JPH08335924A - 直交周波数分割多重用伝送装置 - Google Patents
直交周波数分割多重用伝送装置Info
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- JPH08335924A JPH08335924A JP7143422A JP14342295A JPH08335924A JP H08335924 A JPH08335924 A JP H08335924A JP 7143422 A JP7143422 A JP 7143422A JP 14342295 A JP14342295 A JP 14342295A JP H08335924 A JPH08335924 A JP H08335924A
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- pseudo noise
- division multiplexing
- synchronization
- frequency
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 伝送誤り発生低減、マルチパス存続時の同期
の確保、伝送容量の低下を行う。 【構成】 同期情報、時間周波数インタリーブ制御情
報、オーディオ情報を伝送する直交周波数分割多重用伝
送装置に、オーディオ情報を時間周波数インタリーブし
て直交変調分割多重変調を行う変調器３と、疑似雑音符
号を形成する疑似雑音発生器６、７とが設けられる。同
期信号形成手段８、９、１０、１１は、疑似雑音符号を
用いて、無変調信号をスペクトラム拡散した信号を同期
信号とする。符号化分割多重変調器４は疑似雑音符号を
用いて、時間周波数インタリーブ制御情報をスペクトラ
ム拡散する。
の確保、伝送容量の低下を行う。 【構成】 同期情報、時間周波数インタリーブ制御情
報、オーディオ情報を伝送する直交周波数分割多重用伝
送装置に、オーディオ情報を時間周波数インタリーブし
て直交変調分割多重変調を行う変調器３と、疑似雑音符
号を形成する疑似雑音発生器６、７とが設けられる。同
期信号形成手段８、９、１０、１１は、疑似雑音符号を
用いて、無変調信号をスペクトラム拡散した信号を同期
信号とする。符号化分割多重変調器４は疑似雑音符号を
用いて、時間周波数インタリーブ制御情報をスペクトラ
ム拡散する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル変調として直
交周波数分割多重方式を採用する直交周波数分割多重用
伝送装置に関し、特に伝送誤り発生低減、マルチパス存
続時の同期の確保、伝送容量の低下を行うことができる
直交周波数分割多重用伝送装置に関する。
交周波数分割多重方式を採用する直交周波数分割多重用
伝送装置に関し、特に伝送誤り発生低減、マルチパス存
続時の同期の確保、伝送容量の低下を行うことができる
直交周波数分割多重用伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、上記直交周波数分割多重伝送装置
が注目を集めている。これは、広い周波数帯に多数のキ
ャリアを設け、これに情報を振り分けたもので、マルチ
パスフェージングに有利である。この利点から欧州のデ
ィジタル音声放送に用いられようとしている。
が注目を集めている。これは、広い周波数帯に多数のキ
ャリアを設け、これに情報を振り分けたもので、マルチ
パスフェージングに有利である。この利点から欧州のデ
ィジタル音声放送に用いられようとしている。
【０００３】欧州のディジタル音声放送では、５〜６チ
ャンネルのディジタルオーディオ情報について直交周波
数分割多重変調が行われる。このとき、情報（シンボ
ル）は４相位相変調され、このシンボルは時間周波数軸
上でインタリーブされる。さらに移動受信に用いること
から、シンボルは、以下のように、差動変調され、受信
側で差動復調される。
ャンネルのディジタルオーディオ情報について直交周波
数分割多重変調が行われる。このとき、情報（シンボ
ル）は４相位相変調され、このシンボルは時間周波数軸
上でインタリーブされる。さらに移動受信に用いること
から、シンボルは、以下のように、差動変調され、受信
側で差動復調される。
【０００４】図１０は差動変調される伝送フレーム構成
を説明する図である。本図に示すように、フレームは差
動復調のための位相参照情報を運ぶ位相参照シンボル
と、インタリーブなどの情報を運ぶシンボル１、２〜Ｌ
1と、ディジタルオーディオ情報など有効データを運ぶ
シンボル１、２〜Ｌ2とからなる。
を説明する図である。本図に示すように、フレームは差
動復調のための位相参照情報を運ぶ位相参照シンボル
と、インタリーブなどの情報を運ぶシンボル１、２〜Ｌ
1と、ディジタルオーディオ情報など有効データを運ぶ
シンボル１、２〜Ｌ2とからなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この場合、上記フレー
ムでは、シンボル１、２〜Ｌ1の制御情報は、シンボル
１〜Ｌ2の有効情報をデ・インタリーブするのに必要な
ため、高速で取り出す必要がある。このため、時間周波
数インタリーブのうち時間軸インタリーブはほとんど施
されないので伝送誤りが発生する場合が多いとの問題が
ある。
ムでは、シンボル１、２〜Ｌ1の制御情報は、シンボル
１〜Ｌ2の有効情報をデ・インタリーブするのに必要な
ため、高速で取り出す必要がある。このため、時間周波
数インタリーブのうち時間軸インタリーブはほとんど施
されないので伝送誤りが発生する場合が多いとの問題が
ある。
【０００６】また、直交周波数分割多重信号を復調する
場合、そのシンボル位相が完全に分かっている必要があ
る。このため、フレーム先頭にヌルシンボルが付加さ
れ、包絡線の変化からシンボル位置を推定する方法がと
られる。しかし、マルチパスが存続する場合、同期を取
るのは困難であると共に、これらヌルシンボルは位相参
照シンボルも合わせ余分なもので、伝送容量の低下を招
くとの問題がある。
場合、そのシンボル位相が完全に分かっている必要があ
る。このため、フレーム先頭にヌルシンボルが付加さ
れ、包絡線の変化からシンボル位置を推定する方法がと
られる。しかし、マルチパスが存続する場合、同期を取
るのは困難であると共に、これらヌルシンボルは位相参
照シンボルも合わせ余分なもので、伝送容量の低下を招
くとの問題がある。
【０００７】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、伝送誤りの発生が防止でき、同期確保ができ、伝送
容量低下を防止できる直交周波数分割多重用伝送装置を
提供することを目的とする。
み、伝送誤りの発生が防止でき、同期確保ができ、伝送
容量低下を防止できる直交周波数分割多重用伝送装置を
提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、次の構成を有する直交周波数分割多重
用伝送装置を提供する。すなわち、同期情報、時間周波
数インタリーブ制御情報、オーディオ情報を伝送する直
交周波数分割多重用伝送装置に、前記オーディオ情報を
時間周波数インタリーブして直交変調分割多重変調を行
う変調器と、疑似雑音符号を形成する疑似雑音発生器と
が設けられる。同期信号形成手段は前記疑似雑音符号を
用いて、無変調信号をスペクトラム拡散した信号を同期
信号とする。符号化分割多重変調器は、前記疑似雑音符
号を用いて、前記時間周波数インタリーブ制御情報をス
ペクトラム拡散する。
解決するために、次の構成を有する直交周波数分割多重
用伝送装置を提供する。すなわち、同期情報、時間周波
数インタリーブ制御情報、オーディオ情報を伝送する直
交周波数分割多重用伝送装置に、前記オーディオ情報を
時間周波数インタリーブして直交変調分割多重変調を行
う変調器と、疑似雑音符号を形成する疑似雑音発生器と
が設けられる。同期信号形成手段は前記疑似雑音符号を
用いて、無変調信号をスペクトラム拡散した信号を同期
信号とする。符号化分割多重変調器は、前記疑似雑音符
号を用いて、前記時間周波数インタリーブ制御情報をス
ペクトラム拡散する。
【０００９】さらに、本装置に前記オーディオ情報を時
間周波数デインタリーブして直交変調分割多重復調を行
う復調器が設けられる。同期検出部は直交同期検波され
た受信信号と疑似雑音信号との相関から無変調スペクト
ラムを逆拡散して同期信号を検出する。符号化分割多重
信号復調器は、前記符号化分割多重信号を逆拡散して求
めた時間周波数インタリーブ情報を、前記同期信号と共
に、前記復調器の復調のために、与える。
間周波数デインタリーブして直交変調分割多重復調を行
う復調器が設けられる。同期検出部は直交同期検波され
た受信信号と疑似雑音信号との相関から無変調スペクト
ラムを逆拡散して同期信号を検出する。符号化分割多重
信号復調器は、前記符号化分割多重信号を逆拡散して求
めた時間周波数インタリーブ情報を、前記同期信号と共
に、前記復調器の復調のために、与える。
【００１０】さらに、本装置に自動周波数制御部が設け
られ、前記同期検出部による同期信号を前記自動周波数
制御部のフィードバックとする。さらに、本装置に直交
同期検波された受信信号の位相オフセットを補償する位
相オフセット補償部が設けられ、伝送路推定部は前記同
期検出部の同相成分及び直交成分の同期信号を基に伝送
路を推定し、前記位相オフセット補償部で位相オフセッ
トを相殺するようにコヒレンス復調を行う。
られ、前記同期検出部による同期信号を前記自動周波数
制御部のフィードバックとする。さらに、本装置に直交
同期検波された受信信号の位相オフセットを補償する位
相オフセット補償部が設けられ、伝送路推定部は前記同
期検出部の同相成分及び直交成分の同期信号を基に伝送
路を推定し、前記位相オフセット補償部で位相オフセッ
トを相殺するようにコヒレンス復調を行う。
【００１１】
【作用】本発明の直交周波数分割多重用伝送装置によれ
ば、同期信号形成手段は前記疑似雑音符号を用いて、無
変調信号をスペクトラム拡散した信号を同期信号とし、
符号化分割多重変調器は、前記疑似雑音符号を用いて、
前記時間周波数インタリーブ制御情報をスペクトラム拡
散することにより、時間周波数インタリーブ制御情報を
インタリーブする必要がなくなり、従来のような伝送誤
りが発生を防止できるようになる。本装置では、自動周
波数制御部が設けられ、前記同期検出部による同期信号
を前記自動周波数制御部のフィードバックとすることに
より、容易に正確に周波数のずれを補正が可能になる。
さらに、本装置に直交同期検波された受信信号の位相オ
フセットを補償する位相オフセット補償部が設けられ、
伝送路推定部は前記同期検出部の同相成分及び直交成分
の同期信号を基に伝送路を推定し、前記位相オフセット
補償部で位相オフセットを相殺するようにコヒレンス復
調を行うことによりビットエラー特性が向上する。
ば、同期信号形成手段は前記疑似雑音符号を用いて、無
変調信号をスペクトラム拡散した信号を同期信号とし、
符号化分割多重変調器は、前記疑似雑音符号を用いて、
前記時間周波数インタリーブ制御情報をスペクトラム拡
散することにより、時間周波数インタリーブ制御情報を
インタリーブする必要がなくなり、従来のような伝送誤
りが発生を防止できるようになる。本装置では、自動周
波数制御部が設けられ、前記同期検出部による同期信号
を前記自動周波数制御部のフィードバックとすることに
より、容易に正確に周波数のずれを補正が可能になる。
さらに、本装置に直交同期検波された受信信号の位相オ
フセットを補償する位相オフセット補償部が設けられ、
伝送路推定部は前記同期検出部の同相成分及び直交成分
の同期信号を基に伝送路を推定し、前記位相オフセット
補償部で位相オフセットを相殺するようにコヒレンス復
調を行うことによりビットエラー特性が向上する。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例に係る直交周波数分割
多重用伝送装置の送信機を示す図である。本図に示すよ
うに、本送信器は、全チャンネル（例えば、１〜ｐチャ
ンネル）の有効情報ソース１と、該情報ソース１を基に
時間周波数インタリーブを行うインタリーバ２と、時間
周波数インタリーブされた情報ソース１の逆高速フーリ
エ変換により直交周波数分割多重変調を行う直交周波数
分割多重変調器３と、インタリーバ２にインタリーブ制
御情報を与えるインタリーブ制御部４と、インタリーブ
制御部４のインタリーブ制御情報をスペクトラム拡散変
調する符号化分離多重変調器５と、符号化分離多重変調
器５のスペクトラム拡散変調を行うゴールド符号のよう
な疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生器６、７と、同
期信号として直流信号つまり無変調信号を発生する同期
発振器８、９と、同期信号に疑似雑音発生器６、７の疑
似雑音信号を乗算する乗算器１０、１１と、有効情報ソ
ース１の時間周波数インタリーブされた情報と、時間周
波数インタリーブ制御情報と、同期情報とを多重して伝
送フレームを形成する多重制御部１２と、多重制御部１
２による伝送フレームを中心周波数ｆ0に直交変調する
直交変調部１３と、直交変調信号の周波数帯域を制限す
る帯域フィルタ１４と、直交変調信号を電波に変換する
アンテナ１５とを具備する。
説明する。図１は本発明の実施例に係る直交周波数分割
多重用伝送装置の送信機を示す図である。本図に示すよ
うに、本送信器は、全チャンネル（例えば、１〜ｐチャ
ンネル）の有効情報ソース１と、該情報ソース１を基に
時間周波数インタリーブを行うインタリーバ２と、時間
周波数インタリーブされた情報ソース１の逆高速フーリ
エ変換により直交周波数分割多重変調を行う直交周波数
分割多重変調器３と、インタリーバ２にインタリーブ制
御情報を与えるインタリーブ制御部４と、インタリーブ
制御部４のインタリーブ制御情報をスペクトラム拡散変
調する符号化分離多重変調器５と、符号化分離多重変調
器５のスペクトラム拡散変調を行うゴールド符号のよう
な疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生器６、７と、同
期信号として直流信号つまり無変調信号を発生する同期
発振器８、９と、同期信号に疑似雑音発生器６、７の疑
似雑音信号を乗算する乗算器１０、１１と、有効情報ソ
ース１の時間周波数インタリーブされた情報と、時間周
波数インタリーブ制御情報と、同期情報とを多重して伝
送フレームを形成する多重制御部１２と、多重制御部１
２による伝送フレームを中心周波数ｆ0に直交変調する
直交変調部１３と、直交変調信号の周波数帯域を制限す
る帯域フィルタ１４と、直交変調信号を電波に変換する
アンテナ１５とを具備する。
【００１３】図２は図１の疑似雑音発生器６、７を示す
図である。本図に示すように、疑似雑音発生器６、７の
１つは、２つの同じ長さのｍ系列符号を合成して作るも
のであり、周期Ｌの第１の疑似雑音発生器６１と、周期
Ｌの第２の疑似雑音発生器６２と、第２の疑似雑音発生
器６２に接続される遅延シフト６３と、遅延シフト６３
及び第１の疑似雑音発生器６１の出力を合成する合成部
６４とを具備する。このように、周期Ｌの２つの異なる
疑似雑音発生器６１、６２を用意し、一方の出力をシフ
トしたものと加算することで、多くの異なる符号化系列
が得られるものである。なお、疑似雑音発生器１０６１
（後述）を同期信号拡散符号発生器として、受信側では
同じ周期の疑似雑音発生器１０６２を用意し、遅延シフ
ト量を各チャンネルで異なるようにしておけば、スペク
トラム拡散の原理により、必要なチャンネルの情報のみ
逆拡散できる。送信側で疑似雑音発生器６１と６２との
同期をとっておけば、受信側では、疑似雑音発生器１０
６１との周期がとれれば、疑似雑音発生器１０６２の周
期もとれることになる。
図である。本図に示すように、疑似雑音発生器６、７の
１つは、２つの同じ長さのｍ系列符号を合成して作るも
のであり、周期Ｌの第１の疑似雑音発生器６１と、周期
Ｌの第２の疑似雑音発生器６２と、第２の疑似雑音発生
器６２に接続される遅延シフト６３と、遅延シフト６３
及び第１の疑似雑音発生器６１の出力を合成する合成部
６４とを具備する。このように、周期Ｌの２つの異なる
疑似雑音発生器６１、６２を用意し、一方の出力をシフ
トしたものと加算することで、多くの異なる符号化系列
が得られるものである。なお、疑似雑音発生器１０６１
（後述）を同期信号拡散符号発生器として、受信側では
同じ周期の疑似雑音発生器１０６２を用意し、遅延シフ
ト量を各チャンネルで異なるようにしておけば、スペク
トラム拡散の原理により、必要なチャンネルの情報のみ
逆拡散できる。送信側で疑似雑音発生器６１と６２との
同期をとっておけば、受信側では、疑似雑音発生器１０
６１との周期がとれれば、疑似雑音発生器１０６２の周
期もとれることになる。
【００１４】図３は図１の符号化分離多重変調器５を示
す図である。本図に示すように、符号化分離多重変調器
５は１チャンネル〜ｐチャンネルまでの拡散器を有し、
各拡散器の同相成分信号を加算し、その直交成分信号を
加算して出力する。ｐチャンネルの拡散器５０−ｐは、
直交周波数分割多重信号の各キャリアと同じ方式で変調
され、ここでは４相位相変調が行われ、このようにして
得られた直交成分信号、同相成分信号に対してスペクト
ラム拡散変調が行われる。
す図である。本図に示すように、符号化分離多重変調器
５は１チャンネル〜ｐチャンネルまでの拡散器を有し、
各拡散器の同相成分信号を加算し、その直交成分信号を
加算して出力する。ｐチャンネルの拡散器５０−ｐは、
直交周波数分割多重信号の各キャリアと同じ方式で変調
され、ここでは４相位相変調が行われ、このようにして
得られた直交成分信号、同相成分信号に対してスペクト
ラム拡散変調が行われる。
【００１５】ところで、直交周波数分割多重変調と同様
に情報を広い帯域に分散させるのにスペクトラム拡散を
使用し、このうち疑似雑音符号を情報に乗算する直接拡
散方式は、同期取得が容易、マルチパス補償が可能、伝
送特性の評価が可能という大きな特性をもつ。そこで、
直交周波数分割多重信号の同期信号にスペクトラム拡散
信号を作り、直接拡散によるスペクトラム拡散は疑似雑
音符号を変えることで、多数の情報を多重することがで
き、また情報は時間、周波数に拡散されるため、インタ
リーブが不必要となる。
に情報を広い帯域に分散させるのにスペクトラム拡散を
使用し、このうち疑似雑音符号を情報に乗算する直接拡
散方式は、同期取得が容易、マルチパス補償が可能、伝
送特性の評価が可能という大きな特性をもつ。そこで、
直交周波数分割多重信号の同期信号にスペクトラム拡散
信号を作り、直接拡散によるスペクトラム拡散は疑似雑
音符号を変えることで、多数の情報を多重することがで
き、また情報は時間、周波数に拡散されるため、インタ
リーブが不必要となる。
【００１６】図４は図１の多重制御部１３で形成される
伝送フレームを説明する図である。本図に示すように、
伝送フレームは無変調スペクトラム拡散信号と直交周波
数分割多重信号からなり、無変調スペクトラム拡散信号
は、ある疑似雑音符号で無変調信号をスペクトラム拡散
した同期用信号に、それ以外の疑似雑音符号で時間周波
数インタリーブ制御情報を拡散した符号化分割多重信号
が付加される。互いにＰＮ符号が無相関なら、同期信号
まで符号化分割多重信号をのせてもよいが、高速かつ安
定に同期を取るため、この部分には有効情報をのせな
い。
伝送フレームを説明する図である。本図に示すように、
伝送フレームは無変調スペクトラム拡散信号と直交周波
数分割多重信号からなり、無変調スペクトラム拡散信号
は、ある疑似雑音符号で無変調信号をスペクトラム拡散
した同期用信号に、それ以外の疑似雑音符号で時間周波
数インタリーブ制御情報を拡散した符号化分割多重信号
が付加される。互いにＰＮ符号が無相関なら、同期信号
まで符号化分割多重信号をのせてもよいが、高速かつ安
定に同期を取るため、この部分には有効情報をのせな
い。
【００１７】直交周波数分割多重信号は、その有効シン
ボル時間をＴUとすると、１／ＴU周波数間隔でキャリア
がたつ。この変復調は逆高速フーリエ変換、高速フーリ
エ変換で行えることが知られている。この時フーリエ変
換点数をＮとすれば、Ｎ本のキャリアをたてることがで
きる。Ｎは２の階乗数として Ｎ＝２m と選ばれる。実際には、Ｎよりもわずかだけ少ないＮa
本のキャリアをたてるように変調されることが多い。Ｎ
aは欧州のディジタル音声では Ｎa＝３Ｎ／４ となるように選ばれる。
ボル時間をＴUとすると、１／ＴU周波数間隔でキャリア
がたつ。この変復調は逆高速フーリエ変換、高速フーリ
エ変換で行えることが知られている。この時フーリエ変
換点数をＮとすれば、Ｎ本のキャリアをたてることがで
きる。Ｎは２の階乗数として Ｎ＝２m と選ばれる。実際には、Ｎよりもわずかだけ少ないＮa
本のキャリアをたてるように変調されることが多い。Ｎ
aは欧州のディジタル音声では Ｎa＝３Ｎ／４ となるように選ばれる。
【００１８】図５は各キャリアが４相位相変調される場
合のスペクトラムを示す図である。よって、スペクトラ
ムは本図に示すような各キャリアで形成される。図６は
同期用信号のスペクトラム拡散を説明する図である。本
図（ａ）に示すように、無変調の直流信号を周期Ｌ、チ
ップ間隔Ｔrの疑似雑音信号で乗算すれば、本図（ｂ）
に示すようになり、中心から±１／Ｔrの周波数内に１
／ＬＴrの間隔で直流信号が再生され、スペクトラムが
拡散される。疑似雑音信号がｍ系列符号であるから、 Ｌ＝２l−１ の関係を満たす。ここで、 ｌ＝ｍ−１ Ｔr＝２ＴU／Ｎ とすれば、図６（ｃ）に示すようになり、スペクトラム
間隔はＮが大きい場合、 Ｎ／（２Ｌ・ＴU ） ＝２m／｛（２l+1−２）・ＴU ｝ ＝２m／｛（２m−２）・ＴU ｝ ≒１／Ｔu となる。これを帯域幅が図５と同じフィルタに通せば、
図４（ｄ）に示すようになり、同期用信号は図３と同じ
にできる。
合のスペクトラムを示す図である。よって、スペクトラ
ムは本図に示すような各キャリアで形成される。図６は
同期用信号のスペクトラム拡散を説明する図である。本
図（ａ）に示すように、無変調の直流信号を周期Ｌ、チ
ップ間隔Ｔrの疑似雑音信号で乗算すれば、本図（ｂ）
に示すようになり、中心から±１／Ｔrの周波数内に１
／ＬＴrの間隔で直流信号が再生され、スペクトラムが
拡散される。疑似雑音信号がｍ系列符号であるから、 Ｌ＝２l−１ の関係を満たす。ここで、 ｌ＝ｍ−１ Ｔr＝２ＴU／Ｎ とすれば、図６（ｃ）に示すようになり、スペクトラム
間隔はＮが大きい場合、 Ｎ／（２Ｌ・ＴU ） ＝２m／｛（２l+1−２）・ＴU ｝ ＝２m／｛（２m−２）・ＴU ｝ ≒１／Ｔu となる。これを帯域幅が図５と同じフィルタに通せば、
図４（ｄ）に示すようになり、同期用信号は図３と同じ
にできる。
【００１９】符号化分割多重変調では、異なる疑似雑音
符号を乗算することにより他チャンネルを多重できるこ
とが、以下のように、知られている。図７は時間、周波
数インタリーブ制御情報のスペクトラム拡散を説明する
図である。本図に示すように、ｐチャンネルの変調信号
（本図（ａ）参照）を周波数分割多重信号の１キャリア
の変調信号と同じとし、これらを、 周期Ｌ＝２l−１ ＝２m-1−１ チップ間隔Ｔr＝２Ｔu ／Ｎ の異なる疑似雑音符号で拡散し（本図（ｂ）参照）、そ
れらを加算したもの（本図（ｃ）参照）をフィルタリン
グしてもよい（本図（ｄ）参照）。
符号を乗算することにより他チャンネルを多重できるこ
とが、以下のように、知られている。図７は時間、周波
数インタリーブ制御情報のスペクトラム拡散を説明する
図である。本図に示すように、ｐチャンネルの変調信号
（本図（ａ）参照）を周波数分割多重信号の１キャリア
の変調信号と同じとし、これらを、 周期Ｌ＝２l−１ ＝２m-1−１ チップ間隔Ｔr＝２Ｔu ／Ｎ の異なる疑似雑音符号で拡散し（本図（ｂ）参照）、そ
れらを加算したもの（本図（ｃ）参照）をフィルタリン
グしてもよい（本図（ｄ）参照）。
【００２０】図８は本発明の実施例に係る直交周波数分
割多重伝送装置の受信機を示す図である。本図に示すよ
うに、本受信機は、アンテナ２０１と、これに接続され
る高周波部２０２と、高周波信号を、同相成分と直交成
分とに同期検波するための乗算器２０３、２０４と、乗
算器２０５に接続されるπ／２移相器２０５と、乗算器
２０３とπ／２移相器２０５に接続される局部発振器２
０６と、乗算器２０３、２０４に接続され不要高周波成
分を除去する低域通過フィルタ２０７、２０８と、低域
通過フィルタ２０７、２０８に接続されアナログからデ
ィジタルに変換するＡ／Ｄ変換器２０９、２１０（Anal
og to Digital Converter)と、伝送路情報を基に位相オ
フセットを相殺する位相オフセット補償部２１１と、同
期信号情報から受信信号を符号化分割多重信号と直交周
波数分割多重信号とに分け、ここに復調されるようにす
る多重分離部２１２と、受信信号の高速フーリエ変換に
より直交周波数分割多重信号を復調する直交周波数分割
多重信号復調器２１３と、符号化分割多重信号を復調
し、時間周波数インタリーブ情報を直交周波数分割多重
信号復調器２１３に与える符号化分割多重信号復調器２
１４とを具備する。
割多重伝送装置の受信機を示す図である。本図に示すよ
うに、本受信機は、アンテナ２０１と、これに接続され
る高周波部２０２と、高周波信号を、同相成分と直交成
分とに同期検波するための乗算器２０３、２０４と、乗
算器２０５に接続されるπ／２移相器２０５と、乗算器
２０３とπ／２移相器２０５に接続される局部発振器２
０６と、乗算器２０３、２０４に接続され不要高周波成
分を除去する低域通過フィルタ２０７、２０８と、低域
通過フィルタ２０７、２０８に接続されアナログからデ
ィジタルに変換するＡ／Ｄ変換器２０９、２１０（Anal
og to Digital Converter)と、伝送路情報を基に位相オ
フセットを相殺する位相オフセット補償部２１１と、同
期信号情報から受信信号を符号化分割多重信号と直交周
波数分割多重信号とに分け、ここに復調されるようにす
る多重分離部２１２と、受信信号の高速フーリエ変換に
より直交周波数分割多重信号を復調する直交周波数分割
多重信号復調器２１３と、符号化分割多重信号を復調
し、時間周波数インタリーブ情報を直交周波数分割多重
信号復調器２１３に与える符号化分割多重信号復調器２
１４とを具備する。
【００２１】多重分離部２１２では、同期位置から符号
化分割多重信号、直交周波数分割多重符号を分離する
が、希望するチャンネルの時間周波数制御情報、有効情
報を復調し、時間周波数制御情報から有効情報のインタ
リーブをほどくことで復調が行われる。さらに、本受信
機は、疑似雑音発生器１０６、１０７と、Ａ／Ｄ変換器
２０９、２１０に接続され直交同期検波された受信信号
と疑似雑音信号との相関から無変調スペクトラム拡散信
号を取出す相関器１０３、１０４と、相関器１０３、１
０４で得られた無変調スペクトラム拡散信号か同期信号
を検出し、これを多重分離部２１２、符号化分割多重信
号復調器２１４に与える同期検出器１０５と、同期検出
器１０５の同期用信号を基に位相オフセットを求めて伝
送路を推定し位相オフセット補償部２１１に位相オフセ
ット情報を与える伝送路推定部１０８と、同期検出部１
０５の同期用信号を基に、Ａ／Ｄ変換器２０９、２１０
からの直交復調された信号が疑似雑音発生器１０６、１
０７の疑似雑音信号により逆拡散され元の無変調信号が
取り出されこれからビート成分を検出して自動周波数制
御信号として局部発振器２０６にフィードバックする自
動周波数制御部（ＡＦＣ）１０９とを具備する。
化分割多重信号、直交周波数分割多重符号を分離する
が、希望するチャンネルの時間周波数制御情報、有効情
報を復調し、時間周波数制御情報から有効情報のインタ
リーブをほどくことで復調が行われる。さらに、本受信
機は、疑似雑音発生器１０６、１０７と、Ａ／Ｄ変換器
２０９、２１０に接続され直交同期検波された受信信号
と疑似雑音信号との相関から無変調スペクトラム拡散信
号を取出す相関器１０３、１０４と、相関器１０３、１
０４で得られた無変調スペクトラム拡散信号か同期信号
を検出し、これを多重分離部２１２、符号化分割多重信
号復調器２１４に与える同期検出器１０５と、同期検出
器１０５の同期用信号を基に位相オフセットを求めて伝
送路を推定し位相オフセット補償部２１１に位相オフセ
ット情報を与える伝送路推定部１０８と、同期検出部１
０５の同期用信号を基に、Ａ／Ｄ変換器２０９、２１０
からの直交復調された信号が疑似雑音発生器１０６、１
０７の疑似雑音信号により逆拡散され元の無変調信号が
取り出されこれからビート成分を検出して自動周波数制
御信号として局部発振器２０６にフィードバックする自
動周波数制御部（ＡＦＣ）１０９とを具備する。
【００２２】自動周波数制御部１０９では、無変調スペ
クトラム拡散信号の逆拡散により直流成分が出てくるの
で、これを用いて容易にビート成分を形成でき、より精
度よく直流周波数分割多重信号を復調できるようにな
る。相関器１０３、１０４では、整合フィルタが用いら
れ、出力されたピークを検出することで、同期用信号が
とれるようにする。すなわち、同期位置では、 ａＴrｅｘｐ（ｊθ） なるパルスを出力する。ａは振幅、θは位相オフセット
である。よって、この複素共役を乗算すれば位相オフセ
ットが相殺でき、直交周波数分割多重信号の各キャリア
はコヒレント復調できることになる。よって位相参照シ
ンボルは不要となる。
クトラム拡散信号の逆拡散により直流成分が出てくるの
で、これを用いて容易にビート成分を形成でき、より精
度よく直流周波数分割多重信号を復調できるようにな
る。相関器１０３、１０４では、整合フィルタが用いら
れ、出力されたピークを検出することで、同期用信号が
とれるようにする。すなわち、同期位置では、 ａＴrｅｘｐ（ｊθ） なるパルスを出力する。ａは振幅、θは位相オフセット
である。よって、この複素共役を乗算すれば位相オフセ
ットが相殺でき、直交周波数分割多重信号の各キャリア
はコヒレント復調できることになる。よって位相参照シ
ンボルは不要となる。
【００２３】図９は図８の符号化分割多重信号復調器２
１４を示す図である。本図に示すように、図３と逆の手
順で、同期検出部１０５の同期信号から２つの疑似雑音
発生器１０６１、１０６２（１０７１、１０７２）の同
期が取られ、希望する復調チャンネルの遅延シフト量を
設定し、ゴールド符号で逆拡散される。その信号は４相
位相復調され、希望するチャンネルの時間周波数インタ
リーブ制御情報に復号される。
１４を示す図である。本図に示すように、図３と逆の手
順で、同期検出部１０５の同期信号から２つの疑似雑音
発生器１０６１、１０６２（１０７１、１０７２）の同
期が取られ、希望する復調チャンネルの遅延シフト量を
設定し、ゴールド符号で逆拡散される。その信号は４相
位相復調され、希望するチャンネルの時間周波数インタ
リーブ制御情報に復号される。
【００２４】直交周波数分割多重信号復調器２１３では
前述したように、高速フーリエ変換によって復調され、
符号化分割多重信号復調器で復調された時間周波数イン
タリーブ制御情報でデインタリーブされ、このようにし
て復調された有効情報から希望するチャンネルの情報が
取出される。したがって、直交周波数分割多重信号の同
期は簡単に取れ、また高速に必要な時間周波数インタリ
ーブ情報は、スペクトラム拡散多重されており、それ自
体時間周波数インタリーブが必要なくなる。直交周波数
分割多重信号はわずかな周波数のずれで大きな伝送誤り
が生じるが、その各キャリアのスペクトラムがオーバラ
ップしているため、その周波数ずれ情報を推定するのも
困難であった。しかし本発明は同期信号を逆拡散すれ
ば、無変調の信号が取り出せるので、ＡＦＣが容易で正
確に周波数ずれを補正できる。又、スペクトラム拡散を
用いれば、疑似雑音符号から容易に位相オフセットの補
正ができるのでコヒレント復調が容易に行え、ビットエ
ラー（ＢＥＲ）が向上する。
前述したように、高速フーリエ変換によって復調され、
符号化分割多重信号復調器で復調された時間周波数イン
タリーブ制御情報でデインタリーブされ、このようにし
て復調された有効情報から希望するチャンネルの情報が
取出される。したがって、直交周波数分割多重信号の同
期は簡単に取れ、また高速に必要な時間周波数インタリ
ーブ情報は、スペクトラム拡散多重されており、それ自
体時間周波数インタリーブが必要なくなる。直交周波数
分割多重信号はわずかな周波数のずれで大きな伝送誤り
が生じるが、その各キャリアのスペクトラムがオーバラ
ップしているため、その周波数ずれ情報を推定するのも
困難であった。しかし本発明は同期信号を逆拡散すれ
ば、無変調の信号が取り出せるので、ＡＦＣが容易で正
確に周波数ずれを補正できる。又、スペクトラム拡散を
用いれば、疑似雑音符号から容易に位相オフセットの補
正ができるのでコヒレント復調が容易に行え、ビットエ
ラー（ＢＥＲ）が向上する。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、同
期信号形成手段は疑似雑音符号を用いて、無変調信号を
スペクトラム拡散した信号を同期信号とし、符号化分割
多重変調器は、疑似雑音符号を用いて、時間周波数イン
タリーブ制御情報をスペクトラム拡散するので、時間周
波数インタリーブ制御情報をインタリーブする必要がな
くなり、従来のような伝送誤りが発生を防止できるよう
になる。本装置では、自動周波数制御部が設けられ、同
期検出部による同期信号を自動周波数制御部のフィード
バックとするので、容易に正確に周波数のずれを補正が
可能になる。さらに、本装置に直交同期検波された受信
信号の位相オフセットを補償する位相オフセット補償部
が設けられ、伝送路推定部は同期検出部の同相成分及び
直交成分の同期信号を基に伝送路を推定し、位相オフセ
ット補償部で位相オフセットを相殺するようにコヒレン
ス復調を行うので、ビットエラー特性が向上する。
期信号形成手段は疑似雑音符号を用いて、無変調信号を
スペクトラム拡散した信号を同期信号とし、符号化分割
多重変調器は、疑似雑音符号を用いて、時間周波数イン
タリーブ制御情報をスペクトラム拡散するので、時間周
波数インタリーブ制御情報をインタリーブする必要がな
くなり、従来のような伝送誤りが発生を防止できるよう
になる。本装置では、自動周波数制御部が設けられ、同
期検出部による同期信号を自動周波数制御部のフィード
バックとするので、容易に正確に周波数のずれを補正が
可能になる。さらに、本装置に直交同期検波された受信
信号の位相オフセットを補償する位相オフセット補償部
が設けられ、伝送路推定部は同期検出部の同相成分及び
直交成分の同期信号を基に伝送路を推定し、位相オフセ
ット補償部で位相オフセットを相殺するようにコヒレン
ス復調を行うので、ビットエラー特性が向上する。
【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重用伝
送装置の送信機を示す図である。
送装置の送信機を示す図である。
【図２】図１の疑似雑音発生器６、７を示す図である。
【図３】図１の符号化分離多重変調器５を示す図であ
る。
る。
【図４】図１の多重制御部１３で形成される伝送フレー
ムを説明する図である。
ムを説明する図である。
【図５】各キャリアが４相位相変調される場合のスペク
トラムを示す図である。
トラムを示す図である。
【図６】同期用信号のスペクトラム拡散を説明する図で
ある。
ある。
【図７】時間、周波数インタリーブ制御情報のスペクト
ラム拡散を説明する図である。
ラム拡散を説明する図である。
【図８】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重伝送
装置の受信機を示す図である。
装置の受信機を示す図である。
【図９】図８の符号化分割多重信号復調器２１４を示す
図である。
図である。
【図１０】差動変調される伝送フレーム構成を説明する
図である。
図である。
３…変調器 ４…符号化分割多重変調器 ６、７…疑似雑音発生器 ８、９、１０、１１…同期信号形成手段 １０５…同期検出部 １０８…伝送路推定部 １０９…自動周波数制御部 ２１１…位相オフセット補償部 ２１３…復調器
Claims (4)
- 【請求項１】 同期情報、時間周波数インタリーブ制御
情報、オーディオ情報を伝送する直交周波数分割多重用
伝送装置において、 前記オーディオ情報を時間周波数インタリーブして直交
変調分割多重変調を行う変調器（３）と、 疑似雑音符号を形成する疑似雑音発生器（６、７）と、 前記疑似雑音符号を用いて、無変調信号をスペクトラム
拡散した信号を同期信号とする同期信号形成手段（８、
９、１０、１１）と、 前記疑似雑音符号を用いて、前記時間周波数インタリー
ブ制御情報をスペクトラム拡散する符号化分割多重変調
器（４）とを備えることを特徴とする直交周波数分割多
重用伝送装置。 - 【請求項２】 さらに、前記オーディオ情報を時間周波
数デインタリーブして直交変調分割多重復調を行う復調
器（２１３）と、 直交同期検波された受信信号と疑似雑音信号との相関か
ら無変調スペクトラムを逆拡散して同期信号を検出する
同期検出部（１０５）と、 前記符号化分割多重信号を逆拡散して求めた時間周波数
インタリーブ情報を、前記同期信号と共に、前記復調器
（２１３）の復調のために、与える符号化分割多重信号
復調器（２１４）とを備えることを特徴とする、請求項
１に記載の直交周波数分割多重用伝送装置。 - 【請求項３】 さらに、自動周波数制御部（１０９）を
備え、前記同期検出部（１０５）による同期信号を前記
自動周波数制御部（１０９）のフィードバックとするこ
とを特徴とする、請求項２に記載の直交周波数分割多重
用伝送装置。 - 【請求項４】 さらに、直交同期検波された受信信号の
位相オフセットを補償する位相オフセット補償部（２１
１）と、 前記同期検出部（１０５）の同相成分及び直交成分の同
期信号を基に伝送路を推定し、前記位相オフセット補償
部（２１１）で位相オフセットを相殺するようにコヒレ
ンス復調を行うための伝送路推定部（１０８）とを備え
ることを特徴とする、請求項２に記載の直交周波数分割
多重用伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7143422A JPH08335924A (ja) | 1995-06-09 | 1995-06-09 | 直交周波数分割多重用伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7143422A JPH08335924A (ja) | 1995-06-09 | 1995-06-09 | 直交周波数分割多重用伝送装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08335924A true JPH08335924A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=15338380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7143422A Withdrawn JPH08335924A (ja) | 1995-06-09 | 1995-06-09 | 直交周波数分割多重用伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08335924A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100358336C (zh) * | 2005-10-26 | 2007-12-26 | 华为技术有限公司 | 一种ip机顶盒重新拨号的方法 |
| JP2008503163A (ja) * | 2004-06-14 | 2008-01-31 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | パイロットを用いたチャネル推定のための方法および装置 |
| CN100407762C (zh) * | 2003-07-01 | 2008-07-30 | 三星电子株式会社 | 检测同步信号的装置及方法 |
-
1995
- 1995-06-09 JP JP7143422A patent/JPH08335924A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100407762C (zh) * | 2003-07-01 | 2008-07-30 | 三星电子株式会社 | 检测同步信号的装置及方法 |
| JP2008503163A (ja) * | 2004-06-14 | 2008-01-31 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | パイロットを用いたチャネル推定のための方法および装置 |
| CN100358336C (zh) * | 2005-10-26 | 2007-12-26 | 华为技术有限公司 | 一种ip机顶盒重新拨号的方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020903 |