JP3971861B2 - Ｃｄｍａ受信信号の位相補正装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ方式により受信した信号の位相回転を補正するＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置及びＣＤＭＡ受信機に関し、特に、位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence Code Division Multiple Access：直接拡散符号分割多元接続）方式を用いた移動通信システムでは、通信する各チャネル毎に個別の拡散符号を割り当てて多重化通信することが行われる。
このような移動通信システムでは、一例として、ＣＤＭＡ送信機が送信シンボルにパイロットシンボルを挿入してこれらのシンボルを無線で送信する一方、ＣＤＭＡ受信機が当該シンボルを受信して、受信したパイロットシンボルの逆拡散信号から振幅位相変動量を検出し、検出した振幅位相変動量を用いて受信シンボルの振幅や位相を補正することが行われる。
【０００３】
図４には、上記のようなＣＤＭＡ送信機から送信される通信フレームの一例を示してあり、この通信フレームの構成では、送信対象のデータシンボル中にパイロットシンボルが周期的に挿入されている。なお、パイロットシンボルのパターンは、ＣＤＭＡ送信機とＣＤＭＡ受信機とで同じパターンとして設定されている。
【０００４】
図５には、ＣＤＭＡ受信機の構成例を示してあり、このＣＤＭＡ受信機には、信号（搬送波）を出力する発振器４１と、直交検波を行う直交検波部４２と、送信チャネルで用いられている拡散符号を生成する拡散符号生成部４３と、逆拡散を行うマッチドフィルタ（ＭＦ）４４と、パスタイミングを検出するパスタイミング検出部４５と、パスタイミング時の逆拡散シンボル（逆拡散後の受信シンボル）を出力するパス抽出部４６と、逆拡散シンボルからデータを復調、復号、判定等する復調部Ｆとが備えられている。
【０００５】
また、復調部Ｆには、同期検波を行う複数の同期検波部Ｄ１〜Ｄｍと、複数の同期検波部Ｄ１〜Ｄｍから出力される振幅位相補償後の逆拡散シンボルを合成する合成部５２と、合成後の逆拡散シンボルを判定する判定部５３とが備えられている。ここで、同期検波部Ｄ１〜Ｄｍは、複数のパスに対応して複数備えられている。
【０００６】
また、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍには、参照用のパイロットシンボルを生成する参照用パイロットシンボル生成器４７と、逆拡散シンボルと参照用パイロットシンボルとを複素共役乗算した結果を振幅位相変動量として出力する複素共役乗算器４８と、当該振幅位相変動量を複数のシンボルにわたって平均化したものを振幅位相補償値として出力する平均化部４９と、逆拡散シンボルを遅延させる遅延器５０と、遅延した逆拡散シンボルと振幅位相補償値とを複素共役乗算して当該逆拡散シンボルを補償する複素共役乗算器５１とが備えられている。なお、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍの構成は同様であるため、上記図５では第１同期検波部Ｄ１の構成のみを示し、第２同期検波部Ｄ２〜第ｍ同期検波部Ｄｍの構成については図示を省略した。
【０００７】
次に、上記の構成から成るＣＤＭＡ受信機により行われる処理の一例を示すとともに、受信信号に生じる位相回転について説明する。
すなわち、ＣＤＭＡ方式により受信された無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）が直交検波部４２に入力されるとともに、発振器４１から出力される搬送波が直交検波部４２に入力され、直交検波部４２では、当該搬送波を用いて前記受信信号をベースバンドの同相信号と直交信号とに変換（ダウンコンバート）し（すなわち、ベースバンドの同相成分と直交成分とに分解し）、変換した同相信号と直交信号をマッチドフィルタ４４へ出力する。
【０００８】
マッチドフィルタ４４には上記した同相信号と直交信号が入力されるとともに、符号生成部４３により生成された同相用及び直交用の拡散符号が参照用の拡散符号として入力され、マッチドフィルタ４４では、入力した同相信号と当該同相信号と対応する拡散符号との相関をとることにより当該同相信号を逆拡散するとともに、入力した直交信号と当該直交信号と対応する拡散符号との相関をとることにより当該直交信号を逆拡散する。
【０００９】
マッチドフィルタ４４により逆拡散された信号はパスタイミング検出部４５及びパス抽出部４６へ出力され、パスタイミング検出部４５では、入力される逆拡散信号の中から相関ピークが現れるタイミングを検出し、検出したタイミングをパスタイミングとしてパス抽出部４６へ出力する。
パス抽出部４６では、マッチドフィルタ４４から出力される逆拡散信号の中でパスタイミング検出部４５から入力されるパスタイミングでの逆拡散信号を逆拡散シンボルとして復調部Ｆへ出力する。
【００１０】
ここで、パス抽出部４６から復調部Ｆへ出力される逆拡散シンボルには、例えばフェージングによる位相誤差や発振器４１の精度に起因した周波数誤差（発振器の発振周波数の誤差）が含まれており、こうした誤差が含まれることにより、当該逆拡散シンボルでは同相信号や直交信号に位相回転（位相ずれ）が生じている。また、逆拡散シンボルには例えば振幅変動が生じている。
【００１１】
ここでは、説明の便宜上から、上記した逆拡散シンボルには振幅変動が生じていないものと仮定して、上記した位相回転を更に具体的に説明する。
例えば、位相回転が全く生じていない場合の逆拡散シンボルの座標点をＡ（Ｉ，Ｑ）とし、位相Φの位相回転が生じた場合の逆拡散シンボルの座標点をＡ’（Ｉ’，Ｑ’）とすると、Ｉ’やＱ’は式１のように示される。なお、座標点のＸ座標に対応するＩやＩは逆拡散シンボルの同相成分（同相信号の成分）を表しており、座標点のＹ座標に対応するＱやＱ’は逆拡散シンボルの直交成分（直交信号の成分）を表している。
【００１２】
【数１】
【００１３】
上記式１に示されるように、互いに直交している同相信号と直交信号から構成される逆拡散シンボルは、直交座標（Ｘ−Ｙ座標）上で示すと、位相回転がない場合に比べて位相回転Φの分だけ回転している。
なお、図６には、上記した一方の座標点Ａの一例を黒丸で示すとともに他方の座標点Ａ’の一例を白丸で示してあり、上記のように他方の座標点Ａ’は一方の座標点Ａに対して位相回転Φの分だけ回転している。
【００１４】
上記したようにパス抽出部４６から出力される逆拡散シンボルでは同相成分や直交成分に位相回転が生じており、このような位相回転が生じた逆拡散シンボルが復調部Ｆの同期検波部Ｄ１〜Ｄｍに入力される。そして、同期検波部Ｄ１〜Ｄｍでは、次のようにして、参照用のパイロットシンボルを用いて逆拡散シンボルの位相回転を抽出して補償（補正）する。
【００１５】
例えば、受信シンボル（逆拡散シンボル）がパイロットシンボルであるとして、本来上記した座標点Ａにあるべきパイロットシンボルが位相回転Φにより座標点Ａ’のシンボルとなって同期検波部Ｄ１〜Ｄｍに入力されたとする。
同期検波部Ｄ１〜Ｄｍの参照用パイロットシンボル生成器４７では、座標点Ａに対応するシンボルを参照用のパイロットシンボルとして出力し、この参照用パイロットシンボル（座標点Ａ）とパス抽出部４６から入力されるパイロットシンボル（座標点Ａ’）とが複素共役乗算器４８により複素共役乗算される。
【００１６】
上記した複素共役乗算器４８による複素共役乗算では、座標点Ａのシンボルに対する座標点Ａ’のシンボルの位相変動量Ｂ（ｃｏｓΦ，ｓｉｎΦ）が算出され、この位相変動量Ｂは座標点Ａ’の位相回転Φと対応している。なお、図７には、位相変動量Ｂの一例を示してある。
また、平均化部４９には複素共役乗算器４８により算出された位相変動量Ｂが入力され、平均化部４９では、入力される位相変動量Ｂを複数のパイロットシンボルにわたって平均化することにより雑音の影響を低減させ、位相変動量の平均値を位相補償量として複素共役乗算器５１へ出力する。
【００１７】
一方、パス抽出部４６から出力されるパイロットシンボル（座標点Ａ’）は、遅延器５０に入力され、この遅延器５０により上記した平均化部４９による平均化時間だけ遅延させられて複素共役乗算器５１へ出力される。
複素共役乗算器５１では、遅延器５０から入力される遅延したパイロットシンボルと平均化部４９から入力される位相補償量とが複素共役乗算され、すなわち、当該パイロットシンボルが位相Φだけ逆回転されて元のシンボル（座標点Ａのシンボル）が再生される。
【００１８】
また、例えば、受信シンボル（逆拡散シンボル）がパイロットシンボル以外のデータシンボルである場合には、受信シンボルに生じる位相回転がパイロットシンボルの周期にわたって一定であるとみなして、上記のようにしてパイロットシンボルを用いて算出した位相補償量をデータシンボルの補償量としてそのまま用いることで、当該データシンボルを補償して元のデータシンボルを再生する。
【００１９】
なお、同期検波部Ｄ１〜Ｄｍでは、上記した位相補償量をパイロットシンボルの周期毎に更新しながらデータシンボルを補償していき、元のデータシンボルを再生する。
また、上記のように同期検波部Ｄ１〜Ｄｍは複数備えられており、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍでは逆拡散の過程で分離されたそれぞれのパスについての同期検波が行われ、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍにより位相変動が補償された複数のデータシンボルが合成部５２へ出力される。
【００２０】
そして、合成部５２では、複数の同期検波部Ｄ１〜Ｄｍから入力されるパス毎のデータシンボルを合成して判定部５３へ出力する。
判定部５３では、合成後のデータシンボルが“０”値であるか“１”値であるかを判定することにより、判定したバイナリデータ（“０”値、又は、“１”値）を取得する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようなＣＤＭＡ受信機により行われる位相補正では、例えば発振器の精度に起因した周波数誤差が大きいために受信シンボル（逆拡散シンボル）に生じる位相回転がパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができないくらい大きくなってしまうような場合には、当該位相回転を正しく補正することができないといった不具合があった。また、このように位相回転を正しく補正することができないため、復調等したデータの特性が大きく劣化してしまうといった不具合があった。
【００２２】
ここで、位相回転がパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができないくらい大きくなってしまうような場合を図８を用いて説明する。
例えば、図８（ａ）に示すように、位相回転のない（本来の）パイロットシンボルが座標Ｐ（１，１）のシンボルに固定されて設定されているとする。なお、上記した座標Ａ、Ａ’の場合と同様に、座標点のＸ座標はシンボルの同相成分を表しており、座標点のＹ座標はシンボルの直交成分を表している。
【００２３】
また、図８（ｂ）に示すように、上記したパイロットシンボルＰが或る周波数誤差をもって受信された場合の受信シンボルを座標点Ｌのシンボルとし、この受信シンボルに生じた位相回転をΔθ１（例えば０＜Δθ１＜＋π／２）とする。この場合、図８（ｃ）に示すように、受信シンボルの位相変動量はＬ’（ａ１，ａ２）で表され、ａ１＝ｃｏｓ（Δθ１）であり、ａ２＝ｓｉｎ（Δθ１）である。
【００２４】
また、図８（ｄ）に示すように、上記したパイロットシンボルＰが他の周波数誤差をもって受信された場合の受信シンボルを座標点Ｔのシンボルとし、この受信シンボルに生じた位相回転をΔθ２（例えば＋３π／２＜Δθ２＜＋２π）とする。この場合、図８（ｅ）に示すように、受信シンボルの位相変動量はＴ’（ｂ１，ｂ２）で表され、ｂ１＝ｃｏｓ（Δθ２）であり、ｂ２＝ｓｉｎ（Δθ２）である。
【００２５】
ここで、上記図８（ｂ）に示したように、例えば位相回転Δθ１の値が０〜＋πの値や０〜−πの値となる場合には、上記従来例で示した位相補正により位相回転を正しく補正することができる。
しかしながら、上記図８（ｄ）に示したように、例えば位相回転Δθ２の値が＋πや−πを超えてしまった場合には、位相回転を正しく補正することができない。具体的には、上記図８（ｄ）のような場合には、実際の位相回転Δθ２の値が＋３π／２〜＋２πの値であるにもかかわらず、誤って−π／２〜０の値であるΔθ３（|Δθ３|＝２π−Δθ２）の位相回転が生じたものとして検出されてしまい、このため、位相回転を正しく補正することができない。
【００２６】
このように、上記従来例で示したような位相補正では、位相の誤差検出範囲（検出補償することが可能な誤差範囲）が±πであり、すなわち、位相回転の値が±π以内の値であれば位相回転を正しく補正することができるが、位相回転の値が±πを超えてしまう場合には実際の位相変動量と検出される位相変動量（位相補償量）との誤差が大きくなってしまい、位相回転を正しく補正することができなくなってしまう。
【００２７】
以上のように、上記した位相回転がパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができないくらい大きくなってしまうような場合とは、例えば１通信フレーム時間で位相回転が±πを超えてしまうような場合のことであり、このような場合には、受信シンボルのベクトル（例えば上記した座標Ｔのベクトル）と参照用パイロットシンボルのベクトル（例えば上記した座標Ｐのベクトル）との間の位相回転が正確に検出されないため、位相回転を正しく補正することができない。
【００２８】
なお、上記したように受信シンボルにはフェージングによる位相誤差も生じるが、この位相誤差については一般にパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができるため、上記のような不具合はほとんど生じない。
また、上記従来例で示したような位相補正では、通信フレーム中のパイロットシンボルを用いて位相補正を行うものであるため、パイロットシンボル以外のシンボル（例えばデータシンボル）を用いて位相補正を行うことができないといった不具合があった。
【００２９】
なお、例えば特開平６−２４４８２０号公報には、直交検波を用いて受信信号から検出された同相信号（Ｉｃｈ信号）と直交信号（Ｑｃｈ信号）のそれぞれに対して同相信号の拡散符号（又は直交信号の拡散符号）を乗算し、当該乗算結果から受信信号の位相回転（周波数偏差値）を求めて自動周波数制御（ＡＦＣ：Automatically Frequency Control）により位相補正を行う信号処理回路が記載されているが、この信号処理回路では、拡散系列１周期当たり（１拡散符号分）の位相がほぼ一定であるとみなせるときにしか位相回転を正しく補正することができなかった。すなわち、位相の誤差検出範囲が１拡散符号分（１シンボル分）の時間で±π以内であり、この時間で±πを超えてしまう位相回転を正しく補正することができなかった。
【００３０】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いてＣＤＭＡ方式により受信した信号の位相回転を補正することができ、また、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすることができ、これにより、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができるＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置及びＣＤＭＡ受信機を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、例えばＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを入力し、これらの信号を用いて次のようにして当該受信信号の位相回転を補正する。
すなわち、まず、部分相関値取得手段が検出された１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、検出された１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する。
【００３２】
なお、具体例として、（１／２）拡散符号分（（１／２）シンボル分）の信号部分を選択する場合を示すと、この場合には、１拡散符号分の同相信号を２等分してできる２つの信号部分が選択されるとともに、１拡散符号分の直交信号を２等分してできる２つの信号部分が選択され、これら４つの信号部分についての部分相関値が取得される。
【００３３】
次に、位相回転検出手段が相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する。
【００３４】
なお、具体的に示すと、例えば（同相信号から取得した一方の部分相関値、直交信号から取得した一方の部分相関値）といった成分から構成されるベクトルと（同相信号から取得した他方の部分相関値、直交信号から取得した他方の部分相関値）といった成分から構成されるベクトルとの間の位相回転が検出される。
そして、補正手段が上記のようにして検出した位相回転に基づいて前記受信信号の位相回転を補正する。
【００３５】
従って、本発明では、上記した２つのベクトル間の位相回転の値が±π以内であれば受信信号の位相回転を正しく補正することができ、すなわち、上記した同相信号中や直交信号中から選択する信号部分（例えば１／２シンボル分や１／４シンボル分等）に対応する時間で±π以内の位相回転であれば正しく補正することができ、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすることができる。このため、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止することができる。また、本発明では、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いて位相回転を補正することもできる。
【００３６】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、前記位相回転検出手段が３以上のベクトルから複数の位相回転を検出し、平均値検出手段がこれら複数の位相回転の平均値を検出し、前記補正手段が当該平均値検出手段により検出した平均値に基づいて補正を行う。
【００３７】
従って、例えば位相回転を検出する精度が雑音により多少劣化している場合であっても、上記のような平均化を行うことにより、当該劣化の影響を低減させて位相補正の精度を向上させることができる。
なお、上記した３以上のベクトルとしては、例えば１拡散符号分の受信信号（同相信号と直交信号）中のみから検出されてもよく、また、例えば複数の拡散符号分にわたった受信信号中から検出されてもよい。
【００３８】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、前記補正手段が前記発振器から出力される信号の周波数をフィードバック制御することにより補正を行う。
このように、発振器から出力される信号の周波数を制御して調整することにより、当該出力信号を用いて受信信号から検出される同相信号や直交信号の位相を調整することができ、これにより、当該受信信号の位相回転を補正（例えば当該発振器の発振周波数誤差がある場合には当該誤差による位相回転を防止）することができる。
【００３９】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、逆拡散手段が前記同相信号と前記直交信号とをそれぞれ対応する拡散符号により逆拡散し、前記補正手段が逆拡散された信号の位相回転を補正することにより前記受信信号の位相回転を補正する。
このように、逆拡散後の信号の位相回転を補正することによっても、受信信号の位相回転を補正することができる。
なお、上記した部分相関値取得手段と逆拡散手段とは、いずれも受信信号（同相信号や直交信号）と拡散符号との相関をとるものであるため、これらの手段を共通の回路等により構成して装置の簡易化を図ることもできる。
【００４０】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信機では、ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器から出力される信号を用いて直交検波するに際して、次のようにして当該受信信号の位相回転を補正する。
すなわち、まず、直交検波手段が発振器から出力される信号を用いて受信信号から同相信号と直交信号とを検出し、部分相関値取得手段が検出した１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、検出した１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する。
【００４１】
次に、位相回転検出手段が相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する。そして、補正手段が検出した位相回転に基づいて前記受信信号の位相回転を補正する。
【００４２】
従って、本発明に係るＣＤＭＡ受信機では、上記した本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置の場合と同様に、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすることができことから、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができ、また、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いて位相回転を補正することもできる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
本発明に係る第１実施例を図面を参照して説明する。
なお、本発明に係るＣＤＭＡ受信機は本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置を受信機に適用したものであるため、本例では、本発明に係るＣＤＭＡ受信機についての実施例を示すことにより、併せて本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置の実施例を示す。
【００４４】
図１には、本発明に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示してあり、このＣＤＭＡ受信機には、信号（搬送波）を出力する電圧制御発振器１と、直交検波を行う直交検波部２と、アナログ−デジタル変換を行うＡ／Ｄコンバータ３と、受信信号の位相回転を補正等する補正部（ＡＦＣ回路部）Ｃ１と、パスタイミング時の逆拡散シンボル（逆拡散後の受信シンボル）を出力するパス抽出部１１と、逆拡散シンボルからデータを復調、復号、判定等する復調部１２とが備えられている。
【００４５】
ここで、上記した補正部Ｃ１は、例えば本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置の一例に相当し、この補正部Ｃ１には、送信チャネルで用いられている拡散符号を生成する拡散符号生成部４と、逆拡散や部分相関値の演算を行うマッチドフィルタ（ＭＦ）５と、複素共役乗算を行う複素共役乗算器６と、パスタイミングを検出するパスタイミング検出部７と、アークタンジェント演算を行うＡｒｃｔａｎ演算部８と、平均化処理を行う平均化部９と、上記した電圧制御発振器１を制御する周波数制御部１０とが備えられている。
【００４６】
電圧制御発振器１は、信号（搬送波）を発振し、発振した信号を直交検波部２へ出力する機能を有している。また、電圧制御発振器１から出力される信号の周波数は後述する周波数制御部１０からの制御により変更することが可能な構成となっている。
【００４７】
直交検波部２は、ＣＤＭＡ方式により受信された無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）を入力するとともに、電圧制御発振器１から出力される搬送波を入力し、当該搬送波を用いて前記受信信号をアナログベースバンドの同相信号と直交信号とに変換（ダウンコンバート）してＡ／Ｄコンバータ３へ出力する機能を有している。
本例では、このような直交検波部２の機能により、発振器から出力される信号を用いて受信信号から同相信号と直交信号とを検出する直交検波手段が構成されている。
【００４８】
Ａ／Ｄコンバータ３は、直交検波部２から入力されたアナログベースバンド信号である同相信号や直交信号をデジタル信号へ変換してマッチドフィルタ５へ出力する機能を有している。
符号生成部４は、送信チャネルで用いられている同相信号用の拡散符号（同相用拡散符号）と直交信号用の拡散符号（直交用拡散符号）とを参照用の拡散符号としてマッチドフィルタ５へ出力する機能を有している。なお、同相信号用の拡散符号と直交信号用の拡散符号としては、例えば同一の拡散符号が用いられてもよく、また、異なる拡散符号が用いられてもよい。
【００４９】
マッチドフィルタ５は、Ａ／Ｄコンバータ３から入力される同相信号や直交信号と符号生成部４から入力されるそれぞれの参照用拡散符号との相関をとる機能を有しており、１拡散符号分（１シンボル分）の相関値を逆拡散信号としてパスタイミング検出部７やパス抽出部１１へ出力するとともに、選択された部分相関値を複素共役乗算器６へ出力する機能を有している。
【００５０】
ここで、上記した本例のマッチドフィルタ５の詳しい構成例を図２を参照して示す。
図２には、本例のマッチドフィルタ５の構成例や、複素共役乗算器６やパスタイミング検出部７やＡｒｃｔａｎ演算部８や平均化部９を示してある。
同図に示されるように、本例のマッチドフィルタ５には、同相信号を処理する同相用処理部Ｚ１と、直交信号を処理する直交用処理部Ｚ２と、外部からの相関ベクトル選択信号に従って部分相関値を選択して出力するセレクタＳとが備えられている。
【００５１】
同相用処理部Ｚ１には、Ａ／Ｄコンバータ３から入力された同相信号を格納する同相用のレジスタＲ１（本例ではタップ数をｎとする）と、同相用拡散符号を格納する同相用のシフトレジスタ（図示せず）と、同相用レジスタＲ１に格納された同相信号と同相用シフトレジスタに格納された同相用拡散符号とを乗算するための複数（本例ではｎ個）の乗算器Ｊ１〜Ｊｎと、これら複数の乗算器Ｊ１〜Ｊｎによる乗算結果をトーナメント式に加算するための複数の加算器Ｋ１〜Ｋ９とが備えられている。
【００５２】
同相用レジスタＲ１は１拡散符号分（１シンボル分）の同相信号を格納する機能を有しており、本例では、ｎ個のタップに格納される同相信号が１拡散符号分の信号に相当する。すなわち、本例の同相用拡散符号はｎ個の値（“０”値、又は、“１”値）を並べて構成されている。
同相用シフトレジスタは例えば同相用レジスタＲ１と同様にタップ数がｎであり、格納する同相用拡散符号を順次シフトさせていく機能を有している。
【００５３】
各乗算器Ｊ１〜Ｊｎは同相用レジスタＲ１の各タップに対応してｎ個備えられており、同相用レジスタＲ１の各タップに格納されている同相信号の値と同相用シフトレジスタの各タップに格納されている同相用拡散符号の値とを乗算する機能を有している。この乗算により、ｎ個の乗算結果が得られる。
【００５４】
加算器Ｋ１〜Ｋ９は例えば上記図２に示されるように複数段にわたって備えられており、乗算器Ｊ１〜Ｊｎによるｎ個の乗算結果をトーナメント式に加算する機能を有している。
具体的には、１段目の加算器Ｋ１〜Ｋ４では、例えば上記図２に示した同相用レジスタＲ１の左から１番目と２番目のタップの乗算結果が加算器Ｋ１により加算され、３番目と４番目のタップの乗算結果が加算器Ｋ２により加算され、また、（ｎ−１）番目とｎ番目のタップの乗算結果が加算器Ｋ４により加算されるといったようにして、（ｎ／２）個の加算結果が得られる。
【００５５】
また、同様に、２段目の加算器Ｋ５、Ｋ６では、例えば上記図２に示した１段目の加算器Ｋ１〜Ｋ４の内の左から１番目と２番目の加算器Ｋ１、Ｋ２による加算結果が加算器Ｋ５により加算され、また、右から１番目と２番目の加算器Ｋ３、Ｋ４による加算結果が加算器Ｋ６により加算されるといったようにして、（ｎ／４）個の加算結果が得られる。
また、同様にして、各段の加算器により加算結果が得られ、例えば最終段から２つ前の段の加算器（図示せず）では４個の加算結果が得られ、最終段から１つ前の段の加算器Ｋ７、Ｋ８では２個の加算結果が得られ、最終段の加算器Ｋ９では１個の加算結果が得られる。
【００５６】
ここで、一般に、ｎタップ（チップ）分の拡散符号を用いて変調された信号を当該拡散符号により逆拡散する場合に、上記したトーナメント方式でｕタップ分の乗算結果の総和をとるとｕタップ分の部分相関値が得られ、当該部分相関値が１拡散符号分の相関値（１シンボル相関値）のｕ／ｎ倍の値（ｕ／ｎシンボル相関値）となることが知られている。具体的には、例えば１段目の各加算器Ｋ１〜Ｋ４からは（２／ｎ）シンボル相関値が出力され、同様に、例えば最終段から２つ前の段の各加算器からは（１／４）シンボル相関値が出力され、最終段から１つ前の各加算器Ｋ７、Ｋ８からは（１／２）シンボル相関値が出力され、最終段の加算器Ｋ９からは１シンボル相関値が出力される。
【００５７】
上記図１に示されるように、本例では、最終段の加算器Ｋ９から出力される１シンボル相関値はパスタイミング検出部７及びパス抽出部１１に入力される。
また、上記図２に示されるように、本例では、最終段以外の段の各加算器Ｋ１〜Ｋ８から出力される部分相関値はセレクタＳに入力される。
【００５８】
また、直交用処理部Ｚ２には、上記した同相用処理部Ｚ１と同様に、Ａ／Ｄコンバータ３から入力された直交信号を格納するレジスタＲ２（本例ではタップ数をｎとする）と、直交用拡散符号を格納するシフトレジスタ（図示せず）と、レジスタＲ２に格納された直交信号とシフトレジスタに格納された直交用拡散符号とを乗算するための複数（本例ではｎ個）の乗算器Ｇと、これら複数の乗算器Ｇの乗算結果をトーナメント式に加算するための複数の加算器Ｈとが備えられている。なお、乗算器Ｇと加算器Ｈについては１つのもののみに符号（Ｇ、Ｈ）を付し、他のものについては符号を省略してある。
【００５９】
直交用処理部Ｚ２に備えられたレジスタＲ２や乗算器Ｇや加算器Ｈ等の構成は、上記した同相用処理部Ｚ１に備えられたものと同様であり、同相用処理部Ｚ１の場合と同様に、直交用処理部Ｚ２では、直交信号について得られた１シンボル相関値をパスタイミング検出部７やパス抽出部１１へ出力し、直交信号について得られた部分相関値をセレクタＳへ出力する。
【００６０】
セレクタＳは、例えば外部から入力される相関ベクトル選択信号に従って、同一の信号部分から得られた同相信号についての部分相関値と直交信号についての部分相関値とを選択して組合せ、これを第１の被選択相関ベクトルとして複素共役乗算器６へ出力するとともに、当該信号部分と長さの等しい隣接する信号部分から得られた同相信号についての部分相関値と直交信号についての部分相関値とを選択して組合せ、これを第２の被選択相関ベクトルとして複素共役乗算器６へ出力する機能を有している。
【００６１】
ここで、本例では、好ましい態様として、セレクタＳにより（１／２）シンボル相関値が選択される場合を示す。具体的には、例えば同相用レジスタＲ１の左半分から得られた部分相関値をＶＬとするとともに右半分から得られた部分相関値をＶＲとし、直交用レジスタＲ２の左半分から得られた部分相関値をＷＬとするとともに右半分から得られた部分相関値をＷＲとすると、（ＶＬ，ＷＬ）という第１の被選択相関ベクトルと（ＶＲ，ＷＲ）という第２の被選択相関ベクトルが複素共役乗算器６へ出力される。なお、これらのベクトルはＸ−Ｙ直交座標で表しており、Ｘ座標に対応するＶＬやＶＲは同相信号についての成分を表しており、Ｙ座標に対応するＷＬやＷＲは直交信号についての成分を表している。
【００６２】
また、上記した相関ベクトル選択信号は例えばＣＤＭＡ受信機で行われる各処理を制御する制御部から出力される。なお、セレクタＳによりいずれの部分相関値を選択するかを指定する仕方としては、必ずしも本例のように相関ベクトル選択信号が用いられなくともよく、例えばいずれの部分相関値を選択するかがセレクタＳに予め設定されている態様等を用いることもできる。
【００６３】
本例では、上記した同相用処理部Ｚ１や直交用処理部Ｚ２やセレクタＳの機能により、１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する部分相関値取得手段が構成されている。
【００６４】
また、本例では、上記した同相用処理部Ｚ１や直交用処理部Ｚ２が同相信号や直交信号と拡散符号との相関値（１シンボル相関値）を取得して当該同相信号や当該直交信号を逆拡散することにより、同相信号と直交信号とをそれぞれ対応する拡散符号により逆拡散する逆拡散手段が構成されている。
【００６５】
複素共役乗算器６は、セレクタＳから入力される２つの被選択相関ベクトルを複素共役乗算し、当該乗算結果をＡｒｃｔａｎ演算部８へ出力する機能を有している。ここで、このような複素共役乗算では、２つの被選択相関ベクトルの間の位相回転ベクトル（位相変動量）が乗算結果として得られる。
【００６６】
具体的には、本例では、例えば上記した第２の被選択相関ベクトルに対する第１の被選択相関ベクトルの位相回転ベクトルが乗算結果として得られ、この位相回転の値をΔθとすると、（ｃｏｓ（Δθ），ｓｉｎ（Δθ））という位相回転ベクトルが得られる。本例では、この位相回転の値Δθは（１／２）シンボル時間での発振器１の周波数誤差による位相回転量であり、すなわち、後ろ側の信号部分から得られた第１の被選択相関ベクトルには前側の信号部分から得られた第２の被選択相関ベクトルに対して（１／２）シンボル時間での位相回転Δθがかかっている。
【００６７】
パスタイミング検出部７は、マッチドフィルタ５から入力される１シンボル相関値がピークとなるタイミング位置をパスのタイミングとして検出し、検出したパスタイミングをＡｒｃｔａｎ演算部８及びパス抽出部１１へ出力する機能を有している。なお、一般に、１シンボル相関値にピークが現れるときには（１／２）シンボル相関値や（１／４）シンボル相関値等にもピークが現れる。
【００６８】
Ａｒｃｔａｎ演算部８は、複素共役乗算器６から入力される位相回転ベクトル及びパスタイミング検出部７から入力されるパスタイミングに基づいてパスタイミング時（相関ピーク時）の位相回転Δθを算出して平均化部９へ出力する機能を有している。なお、具体的には、位相回転Δθは式２により算出することができる。
【００６９】
【数２】
【００７０】
本例では、上記した複素共役乗算器６やパスタイミング検出部７やＡｒｃｔａｎ演算部８の機能により、相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する位相回転検出手段が構成されている。
【００７１】
平均化部９は、Ａｒｃｔａｎ演算部８から入力される位相回転Δθを平均化する機能を有しており、本例では、連続する複数の相関ピーク時に取得された複数の位相回転Δθを平均化して当該平均値を周波数制御部１０へ出力する機能を有している。
本例では、このような平均化部９の機能により、複数の位相回転の平均値を検出する平均値検出手段が構成されている。なお、このような平均化を行うため、前記位相回転検出手段は３以上のベクトルに基づいて複数の位相回転を検出している。
【００７２】
周波数制御部１０は、例えば平均化部９から入力される位相回転Δθの平均値に基づいて電圧制御発振器１の周波数誤差を算出し、当該誤差がなくなるように電圧制御発振器１の発振周波数をフィードバック制御する機能を有している。なお、本例では、このフィードバック制御は、周波数制御部１０から電圧制御発振器１へ周波数制御信号を出力することにより行われ、このような制御により、上記した位相回転Δθがゼロに近づけられる。
【００７３】
本例では、このような周波数制御部１０の機能により、前記位相回転検出手段により検出した位相回転に基づいて受信信号の位相回転を補正する補正手段が構成されており、本例では、上記したように発振器から出力される信号の周波数をフィードバック制御することにより補正を行っており、また、前記平均値検出手段により検出した平均値に基づいて補正を行っている。
【００７４】
パス抽出部１１は、マッチドフィルタ５から１シンボル相関値を入力するとともに、パスタイミング検出部７からパスタイミングを入力し、入力した１シンボル相関値を当該パスタイミングでラッチして、ラッチした１シンボル相関値（逆拡散シンボル）を復調部１２へ出力する機能を有している。
【００７５】
復調部１２は、パス抽出部１１から入力された逆拡散シンボルを復調、判定、復号して、復号したデータを出力する機能を有している。また、本例の復調部１２は、例えば受信信号（同相信号と直交信号）の振幅補償処理をパイロットシンボル等を用いて行う機能や、フェージングにより短期間に（例えば複数フレームにわたらずに）生じる位相回転を補償する機能を有している。なお、本例のＣＤＭＡ受信機に備えられた補正部Ｃ１は、主として比較的長時間にわたって（例えば複数フレームにわたって）一定の回転を補償するのに適したものである。
【００７６】
次に、上記の構成から成る本例のＣＤＭＡ受信機により行われる処理の一例を示す。
すなわち、ＣＤＭＡ方式により受信された無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）が直交検波部２に入力されるとともに、電圧制御発振器１から出力される搬送波が直交検波部２に入力され、直交検波部２では、当該搬送波を用いて前記受信信号をベースバンドの同相信号と直交信号とにダウンコンバートする。
【００７７】
Ａ／Ｄコンバータ３では直交検波部２によりダウンコンバートされた同相信号及び直交信号をデジタル化してマッチドフィルタ５へ出力する。
マッチドフィルタ５では、上記したように、Ａ／Ｄコンバータ３から入力した同相信号や直交信号と参照用の拡散符号との相関をとって逆拡散を行うことにより、同相信号や直交信号の１シンボル相関値をパスタイミング検出部７やパス抽出部１１へ出力するとともに、２つの被選択相関ベクトルを複素共役乗算器６へ出力する。
【００７８】
パスタイミング検出部７では、マッチドフィルタ５から入力した１シンボル相関値に基づいてパスタイミングを検出し、検出したパスタイミングをＡｒｃｔａｎ演算部８やパス抽出部１１へ出力する。
パス抽出部１１ではパスタイミング時のマッチドフィルタ出力（１シンボル相関値）をラッチして逆拡散シンボルとして出力し、復調部１２では当該逆拡散シンボルを復調等してデータを再生する。
【００７９】
また、上記したように、複素共役乗算部６やＡｒｃｔａｎ演算部８や平均化部９がパスタイミング時における受信信号（同相信号と直交信号）の位相回転Δθの平均値を算出し、周波数制御部１０が当該平均値に基づいて受信信号の位相回転を補正する。
【００８０】
以上のように、本例のＣＤＭＡ受信機では、ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器１から出力される信号（搬送波）を用いて直交検波し、検出した同相信号及び直交信号と拡散符号との相関をとって逆拡散等を行うに際して、上記したように１拡散符号分より短い信号部分についての部分相関値に基づいて位相回転Δθを検出し、当該位相回転Δθに基づいて発振器１の発振周波数を自動制御（ＡＦＣ）して受信信号の位相回転を補正するようにした。
【００８１】
従って、本例のＣＤＭＡ受信機では、上記した２つの被選択相関ベクトル間（本例では、１／２シンボル時間）の位相回転の値が±π以内であれば受信信号の位相回転を正しく補正することができ、このように、位相の誤差検出範囲（検出補償することが可能な誤差範囲）を実質的に広くすることができる。このため、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができ、これにより、復調等したデータの特性が例えば発振器１の精度に起因した位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止することができる。また、本例のＣＤＭＡ受信機では、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いて位相回転を補正することもできる。
【００８２】
また、本例のＣＤＭＡ受信機では、検出した位相回転Δθの平均値に基づいて受信信号の位相回転を補正するようにしたため、例えば位相回転Δθを検出する精度が雑音により多少劣化している場合であっても、平均化により当該劣化の影響を低減させて位相補正の精度を向上させることができる。
また、本例のＣＤＭＡ受信機では、上記した部分相関値を取得する部分相関値取得手段と逆拡散を行う逆拡散手段とを共通の回路から構成したため、装置の簡易化等を図ることができる。
【００８３】
なお、本例では、上記したようにＣＤＭＡ受信機を例として説明を行ったが、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置についても同様に、ＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを用いて当該受信信号の位相回転を補正するに際して、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止すること等ができる。
【００８４】
次に、本発明に係る第２実施例を図３を参照して説明する。
図３には、本発明に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示してあり、このＣＤＭＡ受信機の構成は、検出した位相回転Δθを用いて受信信号の位相回転を補正する構成が異なるといった点を除いては、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の構成と同様である。
【００８５】
本例のＣＤＭＡ受信機には、信号（搬送波）を出力する発振器２１と、受信信号の位相回転を補正等する補正部Ｃ２と、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機に備えられたものと同様な直交検波部２２、Ａ／Ｄコンバータ２３、パス抽出部３１、復調部３２とが備えられている。なお、本例の発振器２１は必ずしも発振周波数が可変なものでなくともよい。
【００８６】
また、補正部Ｃ２には、逆拡散シンボルの位相回転を補正する周波数誤差補正部３０と、上記第１実施例で示した補正部Ｃ１に備えられたものと同様な符号生成部２４、マッチドフィルタ２５、複素共役乗算器２６、パスタイミング検出部２７、Ａｒｃｔａｎ演算部２８、平均化部２９とが備えられている。
【００８７】
本例では、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の構成と同様な部分についての説明は省略し、以下では、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の構成とは異なっている周波数誤差補正部３０の構成等を説明する。
すなわち、本例では、パス抽出部３１と復調部３２との間に周波数誤差補正部３０が備えられており、平均化部２９により算出された位相回転Δθの平均値が当該周波数誤差補正部３０に入力される。
【００８８】
本例では、パス抽出部１１から出力される逆拡散シンボルには位相回転が含まれており、このような逆拡散シンボルが周波数誤差補正部３０に入力される。
周波数誤差補正部３０は、平均化部２９から入力した位相回転Δθの平均値に基づいてパス抽出部３１から入力した逆拡散シンボルの位相回転を補正し、補正した逆拡散シンボルを復調部３２へ出力する機能を有している。具体的には、例えば上記第１実施例の場合と同様に（１／２）シンボル相関値を用いた場合には、（１／２）シンボル時間で−Δθ程度の位相回転を逆拡散シンボルに施すことにより、当該逆拡散シンボルの位相回転（位相ずれ）をゼロに近づけることができる。
【００８９】
本例では、このような周波数誤差補正部３０の機能により、位相回転検出手段により検出した位相回転に基づいて受信信号の位相回転を補正する補正手段が構成されており、本例では、平均値検出手段により検出した位相回転の平均値に基づいて補正を行っており、また、逆拡散された信号（本例では、上記した逆拡散シンボル）の位相回転を補正することにより受信信号の位相回転を補正している。
【００９０】
以上のように、本例のＣＤＭＡ受信機においても、例えば上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の場合と同様に、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止すること等ができる。
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置についても、同様な効果を得ることができる。
【００９１】
ここで、上記した第１実施例や第２実施例では、位相補正の精度をよくするために好ましい態様として、（１／２）シンボル相関値を用いて受信信号の位相回転Δθを検出して補正を行う態様を示したが、例えば（１／４）シンボル相関値等を用いて受信信号の位相回転Δθを検出して補正を行う態様が用いられてもよい。
【００９２】
なお、（１／２）シンボル相関値を用いると位相補正の精度が比較的よくなる理由は、（１／２）シンボル相関値が（１／４）シンボル相関値等に比べて大きいために信号対雑音比（ＳＮ比）がよくなるためであるが、このようなＳＮ比を考慮しないとすれば、（１／４）シンボル相関値等を用いた場合の方が（１／２）シンボル相関値を用いた場合に比べて周波数誤差の引込み範囲（位相の誤差検出範囲）を実質的に広くすることができる。すなわち、例えば（１／４）シンボル相関値等を用いた場合には、（１／４）シンボル時間等での位相回転が±π以内であれば受信信号の位相回転を正しく補正することができ、（１／２）シンボル相関値を用いた場合に比べて引込み範囲が広くなる。
【００９３】
このようなことから、一例として、受信信号の位相回転が比較的大きなときには（１／４）シンボル相関値等を用いた補正により受信信号の位相回転を大まかに補正し、これにより受信信号の位相回転が比較的小さくなってきたときに（１／２）シンボル相関値を用いた補正に切替えて受信信号の位相回転を精度よく補正するといった態様を用いることも好ましい態様である。
なお、検出した位相回転Δθを用いて受信信号の位相回転を補正する仕方としては、特に限定はなく、要は、誤差による受信信号の位相回転をゼロに近づけることができればよい。
【００９４】
また、ＣＤＭＡ送信機とＣＤＭＡ受信機との間での通信に用いられる変調方式としては特に限定はなく、例えばＰＳＫ変調方式や振幅変調方式等の種々な方式が用いられてもよい。
また、本発明は、必ずしも例えばＱＰＳＫ変調方式のようにＣＤＭＡ送信機とＣＤＭＡ受信機との間で同相信号と直交信号とを同時に通信するようなシステムのＣＤＭＡ受信機に適用される必要はなく、例えばＣＤＭＡ送信機から片相のみの信号（同相信号、或いは、直交信号）が送信されるシステムのＣＤＭＡ受信機に適用することもできる。
【００９５】
具体的には、例えばＣＤＭＡ送信機から片相のみの信号が送信される場合であっても、当該信号が無線区間を通るに際して当該信号に位相回転が生じることもあるため、このような場合に、ＣＤＭＡ受信機に本発明を適用して上記第１実施例や第２実施例で示したような位相補正を行うようにすれば、ＣＤＭＡ受信機では受信した当該片相の信号の位相回転を精度よく補正することができる。
【００９６】
また、上記第１実施例や第２実施例では、平均化部９、２９により連続する複数の相関ピーク時における受信信号の位相回転Δθを平均化する態様を示したが、例えば（１／４）シンボル相関値等を用いて受信信号の位相回転を補正する場合には、１拡散符号分の受信信号（同相信号と直交信号）中から３以上のベクトルを取得することも可能なため、これらのベクトルを用いて２以上の位相回転Δθを検出することもできる。
また、位相回転Δθの検出精度が雑音によりそれほど影響されない場合等には、必ずしも検出した位相回転Δθの平均化が行われなくともよい。
【００９７】
また、上記第１実施例や第２実施例で示したＣＤＭＡ受信信号の位相補正処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサが制御プログラムを実行することにより制御される構成であってもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されていてもよい。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置によると、ＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを用いて、例えば上記実施例で示したように当該同相信号や当該直交信号の部分相関値に基づいて受信信号の位相回転（位相ずれ）を検出するようにしたため、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止すること等ができる。
【００９９】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、複数の位相回転を検出して平均化し、当該平均値に基づいて受信信号の位相回転を補正するようにしたため、例えば位相回転を検出する精度が雑音により多少劣化している場合であっても、当該劣化の影響を低減させて位相補正の精度を向上させることができる。
【０１００】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信機によると、ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器から出力される信号を用いて直交検波等するに際して、上記した本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置と同様な処理により受信信号の位相回転を補正するようにしたため、上記と同様に、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示す図である。
【図２】マッチドフィルタの構成例を示す図である。
【図３】本発明の第２実施例に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示す図である。
【図４】通信フレームの一例を示す図である。
【図５】従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
【図６】受信信号の位相回転を説明するための図である。
【図７】位相変動量の一例を示す図である。
【図８】従来の課題を説明するための図である。
【符号の説明】
１、 、２１・・発振器、 ２、２２・・直交検波部、
３、２３・・Ａ／Ｄコンバータ、 ４、２４・・符号生成部、
５、２５・・マッチドフィルタ、 ６、２６・・複素共役乗算器、
７、２７・・パスタイミング検出部、 ８、２８・・Ａｒｃｔａｎ演算部、
９、２９・・平均化部、 １０・・周波数制御部、
１１、３１・・パス抽出部、 １２、３２・・復調部、
３０・・周波数誤差補正部、 Ｃ１、Ｃ２・・補正部、
Ｒ１、Ｒ２・・レジスタ、 Ｚ１・・同相用処理部、 Ｚ２・・直交用処理部、
Ｊ１〜Ｊｎ、Ｇ・・乗算器、 Ｋ１〜Ｋ９、Ｈ・・加算器、 Ｓ・・セレクタ、
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ方式により受信した信号の位相回転を補正するＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置及びＣＤＭＡ受信機に関し、特に、位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence Code Division Multiple Access：直接拡散符号分割多元接続）方式を用いた移動通信システムでは、通信する各チャネル毎に個別の拡散符号を割り当てて多重化通信することが行われる。
このような移動通信システムでは、一例として、ＣＤＭＡ送信機が送信シンボルにパイロットシンボルを挿入してこれらのシンボルを無線で送信する一方、ＣＤＭＡ受信機が当該シンボルを受信して、受信したパイロットシンボルの逆拡散信号から振幅位相変動量を検出し、検出した振幅位相変動量を用いて受信シンボルの振幅や位相を補正することが行われる。
【０００３】
図４には、上記のようなＣＤＭＡ送信機から送信される通信フレームの一例を示してあり、この通信フレームの構成では、送信対象のデータシンボル中にパイロットシンボルが周期的に挿入されている。なお、パイロットシンボルのパターンは、ＣＤＭＡ送信機とＣＤＭＡ受信機とで同じパターンとして設定されている。
【０００４】
図５には、ＣＤＭＡ受信機の構成例を示してあり、このＣＤＭＡ受信機には、信号（搬送波）を出力する発振器４１と、直交検波を行う直交検波部４２と、送信チャネルで用いられている拡散符号を生成する拡散符号生成部４３と、逆拡散を行うマッチドフィルタ（ＭＦ）４４と、パスタイミングを検出するパスタイミング検出部４５と、パスタイミング時の逆拡散シンボル（逆拡散後の受信シンボル）を出力するパス抽出部４６と、逆拡散シンボルからデータを復調、復号、判定等する復調部Ｆとが備えられている。
【０００５】
また、復調部Ｆには、同期検波を行う複数の同期検波部Ｄ１〜Ｄｍと、複数の同期検波部Ｄ１〜Ｄｍから出力される振幅位相補償後の逆拡散シンボルを合成する合成部５２と、合成後の逆拡散シンボルを判定する判定部５３とが備えられている。ここで、同期検波部Ｄ１〜Ｄｍは、複数のパスに対応して複数備えられている。
【０００６】
また、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍには、参照用のパイロットシンボルを生成する参照用パイロットシンボル生成器４７と、逆拡散シンボルと参照用パイロットシンボルとを複素共役乗算した結果を振幅位相変動量として出力する複素共役乗算器４８と、当該振幅位相変動量を複数のシンボルにわたって平均化したものを振幅位相補償値として出力する平均化部４９と、逆拡散シンボルを遅延させる遅延器５０と、遅延した逆拡散シンボルと振幅位相補償値とを複素共役乗算して当該逆拡散シンボルを補償する複素共役乗算器５１とが備えられている。なお、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍの構成は同様であるため、上記図５では第１同期検波部Ｄ１の構成のみを示し、第２同期検波部Ｄ２〜第ｍ同期検波部Ｄｍの構成については図示を省略した。
【０００７】
次に、上記の構成から成るＣＤＭＡ受信機により行われる処理の一例を示すとともに、受信信号に生じる位相回転について説明する。
すなわち、ＣＤＭＡ方式により受信された無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）が直交検波部４２に入力されるとともに、発振器４１から出力される搬送波が直交検波部４２に入力され、直交検波部４２では、当該搬送波を用いて前記受信信号をベースバンドの同相信号と直交信号とに変換（ダウンコンバート）し（すなわち、ベースバンドの同相成分と直交成分とに分解し）、変換した同相信号と直交信号をマッチドフィルタ４４へ出力する。
【０００８】
マッチドフィルタ４４には上記した同相信号と直交信号が入力されるとともに、符号生成部４３により生成された同相用及び直交用の拡散符号が参照用の拡散符号として入力され、マッチドフィルタ４４では、入力した同相信号と当該同相信号と対応する拡散符号との相関をとることにより当該同相信号を逆拡散するとともに、入力した直交信号と当該直交信号と対応する拡散符号との相関をとることにより当該直交信号を逆拡散する。
【０００９】
マッチドフィルタ４４により逆拡散された信号はパスタイミング検出部４５及びパス抽出部４６へ出力され、パスタイミング検出部４５では、入力される逆拡散信号の中から相関ピークが現れるタイミングを検出し、検出したタイミングをパスタイミングとしてパス抽出部４６へ出力する。
パス抽出部４６では、マッチドフィルタ４４から出力される逆拡散信号の中でパスタイミング検出部４５から入力されるパスタイミングでの逆拡散信号を逆拡散シンボルとして復調部Ｆへ出力する。
【００１０】
ここで、パス抽出部４６から復調部Ｆへ出力される逆拡散シンボルには、例えばフェージングによる位相誤差や発振器４１の精度に起因した周波数誤差（発振器の発振周波数の誤差）が含まれており、こうした誤差が含まれることにより、当該逆拡散シンボルでは同相信号や直交信号に位相回転（位相ずれ）が生じている。また、逆拡散シンボルには例えば振幅変動が生じている。
【００１１】
ここでは、説明の便宜上から、上記した逆拡散シンボルには振幅変動が生じていないものと仮定して、上記した位相回転を更に具体的に説明する。
例えば、位相回転が全く生じていない場合の逆拡散シンボルの座標点をＡ（Ｉ，Ｑ）とし、位相Φの位相回転が生じた場合の逆拡散シンボルの座標点をＡ’（Ｉ’，Ｑ’）とすると、Ｉ’やＱ’は式１のように示される。なお、座標点のＸ座標に対応するＩやＩは逆拡散シンボルの同相成分（同相信号の成分）を表しており、座標点のＹ座標に対応するＱやＱ’は逆拡散シンボルの直交成分（直交信号の成分）を表している。
【００１２】
【数１】
上記式１に示されるように、互いに直交している同相信号と直交信号から構成される逆拡散シンボルは、直交座標（Ｘ−Ｙ座標）上で示すと、位相回転がない場合に比べて位相回転Φの分だけ回転している。
なお、図６には、上記した一方の座標点Ａの一例を黒丸で示すとともに他方の座標点Ａ’の一例を白丸で示してあり、上記のように他方の座標点Ａ’は一方の座標点Ａに対して位相回転Φの分だけ回転している。
【００１４】
上記したようにパス抽出部４６から出力される逆拡散シンボルでは同相成分や直交成分に位相回転が生じており、このような位相回転が生じた逆拡散シンボルが復調部Ｆの同期検波部Ｄ１〜Ｄｍに入力される。そして、同期検波部Ｄ１〜Ｄｍでは、次のようにして、参照用のパイロットシンボルを用いて逆拡散シンボルの位相回転を抽出して補償（補正）する。
【００１５】
例えば、受信シンボル（逆拡散シンボル）がパイロットシンボルであるとして、本来上記した座標点Ａにあるべきパイロットシンボルが位相回転Φにより座標点Ａ’のシンボルとなって同期検波部Ｄ１〜Ｄｍに入力されたとする。
同期検波部Ｄ１〜Ｄｍの参照用パイロットシンボル生成器４７では、座標点Ａに対応するシンボルを参照用のパイロットシンボルとして出力し、この参照用パイロットシンボル（座標点Ａ）とパス抽出部４６から入力されるパイロットシンボル（座標点Ａ’）とが複素共役乗算器４８により複素共役乗算される。
【００１６】
上記した複素共役乗算器４８による複素共役乗算では、座標点Ａのシンボルに対する座標点Ａ’のシンボルの位相変動量Ｂ（ｃｏｓΦ，ｓｉｎΦ）が算出され、この位相変動量Ｂは座標点Ａ’の位相回転Φと対応している。なお、図７には、位相変動量Ｂの一例を示してある。
また、平均化部４９には複素共役乗算器４８により算出された位相変動量Ｂが入力され、平均化部４９では、入力される位相変動量Ｂを複数のパイロットシンボルにわたって平均化することにより雑音の影響を低減させ、位相変動量の平均値を位相補償量として複素共役乗算器５１へ出力する。
【００１７】
一方、パス抽出部４６から出力されるパイロットシンボル（座標点Ａ’）は、遅延器５０に入力され、この遅延器５０により上記した平均化部４９による平均化時間だけ遅延させられて複素共役乗算器５１へ出力される。
複素共役乗算器５１では、遅延器５０から入力される遅延したパイロットシンボルと平均化部４９から入力される位相補償量とが複素共役乗算され、すなわち、当該パイロットシンボルが位相Φだけ逆回転されて元のシンボル（座標点Ａのシンボル）が再生される。
【００１８】
また、例えば、受信シンボル（逆拡散シンボル）がパイロットシンボル以外のデータシンボルである場合には、受信シンボルに生じる位相回転がパイロットシンボルの周期にわたって一定であるとみなして、上記のようにしてパイロットシンボルを用いて算出した位相補償量をデータシンボルの補償量としてそのまま用いることで、当該データシンボルを補償して元のデータシンボルを再生する。
【００１９】
なお、同期検波部Ｄ１〜Ｄｍでは、上記した位相補償量をパイロットシンボルの周期毎に更新しながらデータシンボルを補償していき、元のデータシンボルを再生する。
また、上記のように同期検波部Ｄ１〜Ｄｍは複数備えられており、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍでは逆拡散の過程で分離されたそれぞれのパスについての同期検波が行われ、各同期検波部Ｄ１〜Ｄｍにより位相変動が補償された複数のデータシンボルが合成部５２へ出力される。
【００２０】
そして、合成部５２では、複数の同期検波部Ｄ１〜Ｄｍから入力されるパス毎のデータシンボルを合成して判定部５３へ出力する。
判定部５３では、合成後のデータシンボルが“０”値であるか“１”値であるかを判定することにより、判定したバイナリデータ（“０”値、又は、“１”値）を取得する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようなＣＤＭＡ受信機により行われる位相補正では、例えば発振器の精度に起因した周波数誤差が大きいために受信シンボル（逆拡散シンボル）に生じる位相回転がパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができないくらい大きくなってしまうような場合には、当該位相回転を正しく補正することができないといった不具合があった。また、このように位相回転を正しく補正することができないため、復調等したデータの特性が大きく劣化してしまうといった不具合があった。
【００２２】
ここで、位相回転がパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができないくらい大きくなってしまうような場合を図８を用いて説明する。
例えば、図８（ａ）に示すように、位相回転のない（本来の）パイロットシンボルが座標Ｐ（１，１）のシンボルに固定されて設定されているとする。なお、上記した座標Ａ、Ａ’の場合と同様に、座標点のＸ座標はシンボルの同相成分を表しており、座標点のＹ座標はシンボルの直交成分を表している。
【００２３】
また、図８（ｂ）に示すように、上記したパイロットシンボルＰが或る周波数誤差をもって受信された場合の受信シンボルを座標点Ｌのシンボルとし、この受信シンボルに生じた位相回転をΔθ１（例えば０＜Δθ１＜＋π／２）とする。この場合、図８（ｃ）に示すように、受信シンボルの位相変動量はＬ’（ａ１，ａ２）で表され、ａ１＝ｃｏｓ（Δθ１）であり、ａ２＝ｓｉｎ（Δθ１）である。
【００２４】
また、図８（ｄ）に示すように、上記したパイロットシンボルＰが他の周波数誤差をもって受信された場合の受信シンボルを座標点Ｔのシンボルとし、この受信シンボルに生じた位相回転をΔθ２（例えば＋３π／２＜Δθ２＜＋２π）とする。この場合、図８（ｅ）に示すように、受信シンボルの位相変動量はＴ’（ｂ１，ｂ２）で表され、ｂ１＝ｃｏｓ（Δθ２）であり、ｂ２＝ｓｉｎ（Δθ２）である。
【００２５】
ここで、上記図８（ｂ）に示したように、例えば位相回転Δθ１の値が０〜＋πの値や０〜−πの値となる場合には、上記従来例で示した位相補正により位相回転を正しく補正することができる。
しかしながら、上記図８（ｄ）に示したように、例えば位相回転Δθ２の値が＋πや−πを超えてしまった場合には、位相回転を正しく補正することができない。具体的には、上記図８（ｄ）のような場合には、実際の位相回転Δθ２の値が＋３π／２〜＋２πの値であるにもかかわらず、誤って−π／２〜０の値であるΔθ３（|Δθ３|＝２π−Δθ２）の位相回転が生じたものとして検出されてしまい、このため、位相回転を正しく補正することができない。
【００２６】
このように、上記従来例で示したような位相補正では、位相の誤差検出範囲（検出補償することが可能な誤差範囲）が±πであり、すなわち、位相回転の値が±π以内の値であれば位相回転を正しく補正することができるが、位相回転の値が±πを超えてしまう場合には実際の位相変動量と検出される位相変動量（位相補償量）との誤差が大きくなってしまい、位相回転を正しく補正することができなくなってしまう。
【００２７】
以上のように、上記した位相回転がパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができないくらい大きくなってしまうような場合とは、例えば１通信フレーム時間で位相回転が±πを超えてしまうような場合のことであり、このような場合には、受信シンボルのベクトル（例えば上記した座標Ｔのベクトル）と参照用パイロットシンボルのベクトル（例えば上記した座標Ｐのベクトル）との間の位相回転が正確に検出されないため、位相回転を正しく補正することができない。
【００２８】
なお、上記したように受信シンボルにはフェージングによる位相誤差も生じるが、この位相誤差については一般にパイロットシンボル周期にわたって一定であるとみなすことができるため、上記のような不具合はほとんど生じない。
また、上記従来例で示したような位相補正では、通信フレーム中のパイロットシンボルを用いて位相補正を行うものであるため、パイロットシンボル以外のシンボル（例えばデータシンボル）を用いて位相補正を行うことができないといった不具合があった。
【００２９】
なお、例えば特開平６−２４４８２０号公報には、直交検波を用いて受信信号から検出された同相信号（Ｉｃｈ信号）と直交信号（Ｑｃｈ信号）のそれぞれに対して同相信号の拡散符号（又は直交信号の拡散符号）を乗算し、当該乗算結果から受信信号の位相回転（周波数偏差値）を求めて自動周波数制御（ＡＦＣ：Automatically Frequency Control）により位相補正を行う信号処理回路が記載されているが、この信号処理回路では、拡散系列１周期当たり（１拡散符号分）の位相がほぼ一定であるとみなせるときにしか位相回転を正しく補正することができなかった。すなわち、位相の誤差検出範囲が１拡散符号分（１シンボル分）の時間で±π以内であり、この時間で±πを超えてしまう位相回転を正しく補正することができなかった。
【００３０】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いてＣＤＭＡ方式により受信した信号の位相回転を補正することができ、また、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすることができ、これにより、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができるＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置及びＣＤＭＡ受信機を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、例えばＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを入力し、これらの信号を用いて次のようにして当該受信信号の位相回転を補正する。
すなわち、まず、部分相関値取得手段が検出された１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、検出された１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する。
【００３２】
なお、具体例として、（１／２）拡散符号分（（１／２）シンボル分）の信号部分を選択する場合を示すと、この場合には、１拡散符号分の同相信号を２等分してできる２つの信号部分が選択されるとともに、１拡散符号分の直交信号を２等分してできる２つの信号部分が選択され、これら４つの信号部分についての部分相関値が取得される。
【００３３】
次に、位相回転検出手段が相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する。
【００３４】
なお、具体的に示すと、例えば（同相信号から取得した一方の部分相関値、直交信号から取得した一方の部分相関値）といった成分から構成されるベクトルと（同相信号から取得した他方の部分相関値、直交信号から取得した他方の部分相関値）といった成分から構成されるベクトルとの間の位相回転が検出される。
そして、補正手段が上記のようにして検出した位相回転に基づいて前記受信信号の位相回転を補正する。
【００３５】
従って、本発明では、上記した２つのベクトル間の位相回転の値が±π以内であれば受信信号の位相回転を正しく補正することができ、すなわち、上記した同相信号中や直交信号中から選択する信号部分（例えば１／２シンボル分や１／４シンボル分等）に対応する時間で±π以内の位相回転であれば正しく補正することができ、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすることができる。このため、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止することができる。また、本発明では、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いて位相回転を補正することもできる。
【００３６】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、前記位相回転検出手段が３以上のベクトルから複数の位相回転を検出し、平均値検出手段がこれら複数の位相回転の平均値を検出し、前記補正手段が当該平均値検出手段により検出した平均値に基づいて補正を行う。
【００３７】
従って、例えば位相回転を検出する精度が雑音により多少劣化している場合であっても、上記のような平均化を行うことにより、当該劣化の影響を低減させて位相補正の精度を向上させることができる。
なお、上記した３以上のベクトルとしては、例えば１拡散符号分の受信信号（同相信号と直交信号）中のみから検出されてもよく、また、例えば複数の拡散符号分にわたった受信信号中から検出されてもよい。
【００３８】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、前記補正手段が前記発振器から出力される信号の周波数をフィードバック制御することにより補正を行う。
このように、発振器から出力される信号の周波数を制御して調整することにより、当該出力信号を用いて受信信号から検出される同相信号や直交信号の位相を調整することができ、これにより、当該受信信号の位相回転を補正（例えば当該発振器の発振周波数誤差がある場合には当該誤差による位相回転を防止）することができる。
【００３９】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、逆拡散手段が前記同相信号と前記直交信号とをそれぞれ対応する拡散符号により逆拡散し、前記補正手段が逆拡散された信号の位相回転を補正することにより前記受信信号の位相回転を補正する。
このように、逆拡散後の信号の位相回転を補正することによっても、受信信号の位相回転を補正することができる。
なお、上記した部分相関値取得手段と逆拡散手段とは、いずれも受信信号（同相信号や直交信号）と拡散符号との相関をとるものであるため、これらの手段を共通の回路等により構成して装置の簡易化を図ることもできる。
【００４０】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信機では、ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器から出力される信号を用いて直交検波するに際して、次のようにして当該受信信号の位相回転を補正する。
すなわち、まず、直交検波手段が発振器から出力される信号を用いて受信信号から同相信号と直交信号とを検出し、部分相関値取得手段が検出した１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、検出した１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する。
【００４１】
次に、位相回転検出手段が相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する。そして、補正手段が検出した位相回転に基づいて前記受信信号の位相回転を補正する。
【００４２】
従って、本発明に係るＣＤＭＡ受信機では、上記した本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置の場合と同様に、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすることができことから、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができ、また、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いて位相回転を補正することもできる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
本発明に係る第１実施例を図面を参照して説明する。
なお、本発明に係るＣＤＭＡ受信機は本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置を受信機に適用したものであるため、本例では、本発明に係るＣＤＭＡ受信機についての実施例を示すことにより、併せて本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置の実施例を示す。
【００４４】
図１には、本発明に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示してあり、このＣＤＭＡ受信機には、信号（搬送波）を出力する電圧制御発振器１と、直交検波を行う直交検波部２と、アナログ−デジタル変換を行うＡ／Ｄコンバータ３と、受信信号の位相回転を補正等する補正部（ＡＦＣ回路部）Ｃ１と、パスタイミング時の逆拡散シンボル（逆拡散後の受信シンボル）を出力するパス抽出部１１と、逆拡散シンボルからデータを復調、復号、判定等する復調部１２とが備えられている。
【００４５】
ここで、上記した補正部Ｃ１は、例えば本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置の一例に相当し、この補正部Ｃ１には、送信チャネルで用いられている拡散符号を生成する拡散符号生成部４と、逆拡散や部分相関値の演算を行うマッチドフィルタ（ＭＦ）５と、複素共役乗算を行う複素共役乗算器６と、パスタイミングを検出するパスタイミング検出部７と、アークタンジェント演算を行うＡｒｃｔａｎ演算部８と、平均化処理を行う平均化部９と、上記した電圧制御発振器１を制御する周波数制御部１０とが備えられている。
【００４６】
電圧制御発振器１は、信号（搬送波）を発振し、発振した信号を直交検波部２へ出力する機能を有している。また、電圧制御発振器１から出力される信号の周波数は後述する周波数制御部１０からの制御により変更することが可能な構成となっている。
【００４７】
直交検波部２は、ＣＤＭＡ方式により受信された無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）を入力するとともに、電圧制御発振器１から出力される搬送波を入力し、当該搬送波を用いて前記受信信号をアナログベースバンドの同相信号と直交信号とに変換（ダウンコンバート）してＡ／Ｄコンバータ３へ出力する機能を有している。
本例では、このような直交検波部２の機能により、発振器から出力される信号を用いて受信信号から同相信号と直交信号とを検出する直交検波手段が構成されている。
【００４８】
Ａ／Ｄコンバータ３は、直交検波部２から入力されたアナログベースバンド信号である同相信号や直交信号をデジタル信号へ変換してマッチドフィルタ５へ出力する機能を有している。
符号生成部４は、送信チャネルで用いられている同相信号用の拡散符号（同相用拡散符号）と直交信号用の拡散符号（直交用拡散符号）とを参照用の拡散符号としてマッチドフィルタ５へ出力する機能を有している。なお、同相信号用の拡散符号と直交信号用の拡散符号としては、例えば同一の拡散符号が用いられてもよく、また、異なる拡散符号が用いられてもよい。
【００４９】
マッチドフィルタ５は、Ａ／Ｄコンバータ３から入力される同相信号や直交信号と符号生成部４から入力されるそれぞれの参照用拡散符号との相関をとる機能を有しており、１拡散符号分（１シンボル分）の相関値を逆拡散信号としてパスタイミング検出部７やパス抽出部１１へ出力するとともに、選択された部分相関値を複素共役乗算器６へ出力する機能を有している。
【００５０】
ここで、上記した本例のマッチドフィルタ５の詳しい構成例を図２を参照して示す。
図２には、本例のマッチドフィルタ５の構成例や、複素共役乗算器６やパスタイミング検出部７やＡｒｃｔａｎ演算部８や平均化部９を示してある。
同図に示されるように、本例のマッチドフィルタ５には、同相信号を処理する同相用処理部Ｚ１と、直交信号を処理する直交用処理部Ｚ２と、外部からの相関ベクトル選択信号に従って部分相関値を選択して出力するセレクタＳとが備えられている。
【００５１】
同相用処理部Ｚ１には、Ａ／Ｄコンバータ３から入力された同相信号を格納する同相用のレジスタＲ１（本例ではタップ数をｎとする）と、同相用拡散符号を格納する同相用のシフトレジスタ（図示せず）と、同相用レジスタＲ１に格納された同相信号と同相用シフトレジスタに格納された同相用拡散符号とを乗算するための複数（本例ではｎ個）の乗算器Ｊ１〜Ｊｎと、これら複数の乗算器Ｊ１〜Ｊｎによる乗算結果をトーナメント式に加算するための複数の加算器Ｋ１〜Ｋ９とが備えられている。
【００５２】
同相用レジスタＲ１は１拡散符号分（１シンボル分）の同相信号を格納する機能を有しており、本例では、ｎ個のタップに格納される同相信号が１拡散符号分の信号に相当する。すなわち、本例の同相用拡散符号はｎ個の値（“０”値、又は、“１”値）を並べて構成されている。
同相用シフトレジスタは例えば同相用レジスタＲ１と同様にタップ数がｎであり、格納する同相用拡散符号を順次シフトさせていく機能を有している。
【００５３】
各乗算器Ｊ１〜Ｊｎは同相用レジスタＲ１の各タップに対応してｎ個備えられており、同相用レジスタＲ１の各タップに格納されている同相信号の値と同相用シフトレジスタの各タップに格納されている同相用拡散符号の値とを乗算する機能を有している。この乗算により、ｎ個の乗算結果が得られる。
【００５４】
加算器Ｋ１〜Ｋ９は例えば上記図２に示されるように複数段にわたって備えられており、乗算器Ｊ１〜Ｊｎによるｎ個の乗算結果をトーナメント式に加算する機能を有している。
具体的には、１段目の加算器Ｋ１〜Ｋ４では、例えば上記図２に示した同相用レジスタＲ１の左から１番目と２番目のタップの乗算結果が加算器Ｋ１により加算され、３番目と４番目のタップの乗算結果が加算器Ｋ２により加算され、また、（ｎ−１）番目とｎ番目のタップの乗算結果が加算器Ｋ４により加算されるといったようにして、（ｎ／２）個の加算結果が得られる。
【００５５】
また、同様に、２段目の加算器Ｋ５、Ｋ６では、例えば上記図２に示した１段目の加算器Ｋ１〜Ｋ４の内の左から１番目と２番目の加算器Ｋ１、Ｋ２による加算結果が加算器Ｋ５により加算され、また、右から１番目と２番目の加算器Ｋ３、Ｋ４による加算結果が加算器Ｋ６により加算されるといったようにして、（ｎ／４）個の加算結果が得られる。
また、同様にして、各段の加算器により加算結果が得られ、例えば最終段から２つ前の段の加算器（図示せず）では４個の加算結果が得られ、最終段から１つ前の段の加算器Ｋ７、Ｋ８では２個の加算結果が得られ、最終段の加算器Ｋ９では１個の加算結果が得られる。
【００５６】
ここで、一般に、ｎタップ（チップ）分の拡散符号を用いて変調された信号を当該拡散符号により逆拡散する場合に、上記したトーナメント方式でｕタップ分の乗算結果の総和をとるとｕタップ分の部分相関値が得られ、当該部分相関値が１拡散符号分の相関値（１シンボル相関値）のｕ／ｎ倍の値（ｕ／ｎシンボル相関値）となることが知られている。具体的には、例えば１段目の各加算器Ｋ１〜Ｋ４からは（２／ｎ）シンボル相関値が出力され、同様に、例えば最終段から２つ前の段の各加算器からは（１／４）シンボル相関値が出力され、最終段から１つ前の各加算器Ｋ７、Ｋ８からは（１／２）シンボル相関値が出力され、最終段の加算器Ｋ９からは１シンボル相関値が出力される。
【００５７】
上記図１に示されるように、本例では、最終段の加算器Ｋ９から出力される１シンボル相関値はパスタイミング検出部７及びパス抽出部１１に入力される。
また、上記図２に示されるように、本例では、最終段以外の段の各加算器Ｋ１〜Ｋ８から出力される部分相関値はセレクタＳに入力される。
【００５８】
また、直交用処理部Ｚ２には、上記した同相用処理部Ｚ１と同様に、Ａ／Ｄコンバータ３から入力された直交信号を格納するレジスタＲ２（本例ではタップ数をｎとする）と、直交用拡散符号を格納するシフトレジスタ（図示せず）と、レジスタＲ２に格納された直交信号とシフトレジスタに格納された直交用拡散符号とを乗算するための複数（本例ではｎ個）の乗算器Ｇと、これら複数の乗算器Ｇの乗算結果をトーナメント式に加算するための複数の加算器Ｈとが備えられている。なお、乗算器Ｇと加算器Ｈについては１つのもののみに符号（Ｇ、Ｈ）を付し、他のものについては符号を省略してある。
【００５９】
直交用処理部Ｚ２に備えられたレジスタＲ２や乗算器Ｇや加算器Ｈ等の構成は、上記した同相用処理部Ｚ１に備えられたものと同様であり、同相用処理部Ｚ１の場合と同様に、直交用処理部Ｚ２では、直交信号について得られた１シンボル相関値をパスタイミング検出部７やパス抽出部１１へ出力し、直交信号について得られた部分相関値をセレクタＳへ出力する。
【００６０】
セレクタＳは、例えば外部から入力される相関ベクトル選択信号に従って、同一の信号部分から得られた同相信号についての部分相関値と直交信号についての部分相関値とを選択して組合せ、これを第１の被選択相関ベクトルとして複素共役乗算器６へ出力するとともに、当該信号部分と長さの等しい隣接する信号部分から得られた同相信号についての部分相関値と直交信号についての部分相関値とを選択して組合せ、これを第２の被選択相関ベクトルとして複素共役乗算器６へ出力する機能を有している。
【００６１】
ここで、本例では、好ましい態様として、セレクタＳにより（１／２）シンボル相関値が選択される場合を示す。具体的には、例えば同相用レジスタＲ１の左半分から得られた部分相関値をＶＬとするとともに右半分から得られた部分相関値をＶＲとし、直交用レジスタＲ２の左半分から得られた部分相関値をＷＬとするとともに右半分から得られた部分相関値をＷＲとすると、（ＶＬ，ＷＬ）という第１の被選択相関ベクトルと（ＶＲ，ＷＲ）という第２の被選択相関ベクトルが複素共役乗算器６へ出力される。なお、これらのベクトルはＸ−Ｙ直交座標で表しており、Ｘ座標に対応するＶＬやＶＲは同相信号についての成分を表しており、Ｙ座標に対応するＷＬやＷＲは直交信号についての成分を表している。
【００６２】
また、上記した相関ベクトル選択信号は例えばＣＤＭＡ受信機で行われる各処理を制御する制御部から出力される。なお、セレクタＳによりいずれの部分相関値を選択するかを指定する仕方としては、必ずしも本例のように相関ベクトル選択信号が用いられなくともよく、例えばいずれの部分相関値を選択するかがセレクタＳに予め設定されている態様等を用いることもできる。
【００６３】
本例では、上記した同相用処理部Ｚ１や直交用処理部Ｚ２やセレクタＳの機能により、１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する部分相関値取得手段が構成されている。
【００６４】
また、本例では、上記した同相用処理部Ｚ１や直交用処理部Ｚ２が同相信号や直交信号と拡散符号との相関値（１シンボル相関値）を取得して当該同相信号や当該直交信号を逆拡散することにより、同相信号と直交信号とをそれぞれ対応する拡散符号により逆拡散する逆拡散手段が構成されている。
【００６５】
複素共役乗算器６は、セレクタＳから入力される２つの被選択相関ベクトルを複素共役乗算し、当該乗算結果をＡｒｃｔａｎ演算部８へ出力する機能を有している。ここで、このような複素共役乗算では、２つの被選択相関ベクトルの間の位相回転ベクトル（位相変動量）が乗算結果として得られる。
【００６６】
具体的には、本例では、例えば上記した第２の被選択相関ベクトルに対する第１の被選択相関ベクトルの位相回転ベクトルが乗算結果として得られ、この位相回転の値をΔθとすると、（ｃｏｓ（Δθ），ｓｉｎ（Δθ））という位相回転ベクトルが得られる。本例では、この位相回転の値Δθは（１／２）シンボル時間での発振器１の周波数誤差による位相回転量であり、すなわち、後ろ側の信号部分から得られた第１の被選択相関ベクトルには前側の信号部分から得られた第２の被選択相関ベクトルに対して（１／２）シンボル時間での位相回転Δθがかかっている。
【００６７】
パスタイミング検出部７は、マッチドフィルタ５から入力される１シンボル相関値がピークとなるタイミング位置をパスのタイミングとして検出し、検出したパスタイミングをＡｒｃｔａｎ演算部８及びパス抽出部１１へ出力する機能を有している。なお、一般に、１シンボル相関値にピークが現れるときには（１／２）シンボル相関値や（１／４）シンボル相関値等にもピークが現れる。
【００６８】
Ａｒｃｔａｎ演算部８は、複素共役乗算器６から入力される位相回転ベクトル及びパスタイミング検出部７から入力されるパスタイミングに基づいてパスタイミング時（相関ピーク時）の位相回転Δθを算出して平均化部９へ出力する機能を有している。なお、具体的には、位相回転Δθは式２により算出することができる。
【００６９】
【数２】
本例では、上記した複素共役乗算器６やパスタイミング検出部７やＡｒｃｔａｎ演算部８の機能により、相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する位相回転検出手段が構成されている。
【００７１】
平均化部９は、Ａｒｃｔａｎ演算部８から入力される位相回転Δθを平均化する機能を有しており、本例では、連続する複数の相関ピーク時に取得された複数の位相回転Δθを平均化して当該平均値を周波数制御部１０へ出力する機能を有している。
本例では、このような平均化部９の機能により、複数の位相回転の平均値を検出する平均値検出手段が構成されている。なお、このような平均化を行うため、前記位相回転検出手段は３以上のベクトルに基づいて複数の位相回転を検出している。
【００７２】
周波数制御部１０は、例えば平均化部９から入力される位相回転Δθの平均値に基づいて電圧制御発振器１の周波数誤差を算出し、当該誤差がなくなるように電圧制御発振器１の発振周波数をフィードバック制御する機能を有している。なお、本例では、このフィードバック制御は、周波数制御部１０から電圧制御発振器１へ周波数制御信号を出力することにより行われ、このような制御により、上記した位相回転Δθがゼロに近づけられる。
【００７３】
本例では、このような周波数制御部１０の機能により、前記位相回転検出手段により検出した位相回転に基づいて受信信号の位相回転を補正する補正手段が構成されており、本例では、上記したように発振器から出力される信号の周波数をフィードバック制御することにより補正を行っており、また、前記平均値検出手段により検出した平均値に基づいて補正を行っている。
【００７４】
パス抽出部１１は、マッチドフィルタ５から１シンボル相関値を入力するとともに、パスタイミング検出部７からパスタイミングを入力し、入力した１シンボル相関値を当該パスタイミングでラッチして、ラッチした１シンボル相関値（逆拡散シンボル）を復調部１２へ出力する機能を有している。
【００７５】
復調部１２は、パス抽出部１１から入力された逆拡散シンボルを復調、判定、復号して、復号したデータを出力する機能を有している。また、本例の復調部１２は、例えば受信信号（同相信号と直交信号）の振幅補償処理をパイロットシンボル等を用いて行う機能や、フェージングにより短期間に（例えば複数フレームにわたらずに）生じる位相回転を補償する機能を有している。なお、本例のＣＤＭＡ受信機に備えられた補正部Ｃ１は、主として比較的長時間にわたって（例えば複数フレームにわたって）一定の回転を補償するのに適したものである。
【００７６】
次に、上記の構成から成る本例のＣＤＭＡ受信機により行われる処理の一例を示す。
すなわち、ＣＤＭＡ方式により受信された無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）が直交検波部２に入力されるとともに、電圧制御発振器１から出力される搬送波が直交検波部２に入力され、直交検波部２では、当該搬送波を用いて前記受信信号をベースバンドの同相信号と直交信号とにダウンコンバートする。
【００７７】
Ａ／Ｄコンバータ３では直交検波部２によりダウンコンバートされた同相信号及び直交信号をデジタル化してマッチドフィルタ５へ出力する。
マッチドフィルタ５では、上記したように、Ａ／Ｄコンバータ３から入力した同相信号や直交信号と参照用の拡散符号との相関をとって逆拡散を行うことにより、同相信号や直交信号の１シンボル相関値をパスタイミング検出部７やパス抽出部１１へ出力するとともに、２つの被選択相関ベクトルを複素共役乗算器６へ出力する。
【００７８】
パスタイミング検出部７では、マッチドフィルタ５から入力した１シンボル相関値に基づいてパスタイミングを検出し、検出したパスタイミングをＡｒｃｔａｎ演算部８やパス抽出部１１へ出力する。
パス抽出部１１ではパスタイミング時のマッチドフィルタ出力（１シンボル相関値）をラッチして逆拡散シンボルとして出力し、復調部１２では当該逆拡散シンボルを復調等してデータを再生する。
【００７９】
また、上記したように、複素共役乗算部６やＡｒｃｔａｎ演算部８や平均化部９がパスタイミング時における受信信号（同相信号と直交信号）の位相回転Δθの平均値を算出し、周波数制御部１０が当該平均値に基づいて受信信号の位相回転を補正する。
【００８０】
以上のように、本例のＣＤＭＡ受信機では、ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器１から出力される信号（搬送波）を用いて直交検波し、検出した同相信号及び直交信号と拡散符号との相関をとって逆拡散等を行うに際して、上記したように１拡散符号分より短い信号部分についての部分相関値に基づいて位相回転Δθを検出し、当該位相回転Δθに基づいて発振器１の発振周波数を自動制御（ＡＦＣ）して受信信号の位相回転を補正するようにした。
【００８１】
従って、本例のＣＤＭＡ受信機では、上記した２つの被選択相関ベクトル間（本例では、１／２シンボル時間）の位相回転の値が±π以内であれば受信信号の位相回転を正しく補正することができ、このように、位相の誤差検出範囲（検出補償することが可能な誤差範囲）を実質的に広くすることができる。このため、受信信号の位相回転が比較的大きな場合であっても当該位相回転を正しく補正することができ、これにより、復調等したデータの特性が例えば発振器１の精度に起因した位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止することができる。また、本例のＣＤＭＡ受信機では、例えばパイロットシンボル以外のシンボルを用いて位相回転を補正することもできる。
【００８２】
また、本例のＣＤＭＡ受信機では、検出した位相回転Δθの平均値に基づいて受信信号の位相回転を補正するようにしたため、例えば位相回転Δθを検出する精度が雑音により多少劣化している場合であっても、平均化により当該劣化の影響を低減させて位相補正の精度を向上させることができる。
また、本例のＣＤＭＡ受信機では、上記した部分相関値を取得する部分相関値取得手段と逆拡散を行う逆拡散手段とを共通の回路から構成したため、装置の簡易化等を図ることができる。
【００８３】
なお、本例では、上記したようにＣＤＭＡ受信機を例として説明を行ったが、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置についても同様に、ＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを用いて当該受信信号の位相回転を補正するに際して、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止すること等ができる。
【００８４】
次に、本発明に係る第２実施例を図３を参照して説明する。
図３には、本発明に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示してあり、このＣＤＭＡ受信機の構成は、検出した位相回転Δθを用いて受信信号の位相回転を補正する構成が異なるといった点を除いては、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の構成と同様である。
【００８５】
本例のＣＤＭＡ受信機には、信号（搬送波）を出力する発振器２１と、受信信号の位相回転を補正等する補正部Ｃ２と、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機に備えられたものと同様な直交検波部２２、Ａ／Ｄコンバータ２３、パス抽出部３１、復調部３２とが備えられている。なお、本例の発振器２１は必ずしも発振周波数が可変なものでなくともよい。
【００８６】
また、補正部Ｃ２には、逆拡散シンボルの位相回転を補正する周波数誤差補正部３０と、上記第１実施例で示した補正部Ｃ１に備えられたものと同様な符号生成部２４、マッチドフィルタ２５、複素共役乗算器２６、パスタイミング検出部２７、Ａｒｃｔａｎ演算部２８、平均化部２９とが備えられている。
【００８７】
本例では、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の構成と同様な部分についての説明は省略し、以下では、上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の構成とは異なっている周波数誤差補正部３０の構成等を説明する。
すなわち、本例では、パス抽出部３１と復調部３２との間に周波数誤差補正部３０が備えられており、平均化部２９により算出された位相回転Δθの平均値が当該周波数誤差補正部３０に入力される。
【００８８】
本例では、パス抽出部１１から出力される逆拡散シンボルには位相回転が含まれており、このような逆拡散シンボルが周波数誤差補正部３０に入力される。
周波数誤差補正部３０は、平均化部２９から入力した位相回転Δθの平均値に基づいてパス抽出部３１から入力した逆拡散シンボルの位相回転を補正し、補正した逆拡散シンボルを復調部３２へ出力する機能を有している。具体的には、例えば上記第１実施例の場合と同様に（１／２）シンボル相関値を用いた場合には、（１／２）シンボル時間で−Δθ程度の位相回転を逆拡散シンボルに施すことにより、当該逆拡散シンボルの位相回転（位相ずれ）をゼロに近づけることができる。
【００８９】
本例では、このような周波数誤差補正部３０の機能により、位相回転検出手段により検出した位相回転に基づいて受信信号の位相回転を補正する補正手段が構成されており、本例では、平均値検出手段により検出した位相回転の平均値に基づいて補正を行っており、また、逆拡散された信号（本例では、上記した逆拡散シンボル）の位相回転を補正することにより受信信号の位相回転を補正している。
【００９０】
以上のように、本例のＣＤＭＡ受信機においても、例えば上記第１実施例で示したＣＤＭＡ受信機の場合と同様に、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止すること等ができる。
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置についても、同様な効果を得ることができる。
【００９１】
ここで、上記した第１実施例や第２実施例では、位相補正の精度をよくするために好ましい態様として、（１／２）シンボル相関値を用いて受信信号の位相回転Δθを検出して補正を行う態様を示したが、例えば（１／４）シンボル相関値等を用いて受信信号の位相回転Δθを検出して補正を行う態様が用いられてもよい。
【００９２】
なお、（１／２）シンボル相関値を用いると位相補正の精度が比較的よくなる理由は、（１／２）シンボル相関値が（１／４）シンボル相関値等に比べて大きいために信号対雑音比（ＳＮ比）がよくなるためであるが、このようなＳＮ比を考慮しないとすれば、（１／４）シンボル相関値等を用いた場合の方が（１／２）シンボル相関値を用いた場合に比べて周波数誤差の引込み範囲（位相の誤差検出範囲）を実質的に広くすることができる。すなわち、例えば（１／４）シンボル相関値等を用いた場合には、（１／４）シンボル時間等での位相回転が±π以内であれば受信信号の位相回転を正しく補正することができ、（１／２）シンボル相関値を用いた場合に比べて引込み範囲が広くなる。
【００９３】
このようなことから、一例として、受信信号の位相回転が比較的大きなときには（１／４）シンボル相関値等を用いた補正により受信信号の位相回転を大まかに補正し、これにより受信信号の位相回転が比較的小さくなってきたときに（１／２）シンボル相関値を用いた補正に切替えて受信信号の位相回転を精度よく補正するといった態様を用いることも好ましい態様である。
なお、検出した位相回転Δθを用いて受信信号の位相回転を補正する仕方としては、特に限定はなく、要は、誤差による受信信号の位相回転をゼロに近づけることができればよい。
【００９４】
また、ＣＤＭＡ送信機とＣＤＭＡ受信機との間での通信に用いられる変調方式としては特に限定はなく、例えばＰＳＫ変調方式や振幅変調方式等の種々な方式が用いられてもよい。
また、本発明は、必ずしも例えばＱＰＳＫ変調方式のようにＣＤＭＡ送信機とＣＤＭＡ受信機との間で同相信号と直交信号とを同時に通信するようなシステムのＣＤＭＡ受信機に適用される必要はなく、例えばＣＤＭＡ送信機から片相のみの信号（同相信号、或いは、直交信号）が送信されるシステムのＣＤＭＡ受信機に適用することもできる。
【００９５】
具体的には、例えばＣＤＭＡ送信機から片相のみの信号が送信される場合であっても、当該信号が無線区間を通るに際して当該信号に位相回転が生じることもあるため、このような場合に、ＣＤＭＡ受信機に本発明を適用して上記第１実施例や第２実施例で示したような位相補正を行うようにすれば、ＣＤＭＡ受信機では受信した当該片相の信号の位相回転を精度よく補正することができる。
【００９６】
また、上記第１実施例や第２実施例では、平均化部９、２９により連続する複数の相関ピーク時における受信信号の位相回転Δθを平均化する態様を示したが、例えば（１／４）シンボル相関値等を用いて受信信号の位相回転を補正する場合には、１拡散符号分の受信信号（同相信号と直交信号）中から３以上のベクトルを取得することも可能なため、これらのベクトルを用いて２以上の位相回転Δθを検出することもできる。
また、位相回転Δθの検出精度が雑音によりそれほど影響されない場合等には、必ずしも検出した位相回転Δθの平均化が行われなくともよい。
【００９７】
また、上記第１実施例や第２実施例で示したＣＤＭＡ受信信号の位相補正処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサが制御プログラムを実行することにより制御される構成であってもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されていてもよい。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置によると、ＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを用いて、例えば上記実施例で示したように当該同相信号や当該直交信号の部分相関値に基づいて受信信号の位相回転（位相ずれ）を検出するようにしたため、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができ、これにより、復調等したデータの特性が位相回転によって大きく劣化してしまうのを防止すること等ができる。
【００９９】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置では、複数の位相回転を検出して平均化し、当該平均値に基づいて受信信号の位相回転を補正するようにしたため、例えば位相回転を検出する精度が雑音により多少劣化している場合であっても、当該劣化の影響を低減させて位相補正の精度を向上させることができる。
【０１００】
また、本発明に係るＣＤＭＡ受信機によると、ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器から出力される信号を用いて直交検波等するに際して、上記した本発明に係るＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置と同様な処理により受信信号の位相回転を補正するようにしたため、上記と同様に、位相の誤差検出範囲を実質的に広くすること等ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示す図である。
【図２】マッチドフィルタの構成例を示す図である。
【図３】本発明の第２実施例に係るＣＤＭＡ受信機の一例を示す図である。
【図４】通信フレームの一例を示す図である。
【図５】従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
【図６】受信信号の位相回転を説明するための図である。
【図７】位相変動量の一例を示す図である。
【図８】従来の課題を説明するための図である。
【符号の説明】
１、 、２１・・発振器、 ２、２２・・直交検波部、
３、２３・・Ａ／Ｄコンバータ、 ４、２４・・符号生成部、
５、２５・・マッチドフィルタ、 ６、２６・・複素共役乗算器、
７、２７・・パスタイミング検出部、 ８、２８・・Ａｒｃｔａｎ演算部、
９、２９・・平均化部、 １０・・周波数制御部、
１１、３１・・パス抽出部、 １２、３２・・復調部、
３０・・周波数誤差補正部、 Ｃ１、Ｃ２・・補正部、
Ｒ１、Ｒ２・・レジスタ、 Ｚ１・・同相用処理部、 Ｚ２・・直交用処理部、
Ｊ１〜Ｊｎ、Ｇ・・乗算器、 Ｋ１〜Ｋ９、Ｈ・・加算器、 Ｓ・・セレクタ、
Claims (5)
- ＣＤＭＡ方式により受信した信号から発振器の出力信号を用いて検出された同相信号と直交信号とを用いて当該受信信号の位相回転を補正するＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置であって、
検出された１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、検出された１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する部分相関値取得手段と、
相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する位相回転検出手段と、
検出した位相回転に基づいて前記受信信号の位相回転を補正する補正手段と、
を備え、
前記部分相関値取得手段は、前記選択する信号部分として、受信信号の位相回転に応じて、異なる長さの信号部分を切替えて選択するセレクタを有する、
ことを特徴とするＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置。 - 請求項１に記載のＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置において、
前記位相回転検出手段は３以上のベクトルから複数の位相回転を検出し、
これら複数の位相回転の平均値を検出する平均値検出手段を備え、
前記補正手段は当該平均値検出手段により検出した平均値に基づいて補正を行うことを特徴とするＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置。 - 請求項１又は請求項２に記載のＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置において、
前記補正手段は前記発振器から出力される信号の周波数をフィードバック制御することにより補正を行うことを特徴とするＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置。 - 請求項１又は請求項２に記載のＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置において、
前記同相信号と前記直交信号とをそれぞれ対応する拡散符号により逆拡散する逆拡散手段を備え、
前記補正手段は逆拡散された信号の位相回転を補正することにより前記受信信号の位相回転を補正することを特徴とするＣＤＭＡ受信信号の位相補正装置。 - ＣＤＭＡ方式により送信された信号を受信し、受信した信号を発振器から出力される信号を用いて直交検波するＣＤＭＡ受信機において、
発振器から出力される信号を用いて受信信号から同相信号と直交信号とを検出する直交検波手段と、
検出した１拡散符号分の同相信号中から長さの等しい隣接する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得するとともに、検出した１拡散符号分の直交信号中から前記２つの信号部分のそれぞれと対応する２つの信号部分を選択し、選択した各信号部分と当該各信号部分と対応する拡散符号との部分相関値を取得する部分相関値取得手段と、
相関ピーク時の同相信号から取得した一方の部分相関値と当該相関ピーク時の直交信号から取得した当該部分相関値と対応する一方の部分相関値とから構成されるベクトルと当該同相信号から取得した他方の部分相関値と当該直交信号から取得した他方の部分相関値とから構成されるベクトルとの間の位相回転を検出する位相回転検出手段と、
検出した位相回転に基づいて前記受信信号の位相回転を補正する補正手段と、
を備え、
前記部分相関値取得手段は、前記選択する信号部分として、受信信号の位相回転に応じて、異なる長さの信号部分を切替えて選択するセレクタを有する、
ことを特徴とするＣＤＭＡ受信機。
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Cited By (1)
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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