JPH06343068A - スペクトラム拡散通信方式 - Google Patents
スペクトラム拡散通信方式Info
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- JPH06343068A JPH06343068A JP13084493A JP13084493A JPH06343068A JP H06343068 A JPH06343068 A JP H06343068A JP 13084493 A JP13084493 A JP 13084493A JP 13084493 A JP13084493 A JP 13084493A JP H06343068 A JPH06343068 A JP H06343068A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- phase
- spread spectrum
- carrier
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 互いに直交する２つの搬送波をそれぞれデー
タ信号で変調して同時に伝送するスペクトラム拡散通信
方式に関するものであり、前記の２つの搬送波間の相互
妨害を軽減し、良好な伝送品質が得られる通信方式を提
供する。 【構成】 発振器１からの第一の搬送波２１を移相器２
により９０゜移相して第二の搬送波２２を作成し、その
第一と第二の搬送波２１，２２にそれぞれ伝送すべき２
つのデータ列信号２３，２４を乗算して２つの角度変調
信号２５，２６を作成し、その両角度変調信号２５，２
６にそれぞれ同じ符号であって位相の異なる２つの疑似
雑音信号４１，４２で周波数拡散した後、加算器１０で
混合して伝送する。
タ信号で変調して同時に伝送するスペクトラム拡散通信
方式に関するものであり、前記の２つの搬送波間の相互
妨害を軽減し、良好な伝送品質が得られる通信方式を提
供する。 【構成】 発振器１からの第一の搬送波２１を移相器２
により９０゜移相して第二の搬送波２２を作成し、その
第一と第二の搬送波２１，２２にそれぞれ伝送すべき２
つのデータ列信号２３，２４を乗算して２つの角度変調
信号２５，２６を作成し、その両角度変調信号２５，２
６にそれぞれ同じ符号であって位相の異なる２つの疑似
雑音信号４１，４２で周波数拡散した後、加算器１０で
混合して伝送する。
Description
【０００１】
【産業上の利用範囲】本発明はスペクトラム拡散通信方
式に関するもので、特に４位相角変調を併用する場合
に、伝送品質を改善するのに有効な方式である。
式に関するもので、特に４位相角変調を併用する場合
に、伝送品質を改善するのに有効な方式である。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信（以下ＳＳ通信と
略す）は、送信側においては疑似ランダム信号（以下Ｐ
Ｎ信号と略す）を掛け合わせることによって送信信号を
広い周波数帯域に拡散し、受信側においては前記と同じ
ＰＮ信号を受信信号に掛け合わせてＰＮ信号同志を打ち
消すことによって、元の狭帯域の信号に逆拡散する方式
である。３図−ａはＭ系列のＰＮ符号の自己相関特性を
示すもので、３図−ｂはＭ系列の異なる二つのＰＮ符号
間の相互相関特性の例を示すものであるが、受信側のＰ
Ｎ信号が送信側のと同じ符号であれば、符号の位相が一
致した時に３図−ａのピーク値に相当する逆拡散出力が
得られるのに対し、送信側と受信側のＰＮ信号が異なる
符号であれば３図−ｂに示すように、位相に関わらず大
きな逆拡散出力が現れない。従って、受信信号に二つの
異なる符号で拡散されたＳＳ信号が混じりあっていて
も、一方の符号で逆拡散した逆拡散出力への、他方の符
号で拡散されたＳＳ信号の影響は小さいので、異なる符
号を用いることによって、同じ周波数帯域を共用する符
号多重という性質がある。
略す）は、送信側においては疑似ランダム信号（以下Ｐ
Ｎ信号と略す）を掛け合わせることによって送信信号を
広い周波数帯域に拡散し、受信側においては前記と同じ
ＰＮ信号を受信信号に掛け合わせてＰＮ信号同志を打ち
消すことによって、元の狭帯域の信号に逆拡散する方式
である。３図−ａはＭ系列のＰＮ符号の自己相関特性を
示すもので、３図−ｂはＭ系列の異なる二つのＰＮ符号
間の相互相関特性の例を示すものであるが、受信側のＰ
Ｎ信号が送信側のと同じ符号であれば、符号の位相が一
致した時に３図−ａのピーク値に相当する逆拡散出力が
得られるのに対し、送信側と受信側のＰＮ信号が異なる
符号であれば３図−ｂに示すように、位相に関わらず大
きな逆拡散出力が現れない。従って、受信信号に二つの
異なる符号で拡散されたＳＳ信号が混じりあっていて
も、一方の符号で逆拡散した逆拡散出力への、他方の符
号で拡散されたＳＳ信号の影響は小さいので、異なる符
号を用いることによって、同じ周波数帯域を共用する符
号多重という性質がある。
【０００３】４位相角変調（以下ＱＰＳＫと略す）は、
互いに直交する二つの搬送波に掛け合わされた信号が、
互いに妨害を与えずに復調できる性質を利用したもので
ある。４図−ａはＱＰＳＫの位相と復調出力の関係を示
したもので、（Ｄ１・ＳＩＮθ＋Ｄ２・ＣＯＳθ）で現
されるＱＰＳＫ信号に、受信側で再生した互いに直交す
るＳＩＮθとＣＯＳθをそれぞれ掛け合わせることによ
り、Ｄ１とＤ２を独立して互いに妨害を与えずに復調で
きる。ＱＰＳＫは互いに直交する二つの搬送波を使用し
て２位相角変調（以下ＢＰＳＫと略す）することによ
り、二つのＢＰＳＫ信号を同じ周波数帯域を使って伝送
する多重化方式であると言うことができる。
互いに直交する二つの搬送波に掛け合わされた信号が、
互いに妨害を与えずに復調できる性質を利用したもので
ある。４図−ａはＱＰＳＫの位相と復調出力の関係を示
したもので、（Ｄ１・ＳＩＮθ＋Ｄ２・ＣＯＳθ）で現
されるＱＰＳＫ信号に、受信側で再生した互いに直交す
るＳＩＮθとＣＯＳθをそれぞれ掛け合わせることによ
り、Ｄ１とＤ２を独立して互いに妨害を与えずに復調で
きる。ＱＰＳＫは互いに直交する二つの搬送波を使用し
て２位相角変調（以下ＢＰＳＫと略す）することによ
り、二つのＢＰＳＫ信号を同じ周波数帯域を使って伝送
する多重化方式であると言うことができる。
【０００４】このＳＳ−ＱＰＳＫ方式の一例を図２に示
す。図２において発振器１は搬送波２１を発生し、移相
器２は搬送波２１から搬送波２１に対して９０度位相の
ずれた搬送波２２をつくる。乗算器３はデータ列２３を
搬送波２１に掛け合わせてＢＰＳＫ信号２５をつくり、
乗算器４はデータ列２４を搬送波２２に掛け合わせてＢ
ＰＳＫ信号２６をつくる。乗算器８はＢＰＳＫ信号２５
に第１のＰＮ信号４１を掛け合わせてＳＳ信号３０をつ
くり、乗算器９はＢＰＳＫ信号２６に前記第１のＰＮ信
号４１と異なる符号の第２のＰＮ信号４２を掛け合わせ
てＳＳ信号３１をつくる。加算器１０は二つのＳＳ信号
３０と３１を足し合わせて送信信号３２をつくる。送信
信号３２は伝送路１１を通って受信信号３３となる。
す。図２において発振器１は搬送波２１を発生し、移相
器２は搬送波２１から搬送波２１に対して９０度位相の
ずれた搬送波２２をつくる。乗算器３はデータ列２３を
搬送波２１に掛け合わせてＢＰＳＫ信号２５をつくり、
乗算器４はデータ列２４を搬送波２２に掛け合わせてＢ
ＰＳＫ信号２６をつくる。乗算器８はＢＰＳＫ信号２５
に第１のＰＮ信号４１を掛け合わせてＳＳ信号３０をつ
くり、乗算器９はＢＰＳＫ信号２６に前記第１のＰＮ信
号４１と異なる符号の第２のＰＮ信号４２を掛け合わせ
てＳＳ信号３１をつくる。加算器１０は二つのＳＳ信号
３０と３１を足し合わせて送信信号３２をつくる。送信
信号３２は伝送路１１を通って受信信号３３となる。
【０００５】受信側では、前記第１のＰＮ信号４１及び
第２のＰＮ信号４２とそれぞれ同符号で位相の同期した
第３のＰＮ信号４３と第４のＰＮ信号４４とを作成し、
乗算器１５で受信信号３３に前記第３のＰＮ信号３５を
掛け合わせてＢＰＳＫ信号３７を得る。また乗算器１６
で受信信号３３に前記第４のＰＮ信号３６を掛け合わせ
てＢＰＳＫ信号３８を得る。ＢＰＳＫ復調器１７はＢＰ
ＳＫ信号３７を復調して復調データ列３９を得る。ＢＰ
ＳＫ復調器１８はＢＰＳＫ信号３７を復調して復調デー
タ列４０を得る。
第２のＰＮ信号４２とそれぞれ同符号で位相の同期した
第３のＰＮ信号４３と第４のＰＮ信号４４とを作成し、
乗算器１５で受信信号３３に前記第３のＰＮ信号３５を
掛け合わせてＢＰＳＫ信号３７を得る。また乗算器１６
で受信信号３３に前記第４のＰＮ信号３６を掛け合わせ
てＢＰＳＫ信号３８を得る。ＢＰＳＫ復調器１７はＢＰ
ＳＫ信号３７を復調して復調データ列３９を得る。ＢＰ
ＳＫ復調器１８はＢＰＳＫ信号３７を復調して復調デー
タ列４０を得る。
【０００６】すなわち、ＳＳ−ＱＰＳＫ方式は搬送波に
位相が互いに直交する二つのＢＰＳＫ信号２５、２６
を、異なる符号の二つのＰＮ信号４１、４２でおのおの
拡散する方式であり、異なるＰＮ信号で拡散された信号
が混入してきても大きな妨害を受けない性質から、ＰＮ
信号４１と同じ符号であるＰＮ信号４３で逆拡散する
と、一方のＢＰＳＫ信号２５に対応したＢＰＳＫ信号３
７が得られ、ＰＮ信号４２と同符号のＰＮ信号４４で逆
拡散すると、もう一方のＢＰＳＫ信号２６に対応したＢ
ＰＳＫ信号３８が得られる。このようにＳＳ−ＱＰＳＫ
では逆拡散によって二つの搬送波が分離できるので、Ｂ
ＰＳＫの方式で個々に復調ができる特徴がある。
位相が互いに直交する二つのＢＰＳＫ信号２５、２６
を、異なる符号の二つのＰＮ信号４１、４２でおのおの
拡散する方式であり、異なるＰＮ信号で拡散された信号
が混入してきても大きな妨害を受けない性質から、ＰＮ
信号４１と同じ符号であるＰＮ信号４３で逆拡散する
と、一方のＢＰＳＫ信号２５に対応したＢＰＳＫ信号３
７が得られ、ＰＮ信号４２と同符号のＰＮ信号４４で逆
拡散すると、もう一方のＢＰＳＫ信号２６に対応したＢ
ＰＳＫ信号３８が得られる。このようにＳＳ−ＱＰＳＫ
では逆拡散によって二つの搬送波が分離できるので、Ｂ
ＰＳＫの方式で個々に復調ができる特徴がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする問題点】４図は、ＱＰＳＫ信
号の二つの搬送波が相互に与える妨害を示したもので、
送信または受信機の搬送波の９０度移相器の位相誤差
や、受信機の搬送波再生回路の位相誤差や、伝送路上や
送受信回路内で生じる波形ひずみなどによって、復調し
ようとする位相に対する他方の搬送波の位相が９０度か
らずれていると、復調した信号に他方の信号が混入する
ことになる。また、受信信号のＳ／Ｎが悪いと搬送波再
生が不安定になり、位相誤差が大きくなることが知られ
ている。
号の二つの搬送波が相互に与える妨害を示したもので、
送信または受信機の搬送波の９０度移相器の位相誤差
や、受信機の搬送波再生回路の位相誤差や、伝送路上や
送受信回路内で生じる波形ひずみなどによって、復調し
ようとする位相に対する他方の搬送波の位相が９０度か
らずれていると、復調した信号に他方の信号が混入する
ことになる。また、受信信号のＳ／Ｎが悪いと搬送波再
生が不安定になり、位相誤差が大きくなることが知られ
ている。
【０００８】ＳＳ通信は伝送路上で混入した妨害信号を
逆拡散によって抑圧できる性質がり、この性質を利用し
て劣悪な通信路に適用されることが多く、ＳＳ−ＱＰＳ
Ｋでも２図に示すように逆拡散によってＳ／Ｎを改善し
てからデータを復調する構成をとる。ところが逆拡散に
よるＳ／Ｎの改善において最も問題のある妨害波は別の
ＳＳ信号であり、全く同じ周波数帯域の信号は符号間の
相互相関特性によってしか妨害の抑圧ができず、３図−
ｂに示すように異符号間の相関は必ずしも小さいとは言
えない、特にＳＳ−ＱＰＳＫでは異なる符号で拡散され
た信号が同じ電力で送信されるので、受信側での逆拡散
による妨害抑圧効果が十分でないと、後段の復調回路に
おけるＳ／Ｎが悪くなり、復調に誤りが生じて通信回線
としての伝送品質が悪化する恐れがある。
逆拡散によって抑圧できる性質がり、この性質を利用し
て劣悪な通信路に適用されることが多く、ＳＳ−ＱＰＳ
Ｋでも２図に示すように逆拡散によってＳ／Ｎを改善し
てからデータを復調する構成をとる。ところが逆拡散に
よるＳ／Ｎの改善において最も問題のある妨害波は別の
ＳＳ信号であり、全く同じ周波数帯域の信号は符号間の
相互相関特性によってしか妨害の抑圧ができず、３図−
ｂに示すように異符号間の相関は必ずしも小さいとは言
えない、特にＳＳ−ＱＰＳＫでは異なる符号で拡散され
た信号が同じ電力で送信されるので、受信側での逆拡散
による妨害抑圧効果が十分でないと、後段の復調回路に
おけるＳ／Ｎが悪くなり、復調に誤りが生じて通信回線
としての伝送品質が悪化する恐れがある。
【０００９】逆拡散する符号に対して同符号と異符号の
二種類のＰＮ信号で拡散されたＳＳ信号を、同じ比率で
足し合わせて逆拡散する場合の相関特性は、３図−ａと
３図−ｂの特性を平均した特性になる。従って、伝送経
路上の雑音がなくＰＮ信号が正しく同期した状態であっ
ても、逆拡散出力のＳ／Ｎ比は３図−ａのピーク値と３
図−ｂの相関値の比にしかならない。
二種類のＰＮ信号で拡散されたＳＳ信号を、同じ比率で
足し合わせて逆拡散する場合の相関特性は、３図−ａと
３図−ｂの特性を平均した特性になる。従って、伝送経
路上の雑音がなくＰＮ信号が正しく同期した状態であっ
ても、逆拡散出力のＳ／Ｎ比は３図−ａのピーク値と３
図−ｂの相関値の比にしかならない。
【００１０】また、同期の獲得と保持においても、符号
位相の判別の根拠となる相関特性が３図−ａの理想的な
状態から外れているので、誤った符号位相で同期した
り、位相に誤差や変動を生じたりする恐れがある。符号
の同期に位相誤差が生じると、位相誤差に比例して逆拡
散出力のＳ／Ｎは劣化し、符号の１ビット（以後、符号
のビットのことをチップと呼ぶ）以上の符号同期誤りが
あると、逆拡散が正しく行われなくなって、データの再
生は不可能になる。
位相の判別の根拠となる相関特性が３図−ａの理想的な
状態から外れているので、誤った符号位相で同期した
り、位相に誤差や変動を生じたりする恐れがある。符号
の同期に位相誤差が生じると、位相誤差に比例して逆拡
散出力のＳ／Ｎは劣化し、符号の１ビット（以後、符号
のビットのことをチップと呼ぶ）以上の符号同期誤りが
あると、逆拡散が正しく行われなくなって、データの再
生は不可能になる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明はこの目的を達成
するために、搬送波を４位相角変調する通信方式であっ
て、互いに直交する二つの搬送波が、同じ符号であって
符号位相が互いに異なる二つのＰＮ信号で周波数拡散さ
れることを特徴とするスペクトラム拡散通信方式であ
る。
するために、搬送波を４位相角変調する通信方式であっ
て、互いに直交する二つの搬送波が、同じ符号であって
符号位相が互いに異なる二つのＰＮ信号で周波数拡散さ
れることを特徴とするスペクトラム拡散通信方式であ
る。
【００１２】
【作用】互いに直交する二つの搬送波が、同じ符号であ
って符号位相が互いに異なる二つの疑似雑音信号で周波
数拡散されたＳＳ−ＱＰＳＫ信号の復調において、一方
の搬送波の復調に着目すると、送信側が使用したのと同
じ符号を、送信側と同期をとって掛け合わせると、目的
の搬送波が逆拡散された信号と、他方の搬送波が逆拡散
された信号の和が得られる。目的の搬送波は同期状態で
逆拡散されるので、逆拡散出力には３図−ａの自己相関
特性のピーク値に相当する電力が現れる。他方の搬送波
は一定の位相差がある状態で逆拡散されるので、逆拡散
出力には３図−ａの自己相関特性の平坦部の値に相当す
る電力が現れる。Ｍ系列のＰＮ信号を符号に選ぶと、同
じ符号であって位相が１ビット分以上異なる二つのＰＮ
信号の間の相関値が、二つのＰＮ信号間の相関値の中で
最低であることは数学的に保証されているので、本発明
の互いに直交する二つの搬送波が、同じ符号であって符
号位相が互いに異なる二つの疑似雑音信号で周波数拡散
されたＳＳ−ＱＰＳＫ信号は、二つの搬送波の間の相互
妨害が最小になる。
って符号位相が互いに異なる二つの疑似雑音信号で周波
数拡散されたＳＳ−ＱＰＳＫ信号の復調において、一方
の搬送波の復調に着目すると、送信側が使用したのと同
じ符号を、送信側と同期をとって掛け合わせると、目的
の搬送波が逆拡散された信号と、他方の搬送波が逆拡散
された信号の和が得られる。目的の搬送波は同期状態で
逆拡散されるので、逆拡散出力には３図−ａの自己相関
特性のピーク値に相当する電力が現れる。他方の搬送波
は一定の位相差がある状態で逆拡散されるので、逆拡散
出力には３図−ａの自己相関特性の平坦部の値に相当す
る電力が現れる。Ｍ系列のＰＮ信号を符号に選ぶと、同
じ符号であって位相が１ビット分以上異なる二つのＰＮ
信号の間の相関値が、二つのＰＮ信号間の相関値の中で
最低であることは数学的に保証されているので、本発明
の互いに直交する二つの搬送波が、同じ符号であって符
号位相が互いに異なる二つの疑似雑音信号で周波数拡散
されたＳＳ−ＱＰＳＫ信号は、二つの搬送波の間の相互
妨害が最小になる。
【００１３】また前述のように、送信機または受信機の
搬送波の９０度移相器の位相誤差や、受信機の搬送波再
生回路の位相誤差や、伝送路上や送受信回路内で生じる
波形ひずみなどによって、一方の搬送波の信号の一部が
他方の搬送波の信号に加わることがあるが、本発明の方
式によれば、二つの搬送の信号の加算は、同じ符号のＰ
Ｎ信号の位相をずらした加算になる。Ｍ系列のＰＮ信号
では、同じＰＮ信号を位相をずらして加算すると、同じ
符号であって加算された二つのＰＮ信号のいずれとも位
相が異なるＰＮ信号が得られるｃｙｃｌｅ−ａｎｄ−ａ
ｄｄ特性と呼ばれる性質があるので、他方の搬送波から
漏れ込んだ信号は、目的の搬送波の信号の一部と加算さ
れて、別の符号位相の信号に変換されることになる。前
述のように、同じ符号であって位相が１ビット分以上異
なるＰＮ信号は、最小の相関値をとるので、送信器また
は受信機の搬送波の９０度移相器の位相誤差や、受信機
の搬送波再生回路の位相誤差や、伝送路上や送受信回路
内で生じる波形ひずみなどによる搬送波間の相互妨害の
影響も最小となる。
搬送波の９０度移相器の位相誤差や、受信機の搬送波再
生回路の位相誤差や、伝送路上や送受信回路内で生じる
波形ひずみなどによって、一方の搬送波の信号の一部が
他方の搬送波の信号に加わることがあるが、本発明の方
式によれば、二つの搬送の信号の加算は、同じ符号のＰ
Ｎ信号の位相をずらした加算になる。Ｍ系列のＰＮ信号
では、同じＰＮ信号を位相をずらして加算すると、同じ
符号であって加算された二つのＰＮ信号のいずれとも位
相が異なるＰＮ信号が得られるｃｙｃｌｅ−ａｎｄ−ａ
ｄｄ特性と呼ばれる性質があるので、他方の搬送波から
漏れ込んだ信号は、目的の搬送波の信号の一部と加算さ
れて、別の符号位相の信号に変換されることになる。前
述のように、同じ符号であって位相が１ビット分以上異
なるＰＮ信号は、最小の相関値をとるので、送信器また
は受信機の搬送波の９０度移相器の位相誤差や、受信機
の搬送波再生回路の位相誤差や、伝送路上や送受信回路
内で生じる波形ひずみなどによる搬送波間の相互妨害の
影響も最小となる。
【００１４】このように本発明のＳＳ−ＱＰＳＫ方式に
よれば、互いに直交する二つの搬送波の間の相互妨害を
最小にし、良好な伝送品質を得ることができる。
よれば、互いに直交する二つの搬送波の間の相互妨害を
最小にし、良好な伝送品質を得ることができる。
【００１５】
【実施例】以下本発明の実施例について、図１を参照し
ながら説明する。図１は本発明のスペクトラム拡散通信
方式のブロック図である。発振器１は搬送波２１を発生
し、移相器２は搬送波２１から搬送波２１に対して９０
度位相のずれた搬送波２２をつくる。乗算器３はデータ
列２３を搬送波２１に掛け合わせてＢＰＳＫ信号２５を
つくり、乗算器４はデータ列２４を搬送波２２に掛け合
わせてＢＰＳＫ信号２６をつくる。発振器５はチップク
ロック２７を発生し、これに同期してＰＮ信号発生器６
はＭ系列のＰＮ信号２８を発生する。遅延回路７はＰＮ
信号２８を８チップ半遅延させてＰＮ信号２９をつく
る。乗算器８はＢＰＳＫ信号２５にＰＮ信号２８を掛け
合わせてＳＳ信号３０をつくり、乗算器９はＢＰＳＫ信
号２６にＰＮ信号２９を掛け合わせてＳＳ信号３１をつ
くる。加算器１０は二つのＳＳ信号３０と３１を２対１
の割合で足し合わせて送信信号３２をつくる。送信信号
３２は伝送路１１を通って受信信号３３となる。ＰＮ信
号発生器１２はＰＮ信号発生器６と同じ符号のＰＮ信号
３５を同期回路１３から得られるチップクロック３４に
同期して発生し、遅延回路１４はＰＮ信号３５を８チッ
プ半遅延させてＰＮ信号３６をつくる。同期回路１３は
ＰＮ信号３５の位相と受信信号３３との相関からＰＮ信
号２８とＰＮ信号３５の位相差を判別し、この位相差が
ゼロになるようにチップクロック３４の速度を制御す
る。乗算器１５は受信信号３３にＰＮ信号３５を掛け合
わせてＢＰＳＫ信号３７を得る。乗算器１６は受信信号
３３にＰＮ信号３６を掛け合わせてＢＰＳＫ信号３８を
得る。ＢＰＳＫ復調器１７はＢＰＳＫ信号３７を復調し
て復調データ列３９を得る。ＢＰＳＫ復調器１８はＢＰ
ＳＫ信号３７を復調して復調データ列４０を得る。
ながら説明する。図１は本発明のスペクトラム拡散通信
方式のブロック図である。発振器１は搬送波２１を発生
し、移相器２は搬送波２１から搬送波２１に対して９０
度位相のずれた搬送波２２をつくる。乗算器３はデータ
列２３を搬送波２１に掛け合わせてＢＰＳＫ信号２５を
つくり、乗算器４はデータ列２４を搬送波２２に掛け合
わせてＢＰＳＫ信号２６をつくる。発振器５はチップク
ロック２７を発生し、これに同期してＰＮ信号発生器６
はＭ系列のＰＮ信号２８を発生する。遅延回路７はＰＮ
信号２８を８チップ半遅延させてＰＮ信号２９をつく
る。乗算器８はＢＰＳＫ信号２５にＰＮ信号２８を掛け
合わせてＳＳ信号３０をつくり、乗算器９はＢＰＳＫ信
号２６にＰＮ信号２９を掛け合わせてＳＳ信号３１をつ
くる。加算器１０は二つのＳＳ信号３０と３１を２対１
の割合で足し合わせて送信信号３２をつくる。送信信号
３２は伝送路１１を通って受信信号３３となる。ＰＮ信
号発生器１２はＰＮ信号発生器６と同じ符号のＰＮ信号
３５を同期回路１３から得られるチップクロック３４に
同期して発生し、遅延回路１４はＰＮ信号３５を８チッ
プ半遅延させてＰＮ信号３６をつくる。同期回路１３は
ＰＮ信号３５の位相と受信信号３３との相関からＰＮ信
号２８とＰＮ信号３５の位相差を判別し、この位相差が
ゼロになるようにチップクロック３４の速度を制御す
る。乗算器１５は受信信号３３にＰＮ信号３５を掛け合
わせてＢＰＳＫ信号３７を得る。乗算器１６は受信信号
３３にＰＮ信号３６を掛け合わせてＢＰＳＫ信号３８を
得る。ＢＰＳＫ復調器１７はＢＰＳＫ信号３７を復調し
て復調データ列３９を得る。ＢＰＳＫ復調器１８はＢＰ
ＳＫ信号３７を復調して復調データ列４０を得る。
【００１６】このような構成の通信システムにおける遅
延回路７及び１４の遅延量は、マルチパスによる障害が
想定される場合には、遅れて入る反射波の予想される最
大遅延時間よりも大きな遅延量に設定すべきである。な
ぜなら、ＰＮ信号の位相差に相当する時間差をおいて反
射波が届くと、反射波の中のＰＮ信号２８で拡散された
信号成分と、直接波の中のＰＮ信号２９で拡散された信
号成分の、拡散符号の位相が一致するために、逆拡散に
よっては分離できない妨害を生ずるからである。
延回路７及び１４の遅延量は、マルチパスによる障害が
想定される場合には、遅れて入る反射波の予想される最
大遅延時間よりも大きな遅延量に設定すべきである。な
ぜなら、ＰＮ信号の位相差に相当する時間差をおいて反
射波が届くと、反射波の中のＰＮ信号２８で拡散された
信号成分と、直接波の中のＰＮ信号２９で拡散された信
号成分の、拡散符号の位相が一致するために、逆拡散に
よっては分離できない妨害を生ずるからである。
【００１７】また、遅延量をチップクロックの整数倍に
せず、半チップ分余計にずらす理由はオフセットＱＰＳ
Ｋの考えかたと同じで、キャリア位相の不連続を小さく
することによって、回路の非線形性の為に生じる位相誤
差を小さくするためである。
せず、半チップ分余計にずらす理由はオフセットＱＰＳ
Ｋの考えかたと同じで、キャリア位相の不連続を小さく
することによって、回路の非線形性の為に生じる位相誤
差を小さくするためである。
【００１８】前述の加算器１０において、二つのＳＳ信
号３０と３１を２対１の割合で足し合わせるのは、同期
回路１３において位相の判別を容易にする為である。Ｐ
Ｎ信号３５と受信信号３３との相関をとると、相関値が
二つの位相でピークを持つ。しかし二つのＳＳ信号には
電力の大きさに差を与えているので、相関値のピークの
大きさを比較すれば容易に両者を判別できる。
号３０と３１を２対１の割合で足し合わせるのは、同期
回路１３において位相の判別を容易にする為である。Ｐ
Ｎ信号３５と受信信号３３との相関をとると、相関値が
二つの位相でピークを持つ。しかし二つのＳＳ信号には
電力の大きさに差を与えているので、相関値のピークの
大きさを比較すれば容易に両者を判別できる。
【００１９】同期回路の働きによりＰＮ信号３５がＰＮ
信号２８に同期すると、これらに対して同じ遅延量分だ
け位相が遅れているＰＮ信号３６とＰＮ信号２９も必然
的に同期する。乗算器１５で同期のとれたＰＮ信号２８
を受信信号に掛け合わせるとＳＳ信号３０の成分はＰＮ
信号２８による周波数拡散が打ち消されて狭帯域のＢＰ
ＳＫ信号３７になる。ＳＳ信号３１の成分も逆拡散され
るが、同じ符号で位相が大きくことなるために相関が小
さいので、ＢＰＳＫ復調器１７の帯域内に現れる電力は
小さく、無視できる程度である。乗算器１６においても
同様の原理で、ＳＳ信号３１の成分が逆拡散されてＢＰ
ＳＫ信号３８になる。
信号２８に同期すると、これらに対して同じ遅延量分だ
け位相が遅れているＰＮ信号３６とＰＮ信号２９も必然
的に同期する。乗算器１５で同期のとれたＰＮ信号２８
を受信信号に掛け合わせるとＳＳ信号３０の成分はＰＮ
信号２８による周波数拡散が打ち消されて狭帯域のＢＰ
ＳＫ信号３７になる。ＳＳ信号３１の成分も逆拡散され
るが、同じ符号で位相が大きくことなるために相関が小
さいので、ＢＰＳＫ復調器１７の帯域内に現れる電力は
小さく、無視できる程度である。乗算器１６においても
同様の原理で、ＳＳ信号３１の成分が逆拡散されてＢＰ
ＳＫ信号３８になる。
【００２０】ＳＳ−ＱＰＳＫ方式では逆拡散によって、
互いに直交する二つの搬送波を分離できるので、最終的
なデータの復調はＢＰＳＫの復調器で行える。特に、本
発明の通信方式では互いに直交する二つの搬送波を、同
じ符号であって符号位相が互いに異なる二つのＰＮ信号
で周波数拡散することにより、二つの搬送波が相互に与
える妨害を最小にし、Ｓ／Ｎが良好な状態でデータの復
調ができる。
互いに直交する二つの搬送波を分離できるので、最終的
なデータの復調はＢＰＳＫの復調器で行える。特に、本
発明の通信方式では互いに直交する二つの搬送波を、同
じ符号であって符号位相が互いに異なる二つのＰＮ信号
で周波数拡散することにより、二つの搬送波が相互に与
える妨害を最小にし、Ｓ／Ｎが良好な状態でデータの復
調ができる。
【００２１】
【発明の効果】本発明の方式によれば、互いに直交する
二つの搬送波を、同じ符号であって符号位相が互いに異
なる二つのＰＮ信号で周波数拡散することにより、二つ
の搬送波が相互に与える妨害を最小にし、良好な伝送品
質を得ることができる。
二つの搬送波を、同じ符号であって符号位相が互いに異
なる二つのＰＮ信号で周波数拡散することにより、二つ
の搬送波が相互に与える妨害を最小にし、良好な伝送品
質を得ることができる。
【図１】本発明のスペクトラム拡散通信方式の実施例を
示すブロック図
示すブロック図
【図２】従来例のスペクトラム拡散通信方式の一例を示
すブロック図
すブロック図
【図３】ＰＮ信号の位相相関特性を示す波形図
【図４】ＱＰＳＫ信号の位相と信号の関係を示す説明図
１ 発振器 ２ 移相器 ３ 乗算器 ４ 乗算器 ５ 発振器 ６ ＰＮ信号発生器 ７ 遅延回路 ８ 乗算器 ９ 乗算器 １０ 加算器 １１ 伝送路 １２ ＰＮ信号発生器 １３ 同期回路 １４ 遅延回路 １５ 乗算器 １６ 乗算器 １７ ＢＰＳＫ復調器 １８ ＢＰＳＫ復調器
Claims (4)
- 【請求項１】搬送波を４位相角変調する通信方式であっ
て、伝送すべき二つのデータ列信号をそれぞれ互いに直
交する二つの搬送波に乗算して、二つの二位相角度変調
信号を作成し、その二つの二位相角度変調信号をそれぞ
れ同じ符号であって符号位相が互いに異なる二つの疑似
雑音信号で周波数拡散した後、互いに混合して送信する
ことを特徴とするスペクトラム拡散通信方式。 - 【請求項２】疑似雑音信号が、Ｍ系列のＰＮ信号である
ことを特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散通信
方式。 - 【請求項３】二つの疑似雑音信号の位相差が、ＰＮ信号
の１ビットの整数倍に２分の１ビット分を加えたもので
あることを特徴とする請求項１または請求項２記載のス
ペクトラム拡散通信方式。 - 【請求項４】互いに直交する二つの搬送波に異なる送信
電力を与えることを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３記載のスペクトラム拡散通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13084493A JP3152013B2 (ja) | 1993-06-01 | 1993-06-01 | スペクトラム拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13084493A JP3152013B2 (ja) | 1993-06-01 | 1993-06-01 | スペクトラム拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06343068A true JPH06343068A (ja) | 1994-12-13 |
| JP3152013B2 JP3152013B2 (ja) | 2001-04-03 |
Family
ID=15044024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13084493A Expired - Fee Related JP3152013B2 (ja) | 1993-06-01 | 1993-06-01 | スペクトラム拡散通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3152013B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000249754A (ja) * | 1999-02-04 | 2000-09-14 | Conexant Systems Inc | Ｇｐｓ受信機用のジャミング検出およびブランキング |
| US7706332B2 (en) | 1995-06-30 | 2010-04-27 | Interdigital Technology Corporation | Method and subscriber unit for performing power control |
| US7903613B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-03-08 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| US7929498B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-04-19 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
| US8737363B2 (en) | 1995-06-30 | 2014-05-27 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
-
1993
- 1993-06-01 JP JP13084493A patent/JP3152013B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7706332B2 (en) | 1995-06-30 | 2010-04-27 | Interdigital Technology Corporation | Method and subscriber unit for performing power control |
| US7903613B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-03-08 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| US7929498B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-04-19 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
| US8737363B2 (en) | 1995-06-30 | 2014-05-27 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| US9564963B2 (en) | 1995-06-30 | 2017-02-07 | Interdigital Technology Corporation | Automatic power control system for a code division multiple access (CDMA) communications system |
| JP2000249754A (ja) * | 1999-02-04 | 2000-09-14 | Conexant Systems Inc | Ｇｐｓ受信機用のジャミング検出およびブランキング |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3152013B2 (ja) | 2001-04-03 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |