JP3253560B2 - 信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システム - Google Patents
信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システムInfo
- Publication number
- JP3253560B2 JP3253560B2 JP13746397A JP13746397A JP3253560B2 JP 3253560 B2 JP3253560 B2 JP 3253560B2 JP 13746397 A JP13746397 A JP 13746397A JP 13746397 A JP13746397 A JP 13746397A JP 3253560 B2 JP3253560 B2 JP 3253560B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- output
- path
- correction
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信方式における信号受信装置およびスペクトラム拡散
通信システムに関する。
通信方式における信号受信装置およびスペクトラム拡散
通信システムに関する。
【0002】
【従来の技術】近年、直接拡散(DS:Direct Sequenc
e)方式によるスペクトラム拡散通信方式が、移動無線
システムや無線LANなどの無線通信システムにおいて
注目を集めている。一般に、無線通信システムにおいて
は、送信機から送信された信号が経路長の異なる複数の
伝搬経路を通って受信機に到達し、それらがコヒーレン
トに加算されないために、いわゆるマルチパスフェージ
ングが発生する。しかしながら、上述したスペクトラム
拡散通信方式においては、レーク(RAKE)受信方式
を採用することにより、このようなマルチパスを効果的
に利用することが可能となる。
e)方式によるスペクトラム拡散通信方式が、移動無線
システムや無線LANなどの無線通信システムにおいて
注目を集めている。一般に、無線通信システムにおいて
は、送信機から送信された信号が経路長の異なる複数の
伝搬経路を通って受信機に到達し、それらがコヒーレン
トに加算されないために、いわゆるマルチパスフェージ
ングが発生する。しかしながら、上述したスペクトラム
拡散通信方式においては、レーク(RAKE)受信方式
を採用することにより、このようなマルチパスを効果的
に利用することが可能となる。
【0003】このようなスペクトラム拡散通信方式の一
つに、DS−CDMA通信システムが提案されている。
この提案されているDS−CDMA通信システムにおけ
る送信データのフレーム構成の一例を図10の(a)に
示す。この図に示す例においては、各フレームは、それ
ぞれが1つのパイロットシンボルブロックと1つの情報
シンボルブロックとからなる複数のスロットから構成さ
れており、図示するようにパイロットシンボルブロック
P1、P2・・・Pnと、情報シンボルブロックI1、
I2・・・Inとが交互に配列された構成とされてい
る。各パイロットシンボルブロックP1、P2、・・・
PnはそれぞれLシンボル(例えば4シンボル)の長さ
とされており、既知のシンボル列が送信される。また、
各情報ブロックI1、I2・・・Inには、それぞれ所
定数(例えば36シンボル)の情報シンボルが配置され
ている。この各シンボルは、QPSK変調方式により情
報変調された後、所定の拡散符号で拡散変調されて受信
局に向けて送信される。
つに、DS−CDMA通信システムが提案されている。
この提案されているDS−CDMA通信システムにおけ
る送信データのフレーム構成の一例を図10の(a)に
示す。この図に示す例においては、各フレームは、それ
ぞれが1つのパイロットシンボルブロックと1つの情報
シンボルブロックとからなる複数のスロットから構成さ
れており、図示するようにパイロットシンボルブロック
P1、P2・・・Pnと、情報シンボルブロックI1、
I2・・・Inとが交互に配列された構成とされてい
る。各パイロットシンボルブロックP1、P2、・・・
PnはそれぞれLシンボル(例えば4シンボル)の長さ
とされており、既知のシンボル列が送信される。また、
各情報ブロックI1、I2・・・Inには、それぞれ所
定数(例えば36シンボル)の情報シンボルが配置され
ている。この各シンボルは、QPSK変調方式により情
報変調された後、所定の拡散符号で拡散変調されて受信
局に向けて送信される。
【0004】受信局においては、周期的に挿入された前
記パイロットシンボルの受信信号からフェージング複素
包絡線を推定し、該推定したフェージング複素包絡線に
基づいて各パスの受信信号のフェージング補正を行い、
RAKE合成して、前記情報シンボルの受信信号の同期
検波を行う。また、受信した前記パイロットシンボルブ
ロックの情報が所定のパターンであることを検出してフ
レーム同期信号を出力するようになされている。
記パイロットシンボルの受信信号からフェージング複素
包絡線を推定し、該推定したフェージング複素包絡線に
基づいて各パスの受信信号のフェージング補正を行い、
RAKE合成して、前記情報シンボルの受信信号の同期
検波を行う。また、受信した前記パイロットシンボルブ
ロックの情報が所定のパターンであることを検出してフ
レーム同期信号を出力するようになされている。
【0005】図10の(b)は、上述したRAKE受信
機の要部の構成を示すブロック図である。この図におい
て、受信アンテナ71において受信されたスペクトラム
拡散信号は高周波受信部72において中間周波信号に変
換され、分配器73により2つの信号に分割されて、そ
れぞれ乗算器76および77に供給される。74は中間
周波数の信号(cosωt)を発生する発振器であり、
該発振器74からの出力は、前記乗算器76に直接印加
されるとともに、その位相をπ/2だけ移相する位相シ
フト回路75を介して前記乗算器77に入力される。前
記乗算器76において前記分配器73からの中間周波信
号と前記発振器74からの発振出力が乗算され、ローパ
スフィルタ78を介して同相成分(I成分)のベースバ
ンド信号が出力される。また、前記乗算器77において
前記分配器73からの中間周波信号と前記位相シフト回
路75の出力(sinωt)が乗算され、ローパスフィ
ルタ79を介して直交成分(Q成分)のベースバンド信
号が出力される。
機の要部の構成を示すブロック図である。この図におい
て、受信アンテナ71において受信されたスペクトラム
拡散信号は高周波受信部72において中間周波信号に変
換され、分配器73により2つの信号に分割されて、そ
れぞれ乗算器76および77に供給される。74は中間
周波数の信号(cosωt)を発生する発振器であり、
該発振器74からの出力は、前記乗算器76に直接印加
されるとともに、その位相をπ/2だけ移相する位相シ
フト回路75を介して前記乗算器77に入力される。前
記乗算器76において前記分配器73からの中間周波信
号と前記発振器74からの発振出力が乗算され、ローパ
スフィルタ78を介して同相成分(I成分)のベースバ
ンド信号が出力される。また、前記乗算器77において
前記分配器73からの中間周波信号と前記位相シフト回
路75の出力(sinωt)が乗算され、ローパスフィ
ルタ79を介して直交成分(Q成分)のベースバンド信
号が出力される。
【0006】I成分とQ成分のベースバンド信号は、複
素型マッチドフィルタ80に入力され、それぞれ、PN
符号生成回路81により発生されるPN符号系列と乗積
され、逆拡散が行なわれ、同相成分の逆拡散出力と直交
成分の逆拡散出力とが得られる。マルチパス環境におい
ては、各逆拡散出力は、それぞれのパスに対応した複数
の出力となっている。このマッチドフィルタ80から出
力される逆拡散出力の同相成分と逆拡散出力の直交成分
は、遅延検波回路82、信号レベル検出部84および位
相補正部86にそれぞれ入力される。
素型マッチドフィルタ80に入力され、それぞれ、PN
符号生成回路81により発生されるPN符号系列と乗積
され、逆拡散が行なわれ、同相成分の逆拡散出力と直交
成分の逆拡散出力とが得られる。マルチパス環境におい
ては、各逆拡散出力は、それぞれのパスに対応した複数
の出力となっている。このマッチドフィルタ80から出
力される逆拡散出力の同相成分と逆拡散出力の直交成分
は、遅延検波回路82、信号レベル検出部84および位
相補正部86にそれぞれ入力される。
【0007】前記遅延検波回路82において、前記複数
のパスに対応する逆拡散出力のうちの第1番目のパスに
対応する受信信号が遅延検波され、該検波出力はフレー
ム同期回路83に入力されて、各フレームのタイミング
が検出される。前述のように、各フレームに含まれてい
るパイロットシンボルは既知であり、フレーム同期回路
83は、前記遅延検波回路82からの遅延検波出力が、
上記複数のスロットにそれぞれ4シンボルずつ含まれて
いるパイロットシンボルの遅延検波パターンに一致する
か否かを判定することにより、フレーム同期を検出して
いる。このようにして検出されたフレーム同期信号は位
相補正部86に出力される。
のパスに対応する逆拡散出力のうちの第1番目のパスに
対応する受信信号が遅延検波され、該検波出力はフレー
ム同期回路83に入力されて、各フレームのタイミング
が検出される。前述のように、各フレームに含まれてい
るパイロットシンボルは既知であり、フレーム同期回路
83は、前記遅延検波回路82からの遅延検波出力が、
上記複数のスロットにそれぞれ4シンボルずつ含まれて
いるパイロットシンボルの遅延検波パターンに一致する
か否かを判定することにより、フレーム同期を検出して
いる。このようにして検出されたフレーム同期信号は位
相補正部86に出力される。
【0008】また、信号レベル検出部84では、I成分
の逆拡散出力とQ成分の逆拡散出力とから各パスの受信
信号のレベルが算出され、マルチパス選択部85におい
て、受信信号レベルの大きい複数のピークが複数のパス
として選択される。このマルチパス選択回路85の出力
は位相補正部86に入力される。
の逆拡散出力とQ成分の逆拡散出力とから各パスの受信
信号のレベルが算出され、マルチパス選択部85におい
て、受信信号レベルの大きい複数のピークが複数のパス
として選択される。このマルチパス選択回路85の出力
は位相補正部86に入力される。
【0009】前記位相補正部86は、前記複数のパスに
それぞれ対応して設けられた複数の位相補正手段と、前
記複素型マッチドフィルタ80からの同相成分および直
交成分の逆拡散された受信信号を、前記フレーム同期信
号および前記マルチパス選択回路85の出力に基づい
て、前記複数個の位相補正手段に選択的に出力するセレ
クタとを有している。前記複素型マッチドフィルタ80
からの逆拡散信号は、前記セレクタにより前記各位相補
正手段にそれぞれ対応するタイミングで入力され、各位
相補正手段において、それぞれ対応するパスの逆拡散信
号に対してフェージング補正処理が行なわれる。
それぞれ対応して設けられた複数の位相補正手段と、前
記複素型マッチドフィルタ80からの同相成分および直
交成分の逆拡散された受信信号を、前記フレーム同期信
号および前記マルチパス選択回路85の出力に基づい
て、前記複数個の位相補正手段に選択的に出力するセレ
クタとを有している。前記複素型マッチドフィルタ80
からの逆拡散信号は、前記セレクタにより前記各位相補
正手段にそれぞれ対応するタイミングで入力され、各位
相補正手段において、それぞれ対応するパスの逆拡散信
号に対してフェージング補正処理が行なわれる。
【0010】前記図10の(a)に関して説明したよう
に、受信信号にはパイロットシンボルブロックと情報シ
ンボルブロックとが交互に配置されている。前述したよ
うに、パイロットシンボルブロックの送信信号は既知で
あり、この既知の信号を参照することにより、当該パイ
ロットシンボルブロックの受信信号中に含まれているパ
イロット信号の位相回転量(誤差ベクトル)を算出する
ことができる。前記各位相補正手段は、このようにして
算出した各パスの受信信号に含まれている誤差ベクトル
から補正信号(補正ベクトル)を算出して、当該情報シ
ンボルブロックの受信信号に含まれているフェージング
等による位相誤差を補正する。
に、受信信号にはパイロットシンボルブロックと情報シ
ンボルブロックとが交互に配置されている。前述したよ
うに、パイロットシンボルブロックの送信信号は既知で
あり、この既知の信号を参照することにより、当該パイ
ロットシンボルブロックの受信信号中に含まれているパ
イロット信号の位相回転量(誤差ベクトル)を算出する
ことができる。前記各位相補正手段は、このようにして
算出した各パスの受信信号に含まれている誤差ベクトル
から補正信号(補正ベクトル)を算出して、当該情報シ
ンボルブロックの受信信号に含まれているフェージング
等による位相誤差を補正する。
【0011】なお、この位相補正処理を行うときに、情
報シンボルブロックの前後に位置するパイロットシンボ
ルブロックの受信信号から補正ベクトルを算出する方法
(第1の方法)、および、情報ブロックの前に位置する
パイロットシンボルブロックから得られた補正ベクトル
を用いて位相補正を行なう方法(第2の方法)の2つの
方法が知られている。
報シンボルブロックの前後に位置するパイロットシンボ
ルブロックの受信信号から補正ベクトルを算出する方法
(第1の方法)、および、情報ブロックの前に位置する
パイロットシンボルブロックから得られた補正ベクトル
を用いて位相補正を行なう方法(第2の方法)の2つの
方法が知られている。
【0012】このようにして、前記位相補正部86にお
いて位相補正された各パスの受信信号はRAKE合成部
87に供給され、該RAKE合成部87においてタイミ
ングを合わせて合成されてデータ判定回路88に出力さ
れる。そして、このデータ判定回路88においてデータ
判定され、信号の復調および処理が行なわれることとな
る。このようにしてパスダイバーシティが行なわれてい
る。
いて位相補正された各パスの受信信号はRAKE合成部
87に供給され、該RAKE合成部87においてタイミ
ングを合わせて合成されてデータ判定回路88に出力さ
れる。そして、このデータ判定回路88においてデータ
判定され、信号の復調および処理が行なわれることとな
る。このようにしてパスダイバーシティが行なわれてい
る。
【0013】このように、このDS−CDMA通信方式
においては、情報シンボルブロックの信号に対してRA
KE合成を行い、信頼性の高い受信をおこなうようにな
されているが、前述したフレーム同期をおこなう遅延検
波回路82においては、単一のパスの受信信号について
遅延検波を行っている。
においては、情報シンボルブロックの信号に対してRA
KE合成を行い、信頼性の高い受信をおこなうようにな
されているが、前述したフレーム同期をおこなう遅延検
波回路82においては、単一のパスの受信信号について
遅延検波を行っている。
【0014】一方、無線LAN等のスペクトラム拡散通
信システムにおいては、送信側は情報を差分符号化して
送信し、受信側では遅延検波により情報を復調すること
が一般的に行われている。この場合においても、遅延検
波においては、一番信号強度の大きいパスの受信信号の
みを利用して遅延検波を行っているのが通常である。し
たがって、マルチパス受信信号を十分に活用していると
はいえず、復調後のデータの信頼性は低いものとなって
いた。
信システムにおいては、送信側は情報を差分符号化して
送信し、受信側では遅延検波により情報を復調すること
が一般的に行われている。この場合においても、遅延検
波においては、一番信号強度の大きいパスの受信信号の
みを利用して遅延検波を行っているのが通常である。し
たがって、マルチパス受信信号を十分に活用していると
はいえず、復調後のデータの信頼性は低いものとなって
いた。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、上記
DS−CDMA通信システムにおいては、一つのパスの
受信信号を遅延検波回路82により遅延検波し、前記フ
レーム同期回路83において、パイロットシンボルの遅
延検波出力が所定のパターンとなっているか否かを検出
することにより、フレーム同期を検出しているため、受
信状態によっては、フレーム同期検出の精度があまりよ
くない場合があった。このフレーム同期検出の精度を向
上させるには、RAKE合成結果を用いることができれ
ばよいのであるが、フレーム同期がとれていない段階に
おけるRAKE合成出力は信頼性が低く、この合成出力
を使用することができない。したがって、フレーム同期
の検出精度を向上させることが望まれている。
DS−CDMA通信システムにおいては、一つのパスの
受信信号を遅延検波回路82により遅延検波し、前記フ
レーム同期回路83において、パイロットシンボルの遅
延検波出力が所定のパターンとなっているか否かを検出
することにより、フレーム同期を検出しているため、受
信状態によっては、フレーム同期検出の精度があまりよ
くない場合があった。このフレーム同期検出の精度を向
上させるには、RAKE合成結果を用いることができれ
ばよいのであるが、フレーム同期がとれていない段階に
おけるRAKE合成出力は信頼性が低く、この合成出力
を使用することができない。したがって、フレーム同期
の検出精度を向上させることが望まれている。
【0016】また、フレーム同期のため以外にも、上述
した無線LAN等の場合のように遅延検波法を用いる場
合においては、単一のパスの受信信号のみを用いて遅延
検波を行っているのが通常であり、マルチパス受信信号
を利用した信頼性の高い遅延検波法が望まれている。
した無線LAN等の場合のように遅延検波法を用いる場
合においては、単一のパスの受信信号のみを用いて遅延
検波を行っているのが通常であり、マルチパス受信信号
を利用した信頼性の高い遅延検波法が望まれている。
【0017】さらに位相補正を行う場合に、上述した従
来の第1の位相補正方法によれば、精度が高い受信を行
なうことができるが、1情報ブロック分の受信データを
記憶しておくための遅延手段が必要となり、回路規模が
大きくなるという問題点がある。このことは携帯無線機
などに適用するときには、大きな問題となる。また、前
記第2の位相補正方法によれば、回路規模は小さくする
ことができるものの、補正の精度は前述した第1の位相
補正方法の場合よりも悪くなるという問題点がある。
来の第1の位相補正方法によれば、精度が高い受信を行
なうことができるが、1情報ブロック分の受信データを
記憶しておくための遅延手段が必要となり、回路規模が
大きくなるという問題点がある。このことは携帯無線機
などに適用するときには、大きな問題となる。また、前
記第2の位相補正方法によれば、回路規模は小さくする
ことができるものの、補正の精度は前述した第1の位相
補正方法の場合よりも悪くなるという問題点がある。
【0018】さらにまた、上述したDS−CDMA通信
システムにおいては、フェージングによる位相誤差およ
び振幅の変動を推定するために、データスロット中にパ
イロットシンボルを周期的に挿入することが必要とな
り、その分だけ伝送効率が低下することとなっていた。
システムにおいては、フェージングによる位相誤差およ
び振幅の変動を推定するために、データスロット中にパ
イロットシンボルを周期的に挿入することが必要とな
り、その分だけ伝送効率が低下することとなっていた。
【0019】そこで、本発明は、回路規模が小さく、か
つ精度の良い信号受信を行うことのできる信号受信装置
を提供することを目的としている。また、DS−CDM
A通信システムにおけるフレーム同期を精度よく検出す
ることを目的としている。さらに、マルチパス受信信号
を利用した精度の良い遅延検波方法を提供することを目
的としている。さらにまた、伝送効率のよいスペクトラ
ム拡散通信システムを提供することを目的としている。
つ精度の良い信号受信を行うことのできる信号受信装置
を提供することを目的としている。また、DS−CDM
A通信システムにおけるフレーム同期を精度よく検出す
ることを目的としている。さらに、マルチパス受信信号
を利用した精度の良い遅延検波方法を提供することを目
的としている。さらにまた、伝送効率のよいスペクトラ
ム拡散通信システムを提供することを目的としている。
【0020】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の信号受信装置は、単一のパスに対応する受
信信号の位相に応じて、当該送信信号に対応する位相信
号を出力する仮判定部と、それぞれ対応するパスの受信
信号が入力され、前記仮判定部からの位相信号に基づい
て、当該パスの受信信号に対する位相補正を行う複数個
の位相補正手段と、前記複数個の位相補正手段から出力
される前記各パスに対応する位相補正された受信信号を
タイミングを合わせて合成するRAKE合成部と、前記
RAKE合成回路からの出力信号を遅延検波する遅延検
波回路とを有するものである。
に、本発明の信号受信装置は、単一のパスに対応する受
信信号の位相に応じて、当該送信信号に対応する位相信
号を出力する仮判定部と、それぞれ対応するパスの受信
信号が入力され、前記仮判定部からの位相信号に基づい
て、当該パスの受信信号に対する位相補正を行う複数個
の位相補正手段と、前記複数個の位相補正手段から出力
される前記各パスに対応する位相補正された受信信号を
タイミングを合わせて合成するRAKE合成部と、前記
RAKE合成回路からの出力信号を遅延検波する遅延検
波回路とを有するものである。
【0021】また、前記各位相補正手段は、当該パスの
受信信号の逆拡散出力と前記仮判定部からの位相信号出
力の共役複素数とを乗算して補正ベクトルを算出する補
正ベクトル計算手段と、前記当該パスの受信信号を前記
補正ベクトルを算出するために必要とされる時間遅延す
るメモリ手段と、前記メモリ手段から出力される前記受
信信号の逆拡散出力と前記補正ベクトル計算手段から出
力される補正ベクトルの共役ベクトルとを乗算する位相
補正回路とを有するものである。さらにまた、前記RA
KE合成部からの出力信号を同期検波する同期検波回路
を有するものである。
受信信号の逆拡散出力と前記仮判定部からの位相信号出
力の共役複素数とを乗算して補正ベクトルを算出する補
正ベクトル計算手段と、前記当該パスの受信信号を前記
補正ベクトルを算出するために必要とされる時間遅延す
るメモリ手段と、前記メモリ手段から出力される前記受
信信号の逆拡散出力と前記補正ベクトル計算手段から出
力される補正ベクトルの共役ベクトルとを乗算する位相
補正回路とを有するものである。さらにまた、前記RA
KE合成部からの出力信号を同期検波する同期検波回路
を有するものである。
【0022】これにより、単一のパスの受信信号を仮判
定した結果に基づいて各パスの受信信号を位相補正し
て、RAKE合成を行うことができる。したがって、良
好な受信が可能となるとともに、補正ベクトルを算出す
る時間だけ受信信号を遅延させるためのメモリのサイズ
を小さくすることが可能となる。したがって、回路規模
を小さくすることができる。
定した結果に基づいて各パスの受信信号を位相補正し
て、RAKE合成を行うことができる。したがって、良
好な受信が可能となるとともに、補正ベクトルを算出す
る時間だけ受信信号を遅延させるためのメモリのサイズ
を小さくすることが可能となる。したがって、回路規模
を小さくすることができる。
【0023】さらに、本発明のスペクトラム拡散通信シ
ステムは、送信側装置は、送信データを差動変調方式で
情報変調した後、拡散変調して送信するように構成され
ており、受信側装置は、受信信号を逆拡散した後、前述
した信号受信装置を用いて情報復調するように構成され
ているものである。これにより、フレーム中にパイロッ
トシンボルを挿入することが不要となり、伝送速度を向
上させることができる。また、マルチパス信号を利用し
た高精度の遅延検波を実現することができる。
ステムは、送信側装置は、送信データを差動変調方式で
情報変調した後、拡散変調して送信するように構成され
ており、受信側装置は、受信信号を逆拡散した後、前述
した信号受信装置を用いて情報復調するように構成され
ているものである。これにより、フレーム中にパイロッ
トシンボルを挿入することが不要となり、伝送速度を向
上させることができる。また、マルチパス信号を利用し
た高精度の遅延検波を実現することができる。
【0024】
【発明の実施の形態】図1は、本発明の信号受信装置の
第1の実施の形態における要部の構成を示すブロック図
である。ここでは、受信するパス数が4とされている場
合を例にとって説明する。なお、このパス数は、4に限
られることはなく、任意の数とすることができる。図1
において、1は信号入力端子であり、この端子から、例
えば前述した複素型マッチドフィルタにより逆拡散さ
れ、ベースバンドに復調された同相成分と直交成分の逆
拡散信号が入力される。
第1の実施の形態における要部の構成を示すブロック図
である。ここでは、受信するパス数が4とされている場
合を例にとって説明する。なお、このパス数は、4に限
られることはなく、任意の数とすることができる。図1
において、1は信号入力端子であり、この端子から、例
えば前述した複素型マッチドフィルタにより逆拡散さ
れ、ベースバンドに復調された同相成分と直交成分の逆
拡散信号が入力される。
【0025】前述したように、受信信号は複数の経路を
通って当該受信装置のアンテナに受信されるため、この
入力端子1から入力される逆拡散された受信信号には、
複数(例えば、4つ)のパスにそれぞれ対応する受信信
号が含まれている。ここでは、最初に出力される第1番
目のパス(パス#1)に対応する受信信号をr1、第2
番目のパス(パス#2)に対応する受信信号をr2、第
3番目のパス(パス#3)に対応する受信信号をr3、
第4番目のパス(パス#4)に対応する受信信号をr4
とする。
通って当該受信装置のアンテナに受信されるため、この
入力端子1から入力される逆拡散された受信信号には、
複数(例えば、4つ)のパスにそれぞれ対応する受信信
号が含まれている。ここでは、最初に出力される第1番
目のパス(パス#1)に対応する受信信号をr1、第2
番目のパス(パス#2)に対応する受信信号をr2、第
3番目のパス(パス#3)に対応する受信信号をr3、
第4番目のパス(パス#4)に対応する受信信号をr4
とする。
【0026】10はパス#1の受信信号r1を対象とし
て当該送信シンボルの仮判定を行う仮判定手段である。
また、21はパス#1の受信信号r1に対する位相補正
が行われる第1の位相補正手段、22はパス#2の受信
信号r2に対する第2の位相補正手段、23はパス#3
の受信信号r3に対する第3の位相補正手段、24はパ
ス#4の受信信号r4に対する第4の位相補正手段であ
る。さらに、60はRAKE合成部であり、61〜64
はそれぞれ前記位相補正手段21〜24の出力に対して
それぞれ対応する量の時間遅延を与え、そのタイミング
を一致させるための第1〜第4の遅延手段、65は前記
第1〜第4の遅延手段61〜64からの出力を合成し、
出力端子2に出力する加算器である。
て当該送信シンボルの仮判定を行う仮判定手段である。
また、21はパス#1の受信信号r1に対する位相補正
が行われる第1の位相補正手段、22はパス#2の受信
信号r2に対する第2の位相補正手段、23はパス#3
の受信信号r3に対する第3の位相補正手段、24はパ
ス#4の受信信号r4に対する第4の位相補正手段であ
る。さらに、60はRAKE合成部であり、61〜64
はそれぞれ前記位相補正手段21〜24の出力に対して
それぞれ対応する量の時間遅延を与え、そのタイミング
を一致させるための第1〜第4の遅延手段、65は前記
第1〜第4の遅延手段61〜64からの出力を合成し、
出力端子2に出力する加算器である。
【0027】前記各位相補正手段21〜24は、いずれ
も同一の構成とされており、この図には、前記第1の位
相補正手段21の内部構成を代表して示している。31
は補正ベクトル計算部であり、前記仮判定部10から出
力される位相信号φと当該パスの入力信号r1とから補
正ベクトルM1を算出する。41はメモリであり、当該
パスの受信信号r1を前記補正ベクトル計算部31にお
ける計算に要する時間だけ遅延するためのものである。
したがって、このメモリの容量は、前述した従来技術
(第1の位相補正方法)の場合よりも小さくすることが
できる。
も同一の構成とされており、この図には、前記第1の位
相補正手段21の内部構成を代表して示している。31
は補正ベクトル計算部であり、前記仮判定部10から出
力される位相信号φと当該パスの入力信号r1とから補
正ベクトルM1を算出する。41はメモリであり、当該
パスの受信信号r1を前記補正ベクトル計算部31にお
ける計算に要する時間だけ遅延するためのものである。
したがって、このメモリの容量は、前述した従来技術
(第1の位相補正方法)の場合よりも小さくすることが
できる。
【0028】また、51は位相補正回路であり、前記補
正ベクトル計算部31から出力される当該パスの受信信
号に対する補正ベクトルM1を用いて、前記メモリ41
から出力される当該パスの受信信号r1に対して位相補
正演算を実行する。この位相補正回路51の出力は前記
第1の遅延手段61に出力される。なお、図示していな
いが、第2〜第4の位相補正手段22〜24にも、それ
ぞれ、補正ベクトル計算部32〜34、メモリ42〜4
4および位相補正回路52〜54が同様に設けられてい
る。
正ベクトル計算部31から出力される当該パスの受信信
号に対する補正ベクトルM1を用いて、前記メモリ41
から出力される当該パスの受信信号r1に対して位相補
正演算を実行する。この位相補正回路51の出力は前記
第1の遅延手段61に出力される。なお、図示していな
いが、第2〜第4の位相補正手段22〜24にも、それ
ぞれ、補正ベクトル計算部32〜34、メモリ42〜4
4および位相補正回路52〜54が同様に設けられてい
る。
【0029】前記入力端子1から入力される受信信号の
一例を図2に示す。前記複素型マッチドフィルタから
は、図2に示すように、例えば4つのパスを経由した異
なる伝搬遅延時間を有するベースバンドの受信信号
r1、r2、r3およびr4が出力される。
一例を図2に示す。前記複素型マッチドフィルタから
は、図2に示すように、例えば4つのパスを経由した異
なる伝搬遅延時間を有するベースバンドの受信信号
r1、r2、r3およびr4が出力される。
【0030】各パスの受信信号r1〜r4は、次の式
(1)〜(4)により表される。
(1)〜(4)により表される。
【数1】 ここで、fdiejθiは、第i番目(i=1,2,3,4)
のパスにおける位相係数であり、fdiはその振幅成分、
θiはその位相成分である。また、αは情報変調による
位相、βは搬送波の初期位相誤差である。
のパスにおける位相係数であり、fdiはその振幅成分、
θiはその位相成分である。また、αは情報変調による
位相、βは搬送波の初期位相誤差である。
【0031】前述のように、前記送信データに対し情報
変調としてQPSK変調がなされている。前記仮判定部
10は前記受信信号のうちのパス#1に対応する受信信
号r1(I成分の受信信号r1IおよびQ成分の受信信号
r1Q)に対して仮判定を行う。この仮判定は、次の式
(5)および式(6)に基づいて行われる。
変調としてQPSK変調がなされている。前記仮判定部
10は前記受信信号のうちのパス#1に対応する受信信
号r1(I成分の受信信号r1IおよびQ成分の受信信号
r1Q)に対して仮判定を行う。この仮判定は、次の式
(5)および式(6)に基づいて行われる。
【数2】
【0032】図3は、前記仮判定部10における仮判
定、すなわち被変調データ(sIsQ)と位相φとの関係
を示す図である。前記仮判定部10は、前記パス#1に
対する受信信号r1の同相成分r1Iおよび直交成分r1Q
の正、負に応じて、前記式(5)および式(6)に従
い、前記受信信号の同相成分r1Iが負のときは同相チャ
ネルの被変調信号sI=”0”、r1Iがゼロまたは正の
ときはsI=”1”であると仮判定し、受信信号の直交
成分r1Qが負のときは直交チャネルの被変調信号s
Q=”0”、r1Qがゼロまたは正のときはsQ=”1”で
あると仮判定する。
定、すなわち被変調データ(sIsQ)と位相φとの関係
を示す図である。前記仮判定部10は、前記パス#1に
対する受信信号r1の同相成分r1Iおよび直交成分r1Q
の正、負に応じて、前記式(5)および式(6)に従
い、前記受信信号の同相成分r1Iが負のときは同相チャ
ネルの被変調信号sI=”0”、r1Iがゼロまたは正の
ときはsI=”1”であると仮判定し、受信信号の直交
成分r1Qが負のときは直交チャネルの被変調信号s
Q=”0”、r1Qがゼロまたは正のときはsQ=”1”で
あると仮判定する。
【0033】すなわち、前記受信信号r1の位相が0〜
π/2であり、受信信号r1の位相が図3における第1
象限にあるときには、(sIsQ)=(11)であるとし
て、被変調信号の位相φ=π/4であると仮判定する。
また、前記受信信号r1の位相が図3における第2象限
にあるときは、(sIsQ)=(10)であり、φ=3π
/4であると仮判定する。さらに、受信信号r1の位相
が図3における第3象限にあるときは、(sIsQ)=
(00)、φ=−3π/4であると仮判定する。さらに
また、前記受信信号r1の位相が図3における第4象限
にあるときは、(sIsQ)=(01)、φ=−π/4で
あると仮判定する。ここで、もし、雑音もフェージング
もなく、搬送波の初期位相誤差もない場合には、φ=α
(αは情報変調による位相)となるが、実際には誤差が
あるため、第1番目のパス#1の受信信号r1の位相φ
は、φ=α+Δαとなる。
π/2であり、受信信号r1の位相が図3における第1
象限にあるときには、(sIsQ)=(11)であるとし
て、被変調信号の位相φ=π/4であると仮判定する。
また、前記受信信号r1の位相が図3における第2象限
にあるときは、(sIsQ)=(10)であり、φ=3π
/4であると仮判定する。さらに、受信信号r1の位相
が図3における第3象限にあるときは、(sIsQ)=
(00)、φ=−3π/4であると仮判定する。さらに
また、前記受信信号r1の位相が図3における第4象限
にあるときは、(sIsQ)=(01)、φ=−π/4で
あると仮判定する。ここで、もし、雑音もフェージング
もなく、搬送波の初期位相誤差もない場合には、φ=α
(αは情報変調による位相)となるが、実際には誤差が
あるため、第1番目のパス#1の受信信号r1の位相φ
は、φ=α+Δαとなる。
【0034】前記仮判定部10からの仮判定結果出力φ
(=α+Δα)は、図示するように、各パスに対応する
位相補正手段21〜24に供給され、各位相補正手段2
1〜24において、それぞれ対応するパス#1〜#4の
受信信号r1〜r4の位相補正が行われる。ここで行われ
る位相補正は、各パスの受信信号の位相を前記仮判定結
果の位相φと同じ位相となるように補正するもの(同相
化)である。なお、各位相補正手段21〜24において
同様の位相補正処理が行われるため、ここでは、前記位
相補正手段21について代表して説明することとする。
(=α+Δα)は、図示するように、各パスに対応する
位相補正手段21〜24に供給され、各位相補正手段2
1〜24において、それぞれ対応するパス#1〜#4の
受信信号r1〜r4の位相補正が行われる。ここで行われ
る位相補正は、各パスの受信信号の位相を前記仮判定結
果の位相φと同じ位相となるように補正するもの(同相
化)である。なお、各位相補正手段21〜24において
同様の位相補正処理が行われるため、ここでは、前記位
相補正手段21について代表して説明することとする。
【0035】図示するように、位相補正手段21は、当
該パス(パス#1)の受信信号r1と前記仮判定出力φ
とから補正ベクトルM1を算出する補正ベクトル計算部
31、当該受信信号r1を前記補正ベクトル計算部11
による補正ベクトルの算出のための時間だけ遅延させる
メモリ41、および、前記補正ベクトル計算部31から
の補正ベクトルM1に基づいて、前記メモリ41から出
力される当該パスの受信信号r1に対する位相補正を行
う位相補正回路51から構成されている。
該パス(パス#1)の受信信号r1と前記仮判定出力φ
とから補正ベクトルM1を算出する補正ベクトル計算部
31、当該受信信号r1を前記補正ベクトル計算部11
による補正ベクトルの算出のための時間だけ遅延させる
メモリ41、および、前記補正ベクトル計算部31から
の補正ベクトルM1に基づいて、前記メモリ41から出
力される当該パスの受信信号r1に対する位相補正を行
う位相補正回路51から構成されている。
【0036】前記補正ベクトル計算部31においては、
次の式(7)に示すように、当該パスの受信信号r1に
前記仮判定部10から出力される仮判定された位相φの
複素共役を乗算することにより、補正ベクトルM1を算
出する。
次の式(7)に示すように、当該パスの受信信号r1に
前記仮判定部10から出力される仮判定された位相φの
複素共役を乗算することにより、補正ベクトルM1を算
出する。
【数3】 この式(7)に示されているように、この補正ベクトル
Miの位相成分は、フェージング係数の位相成分θi、搬
送波の初期位相誤差βおよび誤差Δαのみによる成分と
なっており、情報変調による位相αは含まれていない。
Miの位相成分は、フェージング係数の位相成分θi、搬
送波の初期位相誤差βおよび誤差Δαのみによる成分と
なっており、情報変調による位相αは含まれていない。
【0037】続いて、前記位相補正回路51において、
前記当該パスの受信信号r1と前記補正ベクトルMiの共
役ベクトルMi *とが乗算され、補正された当該パスの受
信信号M1 *r1が出力される。同様にして、パス2の位
相補正手段22、パス3の位相補正手段23およびパス
4の位相補正手段24からもそれぞれ補正された受信信
号M2 *r2、M3 *r3およびM4 *r4が出力される。
前記当該パスの受信信号r1と前記補正ベクトルMiの共
役ベクトルMi *とが乗算され、補正された当該パスの受
信信号M1 *r1が出力される。同様にして、パス2の位
相補正手段22、パス3の位相補正手段23およびパス
4の位相補正手段24からもそれぞれ補正された受信信
号M2 *r2、M3 *r3およびM4 *r4が出力される。
【0038】各位相補正手段21〜24からの位相補正
された受信信号は、それぞれ対応する遅延回路61〜6
4においてタイミングの一致をとられ、加算器65にお
いて合成され、次の式(8)で示される、RAKE合成
出力RKoutが得られる。
された受信信号は、それぞれ対応する遅延回路61〜6
4においてタイミングの一致をとられ、加算器65にお
いて合成され、次の式(8)で示される、RAKE合成
出力RKoutが得られる。
【数4】
【0039】この式(8)に示すように、RAKE合成
出力RKoutの位相は、情報変調による位相αと誤差Δα
の和となっている。ここで、SN比が比較的に高く、フ
ェージング係数の変化が緩やかなときには、ある期間の
すべてのシンボルに対してほぼ同一のΔαとなり、ま
た、SN比が低く、フェージング係数の変化が速いとき
には、Δαの変化も速くなる。なお、各シンボルの情報
位相αは、それぞれの情報に対応して変化する。
出力RKoutの位相は、情報変調による位相αと誤差Δα
の和となっている。ここで、SN比が比較的に高く、フ
ェージング係数の変化が緩やかなときには、ある期間の
すべてのシンボルに対してほぼ同一のΔαとなり、ま
た、SN比が低く、フェージング係数の変化が速いとき
には、Δαの変化も速くなる。なお、各シンボルの情報
位相αは、それぞれの情報に対応して変化する。
【0040】さて、このようにして得られるRAKE合
成出力RKoutを遅延検波回路に入力し、遅延検波を行う
と次の式(9)に示す出力が得られる。すなわち、(j
−1)シンボル目のRAKE合成出力(RKout(j-1))と
jシンボル目のRAKE合成出力(RKout(j))とを遅延
検波した出力Dは、次の式(9)により表される。
成出力RKoutを遅延検波回路に入力し、遅延検波を行う
と次の式(9)に示す出力が得られる。すなわち、(j
−1)シンボル目のRAKE合成出力(RKout(j-1))と
jシンボル目のRAKE合成出力(RKout(j))とを遅延
検波した出力Dは、次の式(9)により表される。
【数5】
【0041】この出力Dからは前記誤差分Δαが消えて
おり、第jシンボルの情報位相α(j)と第(j−1)シ
ンボルの情報位相α(j-1)の差の位相を有する信号が出
力される。このように、本発明の信号受信装置によれ
ば、各パスの受信信号をRAKE合成した信号を用い
て、位相誤差のない遅延検波出力を得ることができる。
おり、第jシンボルの情報位相α(j)と第(j−1)シ
ンボルの情報位相α(j-1)の差の位相を有する信号が出
力される。このように、本発明の信号受信装置によれ
ば、各パスの受信信号をRAKE合成した信号を用い
て、位相誤差のない遅延検波出力を得ることができる。
【0042】次に、本発明の信号受信装置を前述した図
10のDS−CDMA通信システムに適用した実施の形
態について説明する。この実施の形態は、前記フレーム
同期を検出する遅延検波回路82(図10(b))の代
わりに、本発明の信号受信装置を採用し、RAKE合成
出力を遅延検波することによりフレーム同期検出の精度
を上げるようにしたものである。
10のDS−CDMA通信システムに適用した実施の形
態について説明する。この実施の形態は、前記フレーム
同期を検出する遅延検波回路82(図10(b))の代
わりに、本発明の信号受信装置を採用し、RAKE合成
出力を遅延検波することによりフレーム同期検出の精度
を上げるようにしたものである。
【0043】図4は、この実施の形態におけるRAKE
受信機の構成例を示すブロック図である。この図におい
て、前記図10および図1と同一の構成要素には同一の
番号を付して説明の重複を避けることとする。また、図
4において、20は位相補正部であり、この位相補正部
20内には、前記図1に示した各パスに対応する位相補
正手段21〜24が設けられている。さらに、図4中に
波線で囲まれた仮判定部10、位相補正部20およびR
AKE合成回路60は前記図1に示した本発明の信号受
信装置である。
受信機の構成例を示すブロック図である。この図におい
て、前記図10および図1と同一の構成要素には同一の
番号を付して説明の重複を避けることとする。また、図
4において、20は位相補正部であり、この位相補正部
20内には、前記図1に示した各パスに対応する位相補
正手段21〜24が設けられている。さらに、図4中に
波線で囲まれた仮判定部10、位相補正部20およびR
AKE合成回路60は前記図1に示した本発明の信号受
信装置である。
【0044】前述した図10(b)の場合と同様に、前
記複素型マッチドフィルタ80からは複数のパスに対応
するベースバンドの受信信号が出力される。前記仮判定
部10は、マルチパス選択部85からの出力に基づいて
最も信号強度の大きいパス(通常は第1番目のパス)に
対応する受信信号について前述した仮判定を行い、位相
信号φを出力する。この仮判定部10からの位相信号φ
は前記位相補正部20に印加され、各パスの受信信号
は、それぞれ対応する位相補正手段21〜24におい
て、前記仮判定部10からの仮判定された位相に当該パ
スの受信信号の位相を合わせる、いわゆる同相化が行わ
れる。このようにして同相化された各パスの受信信号は
前記RAKE合成部60においてタイミングを合わせて
加算され、前述したようにRAKE合成出力RKoutが出
力される。
記複素型マッチドフィルタ80からは複数のパスに対応
するベースバンドの受信信号が出力される。前記仮判定
部10は、マルチパス選択部85からの出力に基づいて
最も信号強度の大きいパス(通常は第1番目のパス)に
対応する受信信号について前述した仮判定を行い、位相
信号φを出力する。この仮判定部10からの位相信号φ
は前記位相補正部20に印加され、各パスの受信信号
は、それぞれ対応する位相補正手段21〜24におい
て、前記仮判定部10からの仮判定された位相に当該パ
スの受信信号の位相を合わせる、いわゆる同相化が行わ
れる。このようにして同相化された各パスの受信信号は
前記RAKE合成部60においてタイミングを合わせて
加算され、前述したようにRAKE合成出力RKoutが出
力される。
【0045】前記RAKE合成出力RKoutは、遅延検波
回路82に入力され、フレーム同期回路83において、
当該遅延検波出力の系列と予め知られているパイロット
シンボルの情報パターンとのマッチングを検出すること
により、フレーム同期が検出される。このフレーム同期
信号は同期検波回路100に供給される。
回路82に入力され、フレーム同期回路83において、
当該遅延検波出力の系列と予め知られているパイロット
シンボルの情報パターンとのマッチングを検出すること
により、フレーム同期が検出される。このフレーム同期
信号は同期検波回路100に供給される。
【0046】この同期検波回路100には、前記複素型
マッチドフィルタ80の出力が入力されており、前記フ
レーム同期信号に基づいて情報シンボルブロックの受信
信号の同期検波が行われる。なお、この同期検波回路1
00は、前述した図10(b)における位相補正部8
6、RAKE合成部87およびデータ判定回路88によ
り構成されている。すなわち、前記図10の(b)に関
して説明したように、各パスのパイロットシンボルの受
信信号からそれに含まれている位相誤差を検出して、当
該パスの受信信号の位相を補正しRAKE合成してデー
タ判定を行っている。
マッチドフィルタ80の出力が入力されており、前記フ
レーム同期信号に基づいて情報シンボルブロックの受信
信号の同期検波が行われる。なお、この同期検波回路1
00は、前述した図10(b)における位相補正部8
6、RAKE合成部87およびデータ判定回路88によ
り構成されている。すなわち、前記図10の(b)に関
して説明したように、各パスのパイロットシンボルの受
信信号からそれに含まれている位相誤差を検出して、当
該パスの受信信号の位相を補正しRAKE合成してデー
タ判定を行っている。
【0047】この実施の形態によれば、前述した従来技
術のように1パスの受信信号を遅延検波してフレーム同
期を検出する場合に比べ、RAKE合成出力を使用して
遅延検波しているため、より高精度のフレーム同期検出
が可能となる。
術のように1パスの受信信号を遅延検波してフレーム同
期を検出する場合に比べ、RAKE合成出力を使用して
遅延検波しているため、より高精度のフレーム同期検出
が可能となる。
【0048】次に、本発明の信号受信装置を前述した図
10のDS−CDMA通信システムに適用した他の実施
の形態について図5を参照して説明する。なお、この図
において、前記図1、図10および図4と同一の構成要
素には、同一の番号を付して説明の重複を避けることと
する。この図5に示した実施の形態においては、前記R
AKE合成部60の出力が同期検波回路110および遅
延検波回路82の両者に供給されている。すなわち、こ
の場合には、前記パイロットシンボルブロックおよび情
報シンボルブロックの両方の受信信号が前記位相補正部
20およびRAKE合成部に入力されるようになされて
いる。
10のDS−CDMA通信システムに適用した他の実施
の形態について図5を参照して説明する。なお、この図
において、前記図1、図10および図4と同一の構成要
素には、同一の番号を付して説明の重複を避けることと
する。この図5に示した実施の形態においては、前記R
AKE合成部60の出力が同期検波回路110および遅
延検波回路82の両者に供給されている。すなわち、こ
の場合には、前記パイロットシンボルブロックおよび情
報シンボルブロックの両方の受信信号が前記位相補正部
20およびRAKE合成部に入力されるようになされて
いる。
【0049】そして、前記RAKE合成部60の出力信
号は前記遅延検波回路82に入力され、前述のようにフ
レーム同期回路83においてフレーム同期が検出され、
その出力が前記同期検波回路110に印加される。ま
た、前記RAKE合成部60の出力は前記同期検波回路
110に入力され同期検波が行われる。なお、この同期
検波回路110に入力されるRAKE合成出力は、すで
にマルチパス信号の合成が行われている信号であるた
め、この同期検波回路110は、前述した図10(b)
における位相補正部86およびデータ判定回路88を含
む回路とされている。前述したように、前記位相補正部
20において実行される位相補正は、仮判定結果の位相
信号φへの同相化であるため、フェージングの影響はま
だ含まれている。従って、前記位相補正部86により、
前記RAKE合成部60から出力される情報シンボルに
含まれている位相誤差を補正してからデータ判定部88
で判定することが必要となる。
号は前記遅延検波回路82に入力され、前述のようにフ
レーム同期回路83においてフレーム同期が検出され、
その出力が前記同期検波回路110に印加される。ま
た、前記RAKE合成部60の出力は前記同期検波回路
110に入力され同期検波が行われる。なお、この同期
検波回路110に入力されるRAKE合成出力は、すで
にマルチパス信号の合成が行われている信号であるた
め、この同期検波回路110は、前述した図10(b)
における位相補正部86およびデータ判定回路88を含
む回路とされている。前述したように、前記位相補正部
20において実行される位相補正は、仮判定結果の位相
信号φへの同相化であるため、フェージングの影響はま
だ含まれている。従って、前記位相補正部86により、
前記RAKE合成部60から出力される情報シンボルに
含まれている位相誤差を補正してからデータ判定部88
で判定することが必要となる。
【0050】このように、この図5に示す実施の形態に
よれば、前記図4に示した実施の形態よりもより少ない
回路構成で高精度のフレーム同期および情報受信が可能
となる。
よれば、前記図4に示した実施の形態よりもより少ない
回路構成で高精度のフレーム同期および情報受信が可能
となる。
【0051】次に、本発明のさらに他の実施の形態につ
いて説明する。前述した式(9)に示されているよう
に、遅延検波を行うことにより位相誤差成分Δαを相殺
する事ができる。この実施の形態は、送信側において、
情報変調に差動変調(DBPSK(Differential BPS
K)あるいはDQPSK(Differential QPSK)を行うよ
うにし、受信側においては、前記本発明の信号受信装置
を使用するようにしたものである。これにより、情報ス
ロットにパイロット信号を挿入することなく、フェージ
ング補正を行うことができ、伝送効率を向上させること
が可能となる。
いて説明する。前述した式(9)に示されているよう
に、遅延検波を行うことにより位相誤差成分Δαを相殺
する事ができる。この実施の形態は、送信側において、
情報変調に差動変調(DBPSK(Differential BPS
K)あるいはDQPSK(Differential QPSK)を行うよ
うにし、受信側においては、前記本発明の信号受信装置
を使用するようにしたものである。これにより、情報ス
ロットにパイロット信号を挿入することなく、フェージ
ング補正を行うことができ、伝送効率を向上させること
が可能となる。
【0052】図6は、この実施の形態における送信側装
置の概略構成を示すブロック図である。この図におい
て、90は送信すべき情報信号を差動符号化する差動符
号化部である。この差動符号化部90において実行され
る差動符号化方式としては、例えば、DBPSK方式あ
るいは4/πシフトDQPSK方式等を採用することが
できる。また、91は前記差動符号化部90から出力さ
れる情報変調信号のIチャネルを拡散する拡散部、92
は前記差動符号化部90から出力される差動符号化され
た情報変調信号のQチャネルを拡散する拡散部、93は
前記両拡散部91、92に拡散符号を供給するPN符号
生成回路である。
置の概略構成を示すブロック図である。この図におい
て、90は送信すべき情報信号を差動符号化する差動符
号化部である。この差動符号化部90において実行され
る差動符号化方式としては、例えば、DBPSK方式あ
るいは4/πシフトDQPSK方式等を採用することが
できる。また、91は前記差動符号化部90から出力さ
れる情報変調信号のIチャネルを拡散する拡散部、92
は前記差動符号化部90から出力される差動符号化され
た情報変調信号のQチャネルを拡散する拡散部、93は
前記両拡散部91、92に拡散符号を供給するPN符号
生成回路である。
【0053】94は搬送波発振器、95はπ/2移相
器、96および97は乗算器、98は前記乗算器96お
よび97の出力を加算する加算器であり、これらによ
り、前記拡散部91、92の出力を直交変調する。な
お、前記情報変調として、DBPSK変調方式を採用し
た場合には、前記差動符号化部90からIチャネルのみ
が出力されることとなる。
器、96および97は乗算器、98は前記乗算器96お
よび97の出力を加算する加算器であり、これらによ
り、前記拡散部91、92の出力を直交変調する。な
お、前記情報変調として、DBPSK変調方式を採用し
た場合には、前記差動符号化部90からIチャネルのみ
が出力されることとなる。
【0054】図7は、この実施の形態におけるRAKE
受信機の構成を示すブロック図である。この図におい
て、前記図10、図1および図4と同一の構成要素には
同一の番号を付し、説明の重複を避けることとする。こ
の実施の形態においては、図7に示すように、前記複素
型マッチドフィルタ80の出力は、信号レベル検出部8
4、仮判定部10および位相補正部20に出力される。
前述したように、前記信号レベル検出部84は、受信信
号の相関出力のレベルを算出し、前記マルチパス選択部
85に出力する。マルチパス選択部85は、前記信号レ
ベル検出部84の出力のうち、レベルの高い順に例えば
4つの受信信号を選択する。
受信機の構成を示すブロック図である。この図におい
て、前記図10、図1および図4と同一の構成要素には
同一の番号を付し、説明の重複を避けることとする。こ
の実施の形態においては、図7に示すように、前記複素
型マッチドフィルタ80の出力は、信号レベル検出部8
4、仮判定部10および位相補正部20に出力される。
前述したように、前記信号レベル検出部84は、受信信
号の相関出力のレベルを算出し、前記マルチパス選択部
85に出力する。マルチパス選択部85は、前記信号レ
ベル検出部84の出力のうち、レベルの高い順に例えば
4つの受信信号を選択する。
【0055】前記仮判定部10は、前述したように、前
記複素型マッチドフィルタ80の出力のうち、第1のパ
ス(パス#1)の受信信号r1の仮判定を行う。なお、
ここでは説明を簡単にするために、第1のパスを例にし
て説明しているが、原理的には選択されたマルチパスの
中の任意のパスでもかまわない。図8は、前述した情報
変調として、DBPSK方式が採用されている場合の仮
判定の様子を示した図である。この場合には、直交成分
(Q相)の信号は変調信号中に含まれていないため、パ
ス#1の受信信号のI成分r1Iが正またはゼロのとき
は、被変調信号sI=”1”と仮判定し、r1Iが負のと
きはsI=”0”と仮判定する。すなわち、前記式
(5)により仮判定する。
記複素型マッチドフィルタ80の出力のうち、第1のパ
ス(パス#1)の受信信号r1の仮判定を行う。なお、
ここでは説明を簡単にするために、第1のパスを例にし
て説明しているが、原理的には選択されたマルチパスの
中の任意のパスでもかまわない。図8は、前述した情報
変調として、DBPSK方式が採用されている場合の仮
判定の様子を示した図である。この場合には、直交成分
(Q相)の信号は変調信号中に含まれていないため、パ
ス#1の受信信号のI成分r1Iが正またはゼロのとき
は、被変調信号sI=”1”と仮判定し、r1Iが負のと
きはsI=”0”と仮判定する。すなわち、前記式
(5)により仮判定する。
【0056】前記仮判定部10からは、このようにして
パス#1の受信信号r1Iを仮判定した位相信号φが出力
され、前記位相補正部20に入力される。この位相補正
部20は前記図1に示したように、各パスの受信信号に
対応する複数の位相補正手段21〜24から構成されて
おり、前述の場合と同様にして、それぞれの位相補正手
段21〜24において、対応するパスの受信信号の位相
補正が行われる。
パス#1の受信信号r1Iを仮判定した位相信号φが出力
され、前記位相補正部20に入力される。この位相補正
部20は前記図1に示したように、各パスの受信信号に
対応する複数の位相補正手段21〜24から構成されて
おり、前述の場合と同様にして、それぞれの位相補正手
段21〜24において、対応するパスの受信信号の位相
補正が行われる。
【0057】位相補正部20から出力される位相補正さ
れた出力は、前記RAKE合成部60においてタイミン
グを合わせて合成され、前記式(8)で示すRAKE合
成出力RKoutが出力される。このRAKE合成出力RKout
は遅延検波回路89に入力され、該遅延検波回路89か
ら、前記式(9)に示す遅延検波出力Dが出力される。
図示しない後段の回路において、この遅延検波出力Dの
実数部DIが0より大きいか小さいかに応じて、送信情
報ビットが”0”か”1”かが判定され、復調が行われ
る。
れた出力は、前記RAKE合成部60においてタイミン
グを合わせて合成され、前記式(8)で示すRAKE合
成出力RKoutが出力される。このRAKE合成出力RKout
は遅延検波回路89に入力され、該遅延検波回路89か
ら、前記式(9)に示す遅延検波出力Dが出力される。
図示しない後段の回路において、この遅延検波出力Dの
実数部DIが0より大きいか小さいかに応じて、送信情
報ビットが”0”か”1”かが判定され、復調が行われ
る。
【0058】次に、前記情報変調として、π/4シフト
DQPSK方式が採用されている場合について説明す
る。図9は、π/4シフトDQPSK変調方式が採用さ
れているときにおける、前記仮判定部10の仮判定領域
を説明するための図である。
DQPSK方式が採用されている場合について説明す
る。図9は、π/4シフトDQPSK変調方式が採用さ
れているときにおける、前記仮判定部10の仮判定領域
を説明するための図である。
【0059】この図に示すように、この場合には、0、
±π/4、±π/2、±3π/4、πの8つの位相状態
があるため、パス#1の受信信号r1の位相が、前記各
位相状態に対して±π/8の範囲内にあるときに、それ
ぞれ対応する位相φであると判定する。このようにして
得られたφを用いて、前述の場合と同様に補正ベクトル
Miを算出し、この補正ベクトルMiを用いて前述の場合
と同様に、各パスの受信信号の位相補正を行う。この位
相補正された各パスの受信信号を前記RAKE合成部6
0においてタイミングを合わせて合成し、前記遅延検波
回路89において該合成出力RKoutを遅延検波すること
により、フェージングの影響をなくした遅延検波出力D
I、DQを得ることができる。そして、この遅延検波出力
DI、DQの正負を判定することにより、もとの送信情報
を復調することができる。
±π/4、±π/2、±3π/4、πの8つの位相状態
があるため、パス#1の受信信号r1の位相が、前記各
位相状態に対して±π/8の範囲内にあるときに、それ
ぞれ対応する位相φであると判定する。このようにして
得られたφを用いて、前述の場合と同様に補正ベクトル
Miを算出し、この補正ベクトルMiを用いて前述の場合
と同様に、各パスの受信信号の位相補正を行う。この位
相補正された各パスの受信信号を前記RAKE合成部6
0においてタイミングを合わせて合成し、前記遅延検波
回路89において該合成出力RKoutを遅延検波すること
により、フェージングの影響をなくした遅延検波出力D
I、DQを得ることができる。そして、この遅延検波出力
DI、DQの正負を判定することにより、もとの送信情報
を復調することができる。
【0060】このように、この実施の形態のスペクトラ
ム拡散通信システムによれば、パイロット信号を情報信
号中に挿入することなくフェージング補正を行うことが
可能となり、伝送効率のよいスペクトラム拡散通信シス
テムを提供することができる。
ム拡散通信システムによれば、パイロット信号を情報信
号中に挿入することなくフェージング補正を行うことが
可能となり、伝送効率のよいスペクトラム拡散通信シス
テムを提供することができる。
【0061】なお、以上においては、情報変調として、
DBPSK方式およびπ/4シフトDQPSK方式を採
用した場合を例にとって説明したが、これに限られるこ
とはなく、遅延検波復調ができる変調方式であれば、同
様に適用することができる。
DBPSK方式およびπ/4シフトDQPSK方式を採
用した場合を例にとって説明したが、これに限られるこ
とはなく、遅延検波復調ができる変調方式であれば、同
様に適用することができる。
【0062】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の信号受信
装置によれば、単一のパスの受信信号を仮判定した結果
を用いて、各パスの受信信号のフェージング補正を行
い、それらをRAKE合成した出力を遅延検波している
ので、信号を良好に受信することができるとともに、受
信信号を記憶しておくためのメモリを小さくすることが
でき、回路規模を小さくすることができる。
装置によれば、単一のパスの受信信号を仮判定した結果
を用いて、各パスの受信信号のフェージング補正を行
い、それらをRAKE合成した出力を遅延検波している
ので、信号を良好に受信することができるとともに、受
信信号を記憶しておくためのメモリを小さくすることが
でき、回路規模を小さくすることができる。
【0063】また、パイロットシンボルの遅延検波出力
を検出することによりフレーム同期を検出する場合に、
高精度のフレーム同期検出が可能となる。さらに、送信
側において、情報変調に差動変調を採用する場合には、
情報スロット中にパイロット信号を挿入することが不要
となるため、伝送効率を向上させることができる。
を検出することによりフレーム同期を検出する場合に、
高精度のフレーム同期検出が可能となる。さらに、送信
側において、情報変調に差動変調を採用する場合には、
情報スロット中にパイロット信号を挿入することが不要
となるため、伝送効率を向上させることができる。
【図1】 本発明の信号受信装置の一実施の形態におけ
る要部の構成を示すブロック図である。
る要部の構成を示すブロック図である。
【図2】 マルチパス環境下における受信信号を説明す
るための図である。
るための図である。
【図3】 QPSK変調されている場合の仮判定の様子
を説明するための図である。
を説明するための図である。
【図4】 本発明の信号受信装置をDS−CDMA通信
方式に適用した他の実施の形態におけるRAKE受信機
の構成を示すブロック図である。
方式に適用した他の実施の形態におけるRAKE受信機
の構成を示すブロック図である。
【図5】 本発明の信号受信装置をDS−CDMA通信
方式に適用したさらに他の実施の形態におけるRAKE
受信機の構成を示すブロック図である。
方式に適用したさらに他の実施の形態におけるRAKE
受信機の構成を示すブロック図である。
【図6】 本発明のスペクトラム拡散通信システムのさ
らに他の実施の形態における送信側装置の概略構成を示
すブロック図である。
らに他の実施の形態における送信側装置の概略構成を示
すブロック図である。
【図7】 本発明のスペクトラム拡散通信システムのさ
らに他の実施の形態におけるRAKE受信機の構成を示
すブロック図である。
らに他の実施の形態におけるRAKE受信機の構成を示
すブロック図である。
【図8】 DBSPK変調方式が採用されている場合に
おける仮判定の様子を説明するための図である。
おける仮判定の様子を説明するための図である。
【図9】 π/4シフトQPSK変調方式が採用されて
いる場合における仮判定の様子を説明するための図であ
る。
いる場合における仮判定の様子を説明するための図であ
る。
【図10】 従来のDS−CDMA通信方式を説明する
ための図であり、(a)はその送信信号の構成を示す図
であり、(b)は従来のRAKE受信機の構成を示すブ
ロック図である。
ための図であり、(a)はその送信信号の構成を示す図
であり、(b)は従来のRAKE受信機の構成を示すブ
ロック図である。
1、2 端子 10 仮判定部 20 位相補正部 21〜24 位相補正手段 31 補正ベクトル計算部 41 メモリ 51 位相補正回路 60 RAKE合成部 61〜64 遅延回路 65、98 加算器 71 アンテナ 72 高周波受信部 73 分配器 74、94 発振器 75、95 π/2移相器 76、77、96、97 乗算器 78、79 ローパスフィルタ 80 複素型マッチドフィルタ 81、93 PN生成回路 82、89 遅延検波回路 83 フレーム同期回路 84 信号レベル検出部 85 マルチパス選択部 86 位相補正部 87 RAKE合成部 88 データ判定回路 90 差動符号化部 91、92 拡散部 100、110 同期検波回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−233713(JP,A) 特開 平10−200448(JP,A) 国際公開95/10891(WO,A1) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06
Claims (4)
- 【請求項1】 単一のパスに対応する受信信号の位相
に応じて、当該送信信号に対応する位相信号を出力する
仮判定部と、 それぞれ対応するパスの受信信号が入力され、前記仮判
定部からの位相信号に基づいて、当該パスの受信信号に
対する位相補正を行う複数個の位相補正手段と、 前記複数個の位相補正手段から出力される前記各パスに
対応する位相補正された受信信号を、タイミングを合わ
せて合成するRAKE合成部と、 前記RAKE合成回路からの出力信号を遅延検波する遅
延検波回路とを有することを特徴とする信号受信装置。 - 【請求項2】 前記各位相補正手段は、当該パスの受
信信号の逆拡散出力と前記仮判定部からの位相信号出力
の共役複素数とを乗算して補正ベクトルを算出する補正
ベクトル計算手段と、前記当該パスの受信信号を前記補
正ベクトルを算出する間に必要とされる時間遅延するメ
モリ手段と、前記メモリ手段から出力される前記受信信
号の逆拡散出力と前記補正ベクトル計算手段から出力さ
れる補正ベクトルの共役ベクトルとを乗算する位相補正
回路とを有することを特徴とする前記請求項1記載の信
号受信装置。 - 【請求項3】 前記RAKE合成部からの出力信号を
同期検波する同期検波回路を有することを特徴とする前
記請求項1記載の信号受信装置。 - 【請求項4】 送信側装置は、送信データを差動変調
方式で情報変調した後、拡散変調して送信するように構
成されており、 受信側装置は、受信信号を逆拡散した後、前記請求項1
記載の信号受信装置を用いて情報復調するように構成さ
れていることを特徴とするスペクトラム拡散通信システ
ム。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13746397A JP3253560B2 (ja) | 1997-05-13 | 1997-05-13 | 信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システム |
US09/075,861 US6064690A (en) | 1997-05-13 | 1998-05-12 | Spread spectrum communication system |
EP98108713A EP0878919A3 (en) | 1997-05-13 | 1998-05-13 | Spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13746397A JP3253560B2 (ja) | 1997-05-13 | 1997-05-13 | 信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システム |
US09/075,861 US6064690A (en) | 1997-05-13 | 1998-05-12 | Spread spectrum communication system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10313291A JPH10313291A (ja) | 1998-11-24 |
JP3253560B2 true JP3253560B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=26470773
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13746397A Expired - Fee Related JP3253560B2 (ja) | 1997-05-13 | 1997-05-13 | 信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3253560B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3380446B2 (ja) * | 1997-10-20 | 2003-02-24 | 株式会社鷹山 | Cdma通信システム用受信装置 |
JP2000307469A (ja) * | 1999-04-16 | 2000-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スペクトル拡散型受信装置及び方法 |
-
1997
- 1997-05-13 JP JP13746397A patent/JP3253560B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH10313291A (ja) | 1998-11-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0886385B1 (en) | Reception apparatus for CDMA communication system | |
EP0577044B1 (en) | Phase difference correcting demodulator for a receiver for spread spectrum communication and method of demodulating | |
US7167456B2 (en) | Apparatus for estimating propagation path characteristics | |
EP0750408B1 (en) | Device and method for coherent-tracking of a signal for use in a cdma receiver | |
US7889782B2 (en) | Joint de-spreading and frequency correction using a correlator | |
JP2938337B2 (ja) | スペクトル拡散通信用データ復調回路 | |
JP3003006B2 (ja) | 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置 | |
KR20010072601A (ko) | 코드 분할 다중 접속 수신기에 대한 파일럿 강도 측정 및다중 경로 지연 탐색기 | |
KR19980070420A (ko) | 스펙트럼 확산 무선 통신 수신기 장치 및 그 위상 보정 방법 | |
WO2003093929A2 (en) | Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems | |
JP2000516419A (ja) | 通信システム用装置および方法 | |
JP2973416B1 (ja) | Rake受信回路 | |
JP3418981B2 (ja) | スペクトラム拡散通信同期捕捉回路 | |
US6577674B1 (en) | Channel compensator for DS-CDMA receiver | |
JP3253560B2 (ja) | 信号受信装置およびスペクトラム拡散通信システム | |
JP3971861B2 (ja) | Cdma受信信号の位相補正装置 | |
JP2878577B2 (ja) | スペクトル拡散送信機及び受信機 | |
JP2002043978A (ja) | Cdma受信機 | |
JPH06343068A (ja) | スペクトラム拡散通信方式 | |
JPH0832487A (ja) | スペクトル拡散通信システム | |
JPH0677931A (ja) | スペクトル拡散信号の受信機 | |
JP2952305B2 (ja) | 相関検出器および通信装置 | |
JP3139708B2 (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
JP2001285134A (ja) | スペクトル拡散通信機 | |
JP2003163615A (ja) | Cdma信号受信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |