JP4005710B2 - 自動周波数制御装置および自動周波数制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
（目次）
発明の属する技術分野
従来の技術（図２０，図２１）
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段
発明の実施の形態（図１〜図１９）
発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された受信信号から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるように上記の発振器の発振周波数を制御するのに用いて好適な、自動周波数制御装置および自動周波数制御方法に関する。
【０００３】
【従来の技術】
図２０は携帯電話などの無線端末の要部の構成を示すブロック図であるが、この図２０に示すように、一般に、無線端末は、アンテナ１００，受信系２００，送信系３００をそなえて構成されており、アンテナ共用器４００により受信系２００及び送信系３００が１つのアンテナ１００を共有するように構成されている。
【０００４】
そして、受信系２００に着目すると、この受信系２００は、無線受信部２０１，ミキサ２０２，電圧制御型発振器（ＶＣＯ）２０３，ベースバンド信号処理部２０４及び自動周波数制御装置（ＡＦＣ:Automatic Frequency Controller)２０５などをそなえて構成されている。
ここで、無線受信部２０１は、アンテナ１００及びアンテナ共用器４００を通じて受信された無線受信信号（ＲＦ信号）をＩＦ（中間周波数）信号にダウンコンバート（周波数変換）する等の受信処理を行なうものであり、ミキサ（周波数変換部）２０２は、この無線受信部２０１において得られたＩＦ信号とＶＣＯ２０３からの所定の周波数をもった周波数信号とをミキシングすることによりＩＦ信号をベースバンド（ＢＢ）信号にダウンコバートするものである。
【０００５】
また、ベースバンド信号処理部２０４は、上記のミキサ２０２によって得られたＢＢ信号に対して直交検波，Ａ／Ｄ変換等の復調処理を施してディジタル復調信号Ｉ，Ｑを得、得られたディジタル復調信号Ｉ，Ｑ（以下、単に「信号Ｉ，Ｑ」ということがある）に基づいて所望の信号処理を施して音声や文字等の情報を復元するもので、復元した情報は端末のスピーカやディスプレイ等に出力されるようになっている。
【０００６】
そして、ＡＦＣ２０５は、上述のごとくＶＣＯ２０３からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された受信信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるようにＶＣＯ２０３の発振周波数を制御（フィードバック制御）するものである。なお、このＡＦＣ２０５は、無線受信部２０１での周波数変換に用いられる発振器（図示省略）の発振周波数を制御しうるようにもなっている（図２０中の一点鎖線参照）。
【０００７】
図２１はこのＡＦＣ２０５の構成例を示すブロック図で、この図２１に示すＡＦＣ２０５は、変調除去部２０６，複素差動信号生成部２０７，複素信号位相変換部２１０，乗算器２１１及び積分器２１２をそなえて構成されている。
ここで、変調除去部２０６は、入力信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）についてパイロット信号（送受信側で既知のデータ）を用いる又は４逓倍する等により変調成分を除去するものである。なお、「変調成分を除去する」とは、Ｉ軸及びＱ軸の位相平面上で表される信号Ｉ，Ｑのベクトル〔信号点（シンボル）〕を位相平面の或る象限に集めることに相当する。
【０００８】
また、複素差動信号生成部２０７は、この変調除去部２０６によって変調成分を除去された信号（シンボル）の複素共役信号と、遅延素子（Ｄ）２０７で遅延させた前回受信した信号とを乗算器２０９にて乗算することにより、シンボル間の差動をとって位相差情報を含む複素差動信号（以下、単に「複素信号」又は「差動信号」という）を生成するものである。
【０００９】
さらに、複素信号位相変換部２１０は、上記の複素差動信号生成部２０７で生成された複素信号についてアークタンジェント(arctan)をとることにより位相差情報を抽出するものであり、乗算器２１１は、この複素信号位相変換部２１０で得られた位相差情報に所定の重み付け係数（ｗ１）を乗算することにより、その位相差情報を周波数誤差情報に変換するものである。つまり、これらの複素信号位相変換部２１０及び乗算器２１１は、差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部として機能するようになっている。
【００１０】
そして、積分器（制御信号生成部）２１２は、上記の乗算器２１１で得られた周波数誤差情報と遅延素子２１３で遅延された前回検出の周波数誤差情報とを、順次、加算器２１４にて加算することにより周波数誤差情報を積分し、得られた積分情報をＶＣＯ２１３用の制御信号（積分情報に応じた電圧信号）として出力するものである。なお、このように積分器２１２にて周波数誤差情報を積分するのは、上記の制御信号の電圧値を検出された周波数誤差情報に応じた電圧値に徐々に近づけてゆくためである。
【００１１】
上述のごとく構成されたＡＦＣ２０５では、変調除去部２０６にて入力信号の変調成分が除去されたのち、複素差動信号生成部２０７にて入力信号（シンボル間）の差動がとられて複素信号が生成される。そして、この複素信号から複素信号位相変換部２１０にて位相差情報が抽出され、この位相差情報が乗算器２１１を通じて周波数誤差に変換され、この周波数誤差に応じた制御信号が積分器２１２を通じて生成されてＶＣＯ２０３へ出力される。
【００１２】
これにより、上記周波数誤差がゼロとなるようにＶＣＯ２０３の発振周波数が補正されて（このような補正を「周波数誤差の引き込み」と呼ぶ）、ベースバンド信号処理部２０４での復調処理の精度が向上する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したようなＡＦＣ２０５では、雑音や干渉波の影響が大きくなると、周波数の引き込み時間が長くなったり、場合によっては、引き込むことができなくなったりしてしまう。特に、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) のような強力な誤り訂正処理が行なわれる低ＳＮＲ（信号対雑音電力比）で動作するシステムにおいては、他のシステムに比べて雑音や干渉波による影響が大きくＡＦＣ２０５も低ＳＮＲ状態で動作することになるので、上記のような課題が顕著となる。
【００１４】
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、雑音や干渉波の影響を抑えて（ＳＮＲを向上させて）周波数誤差を高精度に検出し、低ＳＮＲで動作するシステムにおいても、確実に、周波数誤差を引き込むことのできる、自動周波数制御装置および自動周波数制御方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明の自動周波数制御装置は、無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるように上記発振器の発振周波数を制御するものであって、上記復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、前記受信信号のシンボル間の差動をとってそのシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、この差動信号生成部で生成された差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、この周波数誤差検出部で検出された周波数誤差に応じて上記発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、上記の差動信号生成部と周波数誤差検出部との間に設けられて上記差動信号生成部で生成された差動信号を入力信号として平均化を行なう差動信号平均化部としての平均化手段が設けられたことを特徴としている。
【００１６】
また、本発明の自動周波数制御装置は、無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるように上記発振器の発振周波数を制御するものであって、上記復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、前記受信信号のシンボル間の差動をとってそのシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、この差動信号生成部で生成された差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、この周波数誤差検出部で検出された周波数誤差に応じて上記発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、上記差動信号生成部の前段に設けられて上記の受信信号について平均化を行なう受信信号平均化部としての平均化手段が設けられたことを特徴としている。
さらに、本発明の自動周波数制御装置は、無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるように上記発振器の発振周波数を制御するものであって、上記復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、前記受信信号のシンボル間の差動をとってそのシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、この差動信号生成部で生成された差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、この周波数誤差検出部で検出された周波数誤差に応じて上記発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、上記の差動信号生成部と周波数誤差検出部との間に設けられて上記差動信号生成部で生成された差動信号について平均化を行なう差動信号平均化部と、上記の差動信号生成部の前段に設けられて上記の受信信号について平均化を行なう受信信号平均化部とからなる平均化手段が設けられたことを特徴としている。
【００１７】
また、本自動周波数制御装置（以下、単に「制御装置」という）には、上記の差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を制御する差動シンボル間隔制御部が設けられていてもよい。
ここで、この差動シンボル間隔制御部は、上記の受信信号についての初期同期状態からの時間経過に応じて、上記の差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔が大きくなるように制御してもよいし、上記の周波数誤差検出部で検出された周波数誤差に応じて、差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を制御してもよい。
【００１８】
なお、上記の差動シンボル間隔制御部は、上記の差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を所定間隔以上に制御するまでは上記の受信信号平均化部による平均化を行なわせないように構成するのがよい。
さらに、本発明の自動周波数制御装置は、受信信号に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結果に基づいて前記受信信号の各シンボルの位相差を補正する補正系を複数そなえた無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、この周波数誤差が無くなるように前記発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御装置であって、前記複数の補正系にそれぞれ設けられて、上記復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、上記の補正系で位相差の補正を施された各シンボルを合成した後のシンボル間の差動をとってシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、上記の差動信号生成部で生成された差動信号に含まれる前記位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、この周波数誤差検出部で検出された周波数誤差に応じて上記発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、上記の差動信号生成部と周波数誤差検出部との間に設けられて差動信号生成部で生成された上記差動信号について平均化を行なう平均化手段が設けられていることを特徴としている。
【００１９】
また、上記の差動信号生成部は、上記の受信信号にパイロット信号が利用されている場合にパイロット信号のみのシンボル間の差動をとることにより上記の差動信号を生成するように構成されていてもよい。
さらに、本制御装置には、上記の周波数誤差検出部へ入力される所定数ビット構成の差動信号についてＭＳＢを除くビット以降でビット値＝０が連続しなくなる箇所から所定ビット数を選択する振幅制御部が設けられていてもよい。
【００２０】
次に、本発明の自動周波数制御方法は、無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるように発振器の発振周波数を制御する方法であって、前記復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去ステップと、前記の受信信号のシンボル間の差動をとってシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成ステップと、この差動信号生成ステップで生成された差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する検出ステップと、この検出ステップで検出された周波数誤差に応じて発振器用の制御信号を生成する制御信号生成ステップとを有するとともに、上記の差動信号生成ステップと周波数誤差検出ステップとの間に設けられた、差動信号を平均化する平均化ステップを有する、または、上記の差動信号生成ステップの前の受信信号を平均化する平均化ステップを有する、または、これらの両平均化ステップを有することを特徴としている。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
図１は本発明の一実施形態としての自動周波数制御装置（ＡＦＣ）の構成を示すブロック図で、この図１に示すＡＦＣ１も、図２０により前述したＡＦＣ２０５と同様に、ＶＣＯ２０３（図２０参照）からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された受信信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるようにＶＣＯ２０３の発振周波数を制御（フィードバック制御）するものであるが、本実施形態では、変調除去部２，複素差動信号生成部３，周波数誤差検出部４及び制御信号生成部５をそなえるほか、周波数誤差検出部４の前段に平均化部６が設けられた構成となっている。
【００２２】
ここで、上記の変調除去部２は、本実施形態でも、入力信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）についてパイロット信号（送受信側で既知のデータ）を用いる又は４逓倍する等により変調成分を除去するものであり、複素差動信号生成部３は、この変調除去部２によって変調成分を除去された信号（シンボル）の複素共役信号と、遅延素子（Ｄ）３１で遅延させた前回受信した信号とを乗算器３２にて乗算することにより、シンボル間の差動をとって位相差情報（以下、単に「位相差」ということがある）を含む複素差動信号（以下、単に「複素信号」といったり「差動信号」といったりすることがある）を生成するものである。
【００２３】
さらに、周波数誤差検出部４は、上記の複素差動信号生成部３で生成された複素信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出するもので、前記複素信号のアークタンジェント(arctan)を複素信号位相変換部４１にてとることにより位相差情報を抽出し、その位相差情報に所定の重み付け係数（ｗ１）を乗算器４２にて乗算することにより、位相差情報をそれに応じた周波数誤差情報に変換するようになっている。
【００２４】
また、積分器（制御信号生成部）５は、この周波数誤差検出部４（乗算器４２）で得られた周波数誤差情報と遅延素子５１で遅延された前回検出の周波数誤差情報とを、順次、加算器５２にて加算することにより周波数誤差情報を積分し、得られた積分情報をＶＣＯ２１３用の制御信号（積分情報に応じた電圧信号）として出力するものである。なお、この場合も、このように積分器５にて周波数誤差情報を積分するのは、上記の制御信号の電圧値を検出された周波数誤差情報に応じた電圧値に徐々に近づけてゆくためである。
【００２５】
そして、上記の平均化部（平均化手段）６は、入力信号と前回の入力信号を遅延素子６１で遅延させた信号とを、順次、加算器６２にて加算してゆくことにより、入力信号を或る一定期間積分（平均化）するもので、この場合は、図１に示すように、複素差動信号生成部３と周波数誤差検出部４との間に設けられて複素差動信号生成部３で生成された複素差動信号を入力信号として平均化を行なう差動信号平均化部として構成されている。
【００２６】
ただし、この差動信号平均化部６での平均化（積分）は、上記の或る一定期間（後述するように数シンボル分の平均化が行なわれる）毎にリセットスイッチ６３がＯＦＦ制御される（遅延素子６１から加算器６２への入力を遮断する）ことによって初期化（リセット）されるようになっている。
上述のごとく構成された本実施形態のＡＦＣ１では、パイロット信号を用いる、又は受信信号を４逓倍する等して受信信号の変調成分が変調除去部２にて除去される。例えば図２に示すように、時刻ｔ１に位相平面上でデータ（シンボル）（１，１）の信号Ａ１〔＝（１＋ｊ）・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ）：Ａは実数，Δｆは周波数誤差，φは信号位相をそれぞれ表す〕を受信し、時刻ｔ２（ただし、ｔ２＞ｔ１）に位相平面上でシンボル（−１，−１）の信号Ｂ１〔＝（−１−ｊ）・Ｂ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ）：Ｂは実数〕を受信した場合を考える。
【００２７】
この場合、信号Ａ１，Ｂ１は、それぞれ変調除去部２にてその変調成分が除去されると、図３に示すように、信号Ａ２〔＝（１＋ｊ）・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ）〕，信号Ｂ２〔＝（１＋ｊ）・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ）〕となり、第１象限に集まる。これにより、第１象限において各信号Ａ２，Ｂ２に位相差θが発生することになる。
【００２８】
次に、このように変調成分を除去された受信信号（無変調信号）は複素差動信号生成部３に入力され、複素差動信号生成部３では、現受信信号の複素共役信号と遅延素子３１で遅延された前回受信した信号とを乗算器３２にて乗算することにより、受信信号の差動をとって複素信号を生成する（差動信号生成ステップ）。
【００２９】
例えば、上記の信号Ａ２，Ｂ２の場合は、信号Ａ２の複素共役と信号Ｂ２との積をとることにより、図４に示すように、Ｂ・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１））で表される一定の位相差θをもった複素信号Ｃが得られる。
得られた複素信号Ｃは、差動信号平均化部６によって或る一定期間（数シンボル分）積分されることによって平均化される（平均化ステップ）。これにより、受信信号に対する雑音や干渉波の影響が小さくなり（ＳＮＲが高くなり）、複素信号Ｃは本来の周波数誤差Δｆに非常に近い位相差θをもった信号となる。なお、平均化部６での平均化（積分）は、数シンボル分の平均化が終わる毎にスイッチ６３がＯＦＦ制御されることによって初期化される。
【００３０】
次に、上述のごとく平均化された複素信号Ｃは、周波数誤差検出部４に入力され、周波数誤差検出部４では、複素信号Ｃのアークタンジェント(arctan)を複素信号位相変換部４１でとって位相差θ〔＝２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１）〕を抽出し、この位相差θに対して所定の重み付け係数ｗ１を乗算器４２にて乗算することにより、位相差θに応じた周波数誤差Δｆを検出する（周波数誤差検出ステップ）。
【００３１】
そして、得られた周波数誤差Δｆは、順次、積分器５で積分されてゆくことにより、周波数誤差Δｆに応じた制御信号に変換されて（制御信号生成ステップ）ＶＣＯ２０３へ出力され、これにより、徐々に周波数誤差Δｆが小さく引き込まれてゆく。
以上のように、本実施形態のＡＦＣ１によれば、複素差動信号生成部３において受信信号のシンボル間の差動をとることにより得られる差動信号（シンボル間の位相差情報を含む）から周波数誤差検出部４にて周波数誤差Δｆを検出する前に、差動信号を差動信号平均化部６にて平均化するので、差動信号のＳＮＲを向上させた状態で周波数誤差Δｆの検出を実施することができる。従って、例えばＣＤＭＡシステムのようなＳＮＲの低いシステムにおいても、周波数誤差Δｆの検出を高精度に行なって、確実に、周波数誤差Δｆを引き込むことができる。
【００３２】
なお、受信信号にパイロット信号（既知のデータ）が含まれている場合は、後述するように、受信信号を４逓倍するよりもそのパイロット信号を用いて受信信号の変調成分を除去してから、複素差動信号生成部３においてパイロット信号のみの差動をとるようにした方が、雑音や干渉波の影響を低減してＳＮＲを高くとることができるので、より高精度に周波数誤差Δｆを検出することができる。
【００３３】
・第１変形例の説明
図５は上述したＡＦＣ１の第１変形例を示すブロック図で、この図５に示すＡＦＣ１Ａは、周波数誤差Δｆが小さな場合、シンボル毎の位相変化が無視でき、数シンボルの間、同じ位相の信号が続くと考えることができるので、複素差動信号生成部３の前段に入力信号を平均化する平均化部（平均化手段）７を設け、変調除去部２で変調成分を除去された受信信号をシンボル毎に遅延素子７１及び加算器７２によって積分することで、複素差動信号生成部３でシンボルの差動をとる前に受信信号のシンボルを平均化するようになっている。なお、この図５において図１中に示す符号と同一符号を付した部分はそれぞれ図１により前述した部分と同様である。
【００３４】
つまり、本第１変形例のＡＦＣ１Ａは、図１に示す平均化手段６と同様の平均化手段７が、複素差動信号生成部３の前段に設けられて受信信号を入力信号として平均化を行なう受信信号平均化部として構成されている。なお、この受信信号平均化部７での平均化も、数シンボル分の平均化が行なわれる毎にリセットスイッチ７３がＯＦＦ制御される（遅延素子７１から加算器７２への入力を遮断する）ことによって初期化（リセット）されるようになっている。
【００３５】
このような構成により、本第１変形例のＡＦＣ１Ａでは、周波数誤差Δｆが小さな場合、変調除去部２による変調除去後の受信信号が、受信信号平均化部７において遅延素子７１及び加算器７２により積分されて平均化される。これにより、複素差動信号生成部３で差動をとる前に、受信信号の雑音や干渉波による影響が低減される。
【００３６】
そして、複素差動信号生成部３では、このように受信信号平均化部７で平均化された受信信号の差動をとることにより、位相差情報θを含む複素信号を生成する。
以降、上述した実施形態と同様にして、上述のごとく複素差動信号生成部３によって生成された複素信号から位相差情報θに応じた周波数誤差Δｆが周波数誤差検出部４において検出され、その周波数誤差Δｆに応じたＶＣＯ２０３用の制御信号が制御信号生成部５において生成されて、徐々に周波数誤差Δｆの引き込み操作が行なわれてゆく。
【００３７】
このように、本第１変形例のＡＦＣ１Ａによれば、複素差動信号生成部３において受信信号のシンボル間の差動をとる前に、受信信号を受信信号平均化部７にて平均化するので、差動をとる前の受信信号のＳＮＲを向上させた状態で受信信号の差動をとることができる。従って、本第１変形例でも、例えばＣＤＭＡシステムのような低ＳＮＲで動作するシステムにおいても、周波数誤差Δｆの検出を高精度に行なって、確実に、周波数誤差Δｆを引き込むことができる。
【００３８】
・第２変形例の説明
図６は図１に示すＡＦＣ１の第２変形例を示すブロック図であるが、この図６に示すＡＦＣ１Ｂは、図１に示す構成において複素差動信号生成部３の前段に第１変形例にて上述した受信信号平均化部７が設けられた構成となっている。なお、この図６において図１及び図５に示す符号と同一の符号を付した部分はそれぞれ図１及び図５により前述した部分と同様である。
【００３９】
つまり、本第２変形例のＡＦＣ１Ｂは、複素差動信号生成部３と周波数誤差検出部４との間に設けられて複素差動信号生成部３で生成された複素信号を入力信号として平均化を行なう差動信号平均化部６と、複素差動信号生成部３の前段に設けられて受信信号を入力信号として平均化を行なう受信信号平均化部７とで、周波数誤差検出部４の前段で入力信号を平均化する平均化手段が形成されている。
【００４０】
このような構成により、本第２変形例のＡＦＣ１Ｂでは、変調除去部２による変調除去後の受信信号の平均化と、複素差動信号生成部３で生成された複素信号の平均化とが、それぞれ、受信信号平均化部７と差動信号平均化部６とによって施されるので、受信信号及び複素信号の両ＳＮＲを向上させた状態で、周波数誤差Δｆの検出を行なうことができ、より高精度に周波数誤差Δｆを検出して、確実な周波数誤差Δｆの引き込みを行なうことができる。
【００４１】
・第３変形例の説明
図７は図１に示すＡＦＣ１の第３変形例を示すブロック図であるが、この図７に示すＡＦＣ１Ｃは、図１に示すものに比して、基本的に、差動シンボル間隔制御部８が設けられている点が異なる。
ここで、この差動シンボル間隔制御部８は、複素差動信号生成部３において差動をとるシンボルの間隔を制御するもので、例えば、周波数誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆが所定値以下になると、その周波数誤差Δｆに応じて、複素差動信号生成部４において差動をとるシンボルの間隔を制御するようになっている。
【００４２】
具体的には、受信信号についての初期同期状態では周波数誤差Δｆが大きく、シンボル速度と周波数誤差Δｆによっては、数シンボルで位相が３６０度回転してしまう場合があるため、このような初期同期状態においては、シンボル毎の差動をとるように複素差動信号生成部３の遅延量可変型の遅延素子３１′での遅延量を制御する。
【００４３】
一方、周波数誤差Δｆの引き込みが進み、或る程度小さな周波数誤差Δｆに引き込んだ後、周波数誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆが所定値以下になると、シンボル毎に差動をとっていては複素差動信号生成部３で生成される複素信号に現れる位相差情報θが小さな値となってしまい誤差が大きくなるから、周波数誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆに応じて、数シンボル離れたシンボル間で差動をとる（差動をとるシンボル間隔を大きくする）ように遅延素子３１の遅延量を制御（大きく）する。
【００４４】
ただし、この場合、複素信号に現れる位相差情報θは本来の位相差情報θよりも大きな値になるため、これを補正するのに周波数誤差検出部４の乗算器４２に対する重み付け係数を変更する必要がある。
このように、周波数誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆが所定値以下になると、周波数誤差検出部４で検出された実際の周波数誤差Δｆに応じて複素差動信号生成部３において差動をとるシンボル間隔を適応的に制御することにより、周波数誤差Δｆの引き込み状況に応じて最適なシンボル間隔を設定することが可能になる。従って、複素信号に対する雑音や干渉波の影響を常に最小に抑えることができるので、小さな周波数誤差Δｆでも高精度に検出することができる。
【００４５】
なお、上記の差動シンボル間隔制御部８は、上記の初期同期状態から一定時間が経過すると、或る程度、周波数の引き込みが進み、周波数誤差検出部４で検出される周波数誤差Δｆが小さくなるので、初期同期状態からの時間経過に応じて、自動的に（例えば、何秒かおきに）差動をとるシンボルの間隔を大きくするように、複素差動信号生成部３の遅延素子３１′の遅延量を制御（大きく）しても、複素信号への雑音や干渉波による影響を受けにくくすることができるので、この場合も、小さな周波数誤差Δｆでも高精度に検出することができる。
【００４６】
また、上記のようなシンボル間隔の制御は、第１及び第２変形例にて前述したＡＦＣ１Ａ，１Ｂに適用してもよい。
・第４変形例の説明
図８は図１に示すＡＦＣ１の第４変形例を示すブロック図で、この図８に示すＡＦＣ１Ｄは、ＣＤＭＡシステムやダイバーシチシステム等のように異なる伝搬路を通じて受信される受信信号の合成（ＲＡＫＥ合成）を行なう無線端末の受信系に適用されることを想定し、複数のフィンガ（又はブランチ：補正系））９−１〜９−ｎ（ｎは２以上の整数）において差動をとるシンボルの中心（シンボル間）に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定値に基づいて各フィンガ９−ｉ（ただし、ｉ＝１〜ｎ）で扱う受信信号（シンボル）の位相差情報θを補正し、補正後の各シンボルを複素差動信号生成部３′において合成してから各シンボルの差動をとるようになっている。
【００４７】
このため、フィンガ９−ｉは、それぞれ、図８に示すように、逆拡散部９１，変調除去部９２，チャネル推定部９３，乗算器９４，９５及び遅延素子（Ｄ）９６を有して構成されており、複素差動信号生成部３′は、合成部３３，３４及び乗算器３５を有して構成されている。なお、これらの各構成要素以外の要素はそれぞれ図１に示すものと同様のものである。
【００４８】
ここで、フィンガ９−ｉにおいて、逆拡散部９１は、スペクトラム拡散変調を施されている受信信号を逆拡散することにより復調するものであり、変調除去部９２は、前記の変調除去部２と同様に、受信信号の変調成分を除去するものであり、チャネル推定部９３は、受信シンボル間の相関に基づいて受信シンボル間の中心に対するチャネル推定を行なうものである。
【００４９】
また、乗算器９４は、このチャネル推定部９３で推定されたチャネル推定値と変調除去部９２で変調成分を除去された信号とを乗算することにより、現受信信号を検波して位相差情報θを補正した信号を生成するものであり、乗算器９５は、上記と同じチャネル推定値の複素共役信号と変調除去部９２による変調除去後の信号を遅延素子９６で１シンボル分遅延させたものとを乗算することにより、１シンボル前の受信信号を検波して位相差情報θを補正した信号を生成するものである。
【００５０】
一方、複素差動信号生成部３′において、合成部３３は、各フィンガ９−ｉの乗算器９４によって得られた位相補正後の現受信シンボルを合成するものであり、合成部３４は、各フィンガ９−ｉの乗算器９５によって得られた位相補正後の１シンボル前の受信シンボルを合成するものであり、乗算器３５は、合成部３３で合成した信号の複素共役信号と合成部３４で合成した信号とを乗算することにより、各信号の差動をとって複素（差動）信号を生成するものである。
【００５１】
以下、上述のごとく構成された本第４変形例のＡＦＣ１Ｄの動作について、上記ｎ＝２の場合を想定して説明する。
まず、例えば図９に示すように、時刻ｔ１に、フィンガ９−１へシンボル（１，１）の信号Ａ１１〔＝（１＋ｊ）・Ａ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ１）〕が入力されるとともに、フィンガ９−２へシンボル（１，１）の信号Ａ２１〔＝（１＋ｊ）・Ａ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ２）〕が入力され、時刻ｔ２（ただし、ｔ２＞ｔ１）に、フィンガ９−１へシンボル（−１，−１）の信号Ｂ１１〔＝（−１−ｊ）・Ｂ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ１）〕が入力されるとともに、フィンガ９−２へシンボル（−１，−１）の信号Ｂ２１〔＝（−１−ｊ）・Ｂ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ２）〕が入力されるとする。ただし、上記のＡ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２はそれぞれ実数、φ１，φ２はそれぞれ信号位相を表す。
【００５２】
この場合、上記の信号Ａ１１及びＡ２１と、信号Ｂ１１及び信号Ｂ２１とは、それぞれ、フィンガ９−１，９−２の逆拡散部９１において変調成分を除去されることにより、例えば図１０に示すように、信号Ａ１２〔＝（１＋ｊ）・Ａ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ１）〕及び信号Ａ２２〔＝（１＋ｊ）・Ａ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ２）〕と、信号Ｂ１２〔＝（１＋ｊ）・Ｂ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ１）〕及び信号Ｂ２２〔＝（１＋ｊ）・Ｂ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ２）〕となる。
【００５３】
そして、例えば図１１に示すように、フィンガ９−１では、上記の信号Ａ１２及び信号Ｂ１２の相関から各信号（シンボル）Ａ１２，Ｂ１２間の中心に対するチャネル推定値Ｓ１〔＝Ｓ１・ｅｘｐ（φ１）：Ｓ１は実数〕がチャネル推定部９３によって求められ、フィンガ９−２では、上記の信号Ａ２２及び信号Ｂ２２の相関から各信号Ａ２２，Ｂ２２（シンボル）間の中心に対するチャネル推定値Ｓ２〔＝Ｓ２・ｅｘｐ（φ２）：Ｓ２は実数〕がチャネル推定部９３によって求められる。
【００５４】
このようにして求められたチャネル推定値Ｓ１（Ｓ２）は、乗算器９４，９５へそれぞれ供給され、乗算器９４では、チャネル推定値Ｓ１（Ｓ２）と現受信信号〔時刻ｔ２の信号Ｂ１２（Ｂ２２）〕とを乗算することにより現受信信号を検波し、乗算器９５では、チャネル推定値Ｓ１（Ｓ２）と１シンボル前の（遅延素子９６で遅延させた）受信信号〔時刻ｔ１の信号Ａ１２（Ａ２２）〕とを乗算することにより１シンボル前の受信信号を検波する。
【００５５】
このようなチャネル推定値Ｓ１，Ｓ２による検波の結果、上記の信号Ａ１２，Ｂ１２，Ａ２２，Ｂ２２は、それぞれ、例えば図１２に示すような、信号Ａ１３〔＝（１＋ｊ）・Ａ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１）〕，信号Ｂ１３〔＝（１＋ｊ）・Ｂ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２），信号Ａ２３〔＝（１＋ｊ）・Ａ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１），信号Ｂ２３〔＝（１＋ｊ）・Ｂ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２）となる。つまり、信号Ａ１３と信号Ａ２３とが同相になり、信号Ｂ１３と信号Ｂ２３とが同相になる（平均化される）。
【００５６】
即ち、上記の各フィンガ９−ｉは、前記の受信信号平均化部７と同等の機能を果たしており、ここでは、後述するように各フィンガ９−ｉの出力を合成することで、受信信号の平均化の信頼度をより向上させるようにしているのである。
そして、各フィンガ９−１，９−２の乗算器９４によって得られた信号Ｂ１３，Ｂ２３（時刻ｔ２の信号）は複素差動信号生成部３′の合成部３３で合成され、例えば図１３に示すような信号Ｂ〔＝（１＋ｊ）・（Ｂ１＋Ｂ２）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２）〕となり、各フィンガ９−１，９−２の乗算器９５によって得られた信号Ａ１３，Ａ２３（時刻ｔ１の信号）は合成部３４で合成され、図１３に示すような信号Ａ〔＝（１＋ｊ）・（Ａ１＋Ａ２）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１）〕となる。
【００５７】
このような合成を行なうことによって受信信号の雑音や干渉波による影響を大幅に低減することができ、この結果、ＳＮＲが大幅に向上する。そして、このようにＳＮＲが向上した状態で、合成後の信号Ｂの複素共役信号と合成後の信号Ａとが乗算器３５で乗算されることにより、図１４に示すように、より実際の位相差θをもった複素信号Ｃ〔＝（Ａ１＋Ａ２）・（Ｂ１＋Ｂ２）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１））：位相差θ＝２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１）〕が生成される。
【００５８】
以降は、前述した実施形態及び各変形例と同様に、この複素信号Ｃから周波数誤差検出部４において、位相差θ＝２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１）が抽出されて周波数誤差Δｆが検出され、制御信号生成部５において、検出された周波数誤差Δｆに応じた制御信号が生成されて、周波数誤差Δｆの引き込みが行なわれる。なお、ｎ＝３以上の場合の動作も上記と同様である。
【００５９】
以上のように、本第４変形例のＡＦＣ１Ｄによれば、フィンガ９−ｉにおいて、受信信号のシンボル間に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結果に基づいて各シンボルの位相差情報θを補正した各シンボルを合成した後で各シンボル間の差動をとるので、信号に対する雑音や干渉波の影響を低減して、さらにＳＮＲを高くすることができ、これにより、さらに大幅に周波数誤差Δｆの検出精度が向上している。
【００６０】
なお、上記のＡＦＣ１Ｄには、前記のシンボル間隔の制御手法を適用してもよい。また、差動信号平均化部６は省略してもよい。
・第５変形例の説明
図１５は図１に示すＡＦＣ１の第５変形例を示すブロック図であるが、この図１５に示すＡＦＣ１Ｅは、図１に示すものに比して、パイロットスイッチ１０，切り替えスイッチ１１，第１変形例（図５参照）にて前述した受信信号平均化部７及び第３変形例（図７参照）にて前述したものと同様の差動シンボル間隔制御部８′をそなえて構成されている点が異なる。
【００６１】
ここで、パイロットスイッチ１０は、受信信号にパイロット信号が用いられている場合に、パイロット信号の受信タイミングで図示しないサーチャ等のタイミング制御回路から供給されるタイミング信号でＯＮ制御されるものである。つまり、このパイロットスイッチ１０は、受信信号のうちパイロット信号のみを変調除去部２へ出力するようになっている。
【００６２】
また、受信信号平均化部７は、前述したものと同様のものであるが、ここでは、差動シンボル間隔制御部８′によるシンボル間隔制御が行なわれて、複素差動信号生成部３において差動をとるシンボル間隔が或る程度大きくなるまでは、切り替えスイッチ１１が差動シンボル間隔制御部８′によって通常の信号経路１２側へ切り替えられることにより、信号経路１２から切り離された状態に制御されるようになっている。
【００６３】
さらに、差動シンボル間隔制御部８′は、基本的に、図７により前述したものと同様のものであるが、本変形例では、複素差動信号生成部３の遅延素子３１′での遅延量を制御（大きく）して差動をとるシンボル間隔を或る程度（所定間隔以上に）大きくする（周波数誤差Δｆが或る程度小さくなる）までは、切り替えスイッチ１１を信号経路１２側へ切り替えることにより、平均化部７を信号経路１２から切り離した状態に制御して、平均化部７による受信信号の平均化を行なわせないようになっている。なお、差動をとるシンボル間隔が所定間隔以上になれば、切り替えスイッチ１１を平均化部７側へ切り替えて受信信号の平均化を行なわせる。
【００６４】
上述のごとく構成された本第５変形例のＡＦＣ１Ｅでは、周波数誤差Δｆの初期引き込み時には、差動シンボル間隔制御部８′が、切り替えスイッチ１１を信号経路１２側へ切り替えることにより、平均化部７を切り離す。これにより、受信信号（パイロット信号）は平均化されずに、複素差動信号生成部３へ出力され、複素差動信号生成部３においてシンボル毎に差動がとられ、得られた差動信号から周波数誤差Δｆが周波数誤差検出部４で検出され、その周波数誤差Δｆに応じたＶＣＯ２０３用の制御信号が制御信号生成部５によって生成されて周波数誤差Δｆの引き込みが行なわれる。
【００６５】
その後、引き込みが進み、周波数誤差Δｆが或る程度小さくなってくると（所定値以下になると）、追従動作に入り、差動シンボル間隔制御部８′は、徐々に複素差動信号生成部３において差動をとるシンボル間隔を大きくして、誤差の影響を低減する。このとき、シンボル間隔が変更されるので、差動シンボル間隔制御部８′は、乗算器４２への重み付け係数ｗ１をシンボル間隔の制御に応じて変更することにより、周波数誤差検出部４に検出した周波数誤差Δｆの補正を行なわせる。
【００６６】
さらに、この追従動作により、周波数誤差Δｆの変動がほとんど無くなってくると、シンボル毎の位相変化が無視でき、数シンボルの間、同じ位相の信号が続くと考えることができるので、差動シンボル間隔制御部８′は、切り替えスイッチ１１を平均化部７側へ切り替えることにより、平均化部７による受信信号の平均化を行なわせる。
【００６７】
このように、上記のＡＦＣ１Ｅは、第３変形例と同様に、差動シンボル間隔制御部８′によって、常に、最適なシンボル間隔でシンボル間の差動をとることができるほか、シンボル毎の位相変化が無視できる場合に限って、平均化部７によって受信信号の平均化を行なうので、受信信号の平均化後の平均値の信頼度が大幅に向上しており、より高精度に周波数誤差Δｆを検出して引き込み処理を行なうことができる。
【００６８】
また、ここでは、変調除去部２においてパイロット信号を用いて変調成分を除去し、複素差動信号生成部３において、パイロット信号についてのみシンボル間の差動をとることにより差動信号を生成するので、実際の受信信号を４逓倍して変調成分を除去したのちシンボル間の差動をとる場合に比べて、雑音や干渉波の影響を小さく抑えることができるので、さらに高精度の周波数誤差検出を実現できている。
【００６９】
・第６変形例の説明
図１６は図１に示すＡＦＣ１の第６変形例を示すブロック図で、この図１６に示すＡＦＣ１Ｆは、図１に示すものに比して、周波数誤差検出部４の前段にビットセレクタ１３が設けられている点が異なる。
ここで、このビットセレクタ（振幅制御部）１３は、複素差動信号生成部３で得られた複素信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）から位相差情報θを抽出（複素信号位相変換）する際、信号Ｉ，Ｑの振幅が小さいと量子ビット化により位相差情報θに大きな誤差が生じてしまうことから、周波数誤差検出部４へ入力される差動信号（Ｉ，Ｑ）の振幅（成分）が大きくなるよう制御するものである。
【００７０】
具体的には、平均化部６による平均化（積分）によって差動信号Ｉ，Ｑがそれぞれ図１７（ａ），図１７（ｂ）に示すように０〜２８の２９ビット構成となっている場合、ＭＳＢ（信号の極性ビット）を除くビット以降でビット値＝０が連続しなくなる箇所からそれぞれ７ビットを選択することにより、ＭＳＢを含む先頭８ビットに０の連続値が多く含まれるために信号Ｉ，Ｑの振幅が小さくなることを回避するようになっている。
【００７１】
例えば、信号Ｉ，Ｑの値がそれぞれ図１８（ａ），図１８（ｂ）に示すようになっていたとすると、ビットセレクタ１３は、信号Ｉ，ＱのＭＳＢを除く２７ビット目から順にそれぞれＭＳＢとの排他的論理和（ＸＯＲ）をとってゆくことにより、ビット値＝０が連続しなくなる箇所を検索し、信号Ｉ，Ｑのいずれか一方でビット値＝０が連続しなくなった箇所（斜線部参照）から７ビットを選択する。この選択（振幅制御）アルゴリズムを図１９に示す。
【００７２】
これにより、周波数誤差検出部４での周波数誤差Δｆの検出前（複素信号位相変換部４１による複素位相変換前）に、差動信号Ｉ，Ｑの振幅を大きくすることができるので、差動信号Ｉ，Ｑの振幅が小さいために検出誤差（位相変換誤差）が生じることを防止することができ、さらに周波数誤差Δｆの検出精度を向上させることができる。
【００７３】
なお、上記のビットセレクタ１３は高速処理を目的とし、ハードウェアにより構成される。また、上記のビットセレクタ１３は、前述したＡＦＣ１やＡＦＣ１Ａ〜１Ｅに適用してもよい。
そして、本発明は上述した実施形態及び各変形例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【００７４】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、受信信号のシンボル間の差動をとることにより得られる差動信号（シンボル間の位相差情報を含む）から周波数誤差を検出する前に、入力信号（差動信号又は受信信号もしくはこれらの両方）を平均化するので、ＳＮＲ（信号対雑音電力比）を向上させた状態で周波数誤差の検出を実施することができる。従って、ＳＮＲの低いシステムにおいても、周波数誤差の検出を高精度に行なって、確実に、周波数誤差を引き込むことができる。
【００７５】
ここで、上記のように受信信号の差動をとるシンボルの間隔を制御するようにすれば、上記のシンボル間隔を適宜に変更することができるので、周波数の引き込み状況に応じて最適なシンボル間隔を設定することができ、これにより、周波数誤差の検出精度をさらに大幅に向上させることが可能になる。
【００７６】
例えば、上記の受信信号についての初期同期状態から一定時間が経過すると、或る程度、周波数の引き込みが進み検出される周波数誤差が小さくなるので、時間経過に応じて、差動をとるシンボルの間隔を大きくするように制御すれば、雑音や干渉波による影響を受けにくくなるので、小さな周波数誤差でも高精度に検出することができる。また、実際に検出された周波数誤差に応じて、差動をとるシンボルの間隔を制御するようにすれば、より高精度に、小さな周波数誤差でも検出することができる。
【００７７】
なお、差動をとるシンボルの間隔を所定間隔以上に制御するまでは受信信号の平均化を行なわないようにすれば、周波数の引き込みが進んでいない状態で受信信号を平均化することが無いので、受信信号の平均化自体を精度良く行なうことができ、これにより、さらに周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
【００７８】
さらに、上記の受信信号のシンボル間に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結果に基づいて各シンボルの位相差情報を補正した各シンボルを合成した後で各シンボル間の差動をとるようにすれば、信号に対する雑音や干渉波の影響を低減することができるので、さらにＳＮＲを高くすることができ、これにより、さらに大幅に周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
【００７９】
また、上記の受信信号にパイロット信号が利用されている場合、パイロット信号のシンボル間の差動をとることにより上記の差動信号を生成するようにすれば、パイロット信号（既知のデータ）を用いない場合に比べて、雑音や干渉波の影響を低減することができるので、さらにＳＮＲを向上させて周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
【００８０】
さらに、上記の周波数誤差の検出前に所定数ビット構成の差動信号についてＭＳＢを除くビット以降でビット値＝０が連続しなくなる箇所から所定ビット数を選択することにより振幅が大きくなるように制御すれば、差動信号の振幅が小さいために検出誤差が生じることを防止することができるので、さらに周波数誤差の検出精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態としての自動周波数制御装置（ＡＦＣ）の構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図３】本実施形態のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図４】本実施形態のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図５】本実施形態のＡＦＣの第１変形例を示すブロック図である。
【図６】本実施形態のＡＦＣの第２変形例を示すブロック図である。
【図７】本実施形態のＡＦＣの第３変形例を示すブロック図である。
【図８】本実施形態のＡＦＣの第４変形例を示すブロック図である。
【図９】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図１０】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図１１】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図１２】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図１３】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図１４】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信号ベクトル図である。
【図１５】本実施形態のＡＦＣの第５変形例を示すブロック図である。
【図１６】本実施形態のＡＦＣの第６変形例を示すブロック図である。
【図１７】（ａ），（ｂ）はいずれも第６変形例のＡＦＣにおける周波数誤差検出部への入力信号のビット構成例を示す図である。
【図１８】（ａ），（ｂ）はいずれも第６変形例のＡＦＣにおける振幅制御を説明するための図である。
【図１９】第６変形例のＡＦＣにおける振幅制御アルゴリズムの一例を示す図である。
【図２０】無線端末の要部の構成を示すブロック図である。
【図２１】ＡＦＣの構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，１Ａ〜１Ｆ 自動周波数制御装置（ＡＦＣ）
２，９２ 変調除去部
３ 複素差動信号生成部
４ 周波数誤差検出部
５ 積分器
６ 差動信号平均化部（平均化手段）
７ 受信信号平均化部（平均化手段）
８，８′ 差動シンボル間隔制御部
９−１〜９−ｎ フィンガ（ブランチ：補正系）
１０ パイロットスイッチ
１１ 切り替えスイッチ
１２ 信号経路
１３ ビットセレクタ（振幅制御部）
３１，３１′，５１，６１，７１，９６ 遅延素子（Ｄ）
３２，３５，４２，９４，９５ 乗算器
３３，３４ 合成部
４１ 複素信号位相変換部
５２，６２，７２ 加算器
６３，７３ リセットスイッチ
９１ 逆拡散部
９３ チャネル推定部
２０３ 電圧制御型発振器（ＶＣＯ）

Claims (14)

1. 無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤差が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御装置であって、
   該復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、
   該受信信号のシンボル間の差動をとって該シンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、
   該差動信号生成部で生成された該差動信号に含まれる該位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、
   該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、
   該差動信号生成部と該周波数誤差検出部との間に設けられて該差動信号生成部で生成された該差動信号について平均化を行なう差動信号平均化部としての平均化手段が設けられたことを特徴とする、自動周波数制御装置。
2. 無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤差が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御装置であって、
   該復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、
   該受信信号のシンボル間の差動をとって該シンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、
   該差動信号生成部で生成された該差動信号に含まれる該位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、
   該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、
   該差動信号生成部の前段に設けられて該受信信号について平均化を行なう受信信号平均化部としての平均化手段が設けられていることを特徴とする、自動周波数制御装置。
3. 無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤差が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御装置であって、
   該復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、
   該受信信号のシンボル間の差動をとって該シンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、
   該差動信号生成部で生成された該差動信号に含まれる該位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、
   該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、
   該差動信号生成部と該周波数誤差検出部との間に設けられて該差動信号生成部で生成された該差動信号について平均化を行なう差動信号平均化部と、該差動信号生成部の前段に設けられて該受信信号について平均化を行なう受信信号平均化部とからなる平均化手段が設けられていることを特徴する、自動周波数制御装置。
4. 該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を制御する差動シンボル間隔制御部が設けられていることを特徴とする、請求項１記載の自動周波数制御装置。
5. 該差動シンボル間隔制御部が、
   該受信信号についての初期同期状態からの時間経過に応じて、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔が大きくなるように制御することを特徴とする、請求項４記載の自動周波数制御装置。
6. 該差動シンボル間隔制御部が、
   該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を制御することを特徴とする、請求項４記載の自動周波数制御装置。
7. 該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を制御する差動シンボル間隔制御部が設けられていることを特徴とする、請求項２又は請求項３に記載の自動周波数制御装置。
8. 該差動シンボル間隔制御部が、
   該受信信号についての初期同期状態からの時間経過に応じて、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔が大きくなるようにように制御することを特徴とする、請求項７記載の自動周波数制御装置。
9. 該差動シンボル間隔制御部が、
   該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を制御することを特徴とする、請求項７記載の自動周波数制御装置。
10. 該差動シンボル間隔制御部が、
    該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を所定間隔以上に制御するまでは該受信信号平均化部による該平均化を行なわせないように構成されていることを特徴とする、請求項８又は請求項９に記載の自動周波数制御装置。
11. 受信信号に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結果に基づいて該受信信号の各シンボルの位相差を補正する補正系を複数そなえた無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤差が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御装置であって、
    前記複数の補正系にそれぞれ設けられて、該復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去部と、
    該補正系で該位相差の補正を施された各シンボルを合成した後のシンボル間の差動をとって該シンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部と、
    該差動信号生成部で生成された該差動信号に含まれる該位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、
    該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、
    該差動信号生成部と該周波数誤差検出部との間に設けられて該差動信号生成部で生成された該差動信号について平均化を行なう平均化手段が設けられていることを特徴とする、自動周波数制御装置。
12. 該差動信号生成部が、
    該受信信号にパイロット信号が利用されている場合に該パイロット信号のみのシンボル間の差動をとることにより該差動信号を生成するように構成されていることを特徴とする、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の自動周波数制御装置。
13. 該周波数誤差検出部へ入力される所定数ビット構成の該差動信号についてＭＳＢを除くビット以降でビット値＝０が連続しなくなる箇所から所定ビット数を選択する振幅制御部が設けられていることを特徴とする、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の自動周波数制御装置。
14. 無線端末の受信系において、発振器からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調された復調信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤差が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御方法であって、
    該復調信号の変調成分を除去した信号である受信信号を出力する変調除去ステップと、
    該受信信号のシンボル間の差動をとって該シンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成ステップと、
    該差動信号生成ステップで生成された該差動信号に含まれる該位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
    該周波数誤差検出ステップで検出された該周波数誤差に応じて該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成ステップとを有するとともに、
    該差動信号生成ステップと該周波数誤差検出ステップとの間に設けられた、差動信号を平均化する平均化ステップを有する、または、該差動信号生成ステップの前の受信信号を平均化する平均化ステップを有する、または、これらの両平均化ステップを有することを特徴とする、自動周波数制御方法。

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