JP2751959B2 - Ｃｄｍａ受信装置の受信タイミング検出回路 - Google Patents

Ｃｄｍａ受信装置の受信タイミング検出回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動通信システム、
特に直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式
を用いた自動車電話・携帯電話システム（セルラシステ
ム）の送受信装置に関し、特に基地局受信装置における
受信タイミング検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信システムのうち、符号分割多元
接続（ＣＤＭＡ）方式を用いたデジタル自動車電話・携
帯電話システム（セルラシステム）として、北米標準方
式（ＴＩＡ ＩＳ９５）が知られている。ＴＩＡ（Tele
communication Industry Association）が１９９４年５
月に“Mobile Station-Base Station Compatibility St
andard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cell
ular System PN-3421 ”と題して発行した標準仕様書Ｔ
ＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ（INTERIM STANDARD）−９５−Ａの
第６章には移動局に要求される動作が記述されており、
第７章には基地局に要求される動作が記述されている。
しかしながら、上記標準仕様書は主に無線インタフェー
スを規格化するものであるため、変調方式、信号フォー
マット等は記述されているが、具体的な受信方法につい
ては書かれていない。
【０００３】ＩＳ−９５−Ａの下り回線（基地局→移動
局）では、情報で変調された複数ユーザのトラフィック
チャネル（ＴＣＨ）に加えて、情報で変調されていない
共通パイロットチャネル（ＰＬＣＨ）が比較的強い電力
で送信されており、移動局はこのパイロットチャネルを
使って最適な受信タイミングを決めればよいため、低い
Ｅｂ／Ｎｏ（１ビット当たりの信号電力対１Ｈｚ当たり
の雑音電力の比）のもとで受信タイミングを決定しなけ
ればならないという問題は小さかった。しかしながら、
パイロットチャネルを強い電力で送信するということ
は、それだけ、実際に情報を送信するトラフィックチャ
ネルの数を減らさなければならないため、１基地局当た
りのユーザ数が減少するという別の問題がある。
【０００４】ＩＳ−９５−Ａの上り回線（移動局→基地
局）では、共通パイロットチャネルは存在せず、６４進
（６４−ａｒｙ）直交符号で変調と４倍直接拡散を組み
合わせた変調方式が採用されている。６４−ａｒｙ直交
符号を用いることにより、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等と比べ
て、１シンボル当たりの電力が大きくなること、非同期
検波を採用しても同期検波に対する劣化が小さいこと、
等のメリットがあるが、受信方式は複雑である。
【０００５】ＩＳ−９５−Ａの主要諸元は、チップレー
ト１．２２８８Ｍｃｐｓ、ビットレート９．６ｋｂｐ
ｓ、直接拡散の拡散率１２８倍、である。チップレート
が比較的低速であり、伝搬遅延の瞬時変動幅に比べ、チ
ップ周期が比較的長いので、受信タイミング検出回路の
特性が甘くても受信特性の劣化が少なかった。しかしな
がら、音声に限らず高速のデータ通信を行うためにはビ
ットレート、チップレートを少なくとも５〜１０倍程度
は速くしなければならず、ＩＳ−９５−Ａでは見えなか
った問題点がでてきている。
【０００６】従来の受信タイミング検出方式（チップ同
期）は、例えば、参考文献（AndrewJ. Viterbi 著、“P
rinciple of Spread Spectrum Communication”１９９
５年４月発行、第３章、３９ページ〜６６ページ）に記
載されている。疑似ランダム符号である拡散符号で拡散
された信号のタイミングの捕捉は２段階で行われる。す
なわち、初期同期捕捉（サーチ）と同期追尾（トラッキ
ング）の２段階に分けられる。
【０００７】初期同期捕捉（サーチ）方法は、参考文献
の第３章第４節に説明されているように、相関電力があ
る閾値を越えるまで、受信タイミングを１／２チップ間
隔でずらせながら、シリアルにサーチする方式である。
【０００８】同期追尾（トラッキング）はアーリー・レ
イト・ゲート（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ ｇａｔｅ）ある
いはディレイ・ロック・ループ（ＤＬＬ）と呼ばれる方
法で、受信すべき遅延時間のΔｔだけ速いタイミングで
の相関電力とΔｔだけ遅いタイミングでの相関電力を求
め、両者の差が０となるように、タイミングを微調整す
るという方式である。
【０００９】上記初期同期捕捉および同期追尾の方法を
多少改善し、回路の共通化とマルチパス伝搬路に対する
トラッキング機能を追加した方法が、特開平４−３４７
９４４号公報に記載されている。しかしながら、基本的
な動作は上記参考文献の方法と同一であり、また、ＩＳ
−９５−Ａにおける課題を解決するものではない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】符号分割多元接続（Ｃ
ＤＭＡ）方式はマルチパス伝搬を使ったパスダイバーシ
ティ（ＲＡＫＥ）、セル境界では複数の基地局と接続す
るマクロダイバーシティ（ソフトハンドオフ）、符号化
ゲインの大きい誤り訂正符号、送信電力制御等の技術を
用いることにより、非常に低いＥｂ／Ｎｏで所要品質を
満足する通信ができるという特徴がある。
【００１１】一方、ＣＤＭＡ方式ではチップタイミング
がきっちりと同期していないと全く受信できない。特
に、ダイバーシティブランチ数（パス数）が多くなる
と、非常に低い１パス当たりのＥｂ／Ｎｏのもとで正し
いパスのタイミングを検出しなければならない。
【００１２】第１の問題点は、従来のように、相関タイ
ミングをスライディングさせながら相関値を求め、相関
電力が最大になるタイミングを検出する方法では、特に
信号電力に比べ雑音電力が大きい場合には雑音による誤
ピーク検出の頻度が多くなるということである。
【００１３】その第１の理由は、１シンボル毎の相関値
の電力は信号電力と雑音電力の和であるため、その相関
値電力を複数シンボルにわたって平均化しても、測定し
た相関値のばらつきは平均化シンボル数に応じて小さく
なるものの、元々の相関ピークが小さく正しいピークを
検出することは難しいからである。
【００１４】その第２の理由は、従来方式では、異なる
遅延の相関値を計算するために用いた受信信号はかなら
ずしも一致していないため、フェージングにより受信レ
ベルが大きく変動する場合、スライディング相関値のピ
ークが正しい遅延プロファイルのピークとかならずしも
一致しないためである。
【００１５】第２の問題点は、遅延プロファイルのピー
クを正確に求めようとすると、従来方法では膨大な相関
演算が必要となるという点である。
【００１６】その理由は、従来方式では、相関値の電力
を求め、その電力の平均値を求めているが、電力を求め
る処理は２乗演算（＝非線形演算）を含むため、線形性
が維持されず、インタポレーションと低域通過フィルタ
を用いて、遅延プロファイルを内挿することはできない
ためである。したがって、求めようとする精度で遅延時
間を変えながら実際に相関値を計算しなければならなか
ったためである。
【００１７】第３の問題点は、ハードウェア規模が大き
くなっていたという点である。
【００１８】その理由は、初期タイミング捕捉、同期が
はずれたときの再同期捕捉、シャドウイング等で伝搬状
況が変化したときに必要な初期同期捕捉回路（あるいは
サーチ回路）と同期追尾回路（例えばディレイ・ロック
・ループ：ＤＬＬ）の２種類の回路が必要であったため
である。
【００１９】それ故、本発明の課題は、符号分割多重ア
クセス（ＣＤＭＡ）方式を採用した移動通信システムに
おいて、低いＥｂ／Ｎｏ環境で、遅延プロファイルを精
度良く、かつ、比較的少ない計算量で高速に求めること
ができるＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路を
提供し、ＣＤＭＡ受信装置の受信品質を向上し、かつ消
費電力を低減することを可能とすることにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直接拡
散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式を用いた移
動通信システムに用いられるＣＤＭＡ受信装置の受信タ
イミング検出回路において、一定周期毎に受信信号と既
知の信号系列との相互相関をあらかじめ定められた期間
内で求め、求められた相互相関を表す相互相関信号を出
力する系列相関器と、前記相互相関信号をそのサンプリ
ング周波数より速い周波数でサンプリングし直し、サン
プリングし直された相互相関信号を出力するインタポレ
ーションフィルタと、前記サンプリングし直された相互
相関信号の電力を計算し、計算された相互相関信号電力
を出力する電力計算手段と、前記計算された相互相関信
号電力を複数の周期にわたって平均化し、平均化された
相互相関信号電力を出力する平均化手段と、前記平均化
された相互相関信号電力のピークを検出し、ピークを検
出した時のタイミングを前記ＣＤＭＡ受信装置の受信タ
イミングとして決定するピーク検出手段とを持つことを
特徴とするＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路
が得られる。
【００２１】本発明では、受信信号と複数シンボルから
なる既知信号系列との相互相関を求めることにより、相
互相関電力に含まれる雑音成分の電力を低減する。
【００２２】相互相関は送受信信号の周波数帯域幅から
必要な最低限度のサンプリング周波数で求め、その相互
相関値をインタポレーションフィルタで内挿することに
より、所要の遅延精度で相互相関電力すなわち遅延プロ
ファイルのピークを検出することができる。したがっ
て、相互相関を求めるために必要な演算量を低減してい
る。 また本発明では、同一の受信信号を用いて、すべ
ての相互相関値を計算するため、フェージングによる受
信レベルの変動に伴う相関値の変動が無い。
【００２３】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施例について図面
を参照して説明する。
【００２４】図１は本発明の第１の実施例によるＣＤＭ
Ａ受信装置の受信タイミング検出回路を示すブロック図
である。
【００２５】図１を参照して、このＣＤＭＡ受信装置の
受信タイミング検出回路は、受信信号をデジタル受信信
号Ｓに変換するＡ／Ｄ変換器１０１と、一定周期毎にデ
ジタル受信信号Ｓと既知の信号系列との相互相関をあら
かじめ定められた期間（遅延範囲）内で求める系列相関
器１０２と、系列相関器１０２の出力信号ＲをＡ／Ｄ変
換器１０１のサンプリング周波数より速い周波数でサン
プリングし直すインタポレーションフィルタ１０３と、
インタポレーションフィルタ１０３でサンプリングし直
された相互相関信号の電力Ｐを求める電力計算部１０４
と、相互相関信号電力Ｐを複数の周期にわたって平均化
する平均化部１０５と、平均化部１０５により平均化さ
れた相互相関信号電力ＰのピークＰopt を求め、最適な
受信タイミングτopt を決定するピーク検出部１０６と
より構成される。
【００２６】送受信信号は帯域外漏洩電力を低減するた
め、通常、ロールオフファクタ＝１０〜５０％のレイズ
ド・コサイン・フィルタで帯域制限されている。この場
合、送受信信号の周波数帯域幅はチップレートの１．１
〜１．５倍に押さえられている。したがって、無線帯域
信号を複素ベースバンド信号に変換後、デジタル化する
場合は、Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリング周波数はチ
ップレートの２倍であれば十分である。ただし、複素ベ
ースバンド信号なので、同相成分（Ｉ成分）、直交成分
（Ｑ成分）の各々をＡ／Ｄ変換し、デジタル受信信号Ｓ
を得る。デジタル受信信号Ｓは同相成分を実数部、直交
成分を虚数部とする複素数で表される。デジタル受信信
号ＳをＩ／Ｆ信号でチップレートの４倍のサンプリング
周波数でＡ／Ｄ変換した場合も等価である。
【００２７】なお、上記サンプリング周波数は本発明の
効果が最も顕著に現れる、最小の周波数であるが、例え
ば、データ復調部と共用するため、もっと速い周波数で
サンプリングすることを妨げるものではない。また、ア
ナログ回路で系列相関を求めた後、上記サンプリング周
波数で系列相関器１０２の出力信号をＡ／Ｄ変換しても
良い。
【００２８】図２は図１のＣＤＭＡ受信装置が受信信号
として受信する送信信号及び拡散符号のフォーマットを
示すタイムチャートである。
【００２９】図１及び図２を参照して、送信信号はＬシ
ンボルを１スロットとして各スロットの先頭にＮｐシン
ボルのパイロットシンボル（ＰＬ：既知符号）が挿入さ
れている。拡散率（１シンボル当たりの拡散符号のチッ
プ数）をＭとする。
【００３０】系列相関器１０２は、下記数式に従って第
ｎスロットにおける相互相関値Ｒｎ（τ）を計算する。
【００３１】第ｎスロットにおける既知信号系列をＰｎ
（ｉ）、既知信号の長さＮ＝Ｎｐ×Ｍチップ、受信信号
のサンプリング周波数をチップレートの２倍、相互相関
を求める期間（遅延範囲）Ｔｗをτmin 〜τmax とする
と、 Ｒｎ（τ）＝Σi=0 〜N-1 Ｓ（２・Ｌ・Ｍ・ｎ＋２・ｉ
＋τ）×ｃｏｎｊ（Ｐｎ（ｉ）） τ＝τmin 〜τmax ただし、ｃｏｎｊ（ ）は複素共役を表している。
【００３２】相互相関を求める遅延範囲Ｔｗ＝τmin 〜
τmax は、次のようにして決定することができる。セル
ラシステムのように基地局と移動局間で通信を行う場
合、移動機は基地局からの下り信号に同期して上り信号
を送り返すのが基本である。したがって、基地局受信装
置はあらかじめどのタイミングで受信すればよいかほぼ
わかっている。受信タイミングのばらつきは基地局と移
動局の距離に依存する伝搬遅延時間と移動機における上
下信号の同期精度であり、特にＣＤＭＡ方式のように広
帯域システム（例えば１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚ）では移動
機における同期精度よりも伝搬遅延時間の方が支配的で
ある。伝搬時間は特定の基地局がサービス可能な最大セ
ル半径を電波が往復する時間から最大値を決定できる。
したがって、基地局受信装置で用いられる場合、遅延範
囲Ｔｗの最小値τmin は伝搬遅延＝０として装置内部の
遅延−マージンから求められ、最大値τmax は伝搬遅延
最大値に装置内部の遅延＋マージンを加えた値から求め
られる。一方、移動機で用いられる場合、最初から上記
方法で遅延範囲Ｔｗを決めることはできないが、初期同
期を完了し、クロックを基地局に同期できた後は、同様
に伝搬遅延を考慮した範囲に制限することが可能であ
る。
【００３３】インタポレーションフィルタ１０３は、系
列相関器１０２から出力される１チップ当たり２サンプ
ルの相関値をインタポレーション（内挿）することによ
り、もっと遅延精度の高い相関値を計算するものであ
る。許容できるタイミング検出ずれ、感度劣化に応じて
１チップ１／４チップ〜１／１６チップ刻みで相互相関
値を求める必要がある。
【００３４】例えば、１／８チップ精度で相互相関値を
求める場合について図３を参照して説明する。系列相関
器１０２から出力される１／２チップ間隔の相互相関値
（図３の（ａ））の間にそれぞれ３個の０を挿入して、
１／８チップ間隔の信号系列を生成する（図３の
（ｂ））。この１／８チップ間隔の系列をカットオフ周
波数＝チップレートの低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を通
すことにより、１／８チップ間隔にインタポレーション
（内挿）された相互相関系列を得ることができる（図３
の（ｃ））。ＬＰＦのインパルス応答は、例えば下記数
式で表すことができる。
【００３５】 ｈ（ｉ）＝ｓｉｎ（２π・ｉ／８）／（２π・ｉ／８） 上記インパルス応答は無限の長さになるが、実用上は、
窓をかけることにより±１チップ〜±８チップ程度で打
ち切って、ＦＩＲフィルタで実現しても問題ない。例え
ば、±２チップで打ち切った場合、ＦＩＲフィルタのタ
ップ数は１６（（８サンプル／チップ）×４チップ）と
なるが、入力信号が４サンプル当たり３サンプルは値が
０とわかっているので、１サンプルの出力を計算するの
に必要な積和演算は８回で済む。
【００３６】従来方式のように、インタポレーションフ
ィルタを用いず、１／８チップ精度で相互相関を求めた
とすると、相互相関値１サンプル当たりＮ＝Ｎｐ×Ｍ回
の積和演算が必要なのに対して、本実施例では、実際に
相関を計算するのは４サンプルに１回であり、残りの３
回は上記の通り、８回の積和で済ませることができる。
したがって、１サンプル当たりの所要積和演算回数は
（Ｎｐ×Ｍ＋３×８）／４＝Ｎｐ×Ｍ／４＋６回であ
る。通常、拡散率Ｍ＞＞１であるから、演算量を従来方
式に比べて約１／４とすることができる。
【００３７】スロット間では、通常、受信信号の位相が
ずれてくるため、隣接したパイロットシンボルに対して
行ったように、同相合成を行って信号対雑音電力比を向
上させることはできない。したがって、電力計算部１０
４で相関値の電力（Ｉ成分とＱ成分の２乗和）を求めて
位相成分を除去した後、平均化部１０５で同一遅延時間
の相互相関値に対してスロット間平均化を行う。
【００３８】平均化は雑音によるばらつき、フェージン
グによる変動を平均化することが目的である。平均化ス
ロット数を多くとることにより、雑音によるばらつきを
低減できる反面、シャドウイングに対する追従速度が低
下するため、平均化スロット数は必要最低限度に抑えた
方が好ましい。パイロットシンボル数が多い場合（例え
ば１６シンボル）は、必ずしも平均化を行う必要はな
い。平均化処理は一定スロット数毎にブロック化して平
均値を求めても良いし、スライディングさせながら移動
平均を求めても良いし、指数重みづけ平均を求めても良
い。
【００３９】第ｎスロットにおいて、遅延τに対する相
互相関電力Ｐｎ（τ）は Ｐｎ（τ）＝Ｒｎ（τ）×ｃｏｎｊ（Ｒｎ（τ）） 忘却係数λで指数重みづけを行う場合、第ｎスロットに
おける、遅延τに対する平均化相互相関電力Ｐave ｎ
（τ）は Ｐave ｎ（τ）＝λ・Ｐave ｎ（τ）＋（１−λ）・Ｐ
ｎ（τ） ピーク検出回路１０６は、平均化相互相関電力Ｐave ｎ
（τ）が最大値をとる遅延時間τopt を求める。データ
受信部（図示せず）が複数のマルチパスを最大比合成し
て受信することのできる、いわゆるＲＡＫＥ受信装置で
ある場合、ピーク検出回路１０６はＲＡＫＥフィンガー
個数分のピークを大きい順に求め、その遅延時間τopt
を出力する。
【００４０】図４は図１の系列相関器１０２の一例のブ
ロック図である。
【００４１】図２を参照して、系列相関器１０２は、マ
ッチドフィルタ２０１と、時間窓部２０２とを有する。
【００４２】マッチドフィルタ２０１はパイロットシン
ボルを拡散符号で拡散した系列に整合したフィルタであ
り、具体的には、前記系列の複素共約系列をタップ係数
とするＦＩＲフィルタで実現できる。
【００４３】時間窓部２０２はあらかじめ定められた遅
延時間範囲Ｔｗの相互相関値のみを選択して通過させ
る。
【００４４】図５は図１の系列相関器１０２の別の例を
示すブロック図である。図５では拡散符号長がパイロッ
トシンボルの１シンボル時間に等しい場合にのみ適用で
きる回路であり、拡散符号長が１シンボルと比べ長い一
般的な場合に比べ、相互相関に要する演算量を低減する
ことができる。
【００４５】図５を参照して、系列相関器１０２は、デ
ジタル受信信号Ｓをあらかじめ定められた遅延範囲の時
間長にパイロットシンボルの１シンボル時間長を加えた
時間だけ蓄積するシリアル入力パラレル出力型の第１の
メモリ３０１と、第１のメモリ３０１のパラレル出力を
パイロットシンボルの符号に応じて逆変調する逆変調部
３０２と、加算器３０３とメモリ３０４を備え、逆変調
されたデジタル受信信号を複数のパイロットシンボルに
わたり同相加算する同相加算部３０６と、同相加算され
たデジタル受信信号と拡散符号の相互相関をあらかじめ
定められた遅延範囲内Ｔｗで求める相関器３０５とを有
する。
【００４６】簡単のため、τmin ＝０、τmax ＝２Ｍ−
１（Ｍチップ＝１シンボル時間）と仮定して図５の系列
相関器１０２の動作について説明する。
【００４７】この場合、第１のメモリ３０１のサイズは
４Ｍとなる。この第１のメモリ３０１は１シンボル時間
に相当するデジタル受信信号を取り込んだ後、最後の２
シンボル時間に相当する受信信号をパラレル出力する。
したがって、第ｎスロットの第ｍ＋１番目（ｍ＝０〜Ｎ
ｐ−１）のシンボルに対応するデジタル受信信号を受信
した後、第１のメモリ３０１は４Ｍサンプルのデジタル
受信信号 Ｓ（２・Ｌ・Ｍ・ｎ＋２・Ｍ・ｍ＋ｉ）；ｉ＝０〜４Ｍ
−１ をパラレル出力する。
【００４８】逆変調回路３０２は上記４Ｍサンプルのす
べてに、第ｎスロットの第ｍ番目のパイロットシンボル
ＰＬ（ｍ）の複素共約数を掛ける。
【００４９】同相加算器３０６は、逆変調回路３０２か
ら出力される４Ｍサンプルの各々をＮｐ個の全パイロッ
トシンボルに対して累積加算する。もちろん、スロット
の最初にゼロクリアを行い、スロットにまたがる加算は
行わない。
【００５０】同相加算された４Ｍサンプルは Ｓave ｎ（ｉ）＝Σm=0 〜Np-1Ｓ（２・Ｌ・Ｍ・ｎ＋２
・Ｍ・ｍ＋ｉ）×ｃｏｎｊ（ＰＬ（ｍ））； ｉ＝０〜４Ｍ−１ 相関器３０５は前記同相加算された信号Ｓave （ｉ）；
ｉ＝０〜４Ｍ−１と、拡散符号系列ｃ（ｉ）；ｉ＝０〜
Ｍ−１の相互相関を遅延時間τ＝０〜２Ｍ−１の範囲で
計算する。すなわち、相互相関Ｒｎ（τ）は、 Ｒｎ（τ）＝Σi=0 〜M-1 Ｓave ｎ（２・ｉ＋τ）×ｃ
ｏｎｊ（ｃ（ｉ）） 以上、τ＝０〜２Ｍ−１の範囲で相互相関を求めるのに
要する積和演算回数は、４Ｍ×Ｎｐ＋２Ｍ2 回となり、
特にパイロットシンボル数Ｎｐが大きいとき、積和演算
回数を低減できる。
【００５１】図６は図１の系列相関器１０２の更に別の
例を示すブロック図である。
【００５２】図６を参照して、この系列相関器１０２
は、デジタル受信信号Ｓをあらかじめ定められた遅延範
囲Ｔｗの時間長にパイロットシンボル系列の時間長を加
えた時間だけ蓄積する第１のメモリ４０１と、パイロッ
トシンボルＰＬに対応する拡散符号ｃを記憶する第２の
メモリ４０６と、第１のメモリ４０１および第２のメモ
リ４０６からデジタル受信信号Ｓおよび拡散符号を読み
出しシンボル毎の相互相関を求める相関器４０２と、パ
イロットシンボルＰＬの符号に応じて相関器４０２の出
力する相関値を逆変調する逆変調部４０３と、逆変調さ
れた相関信号を複数パイロットシンボルにわたって累積
加算する同相加算部４０４と、第１のメモリ４０１に蓄
積されるデジタル受信信号Ｓにパイロットシンボルが含
まれるように受信タイミングを制御し、また。あらかじ
め定められた遅延範囲Ｔｗ内の相互相関がすべて求めら
れるまで、第１のメモリ４０１および第２のメモリ４０
６からタイミングをずらせながら繰り返し読み出す制御
を行うタイミング制御部４０５とを有する。
【００５３】図７は図１の系列相関器１０２の他の例を
示すブロック図である。
【００５４】図７を参照して、この系列相関器１０２
は、デジタル受信信号Ｓをあらかじめ定められた遅延範
囲Ｔｗの時間長にパイロットシンボル系列の時間長を加
えた時間だけ蓄積する第１のメモリ５０１と、パイロッ
トシンボルＰＬを拡散符号で拡散する拡散部５０４と、
拡散部５０４で拡散されたパイロットシンボルを記憶す
る第２のメモリ５０５と、第１のメモリ５０１および第
２のメモリ５０５からデジタル受信信号Ｓおよび拡散さ
れたパイロットシンボルを読み出し相互相関を求める相
関器５０２と、第１のメモリ５０１に蓄積されるデジタ
ル受信信号Ｓにパイロットシンボルが含まれるように受
信タイミングを制御し、また、あらかじめ定められた遅
延範囲Ｔｗ内の相互相関がすべて求められるまで、第１
のメモリ５０１および第２のメモリ５０５からタイミン
グをずらせながら繰り返し読み出す制御を行うタイミン
グ制御部５０３とを有する。
【００５５】図６および図７の系列相関器１０２は、共
に拡散符号がパイロットシンボル１シンボル時間長に比
べて長い場合（いわゆるロングコードによる直接拡散）
に適用できる回路である。図６は通常のデータ受信の場
合と同様に、受信データと拡散符号の相関を求めた（逆
拡散）後、既知のパイロットシンボルを用いて逆変調を
行い、変調成分を取り除いて同相加算する方法であり、
図７はパイロットシンボルをあらかじめ拡散した系列を
求めておき、この既知系列と受信信号の相互相関を直接
求める方法を示している。図６の方式はシンボル毎の相
関値を途中結果として得られるという特徴があるが、本
来の目的である相互相関系列を求めるだけならば、図７
の回路の構成の方が簡単である。
【００５６】次に図７の系列相関器１０２の動作につい
て説明する。
【００５７】図８は図７の系列相関器１０２の動作を示
すタイムチャートである。
【００５８】図７及び図８を参照して、第１のメモリ５
０１および第２のメモリ５０５にはパイロットシンボル
に相当するデジタル受信信号およびパイロットシンボル
を拡散した系列が書き込まれた後、データ部を受信中は
繰り返し読み出され、相互相関演算が繰り返される。図
８では相関器５０２は３２個の遅延時間に対しパラレル
に相互相関を計算する場合について説明している。パラ
レルに計算できる個数はハードウェア規模と相関演算時
間のトレードオフ関係にあるため、拡散率、ピークをサ
ーチする遅延時間範囲、スロット周期、処理クロック速
度、等を勘案し、最適な個数を決定すればよい。３２個
のパラレル相関器で４Ｍ個の相互相関値を求めるため、
４Ｍ／３２回繰り返して受信信号および拡散されたパイ
ロットシンボル系列をメモリから読み出し、相関演算を
行っている。
【００５９】図９は本発明の第２の実施例によるＣＤＭ
Ａ受信装置の受信タイミング検出回路を示すブロック図
である。
【００６０】図９を参照して、このＣＤＭＡ受信装置の
受信タイミング検出回路は、パイロットシンボルの代わ
りに、受信信号の受信データを判定することにより得ら
れた判定データを既知信号として扱うものである。即
ち、図９のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路
は、系列相関器１０２に入力される既知信号が、パイロ
ットシンボルの代わりに判定データに変わった点を除け
ば、図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路
と同様である。
【００６１】図１０は図１の受信タイミング検出回路を
備えたＣＤＭＡ受信装置のブロック図である。図１０を
参照して、このＣＤＭＡ受信装置は、系列相関器１０２
として図７の系列相関器１０２を備えている。
【００６２】このＣＤＭＡ受信装置は、アンテナ６０１
を介して受信した無線信号を複素ベースバンド信号に変
換する無線受信部６０２を有する。
【００６３】Ａ／Ｄ変換器１０１は、複素ベースバンド
信号をデジタル化し、デジタル受信信号とする。第１の
メモリ５０１は、デジタル受信信号を記憶する。拡散部
５０４はパイロットシンボルＰＬを拡散符号で拡散す
る。第２のメモリ５０５は、拡散されたパイロットシン
ボル系列を記憶する。相関器５０２は、第１のメモリ５
０１および第２のメモリ５０５からデジタル受信信号お
よび拡散されたパイロットシンボルを読み出し、相互相
関を求める。
【００６４】電力計算部１０４は、インタポレーション
フィルタ１０３によってインタポレーションされた相互
相関系列の電力を相互相関電力として計算する。平均化
部１０５は、複数スロットにわたって同一遅延時間の相
互相関電力を平均化し、ピーク検出部１０６は、平均化
された相互相関電力のピークを検出する。
【００６５】タイミング制御部５０３は、第１及び第２
のメモリ５０１及び５０５、相関器５０２、インタポレ
ーションフィルタ１０３、電力計算部１０４、平均化部
１０５、及びピーク検出部１０６の動作タイミングを制
御する。
【００６６】拡散符号発生部６０３は拡散符号を発生
し、拡散符号を拡散部５０４と逆拡散部６０５とに供給
する。逆拡散部６０５は、拡散符号の複素共約をデジタ
ル受信信号に掛けて１シンボル間積分することにより拡
散前のデータ信号を出力する。パイロット内挿同期検波
部６０６は、連続する２つのスロットの先頭に挿入され
た既知のパイロットシンボルを参照信号として、直線内
挿によりスロット内の各シンボルタイミングにおける参
照位相を求め、同期検波を行う。ＲＡＫＥ合成部６０７
は、逆拡散部６０５と同様の逆拡散部およびパイロット
内挿同期検波部６０６と同様のパイロット内挿同期検波
部を複数個持ち、マルチパス伝送路の各パスを検波した
後、最大比合成し受信データを出力する。同期保護部６
０４は、ピーク検出部１０６により検出される最適な受
信タイミングτopt 、そのときのピーク電力Ｐopt と、
受信データに含まれる同期信号（パイロットシンボルは
既知なので同期信号として扱うこともできる）の誤りを
モニタし、同期状態を維持できるように、拡散符号発生
部６０３およびタイミング制御部５０３をコントロール
する。
【００６７】図１１は図１０のＣＤＭＡ受信装置と同様
の機能を達成するもう一つのＣＤＭＡ受信装置のブロッ
ク図である。
【００６８】図１１を参照して、このＣＤＭＡ受信装置
は、同様の参照符号で示した同様の部分を含んでいる。
このＣＤＭＡ受信装置は、デジタル受信信号と拡散した
パイロットシンボル系列の相互相関系列をスロット毎に
計算し、２ポートＲＡＭ７０６に格納するサーチャー相
関器７０５と、サーチャー相関器７０５で使用する受信
データを一時記憶するＲＡＭ７０４と、拡散符号および
拡散されたパイロットシンボル系列を発生させ、サーチ
ャー相関器７０５およびデータ復調用相関器７０９に供
給する拡散符号発生器７０８と、デジタル受信信号をＤ
ＳＰ（デジタル信号処理プロセッサ）７０７から指示さ
れた受信遅延に従って、複数のマルチパス信号に対して
複数のＲＡＫＥフィンガーを用いて逆拡散を行い、逆拡
散信号を２ポートＲＡＭ７１０に格納するデータ復調用
相関器７０９と、サーチャー相関器７０５が２ポートＲ
ＡＭ７０６に格納した相互相関系列に対して、インタポ
レーションフィルタ演算、電力計算、スロット間平均化
処理、ＲＡＫＥフィンガー数分のピーク検出を行い、最
適な受信タイミングを拡散符号発生器７０８に設定する
と共に、データ復調用相関器７０９が２ポートＲＡＭに
書き込んだ、逆拡散信号を読み出し、ＲＡＫＥフィンガ
ーの各々に対して、パイロット内挿同期検波を行って最
大比合成（ＲＡＫＥ合成）を行い、受信データを判定す
るＤＳＰ７０７とを有する。
【００６９】サーチャー相関器７０５、拡散符号発生器
７０８、データ復調用相関器７０９は、例えばゲートア
レイ（Ｇ／Ａ）、専用ＬＳＩ等のハードウェアで実現す
る。チップレートを４．０９６Ｍｃｐｓ、シンボルレー
トを２５６ｋｓｐｓとした場合、単純で高速処理が要求
されるチップレート処理は専用ハードウェアで実現し、
比較的低速であるが複雑な処理が要求されるシンボルレ
ート処理はＤＳＰのファームウェアで実現することによ
り、最も好ましいと思われる実現方法を示したものであ
る。
【００７０】
【発明の効果】本発明による第１の効果は、１パス当た
りの信号電力対雑音電力比が低い場合でも、正しく遅延
プロファイルのピーク位置を検出できる確率および精度
が向上したことである。したがって、常時最適な受信タ
イミングできるようになり、受信品質が向上することで
ある。逆に本発明により、従来より低いＥｂ／Ｎｏでも
所要受信品質を満足できるようになるため、ＣＤＭＡを
用いたセルラシステムのシステム容量あるいは１基地局
でカバーするセル半径を大きくとることができるように
なるということである。
【００７１】その第１の理由は、遅延プロファイルを求
める時、既知信号と受信信号を複数シンボルにわたって
相互相関を求め、あるいは複数シンボル（通常１スロッ
ト当たりのパイロットシンボル数）にわたって同相加算
した後、電力（２乗和）を求めているため、相互相関値
に含まれる雑音成分の電力が従来方式に比べ、１／パイ
ロットシンボル数に低減できるためである。例えば１ス
ロット当たりのパイロットシンボル数＝１６とすると、
約１２ｄＢだけ雑音成分の電力を低減できる。
【００７２】その第２の理由は、異なる遅延の相関値を
計算するために同一の受信信号を繰り返し用いているた
め、フェージングにより受信レベルが大きく変動して
も、遅延時間の異なる相互相関値のレベル関係は厳密に
維持されるため、フェージングにより受信レベルが大き
くなった瞬間に計算した相互相関値が受信レベルが小さ
い瞬間に計算した正しいピーク位置の相互相関値より大
きくなってしまうという問題点を完全に解決できるから
である。
【００７３】その第３の理由は、相互相関値をまず１／
２チップ間隔で求めた後、インタポレーションフィルタ
を用いて、より短い時間間隔で相互相関値を求めている
ので、より正確な遅延プロファイルのピーク位置（遅延
時間）を求めることができるためである。処理量をあま
り増やすことなく、受信タイミングの検出精度を大幅に
向上させることができる。
【００７４】本発明による第２の効果は、遅延プロファ
イルのピークを求めたために必要な演算量を低減できる
という点である。
【００７５】その理由は、従来方式では、最適な受信タ
イミングに対する所要Ｅｂ／Ｎｏの劣化を１ｄＢ以内に
抑えようとすると、１／４チップ間隔で相互相関値の電
力を求める必要があるが、本発明では１／２チップ間隔
で相互相関値を求めればよいためである。また相互相関
値に含まれる雑音を低減できているため、雑音電力のば
らつきを抑えるために必要な平均化処理の回数を低減す
ることが可能なためである。
【００７６】本発明による第３の効果は、基地局装置の
ハードウェア規模が小さくできるという点である。
【００７７】その理由は、基地局装置では本発明の回路
により初期同期捕捉（初期サーチ）、新規パス捕捉（サ
ーチ）、同期追尾の全機能を実現できるため、従来必要
であった、初期同期捕捉回路（あるいはサーチ回路）と
同期追尾回路（例えばディレイ・ロック・ループ：ＤＬ
Ｌ）の２種類の回路を、本発明の１つの回路で置き換え
ることが可能なためである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例によるＣＤＭＡ受信装置
の受信タイミング検出回路のブロック図である。
【図２】図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出
回路が受信信号として受信する送信信号及び拡散符号の
フォーマットを示すタイムチャートである。
【図３】図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出
回路のインタポレーションフィルタの動作を説明するた
めのタイムチャートである。
【図４】図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出
回路の系列相関器の一例のブロック図である。
【図５】図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出
回路の系列相関器の別の例のブロック図である。
【図６】図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出
回路の系列相関器の更に別の例のブロック図である。
【図７】図１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出
回路の系列相関器の他の例のブロック図である。
【図８】図７の系列相関器の動作を示すタイムチャート
である。
【図９】本発明の第２の実施例によるＣＤＭＡ受信装置
の受信タイミング検出回路のブロック図である。
【図１０】図１の受信タイミング検出回路を備えたＣＤ
ＭＡ受信装置のブロック図である。
【図１１】図１０のＣＤＭＡ受信装置と同様の機能を達
成するもう一つのＣＤＭＡ受信装置のブロック図であ
る。
【符号の説明】 １０１ Ａ／Ｄ変換器 １０２ 系列相関器 １０３ インタポレーションフィルタ １０４ 電力計算部 １０５ 平均化部 １０６ ピーク検出部 Ｓ デジタル受信信号 Ｒ 相互相関系列 Ｐ 相互相関電力 τopt 相互相関電力のピーク位置 Ｐopt 相互相関電力のピーク電力 Ｔｗ 相互相関を求める遅延範囲 ＰＬ パイロットシンボル

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤ
    ＭＡ）方式を用いた移動通信システムに用いられるＣＤ
    ＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路において、 一定周期毎に受信信号と既知の信号系列との相互相関を
    あらかじめ定められた期間内で求め、求められた相互相
    関を表す相互相関信号を出力する系列相関器と、 前記相互相関信号をそのサンプリング周波数より速い周
    波数でサンプリングし直し、サンプリングし直された相
    互相関信号を出力するインタポレーションフィルタと、 前記サンプリングし直された相互相関信号の電力を計算
    し、計算された相互相関信号電力を出力する電力計算手
    段と、 前記計算された相互相関信号電力を複数の周期にわたっ
    て平均化し、平均化された相互相関信号電力を出力する
    平均化手段と、 前記平均化された相互相関信号電力のピークを検出し、
    ピークを検出した時のタイミングを前記ＣＤＭＡ受信装
    置の受信タイミングとして決定するピーク検出手段とを
    持つことを特徴とするＣＤＭＡ受信装置の受信タイミン
    グ検出回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載のＣＤＭＡ受信装置の受
    信タイミング検出回路において、 既知の信号系列が前記受信信号に一定周期毎に挿入され
    る既知のパイロットシンボルを拡散符号で拡散すること
    により得られた信号系列であることを特徴とするＣＤＭ
    Ａ受信装置の受信タイミング検出回路。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載のＣＤＭＡ受信装置の受
    信タイミング検出回路において、 既知の信号系列が前記受信信号の受信データを判定する
    ことにより判定データを得て、該判定データを拡散符号
    で再拡散することにより得られた信号系列であることを
    特徴とするＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回
    路。
  4. 【請求項４】 請求項１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
    ミング検出回路において、 あらかじめ定められた期間が、基地局と移動局間を電波
    が伝搬する時間に相当することを特徴とするＣＤＭＡ受
    信装置の受信タイミング検出回路。
  5. 【請求項５】 請求項１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
    ミング検出回路において、 系列相関器が、 既知系列に対するマッチドフィルタと、 あらかじめ定められた期間内に対応する前記マッチドフ
    ィルタ出力のみを通過させる時間窓手段とを含むことを
    特徴とするＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回
    路。
  6. 【請求項６】 請求項２のＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
    ミング検出回路において、拡散符号の周期がパイロット
    シンボルの長さに等しい場合、前記系列相関器が、 受信信号をあらかじめ定められた期間の時間長にパイロ
    ットシンボルの１シンボル時間長を加えた時間だけ蓄積
    するシリアル入力パラレル出力型の第１のメモリと、 前記第１のメモリのパラレル出力をパイロットシンボル
    の符号に応じて逆変調する逆変調手段と、 加算器及びメモリを備えて、前記逆変調された受信信号
    を複数のパイロットシンボルにわたり同相加算する同相
    加算手段と、 同相加算された受信信号と拡散符号の相互相関をあらか
    じめ定められた期間内で求める相関器とを含むことを特
    徴とするＣＤＭＡ受信装置の受信タイミング検出回路。
  7. 【請求項７】 請求項２のＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
    ミング検出回路において、 系列相関器が、 受信信号をあらかじめ定められた期間の時間長にパイロ
    ットシンボル系列の時間長を加えた時間だけ蓄積する第
    １のメモリと、 パイロットシンボルに対応する拡散符号を記憶する第２
    のメモリと、 前記第１のメモリおよび前記第２のメモリから受信信号
    および拡散符号を読み出しシンボル毎の相互相関を求め
    る相関器と、 パイロットシンボルの符号に応じて前記相関器の出力す
    る相関値を逆変調する逆変調手段と、 前記逆変調された相関信号を複数パイロットシンボルに
    わたって累積加算する同相加算手段と、 前記第１のメモリに蓄積される受信信号にパイロットシ
    ンボルが含まれるように受信タイミングを制御し、ま
    た、あらかじめ定められた期間内の相互相関がすべて求
    められるまで、前記第１および前記第２のメモリをタイ
    ミングをずらせながら繰り返し読み出す制御を行うタイ
    ミング制御手段とを含むことを特徴とするＣＤＭＡ受信
    装置の受信タイミング検出回路。
  8. 【請求項８】 請求項２のＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
    ミング検出回路において、 系列相関器が、 受信信号をあらかじめ定められた期間の時間長にパイロ
    ットシンボル系列の時間長を加えた時間だけ蓄積する第
    １のメモリと、 パイロットシンボルを拡散符号で拡散する拡散手段と、 前記拡散手段で拡散されたパイロットシンボルを記憶す
    る第２のメモリと、 前記第１のメモリおよび前記第２のメモリから受信信号
    および拡散されたパイロットシンボルを読み出し相互相
    関を求める相関器と、 前記第１のメモリに蓄積される受信信号にパイロットシ
    ンボルが含まれるように受信タイミングを制御し、ま
    た、あらかじめ定められた期間内の相互相関がすべて求
    められるまで、前記第１および前記第２のメモリをタイ
    ミングをずらせながら繰り返し読み出す制御を行うタイ
    ミング制御手段とを含むことを特徴とするＣＤＭＡ受信
    装置の受信タイミング検出回路。
  9. 【請求項９】 請求項１のＣＤＭＡ受信装置の受信タイ
    ミング検出回路において、 インタポレーションフィルタは、前記系列相関器の出力
    する相互相関値の電力があらかじめ定められた閾値を越
    える区間で動作することを特徴とするＣＤＭＡ受信装置
    の受信タイミング検出回路。
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