JP4558225B2 - 符号分割多重アクセス受信機 - Google Patents
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- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多重アクセス通信の受信機に係り、特に回路規模及び演算処理量を増大せずに受信信号の感度を向上できる符号分割多重アクセス受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の符号分割多重アクセス受信機について、図４〜図６を用いて説明する。
図４は、従来の符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。なお、図４の符号分割多重アクセス受信機は、通信方式としてＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）を扱っており、複素拡散変調された無線信号を受信、復調するものである。
【０００３】
アンテナ（図示せず）で受信された受信ベースバンド信号は、同相成分と直交成分（図ではＩ相、Ｑ相、以下この表記を用いる）とに分かれてそれぞれマッチドフィルタ部（Matched Filter、図ではＭＦ部）４１とコリレータ部４５とに出力される。
【０００４】
両成分の受信ベースバンド信号は、マッチドフィルタ部４１において拡散符号生成部４３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、相関演算結果が電力平均部４２に出力される。拡散符号生成部４３で出力される拡散符号は、受信ベースバンド信号の変調の際に用いられた拡散符号と同一のものである。
【０００５】
電力平均部４２では、マッチドフィルタ部４１から出力された相関演算結果から電力演算を行うことで電力値を求め、さらに電力値を平均化して得られた電力平均結果を制御部４４に出力する。
【０００６】
制御部４４は、電力平均結果から電力値が最大となるタイミングを検出し、検出されたタイミングに基づいて拡散符号生成部４３に拡散符号出力タイミング信号を出力する。拡散符号生成部４３は、拡散符号出力タイミングに基づいて、拡散符号を生成し、マッチドフィルタ部４１及びコリレータ部４５に拡散符号を出力する。
【０００７】
一方、コリレータ部４５では、両成分の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部４３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、成分別の相関演算結果が記憶部４６に出力される。
【０００８】
ここでコリレータ部４５の構成及び動作について説明する。図５はコリレータ部４５の構成ブロック図である。
コリレータ部４５に入力された各成分の受信ベースバンド信号のうち、Ｉ相については排他的論理和回路５０１及び５１０に、Ｑ相については排他的論理和回路５０２及び５０９に入力される。拡散符号生成部４３から出力される拡散符号のうち、Ｉ相については排他的論理和回路５０１及び５０９に、Ｑ相については排他的論理和回路５０２及び５１０に入力される。
【０００９】
各排他的論理和回路で演算が行われ、排他的論理和回路５０１及び５０２における演算結果は加算器５０３に出力され、加算が行われる。図５のコリレータ部４５では、各成分の拡散符号は１又は−１のいずれかの値が入力される。正確に複素相関演算を実現すると回路規模が増大するため、これを防ぐために受信ベースバンド信号と拡散符号の演算に排他的論理和回路を用い、ある程度の演算結果の精度を保っている。
加算器５０３における加算結果はさらに加算器５０４において、積分結果を選択部５０５を介してＦ／Ｆ（Flip Flop）５０６に格納されている加算器５０３の出力結果の積分結果との累積加算が行われ、新たな積分結果がＦ／Ｆ５０６に入力される。
【００１０】
Ｆ／Ｆ５０６にはチップタイミングクロックが入力されており、このクロックに基づいてＦ／Ｆ５０６は格納している積分結果を選択部５０５に出力し、累積加算が行われる。選択部５０５はシンボルタイミングクロックが入力されていないときはＦ／Ｆ５０６から出力された積分結果を、シンボルタイミングクロックが入力されると０を加算器５０４に出力する。このような構成によってコリレータ部４５は、チップタイミング毎の相関演算結果の積分を行い、シンボルタイミング毎に積分結果を放電することが可能となる。
【００１１】
Ｆ／Ｆ５０６から出力された積分結果は選択部５０７にも出力され、選択部５０７はシンボルタイミングクロックが入力されていないときはそのまま積分結果を、シンボルタイミングクロックが入力されると０をＦ／Ｆ５０８に出力する。
【００１２】
Ｆ／Ｆ５０８は、選択部５０７から出力された積分結果のうち最大値であるものを格納し、選択部５０７から０が出力されるまで、すなわち１シンボル時間単位でＩ相の複素相関結果として出力する。上述した図５の上段の回路群の構成及び動作によって、Ｉ相の複素相関結果が算出される。
Ｑ相の複素相関結果についても、図５の下段の回路群によってＩ相と同様に算出される。
【００１３】
図６は、コリレータ部４５における出力信号の波形図である。Ｆ／Ｆ５０６又は５１４から出力される積分放電結果の波形は、図６中段のように表される。実際には積分放電波形はチップ時間単位で階段状に上昇又は下降する波形として表されるが、ここでは簡略化して直線で示している。
【００１４】
またＦ／Ｆ５０８又は５１６から出力される複素相関結果の波形は、図６下段のように表される。複素相関結果の波形より、Ｆ／Ｆ５０８又は５１６が、各シンボルタイミング（図６上段）中の積分放電結果の最大値を保持して出力していることが明らかである。
【００１５】
尚、図４におけるコリレータ部４５で扱うデータの大きさは、例えば受信ベースバンド信号が１６ビットのデータであり、データレートが７．５Ksps（拡散率ＳＦ＝５１２）とすると、コリレータ部４５は１成分で１シンボルあたり５１２回累積加算を行い、その結果として２５ビットの複素相関結果を出力することになる。
【００１６】
コリレータ部４５から出力された両成分の複素相関結果は、記憶部４６に出力される。記憶部４６は、各成分の複素相関結果のうち上位１６ビットを固定的に入力して１フレーム分記憶する。
【００１７】
記憶部４６で記憶している複素相関結果は、さらにＲＡＫＥ合成部４７においてＲＡＫＥ合成が行われ、誤り訂正部４８においてＲＡＫＥ合成結果に対して軟判定、ビタビ復号及びＣＲＣチェックを行うことで誤り訂正を行い、復調データとして出力する。
【００１８】
図４の符号分割多重アクセス受信機では、マッチドフィルタ部４１及び電力平均部４２において受信信号及び拡散符号の相関演算結果の電力値が最大となるタイミング、すなわち同期タイミングを検出して拡散符号生成部４３の拡散符号出力タイミングに反映させ、コリレータ部４５以降で受信信号及び拡散符号の相関演算及びＲＡＫＥ合成を通して復調を行っている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の符号分割多重アクセス受信機では、復調処理の精度を良好に保持できないという問題点があった。
伝送路の環境の変化等によって受信機に到達する１６ビットの受信信号のレベルが１／４に劣化した場合、記憶部４６で記憶されている各成分の複素相関結果の上位１６ビットのうち、上位２ビットは無効となる。同様の理由により受信信号のレベルが１／８、１／１６、１／３２に劣化した場合には、複素相関結果のうちそれぞれ上位３ビット、４ビット、５ビットが無効となる。このような受信信号のレベルの劣化により、ＲＡＫＥ合成部４７及び誤り訂正部４８における復調処理の精度が悪化するという問題点があった。
【００２０】
また、受信信号のシンボルレートが倍になると、拡散率は１／２となるため、１シンボルあたりのチップ数は半減し、積分結果についても上位１ビットが無効となる。さらに受信信号のレベル劣化が起こると、複素相関結果の無効ビット数が増大することにより、復調処理の精度はより悪化する。
【００２１】
このような相関結果の無効ビット数を低減する方法として、記憶部４６において複素相関結果の２５ビット全てを記憶し、ＲＡＫＥ合成部４７及び誤り訂正部４８において２５ビットのデータを対象とした復調処理を行い、有効なデータ部分を確保する方法が挙げられるが、この方法を用いると、相関結果の記憶及び演算処理を行う回路規模や、演算処理量が増大し、結果として消費電力が増大する。
【００２２】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる符号分割多重アクセス受信機を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、拡散符号を生成して出力する拡散符号生成部と、符号分割多重変調された受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行うマッチドフィルタ部と、マッチドフィルタ部での相関演算結果を基に電力平均結果を出力する電力平均部と、受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行い、シンボルタイミング毎の相関演算結果を出力するコリレータ部と、電力平均部からの電力平均結果に基づいて拡散符号生成部に対する拡散符号出力タイミングを出力すると共に、コリレータ部からの出力の電力平均値と電力平均部からの電力平均結果を比較し、振幅調整信号を出力する制御部と、振幅調整信号に基づいて、受信ベースバンド信号の相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有し、振幅調整部が、コリレータ部から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行い、電力値を出力する電力演算部と、電力演算部から出力された電力値を平均化して電力平均値を出力する平均部と、コリレータ部から出力された相関演算結果に対して制御部から出力された振幅調整信号に基づいてビット演算処理を行う乗算部と、コリレータ部から出力された相関演算結果と乗算部から出力された演算結果に基づいてオーバーフローの検出を行うオーバーフロー検出部と、オーバーフローの検出結果に基づき乗算部での演算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行うリミッタ部とを備え、制御部は、平均部からの電力平均値をコリレータ部からの出力の電力平均値として入力し、電力平均部からの電力平均結果との比較に応じて振幅調整信号を調整して出力し、オーバーフローの検出結果に基づき相関演算結果の振幅を適正に抑えるよう振幅調整信号の値を補正して出力する符号分割多重アクセス受信機であり、回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機は、受信ベースバンド信号の受信レベルに対応した振幅調整信号を出力する制御部と、振幅調整信号に基づいて受信ベースバンド信号の複素相関結果に対し上位ビット位置を選択し、て相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有するものであり、これにより回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる。
【００２５】
本発明の実施の形態の符号分割多重アクセス受信機の構成について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。図１の符号分割多重アクセス受信機も従来と同様、通信方式としてＷ−ＣＤＭＡを扱っており、複素拡散変調された無線信号を受信し、復調するものである。
【００２６】
本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機は、マッチドフィルタ部１１（図ではＭＦ部）と、電力平均部１２と、拡散符号生成部１３と、制御部１４と、コリレータ部１５と、振幅調整部２０と、記憶部１６と、ＲＡＫＥ合成部１７と、誤り訂正部１８とで構成される。さらに振幅調整部２０は、平均部２１と、電力演算部２２と、乗算部２３と、オーバーフロー検出部２４と、リミッタ部２５とから構成される。
【００２７】
マッチドフィルタ部１１は、アンテナ（図示せず）で受信したＩ相及びＱ相の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部１３から出力された拡散符号との複素相関演算を成分別に行い、相関演算結果を電力平均部１２に出力する。
【００２８】
電力平均部１２は、マッチドフィルタ部１１から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行って電力値を求め、さらに電力値を平均化して得られた電力平均結果を制御部１４に出力する。
マッチドフィルタ部１１は、チップタイミング毎に相関演算結果を出力し、電力平均部１２はこのタイミングに基づいた電力平均値を制御部１４に出力する。
【００２９】
拡散符号生成部１３は、受信ベースバンド信号の変調の際に用いられた拡散符号を成分別に生成し、マッチドフィルタ部１１及びコリレータ部１５に出力する。拡散符号生成部１３における拡散符号の出力タイミングは、後述する制御部１４から出力される拡散符号出力タイミングに基づいて決定される。また、拡散符号生成部１３で出力される拡散符号は、受信ベースバンド信号の変調の際に用いられた拡散符号と同一のものである。
【００３０】
制御部１４は、電力平均部１２から出力された電力平均結果から電力値が最大となるタイミングを検出し、検出されたタイミングに基づいて拡散符号生成部１３に対して拡散符号出力タイミングを出力する。
【００３１】
さらに制御部１４は、振幅調整部２０の平均部２１から出力される電力平均値に対する受信レベルの測定を行い、測定結果に基づいた振幅調整信号を乗算部２３に成分別に出力する。また制御部１４は、オーバーフロー検出部２４から出力されるオーバーフロー検出結果に基づいて、振幅調整信号を補正して出力する。
【００３２】
コリレータ部１５は、Ｉ相及びＱ相の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部１３から出力された拡散符合との複素相関演算を成分別に行い、最終的にシンボルタイミング毎の相関演算結果を振幅調整部２０に出力する。コリレータ部１５の構成は、図５に示したような従来の符号分割多重アクセス受信機で用いられるコリレータ部４５と同一である。
【００３３】
振幅調整部２０における電力演算部２２は、コリレータ部１５から出力された両成分の相関演算結果に基づいて、電力演算を行って成分別に電力値を求め、平均部２１に出力する。
【００３４】
平均部２１は、電力演算部２２から出力された電力値を平均化して電力平均値を算出し、制御部１４に出力する。平均部２１で電力平均値を算出し、復調処理に反映させることにより、受信機は伝送路の瞬時変化による急激な電力変化にも簡単に追従せず、復調結果の精度を良好に保つことができる。
【００３５】
乗算部２３は、コリレータ部１５から出力された両成分の相関演算結果に対し、制御部１４から出力された振幅調整信号に基づいてビット処理演算を行い、乗算結果をオーバーフロー検出部２４及びリミッタ部２５に出力する。
【００３６】
オーバーフロー検出部２４は、コリレータ部１５から出力された両成分の相関演算結果と、乗算部２３から出力された両成分の乗算結果に基づいてオーバーフローの検出を行い、オーバーフロー検出結果をリミッタ部２５及び制御部１４に出力する。オーバーフローを検出した場合、オーバーフロー検出部２４はオーバーフロー検出結果にオーバーフローの検出位置等の情報を含めて出力する。
【００３７】
リミッタ部２５は、乗算部２３から出力された両成分の乗算結果と、オーバーフロー検出部２４から出力されたオーバーフロー検出結果とに基づいて、乗算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行い、記憶部１６に出力する。
【００３８】
記憶部１６は、リミッタ部２５から出力されたオーバーフロー制限処理された各成分の乗算結果のうち、上位１６ビットを固定的に入力して１フレーム分記憶する。
【００３９】
ＲＡＫＥ合成部１７は、記憶部１６で記憶している乗算結果をＲＡＫＥ合成し、合成結果を誤り訂正部１８に出力する。
誤り訂正部１８は、ＲＡＫＥ合成部１７から出力されたＲＡＫＥ合成結果に対して、軟判定、ビタビ復号及びＣＲＣチェックを行うことで誤り訂正を行い、誤り訂正後のＲＡＫＥ合成結果を復調データとして出力する。
【００４０】
次に、本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機の動作について図１及び図２を用いて説明する。
アンテナで受信された受信ベースバンド信号は、同相成分と直交成分（図ではＩ相、Ｑ相、以下この表記を用いる）とに分かれてそれぞれマッチドフィルタ部１１とコリレータ部１５とに出力される。尚、従来の符号分割多重アクセス受信機の場合と同様、受信ベースバンド信号は１６ビットデータであり、データレート７．５Kspsで送信されている。
【００４１】
マッチドフィルタ部１１では、両成分の受信ベースバンド信号と拡散符号生成部１３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、相関演算結果が電力平均部１２に出力される。
電力平均部１２では、マッチドフィルタ部１１から出力された相関演算結果から電力演算を行うことで電力値を求め、さらに電力値を平均化して得られた電力平均結果を制御部１４に出力する。
【００４２】
電力平均部１２から電力平均結果が出力されると、制御部１４は電力平均結果から電力値が最大となるタイミングを検出し、検出されたタイミングに基づいて拡散符号生成部１３に拡散符号出力タイミング信号を出力する。拡散符号生成部１３は、拡散符号出力タイミングに基づいて、各成分の拡散符号を生成し、マッチドフィルタ部１１及びコリレータ部１５に出力する。
【００４３】
図１の符号分割多重アクセス受信機では、従来と同様、マッチドフィルタ部１１及び電力平均部１２において受信信号及び拡散符号の相関演算結果の電力値が最大となるタイミング、すなわち同期タイミングを検出して拡散符号生成部１３の拡散符号出力タイミングに反映させており、最適なタイミングでの相関演算を行うことができる。
【００４４】
一方、コリレータ部１５では、両成分の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部１３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、成分別のシンボルタイミング毎の相関演算結果が振幅調整部２０の電力演算部２２及び乗算部２３に出力される。コリレータ部１５における複素相関演算の動作については、従来の符号分割多重アクセス受信機のコリレータ部４５と同一であるので、説明は省略する。
【００４５】
振幅調整部２０の電力演算部２２では、コリレータ部１５から出力された相関演算結果に基づいて、電力演算を行って成分別に電力値を算出し、平均部２１に出力する。
コリレータ部１５が出力する複素相関結果は、ＩＱ平面上で回転が行われている、すなわちＩ成分とＱ成分とに分けられて変調された無線信号に対して相関演算を行ったため、両成分の電力レベルに差が発生する場合も十分考えられる。このためより正確な電力値を得るために電力演算部２２は、成分毎にそれぞれ電力演算を行い、電力値を算出している。
【００４６】
電力演算部２２から出力された各成分の電力値は、平均部２１において平均化され、平均化の結果である各成分の電力平均値は制御部１４に出力される。
制御部１４は、平均部２１から出力された各成分の電力平均値に対する受信レベルの測定を行い、測定結果に基づいた成分毎の振幅調整信号を乗算部２３に出力する。
制御部１４において測定した受信レベルが、例えば電力平均部１２から出力された電力平均結果を受信レベルの最大値として電力平均値と比較し、電力平均値が電力平均結果と等しければ、制御部１４は振幅調整信号として１を出力する。同様に電力平均値が最大値の１／２であれば振幅調整信号として２を、最大値の１／１６であれば１６を制御部１４は出力する。
【００４７】
乗算部２３は、コリレータ部１５から出力される両成分の相関演算結果に対し、制御部１４から出力された振幅調整信号とに基づいてビット演算処理を行い、演算結果をオーバーフロー検出部２４及びリミッタ部２５に出力する。
【００４８】
つまり、乗算部２３では、相関演算結果に対して振幅調整信号に基づいたビットシフト操作（ビット演算処理）を行う。例えば振幅調整信号が１であった場合、受信ベースバンド信号は劣化せずに受信されたとみなされ、相関演算結果に無効なデータはないため、相関演算結果をそのまま用いてもよい。
【００４９】
しかし劣化した受信ベースバンド信号が受信された、例えば相関演算結果の電力平均値が最大値の１／４であった場合、相関演算結果の上位２ビットは無効なデータとみなされる。電力の劣化によって発生した無効なビットデータを除き、有効な相関演算結果だけを抽出することが乗算部２３の目的である。
【００５０】
ビットシフト操作は具体的には、相関演算結果のうち有効な上位ビットの位置を指定して、左シフトする操作が行われる。例えば振幅調整信号が１であった場合、上述した理由により相関演算結果は全て有効であるので、相関演算結果の有効な上位６ビットを示すビット選択位置は、２５〜２０ビットとなる。また振幅調整信号が４であった場合、上位２ビットは無効となるため、ビット選択位置は２３〜１８ビットとなる。振幅調整信号とビット選択位置の関係は、図７の表に示した通りになる。
【００５１】
乗算部２３は、有効な相関演算結果、すなわち指定したビット選択位置を上位ビットとした相関演算結果全体に対し、振幅調整信号を乗算して左シフト操作を行う。例えば振幅調整信号が４であった場合、有効な相関演算結果に４を乗算することによって左シフト操作を行う。乗算部２３は上述した操作を各成分の相関演算結果に対して行う。
【００５２】
乗算部２３から出力された両成分の乗算結果は、オーバーフロー検出部２４に出力される。オーバーフロー検出部２４は、乗算結果と、コリレータ部１５から出力される各成分の相関出力結果とに基づいて、乗算結果のオーバーフローを検出して、オーバーフロー検出結果を制御部１４及びリミッタ部２５に出力する。
【００５３】
制御部１４はオーバーフロー検出結果に基づいて、振幅調整信号の値を現状よりも次に取りうる小さい値に補正して、新たな振幅調整信号を出力する。新たな振幅調整信号により乗算部２３で過剰に増幅された相関演算結果の振幅を適正に抑えることができる。
【００５４】
リミッタ部２５では、乗算部２３から出力された両成分の演算結果と、オーバーフロー検出部２４から出力されたオーバーフロー検出結果とに基づいて、演算結果のうちオーバーフローした部分について調整処理を行う。
【００５５】
リミッタ部２５における調整処理方法について図２を用いて説明する。図２は振幅調整部２０の各部における相関演算結果の出力波形図であり、図２（ａ）はコリレータ部１５から出力された相関演算結果の波形図である。この相関演算結果に対し、乗算部２３によってビットシフト操作が行われた結果、図２（ｂ）のような波形図が得られたとする。図２（ｂ）中、円で囲んだ部分がオーバーフローが発生した部分である。ビットシフト操作の結果オーバーフローが発生すると、オーバーフロー部分は実際には、図２（ｃ）のように上限値と下限値とが反対となるように折り返して出力される。
【００５６】
リミッタ部２５では、図２（ｃ）で表される乗算結果及びオーバーフロー検出結果に基づいて、折り返して出力されている部分に対し、各オーバーフロー部分が上限値又は下限値となるように調整を行う。リミッタ部２５による調整処理の結果、乗算結果は図２（ｄ）の波形図のようになる。リミッタ部２５は成分毎にオーバーフローの調整処理を行い、結果を記憶部１６に出力する。
【００５７】
記憶部１６は、各成分の相関演算結果のうち上位１６ビットを固定的に入力して１フレーム分記憶する。
記憶部１６で記憶している相関演算結果は、さらにＲＡＫＥ合成部４７においてＲＡＫＥ合成が行われ、誤り訂正部４８においてＲＡＫＥ合成結果に対して軟判定、ビタビ復号及びＣＲＣチェックを行うことで誤り訂正を行い、復調データとして出力する。
【００５８】
図１の符号分割多重アクセス受信機では、従来と同様、コリレータ部１５以降で受信信号及び拡散符号の相関演算及びＲＡＫＥ合成を通して復調を行っているが、制御部１４において受信信号の受信レベルに応じて振幅調整信号を出力し、振幅調整部２０において振幅調整信号に基づいて相関結果のビットシフト操作及びオーバーフロー処理を行うことで、受信信号の劣化によって発生した相関結果中の無効なビットデータを除去し、有効な相関結果を用いて復調処理を行うことができる。
【００５９】
また従来と同様、復調処理には相関結果の上位１６ビットを用いることで済むため、受信機中の相関結果の記憶回路及び演算処理回路の回路規模を増やす必要はなく、また演算処理量が増えることもない。
【００６０】
図３は、本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機における振幅調整部の、他の構成例を示した図である。図３（ａ）は、振幅調整部を電力演算部２２及び乗算部２３とで構成した例であり、このような構成により受信ベースバンド信号の受信レベルを測定し、受信レベルに基づいた振幅調整信号を出力できるため、相関演算結果の無効ビットを除去でき、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる。
【００６１】
図３（ｂ）は、図３（ａ）の振幅調整部に平均部２１を加えたものであり、このような構成により伝送路の瞬時変換による急激な電力変化にも簡単に追従するのを防いで、安定して復調処理を行うことができる。
【００６２】
図３（ｃ）は、図３（ｂ）の振幅調整部にオーバーフロー検出部２４を加えたものであり、このような構成により相関演算結果の乗算によるオーバーフローを検出でき、受信信号に対し制御部１４が適切な振幅調整を行うことができる。
【００６３】
図３（ｄ）は、図３（ｃ）の振幅調整部にリミッタ部２５を加えたものであり、図１の振幅調整部２０と同一のものである。このような構成により、オーバーフロー部分のデータの折り返しを防いで、最適な乗算結果を出力することができる。
図３に示した振幅調整部の各構成のうちどれを用いるかについては、回路の規模又は用途等に応じて決定してもよい。
【００６４】
図１の符号分割多重アクセス受信機では、回路の規模又は用途等を考慮してコリレータ部１５の代わりにマッチドフィルタを用いても、同様の効果を得ることができる。
また、本発明の符号分割多重アクセス受信機は、拡散符号の種類又は数によらず適用できるものである。
【００６５】
上述したように、本発明の実施の形態の符号分割多重アクセス受信機によれば、制御部１４において受信信号の受信レベルに応じた振幅調整信号を出力し、振幅調整部２０において振幅調整信号に基づいて相関結果に対してビットシフト操作を行うことで、相関結果の無効データを除去するようにしたことで、回路規模及び演算処理量を増大することなく受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる効果がある。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、拡散符号を生成して出力する拡散符号生成部と、符号分割多重変調された受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行うマッチドフィルタ部と、マッチドフィルタ部での相関演算結果を基に電力平均結果を出力する電力平均部と、受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行い、シンボルタイミング毎の相関演算結果を出力するコリレータ部と、電力平均部からの電力平均結果に基づいて拡散符号生成部に対する拡散符号出力タイミングを出力すると共に、コリレータ部からの出力の電力平均値と電力平均部からの電力平均結果を比較し、振幅調整信号を出力する制御部と、振幅調整信号に基づいて、受信ベースバンド信号の相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有し、振幅調整部が、コリレータ部から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行い、電力値を出力する電力演算部と、電力演算部から出力された電力値を平均化して電力平均値を出力する平均部と、コリレータ部から出力された相関演算結果に対して制御部から出力された振幅調整信号に基づいてビット演算処理を行う乗算部と、コリレータ部から出力された相関演算結果と乗算部から出力された演算結果に基づいてオーバーフローの検出を行うオーバーフロー検出部と、オーバーフローの検出結果に基づき乗算部での演算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行うリミッタ部とを備え、制御部は、平均部からの電力平均値をコリレータ部からの出力の電力平均値として入力し、電力平均部からの電力平均結果との比較に応じて振幅調整信号を調整して出力し、オーバーフローの検出結果に基づき相関演算結果の振幅を適正に抑えるよう振幅調整信号の値を補正して出力する符号分割多重アクセス受信機としたことにより、回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。
【図２】振幅調整部の各部における相関演算結果の出力波形図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機における振幅調整部の、他の構成例を示した図である。
【図４】従来の符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。
【図５】コリレータ部の構成ブロック図である。
【図６】コリレータ部における出力信号の波形図である。
【図７】振幅調整信号とビット選択位置の関係を示した表図である。
【符号の説明】
１１，４１…マッチドフィルタ部、 １２，４２…電力平均部、 １３，４３…拡散符号生成部、 １４，４４…制御部、 １５，４５…コリレータ部、 １６，４６…記憶部、 １７，４７…ＲＡＫＥ合成部、 １８，４８…誤り訂正部、 ２０…振幅調整部、 ２１…平均部、 ２２…電力演算部、 ２３…乗算部、 ２４…オーバーフロー検出部、 ２５…リミッタ部、 ５０１，５０２，５０９，５１０…排他的論理和回路、 ５０３，５０４，５１２…加算器、 ５０５，５０７，５１３，５１５…選択部、 ５０６，５０８，５１４，５１６…Ｆ／Ｆ、 ５１１…減算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多重アクセス通信の受信機に係り、特に回路規模及び演算処理量を増大せずに受信信号の感度を向上できる符号分割多重アクセス受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の符号分割多重アクセス受信機について、図４〜図６を用いて説明する。
図４は、従来の符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。なお、図４の符号分割多重アクセス受信機は、通信方式としてＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）を扱っており、複素拡散変調された無線信号を受信、復調するものである。
【０００３】
アンテナ（図示せず）で受信された受信ベースバンド信号は、同相成分と直交成分（図ではＩ相、Ｑ相、以下この表記を用いる）とに分かれてそれぞれマッチドフィルタ部（Matched Filter、図ではＭＦ部）４１とコリレータ部４５とに出力される。
【０００４】
両成分の受信ベースバンド信号は、マッチドフィルタ部４１において拡散符号生成部４３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、相関演算結果が電力平均部４２に出力される。拡散符号生成部４３で出力される拡散符号は、受信ベースバンド信号の変調の際に用いられた拡散符号と同一のものである。
【０００５】
電力平均部４２では、マッチドフィルタ部４１から出力された相関演算結果から電力演算を行うことで電力値を求め、さらに電力値を平均化して得られた電力平均結果を制御部４４に出力する。
【０００６】
制御部４４は、電力平均結果から電力値が最大となるタイミングを検出し、検出されたタイミングに基づいて拡散符号生成部４３に拡散符号出力タイミング信号を出力する。拡散符号生成部４３は、拡散符号出力タイミングに基づいて、拡散符号を生成し、マッチドフィルタ部４１及びコリレータ部４５に拡散符号を出力する。
【０００７】
一方、コリレータ部４５では、両成分の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部４３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、成分別の相関演算結果が記憶部４６に出力される。
【０００８】
ここでコリレータ部４５の構成及び動作について説明する。図５はコリレータ部４５の構成ブロック図である。
コリレータ部４５に入力された各成分の受信ベースバンド信号のうち、Ｉ相については排他的論理和回路５０１及び５１０に、Ｑ相については排他的論理和回路５０２及び５０９に入力される。拡散符号生成部４３から出力される拡散符号のうち、Ｉ相については排他的論理和回路５０１及び５０９に、Ｑ相については排他的論理和回路５０２及び５１０に入力される。
【０００９】
各排他的論理和回路で演算が行われ、排他的論理和回路５０１及び５０２における演算結果は加算器５０３に出力され、加算が行われる。図５のコリレータ部４５では、各成分の拡散符号は１又は−１のいずれかの値が入力される。正確に複素相関演算を実現すると回路規模が増大するため、これを防ぐために受信ベースバンド信号と拡散符号の演算に排他的論理和回路を用い、ある程度の演算結果の精度を保っている。
加算器５０３における加算結果はさらに加算器５０４において、積分結果を選択部５０５を介してＦ／Ｆ（Flip Flop）５０６に格納されている加算器５０３の出力結果の積分結果との累積加算が行われ、新たな積分結果がＦ／Ｆ５０６に入力される。
【００１０】
Ｆ／Ｆ５０６にはチップタイミングクロックが入力されており、このクロックに基づいてＦ／Ｆ５０６は格納している積分結果を選択部５０５に出力し、累積加算が行われる。選択部５０５はシンボルタイミングクロックが入力されていないときはＦ／Ｆ５０６から出力された積分結果を、シンボルタイミングクロックが入力されると０を加算器５０４に出力する。このような構成によってコリレータ部４５は、チップタイミング毎の相関演算結果の積分を行い、シンボルタイミング毎に積分結果を放電することが可能となる。
【００１１】
Ｆ／Ｆ５０６から出力された積分結果は選択部５０７にも出力され、選択部５０７はシンボルタイミングクロックが入力されていないときはそのまま積分結果を、シンボルタイミングクロックが入力されると０をＦ／Ｆ５０８に出力する。
【００１２】
Ｆ／Ｆ５０８は、選択部５０７から出力された積分結果のうち最大値であるものを格納し、選択部５０７から０が出力されるまで、すなわち１シンボル時間単位でＩ相の複素相関結果として出力する。上述した図５の上段の回路群の構成及び動作によって、Ｉ相の複素相関結果が算出される。
Ｑ相の複素相関結果についても、図５の下段の回路群によってＩ相と同様に算出される。
【００１３】
図６は、コリレータ部４５における出力信号の波形図である。Ｆ／Ｆ５０６又は５１４から出力される積分放電結果の波形は、図６中段のように表される。実際には積分放電波形はチップ時間単位で階段状に上昇又は下降する波形として表されるが、ここでは簡略化して直線で示している。
【００１４】
またＦ／Ｆ５０８又は５１６から出力される複素相関結果の波形は、図６下段のように表される。複素相関結果の波形より、Ｆ／Ｆ５０８又は５１６が、各シンボルタイミング（図６上段）中の積分放電結果の最大値を保持して出力していることが明らかである。
【００１５】
尚、図４におけるコリレータ部４５で扱うデータの大きさは、例えば受信ベースバンド信号が１６ビットのデータであり、データレートが７．５Ksps（拡散率ＳＦ＝５１２）とすると、コリレータ部４５は１成分で１シンボルあたり５１２回累積加算を行い、その結果として２５ビットの複素相関結果を出力することになる。
【００１６】
コリレータ部４５から出力された両成分の複素相関結果は、記憶部４６に出力される。記憶部４６は、各成分の複素相関結果のうち上位１６ビットを固定的に入力して１フレーム分記憶する。
【００１７】
記憶部４６で記憶している複素相関結果は、さらにＲＡＫＥ合成部４７においてＲＡＫＥ合成が行われ、誤り訂正部４８においてＲＡＫＥ合成結果に対して軟判定、ビタビ復号及びＣＲＣチェックを行うことで誤り訂正を行い、復調データとして出力する。
【００１８】
図４の符号分割多重アクセス受信機では、マッチドフィルタ部４１及び電力平均部４２において受信信号及び拡散符号の相関演算結果の電力値が最大となるタイミング、すなわち同期タイミングを検出して拡散符号生成部４３の拡散符号出力タイミングに反映させ、コリレータ部４５以降で受信信号及び拡散符号の相関演算及びＲＡＫＥ合成を通して復調を行っている。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の符号分割多重アクセス受信機では、復調処理の精度を良好に保持できないという問題点があった。
伝送路の環境の変化等によって受信機に到達する１６ビットの受信信号のレベルが１／４に劣化した場合、記憶部４６で記憶されている各成分の複素相関結果の上位１６ビットのうち、上位２ビットは無効となる。同様の理由により受信信号のレベルが１／８、１／１６、１／３２に劣化した場合には、複素相関結果のうちそれぞれ上位３ビット、４ビット、５ビットが無効となる。このような受信信号のレベルの劣化により、ＲＡＫＥ合成部４７及び誤り訂正部４８における復調処理の精度が悪化するという問題点があった。
【００２０】
また、受信信号のシンボルレートが倍になると、拡散率は１／２となるため、１シンボルあたりのチップ数は半減し、積分結果についても上位１ビットが無効となる。さらに受信信号のレベル劣化が起こると、複素相関結果の無効ビット数が増大することにより、復調処理の精度はより悪化する。
【００２１】
このような相関結果の無効ビット数を低減する方法として、記憶部４６において複素相関結果の２５ビット全てを記憶し、ＲＡＫＥ合成部４７及び誤り訂正部４８において２５ビットのデータを対象とした復調処理を行い、有効なデータ部分を確保する方法が挙げられるが、この方法を用いると、相関結果の記憶及び演算処理を行う回路規模や、演算処理量が増大し、結果として消費電力が増大する。
【００２２】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる符号分割多重アクセス受信機を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、拡散符号を生成して出力する拡散符号生成部と、符号分割多重変調された受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行うマッチドフィルタ部と、マッチドフィルタ部での相関演算結果を基に電力平均結果を出力する電力平均部と、受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行い、シンボルタイミング毎の相関演算結果を出力するコリレータ部と、電力平均部からの電力平均結果に基づいて拡散符号生成部に対する拡散符号出力タイミングを出力すると共に、コリレータ部からの出力の電力平均値と電力平均部からの電力平均結果を比較し、振幅調整信号を出力する制御部と、振幅調整信号に基づいて、受信ベースバンド信号の相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有し、振幅調整部が、コリレータ部から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行い、電力値を出力する電力演算部と、電力演算部から出力された電力値を平均化して電力平均値を出力する平均部と、コリレータ部から出力された相関演算結果に対して制御部から出力された振幅調整信号に基づいてビット演算処理を行う乗算部と、コリレータ部から出力された相関演算結果と乗算部から出力された演算結果に基づいてオーバーフローの検出を行うオーバーフロー検出部と、オーバーフローの検出結果に基づき乗算部での演算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行うリミッタ部とを備え、制御部は、平均部からの電力平均値をコリレータ部からの出力の電力平均値として入力し、電力平均部からの電力平均結果との比較に応じて振幅調整信号を調整して出力し、オーバーフローの検出結果に基づき相関演算結果の振幅を適正に抑えるよう振幅調整信号の値を補正して出力する符号分割多重アクセス受信機であり、回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機は、受信ベースバンド信号の受信レベルに対応した振幅調整信号を出力する制御部と、振幅調整信号に基づいて受信ベースバンド信号の複素相関結果に対し上位ビット位置を選択し、て相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有するものであり、これにより回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる。
【００２５】
本発明の実施の形態の符号分割多重アクセス受信機の構成について、図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。図１の符号分割多重アクセス受信機も従来と同様、通信方式としてＷ−ＣＤＭＡを扱っており、複素拡散変調された無線信号を受信し、復調するものである。
【００２６】
本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機は、マッチドフィルタ部１１（図ではＭＦ部）と、電力平均部１２と、拡散符号生成部１３と、制御部１４と、コリレータ部１５と、振幅調整部２０と、記憶部１６と、ＲＡＫＥ合成部１７と、誤り訂正部１８とで構成される。さらに振幅調整部２０は、平均部２１と、電力演算部２２と、乗算部２３と、オーバーフロー検出部２４と、リミッタ部２５とから構成される。
【００２７】
マッチドフィルタ部１１は、アンテナ（図示せず）で受信したＩ相及びＱ相の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部１３から出力された拡散符号との複素相関演算を成分別に行い、相関演算結果を電力平均部１２に出力する。
【００２８】
電力平均部１２は、マッチドフィルタ部１１から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行って電力値を求め、さらに電力値を平均化して得られた電力平均結果を制御部１４に出力する。
マッチドフィルタ部１１は、チップタイミング毎に相関演算結果を出力し、電力平均部１２はこのタイミングに基づいた電力平均値を制御部１４に出力する。
【００２９】
拡散符号生成部１３は、受信ベースバンド信号の変調の際に用いられた拡散符号を成分別に生成し、マッチドフィルタ部１１及びコリレータ部１５に出力する。拡散符号生成部１３における拡散符号の出力タイミングは、後述する制御部１４から出力される拡散符号出力タイミングに基づいて決定される。また、拡散符号生成部１３で出力される拡散符号は、受信ベースバンド信号の変調の際に用いられた拡散符号と同一のものである。
【００３０】
制御部１４は、電力平均部１２から出力された電力平均結果から電力値が最大となるタイミングを検出し、検出されたタイミングに基づいて拡散符号生成部１３に対して拡散符号出力タイミングを出力する。
【００３１】
さらに制御部１４は、振幅調整部２０の平均部２１から出力される電力平均値に対する受信レベルの測定を行い、測定結果に基づいた振幅調整信号を乗算部２３に成分別に出力する。また制御部１４は、オーバーフロー検出部２４から出力されるオーバーフロー検出結果に基づいて、振幅調整信号を補正して出力する。
【００３２】
コリレータ部１５は、Ｉ相及びＱ相の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部１３から出力された拡散符合との複素相関演算を成分別に行い、最終的にシンボルタイミング毎の相関演算結果を振幅調整部２０に出力する。コリレータ部１５の構成は、図５に示したような従来の符号分割多重アクセス受信機で用いられるコリレータ部４５と同一である。
【００３３】
振幅調整部２０における電力演算部２２は、コリレータ部１５から出力された両成分の相関演算結果に基づいて、電力演算を行って成分別に電力値を求め、平均部２１に出力する。
【００３４】
平均部２１は、電力演算部２２から出力された電力値を平均化して電力平均値を算出し、制御部１４に出力する。平均部２１で電力平均値を算出し、復調処理に反映させることにより、受信機は伝送路の瞬時変化による急激な電力変化にも簡単に追従せず、復調結果の精度を良好に保つことができる。
【００３５】
乗算部２３は、コリレータ部１５から出力された両成分の相関演算結果に対し、制御部１４から出力された振幅調整信号に基づいてビット処理演算を行い、乗算結果をオーバーフロー検出部２４及びリミッタ部２５に出力する。
【００３６】
オーバーフロー検出部２４は、コリレータ部１５から出力された両成分の相関演算結果と、乗算部２３から出力された両成分の乗算結果に基づいてオーバーフローの検出を行い、オーバーフロー検出結果をリミッタ部２５及び制御部１４に出力する。オーバーフローを検出した場合、オーバーフロー検出部２４はオーバーフロー検出結果にオーバーフローの検出位置等の情報を含めて出力する。
【００３７】
リミッタ部２５は、乗算部２３から出力された両成分の乗算結果と、オーバーフロー検出部２４から出力されたオーバーフロー検出結果とに基づいて、乗算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行い、記憶部１６に出力する。
【００３８】
記憶部１６は、リミッタ部２５から出力されたオーバーフロー制限処理された各成分の乗算結果のうち、上位１６ビットを固定的に入力して１フレーム分記憶する。
【００３９】
ＲＡＫＥ合成部１７は、記憶部１６で記憶している乗算結果をＲＡＫＥ合成し、合成結果を誤り訂正部１８に出力する。
誤り訂正部１８は、ＲＡＫＥ合成部１７から出力されたＲＡＫＥ合成結果に対して、軟判定、ビタビ復号及びＣＲＣチェックを行うことで誤り訂正を行い、誤り訂正後のＲＡＫＥ合成結果を復調データとして出力する。
【００４０】
次に、本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機の動作について図１及び図２を用いて説明する。
アンテナで受信された受信ベースバンド信号は、同相成分と直交成分（図ではＩ相、Ｑ相、以下この表記を用いる）とに分かれてそれぞれマッチドフィルタ部１１とコリレータ部１５とに出力される。尚、従来の符号分割多重アクセス受信機の場合と同様、受信ベースバンド信号は１６ビットデータであり、データレート７．５Kspsで送信されている。
【００４１】
マッチドフィルタ部１１では、両成分の受信ベースバンド信号と拡散符号生成部１３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、相関演算結果が電力平均部１２に出力される。
電力平均部１２では、マッチドフィルタ部１１から出力された相関演算結果から電力演算を行うことで電力値を求め、さらに電力値を平均化して得られた電力平均結果を制御部１４に出力する。
【００４２】
電力平均部１２から電力平均結果が出力されると、制御部１４は電力平均結果から電力値が最大となるタイミングを検出し、検出されたタイミングに基づいて拡散符号生成部１３に拡散符号出力タイミング信号を出力する。拡散符号生成部１３は、拡散符号出力タイミングに基づいて、各成分の拡散符号を生成し、マッチドフィルタ部１１及びコリレータ部１５に出力する。
【００４３】
図１の符号分割多重アクセス受信機では、従来と同様、マッチドフィルタ部１１及び電力平均部１２において受信信号及び拡散符号の相関演算結果の電力値が最大となるタイミング、すなわち同期タイミングを検出して拡散符号生成部１３の拡散符号出力タイミングに反映させており、最適なタイミングでの相関演算を行うことができる。
【００４４】
一方、コリレータ部１５では、両成分の受信ベースバンド信号と、拡散符号生成部１３から出力された拡散符号との複素相関演算が行われ、成分別のシンボルタイミング毎の相関演算結果が振幅調整部２０の電力演算部２２及び乗算部２３に出力される。コリレータ部１５における複素相関演算の動作については、従来の符号分割多重アクセス受信機のコリレータ部４５と同一であるので、説明は省略する。
【００４５】
振幅調整部２０の電力演算部２２では、コリレータ部１５から出力された相関演算結果に基づいて、電力演算を行って成分別に電力値を算出し、平均部２１に出力する。
コリレータ部１５が出力する複素相関結果は、ＩＱ平面上で回転が行われている、すなわちＩ成分とＱ成分とに分けられて変調された無線信号に対して相関演算を行ったため、両成分の電力レベルに差が発生する場合も十分考えられる。このためより正確な電力値を得るために電力演算部２２は、成分毎にそれぞれ電力演算を行い、電力値を算出している。
【００４６】
電力演算部２２から出力された各成分の電力値は、平均部２１において平均化され、平均化の結果である各成分の電力平均値は制御部１４に出力される。
制御部１４は、平均部２１から出力された各成分の電力平均値に対する受信レベルの測定を行い、測定結果に基づいた成分毎の振幅調整信号を乗算部２３に出力する。
制御部１４において測定した受信レベルが、例えば電力平均部１２から出力された電力平均結果を受信レベルの最大値として電力平均値と比較し、電力平均値が電力平均結果と等しければ、制御部１４は振幅調整信号として１を出力する。同様に電力平均値が最大値の１／２であれば振幅調整信号として２を、最大値の１／１６であれば１６を制御部１４は出力する。
【００４７】
乗算部２３は、コリレータ部１５から出力される両成分の相関演算結果に対し、制御部１４から出力された振幅調整信号とに基づいてビット演算処理を行い、演算結果をオーバーフロー検出部２４及びリミッタ部２５に出力する。
【００４８】
つまり、乗算部２３では、相関演算結果に対して振幅調整信号に基づいたビットシフト操作（ビット演算処理）を行う。例えば振幅調整信号が１であった場合、受信ベースバンド信号は劣化せずに受信されたとみなされ、相関演算結果に無効なデータはないため、相関演算結果をそのまま用いてもよい。
【００４９】
しかし劣化した受信ベースバンド信号が受信された、例えば相関演算結果の電力平均値が最大値の１／４であった場合、相関演算結果の上位２ビットは無効なデータとみなされる。電力の劣化によって発生した無効なビットデータを除き、有効な相関演算結果だけを抽出することが乗算部２３の目的である。
【００５０】
ビットシフト操作は具体的には、相関演算結果のうち有効な上位ビットの位置を指定して、左シフトする操作が行われる。例えば振幅調整信号が１であった場合、上述した理由により相関演算結果は全て有効であるので、相関演算結果の有効な上位６ビットを示すビット選択位置は、２５〜２０ビットとなる。また振幅調整信号が４であった場合、上位２ビットは無効となるため、ビット選択位置は２３〜１８ビットとなる。振幅調整信号とビット選択位置の関係は、図７の表に示した通りになる。
【００５１】
乗算部２３は、有効な相関演算結果、すなわち指定したビット選択位置を上位ビットとした相関演算結果全体に対し、振幅調整信号を乗算して左シフト操作を行う。例えば振幅調整信号が４であった場合、有効な相関演算結果に４を乗算することによって左シフト操作を行う。乗算部２３は上述した操作を各成分の相関演算結果に対して行う。
【００５２】
乗算部２３から出力された両成分の乗算結果は、オーバーフロー検出部２４に出力される。オーバーフロー検出部２４は、乗算結果と、コリレータ部１５から出力される各成分の相関出力結果とに基づいて、乗算結果のオーバーフローを検出して、オーバーフロー検出結果を制御部１４及びリミッタ部２５に出力する。
【００５３】
制御部１４はオーバーフロー検出結果に基づいて、振幅調整信号の値を現状よりも次に取りうる小さい値に補正して、新たな振幅調整信号を出力する。新たな振幅調整信号により乗算部２３で過剰に増幅された相関演算結果の振幅を適正に抑えることができる。
【００５４】
リミッタ部２５では、乗算部２３から出力された両成分の演算結果と、オーバーフロー検出部２４から出力されたオーバーフロー検出結果とに基づいて、演算結果のうちオーバーフローした部分について調整処理を行う。
【００５５】
リミッタ部２５における調整処理方法について図２を用いて説明する。図２は振幅調整部２０の各部における相関演算結果の出力波形図であり、図２（ａ）はコリレータ部１５から出力された相関演算結果の波形図である。この相関演算結果に対し、乗算部２３によってビットシフト操作が行われた結果、図２（ｂ）のような波形図が得られたとする。図２（ｂ）中、円で囲んだ部分がオーバーフローが発生した部分である。ビットシフト操作の結果オーバーフローが発生すると、オーバーフロー部分は実際には、図２（ｃ）のように上限値と下限値とが反対となるように折り返して出力される。
【００５６】
リミッタ部２５では、図２（ｃ）で表される乗算結果及びオーバーフロー検出結果に基づいて、折り返して出力されている部分に対し、各オーバーフロー部分が上限値又は下限値となるように調整を行う。リミッタ部２５による調整処理の結果、乗算結果は図２（ｄ）の波形図のようになる。リミッタ部２５は成分毎にオーバーフローの調整処理を行い、結果を記憶部１６に出力する。
【００５７】
記憶部１６は、各成分の相関演算結果のうち上位１６ビットを固定的に入力して１フレーム分記憶する。
記憶部１６で記憶している相関演算結果は、さらにＲＡＫＥ合成部４７においてＲＡＫＥ合成が行われ、誤り訂正部４８においてＲＡＫＥ合成結果に対して軟判定、ビタビ復号及びＣＲＣチェックを行うことで誤り訂正を行い、復調データとして出力する。
【００５８】
図１の符号分割多重アクセス受信機では、従来と同様、コリレータ部１５以降で受信信号及び拡散符号の相関演算及びＲＡＫＥ合成を通して復調を行っているが、制御部１４において受信信号の受信レベルに応じて振幅調整信号を出力し、振幅調整部２０において振幅調整信号に基づいて相関結果のビットシフト操作及びオーバーフロー処理を行うことで、受信信号の劣化によって発生した相関結果中の無効なビットデータを除去し、有効な相関結果を用いて復調処理を行うことができる。
【００５９】
また従来と同様、復調処理には相関結果の上位１６ビットを用いることで済むため、受信機中の相関結果の記憶回路及び演算処理回路の回路規模を増やす必要はなく、また演算処理量が増えることもない。
【００６０】
図３は、本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機における振幅調整部の、他の構成例を示した図である。図３（ａ）は、振幅調整部を電力演算部２２及び乗算部２３とで構成した例であり、このような構成により受信ベースバンド信号の受信レベルを測定し、受信レベルに基づいた振幅調整信号を出力できるため、相関演算結果の無効ビットを除去でき、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる。
【００６１】
図３（ｂ）は、図３（ａ）の振幅調整部に平均部２１を加えたものであり、このような構成により伝送路の瞬時変換による急激な電力変化にも簡単に追従するのを防いで、安定して復調処理を行うことができる。
【００６２】
図３（ｃ）は、図３（ｂ）の振幅調整部にオーバーフロー検出部２４を加えたものであり、このような構成により相関演算結果の乗算によるオーバーフローを検出でき、受信信号に対し制御部１４が適切な振幅調整を行うことができる。
【００６３】
図３（ｄ）は、図３（ｃ）の振幅調整部にリミッタ部２５を加えたものであり、図１の振幅調整部２０と同一のものである。このような構成により、オーバーフロー部分のデータの折り返しを防いで、最適な乗算結果を出力することができる。
図３に示した振幅調整部の各構成のうちどれを用いるかについては、回路の規模又は用途等に応じて決定してもよい。
【００６４】
図１の符号分割多重アクセス受信機では、回路の規模又は用途等を考慮してコリレータ部１５の代わりにマッチドフィルタを用いても、同様の効果を得ることができる。
また、本発明の符号分割多重アクセス受信機は、拡散符号の種類又は数によらず適用できるものである。
【００６５】
上述したように、本発明の実施の形態の符号分割多重アクセス受信機によれば、制御部１４において受信信号の受信レベルに応じた振幅調整信号を出力し、振幅調整部２０において振幅調整信号に基づいて相関結果に対してビットシフト操作を行うことで、相関結果の無効データを除去するようにしたことで、回路規模及び演算処理量を増大することなく受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる効果がある。
【００６６】
【発明の効果】
本発明によれば、拡散符号を生成して出力する拡散符号生成部と、符号分割多重変調された受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行うマッチドフィルタ部と、マッチドフィルタ部での相関演算結果を基に電力平均結果を出力する電力平均部と、受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行い、シンボルタイミング毎の相関演算結果を出力するコリレータ部と、電力平均部からの電力平均結果に基づいて拡散符号生成部に対する拡散符号出力タイミングを出力すると共に、コリレータ部からの出力の電力平均値と電力平均部からの電力平均結果を比較し、振幅調整信号を出力する制御部と、振幅調整信号に基づいて、受信ベースバンド信号の相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有し、振幅調整部が、コリレータ部から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行い、電力値を出力する電力演算部と、電力演算部から出力された電力値を平均化して電力平均値を出力する平均部と、コリレータ部から出力された相関演算結果に対して制御部から出力された振幅調整信号に基づいてビット演算処理を行う乗算部と、コリレータ部から出力された相関演算結果と乗算部から出力された演算結果に基づいてオーバーフローの検出を行うオーバーフロー検出部と、オーバーフローの検出結果に基づき乗算部での演算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行うリミッタ部とを備え、制御部は、平均部からの電力平均値をコリレータ部からの出力の電力平均値として入力し、電力平均部からの電力平均結果との比較に応じて振幅調整信号を調整して出力し、オーバーフローの検出結果に基づき相関演算結果の振幅を適正に抑えるよう振幅調整信号の値を補正して出力する符号分割多重アクセス受信機としたことにより、回路規模及び演算処理量を増大することなく、受信信号の復調処理の精度を良好に保持できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。
【図２】振幅調整部の各部における相関演算結果の出力波形図である。
【図３】本発明の実施の形態に係る符号分割多重アクセス受信機における振幅調整部の、他の構成例を示した図である。
【図４】従来の符号分割多重アクセス受信機の構成ブロック図である。
【図５】コリレータ部の構成ブロック図である。
【図６】コリレータ部における出力信号の波形図である。
【図７】振幅調整信号とビット選択位置の関係を示した表図である。
【符号の説明】
１１，４１…マッチドフィルタ部、 １２，４２…電力平均部、 １３，４３…拡散符号生成部、 １４，４４…制御部、 １５，４５…コリレータ部、 １６，４６…記憶部、 １７，４７…ＲＡＫＥ合成部、 １８，４８…誤り訂正部、 ２０…振幅調整部、 ２１…平均部、 ２２…電力演算部、 ２３…乗算部、 ２４…オーバーフロー検出部、 ２５…リミッタ部、 ５０１，５０２，５０９，５１０…排他的論理和回路、 ５０３，５０４，５１２…加算器、 ５０５，５０７，５１３，５１５…選択部、 ５０６，５０８，５１４，５１６…Ｆ／Ｆ、 ５１１…減算器
Claims (1)
- 拡散符号を生成して出力する拡散符号生成部と、
符号分割多重変調された受信ベースバンド信号と前記拡散符号との相関演算を行うマッチドフィルタ部と、
前記マッチドフィルタ部での相関演算結果を基に電力平均結果を出力する電力平均部と、
前記受信ベースバンド信号と拡散符号との相関演算を行い、シンボルタイミング毎の相関演算結果を出力するコリレータ部と、
前記電力平均部からの電力平均結果に基づいて前記拡散符号生成部に対する拡散符号出力タイミングを出力すると共に、前記コリレータ部からの出力の電力平均値と前記電力平均部からの電力平均結果を比較し、振幅調整信号を出力する制御部と、
前記振幅調整信号に基づいて、前記受信ベースバンド信号の相関演算結果のうち無効なビットデータを除去するビット演算処理を行う振幅調整部とを有し、
前記振幅調整部は、前記コリレータ部から出力された相関演算結果に基づいて電力演算を行い、電力値を出力する電力演算部と、
前記電力演算部から出力された電力値を平均化して電力平均値を出力する平均部と、
前記コリレータ部から出力された相関演算結果に対して前記制御部から出力された振幅調整信号に基づいてビット演算処理を行う乗算部と、
前記コリレータ部から出力された相関演算結果と前記乗算部から出力された演算結果に基づいてオーバーフローの検出を行うオーバーフロー検出部と、
前記オーバーフローの検出結果に基づき前記乗算部での演算結果のうちオーバーフローした部分について制限処理を行うリミッタ部とを備え、
前記制御部は、前記平均部からの電力平均値を前記コリレータ部からの出力の電力平均値として入力し、前記電力平均部からの電力平均結果との比較に応じて振幅調整信号を調整して出力し、前記オーバーフローの検出結果に基づき前記相関演算結果の振幅を適正に抑えるよう振幅調整信号の値を補正して出力することを特徴とする符号分割多重アクセス受信機。
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