KR20010072601A

KR20010072601A - 코드 분할 다중 접속 수신기에 대한 파일럿 강도 측정 및다중 경로 지연 탐색기

Info

Publication number: KR20010072601A
Application number: KR1020007014017A
Authority: KR
Inventors: 소로우에쌈압텔파타; 보톰레이그레그; 라메시라자램
Original assignee: 도날드 디. 먼둘; 에릭슨 인크.
Priority date: 1998-06-12
Filing date: 1999-06-11
Publication date: 2001-07-31
Also published as: AU5082299A; US6157820A; BR9911166A; EP1084538B1; CN1178411C; EE200000746A; CN1312986A; NO20006273D0; WO1999065157A2; AU754056B2; KR100668204B1; DE69907183T2; EP1084538A2; JP2002518873A; ID30268A; IL140080A; DE69907183D1; NO20006273L; CA2333723A1; JP4425467B2

Abstract

확산 스펙트럼 통신 시스템내의 이동국에서 수신된 채널의 신호 강도를 평가하는 방법 및 장치가 개시되어 있다. 이동국에서의 수신기가 확산 스펙트럼 신호를 수신하는 경우에, 제1 샘플링 수단은 수신된 신호를 제1 샘플링으로서 제1 샘플 스트림으로 변환시킨다. 제2 샘플링 수단은 제1 샘플 스트림을 제1 샘플 비율과는 상이한 제2 샘플 비율로 제2 샘플 스트림으로 변환시킨다. 파일럿 채널의 신호 강도는 제1 및 제2 샘플 스트림에 기초하여 측정된다.

Description

코드 분할 다중 접속 수신기에 대한 파일럿 강도 측정 및 다중 경로 지연 탐색기{PILOT STRENGTH MEASUREMENT AND MULTIPATH DELAY SEARCHER FOR CDMA RECEIVER}

확산 스펙트럼 통신 기술은 처음에는 어떤 주파수상의 강한 고의 간섭의 영향을 극복하고, 비인증된 접속으로부터 신호를 보호하고자 하는 두가지 목적으로 2차 세계 대전 이후 군용 통신에서 사용되어 왔다. 이들 목적은 모두 배경 잡음(background noise) 신호 스펙트럼을 사실상 구별할 수 없게 만들도록 신호 스펙트럼을 "확산" 시킴으로써, 즉, 확산 스펙트럼 변조라고 불리는 것에 의해 성취될 수 있다.

코드 분할 다중 접속 즉, CDMA는 디지털 셀룰러 확산 스펙트럼 다중 접속 방법이다. 공지된 CDMA 시스템에서, 일반적으로 다수의 기지국이 서비스 영역내에 위치된다. 각 기지국은 동일한 서비스 영역내에 위치되는 하나 이상의 이동국과 통신하기 위해 하나 이상의 CDMA 채널을 사용한다. 기지국에서 이동국으로의 송신 방향은 순방향 링크 또는 다운 링크로서 공지되고, 이동국에서 기지국으로의 송신 방향은 역방향 링크 또는 업 링크로서 공지되어 있다.

CDMA 시스템에서, 송신되는 정보 데이터 스트림은 "기호 시퀀스"라고 통칭되는, 매우 높은 데이터 비율을 갖는 데이터 시퀀스에 의해 변조된다. 일반적으로, 기호 시퀀스의 각 요소는 하나의 2진 논리 부호("0" 또는 "1")를 나타낸다. 일반적으로, 기호 시퀀스는 N 비트를 포함하고, 여기서 각각의 N 비트는 "칩(chip)"으로 표시된다. 이러한 기호 시퀀스를 발생시키는 하나의 방법은 의사난수(pseudorandom) 신호의 주기적 2진 시퀀스를 사용하여 "칩 지속기간"이라고 또한 통칭되는, 기간(T_c)의 주기적 임펄스 스트림을 변조하는 것이다. 또한, 의사난수 신호의 시퀀스는 난수를 나타나지만 인증 수신기에 의해 복제될 수 있기 때문에, 소위 의사 잡음(PN) 시퀀스로서 공지되어 있다.

정보 데이터 스트림 및 높은 비트율 기호 시퀀스는 실제 값(“+1" 또는 “-1")에 2진 논리 신호(“0" 또는 “1")를 먼저 매핑하고 두개의 비트 스트림을 함께 곱함으로써 결합된다. 높은 비트율 기호 시퀀스와 낮은 비트율 정보 데이터 스트림의 결합은 잡음과 같은 광대역 신호를 생성시킨다. 이 기술은 정보 데이터 스트림의 "코딩" 또는 "확산"이라 통칭되고, 당업계에 널리 공지되어 있다.

종래의 셀룰러 통신 시스템에서, 스펙트럼 재사용으로 인한 채널 사이의 동일 채널 간섭은 높은 시스템 용량을 달성하고자 할 때 주요 제한 요인중의 하나이다. CDMA 기술의 가장 현저한 특징중의 하나는 CDMA 시스템내의 모든 사용자가 공중 주파수 스펙트럼 할당을 점유하는 것을 의미하는 범용 주파수 재사용이다. 이것은 상이한 코드를 상이한 채널에 할당함으로써 성취된다. 다운 링크에서, 각 기지국은 파일럿 코드, 파일럿 채널 또는 "파일럿"으로 표시되는 유일한, 변조되지 않은 확산 코드를 송신한다. 일반적으로, 파일럿은 칩 지속기간(T_c)을 각각 갖는 칩의 시퀀스로 이루어진다. 각 파일럿은 공통 복합 시퀀스의 상이한 시프트(shift)이다. 따라서, 순방향 링크시에 각각의 기지국은 유일한, 변조되지 않은 파일럿 채널을 송신하고, 동기 채널, 페이징 채널 및 트래픽 채널을 더 송신할 수 있다. 용어 "CDMA 채널 세트"는 기지국에 의해 송신되는 채널의 세트를 칭하는데 사용된다.

CDMA 시스템내의 각 이동국은 기지국 신호의 존재를 검출하고 기지국 신호의 강도를 측정하기 위해 파일럿 코드를 탐색한다. 이것을 개시할 목적으로, 이동국에 할당되는 하나 이상의 트래픽 채널을 포함하는 순방향 CDMA 채널 세트는 "활성 채널"이라 불리고, 이러한 활성 채널의 파일럿 신호는 "활성 파일럿"이라 불린다. 반대로, 이동국에 할당되는 트래픽 채널을 포함하지 않는 CDMA 채널 세트는 "비활성 채널"이라 불리고, 이러한 비활성 채널의 파일럿 신호는 "비활성 파일럿"이라 불린다. 트래픽 정보가 비활성 채널상에서 기지국으로부터 이동국으로 송신되지 않기 때문에, 이들 채널을 복조할 필요는 없다. 그래서, 이동국은 활성 CDMA 채널 세트만을 복조할 수 있어야 한다.

특히, 지상 환경에서, 모든 공지된 무선 다중 접속 시스템에 공통인 널리 공지된 성능저하의 원인은 "다중경로 페이딩"으로서 공지되어 있다. 다중경로 환경에서, 일반적으로 수신기에 도달하기 전에 하나 이상의 물체로부터 반사하는 신호의 결과로서, 송신된 신호는 송신기로부터 수신기로의 여러개의 전파 경로를 따른다. 송신된 신호의 다양한 전파 경로는 길이가 동일하지 않기 때문에, 송신된 신호의 여러개의 카피(copies)는 가변 시간 지연을 갖고 수신기에 도달할 것이다. 다중경로 페이딩 채널에서, 송신된 신호의 상이한 전파 경로 사이의 위상 간섭은 심각한 페이딩을 초래할 수 있고, 신호가 드롭아웃(dropout) 또는 취소(cancellation)되게 할 수 있다.

일반적으로, CDMA 시스템에서 이동국에는 전술된 바와 같이 활성 채널을 복조하고, 다중경로 지연을 보상하는 수신기가 설치된다. 일반적으로, 수신기는 모든 다중경로가 함께 기여하도록 "레이크(rakes)"하기 때문에, RAKE 수신기로 표시된다. RAKE 수신기는 다수의 프로세싱 유닛 또는 RAKE 핑거(fingers)로 이루어진다. 다중경로 페이딩 채널을 복조할 때, RAKE 수신기의 각 핑거는 채널의 다양한 전파 경로중의 하나와 동기되어야 한다. L개의 핑거를 포함하는 RAKE 수신기는 시간 지연에 대해 보정되고, (동일 위상 및 크기로) 가간섭적으로 가산되는 송신된 신호의 많아도 L개의 카피를 검출할 수 있다. 따라서, 결과적인 신호는 송신된 신호의 모든 시간 지연된 카피의 수집을 포함할 것이다.

전술된 바와 같이, 다중경로 전파 때문에, 송신된 신호는 상이한 시간에 이동국에 도달할 것이고, 따라서 송신된 신호의 다수의 시간 지연 카피가 수신기에 발생한다. 송신된 신호의 수신된 카피의 상대적인 시간 지연은 신호의 다양한 전파경로를 RAKE 수신기의 대응하는 핑거와 동기시키기 위해 결정되어야 한다. 불행하게도, 시간 지연의 수 및 크기는 이동국의 이동 즉, 송신하는 기지국에 대한 이동중인 사용자의 가변의 거리 및 속도 때문에 변화할 수 있다. 또한, 이동국의 이동은 새로운 채널 경로가 나타나게 할 수 있고, 이전의 채널 경로가 사라지게 할 수 있다. 따라서, 이동국은 새롭고 더 강한 채널 경로를 탐색하기 위해 활성 채널의 모든 전파 경로를 따라 수신되는 신호를 지속적으로 모니터해야 한다. 이러한 모니터링을 효율적으로 실행하기 위해, 실질적으로 다중경로 시간 지연은 고속 및 정확한 방법으로 지속적으로 측정 또는 추정되어야 한다.

TIA/EIA/IS-95 표준 "이중 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템용 이동국-기지국 호환성 표준", ANSI J-STD-008 표준 "1.8 및 2.0 GHz 코드 분할 다중 접속(CDMA) 개인 통신 시스템에 대한 개인국(Personal station) - 기지국 호환성 요구" 또는 다른 유사한 표준에 적합한 셀룰러 시스템에서, 이동국은 제2 기지국이 "핸드오프"로서 공지된 절차인 이동국에 더 강한 신호를 제공하는 경우에, 제1 기지국으로부터 제2 기지국으로의 접속을 스위치할 수 있어야 한다. 이들 표준 문서에 설명된 바와 같이, 핸드오프는 "하드(hard)" 핸드오프 또는 "소프트(soft)" 핸드오프를 통해 성취될 수 있다.

하드 또는 종래의 핸드오프에서, 상이한 지지국으로의 접속은 상이한 주파수를 사용하는데, 이것은 이전의 기지국으로의 접속이 새로운 기지국에 접속이 설정되기 전에 중단되었다는 것을 의미한다. 그러나, CDMA 시스템에서 범용 주파수 재사용으로 인해, 이전의 기지국을 벗어나기 전에 새로운 기지국에 접속을 설정하는것 즉, 소프트 핸드오프로서 공지된 절차가 가능하다. 전술한 표준에 따라, 이동국은 하드 또는 소프트 핸드오프가 요구되는지를 결정하기 위해 수신되는 모든 파일럿에 대한 신호 강도를 지속적으로 측정해야 한다.

방금 설명된 두개의 기능, 즉, 시간 지연 추정치를 사용하여 활성 채널에 대한 더 강한 경로를 탐색하는 기능 및 수신된 신호에 대한 파일럿 신호 강도를 지속적으로 측정하는 기능은 모두 일반적으로 이동국에서 통상 "탐색기"로 표시되는 회로에 의해 실행된다. 탐색기는 각각의 수신된 파일럿 신호에 대한, 소위 탐색 윈도우로서 통칭되는, 상관의 윈도우를 지정한다. 탐색 윈도우는 대응하는 채널의 사용 가능한 다중경로 구성부분을 찾을 확률이 높은 칩 사이에서 소정수의 연속적인 칩으로 이루어진다. 특별한 파일럿에 대한 탐색 윈도우를 지정하기 위해, 특별한 파일럿의 국부적으로 발생되는 레플리카(replica)(국부 파일럿)는 수신된 파일럿과 상관을 위해 사용된다. 탐색 윈도우는 수신된 파일럿이 국부 발생되는 파일럿에 정합할 때 발생하는 파일럿의 가장 먼저 도달한 사용 가능한 다중경로 구성부분(상관 피크) 주위에 집중된다. 탐색 윈도우는 중앙의 양쪽에 W 칩의 탐색 영역을 더 사용하고, 여기서 W는 상기 참조된 바와 같이, 표준 TIA/EIA/IS-95 또는 ANSI J-STD-008중 하나에서 지정된 것과 같은 미리 정의된 수이다.

전술된 상관을 실행하는 종래의기술은 주어진 시간 기간 동안 수신된 신호를 통합하고 자신을 리셋하는 "통합 및 덤프" 상관기를 사용함으로써 달성되었다. 각각의 탐색 윈도우에 대한 상관 피크가 검출되고, 그 결과는 대응하는 파일럿에 대한 파일럿 강도를 계산하는데 사용된다. 또한, 복조되는 활성 채널에 대해 추정되는 다중경로 지연은 상관 결과에 기초하여 계산된다. 이들 추정된 다중경로 지연은 전술된 바와 같이 RAKE 수신기의 각 핑거를 활성 채널의 전파 경로중의 하나와 동기시키도록 사용된다.

일반적으로, 종래의 탐색기 기술은 각각의 탐색기 윈도우에서 각각의 독립된 다중경로 지연에 대해 통합 및 덤프 상관을 사용한다. 이러한 방법은 탐색 프로세스를 비교적 느리게 만드는 계산 집중적인(intensive) 방법이다. 그 결과, 탐색 결과의 정확도를 향상시키도록 사용될 수 있는 귀중한 시간이 낭비된다.

따라서, 당업계에서는 수신되는 모든 CDMA 채널에 대해 지속적으로 파일럿 신호 강도를 측정하면서 활성 CDMA 채널에 대해 더 강한 경로를 탐색하는 개선된 방법 및 장치를 필요로 하고 있다. 본 발명은 시스템에서 각각의 파일럿에 대한 탐색 윈도우를 발생 및 처리하기 위해 새로운 기술을 사용하여, 측정이 더 고속이고 더욱 정확하게 되게 한다.

본 발명은 확산 스펙트럼 변조를 사용하여 셀룰러 통신 시스템에서의 원격 통신 데이터의 송신에 관한 것으로, 특히 셀룰러 통신 시스템에서 코드 분할 다중 접속 채널에 대한 파일럿 신호 강도를 측정하고 다중 경로 지연을 찾는 방법 및 장치에 관한 것이다.

도 1은 종래의 CDMA 수신기를 도시하는 도면.

도 2는 도 1에 도시되는 CDMA 수신기에서 복합 기저대역 신호를 프로세싱하는 기저대역 프로세서를 도시하는 도면.

도 3은 본 발명에 따라 활성 파일럿 채널을 프로세싱하는 기저대역 프로세서를 도시하는 도면.

도 4는 본 발명에 따라 비활성 파일럿 채널을 프로세싱하는 기저대역 프로세서를 도시하는 도면.

도 5는 본 발명에 따라 파일럿 신호 강도를 측정하는 복합 제곱 법칙 엔벌로프 출력(complex square law envelope output)을 갖는 슬라이딩 상관기를 도시하는도면.

도 6은 본 발명에 따라 탐색기의 기능을 도시하는 순서도.

도 7은 대응하는 복수의 파일럿 신호에 대한 복수의 탐색 윈도우의 결합의 예를 도시하는 도면.

본 발명은 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국에 수신되는 CDMA 채널의 신호 강도를 평가하는 방법 및 장치를 사용하여 전술된 문제 및 다른 문제를 극복한다. 이동국에서 수신기는 평가되는 채널에 대한 파일럿 신호를 수신한다. 파일럿 신호는 제1 샘플링 수단에서 제1 샘플링 비율을 갖는 제1 샘플 스트림으로 변환된다. 제1 샘플 스트림은 그 후 제2 샘플링 수단에서 제1 샘플링 비율과는 상이한 제2 샘플링 비율을 갖는 제2 샘플 스트림으로 변환된다. 채널의 신호 강도는 제1 및 제2 샘플 스트림에 기초하여 측정된다.

채널의 신호 강도를 측정하는 프로세스는 슬라이딩 상관기를 사용하여 상관된 값의 시퀀스를 얻기 위해 파일럿 신호의 국부 세션을 파일럿 신호의 제2 섹션과 곱함으로써, 제1 샘플 스트림에 대한 탐색 윈도우를 발생시키는 단계와 상관 값의 가장 먼저 검출된 상관 피크주위에 탐색 윈도우를 집중시키는 단계를 포함한다. 제2 샘플 스트림의 신호 강도는 탐색 윈도우를 사용하여 측정된다. 발생되는 탐색 윈도우는 파일럿 신호에 대한 이전에 발생된 탐색 윈도우를 사용하여 평균될 수도 있고, 파일럿 신호에 대하여 이전에 발생된 샘플을 사용하여 평활 계수에 의해 탐색 윈도우의 발생된 샘플을 개선시킬 수 있다.

본 발명을 더 완벽하게 이해하기 위해, 첨부되는 도면과 관련하여 이어지는 상세한 설명이 참조된다.

도면, 특히 도 1을 참조하면, 종래의 CDMA 수신기(100)의 단순화된 블록도가 도시되어 있다. 파일럿 신호(108)는 안테나에 의해 수신되고, RF 섹션에서 "실제" 또는 동위상 구성성분과 "가상" 또는 직각 위상 구성성분이 포함되는 복합 기저대역 신호로 변환된다. IS-95 표준에 따라, CDMA 시스템에서 모든 파일럿 신호는 Sinc(y) = (siny)/y로서 정의되는 Sinc 함수를 대략 따르는 칩 파형을 가져야 한다. 특히, 칩 파형은 대략 Sinc(πt/T_c)이다. 그 결과, 복합 기저대역 신호(110)의 칩 파형은 대략 Sinc 함수를 또한 따를 것이다. 복합 기저대역 신호(110)는 후술되는 바와 같이 더 프로세싱하는 기저대역 프로세서(106)에 공급된다.

도 2는 도 1의 기저대역 프로세서(106)의 내부 구성을 도시한다. 수신된 신호(110)는 소프트 비트 값(260) 및 파일럿 강도 측정치(261)를 발생시키는 복조 유닛(250)에 의해 인코드된다. 소프트 값(260)은 프로세스된 비트(280)를 발생시키는 순방향 오류 보정 디코딩 및 오류 검출을 실행하는 디코더(270)에서 더 프로세스된다. 선택적으로, 복조 유닛(250)은 소프트 비트(260) 및 파일럿 강도 측정치(261)보다 하드 비트만을 발생시킬 수 있다.

본 발명은 도 2의 복조 유닛(250)에 관한 것이다. 본 발명에 따르는 복조 유닛(250)은 도 3에 도시된다. 복합 기저대역 신호(110)는 지정된 비율에서 기저대역 신호(110)를 샘플하고, 샘플 스트림(312)을 발생시키는 샘플러(302)에 공급된다. 예를 들어, 복합 기저대역 신호(110)는 칩당 8회 샘플될 수 있다. 샘플 스트림(312)은 데이터 검출을 위해 RAKE 수신기(304) 뿐만 아니라 지연 추적기(310) 및 다운 샘플러(308)에 제공된다. 다운 샘플러(306)는 탐색기(308)에 십진화된 샘플을 제공한다. 탐색기(308)는 수신된 신호상의 신호 강도 측정을 실행한다. 또한, 탐색기(308)는 지연 추적기(310)가 제공하는 것 처럼, 핑거 위치 제어기(340)에 측정치를 제공한다. 핑거 위치 제어기(340)는 복조되는 활성 채널에 대한 다중경로 지연을 추정한다. 다중경로 지연 추정치(316)는 핑거 위치 제어기(340)에 의해 지연 추적기(310) 및 RAKE 수신기(304)에 공급된다. RAKE 수신기(304)는 각각의 대응하는 핑거에 샘플 스트림(312)의 샘플을 최적으로 할당하도록 조절된 지연 추정치를 사용한다.

또한, 도 3의 지연 추적기(310)는 송신기에 대한 거리 및 속도의 변동에 대해 조절하기 위해 지연 추정치(316)를 모니터하는데, 일반적으로 이러한 프로세스는 "추적"으로서 공지되어 있다. 핑거 위치 제어기(340)에 지연 측정치를 공급한 후에, 지연 추적기(310)는 지연을 추적하는 것을 계속한다. 지연 추적기(310)를 사용하여 지연 추정치를 개선 및 추적하는 방법은 W. Sheen 및 G. Stuber에 의한 "A new tracking loop for direct sequence spread spectrum systems on frequency selective fading channels",라는 명칭의 논문의 IEEE Trans. on Comm., Vol. 43,No. 12에 기재되고, 본원에 통합되어 참조된다.

본 발명의 하나의 양상에 따라, 도 1의 복합 기저대역 신호(110)는 도 3에서 다운 샘플러(306)를 사용하여 칩당 1회 아니면 2회 샘플된다. 다운 샘플러(306)는 샘플러(302)의 샘플링 비율보다 더 낮은 비율에서 샘플 신호(312)를 샘플하고, 그 결과 십진화된 샘플 신호(318)는 탐색기(308)에 공급된다. 이러한 프로세스는 일반적으로 "다운 샘플링"이라 통칭된다. 당업자가 쉽게 이해할 바와 같이, 샘플 신호(312)를 다운 샘플링하는 것은 탐색기(308)의 하드웨어 복잡성을 유리하게 감소시킬 것이다.

그러나, 샘플된 파일럿 신호의 신호 강도를 측정할 때, 샘플중의 하나가 칩 파형의 피크 즉, Sinc 함수의 피크에 위치되는 경우에 측정이 유리하다. 설명할 목적으로, 샘플된 신호(312)는 칩당 8개 샘플의 샘플 비율을 갖고, 십진화된 샘플 신호(318)는 칩당 2개 샘플의 샘플 비율을 갖는다. 칩당 8개 샘플의 샘플링 비율을 사용하면, 8개 샘플중 하나가 칩 파형의 피크에 또는 피크 가까이에 위치가 정해질 높은 확률이 가정될 수 있다. 그러나, 칩당 8개 샘플로부터 칩당 2개 샘플로 신호를 다운 샘플링할 때, 전술된 바와 같이 2개 샘플중 하나가 칩 파형의 피크에 위치될 확률은 매우 감소된다. 따라서, 십진화된 샘플 신호(318)의 칩당 2개 샘플은 2개 샘플중 하나가 대응하는 파일럿의 칩 파형의 피크에 있음직한 그러한 방법에서 선택되어야 한다. 다운 샘프링의 이러한 유형은 "최적의 다운 샘플링"으로서 통칭된다. 또한, 다운 샘플되는 제1 샘플의 위치는 다운 샘플링 위상으로서 통칭된다.

본 발명의 하나의 양상에 따라, 다운 샘플링 위상을 선택하는 방법이 활성파일럿 및 비활성 파일럿 모두에 관하여 기재될 것이다. 종래의 구성요소 및 회로의 구조, 제어 및 배열은 가장 중요한 부분이 본 발명에 속하는 특정 상세만을 도시하는 쉽게 이해할 수 있는 블록도 및 개략도에 의해 도면에 도시되었다는 것이 이해되어야 한다. 이들 블록도 및 개략도는 본원에서 설명의 이득을 갖는 당업자에게 자명하게 될 구조적 상세로 본원을 명확하게 하도록 사용되고 있다.

도 3을 참조하면, 복합 기저대역 신호(110)는 지정된 비율에서 기저대역 신호(110)를 샘플하는 샘플러(302)에 공급된다. 기술할 목적으로, 기저대역 신호(110)가 칩당 8개 샘플의 비율로 샘플되는 것이 가정된다. 본 발명에 따라, 샘플 스트림(312)은 RAKE 수신기(304), 지연 추적기(310) 및 다운 샘플러(306)에 제공된다. 다운 샘플러(306)에 공급되는 칩당 8개 샘플의 그룹에서의 각각의 샘플은로 표시되고, 여기에서 i는 칩 수이고, j는 1 및 8의 값을 갖는 칩내의 샘플 수이다. 샘플 신호(312)에서의 샘플은 이어지는 순서에서 다운 샘플러(306)에 의해 수신된다.

[수학식 1]

샘플은 샘플 신호(312)에 대한 칩 i의 파형의 피크에서 사용된다고 가정한다. 칩당 8개 샘플의 샘플 신호(312)를 칩당 2개 샘플의 십진화된 샘플 신호(318)에 다운 샘플링할 때, 십진화된 샘플 신호(318)는 샘플 신호(312)의 모든 4분의 1의 샘플을 포함할 것이다. 따라서, 샘플 신호(312)를 다운 샘플링한 후, 전술된 바와 같이 십진화된 샘플 신호(318)는 각 칩에 대해 2개 샘플()로 이루어질 것이고, 여기서 j는 다운 샘플링 위상 또는 위치를 표시한다.

본 발명의 하나의 양상에 따라, 복합 기저대역 신호(110)는 활성 CDMA 채널과 관련된다. 상관 기술을 사용함으로써 수신된 신호의 파일럿 강도를 측정하는 것에 더하여, 탐색기(308)는 상관 결과에 기초하여, 십진화된 샘플 신호(318)에 대한 추정된 다중경로 지연을 계산할 것이다. 탐색기(308)는 십진화된 샘플 신호(318)에 대한 다중경로 지연 추정치(314)를 핑거 위치 제어기(340)에 제공한다. 핑거 위치 제어기(340)는 많아도 지연 추정치(316)의 다수의 L개를 유지할 것이다. 여기서 L은 RAKE 수신기에서의 핑거의 수이다. 설명할 목적으로, 지연 추적기(310)가 L개의 활성 채널을 추적한다고 가정한다. 다운 샘플러(306)가 샘플 신호(312)를 칩당 2회 다운 샘플하기 때문에, 지연 추정치의 정확성은 칩 지속기간의 1/2 또는 T_c/2내로 제한된다. 지연 추적기(310)는 1995년 12월, W.Sheen 및 G.Stuber에 의한 "A new tracking loop for direct sequence spread spectrum systems on frequency selective fading channels", 명칭의 IEEE Trans. on Comm, Vol. 43, No.에 기재된 바와 같은 공지된 수학적 방법을 사용하여 지연 추정치의 정확성을 향상시키고, 핑거 위치 제어기(390)에 새롭고 더 정확한 지연 추정치(321)를 공급한다. 본 발명의 하나의 양상에 따라, 핑거 위치 제어기(390)는 지연 추적기(310)에 의해 추적된 가장 강한 채널의 다운 샘플링 위상을 다운 샘플러 제어기(360)에 또한 제공한다. 본 발명의 또 다른 양상에 따라, 핑거 위치 제어기(340)는 지연 추적기(310)에 의해추적된 제1 채널 경로의 다운 샘플링 위상을 다운 샘플러 제어기(360)에 제공한다. 따라서, 탐색기(308)는 본 발명에 따라 활성 채널에 대한 채널 지연의 더욱더 정확한 추정치를 핑거 위치 제어기(340)에 제공할 것이다.

본 발명의 또 다른 양상에 따라, 도 4에 도시된 바와 같이, 복합 기저대역 신호(110)는 비활성 CDMA 채널과 관련된다. 비활성 채널상에 송신되는 트래픽 정보가 없기 때문에, 기저대역 신호(110)를 복조할 필요는 없다. 그 결과, 비활성 채널에 대해 탐색기(308)에 의해 실행되는 다중경로 지연 추정은 없다. 도 4에 도시된 바와 같이, 비활성 CDMA 채널과 관련되는 복합 기저대역 신호(110)는 전술된 바와 같이, 샘플러(302)에 의해 샘플되고 다운 샘플러(306)에 의해 다운 샘플된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 활성 파일럿에 대한 최적의 다운 샘플링 위상을 탐색하는 방법이 지연 추적기(310)를 포함하기 때문에, 이러한 방법은 비활성 파일럿에 대해 사용할 수 없다. 따라서, 최적의 다운 샘플링 위상은 비활성 CDMA 채널의 파일럿에 대해 공지되지 않고 있다. 탐색기(308)가 비활성 파일럿의 임의의 샘플링 위치를 사용하는 경우에, 비활성 파일럿의 신호 강도를 측정할 때 공지안된 오류가 발생할 수 있다.

본 발명의 하나의 양상에 따라 오류를 감소시키기 위해, 다운 샘플링 위상은 비활성 채널을 측정할 때, 다수의 연속된 샘플에 대해 연속적으로 변화된다. 비활성 채널의 특별한 파일럿을 처음으로 수신할 때, 다운 샘플러(306)는 샘플에서 수신된 샘플 스트림을 다운 샘플할 수 있고, 전술된 바와 같이, i는 칩 수이고 j는 임의의 샘플 수이다. 설명할 목적으로, 다운 샘플링 위상은 4개의연속된 샘플에 대해 연속적으로 변화될 수 있다. 동일한 파일럿에 대해 계속해서 발생하는 탐색 윈도우에서, 다운 샘플링 위상은 j+1,j+2,j+3,j,j+1,j+2,등등으로 연속적으로 변화된다.

계속해서 발생하는 탐색 윈도우에 대해 다양한 다운 샘플링 위상을 사용하고, 하나의 특별한 파일럿의 신호 강도를 측정할 때, 결과적인 오류는 모든 가능한 다운 샘플링 위상으로 인한 모든 오류의 평균이다. 칩당 8개 샘플로부터 2개 샘플로의 다운 샘플링을 사용하면, 4개의 가능한 다운 샘플링 위상이 있다. Sinc 칩 파형에 대해, 평균 오류는 공지된 수학적 방법을 사용하여, -0.34dB을 산출하는 공식을 사용하여 계산될 수 있다.

[수학식 2]

따라서, 본 발명에 따라 일련의 다운 샘플링을 사용하여, 평균 오류는 공지된 요소가 되고, 오프셋 값(이 경우에서는 0.34dB)은 비활성 파일럿의 결과적 신호 강도에 가산될 수 있다. 이것은 비활성 채널의 비최적의 다운 샘플링으로 인한 공지안된 오류의 문제를 피한다. 이하에서 더 완벽히 논의할 바와 같이, 오프셋 값은 도 4의 오프셋 오류 보상 블록(402)에서 파일럿 신호 강도에 가산된다.

최적의 다운 샘플링 위상이 선택되면, 탐색 윈도우는 각 특별한 파일럿에 대해 지정되야 한다. 이것은 수신된 파일럿과 상관을 위해 특별한 파일럿의 레플리카를 국부적으로 발생시킴으로써 달성된다. 본 발명의 하나의 양상에 따라, 슬라이딩상관기는 상관을 실행하기 위해 사용된다. 도 5는 도 3의 블록(308)에 위치되는 종래의 복합 슬라이딩 상관기(500)의 블록도를 도시한다. 슬라이딩 상관기(500)는 십진화된 샘플 신호(318)의 실제 및 가상 구성성분을 상관하는 상관 유닛(502a,502b,502c 및 502d) 및 두개의 합산기(510)를 갖는다. 대응하는 제곱 장치(504a 및 504b)는 상관 유닛 502a 및 502d와 상관 유닛 502b 및 502c의 각각의 가산된 출력을 제곱한다.

각각의 상관 유닛(502a,502b,502c 및 502d)은 지연 탭(506), 곱셈 탭(508) 및 합산기(512)를 포함한다. 십진화된 샘플 신호(318)는 지연 탭(506)에 제공된다. 지연 탭(506)의 일련은 선입 선출 방식(FIFO) 또는 대기 행렬(queue)로서 효과적으로 기능한다. 칩당 2개 샘플이 있기 때문에, 샘플 값은 하나의 지연 탭으로부터 다음 지연 탭으로 두배의 칩 비율시에 이동한다. 지연 탭(506)에서 나타난 샘플 값은 곱셈 탭(508)에 제공되고, 샘플 값은 파일럿 코드의 특별한 섹션의 샘플에 대응하는 탭 계수에 의해 곱해진다. 파일럿 코드의 각각의 특별한 섹션은 국부 섹션으로서 표시된다. 예를 들어, 하나의 국부 섹션을 구성하는 어느 결합에서, 도 5에 도시된 곱셈 탭(508)의 수는 128이고 C_i에서 C_i+127로 표시된다. 복잡성을 감소시키기 위해, 대리인 참조 번호 No.27575-087, "Flexible Sliding Correlator for Direct Sequence Spread Spectrum Systems"라는 명칭의 공동 계류중인 출원 미국 출원번호 No. 08/__________에 기재된 융통성 있는 슬라이딩 상관기를 사용하는 것이 바람직하다.

본 발명의 하나의 양상에 따라, 탐색기(308)는 수신된 파일럿 코드의 국부 섹션과 연속적으로 로드될 수 있는 슬라이딩 상관기를 포함한다. 슬라이딩 상관기의 목적은 시스템에서의 어떤 파일럿에 대해 상관을 실행하는 것이다. 또한, 시스템에서의 어떤 파일럿에 대응하지 않는, 임의적으로 선택된 칩의 섹션은 전체 수신된 스펙트럼 밀도 I₀를 측정하도록 가능하다면 슬라이딩 상관기에 로드될 수 있다. 도 6은 가장 상세히 탐색기(308)의 특징을 나타내는 순서도(600)이다.

설명할 목적으로, CDMA 시스템에서의 각 이동국은 측정할 파일럿의 리스트를 갖는다고 가정될 수 있다. 또한, 측정되는 파일럿은 특별한 이동국에 대해 측정되는 모든 파일럿의 리스트상의 파일럿 수(n)이고, 탐색 윈도우 크기는 W 칩이다고 가정된다. 도 6에 도시된 바와 같이, 파일럿 수(n)의 국부 섹션은 단계 602의 메모리에서 발생 및 저장된다. 단계 604에서, 파일럿의 국부 섹션은 슬라이딩 상관기의 곱셈 탭으로 공급된다. 바람직하게, 국부 섹션은 파일럿 수(n)가 상관하려고 하기 전에 적어도 WT_c/2초는 슬라이딩 상관기에 로드된다.

특별한 파일럿에 대한 탐색 윈도우를 발생시키기 위해, 수신된 신호는 단계 606에서 슬라이딩 상관기의 지연 탭에 로드된다. 샘플은 모든 시간에 항상 로드될수 있거나 로딩은 전력을 세이브하도록 턴 온 및 오프될 수 있다. 슬라이딩 상관기의 출력에서, 2*W +1 출력 샘플은 단계 608에서 메모리에 수집 및 저장된다. 출력 샘플은 uⁿ(m)으로 표시되고, n은 전술된 바와 같이 파일럿 수이고, m은 탐색 윈도우에서 피크 상관으로부터의 특별한 지연에 대응하고, -W 및 W 범위의 값을 갖는다.당업자에게는 명백할 바와 같이, uⁿ(m)은 피크 상관으로부터 m 샘플(m/2 칩)의 지연을 갖는 파일럿 수로인한 슬라이딩 상관기 출력이다. m=0의 지연은 수신된 신호가 슬라이딩 상관기에서 국부 섹션을 정합시키는 것을 나타낸다.

상관 결과에 기초하여, 특별한 파일럿에 대한 탐색 윈도우는 단계 610에서 메모리에 발생 및 저장된다. 제1 파일럿과 상관하도록 제1 파일럿의 국부 섹션 사용 후에, 제2 파일럿의 국부 섹션은 제2 파일럿과 상관을 위해 슬라이딩 상관기로 로드된다. 국부 섹션은, 임의적으로 선택된 칩을 포함하며 전체 수신된 스페트럼 밀도 I₀측정치의 윈도우를 발생시키는 상관기에 로드되는, 임의 섹션에 의해 교체될 수 있다. 각각의 파일럿에 대한 탐색 윈도우 및 I₀측정치의 윈도우는 후술되는 바와 같이 프로세스된다.

단일 파일럿에 대한 탐색 윈도우에 대응하는 출력 샘플은 단계 612에서 동일한 파일럿의 이전의 탐색 윈도우와 평균된다. 프로세스는 도 6의 단계 602로 복귀하고, 여기서 다음 파일럿에 대응하는 새로운 국부 섹션은 상관기에 로드된다. 동일한 파일럿에 대한 탐색 윈도우를 발생 및 평균하는 것은 임의로 종종 실행될 수 있다. 설명할 목적으로, 특별한 파일럿에 대한 프로세스는 이러한 예 V=2(도 7)에 대해 V회 실행된다.

그 후, 새로운 제2 파일럿의 국부 섹션은 슬라이딩 상관기의 곱셈 탭에 로드된다. 새로운 국부 섹션은 측정되는 제2 파일럿에 대응한다. 이러한 프로세스는 V회 반복될 수 있다. 또한, 제2 파일럿의 탐색 윈도우에 대응하는 슬라이딩 윈도우로부터의 출력 샘플은 단계 612에서 수집, 평균 및 저장된다. 이러한 프로세스는 리스트상의 모든 파일럿이 측정되고, 대응하는 탐색 윈도우가 발생 및 저장되기 전까지 계속된다. 또한, 임의 국부 섹션은 로드되고, 슬라이딩 상관기 샘플은 평균된다. 사이클이 지속적으로 반복된다. 즉, 제1 파일럿 윈도우가 다시 측정된다.

단계 614에서, 동일 지연 추정치를 갖는 파일럿 수(n)에 대응하는 슬라이딩 상관기로부터의 출력 샘플은 평활 계수(p)에 의해 지속적으로 평활된다. 따라서, 동일 파일럿에 대해 새롭게 평균된 탐색 윈도우가 측정될 때 마다. "이전의" 샘플은 공식을 사용하여 "새로운' 샘플과 평활된다.

[수학식 3]

전술된 바와 같이, 여기에서은 m 샘플(m/2 칩)의 지연을 갖는 파일럿 수(n)에 대한 "이전의" 출력 샘플이고,은 대응하는 "새로운" 샘플이고, p는 평활 계수이다. 또한, 이러한 평활화는 임의 국부 섹션으로부터 발생하는 윈도우에 사용한다. 따라서, 각각의 파일럿에 대한 슬라이딩 상관기로부터의 출력 uⁿ(m) 때문에 평균 및 평활된 윈도우와 임의 국부 섹션 때문에 평균 및 평활된 윈도우가 언제든지 메모리에 저장된다. 바람직한 실시예에서, 평활 계수는 대략 p=0.99 또는 p=0.96이다.

설명할 목적으로, 도 7은 3개의 파일럿을 갖는 예 및 7개 샘플의 지속기간(W=3)을 갖는 탐색 윈도우를 도시한다. 각각의 파일럿에 대한 2개의 탐색윈도우가 본 발명에 따라 평균(V=2) 및 평활된다. 도 7에서, 3개의 파일럿(#1,#2,#3)이 있고, 전체 수신된 전력 스펙트럼 밀도(i₀)의 측정치가 실행될 것을 가정한다. 탐색 윈도우 크기는 W=3 칩이 되는 것이 더 가정되고, 동일한 파일럿에 대한 2개의 탐색 윈도우는 평균(V=2)될 것이 더 가정된다. 파일럿 #1에 대응하는 국부 섹션은 파일럿 #1에 대한 제1 탐색 윈도우를 발생시키도록 복합 슬라이딩 상관기(500)에 로드된다. 이러한 탐색 윈도우는 단계 610에 표시되는 바와 같이 저장된다. 파일럿 #1에 대응하는 다른 섹션은 파일럿 #1에 대한 제2 탐색 윈도우를 발생시키도록 복합 슬라이딩 상관기(500)에 위치된다. 제2 탐색 윈도우는 단계 612동안 파일럿 #1에 대한 이전의 탐색 윈도우를 갖는 샘플에 의한 평균 샘플이다. V=2이기 때문에, 2개의 탐색 윈도우만이 평균된다.

유사하게, 2개의 다른 섹션은 파일럿 #2에 대한 2개의 연속적인 탐색 윈도우를 발생시키도록 사용된다. 또한, 이들 2개의 탐색 윈도우도 평균된다. 동일한 절차가 연속적으로 반복되고, 출력 샘플(701(평균하기 전) 및 702(평균한 후))이 발생된다. 동일한 파일럿에 대응하는 탐색 윈도우는 전술한 평활 계수(P)를 사용하여 평활화 공식에 따라 평활된다. 그래서, 각각의 파일럿에 대한 하나의 탐색 윈도우는 임의 섹션에 대한 하나의 탐색 윈도우와 함께 발생된다.

본 발명의 또 다른 양상에 따라, 평활 계수(P)는 평활화할 수 없는 Ø와 동일하게 설정된다. 당업자가 쉽게 이해할 바와 같이, 평활 계수(p)를 Ø와 동일하게 설정하는 것은 발명을 실현하기 위해 요구되는 기억장치의 감소를 유리하게 생성시킬 수 있다. 이러한 경우에, 하나의 파일럿의 결과가 평균되면, 탐색 윈도우는 완전하게 분석된다. 하나의 파일럿의 결과의 평균 후에, 이 파일럿에 대응하는 탐색 윈도우는 메모리로부터 삭제되고, 따라서 메모리는 다음 파일럿을 위해 사용된다.

윈도우의 평균 및 평활 후에, 단계 616에서, L개의 채널 경로는 각각의 파일럿에 대한 탐색 윈도우의 피크를 사용하여 선택된다. 활성 채널에 대해, 이들 피크는 단계 620에서 핑거 위치 제어기(340)에 공급된다. 또한, 모든 파일럿에 대한 피크는 후술되는 바와 같이, 파일럿 강도 측정을 위해 또한 사용된다. 따라서, 모든 탐색 윈도우에 대한 가장 강한 L개의 샘플 값은 단계 624에서 파일럿 강도 측정치를 위해 사용된다. 이러한 절차는 더욱 상세히 설명될 것이다.

설명할 목적으로, 파일럿의 신호 강도는 u로서 표시된다. 파일럿의 신호 강도(u)는 많아도 L개의 사용 가능한 다중경로 구성요소에 대한 전체 수신된 스펙트럼 밀도(I₀)에 대해 칩당 수신된 파일럿 에너지(E_c)의 비율을 계산함으로써 측정된다. 각각의 다중경로 구성요소에 대한 이들 비율은 가산된다. 따라서, 파일럿의 신호 강도(u)는 수학식에 의해 주어진다.

[수학식 4]

여기서 E_c,1은 파일럿 채널 경로 수 1로 인한 전력 스펙트럼 밀도를 나타낸다.

발명의 하나의 양상에서, 전체 수신된 스펙트럼 밀도(I₀)는 임의 국부 섹션에 의해 발생되는 탐색 윈도우에서의 모든 샘플을 평균함으로써 발견된다. 이것은 단계 622에서, 윈도우 샘플을 가산하고 샘플의 전체 수로 나눔으로써 달성된다. 발명의 또 다른 양상에서, I₀는 수신된 신호를 정규화하는 자동 이득 제어(AGC)가 표시되기 때문에, 측정될 필요가 없다. 이러한 경우에, I₀는 공지되고, E_c,1측정치에 대응하는 유닛에 쉽게 매핑될 수 있다.

파일럿의 신호 강도(u)를 측정하기 위해, 슬라이딩 상관기로부터 평균 및 평활된 샘플() 즉, 메모리에 저장된 평균 및 평활된 탐색 윈도우가 사용된다. 파일럿 수(n)와 같은, 특별한 파일럿에 대한 신호 강도(u) 측정치를 발생시키기 위해, 모든의 가장 강한 L개의 샘플이 발견된다. 각각의 이들 샘플에 대한 신호 강도는 P_I로 표시된다. 여기서 I는 1 및 L 사이의 값을 갖는 경로 수이다. 이들 샘플은 가장 강한 채널 경로에 대응한다. 샘플 지연 추정치가 칩 지속기간의 1/2 또는 T_c/2 내에 제한되는 정확도를 갖기 때문에, 샘플은 서로 이격하는 선택된 적어도 하나의 칩 즉, 비연속 샘플이다.

신호 강도 값(P_I)은 모든 다른 CDMA 채널의 영향에 의해 정규화 되어야 한다. 파일럿 n에 의해서만 파일럿 강도를 정규화하기 위해, 단계 626은 이어지는 방법에서 실행된다. 전체 수신된 전력 스펙트럼 밀도(I₀)의 측정된 값 및 L개의 측정된 신호 강도 값(P_I)은 블록 626에 공급된다. 전체 수신된 전력 스펙트럼 밀도(I₀)는

[수학식 5]

로 모델될 수 있다. 여기서 ξ₁은 측정된 파일럿 경로 수 1을 제외한, 전체 수신된 전력 스펙트럼 밀도을 나타낸다. 전체 수신된 파워 스펙트럼 밀도(I₀)는 경로 수 1의 함수가 아니다는 것에 주의해야 한다. 슬라이딩 상관기가 하나의 파일럿의 경로와 정합할 때, 많은 측정치에 대해 평균 및 평활된 후, 각각의 출력 피크{P_I}는

[수학식 6]

로 모델된다. 여기서, M은 칩에서의 슬라이딩 상관기의 길이이다. 설명할 목적으로, M은 도 5의 128과 동일하게 설정된다. 상기 세개의 수학식을 결합하면, 간섭을 제거한 후의 추정된 파일럿 강도는

[수학식 7]

에 의해 주어진다.

파일럿의 추정된 신호 강도(u)는 블록 402에 공급된다. 모든 비활성 파일럿에 대해, 오프셋 값은 가산된다. 설명할 목적으로, 도 4에 따라 0.34dB의 오프셋은가산된다(Sinc 칩 파형을 가정하여). 전술된 바와 같이, 이러한 오프셋은 비활성 파일럿에 대한 탐색 윈도우를 발생시킬 때, 일련의 샘플링 위치를 변화시킨 결과이다. 활성 파일럿의 파일럿 강도에 대해, 단계 626으로부터 수신된 신호 강도 값은 변화되지 않고 통과된다.

본 발명의 방법 및 장치의 바람직한 실시예가 첨부한 도면에 도시되고, 전술한 상세한 설명에 기재되었지만, 이어지는 청구범위에 의해 정의되는 바와 같이 발명은 개시된 실시예에 제한되지 않고 발명의 사상으로부터 벗어남 없이 수 많은 재배열, 변경물 및 대체물이 가능하다는 것이 이해된다.

Claims

이동국에서 채널의 신호 강도를 평가하는 방법에 있어서,

신호를 수신하는 단계와;

수신된 신호를 제1 샘플링 비율에 따라 제1 샘플 스트림으로 변환하는 단계와;

상기 제1 샘플 스트림을 상기 제1 샘플링 비율과 상이한 제2 샘플링 비율에 따라 제2 샘플 스트림으로 변환하는 단계와;

상기 제1 및 제2 샘플 스트림에 기초하여 채널의 신호 강도를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 1항에 있어서,

상기 채널의 신호 강도를 측정하는 단계는 슬라이딩 상관기를 사용하여 상기 제1 샘플 스트림에 대한 탐색 윈도우를 발생시키는 단계와;

상기 탐색 윈도우를 사용하여 상기 제2 샘플 스트림의 신호 강도를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 2항에 있어서,

상기 탐색 윈도우를 발생시키는 단계는 채널의 신호의 임의의 국부 섹션을 슬라이딩 상관기의 지연부에 공급하는 단계와;

수신된 신호의 섹션을 슬라이딩 상관기의 곱셈부에 공급하는 단계와;

상기 섹션을 서로 연속적으로 곱하여 상관 값의 시퀀스를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 3항에 있어서,

상기 탐색 윈도우를 발생시키는 단계는 파일럿 신호에 대하여 이전에 발생된 탐색 윈도우를 사용하여 탐색 윈도우를 평균하는 단계와;

이전의 발생된 샘플을 사용하여 평활 계수에 의해 탐색 윈도우의 발생된 샘플을 평활화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 4항에 있어서,

상기 평활 계수는 대략 0.96인 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 4항에 있어서,

상기 평활 계수는 대략 0.99인 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 1항에 있어서,

상기 수신된 신호를 변환하는 단계는 상기 제2 샘플 스트림에 대한 최적의 다운 샘플링 위상을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 7항에 있어서,

상기 최적의 다운 샘플링 위상을 선택하는 단계는 파일럿 신호를 추적하는 추적 유닛으로부터 최적의 다운 샘플링 위상을 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 7항에 있어서,

상기 최적의 다운 샘플링 위상을 선택하는 단계는 각각의 측정치에 대해 연속적으로 변화되는 임의의 샘플링 위상을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 9항에 있어서,

상기 임의의 샘플링 위상은 4개의 연속 샘플링 위상에 대해 연속적으로 변화되는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 1항에 있어서,

상기 제2 샘플링 비율은 상기 제1 샘플링 비율 보다 더 낮은 것을 특징으로하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
제 1항에 있어서,

상기 제1 샘플 스트림을 변환하는 단계는 상기 제1 샘플 스트림을 칩당 2개의 샘플 비율로 샘플링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 채널 신호 강도 평가 방법.
확산 스펙트럼 통신 시스템의 이동국에서 CDMA 신호 강도를 평가하는 장치에 있어서,

신호를 수신하는 수신기와;

수신된 신호를 제1 샘플링 비율에 따라 제1 샘플 스트림으로 변환하는 제1 샘플링 수단과;

상기 제1 샘플 스트림을 상기 제1 샘플링 비율과 상이한 제2 샘플링 비율에 따라 제2 샘플 스트림으로 변환하는 제2 샘플링 수단과;

상기 제1 및 제2 샘플 스트림에 기초하여 채널의 신호 강도를 측정하는 강도 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 강도 평가 장치.
제 13항에 있어서,

상기 강도 회로는 상기 세1 샘플 스트림에 대한 탐색 윈도우를 발생시키는 슬라이딩 상관기와;

상기 탐색 윈도우를 사용하여 상기 제2 샘플 스트림의 신호 강도를 측정하는 측정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 강도 평가 장치.
이동국에서 CDMA 채널 신호 강도를 평가하는 방법에 있어서,

CDMA 신호를 수신하는 단계와;

수신된 신호를 제1 샘플링 비율에 따라 제1 샘플 스트림으로 변환하는 단계와;

상기 제1 샘플링 스트림을 상기 제1 샘플링 비율보다 더 낮은 제2 샘플링 비율에 따라 제2 샘플 스트림으로 변환하는 단계와;

상기 제2 샘플 스트림에 대한 최적의 다운 샘플링 위상을 선택하는 단계와;

슬라이딩 상관기를 사용하여 상기 제1 샘플 스트림에 대한 탐색 윈도우를 발생시키는 단계와;

상기 탐색 윈도우를 사용하여 상기 제2 샘플 스트림의 신호 강도를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.
제 15항에 있어서,

상기 탐색 윈도우를 발생시키는 단계는 파일럿 신호의 임의의 국부 섹션을 상기 슬라이딩 상관기의 지연부에 공급하는 단계와;

수신된 신호를 상기 슬라이딩 상관기의 곱셈부에 공급하는 단계와;

상기 섹션을 서로 연속적으로 곱하여 상관된 값의 시퀀스를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.
제 16항에 있어서,

상관 값 사이에서 가장 먼저 검출된 상관 피크 주위에 상기 탐색 윈도우를 집중시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.
제 16항에 있어서,

상기 탐색 윈도우를 발생시키는 단계는 CDMA 채널 신호에 대하여 이전에 발생된 탐색 윈도우를 사용하여 상기 탐색 윈도우를 평균하는 단계와;

평활 계수를 사용하여 상기 탐색 윈도우의 발생된 샘플을 평활화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.
제 15항에 있어서,

상기 최적의 다운 샘플링 위상을 선택하는 단계는 CDMA 채널을 추적하는 추적 유닛으로부터 최적의 다운 샘플링 위상을 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.
제 15항에 있어서,

상기 최적의 다운 샘플링 위상을 선택하는 단계는 각각의 측정치에 대해 연속적으로 변화되는 임의의 샘플링 위상을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.
제 15항에 있어서,

상기 임의의 샘플링 위상은 4개의 연속 샘플링 위상에 대해 연속적으로 변화되는 것을 특징으로 하는 이동국에서의 CDMA 채널 신호 강도 평가 방법.