JP2002043978A - Ｃｄｍａ受信機 - Google Patents
Ｃｄｍａ受信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 伝送路の状態に応じて位相変動補償量算出の
方法を変えることにより、安定した受信特性を得ること
のできるＣＤＭＡ受信機を提供することを目的とする。 【解決手段】 拡散されたデータと共に拡散されたパイ
ロット信号を送信し、受信側では逆拡散したパイロット
信号から振幅位相変動量を抽出し、逆拡散したデータの
補正を行うＤＳ−ＣＤＭＡ移動通信システムの受信機に
おいて、搬送波の周波数誤差を検出する周波数誤差検出
部１０５−６と、周波数誤差平均化部１０５−７と、各
パス毎の前記平均化後の周波数誤差を合成する合成部１
０５−１１と、前記合成後の周波数誤差を用いて搬送波
周波数を補償するベースバンドＡＦＣ部１０５−１２
と、振幅位相変動量から求められた長区間ＳＩＲとフェ
ージングの周波数に基づいて振幅位相変動量の補償量を
算出する振幅位相変動補償量算出部１０５−１０を備え
たことを特徴とするものである。
方法を変えることにより、安定した受信特性を得ること
のできるＣＤＭＡ受信機を提供することを目的とする。 【解決手段】 拡散されたデータと共に拡散されたパイ
ロット信号を送信し、受信側では逆拡散したパイロット
信号から振幅位相変動量を抽出し、逆拡散したデータの
補正を行うＤＳ−ＣＤＭＡ移動通信システムの受信機に
おいて、搬送波の周波数誤差を検出する周波数誤差検出
部１０５−６と、周波数誤差平均化部１０５−７と、各
パス毎の前記平均化後の周波数誤差を合成する合成部１
０５−１１と、前記合成後の周波数誤差を用いて搬送波
周波数を補償するベースバンドＡＦＣ部１０５−１２
と、振幅位相変動量から求められた長区間ＳＩＲとフェ
ージングの周波数に基づいて振幅位相変動量の補償量を
算出する振幅位相変動補償量算出部１０５−１０を備え
たことを特徴とするものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信する各チャネ
ル毎に個別の拡散符号を割り当て多重化し、また、パイ
ロットチャネルとデータチャネルを並列に伝送し、受信
側ではパイロットチャネルの逆拡散信号から振幅位相変
動を抽出し、それに基づいてデータチャネルの受信シン
ボルの補正を行い検波するＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符
号分割多元接続）移動通信システムの受信機に関するも
のである。
ル毎に個別の拡散符号を割り当て多重化し、また、パイ
ロットチャネルとデータチャネルを並列に伝送し、受信
側ではパイロットチャネルの逆拡散信号から振幅位相変
動を抽出し、それに基づいてデータチャネルの受信シン
ボルの補正を行い検波するＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符
号分割多元接続）移動通信システムの受信機に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】以下、図８と図９を用いてＤＳ−ＣＤＭ
Ａ移動通信システムの従来技術の一例を説明する。シス
テムの前提として、パイロットチャネルで伝送されるパ
イロットシンボルのパターンは、送受信ともに既知のパ
ターンであるとする。
Ａ移動通信システムの従来技術の一例を説明する。シス
テムの前提として、パイロットチャネルで伝送されるパ
イロットシンボルのパターンは、送受信ともに既知のパ
ターンであるとする。
【０００３】図８に示す受信機の動作について説明す
る。受信機に入力された無線周波数帯の受信信号は直交
検波部８０１で、発信器８０２から供給される搬送波に
よりベースバンドの同相成分、直交成分に分解される。
分解された同相、直交成分の拡散信号はＡ／Ｄ変換部８
０３でディジタルベースバンド信号に変換された後、パ
スサーチ部８０４に入力され、パス検出用の逆拡散を施
され、直接波と遅延波に分離される。パスサーチ部８０
４ではさらにこのパス検出用の逆拡散出力の中から相関
ピークが立つ位置を検出し、そのタイミングをパスタイ
ミングとして出力する。
る。受信機に入力された無線周波数帯の受信信号は直交
検波部８０１で、発信器８０２から供給される搬送波に
よりベースバンドの同相成分、直交成分に分解される。
分解された同相、直交成分の拡散信号はＡ／Ｄ変換部８
０３でディジタルベースバンド信号に変換された後、パ
スサーチ部８０４に入力され、パス検出用の逆拡散を施
され、直接波と遅延波に分離される。パスサーチ部８０
４ではさらにこのパス検出用の逆拡散出力の中から相関
ピークが立つ位置を検出し、そのタイミングをパスタイ
ミングとして出力する。
【０００４】タイミング生成部８０５−１ではパスサー
チ部８０４からのパスタイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変
換されたベースバンド受信信号を逆拡散するための逆拡
散タイミングを生成し、パイロットチャネル逆拡散部８
０５−２、データチャネル逆拡散部８０５−３へ出力す
る。パイロットチャネル逆拡散部８０５−２では、逆拡
散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバンド受信信
号のうちパイロットチャネルを逆拡散し、シンボルデー
タに変換する。データチャネル逆拡散部８０５−３で
は、逆拡散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバン
ド受信信号のうちデータチャネルを逆拡散し、シンボル
データに変換する。
チ部８０４からのパスタイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変
換されたベースバンド受信信号を逆拡散するための逆拡
散タイミングを生成し、パイロットチャネル逆拡散部８
０５−２、データチャネル逆拡散部８０５−３へ出力す
る。パイロットチャネル逆拡散部８０５−２では、逆拡
散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバンド受信信
号のうちパイロットチャネルを逆拡散し、シンボルデー
タに変換する。データチャネル逆拡散部８０５−３で
は、逆拡散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバン
ド受信信号のうちデータチャネルを逆拡散し、シンボル
データに変換する。
【０００５】この時、逆拡散後のパイロットシンボル及
びデータシンボルにはフェージングによる位相誤差と発
振器の精度に起因する周波数誤差、伝送路及び受信機雑
音、他チャネルからの干渉を含んでいる。このような誤
差を含む時、同相、直交成分に位相ずれが生じる。ここ
では振幅変動がないと仮定し、この様子を図９に示す。
互いに直交している受信シンボルは直交座標上で示すと
位相ずれの分だけ回転することになる。仮に、位相ずれ
が全くない場合の受信シンボルの座標点をＡ（Ｉ，Ｑ）
（黒丸印で表示）、位相ずれがΦだけある場合の受信シ
ンボルの座標点をＡ’（Ｉ’，Ｑ’）（白丸印で表示）
とする。数式で示すと以下のようになる。
びデータシンボルにはフェージングによる位相誤差と発
振器の精度に起因する周波数誤差、伝送路及び受信機雑
音、他チャネルからの干渉を含んでいる。このような誤
差を含む時、同相、直交成分に位相ずれが生じる。ここ
では振幅変動がないと仮定し、この様子を図９に示す。
互いに直交している受信シンボルは直交座標上で示すと
位相ずれの分だけ回転することになる。仮に、位相ずれ
が全くない場合の受信シンボルの座標点をＡ（Ｉ，Ｑ）
（黒丸印で表示）、位相ずれがΦだけある場合の受信シ
ンボルの座標点をＡ’（Ｉ’，Ｑ’）（白丸印で表示）
とする。数式で示すと以下のようになる。
【０００６】Ｉ’＝（ＩｃｏｓΦ−ＱｓｉｎΦ） Ｑ’＝（ＩｓｉｎΦ＋ＱｃｏｓΦ）
【０００７】パイロットシンボルは既知なので、逆拡散
後の受信パイロットシンボルのＩ’、Ｑ’と参照用パイ
ロットシンボルを複素共役乗算することによりこの位相
ずれを抽出し、補償する。今、受信シンボルがパイロッ
トシンボルであるとすると、図９に示すように本来座標
点Ａにあるべき信号が、フェージングによる位相誤差と
発信器の精度に起因する周波数誤差のために座標点Ａ’
にあるということになる。そこで、図８の参照用パイロ
ットシンボル生成部８０５−４は図９の座標点Ａ’に該
当するパイロットシンボルを出力する。受信パイロット
シンボルとこの参照用パイロットシンボルを複素共役乗
算器８０５−５で複素共役乗算することにより、図９に
おける位相ずれΦに対応する位相変動量Ｂ（ｃｏｓΦ，
ｓｉｎΦ）が求められる。
後の受信パイロットシンボルのＩ’、Ｑ’と参照用パイ
ロットシンボルを複素共役乗算することによりこの位相
ずれを抽出し、補償する。今、受信シンボルがパイロッ
トシンボルであるとすると、図９に示すように本来座標
点Ａにあるべき信号が、フェージングによる位相誤差と
発信器の精度に起因する周波数誤差のために座標点Ａ’
にあるということになる。そこで、図８の参照用パイロ
ットシンボル生成部８０５−４は図９の座標点Ａ’に該
当するパイロットシンボルを出力する。受信パイロット
シンボルとこの参照用パイロットシンボルを複素共役乗
算器８０５−５で複素共役乗算することにより、図９に
おける位相ずれΦに対応する位相変動量Ｂ（ｃｏｓΦ，
ｓｉｎΦ）が求められる。
【０００８】図８の振幅位相変動補償量算出部８０５−
６では、この図９における位相変動量Ｂを複数シンボル
時間にわたり平均化することにより、雑音の影響が軽減
され、それを位相補償量として出力する。そこで、デー
タチャネル逆拡散部からの受信データシンボルと複素共
役乗算器８０５−７で複素共役乗算する。すなわち、Φ
だけ逆回転させることにより元のシンボルを復元でき
る。
６では、この図９における位相変動量Ｂを複数シンボル
時間にわたり平均化することにより、雑音の影響が軽減
され、それを位相補償量として出力する。そこで、デー
タチャネル逆拡散部からの受信データシンボルと複素共
役乗算器８０５−７で複素共役乗算する。すなわち、Φ
だけ逆回転させることにより元のシンボルを復元でき
る。
【０００９】合成部８０８では、パスサーチ部８０４に
おいて分離されたそれぞれのパスについてベースバンド
復調処理を行って位相変動を補償したデータを合成し、
出力する。さらに、判定部８０９では、合成結果を判定
し、「０」「１」のバイナリ判定データを得ることがで
きる。
おいて分離されたそれぞれのパスについてベースバンド
復調処理を行って位相変動を補償したデータを合成し、
出力する。さらに、判定部８０９では、合成結果を判定
し、「０」「１」のバイナリ判定データを得ることがで
きる。
【００１０】ここで、パイロットチャネルの電力がデー
タチャネルに比べて低い時、例えばパイロットチャネル
におけるデータチャネルからの干渉の影響が大きいよう
な場合を考える。従来技術においては例えば、振幅位相
変動補償量算出部８０５−６における平均化を長くする
ことで対応することが考えられる。
タチャネルに比べて低い時、例えばパイロットチャネル
におけるデータチャネルからの干渉の影響が大きいよう
な場合を考える。従来技術においては例えば、振幅位相
変動補償量算出部８０５−６における平均化を長くする
ことで対応することが考えられる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、振幅位
相変動量平均化期間を長くする、すなわち平均化シンボ
ル数を増やすと、無線部の搬送波の周波数誤差による位
相回転が無視できなくなる。さらに、フェージング周波
数が高い場合には、短区間の位相回転に位相補償が追従
できなくなる。逆に、振幅位相変動量平均化期間を短く
する、すなわち平均化シンボル数を減らすと、雑音や他
チャネルからの干渉を受けやすくなるなどの問題があっ
た。
相変動量平均化期間を長くする、すなわち平均化シンボ
ル数を増やすと、無線部の搬送波の周波数誤差による位
相回転が無視できなくなる。さらに、フェージング周波
数が高い場合には、短区間の位相回転に位相補償が追従
できなくなる。逆に、振幅位相変動量平均化期間を短く
する、すなわち平均化シンボル数を減らすと、雑音や他
チャネルからの干渉を受けやすくなるなどの問題があっ
た。
【００１２】本発明は上述した課題に鑑みてなされたも
のであり、伝送路の状態に応じて位相変動補償量算出の
方法を変えることにより、安定した受信特性を得る方法
とその回路を有するＣＤＭＡ受信機を提供することを目
的とするものである。
のであり、伝送路の状態に応じて位相変動補償量算出の
方法を変えることにより、安定した受信特性を得る方法
とその回路を有するＣＤＭＡ受信機を提供することを目
的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ために、本発明に係るＣＤＭＡ受信機は、拡散されたデ
ータと共に拡散されたパイロット信号を送信し、受信側
では逆拡散したパイロット信号から振幅位相変動量を抽
出し、逆拡散したデータの補正を行うＤＳ−ＣＤＭＡ移
動通信システムの受信機において、搬送波の周波数誤差
を検出する周波数誤差検出部と、前記周波数誤差を平均
化する周波数誤差平均化部と、各パス毎の前記平均化後
の周波数誤差を合成する合成部と、前記合成後の周波数
誤差を用いて搬送波周波数を補償するベースバンドＡＦ
Ｃ部と、前記振幅位相変動量からＳＩＲを求め、長区間
平均を行い長区間ＳＩＲを求める長区間ＳＩＲ測定部
と、前記振幅位相変動量から無線伝送路におけるフェー
ジングの周波数を推定するフェージング周波数推定部
と、前記長区間ＳＩＲ測定部により測定された長区間Ｓ
ＩＲと、前記フェージング周波数推定部により推定され
たフェージングの周波数に基づいて、前記振幅位相変動
量の補償量を算出する振幅位相変動補償量算出部とを備
えたことを特徴とするものである。
ために、本発明に係るＣＤＭＡ受信機は、拡散されたデ
ータと共に拡散されたパイロット信号を送信し、受信側
では逆拡散したパイロット信号から振幅位相変動量を抽
出し、逆拡散したデータの補正を行うＤＳ−ＣＤＭＡ移
動通信システムの受信機において、搬送波の周波数誤差
を検出する周波数誤差検出部と、前記周波数誤差を平均
化する周波数誤差平均化部と、各パス毎の前記平均化後
の周波数誤差を合成する合成部と、前記合成後の周波数
誤差を用いて搬送波周波数を補償するベースバンドＡＦ
Ｃ部と、前記振幅位相変動量からＳＩＲを求め、長区間
平均を行い長区間ＳＩＲを求める長区間ＳＩＲ測定部
と、前記振幅位相変動量から無線伝送路におけるフェー
ジングの周波数を推定するフェージング周波数推定部
と、前記長区間ＳＩＲ測定部により測定された長区間Ｓ
ＩＲと、前記フェージング周波数推定部により推定され
たフェージングの周波数に基づいて、前記振幅位相変動
量の補償量を算出する振幅位相変動補償量算出部とを備
えたことを特徴とするものである。
【００１４】以上のようなＣＤＭＡ受信機によれば、搬
送波の周波数誤差による影響が軽減されているので、平
均化シンボルが増えた場合の特性の劣化を防ぐことが可
能となる。なお、実施の形態において、長区間ＳＩＲが
高い場合は、振幅位相変動量平均化シンボル数を減ら
し、一方、長区間ＳＩＲが低い場合は、振幅位相変動量
平均化シンボル数を増やすようにしている。また、フェ
ージング周波数が高い場合は、振幅位相変動量平均化シ
ンボル数を減らし、フェージング周波数が低い場合は、
振幅位相変動量平均化シンボル数を増やすようにしてい
る。
送波の周波数誤差による影響が軽減されているので、平
均化シンボルが増えた場合の特性の劣化を防ぐことが可
能となる。なお、実施の形態において、長区間ＳＩＲが
高い場合は、振幅位相変動量平均化シンボル数を減ら
し、一方、長区間ＳＩＲが低い場合は、振幅位相変動量
平均化シンボル数を増やすようにしている。また、フェ
ージング周波数が高い場合は、振幅位相変動量平均化シ
ンボル数を減らし、フェージング周波数が低い場合は、
振幅位相変動量平均化シンボル数を増やすようにしてい
る。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１は本実施の形態
に係るＣＤＭＡ受信機の構成例である。図１に示すＣＤ
ＭＡ受信機の構成において、直交検波部１０１、発信器
１０２、Ａ／Ｄ部１０３、パスサーチ部１０４、タイミ
ング生成部１０５−１、パイロットチャネル逆拡散部１
０５−２、データチャネル逆拡散部１０５−３、パイロ
ットシンボル生成部１０５−４、複素共役乗算部１０５
−５までの受信信号の流れ、各部位の動作については従
来技術におけるものと同様である。
て図面を参照して詳細に説明する。図１は本実施の形態
に係るＣＤＭＡ受信機の構成例である。図１に示すＣＤ
ＭＡ受信機の構成において、直交検波部１０１、発信器
１０２、Ａ／Ｄ部１０３、パスサーチ部１０４、タイミ
ング生成部１０５−１、パイロットチャネル逆拡散部１
０５−２、データチャネル逆拡散部１０５−３、パイロ
ットシンボル生成部１０５−４、複素共役乗算部１０５
−５までの受信信号の流れ、各部位の動作については従
来技術におけるものと同様である。
【００１６】受信機に入力された無線周波数帯の受信信
号は直交検波部１０１で、発信器１０２から供給される
搬送波によりベースバンドの同相成分、直交成分に分解
される。分解された同相、直交成分の拡散信号はＡ／Ｄ
変換部１０３でディジタルベースバンド信号に変換され
た後、パスサーチ部１０４に入力され、パス検出用の逆
拡散を施され、直接波と遅延波に分離される。パスサー
チ部１０４ではさらにこのパス検出用の逆拡散出力の中
から相関ピークが立つ位置を検出し、そのタイミングを
パスタイミングとして出力する。
号は直交検波部１０１で、発信器１０２から供給される
搬送波によりベースバンドの同相成分、直交成分に分解
される。分解された同相、直交成分の拡散信号はＡ／Ｄ
変換部１０３でディジタルベースバンド信号に変換され
た後、パスサーチ部１０４に入力され、パス検出用の逆
拡散を施され、直接波と遅延波に分離される。パスサー
チ部１０４ではさらにこのパス検出用の逆拡散出力の中
から相関ピークが立つ位置を検出し、そのタイミングを
パスタイミングとして出力する。
【００１７】タイミング生成部１０５−１ではパスサー
チ部１０４からのパスタイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変
換されたベースバンド受信信号を逆拡散するための逆拡
散タイミングを生成し、パイロットチャネル逆拡散部１
０５−２、データチャネル逆拡散部１０５−３へ出力す
る。パイロットチャネル逆拡散部１０５−２では、逆拡
散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバンド受信信
号のうちパイロットチャネルを逆拡散し、シンボルデー
タに変換する。データチャネル逆拡散部１０５−３で
は、逆拡散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバン
ド受信信号のうちデータチャネルを逆拡散し、シンボル
データに変換する。参照用パイロットシンボル生成部１
０５−４では、参照用パイロットシンボルを出力し、受
信パイロットシンボルとこの参照用パイロットシンボル
を複素共役乗算器１０５−５で複素共役乗算することに
より、振幅位相変動量が求められる。
チ部１０４からのパスタイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変
換されたベースバンド受信信号を逆拡散するための逆拡
散タイミングを生成し、パイロットチャネル逆拡散部１
０５−２、データチャネル逆拡散部１０５−３へ出力す
る。パイロットチャネル逆拡散部１０５−２では、逆拡
散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバンド受信信
号のうちパイロットチャネルを逆拡散し、シンボルデー
タに変換する。データチャネル逆拡散部１０５−３で
は、逆拡散タイミングで、Ａ／Ｄ変換されたベースバン
ド受信信号のうちデータチャネルを逆拡散し、シンボル
データに変換する。参照用パイロットシンボル生成部１
０５−４では、参照用パイロットシンボルを出力し、受
信パイロットシンボルとこの参照用パイロットシンボル
を複素共役乗算器１０５−５で複素共役乗算することに
より、振幅位相変動量が求められる。
【００１８】以下では、本発明の特徴である複素共役乗
算部１０５−５の出力である振幅位相変動量の処理方法
について詳細に説明する。この複素共役乗算部１０５−
５の出力である振幅位相変動量には従来技術で説明した
ように伝送路でのフェージングによる振幅位相変動と、
無線部の発信器の精度に起因する周波数誤差、そして、
伝送路及び受信機雑音、他チャネルからの干渉を含んで
いる。
算部１０５−５の出力である振幅位相変動量の処理方法
について詳細に説明する。この複素共役乗算部１０５−
５の出力である振幅位相変動量には従来技術で説明した
ように伝送路でのフェージングによる振幅位相変動と、
無線部の発信器の精度に起因する周波数誤差、そして、
伝送路及び受信機雑音、他チャネルからの干渉を含んで
いる。
【００１９】まず、無線部の発振器の精度に起因する周
波数誤差の軽減について説明する。周波数誤差検出部１
０５−６では、図２に示すように現在の振幅位相変動量
と１シンボル前の振幅位相変動量を複素共役乗算するこ
とにより、１シンボル時間での位相回転量すなわち周波
数誤差ベクトルを検出する。周波数誤差平均化部１０５
−７では、この周波数誤差ベクトルを長区間平均化する
ことによりフェージングによる短区間での位相回転成分
を消し、また雑音、干渉による誤差検出精度の劣化を抑
圧する。周波数誤差合成部１０５−１１では、伝送路で
の各遅延パスに割り付けられた第２〜第Ｎのベースバン
ド復調部１０６，１０７内の周波数誤差平均化部１０５
−７の出力である長区間平均化後の周波数誤差ベクトル
と振幅位相変動補償量算出部１０５−１０の出力を合成
し、さらに検出精度を向上させる。
波数誤差の軽減について説明する。周波数誤差検出部１
０５−６では、図２に示すように現在の振幅位相変動量
と１シンボル前の振幅位相変動量を複素共役乗算するこ
とにより、１シンボル時間での位相回転量すなわち周波
数誤差ベクトルを検出する。周波数誤差平均化部１０５
−７では、この周波数誤差ベクトルを長区間平均化する
ことによりフェージングによる短区間での位相回転成分
を消し、また雑音、干渉による誤差検出精度の劣化を抑
圧する。周波数誤差合成部１０５−１１では、伝送路で
の各遅延パスに割り付けられた第２〜第Ｎのベースバン
ド復調部１０６，１０７内の周波数誤差平均化部１０５
−７の出力である長区間平均化後の周波数誤差ベクトル
と振幅位相変動補償量算出部１０５−１０の出力を合成
し、さらに検出精度を向上させる。
【００２０】データチャネル逆拡散部１０５−３の出力
である受信データシンボルも受信パイロットシンボルと
同様の伝送路を通ってくるので同じ周波数誤差を含んで
いると考えられる。よって、上述のように得られた周波
数誤差による位相回転をベースバンドＡＦＣ部１０５−
１２においては、受信シンボルに逆回転を施すことによ
り、周波数誤差による位相回転成分を消すことができ
る。すなわち、この周波数誤差検出部１０５−６、周波
数誤差平均化部１０５−７、周波数誤差合成部１０５−
１１、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２のループを通
ることにより、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２の出
力は無線部の発振器の精度に起因する周波数誤差による
位相回転成分が軽減された受信パイロットシンボルある
いは受信データシンボルとなる。
である受信データシンボルも受信パイロットシンボルと
同様の伝送路を通ってくるので同じ周波数誤差を含んで
いると考えられる。よって、上述のように得られた周波
数誤差による位相回転をベースバンドＡＦＣ部１０５−
１２においては、受信シンボルに逆回転を施すことによ
り、周波数誤差による位相回転成分を消すことができ
る。すなわち、この周波数誤差検出部１０５−６、周波
数誤差平均化部１０５−７、周波数誤差合成部１０５−
１１、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２のループを通
ることにより、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２の出
力は無線部の発振器の精度に起因する周波数誤差による
位相回転成分が軽減された受信パイロットシンボルある
いは受信データシンボルとなる。
【００２１】次に図３に長区間ＳＩＲ測定部１０５−８
の構成例を示し、その動作について説明する。ある時
間、例えば１０シンボル程度（図３のＸを１０とした場
合）平均化した振幅位相変動量（図３のＡ）の電力を希
望波成分（Ｓ）、平均化した振幅位相変動量とそれぞれ
のシンボルにおける振幅位相変動量との分散を干渉波成
分（Ｉ）として、その比により求めることができる。こ
こで求める長区間ＳＩＲは、それぞれに求まった瞬時の
Ｓ及び瞬時のＩをさらに長区間で平均化することによ
り、フェージングによる振幅変動の成分を軽減すること
ができる。これにより平均的な受信ＳＩＲを求めること
ができる。
の構成例を示し、その動作について説明する。ある時
間、例えば１０シンボル程度（図３のＸを１０とした場
合）平均化した振幅位相変動量（図３のＡ）の電力を希
望波成分（Ｓ）、平均化した振幅位相変動量とそれぞれ
のシンボルにおける振幅位相変動量との分散を干渉波成
分（Ｉ）として、その比により求めることができる。こ
こで求める長区間ＳＩＲは、それぞれに求まった瞬時の
Ｓ及び瞬時のＩをさらに長区間で平均化することによ
り、フェージングによる振幅変動の成分を軽減すること
ができる。これにより平均的な受信ＳＩＲを求めること
ができる。
【００２２】次に図４にフェージング周波数推定部１０
５−９の構成例を示し、その動作について説明する。あ
る時間、例えば１０シンボル程度（図４のＸを１０とし
た場合）平均化した振幅位相変動量（図４のＡ）と、そ
の前の平均化振幅位相変動量（図４のＢ）の複素共役乗
算を行うことにより、その区間での位相回転量を得るこ
とができる。上述したように、周波数誤差検出部１０５
−６、周波数誤差平均化部１０５−７、周波数誤差合成
部１０５−１１、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２の
ループにより、周波数誤差による位相回転については補
正が行われているからである。ここで得られる位相回転
量はフェージングによる位相回転と考えられる。この位
相回転量をフェージング周波数判定にて、例えば、「高
い」「低い」に２値化して判定する。
５−９の構成例を示し、その動作について説明する。あ
る時間、例えば１０シンボル程度（図４のＸを１０とし
た場合）平均化した振幅位相変動量（図４のＡ）と、そ
の前の平均化振幅位相変動量（図４のＢ）の複素共役乗
算を行うことにより、その区間での位相回転量を得るこ
とができる。上述したように、周波数誤差検出部１０５
−６、周波数誤差平均化部１０５−７、周波数誤差合成
部１０５−１１、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２の
ループにより、周波数誤差による位相回転については補
正が行われているからである。ここで得られる位相回転
量はフェージングによる位相回転と考えられる。この位
相回転量をフェージング周波数判定にて、例えば、「高
い」「低い」に２値化して判定する。
【００２３】これらの長区間ＳＩＲ、フェージング周波
数判定結果に基づいて、振幅位相変動補償量算出部１０
５−１０では、複素共役乗算部１０５−５の出力である
振幅位相変動量から振幅位相変動補償量を算出する。以
下にその方法を図を用いて説明する。図５は送信シンボ
ルのパイロットチャネルとデータチャネルのフレームフ
ォーマットである。今仮に図５のように１フレームが１
０シンボルから構成されているとする。受信初期状態の
時、図５中Ｄ４＿ｋの受信データシンボルを同期検波す
るために、Ｐ０〜Ｐ８までの受信パイロットシンボルか
ら得られる振幅位相変動量を平均化して振幅位相変動補
償量とする。時間経過と共に伝送路状態に応じて長区間
ＳＩＲ、フェージング周波数判定値が変化していく。
数判定結果に基づいて、振幅位相変動補償量算出部１０
５−１０では、複素共役乗算部１０５−５の出力である
振幅位相変動量から振幅位相変動補償量を算出する。以
下にその方法を図を用いて説明する。図５は送信シンボ
ルのパイロットチャネルとデータチャネルのフレームフ
ォーマットである。今仮に図５のように１フレームが１
０シンボルから構成されているとする。受信初期状態の
時、図５中Ｄ４＿ｋの受信データシンボルを同期検波す
るために、Ｐ０〜Ｐ８までの受信パイロットシンボルか
ら得られる振幅位相変動量を平均化して振幅位相変動補
償量とする。時間経過と共に伝送路状態に応じて長区間
ＳＩＲ、フェージング周波数判定値が変化していく。
【００２４】まず、長区間ＳＩＲに着目し、振幅位相変
動補償量算出部１０５−１０の動作について説明する。
長区間ＳＩＲが高い場合には、雑音、干渉の影響が受信
特性に及ぼす影響が小さいと考えられるので、振幅位相
変動量の平均化シンボル数を減らし、例えば図６のよう
にＰ２〜Ｐ６までの受信パイロットシンボルから得られ
る振幅位相変動量を平均化して振幅位相変動補償量とす
る。
動補償量算出部１０５−１０の動作について説明する。
長区間ＳＩＲが高い場合には、雑音、干渉の影響が受信
特性に及ぼす影響が小さいと考えられるので、振幅位相
変動量の平均化シンボル数を減らし、例えば図６のよう
にＰ２〜Ｐ６までの受信パイロットシンボルから得られ
る振幅位相変動量を平均化して振幅位相変動補償量とす
る。
【００２５】逆に、長区間ＳＩＲが低い場合には、雑
音、干渉の影響が受信特性に及ぼす影響が大きいと考え
られるので、振幅位相変動量の平均化シンボル数を増や
し、例えば図７のように前フレームのＰ８とＰ９、Ｐ０
〜Ｐ９、次フレームのＰ０までの受信パイロットシンボ
ルから得られる振幅位相変動量を平均化して振幅位相変
動補償量とするというように動作する。上述したよう
に、周波数誤差検出部１０５−６、周波数誤差平均化部
１０５−７、周波数誤差合成部１０５−１１、ベースバ
ンドＡＦＣ部１０５−１２のループにより従来技術のよ
うな周波数誤差による影響は軽減されているので、平均
化シンボル数の増大による特性の劣化を防ぐことが可能
である。
音、干渉の影響が受信特性に及ぼす影響が大きいと考え
られるので、振幅位相変動量の平均化シンボル数を増や
し、例えば図７のように前フレームのＰ８とＰ９、Ｐ０
〜Ｐ９、次フレームのＰ０までの受信パイロットシンボ
ルから得られる振幅位相変動量を平均化して振幅位相変
動補償量とするというように動作する。上述したよう
に、周波数誤差検出部１０５−６、周波数誤差平均化部
１０５−７、周波数誤差合成部１０５−１１、ベースバ
ンドＡＦＣ部１０５−１２のループにより従来技術のよ
うな周波数誤差による影響は軽減されているので、平均
化シンボル数の増大による特性の劣化を防ぐことが可能
である。
【００２６】次に、フェージング周波数判定値に着目
し、振幅位相変動補償量算出部１０５−１０の動作につ
いて説明する。この場合も長区間ＳＩＲに着目したとき
と同様に、高いフェージング周波数と判定した場合に
は、平均化シンボル数を少なくして。逆に低いフェージ
ング周波数と判定した場合には平均化シンボル数を増や
して振幅位相変動補償量の算出を行う。
し、振幅位相変動補償量算出部１０５−１０の動作につ
いて説明する。この場合も長区間ＳＩＲに着目したとき
と同様に、高いフェージング周波数と判定した場合に
は、平均化シンボル数を少なくして。逆に低いフェージ
ング周波数と判定した場合には平均化シンボル数を増や
して振幅位相変動補償量の算出を行う。
【００２７】以上のように長区間ＳＩＲ、フェージング
周波数判定値に基づいて、振幅位相変動量の平均化シン
ボル数を変化させることにより、その時の伝送路状態に
応じた振幅位相変動量を算出することができる。ここで
は説明の簡単のため、長区間ＳＩＲが高い、低い、フェ
ージング周波数が高い、低いなどと組み合わせが少ない
が、それぞれのパラメータをさらに多値化することによ
り、より細かく振幅位相変動量の平均化シンボル数を変
化させることも可能である。
周波数判定値に基づいて、振幅位相変動量の平均化シン
ボル数を変化させることにより、その時の伝送路状態に
応じた振幅位相変動量を算出することができる。ここで
は説明の簡単のため、長区間ＳＩＲが高い、低い、フェ
ージング周波数が高い、低いなどと組み合わせが少ない
が、それぞれのパラメータをさらに多値化することによ
り、より細かく振幅位相変動量の平均化シンボル数を変
化させることも可能である。
【００２８】以上のような動作により求められた振幅位
相変動補償量と、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２の
出力である周波数誤差による位相回転が補正された受信
データシンボルとを、複素共役乗算部１０５−１３によ
り複素共役乗算することにより、同期検波を行う。同期
検波後の受信データシンボルは、合成部１０８で、それ
ぞれのパスに割り付けられた他のベースバンド復調部１
０６、１０７からの同期検波後の受信シンボルと合成さ
れる。判定部１０９では、合成結果を判定し、「０」
「１」のバイナリ判定データを得ることができる。
相変動補償量と、ベースバンドＡＦＣ部１０５−１２の
出力である周波数誤差による位相回転が補正された受信
データシンボルとを、複素共役乗算部１０５−１３によ
り複素共役乗算することにより、同期検波を行う。同期
検波後の受信データシンボルは、合成部１０８で、それ
ぞれのパスに割り付けられた他のベースバンド復調部１
０６、１０７からの同期検波後の受信シンボルと合成さ
れる。判定部１０９では、合成結果を判定し、「０」
「１」のバイナリ判定データを得ることができる。
【００２９】
【発明の効果】以上に詳述したように本発明に係るＣＤ
ＭＡ受信機によれば、搬送波の周波数誤差による影響が
軽減されているので、平均化シンボルが増えた場合の特
性の劣化を防ぐことが可能となる。
ＭＡ受信機によれば、搬送波の周波数誤差による影響が
軽減されているので、平均化シンボルが増えた場合の特
性の劣化を防ぐことが可能となる。
【図１】本発明に係るＣＤＭＡ受信機の構成例である。
【図２】周波数誤差検出部の構成例である。
【図３】長区間ＳＩＲ測定部の構成例である。
【図４】フェージング周波数推定部の構成例である。
【図５】フレームフォーマット、及び振幅位相変動量平
均化の模式図である。
均化の模式図である。
【図６】フレームフォーマット、及び長区間ＳＩＲが高
い場合の振幅位相変動量平均化の模式図である。
い場合の振幅位相変動量平均化の模式図である。
【図７】フレームフォーマット、及び長区間ＳＩＲが低
い場合の振幅位相変動量平均化の模式図である。
い場合の振幅位相変動量平均化の模式図である。
【図８】従来技術におけるＣＤＭＡ受信機の構成例であ
る。
る。
【図９】位相ずれと振幅位相変動量の概念図である。
１０１，８０１ 直交検波部、１０２，８０２ 発信
器、１０３，８０３ Ａ／Ｄ変換部、１０４，８０４
パスサーチ部、１０５，１０６，１０７，８０５，８０
６，８０７ ベースバンド復調部、１０８，８０８ 合
成部、１０９，８０９ 判定部、１０５−１，８０５−
１ タイミング生成部、１０５−２，８０５−２ パイ
ロットチャネル逆拡散部、１０５−３，８０５−３ デ
ータチャネル逆拡散部、１０５−４，８０５−４ 参照
用パイロットシンボル生成部、１０５−５，１０５−１
３，８０５−５，８０５−７ 複素共役乗算部、１０５
−６周波数誤差検出部、１０５−７ 周波数誤差平均化
部、１０５−８ 長区間ＳＩＲ測定部、１０５−９ フ
ェージング周波数推定部、１０５−１０，８０５−６
振幅位相変動補償量算出部、１０５−１１ 周波数誤差
合成部、１０５−１２ ベースバンドＡＦＣ部。
器、１０３，８０３ Ａ／Ｄ変換部、１０４，８０４
パスサーチ部、１０５，１０６，１０７，８０５，８０
６，８０７ ベースバンド復調部、１０８，８０８ 合
成部、１０９，８０９ 判定部、１０５−１，８０５−
１ タイミング生成部、１０５−２，８０５−２ パイ
ロットチャネル逆拡散部、１０５−３，８０５−３ デ
ータチャネル逆拡散部、１０５−４，８０５−４ 参照
用パイロットシンボル生成部、１０５−５，１０５−１
３，８０５−５，８０５−７ 複素共役乗算部、１０５
−６周波数誤差検出部、１０５−７ 周波数誤差平均化
部、１０５−８ 長区間ＳＩＲ測定部、１０５−９ フ
ェージング周波数推定部、１０５−１０，８０５−６
振幅位相変動補償量算出部、１０５−１１ 周波数誤差
合成部、１０５−１２ ベースバンドＡＦＣ部。
Claims (1)
- 【請求項１】 拡散されたデータと共に拡散されたパイ
ロット信号を送信し、受信側では逆拡散したパイロット
信号から振幅位相変動量を抽出し、逆拡散したデータの
補正を行うＤＳ−ＣＤＭＡ移動通信システムの受信機に
おいて、 搬送波の周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、前
記周波数誤差を平均化する周波数誤差平均化部と、各パ
ス毎の前記平均化後の周波数誤差を合成する合成部と、
前記合成後の周波数誤差を用いて搬送波周波数を補償す
るベースバンドＡＦＣ部と、前記振幅位相変動量からＳ
ＩＲを求め、長区間平均を行い長区間ＳＩＲを求める長
区間ＳＩＲ測定部と、前記振幅位相変動量から無線伝送
路におけるフェージングの周波数を推定するフェージン
グ周波数推定部と、前記長区間ＳＩＲ測定部により測定
された長区間ＳＩＲと、前記フェージング周波数推定部
により推定されたフェージングの周波数に基づいて、前
記振幅位相変動量の補償量を算出する振幅位相変動補償
量算出部と、 を備えたことを特徴とするＣＤＭＡ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000228850A JP2002043978A (ja) | 2000-07-28 | 2000-07-28 | Ｃｄｍａ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000228850A JP2002043978A (ja) | 2000-07-28 | 2000-07-28 | Ｃｄｍａ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002043978A true JP2002043978A (ja) | 2002-02-08 |
Family
ID=18722069
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000228850A Withdrawn JP2002043978A (ja) | 2000-07-28 | 2000-07-28 | Ｃｄｍａ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002043978A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008124661A (ja) * | 2006-11-09 | 2008-05-29 | Mitsubishi Electric Corp | 回線品質測定装置、基地局および端末 |
| JP2009177453A (ja) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Nec Access Technica Ltd | ノイズレベル測定方法および装置 |
| US7672277B2 (en) | 2003-08-04 | 2010-03-02 | Datang Mobile Communications Co. Ltd. | Method and device for estimating carrier frequency offset of subscriber terminal |
| JP4870687B2 (ja) * | 2005-02-01 | 2012-02-08 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 周波数誤差の存在下における干渉推定 |
| CN101252406B (zh) * | 2008-03-28 | 2012-04-25 | 哈尔滨工业大学 | 抗多址干扰的直接序列扩频通信系统 |
-
2000
- 2000-07-28 JP JP2000228850A patent/JP2002043978A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7672277B2 (en) | 2003-08-04 | 2010-03-02 | Datang Mobile Communications Co. Ltd. | Method and device for estimating carrier frequency offset of subscriber terminal |
| JP4870687B2 (ja) * | 2005-02-01 | 2012-02-08 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 周波数誤差の存在下における干渉推定 |
| JP2008124661A (ja) * | 2006-11-09 | 2008-05-29 | Mitsubishi Electric Corp | 回線品質測定装置、基地局および端末 |
| JP2009177453A (ja) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Nec Access Technica Ltd | ノイズレベル測定方法および装置 |
| JP4543289B2 (ja) * | 2008-01-24 | 2010-09-15 | Ｎｅｃアクセステクニカ株式会社 | ノイズレベル測定方法および装置 |
| CN101252406B (zh) * | 2008-03-28 | 2012-04-25 | 哈尔滨工业大学 | 抗多址干扰的直接序列扩频通信系统 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061030 |
|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20071002 |