JP3679015B2

JP3679015B2 - Ｃｄｍａ方式の受信装置

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Publication number: JP3679015B2
Application number: JP2001052518A
Authority: JP
Inventors: 彦惣桂二
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Filing date: 2001-02-27
Publication date: 2005-08-03
Anticipated expiration: 2021-02-27
Also published as: JP2002261732A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘＡｃｃｅｓｓ）方式を利用した無線通信システムにおける受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直接拡散のスペクトル拡散通信およびスペクトル拡散通信技術を利用したＣＤＭＡシステムは、マルチパスフェージングに強く、データの高速化が可能であるとともに、通信品質が良好であり、さらに周波数利用効率が良いため、次世代の移動通信およびマルチメディア無線通信に有望な通信方式となっている。
【０００３】
図６を用いて、従来のＣＤＭＡ方式の受信装置について説明する。
従来のＣＤＭＡ方式を用いた受信装置では、直接拡散通信方式で送信された信号をアンテナで受信し、可変利得制御部１０１を経由して直交検波部１０２に入力する。この可変利得制御部１０１は、後述する制御電圧生成部１０７から入力される制御電圧に応じて利得が可変となっている。
【０００４】
直交検波部１０２では、可変利得制御部１０１から入力される信号を、位相直交したローカル信号を用いて、直交基底信号に変換する。
直交検波部１０２の出力は、Ａ／Ｄ変換部１０３に入力され、ディジタル値化される。一般的には、ハードウェア規模の問題から、限られたビット数に制限される。
【０００５】
ディジタル値化された受信基底信号は、逆拡散部６０４に入力される。図７に、逆拡散部６０４の概略構成を示す。
逆拡散部６０４は、図７に示すように、相関演算部２０１と符号生成部２０２とから構成される。
符号生成部２０２では、送信側で用いられた拡散符号群において、予め既知である、受信すべき情報信号の拡散符号のレプリカを生成し、相関演算部２０１において、受信基底信号との相関演算処理が行われる。一般的には、拡散符号群は、それぞれの間で直交したような符号が用いられる。
【０００６】
このような処理により、予め送信側で情報信号帯域より拡散された帯域で送信されていた信号が、情報信号帯域信号となる。この逆拡散部６０４からの出力は、それぞれ複数の復調部１０５に入力され、送信側で行われた一次変調に対応した検波処理および復調処理が行われる。一般的には、予め送信側で既知の情報信号を送信し、復調部において該既知の情報信号の平均化処理により伝播路推定を行い、その推定結果の複素共役を受信信号に乗ずることにより同期検波を行う。
【０００７】
一般的に、受信基底信号のディジタル値化を行う際に、振幅が小さくなり過ぎると量子化誤差の影響を大きく受け、振幅が大きくなり過ぎると、クリップ現象が生じ、逆拡散時の処理利得が減少してしまうため、振幅には最適値が存在する。
【０００８】
制御電圧生成部１０７は、Ａ／Ｄ変換部１０３に入力される受信基底信号の振幅が最適になるよう制御するために設置されている。ディジタル値化された受信基底信号は、制御電圧生成部１０７に入力され、受信基底信号の振幅、もしくは振幅に対応した電力等を演算により求め、平均化等の処理を行い、受信基底信号の振幅を最適値で一定になるよう、可変利得制御増幅部１０１を制御するための制御電圧を生成する。
【０００９】
上述したように、ＣＤＭＡ方式では、直交した信号が同一周波数内に多重されて送信されるため、受信すべき情報信号に対して、より大電力の信号が入力されることがある。この受信信号のトータル電力に含まれる所望信号の比は、多重信号数によって異なる。したがって、制御電圧生成部１０７において、Ａ／Ｄ変換部１０３への入力電力を一定に保つような制御を行った場合には、逆拡散部６０４の出力信号の振幅は大きく異なることとなる。
【００１０】
一般的に、逆拡散部６０４においてレプリカ信号との相関演算処理を行うため、拡散符号長（処理利得と同意）に応じて、Ａ／Ｄ変換部１０３のビット数に対して大きくビット数が増大する。このため、後段におかれた復調部１０５のハードウェア規模の問題から、逆拡散部６０４の出力ビットに対して丸め込み処理を行う。
【００１１】
上述したように、Ａ／Ｄ変換部１０３の入力は、逆拡散部６０４においてより効率よく逆拡散処理を行うために、量子化雑音とクリップによる処理利得の減少分とのトレードオフで決まる。このため、受信トータル電力に対する所望信号の受信電力比が比較的小さい場合には、これに合わせてＡ／Ｄ変換部１０３の入力電力を大きくすると、逆拡散時の処理利得が低減する。逆に、受信トータル電力に対する所望信号の受信電力比が比較的大きい場合には、これに合わせてＡ／Ｄ変換部１０３の入力電力を小さくすると、量子化雑音の影響が大きくなり、ともに信号が劣化する結果となる。
したがって、Ａ／Ｄ変換部１０３の入力電力は、上述したように量子化雑音とクリップによる処理利得の減少分のトレードオフにより、最適な振幅に調整しておく必要がある。
【００１２】
もし、ハードウェア規模の削減の目的から、逆拡散部６０４の出力のビット数削減を行った場合、上述したＡ／Ｄ変換部１０３と同様に、後段の復調部１０５においても、量子化雑音とクリップによる劣化とのトレードオフにより、最適な入力振幅が存在する。
この入力振幅を最適化する目的から、特開平１０−１０７７６５号公報には、逆拡散部６０４と復調部１０５の間に、上述したのと同様の機能を有する第２の可変利得増幅部を設置するとともに、逆拡散部６０４にアナログ相関器を用いたものが開示されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
特開平１０−１０７７６５号公報に開示された技術では、マルチパスが存在するような環境下における手法も述べられており、ＲＡＫＥ合成後の出力レベルを用いた手法、および同相加算等のレベル合成を行った結果を出力レベルとして用いた手法が提案されている。
このような手法を用いた場合、マルチパス毎のレベルに差が存在すると、ある特定のパスについては非常に効率よく復調することができるが、他のパスについては、クリップによる処理利得が減少したり、量子化雑音の影響により信号の劣化が生ずることとなる。
【００１４】
本発明は、上述した事情に鑑みなされたものであり、マルチパス伝播環境下において、ハードウェアを大幅に増大させることなく、より最適な復調性能を得ることが可能なＣＤＭＡ方式の受信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置は、上述した目的を達成するため、以下の特徴点を備えている。
【００１６】
すなわち、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置は、受信信号を制御電圧に応じて増幅するための可変利得制御増幅部と、可変利得制御された受信信号を直交信号に変換するための直交検波部と、前記直交検波部の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換部と、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される信号電力を一定に保つように、前記可変利得制御増幅部を制御する制御電圧を生成するための制御電圧生成部と、前記Ａ／Ｄ変換部の出力に基づいて、前記受信信号に含まれる複数のマルチパス成分に対応するタイミングに同期し、前記受信信号に対応した拡散符号を用いて逆拡散処理を行うための逆拡散部と、前記複数のマルチパス成分に対応する前記逆拡散部の出力を用いて、検波および復調を行うための複数の復調部とを備えたＣＤＭＡ方式の受信装置において、
前記逆拡散部は、各マルチパス成分に対応した各出力に対して、制御信号に応じて出力信号の振幅を変更し、予め定められたビット数に丸め込む機能を有する可変振幅制御部と、相関パワーを演算するための相関パワー演算部と、出力信号の振幅を予め定められた目標値に保つように、前記制御信号を生成するための振幅制御信号生成部と、前記振幅制御信号生成部からの制御信号に応じて、前記複数の復調部の出力振幅を補正するためのレベル補正部を有する合成部と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１９】
このような構成とすることにより、簡易でかつ最適なＲＡＫＥ合成を実現することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面に示す具体的な実施例に基づいて、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置の実施形態を説明する。
【００２１】
＜実施例１＞
本発明の実施例１に受信装置の利得制御回路は、複数の逆拡散部が備える相関演算部の出力側に可変振幅制御部が配置されており、この可変振幅制御部により、後段に配置された複数の復調部の入力振幅を最適化するものである。
【００２２】
図１は、本発明の実施例１に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
実施例１に係る受信装置は、可変利得制御増幅部１０１、直交検波部１０２、Ａ／Ｄ変換部１０３、複数の逆拡散部１０４ａ〜ｎ、複数の復調部１０５ａ〜ｎ、合成部１０６および制御電圧生成部１０７を備えて構成されている。
【００２３】
実施例１に係る受信装置では、アンテナで受信した信号を、可変利得制御部１０１を経由して直交検波部１０２に入力する。この可変利得制御部１０１は、制御電圧生成部１０７から入力される制御電圧に応じて利得が可変となっている。直交検波部１０２では、可変利得制御部１０１から入力される信号を、位相直交したローカル信号を用いて、直交基底信号に変換する。
直交検波部１０２の出力は、Ａ／Ｄ変換部１０３に入力され、ディジタル値化され、逆拡散部１０４ａ〜ｎに入力される。この逆拡散部１０４ａ〜ｎからの出力は、それぞれ複数の復調部１０５ａ〜ｎに入力され、送信側で行われた一次変調に対応した検波処理および復調処理が行われ、合成部１０６により合成される。
この実施例１に係る受信装置は、上述した従来の受信装置と比較して、逆拡散部６０４の内部構造が異なっている。
【００２４】
図２は、実施例１に係る受信装置における逆拡散部の詳細構成を示すブロック図である。
実施例１の受信装置における逆拡散部１０４ａ〜ｎは、図２に示すように、相関演算部２０１、符号生成部２０２、可変振幅制御部２０３、振幅制御信号生成部２０４、相関パワー演算部２０５とを備えて構成されている。
従来の受信装置と比較して新たに追加された相関パワー演算部２０５、可変振幅制御部２０３および振輻制御信号生成部２０４により、第１の利得制御回路が構成される。
【００２５】
以下、逆拡散部１０４ａ〜ｎの動作について説明する。
逆拡散部１０４ａ〜ｎでは、符号生成部２０２により、受信すべき信号に対応して拡散符号が生成される。そして、Ａ／Ｄ変換部１０３より入力される直交入力信号が、相関演算部２０１において、符号生成部２０２により入力される拡散符号により逆拡散処理される。ここでは、直交入力信号が入力されているため、直交信号のそれぞれに対して逆拡散処理が施されることとなる。
【００２６】
一般的に、ディジタル値化された入力信号に対する逆拡散処理は、各入力信号のサンプルにそれぞれ対応した拡散符号を乗算し、その結果を情報信号レートにおける１シンボルの時間幅区間だけ積分することにより実現される。したがって、例えば、Ａ／Ｄ変換部１０３の量子化ビット数を「５」、サンプリングレートをチップレート（拡散符号レート）の４倍、処理利得を「１２８」として積分に用いると、相関演算部２０１の出力は１２ビットに膨れることとなる。さらに、全てのサンプルを積分に用いると、出力振幅は４倍となり、１４ビットになる。
【００２７】
相関演算部２０１および符号生成部２０２については、従来から用いられているものと同様であり、どのような構成であっても構わない。相関演算部２０１には、一般的にマッチトフィルタ方式と、スライディング相関方式とが存在するが、情報信号レートの信号に戻れば、手法はどちらでも構わない。本実施例１では、スライディング相関方式を用いて説明しているが、マッチトフィルタ方式であれば、相関演算部２０１および符号生成部２０２は１系統で構成され、得られる相関演算結果から所望の複数マルチパスタイミングの相関演算結果を抽出し、その結果をそれぞれラッチして出力する構成が一般的であり、複数の出力がスライディング相関方式を用いた場合の出力とほぼ同等となるので、後段の処理は同等となる。
【００２８】
相関演算部２０１からの直交出力は、相関パワー演算部２０５に入力される。この相関パワー演算部２０５では、逆拡散後の振幅を演算する。例えば、直交逆拡散信号の同相成分をＩ、直交成分をＱとすると、
【数１】

により容易に演算を行うことができる。
【００２９】
相関パワー演算部２０５の出力は、振幅制御信号生成部２０４に入力される。振幅制御信号生成部２０４では、相関パワー演算部２０５の出力を適切な区間、積分、平均化し、平均化された相関パワーと、予め定められた基準振幅との比をとる。そして、この比の逆数を振幅制御信号として出力し、可変振幅制御部２０３を制御する。
可変振幅制御部２０３では、振幅制御信号生成部２０４より入力される振幅制御信号を、相関演算部２０１から入力される信号に乗算し、その後、予め定められたビット部分を、予め定められたビット幅だけ抽出して出力する。
【００３０】
例えば、相関演算部２０１の出力が１２ビットであり、振幅制御信号生成部２０４により平均化された平均信号振幅が１０ビット（５１２程度）であり、さらに振幅制御信号生成部２０４から出力される制御信号自体のビット数が６ビットであり、可変振幅制御部２０３の出力は相関演算部２０１の出力である１２ビットと振幅制御信号との乗算結果である１８ビットのうち１２ビット目から７ビット目までの６ビットであり、出力平均振幅として、この６ビット中の約５ビット程度の振幅に調整されるものとする。
【００３１】
この場合、まず振幅制御信号生成部２０４では、出力としで「００００１０（バイナリ）」を出力するよう動作する。つまり、振幅制御信号生成部２０４では、相関演算部２０１の出力平均信号の振幅と、予め定められた可変振幅制御部２０３の出力との関係に基づいて一義的に決まる信号を出力している。
【００３２】
本実施例１では、予め最終出力が乗算結果１８ビットのうちの１２ビット目から７ビット目の計６ビットが出力され、さらに該６ビットのうちの５ビット程度の平均振幅と定められているため、該１８ビットから見ると、平均１１ビット程度の振幅が出力されるように制御する必要がある。この１１ビットと相関演算部２０１の出力平均信号振幅との比が、振幅制御信号生成部２０４の出力となる。
【００３３】
可変振幅制御部２０３では、まず相関演算部２０１からの入力［１１：０］（第１ビットから第０ビットまで）と、振幅制御信号生成部２０４からの入力［７：０］とが乗算され、１８ビット［１７：０］となる。その後、該１８ビットのうち、６ビット［１１：６］が抽出され、出力段に渡される。
相関演算部２０１からの入力［１１：０］は、情報シンボル毎に異なる値を出力し、振幅制御信号生成部２０４からの入力［５：０］は、ある区間の平均値であるため、当該区間はほぼ一定値となる。したがって、乗算結果は、情報シンボル毎に異なる値となる。
【００３４】
平均的には、乗算結果の１８ビットは、振幅制御信号により約１１ビット程度（１０進数で１０２４程度）の振幅に制御されているが、雑音等により１２ビットで表現できる値（１０進数で４０９５）より大きくなることもある。例えば、乗算結果の１８ビットが「１０２４」のときには、出力６ビットとして「３２」が出力されるが、乗算結果の１８ビットが「１０２４」よりも大きい「４６０８」であるときには、出力６ビットは「１６」となってしまい、ビットリバースが生じてしまう。これを回避するため、可変振幅制御部２０３は、クリップ機能を備えている。
【００３５】
上述したように乗算結果の１８ビットでは「４０９５」を上限としているため、もし乗算結果の１８ビットが「４０９５」よりも大きい場合には、クリップ機能により、出力６ビットを必ず「１２７」に丸め込む。このクリップ機能は、例えば、可変振幅制御部２０３がオフセットバイナリ（最下位「００００…０００」、最上位「１１１…１１１」で表現される２進数）で処理されている場合に、乗算結果の１８ビットのうち、上位６ビットのいずれかが「１」（バイナリ）であれば、出力を必ず「１２７」に固定するような制御を行うことにより実現することができる。
【００３６】
可変振幅制御部２０３が、２の補数モード（最下位「１０００…０００」、最上位「０１１…１１１」で表現される２進数）で処理されており、出力６ビットも２の補数モードで出力される場合には、以下の動作となる。
最上位ビットは符号ビットであり、残り上位５ビットのうち、１ビットでも符号ビットと異なるビットがある場合で、符号ビットが「０」であれば、出力６ビットを「０１１１１１」（１０進数で「６３」）に固定し、符号ビットが「１」であれば、出力６ビットを「１０００００」（１０進数で「−６４」）に固定する。
【００３７】
このようなクリップ機能により得られた逆拡散部１０４ａ〜ｎの出力６ビットが、復調部１０５ａ〜ｎに入力され、適切な検波が行われ、復調結果が得られる。ここでは、後段でのＲＡＫＥ合成のため、軟判定結果が出力される。もし、後段において最大比合成等を行わず、多数決判定等を行うのであれば、特に軟判定結果である必要はなく、硬判定結果であっても構わない。復調部１０５ａ〜ｎの入力が、複数の逆拡散部１０４ａ〜ｎにおいてそれぞれ適切なレベルに調整されているので、全ての復調部１０５ａ〜ｎにおいてほぼ理想的な復調が可能となることが本発明に係る受信装置の特徴である。
【００３８】
上述した従来の受信装置の構成のように、各逆拡散部６０４において、各マルチパス成分毎に可変振幅制御部を有さない場合には、伝播路環境によって、ある逆拡散部６０４の出力に対して、異なる逆拡散部６０４の出力が比較的小さくなるような状況となる場合がある。このような場合には、振幅差のある信号それぞれを理想的に復調しようとすると、振幅の大きい信号に対しても６ビット程度の精度が要求され、振幅の小さな信号に対しても６ビット程度の精度が要求されるため、結果的に６ビットでは足りなくなり、より多くのビットを復調部１０５に入力する必要が生じてくる。
例えば、復調段において、既知のパイロットシンボルを用いた内挿補間を用いるような復調部の構成とすると、内挿補間に必要な区間だけ、逆拡散部の出力を貯える必要があり、復調部の入力ビット数の増大がハードウェア規模を増大させる要因となってしまう。
【００３９】
これに対して、本実施例１に係る受信装置の構成によれば、復調部１０５ａ〜ｎのハードウェア規模を増大させることなく、復調性能を向上させることが可能となる。
複数の復調部１０５ａ〜ｎにより得られた情報シンボルは、合成部１０６に入力され、上述したように最大比合成、多数決判定等により、マルチパス成分を有効に用い、より精度の高い復調結果を得ることが可能となる。
【００４０】
＜実施例２＞
図３は、本発明の実施例２に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
実施例２に係る受信装置は、上述した実施例１に係る受信装置とほぼ同様の構成を備えているが、合成部の構成と逆拡散部の出力信号が新たに追加されている点で異なっている。したがって、図３において、実施例１に係る受信装置と同様の機能を有する部分には、同一の符号を付して、詳細な説明を省略する。
【００４１】
また、実施例２に係る受信装置における可変振幅制御部は、上述した実施例１に係る受信装置におけるものと同等であり、第２の可変振幅制御部が合成部におかれている。そして、複数の逆拡散部における相関演算部の出力側に設置された可変振幅制御部により、後段に配置された複数の復調部の入力振幅を最適化し、復調部における復調結果に対して、第２の可変振幅制御部により、より最適な最大比合成を可能とするものである。
【００４２】
一般的に、伝播路によって生じるマルチパス成分を最も効率よく利用するためには、最大比合成が用いられる。この最大比合成は、理想的には各パスの復調結果に対して、各パスのＳＩＲ（信号電力対雑音成分電力比）に比例した重み付けを行った後に合成することが望ましい。
しかしながら、ＳＩＲ演算は分散を求める必要があるため、ハードウェア規模は非常に大型化し、ソフトウェアで行う場合にも、各パス毎に行う必要があることから、処理量が増大する。
【００４３】
したがって、特に既知のパイロットシンボルや、パイロットチャネルのように予め同時に送信される位相基準を用いて同期検波を行うようなシステムでは、同期検波の際に、振幅に比例した重み付けが同時になされるため、簡易的に復調結果をそのまま合成する手法が用いられる。
このような手法では、上述した実施例１に係る受信装置で説明した第１の可変振幅制御部２０３を用いると、各マルチパス成分の受信振幅成分が、第１の可変振幅制御部２０３において変更される。このため、単純な合成を行うと、重み付けがほとんど行われないこととなり、最大比合成が実現できなくなるという問題が生ずる。
本実施例２に係る受信装置は、このような問題を解決するものである。
【００４４】
以下、図４、図５を用いて、実施例２の受信装置について、さらに詳しく説明する。
図４は、実施例２に係る受信装置における逆拡散部４０４ａ〜ｎの詳細構成を示すブロック図である。
この逆拡散部４０４ａ〜ｎの動作は、実施例１に係る受信装置において説明したものとほぼ同様であるが、図４に示すように、振幅制御信号生成部２０４からの出力が、可変振幅制御部２０３に対して出力されるとともに、外部にも出力される点で異なっている。
【００４５】
図５は、実施例２に係る受信装置における合成部３０６の詳細構成を示すブロック図である。
この合成部３０６は、図５に示すように、複数の第２の可変振幅制御部５０１ａ〜ｎ、複数の第２の振幅制御信号生成部５０２ａ〜ｎおよび加算部５０３を備えて構成されている。
【００４６】
以下、合成部３０６の動作について説明する。
合成部３０６には、上述した実施例１に係る受信装置で説明したのと同様の動作で復調された信号と、各逆拡散部４０４ａ〜ｎにおける第１の振幅制御信号生成部２０４からの制御信号が入力される。
各パスの動作は、上述した実施例１に係る受信装置と同様であるため、１パスについてのみ説明する。
【００４７】
復調部１０５（例えば１０５ａ）により復調された情報シンボルは、第２の可変振幅制御部５０１ａに入力される。
第２の可変振幅制御部５０１ａでは、第２の振幅制御信号生成部５０２ａより入力される第２の振幅制御信号を復調部１０５ａから入力される信号に乗算する。この際、より大きい振幅信号において、ビットリバースにより振幅が小さく見えないように、第１の可変振幅制御部２０３と同様のクリップ処理が施される。
【００４８】
第２の振幅制御信号生成部５０２ａでは、まず第１の振幅制御信号生成部２０４の出力の逆数がとられる。これは正確に逆数である必要はなく、逆数に比例した値でかまわない。例えば、第１の振幅制御信号生成部２０４の出力が「００１０００」（バイナリ）であるとすると、逆数は「０００１００」となる。また、例えば、第１の振幅制御信号生成部２０４の出力が「０１００００」（バイナリ）であるとすると、逆数は「００００１０」となればよい。
【００４９】
その後、この逆数演算結果が二乗され、第２の振幅制御信号生成部５０２ａの出力となる。すなわち、第２の振幅制御信号生成部５０２ａの出力は、１６ビットで出力されることとなる。例えば、第１の振幅制御信号生成部２０４の出力が「０００１００」（バイナリ）であるとすると、第２の振幅制御信号生成部５０２ａの出力は「０００００００１００００」となる。また、例えば、第１の振幅制御信号生成部２０４の出力が「０１００００」（バイナリ）であるとすると、第２の振幅制御信号生成部５０２ａの出力は「０００００００００１００」となればよい。
この演算結果が、第２の可変振幅制御部５０１ａに入力され、復調部１０５ａからの入力と乗算される。
【００５０】
もし逆数が乗算されたのみとすると、逆拡散部４０４ａにおいて、第１の可変振幅制御部２０３の制御結果のみを補正しただけとなり、重み付けがなされないこととなる。したがって、さらに逆数がもう一度乗算される（結果的に逆数の二乗を乗算する）ことにより、振幅に比例した重み付けがなされることとなる。
第２の可変振幅制御部５０１ａ〜ｎの出力は、それぞれ加算部５０３に入力される。この乗算結果が、加算および合成されることにより、最大比合成が実現され、ほぼ最適な復調結果を得ることができる。
【００５１】
【発明の効果】
本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置は、上述した構成を備えているため、以下の効果を奏する。
【００５２】
すなわち、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置によれば、各パス毎に逆拡散部の出力を調整する可変振幅制御部を設けることにより、ハードウェア規模を増大することなく、各パスの復調部に対して、安定かつ最適な振幅で信号を入力することにより、復調性能を向上さることが可能となる。
【００５３】
また、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置によれば、ＲＡＫＥ合成を行う際、可変振幅制御部の制御結果を補正し、さらに重み付けを行う第２の可変振幅制御部を設けることにより、最適な最大比合成を実現し、復調性能を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１に係る受信装置における逆拡散部の詳細構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施例２に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例２に係る受信装置における逆拡散部の詳細構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施例２に係る受信装置における合成部の詳細構成を示すブロック図である。
【図６】従来の受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図７】従来の受信装置における逆拡散部の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１可変利得制御増幅部
１０２直交検波部
１０３Ａ／Ｄ変換部
１０４，４０４，６０４逆拡散部
１０５復調部
１０６，３０６合成部
１０７制御電圧生成部
２０１相関演算部
２０２符号生成部
２０３，５０１可変振幅制御部
２０４，５０２振幅制御信号生成部
２０５相関パワー演算部
５０３加算部

Claims

受信信号を制御電圧に応じて増幅するための可変利得制御増幅部と、可変利得制御された受信信号を直交信号に変換するための直交検波部と、
前記直交検波部の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部に入力される信号電力を一定に保つように、前記可変利得制御増幅部を制御する制御電圧を生成するための制御電圧生成部と、
前記Ａ／Ｄ変換部の出力に基づいて、前記受信信号に含まれる複数のマルチパス成分に対応するタイミングに同期し、前記受信信号に対応した拡散符号を用いて逆拡散処理を行うための逆拡散部と、
前記複数のマルチパス成分に対応する前記逆拡散部の出力を用いて、検波および復調を行うための複数の復調部とを備えたＣＤＭＡ方式の受信装置において、
前記逆拡散部は、
各マルチパス成分に対応した各出力に対して、制御信号に応じて出力信号の振幅を変更し、予め定められたビット数に丸め込む機能を有する可変振幅制御部と、
相関パワーを演算するための相関パワー演算部と、
出力信号の振幅を予め定められた目標値に保つように、前記制御信号を生成するための振幅制御信号生成部と、
前記振幅制御信号生成部からの制御信号に応じて、前記複数の復調部の出力振幅を補正するためのレベル補正部を有する合成部と、を備えたことを特徴とするＣＤＭＡ方式の受信装置。