modulierte Sinuskurven verwendet
werden, um Daten zu übertragen,
einschließlich
Koaxial-Kabel-basierende Kommunikationssysteme. Ferner kann, obwohl
die Erfindung dargelegt ist in dem Kontext eines Systems, das ein
Signal verarbeitet, das erzeugt wird in Übereinstimmung mit dem Rückwärtsverbindungsteil
des IS-95-Standards, und insbesondere für die Verarbeitung eines derartigen
Signals geeignet ist, die Erfindung in dem Kontext einer Verarbeitung
von Signalen eingesetzt werden, die nicht gemäß dem IS-95-Standard erzeugt werden,
einschließlich,
aber nicht darauf begrenzt, Signale, die gemäß CDMA-Techniken erzeugt werden
und unter Verwendung eines oder mehrerer Arbeitszyklen übertragen
werden.
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5 ist
ein Blockdiagramm des Empfangsverarbeitungsteils einer Basisstation
oder eines anderen Rückwärtsverbindungs-Empfangssystem,
das in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist. Während des Betriebes empfängt das
HF-Verarbeitungssystem 100 eine oder mehrere Instanz(en)
eines Rückwärtsverbindungssignals,
das in Übereinstimmung
mit dem IS-95-Standard erzeugt wird, über das Antennensystem 102 und
liefert digitalisierte und abwärtsgewandelte
In-Phase-Empfangsabtastwerte 104a und
Quadratur-Phase-Empfangsabtastwerte 104b an die Demodulatoren
(DEMOD) 106. Die zusätzlichen
Instanzen der Rückwärtsverbindung
werden über
Mehrweg-Phänomene
erzeugt, wie Reflexion oder mehrfache Antennen, und werden als „Finger" bezeichnet. Jeder
Demodulator 106 verarbeitet die In-Phase- und Quadratur-Phase-Empfangsabtastwerte 104a und 104b für einen
Finger über
die Verwendung einer Zeit-Verfolgung,
wodurch In-Phase-Demodulationssymbole 107a und Quadratur-Phase-Demodulationssymbole 107b erzeugt
werden, die durch FHT(fast Hadamard transform)-Systeme 109 empfangen
werden. Jedes FHT 109 führt
eine schnelle Hadamard-Transformation auf beiden In-Phase-Demo dulationssymbolen 107a und
Quadratur-Phase-Demodulationssymbolen 107b durch, um entsprechende
In-Phase-Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und
Quadratur-Phase-Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)Q zu
erzeugen, wobei i den Finger anzeigt, der verarbeitet wird.
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Jeder
Vektor W(i)I und W(i)Q enthält vierundsechzig
(64) Walsh-Symbol-Korrelationswerte.
Während das
Empfangssystem, das in 5 gezeigt wird, konfiguriert
ist, drei Finger zu verarbeiten, sind Systeme, die konfiguriert
sind, eine alternative Anzahl von Fingern, einschließlich vier,
zu verarbeiten, konsistent zu dem Betrieb der vorliegenden Erfindung.
Der nicht-kohärente
Kombinierer 108 kombiniert die drei Finger, die auf eine nicht-kohärente Weise
verarbeitet werden, wodurch ein nicht-kohärenter Korrelationsvektor 110 erzeugt
wird. Eine harte Entscheidung 126 bestimmt das Walsh-Symbol,
das am wahrscheinlichsten übertragen
wurde, unter Verwendung des nicht-kohärenten
Korrelationsvektors 110 und zeigt dieses Walsh-Symbol über einen
harten Index 128 an. Der harte Index 128 ist eine
sechs Bit-Zahl, die ein Entsprechendes der vierundsechzig Walsh-Symbole
indiziert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist das Walsh-Symbol, das am wahrscheinlichsten übertragen wurde, das, das zu
dem größten Walsh-Symbol-Korrelationswert
in dem entsprechenden nicht-kohärenten
Korrelationsvektor 110 gehört.
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Eine
Verzögerung 111 speichert
In-Phase- und Quadratur-Phase-Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und W(i)Q, während der
nicht-kohärente
Kombinierer 108 das nicht-kohärente Kombinieren durchführt und
die harte Entscheidung 126 den harten Index 128 erzeugt.
Die verzögerten
Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren
W(i)I und W(i)Q werden
dann auf den Phasen- und
Skalierungs-Referenz-Generator 112 angewendet, von dem
jeder Referenz-R(i)I und -R(i)Q für jeden
Finger erzeugt unter Verwendung des harten Indexes 128 durch
Durchführen
einer Amplitudenmittlung über
eine Serie von ausgewählten
Walsh-Korrelationswerten, die in einer Leistungssteuerungsgruppe
enthalten sind. Referenz-R(i)I und -R(i)Q zeigen jeweils die Werte der In-Phase-Komponente
und der Quadratur-Phase-Komponente des i- ten Fingers an, der verarbeitet wird,
der wiederum verwendet werden kann, um die Phasen-Verschiebung bzw.
-Offset des entsprechenden Fingers festzustellen. Alternative Verfahren
und Formate zum Vorsehen der Phasen- oder Skalierungs-Information oder beider,
einschließlich
Vorsehen des Phasen-Offsets in einem einzelnen digitalen Wert, sind
für Fachleute offensichtlich,
und sind konsistent mit dem Betrieb der vorliegenden Erfindung.
Die Verwendung von Referenzschätzungen,
die wie oben beschrieben erzeugt werden, wird jedoch bevorzugt,
da sie die Verarbeitung minimiert, die mit einer Projizierung und
Skalierung der weichen Entscheidungsdaten verbunden sind. Zusätzlich erzeugt
der Referenz-Generator 112 eine Prozess-Auswahl 113, die anzeigt, ob
der nicht-kohärente
Korrelationsvektor 110 oder der kohärente Korrelationsvektor 120 (unten
beschrieben) wahrscheinlicher genau ist.
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Nach
einer weiteren Verzögerung
durch die Verzögerung 117 werden
die In-Phase- und
Quadratur-Phase-Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und
W(i)Q projiziert und skaliert durch die
Projizierungs- und Skalierungs-Systeme 116 unter
Verwendung der Referenzschätzungen
R(i)I und R(i)Q und
liefern die projizierten Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i).
Der kohärente
Kombinierer 118 kombiniert die projizierten Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren
W(i) auf eine kohärente
Weise und liefert den kohärenten
Korrelationsvektor 120.
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Ein
Vektor-Wähler 122 wählt den
nicht-kohärenten
Korrelationsvektor 110 oder den kohärenten Korrelationsvektor 120 als
Ausgabevektor 124 basierend auf der Prozess-Auswahl 113 von
dem Referenz-Generator 112. Unter Verwendung des Ausgabevektors 124 erzeugt
die weiche Entscheidung 134 einen weichen Vektor 136,
der aus sechs Werten besteht. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird der weiche Vektor 136 in Übereinstimmung
mit den Dual-Maxima-Techniken erzeugt, die oben in dem angeführten ('627)-Patent beschrieben
werden, obgleich die Verwendung anderer Verfahren mit der vorliegenden
Erfindung konsistent ist. Der weiche Vektor 136 wird dann
an einen Decoder (nicht gezeigt) geleitet für eine wei tere Verarbeitung,
einschließlich
eine Entschachtelung und eine Viterbi-Decodierung.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird die harte Entscheidung 130 eingesetzt,
gezeigt in gestrichelten Linien, um den kohärenten harten Index 132 zu
erzeugen unter Verwendung des kohärenten Korrelationsvektors 120.
Der kohärente
harte Index 132 ist der Index für den Walsh-Korrelationswert
in dem kohärenten
Korrelationsvektor 120, der am wahrscheinlichsten übertragen
wurde. In dem Referenz-Generator 112 wird der kohärente harte
Index 132 zusätzlich
zu dem harten Index 128 verwendet für das Erzeugen der Referenzen
R(i)I und R(i)Q.
Die Verwendung des kohärenten
harten Indexes 132 zusätzlich
zu dem harten Index 128 erhöht die Genauigkeit, mit welcher
der Referenz-Generator 112 die Referenzen R(i)I und
R(i)Q auf Kosten einer zusätzlichen
Komplexität
erzeugt.
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6 ist
ein Blockdiagramm des HF-Verarbeitungssystems 100 und eines
Demodulators 106, wenn in Übereinstimmung mit dem beispielhaften
Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert. HF-Signale werden über das Antennensystem 102 empfangen
und mit einer In-Phase-Sinuskurve 101 und einer Quadratur-Phase-Sinuskurve 103 gemischt,
digitalisiert und gefiltert (nicht gezeigt), um In-Phase-Empfangs-Abtastwerte 104a und
Quadratur-Phase-Empfangs-Abtastwerte 104b zu
erzeugen. Die In-Phase-Empfangs-Abtastwerte 104a und
die Quadratur-Phase-Empfangs-Abtastwerte 104b werden mit
einem langen Kanal-Code 105 demoduliert, und die mit dem
langen Code demodulierten In-Phase- und Quadratur-Phase-Symbole
werden weiter demoduliert mit sowohl dem In-Phase-Spreiz-Code PNI als auch dem Quadratur-Phase Spreiz-Code PNQ, wobei PNI um einen
halben Chip verzögert
ist. Die PNI-demodulierten In-Phase-Symbole
werden mit den PNQ-demodulierten Quadratur-Phase-Symbolen
summiert, wodurch die XI-Demodulationssymbole 156a erzeugt
werden. Die PNI-demodulierten Quadratur-Phase-Symbole
werden mit dem Negativen der PNQ-demodulierten
In-Phase-Symbole
summiert, wodurch die XQ-Demodulationssymbole 156b erzeugt
werden. Integratoren 158a und 158b integrieren
die XI- Demodulationssymbole 156a beziehungsweise
XQ-Demodulationssymbole 156b über vier
Demodulationssymbole. Eine Timing-Anpassung 160 empfängt die
integrierten Demodulationssymbole von den Integratoren 158a und 158b und
führt eine
Timing-Anpassung durch, um die bestimmte Verzögerung zu kompensieren, die
während
der Übertragung
des Fingers auftritt, der verarbeitet wird, und liefert Zeit-angepasste
XI- und XQ-Demodulationssymbole
an den FHT 109 von 5.
-
7 ist
ein Blockdiagramm eines nicht-kohärenten Kombinierers 108,
wenn in Übereinstimmung
mit dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert. Die Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und W(i)Q für jeden
Finger, der verarbeitet wird, werden durch Energiemesssysteme 170 empfangen,
welche die Energie berechnen, die zu dem Finger gehört, um Walsh-Energievektoren
W(i)2 zu erzeugen. Ein Vektorsummierer 174 summiert
die Walsh-Energievektoren W(i)2, um einen
nicht-kohärenten
Korrelationsvektor 110 zu liefern, die auch als summierte
Korrelationsenergievektoren bezeichnet werden können.
-
8 ist
ein Blockdiagramm eines Referenz-Generators 112, wenn in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert. Verzögerte
Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und W(i)Q werden durch das Steuerungssystem 180 und
Symbolwähler 152 empfangen.
Die Symbolwähler 152 leiten
den bestimmten Walsh-Korrelationswert weiter, der spezifiziert wird
durch den harten Index 128 in dem Walsh-Symbol-Korrelationsvektor
W(i)I oder W(i)Q,
wodurch die Korrelationswerte 153 erzeugt werden. Ein Weiterleiten
des Walsh-Korrelationswerts, der durch den harten Index 128 spezifiziert
wird, ermöglicht,
dass die Korrelationswerte 153 ausgewählt werden basierend auf der
Kombination der Information, die in dem Satz der Finger enthalten
ist, die verarbeitet werden, und erhöht folglich die Wahrscheinlichkeit,
dass das korrekte Walsh-Symbol gewählt wird.
-
Das
Steuerungssystem 180 bestimmt das beste Verfahren der Berechnung
von Referenzwerten R(i)I und R(i)Q unter Verwendung der verzögerten Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren
W(i)I und W(i)Q und
zeigt das beste Verfahren den Matrix-Multiplizierern 154 über einen
MAX3/MAX5-Indikator 155 an. Der MAX3/MAX5-Indikator 155 kann
auch betrachtet werden als eine Rate eines Phasenänderungsindikator.
Die Matrix-Multiplizierer 154 erzeugen jeweils die Referenzen
R(i)I und R(i)Q durch
Mitteln einer Serie von ausgewählten
Korrelationswerten 153, wobei die Anzahl der gewählten Korrelationswerte 153 entweder
ein Maximum von drei ist oder ein Maximum von fünf, basierend auf dem MAX3/MAX5-Indikator 155.
Diese In-Phase- und Quadratur-Phase-Referenzwerte werden dann an
die Projizierungs- und Skalier-Systeme 116 von 5 geliefert.
-
Das
Steuerungssystem 180 erzeugt auch eine Verarbeitungsauswahl 113 unter
Verwendung der Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und
W(i)Q, wie unten beschrieben wird. Die Verarbeitungsauswahl 113 zeigt
an, ob eine nicht-kohärente
oder eine kohärente
Verarbeitung wahrscheinlicher genau ist. Ein Erzeugen des MAX3/MAX5-Indikators 155 und
der Verarbeitungsauswahl 113 kann in getrennten Systemen
in alternativen Ausführungsbeispielen
der Erfindung durchgeführt
werden.
-
In
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird ein Satz von In-Phase- und Quadratur-Phase-Referenzen
R(i)
I,1..6 und R(i)
Q,1..6 erzeugt
für jede
Leistungssteuerungsgruppe (PCG – power
control group) unter Verwendung eines entsprechenden Satzes von
ausgewählten
Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren
W(i)
I,1..6 und W(i)
Q,1..6,
die in dieser PCG enthalten sind, wobei W(i)
I,1 der
erste In-Phase-Korrelationswert in einer Leistungssteuerungsgruppe
für den
Finger i und R(i)
I,1 der erste In-Phase-Referenzwert
zum Projizieren des ersten In-Phase-Korrelationswert ist. (Sechs
Walsh-Symbole werden in einer Leistungssteuerungsgruppe übertragen).
Der Satz von Referenzen R(i)
I,1..6 und R(i)
Q,1..6 werden erzeugt über eine Multiplikation des
Satzes gewählter
Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)
I,1..6 und
W(i)
Q,1..6 entweder mit einer MAX3-Matrix
oder einer MAX5-Matrix. Die Gleichungen (1) und (2) liefern beispielhafte
Berechnungen für
das Erzeugen eines Satzes von In-Phase-Phase- und Skalier-Referenzen,
wobei die MAX3- und MAX5-Matrix in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung verwendet wird:
-
Die
Berechnung für
die Quadratur-Phase-Komponente ist dieselbe außer der Verwendung der Quadratur-Phase-Walsh-Korrelationswerte
W(i)Q,1..6.
-
Somit
ist der Referenzwert gleich zu dem Durchschnitt über einem Maximum von drei
gewählten Walsh-Korrelationswerten
für die
MAX3-Matrix, oder einem Maximum von fünf gewählten Walsh-Korrelationswerten
für die
MAX5-Matrix. Es
sollte offensichtlich sein, dass, während die gezeigten Matrizen
als optimal für die
am öftesten
erfahrenen Bedingungen angesehen werden, insbesondere, wenn sie
verwendet werden wie unten beschrieben, die Verwendung anderer Matrizen
mit dem Betrieb der vorliegenden Erfindung konsistent ist. Ferner,
während
die Mittelwertbildung der ausgewählten
Walsh-Korrelationswerte über einer
Zeitspanne geringer oder gleich zu der Leistungssteuerungsgruppe
in hohem Grade bevorzugt ist, da in einem IS-95-Rückwärtsverbindungssignal
eine Leistungssteuerungsgruppe die maximale Zeitdauer ist, während der eine
konstante Übertragung
von Daten sichergestellt werden kann, kann ein Erzeugen von Referenzwerten durch
Mittelwert bildung über
längere
Zeitspannen in alternativen Ausführungsbeispielen
der Erfindung eingesetzt werden.
-
In
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung basiert die Entscheidung, die durch das Steuerungssystem 180 durchgeführt wird,
ob die MAX3-Matrix
oder die MAX5-Matrix verwendet werden soll, auf der Rate einer Phasenänderung
des Rückwärtsverbindungssignals,
das verarbeitet wird. Die Rate der Phasenänderung ist eine Funktion von
verschiedenen anderen Parametern, einschließlich der Richtung und der Rate
der Bewegung der Teilnehmereinheit und eines Trägerfrequenzfehlers zwischen
der Teilnehmereinheit und der Basisstation. Insbesondere, wenn die
Rate der Phasenänderung
eine erste Schwelle übersteigt,
zeigt das Steuerungssystem 180 an, dass die MAX3-Matrix
verwendet werden soll, und wenn die Rate der Phasenänderung
unter diese erste Schwelle fällt,
zeigt das Steuerungssystem 180 an, dass die MAX5-Matrix
verwendet werden soll. Die MAX3-Matrix sollte verwendet werden,
wenn die Rate der Phasenänderung
höher ist, da
der Unterschied in dem Phasen-Offset von Walsh-Symbol zu Walsh-Symbol
größer ist,
und die gesamte Änderung
der Phase, die über
mehr als drei Walsh-Symbole auftritt, ist zu groß, um zu ermöglichen,
dass ein nützlicher
Durchschnitt erzeugt wird.
-
Ähnlich basiert
die Entscheidung, ob ein nicht-kohärentes Kombinieren wahrscheinlicher
genau ist als ein kohärentes
Kombinieren, auch auf der Rate einer Phasenänderung. Insbesondere zeigt
das Steuerungssystem 180 an, dass ein nicht-kohärentes Kombinieren
wahrscheinlicher genau ist als ein kohärentes Kombinieren, wenn die
Rate der Phasenänderung
eine zweite Schwelle übersteigt,
die höher
als die erste ist. Wie oben beschrieben, führt das Steuerungssystem 180 diese
Anzeige über
die Verarbeitungsauswahl 113 durch. In dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist die erste Schwelle eine Rate einer Phasenänderung von
ungefähr
30.0 Grad zwischen aufeinander folgenden Walsh-Symbolen, und die
zweite Schwelle ist eine Rate einer Phasenänderung von ungefähr 52.5
Grad zwischen aufeinander folgenden Walsh-Symbolen. Die erste Schwelle
entspricht einem Trägerfrequenzfehler
von 400 Hz und die zweite Schwelle entspricht einem Trägerfehler
von 700 Hz.
-
In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird ein eindeutiger MAX3/MAX5-Indikator 155 für jeden Finger
erzeugt, der verarbeitet wird, basierend auf der eindeutigen Rate
der Phasenänderung
dieses Fingers. Dies wird erreicht durch Berechnen der Rate der
Phasenänderung
unter Verwendung nur der Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i)I und W(i)Q, die
zu dem Finger gehören,
für den
der MAX3/MAX5-Indikator 155 erzeugt wird. Ein Berechnen
eines eindeutigen MAX3/MAX5-Indikators 155 für jeden
Finger ist in Umgebungen nützlich,
wo die Rate der Phasenänderung
für jeden
Finger zwischen Finger variiert.
-
In
einem ersten alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wählen
Symbolwähler 152 Korrelationswerte 153 unter
Verwendung einer Kombination des harten Indexes 128 und
des kohärenten
harten Indexes 132 (in gestrichelten Linien gezeigt). In
einer ersten Implementierung dieses alternativen Ausführungsbeispiels
verwenden Symbolwähler
den harten Index 128 zur Auswahl eines ersten Satzes von
Korrelationswerten 153 von den Walsh-Korrelationsvektoren
W(i)I und W(i)Q in
einer Leistungssteuerungsgruppe und verwenden den kohärenten harten
Index 132 zur Auswahl eines zweiten Satzes von Korrelationswerten 153 von
den Walsh-Korrelationsvektoren
W(i)I und W(i)Q in
der Leistungssteuerungsgruppe. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird der harte Index 128 verwendet, um die ersten zwei
Korrelationswerte 153 von der Leistungssteuerungsgruppe
zu wählen,
und der kohärente
harte Index 132 wird verwendet, um die restlichen vier Korrelationswerte 153 von
der Leistungssteuerungsgruppe zu wählen. Eine Auswahl einer anderen
Anzahl von Korrelationswerten 153 von der Leistungssteuerungsgruppe
unter Verwendung des harten Indexes 128 und des kohärenten harten
Indexes 132 ist mit diesem alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung konsistent. Die Verwendung des kohärenten harten Indexes 132 erhöht die Wahrscheinlichkeit,
dass das korrekte Walsh- Symbol
gewählt
wird, und liefert als ein kohärentes
Kombinieren eine verbesserte Genauigkeit gegenüber einem nicht-kohärenten Kombinieren.
-
In
einem zweiten alternativen Ausführungsbeispiel
wird der kohärente
harte Index 132 verwendet, um den Satz von Referenzen R(i)I und R(i)Q für eine Leistungssteuerungsgruppe
auf iterative Weise zu regenerieren. Der zweite Satz von Referenzen
wird auch verwendet, um die verzögerten
Walsh-Korrelationsvektoren W(i)I und W(i)Q zu projizieren
und zu skalieren, die weiter verzögert und gespeichert werden
müssen,
während der
zweite Satz von Referenzen erzeugt wird.
-
In
einem dritten alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird die Verwendung der Vektorauswahl 122 sowie
die Erzeugung der Verarbeitungsauswahl 113 eliminiert und
der kohärente
Korrelationsvektor 120 wird verwendet zur weiteren Decodierung
in jeder Instanz. Dieses alternative Ausführungsbeispiel ist nützlich für drahtlose
Telekommunikationssysteme und -umgebungen, in denen die Rate der
Phasenänderung
in einen engeren Bereich von Werten fällt, und somit wird der Nutzen,
der aus der Auswahl zwischen den kohärent kombinierten und nicht-kohärent kombinierten
Korrelationsvektoren erreicht wird, verringert. Ein Eliminieren
der Verwendung der Vektorauswahl 122 und der Erzeugung
der Verarbeitungsauswahl 113 reduziert in diesem Fall die
Komplexität
des Systems mit geringer Verringerung der Leistung.
-
In
einem vierten alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird dieselbe Matrix jedes Mal zur Erzeugung der Referenzen
R(i)I und R(i)Q verwendet.
Dieses vierte alternative Ausführungsbeispiel
ist auch nützlich
für drahtlose
Telekommunikationssysteme, in denen die Rate der Phasenänderung
in einen engeren Bereich von Werten fällt. In einer ersten Variation
dieses vierten Ausführungsbeispiels
ist die Verwendung einer Matrix bevorzugt, die über eine größere Anzahl von Walsh-Symbolen,
wie MAX5, gemittelt wird. Diese erste Variation ist gut geeignet,
wenn der Bereich der Rate der Phasenänderung verhältnismäßig niedrig
bleibt. In einer zweiten Variation dieses vierten Ausführungsbeispiels
wird die Verwendung einer Matrix bevorzugt, die über eine mittlere Anzahl von
Walsh-Symbolen, wie MAX3, gemittelt wird. Diese zweite Variation
ist gut geeignet, wenn der Bereich der Werte der Rate der Phasenänderung
aus einem Satz von Zwischenwerten besteht. Die Verwendung von nur
einer Matrix wird bevorzugt, wenn die Rate der Phasenänderung
in einen engeren Bereich fällt,
da die Zunahme der Leistung, die durch die Verwendung von mehr als
einer Matrix erhalten wird, nicht ausreichend ist, eine zusätzliche
Komplexität
zu rechtfertigen, die notwendig ist, um die Raten-Phasenänderung
zu bestimmen und dann die korrekte Matrix zu wählen. Selbstverständlich können andere
Matrizen für
die Mittelwertbildung verwendet werden, wie eine Matrix, die über ein
Maximum von vier oder sechs Walsh-Symbolen mittelt.
-
9 ist
ein Fluss-Diagramm, das die Schritte darstellt, die durch das Steuerungssystem
180 durchgeführt werden,
um die Rate der Phasenänderung
in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung zu bestimmen. Fachleute erkennen zahlreiche alternative
Verfahren für
die Bestimmung der Rate der Phasenänderung des Rückwärtsverbindungssignals,
das verarbeitet wird, und die Verwendung solcher alternativer Verfahren
ist mit der Verwendung der Erfindung konsistent. Die Bestimmung
beginnt in Schritt
200 und in Schritt
202a wird
eine Variable α für jeden
Finger α
f auf das Verhältnis der Norm der Summe der
Walsh-Korrelationswerte zu der Summe der Normen der Walsh-Korrelationswerte
gesetzt, die dargestellt werden können als:
wobei W(f), s das s-te gewählte Walsh-Korrelationssymbols
einer Leistungssteuerungsgruppe in dem Finger f ist und die Norm
des komplexen Werts ist gleich zu seiner Größe. In Schritt
204 wird αf für eine Leistungs steuerungsgruppe
(α(PCG))
berechnet als der Durchschnitt αf
für den
Satz von Fingern, die verarbeitet werden, was ausgedrückt werden
kann als:
-
In
Schritt 206 wird ein Wert β(PCG) berechnet als der Durchschnitt
eines Satzes von exponentiell verringerten Werten α(PCG) wie
folgt: β(PCG) = (1 – μ)·α(PCG) + (μ·β(PCG – 1)) (5)wobei μ der Vergessen-
bzw. Abkling-Faktor des exponentiellen Fensters ist und in dem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
auf 0,95 gesetzt ist. In Schritt 206 wird bestimmt, ob β(PCG) kleiner
ist als 0,3 und folglich, ob die Rate der Phasenänderung die zweite Schwelle übersteigt.
Wenn dem so ist, wird die Verarbeitungsauswahl 113 auf
nicht-kohärent
gesetzt in Schritt 209, und der Schritt 202 wird
wiederholt. Wenn jedoch in Schritt 208 bestimmt wird, das β(PCG) 0,3 übersteigt,
und folglich, wenn die Rate der Phasenänderung unter der zweiten Schwelle
liegt, wird die Verarbeitungsauswahl 113 auf kohärent gesetzt
in Schritt 211. In Schritt 210 wird bestimmt,
ob β(PCG)
kleiner als 0,6 ist und folglich, ob die Rate der Phasenänderung
die erste Schwelle übersteigt.
Wenn dem so ist, wird der MAX3/MAX5-Indikator 155 auf MAX3
gesetzt in Schritt 212 und das Steuerungssystem 180 geht
zu Schritt 202 zurück.
Wenn jedoch in Schritt 210 bestimmt wird, dass β(PCG) 0,6 übersteigt
und folglich, dass die Rate der Phasenänderung unterhalb der ersten
Schwelle ist, wird der MAX3/MAX5-Indikator 155 auf MAX5
in Schritt 214 gesetzt und der Schritt 202 wird
durchgeführt.
-
10 ist
ein Vektordiagramm, welches die Verwendung des oben beschriebenen
Verfahrens für
die Berechnung der Rate der Phasenänderung über einer Leistungssteuerungsgruppe
darstellt durch Zeigen der sechs Paare der Walsh-Korrelationswerte,
als Phasenvektoren 250 und normalisierte Vektoren 252 konfiguriert.
Die Phasenvektoren 250 sind positioniert von Anfang bis
Ende, was den summierten Vektor 251 liefert, dessen Größe erhalten
wird durch die Norm des summierten Vektors 251. Normalisierte
Vektoren 252 sind positioniert Anfang bis Ende, was die
Summe des Normen-Vektors 253 liefert.
Wie zu sehen ist, wenn sich die Phase ändert von einem Phasenvektor 250 zu
dem nächsten
Phasenvektor 250, wird die Größe des summierten Vektors 251 in
Bezug auf die Größe der Summe
des Normen-Vektors 253 verringert,
da Phasenvektoren 250 nicht auf eine vollständig konstruktive
Weise hinzugefügt
werden. Somit kann durch Messen des Verhältnisses der Norm der Summen
zu der Summe der Normen die Rate der Phasenänderung festgestellt werden. Wie
oben angemerkt, sind verschiedene alternative Verfahren zum Messen
der Rate der Phasenänderung
für Fachleute
offensichtlich.
-
11 ist
ein Diagramm eines Projizierungs- und Skalierungs-Systems
116,
wenn in Übereinstimmung
mit dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
konfiguriert. Nach einer weiteren Verzögerung durch die Verzögerung
117 (
5),
während
der Referenz-Generator
112 die Verarbeitung durchführt, die
oben beschrieben wird, werden die Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren
W(i)
I und W(i)
Q jeweils
mit den Referenzen R(i)
I und R(i)
Q multipliziert und die resultierenden Terme
werden summiert, um reale Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren W(i) zu erzeugen.
Eine Schaltung zur Durchführung
solch einer Projizierung wird beschrieben in dem
U.S.-Patent 5,506,865 mit dem Titel „PILOT
CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT",
das der Anmelderin der vorliegenden Erfindung erteilt wurde und
durch Bezugnahme hier enthalten ist. Die realen Walsh-Symbol-Korrelationsvektoren
W(i) werden an den kohärenten
Kombinierer
118 weitergeleitet. Unter Bezugnahme auf
5 gibt
dann die Vektorauswahl
122 von
5 den nicht-kohärenten Korrelationsvektor
110 oder
den kohärenten
Korrelationsvektor
120 an die weiche Entscheidung
134 aus
basierend auf der Verarbeitungsauswahl
113.
-
Um
weiter die Brauchbarkeit der vorliegenden Erfindung darzustellen,
werden die Resultate von verschiedenen Simulationen, die auf einem
drahtlo sem PCS(personal communications systems)-Band-Telefonsystem
durchgeführt
werden, ablaufend unter verschiedenen Bedingungen, im Folgenden
dargestellt. Die nicht-kohärente
Demodulationsleistung wird ebenfalls als eine Referenz vorgesehen.
Die Simulationen laufen alle bei einer PCS-Frequenz (1,870 MHz) und mit Rahmen
mit voller Rate von 14.4 kbps ab. Die unterschiedlichen getesteten
Parameter, um die gesamte Leistung zu evaluieren, umfassen:
- • Simulation
von bis zu 10000 Rahmen oder 500 Rahmenfehler.
- • Kohärente Walsh-Demodulation
unter Verwendung von MAX3- und MAX5-Matrizen.
- • Additives
weißes
Gaußsches
Rauschen(AWGN – Additive
White Gaussian Noise)- und Rayleigh(Jakes)-Kanäle.
- • Leistungssteuerung
mit 4% Feedback BER.
- • 2
m/s (4,5 mph, 7,2 kmh), 30 m/s (67 mph, 108 kmh), 45 m/s (100 mph,
160 kmh).
- • Trägerfrequenzfehler.
- • Gleiche
und ungleiche Wege (–3
dB).
-
Die
Rayleigh(Jakes)-Hüllenverteilung,
die für
die Fading-Wege verwendet wird, modelliert zusammengesetzte Signale
mit Doppler-Frequenz-Offsets von Minus zu Plus des maximalen erwarteten
Rückwärts-(oder Vorwärts-)Dopplers.
Zusätzlich
zu dem Rückwärtsverbindungs-Frequenzfehler,
der in dem Rayleigh-Fading-Modell enthalten ist, und da die Teilnehmereinheit
die durchschnittliche Vorwärtsverbindungsfrequenz verfolgt,
resultiert der schlimmste Fall aus der Ungenauigkeit der Teilnehmereinheit-Frequenzübersetzung.
Der maximal erlaubte Fehler in der Frequenzübersetzung ist 150 Hz (siehe
ANSI J-STD-008, 2.1.1.2, ebenfalls durch Bezugnahme hier aufgenommen).
Für eine
zellulare Teilnehmereinheit ist eine Übersetzung von bis zu 300 Hz
durch die Standards zugelassen.
-
Wenn
es eine starke Spiegel-Komponente gibt (zum Beispiel bei den nur-AWGN-Fällen, die
hier verwendet werden), verfolgt die Teilnehmereinheit die Doppler-Offset-Frequenz
dieser Komponente und verwendet dies als eine Referenz für die Rückwärtsverbindung.
So ist der resultierende Frequenzfehler des schlimmsten Falls, der
durch die Basisstation gesehen wird, gleich zu dem Frequenzübersetzungsfehler
plus der Summe der Vorwärts-
und Rückwärtsverbindungs-Doppler-Offsets.
Die Offsets von 540 Hz und 731 Hz, die in den nur-AWG-Simulationen
verwendet werden, sind für
einen 150-Hz-Übersetzungsfehler,
Vorwärts-plus-Rückwärts-Doppler-Frequenzen
für die
maximale Vorwärts-plus-Rückwärts-Frequenz
von 3900 MHz und einer Teilnehmereinheit-zu-Basisstation-Geschwindigkeit
von 67 beziehungsweise 100 mph.
-
Die
Hauptpunkte, die durch die Simulationen angesprochen werden, sind
der Effekt der Geschwindigkeit, Trägerfrequenz-Offsets und schwache
Wege. Die Tabellen I–V
sind eine Zusammenfassung dieser Resultate. Sie liefern das durchschnittliche
erforderliche Informationsbitenergie-zu-Interferenz-Verhältnis (Eb/Io) pro
Weg für
ein 1% FER. Sie zeigen auch die Verstärkung von MAX3 und MAX5 über die
nicht-kohärente
Demodulation.
| 1870 MHz,
144 kbps (volle Rate), 2-Wege AWGN, Leistungssteuerung deaktiviert |
| Geschwindigkeit m/s (mph) | Trägerfrequenzfehler Hz | nicht-kohärent Eb/Io [dB] | kohärent MAX3 | kohärent MAX5 |
| Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] | Eb/Io [dB] | Verstärkung [dB] |
| 0.0
(0.0) | 0 | 2.25 | 1.70 | 0.55 | 1.40 | 0.85 |
| 30
(67) | 540 | 2.45 | 2.20 | 0.25 | 2.80 | –0.35 |
| 45
(100) | 731 | 2.60 | 2.65 | –0.05 | 4.45 | –1.85 |
TABELLE
I. AWGN, 2 gleiche Wege.
| 1870 MHz,
14.4 kbps (volle Rate), 2 gleiche Wege Rayleigh Fading, Leistungssteuerung
aktiviert mit 4% Feedback BER |
| Geschwindigkeit m/s (mph) | Trägerfrequenzfehler Hz | nicht-kohärent Eb/Io [dB] | kohärent MAX3 | kohärent MAX5 |
| Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] | Eb/Io [dB] | Verstärkung [dB] |
| 2.0
(4.5) | 0 | 5.05 | 4.45 | 0.60 | 4.05 | 1.00 |
| | 150 | 5.00 | 4.50 | 0.50 | 4.25 | 0.75 |
| 30
(67) | 0 | 6.05 | 5.25 | 0.80 | 4.90 | 1.15 |
| | 150 | 6.00 | 5.25 | 0.75 | 5.10 | 0.90 |
| 45
(100) | 0 | 5.75 | 5.00 | 0.75 | 4.65 | 1.10 |
| | 150 | 5.75 | 5.00 | 0.75 | 4.85 | 0.90 |
TABELLE
II. Rayleigh, 2 gleiche Wege.
| 1870 MHz,
14,4 kbps (volle Rate), 4 gleiche Wege Rayleigh Fading, Leistungssteuerung
aktiviert mit 4% Feedback BER |
| Geschwindigkeit m/s (mph) | Trägerfrequenzfehler Hz | nicht-kohärent Eb/Io [dB] | kohärent MAX3 | kohärent MAX5 |
| Eb/IO
[dB] | Verstärkung [dB] | Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] |
| 2.0
(4.5) | 0 | 1.45 | 0.95 | 0.50 | 0.50 | 0.95 |
| | 150 | 1.45 | 0.95 | 0.50 | 0.60 | 0.85 |
| 30
(67) | 0 | 2.60 | 2.00 | 0.60 | 1.40 | 1.20 |
| | 150 | 2.60 | 2.10 | 0.50 | 1.55 | 1.05 |
TABELLE
III. Rayleigh, 4 gleiche Wege.
| 1870 MHz,
14,4 (volle Rate), 2 Wege Rayleigh Fading, Leistungssteuerung deaktiviert,
1 schwacher Weg (–3dB) |
| Geschwindigkeit m/s (mph) | Trägerfrequenzfehler Hz | nicht-kohärent Eb/Io [dB] | kohärent MAX3 | kohärent MAX5 |
| Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] | Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] |
| 30
(67) | 0 | 6.45 | N/A | N/A | 5.45 | 1.00 |
TABELLE
IV. Rayleigh, ein 0 dB- und ein –3dB-Weg.
| 1870 MHz,
14,4 kbps (volle Rate), 4 Wege Rayleigh Fading, Leistungssteuerung
deaktiviert, 2 schwache Wege (–3dB) |
| Geschwindigkeit m/s (mph) | Trägerfrequenzfehler Hz | nicht-kohärent Eb/Io [dB] | kohärent MAX3 | kohärent MAX5 |
| Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] | Eb/Io
[dB] | Verstärkung [dB] |
| 30
(67) | 0 | 2.70 | N/A | N/A | 1.60 | 1.10 |
TABELLE
V. Rayleigh, zwei 0 dB- und zwei –3dB-Wege.
-
Somit
ist ohne einen Trägerfrequenzfehler
MAX3 0,55 bis 0,8 dB besser und MAX5 ist 0,85 bis 1,2 dB besser
als die nicht-kohärente
Demodulation. Bei einem Rayleigh-Fading verringert der Frequenzfehler
die vorherige Verstärkung
um höchstens
0,2 dB. Jedoch hat der Trägerfrequenzfehler
einen größeren Effekt
bei AWGN: die Leistung von MAX3 ist gleich zu nicht-kohärent und
MAX5 ist 2 dB schlechter. 12 ist
ein Graph, der die Simulationsresultateleistung bei verschiedenen
Rahmenfehlerraten (FER – frame
error rates) darstellt. Insgesamt liefert die kohärente Demodulation
eine Eb/Io-Verarbeitungsverstärkung von
ungefähr
1 dB in den meisten Fällen,
was ungefähr
eine Zunahme von 26% der Kapazität
ist.
-
Somit
wurde ein Verfahren und eine Vorrichtung für eine kohärente Verarbeitung eines CDMA-Signals ohne
die Verwendung einer Pilot- oder anderen Synchronisierungsinformation
beschrieben. Durch Verwendung eines Empfangsverarbeitungssystem,
wie oben beschrieben, kann ein Rückwärtsver bindungssignal
richtig verarbeitet werden, wenn auf einem niedrigeren Energiepegel
empfangen wird, als der, der zu einer nur nicht-kohärenten Verarbeitung
gehört.
Dies reduziert die Sendeleistung, die für eine erfolgreiche Kommunikation
erforderlich ist, und diese Reduzierung der erforderlichen Sendeleistung
reduziert den Grad, zu dem sich ein Satz von Teilnehmereinheiten,
die mit derselben Basisstation kommunizieren, gegenseitig stören. Dies
wiederum erhöht
die gesamte Systemkapazität
eines drahtlosen CDMA-Telekommunikationssystems, das die Erfindung
aufnimmt. Für
Fachleute sind verschiedene alternative Verfahren und Vorrichtungen
zur Implementierung der Erfindung offensichtlich. Das bestimmte
Ausführungsbeispiel,
das oben beschrieben wird, ist für
illustrative Zwecke vorgesehen, und sollte nicht als den Umfang
der Erfindung begrenzend angesehen werden.
