KR19990029207A - Ｍ계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법 및 이것을 이용한 동기 검파방법 - Google Patents

Ｍ계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법 및 이것을 이용한 동기 검파방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 수신 기준위상의 확정방법 및 이것을 이용한 복조방법을 제공한다.
송신측으로부터 M계열 직교부호를 위상 시프트 변조하여 송신된 동상성분 및 직교성분을 갖는 신호를 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환으로 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하여, 동상성분 및 직교성분의 상관치 각각의 제곱의 합을 계산하고, 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택한다.

Description

Ｍ계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법 및 이것을 이용한 동기 검파방법
본 발명은 M-ary(계열) 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법 및 이것을 이용한 동기 검파방법에 관한 것이다.
다음 세대의 이동통신 시스템으로서 부호분할 다원접속(CDMA)방식이 주목되며, 이미 미국에 IS-95라는 표준 시스템이 있다. 또 인프러 구축의 한 수단으로서 WLL(Wireless Local Loop)라는 반고정 이동통신 시스템에 이러한 CDMA 방식이 적용될 가능성이 있다.
이것은 미국의 Qualcomm사가 제안한 칩 레이트 1.2288 Mcps의 CDMA 방식이며, 다운링크는 파이롯트 외삽신호를 사용한 동기 검파방식을 채용하고 있다. 한 편, 업링크는 M-ary(계열) 직교변조를 사용한 비동기 검파방식이 채용되고 있다.
이러한 IS-95의 표준 시스템에서, 업링크의 M계열 직교변조를 사용한 비동기 검파방식에서는 수신측에서 진폭 신호를 전력으로 변환함으로써 페이딩 등에 의한 위상오차를 제거하여 열화를 막고 있다. 그러나, 비동기검파이기 때문에 동기검파에 비해서 오차율 특성이 열화하다.
따라서 본 발명의 목적은 IS-95의 표준 시스템에서 업링크의 고성능화를 가능하게 하는, M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 수신 기준위상 확정방법 및 그것을 사용한 복조방법을 제공함에 있다.
또한 본 발명의 목적은 보다 넓은 용도로 M계열 직교변조를 사용한 CDMA 무선통신용의 동기 검파방식을 제공함에 있다.
또 본 발명의 목적은 일반적인 용도로 직교부호에 대해서 M계열 직교변조를 하는 경우에 수신측에서 수신 기준위상의 확정을 가능하게 하는 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 하기 발명의 실시 형태의 설명으로 명백해진다.
도 1은 본 발명의 기본 개념을 설명하기 위한 무선 시스템의 구성도.
도 2는 M계열 직교 복조회로(17)와 최대치 선택회로(18)의 실시예.
도 3은 고속 아다마르 변환의 출력이 기준위상으로 되는 본 발명의 원리를 설명하는 도면.
도 4는 도 3의 원리에 의거해서 기준위상 확정방법을 IS-95의 수신측에 적용하여, 동기검파를 가능하게 하는 본 발명의 실시예 블록도.
도 5는 기준위상 및 위상오차를 설명하는 도면.
도 6은 이동평균 필터의 구성례를 나타낸 도면.
도 7은 도 6의 구성례를 간략하게 한 이동평균 필터의 구성례를 나타낸 도면.
도 8은 역확산된 수신신호와 이동평균 필터 출력의 위상의 일치를 설명하는 도면.
도 9는 위상 평균화 회로(167)의 다른 실시예로서, 1차 선형 보간을 행하는 필터의 구성례.
도 10은 이동평균 필터(310)와 도 19의 1차 선형 필터(311)를 조합시킨 구성.
도 11은 도 4의 구성에서, 다이버서티 합성을 행하는 경우의 구성례.
도 12는 도 11의 구성에 더하여 제 1 고속 아다마르 변환회로(207)의 출력에 대해서도 RAKE 합성을 적용하여 오차 특성을 향상시킨 예.
도 13은 도 12의 구성에서, 2 개의 경로계를 합성하는 개념도.
도 14는 페이딩(fading)이 없을 때에 상기한 이동평균 필터를 사용한 경우의 본 발명에 의한 오차율 특성을 비동기 검파방식과 비교한 도면.
도 15는 페이딩이 있을(페이딩 주파수 100 Hz) 때에 본 발명에 의한 오차율 특성을 비동기 검파방식과 비교한 도면.
도 16은 IS-95 표준 시스템의 송신측의 기본 구성 블록도이며, 이동통신의 가입자로부터 기지국으로 향하는 업링크 신호의 송신수단의 구성 블록도.
도 17은 도 16 의 송신수단의 신호 시퀀스를 나타낸 도면.
도 18은 도 16에 대응하는 업링크의 수신수단의 구성 블록도.
도 19는 도 18의 수신수단의 신호 시퀀스도.
도 20은 상정되는 피드백 루프를 사용한 경우의 동기 검파방식의 개념 구성도.
※ 부호의 설명
1 M계열 직교변조기
2 직교변조기 또는 QPSK 변조기
17 M계열 직교복조회로
18 최대치 검출 출력회로
101 ~ 104 I2+ Q2계산회로
165, 170 최대치 검출회로
166 최대치 선택 출력회로
167 위상 평균화 회로
168 지연회로
169 위상회전부
171, 172 합성회로
205 상관기
206 역확산회로
211 정보 신호 변환부
상기한 본 발명의 과제를 달성하는 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법은 송신측으로부터 M계열 직교부호를 위상 시프트 변조하여 송신된 동상성분 및 직교성분을 갖는 신호를 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환으로 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하여, 그 동상성분 및 직교성분의 상관치 각각의 제곱의 합을 계산하고, 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 것을 기본으로 한다.
이러한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법을 이용하여 복수의 기지국과 복수의 단말로 구성된다.
복수의 기지국과 단말 사이는 스펙트럼 확산통신으로 접속되고, 정보신호를 M계열 직교변조한 후에, 확산변조하는 부호분할 다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템의 복조방법은 수신신호를 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하고, 이 동상성분 및 직교성분에 대하여 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환으로 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구한다. 또한 동상성분 및 직교성분의 상관치 각각의 제곱의 합을 계산하고, 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하여, 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과 상기 역확산하여 구해진 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 해서, 동기검파의 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하고, 구해진 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템 및 이것을 사용하는 기지국인 것을 특징으로 한다.
또한 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 이동평균 필터로 평균화하는 것을 특징으로 한다.
또 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 1차 선형보간 필터로 평균화하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기에서, 상기 이동평균 필터의 출력을 다시 1차 선형 보간하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교부호를 사용한다.
(발명의 실시 형태)
이하에 본 발명의 실시 형태를 도면을 참조하여 설명한다. 또한 도면에서 동일 또는 유사한 것은 동일한 참조번호 또는 참조기호를 붙여서 설명한다.
여기에서, 본 발명의 실시 형태의 설명에 앞서서, 본 발명의 올바른 이해를 위해 IS-95 표준 시스템에 대해서 설명한다. 도 16은 이러한 IS-95 표준 시스템의 송신측의 기본 구성 블록도이며, 이동통신의 가입자로부터 기지국으로 향하는 업링크 신호의 송신 수단의 구성 블록도이다.
수신측의 오차율 정정능력을 높이기 위해서, 정보신호(예를 들면, 9.6 kbps)를 부호기(180)로 순회 부호화(CRC)하고, 이어서 이것을 콘보루셔널 부호화 회로(181)에 의해, 오차율 정정부호가 부가된 콘보루셔널 부호로 변환한다.
또 1.2 kbps 로부터 9.6 kbps 까지의 복수의 신호를 다룰 수 있도록, 회로(182)에서 동일 심볼의 반복처리를 하여 1.2 kbps로부터 9.6 kbps까지에 있는 상이한 속도의 신호를 9.6 kbps의 신호속도로 통일하는 처리를 한다.
이어서 RAM(183)에 버퍼링한 후, 28.8 kbps 의 신호열이 되도록 읽어내어(인터리브 처리), M(64)계열 직교변조기(1)에 입력한다. 여기에서, 도 17의 신호 시퀀스를 참조하면, 콘보루셔널 부호화에 의해 1 프레임 192 비트이며 9.6 kbps의 정보신호(A)는 1 프레임 576 비트이며 28.8 kbps의 콘보루셔널 부호화 신호(B)로 변환된다.
이 콘보루셔널 부호화 신호(B)는 64계열 직교변조기(1)에 의해 아다마르 변환되어서 6 비트의 정보신호를 64 종류의 64 칩의 직교부호(아다마르 행렬)(C)로 변환한다. 즉 64/6 배로 확산되어 307.2 kcps 신호(D)가 된다.
이 확산된 신호(D)는 다시 도 16에서 부호 발생기(184)로부터의 사용자마다의 식별용 (242-1) PN 부호(롱 코드)와 승산기(185)로 승산된다. 이것으로 1.2288 Mcps의 확산 부호 계열(E)이 된다.
다음에, 이 확산된 신호에 기지국 식별용의 (215-1) PN 부호(쇼트 코드)(186)를 Ich용, Qch용의 승산기(187, 188)로 승산한다. 그리고 승산기(187, 188)의 각각의 출력을 필터(189, 190)를 통해서, D/A 변환기(191,192)에 의해 아날로그 신호로 변환한다. 또한 D/A 변환기(191,192)로부터의 아날로그 신호를 QPSK 변조회로(2)에 입력한다.
여기에서, 1/2 chip 지연회로(193)에 의해 Ich와 Qch의 신호가 1/2 칩 시프트되어 있으므로 QPSK 변조회로(2)의 출력은 오프세트 QPSK(이하 OQPSK 라고 한다) 변조된 신호가 된다. 이 OQPSK 변조에 의해, π 위상변화가 없고, 최대 π/2 위상변화가 되므로, 엄격한 대역 제한을 받아도 신호의 포락선은 근소하게 패일 뿐 영점이 생기지 않는다.
상기와 같이 생성된 OQPSK 변조신호는 도시하지 않은 회로에 의해 무선 주파수로 변환되어 기지국을 향해서 전송된다.
다음에, 도 18은 도 16에 대응하는 업링크 수신수단의 구성 블록도이다. 도 19는 수신수단의 신호의 시퀀스도이다. 송신측으로부터 전송된 무선신호는 도시하지 않은 회로로 주파수 변환되어 IF 신호가 된다. 도 18a에 나타낸 바와 같이 IF 신호는 직교검파기(200)에 의해 Ich, Qch 신호로 분리되어 각각 필터(201,202)를 통과해서 A/D 변환기(203,204)에 의해 디지털 신호로 변환된다.
이 디지털 신호로 변환된 Ich, Qch 신호는 RAKE 수신 방식을 채용하는 경우에 복수의 핑거 1 ~ 4 에 공통으로 입력된다. 핑거 1 ~ 4 의 구성은 동일하며, 각 핑거의, Ich, Qch 신호는 상관기(205)에 의해 자기 기지국의 쇼트 코드의 PN 부호와 승산되어 역확산된다. 또한 승산기(206)에 의해 해당 사용자의 롱 코드와 승산되어 역확산된다.
이와 같이 역확산된 신호(도 19A)는 송신측의 아다마르 변환후의 신호(도 17D)에 대응한다. 따라서 다시 고속 아다마르 변환(FHT:Fast Hadamard Transform)회로에 의해 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환해서 상관치를 구한다.
여기에서, 송신측에서는 6 비트를 64 종류의 64 값의 신호로 변환하고 있으므로, Ich, Qch 각각에 대하여, 64 개의 상관출력이 구해진다. 또한 페이딩에 의한 위상 잡음, 로컬 신호의 주파수 오차에 의한 열화를 막기 위해서, 회로(203)에 의해 I2+ Q2을 계산해서 위상성분을 제거하여 상관치의 전력을 구하고 있다.
여기에서, 도 19B가 구해지는 64 개의 상관치이며, 검게 칠해진 상관치가 64 개의 상관치 중의 (I2+ Q2)를 최대치로 하는 상관치이다. 따라서 전송 경로를 고려하지 않을 경우에는, 하나의 핑거로부터의 최대의 (I2+ Q2)가 상관치로서 출력된다.
도 18 에서는 RAKE 방식을 채용하고 있으므로, 다른 핑거 1 ~ 4 의 각각으로부터의 64 개의 상관치에 대응하는 64 개의 (I2+ Q2) 출력에 대해서, 각각 대응하는 핑거 1 ~ 4 로부터의 상관치 출력을 합성회로(20)로 합성한다. 이것으로 복수 경로(도 18에서는 4 경로)의 상관치 출력을 합성하여, 상관치의 레벨을 크게 해서 상관치의 정확성을 높이고 있다.
또 도 18에서는, 핑거 1 ~ 4 로부터의 (I2+ Q2) 출력은 도시하지 않은 경로 탐색부에서, 상관치의 피크 타이밍을 구하여, 각각 피크간의 시간차분을 갖는 구해진 타이밍으로 핑거 회로 1 ~ 4 로부터 출력되어 합성회로(209)에 입력된다.
64 개의 합성회로(209)의 출력은 최대치 선택회로(210)에서, 그 최대치가 선택출력된다. 이것에 의해, 도 19C에 나타낸 바와 같이 상관치를 최대로 하는 직교신호열이 얻어진다. 또한 변환회로(211)에 의해 이 직교신호열을 송신측의 콘보루셔널 부호화에 대응한 역변환을 하지 않은 정보신호(D)를 재생한다.
상기에 설명한 바와 같이 IS-95 표준 시스템의 업링크에서는 파이롯트 신호를 사용하지 않기 위해서, 동기검파를 채용하지 않는다. 동기검파를 실현할 수 있으면 비동기검파에 비해서 오차율의 특성을 향상할 수가 있다.
그러나 지금까지 IS-95 시스템을 대표로 하는 직교부호를 사용한 M계열 직교변조에 대응하여, 수신측에서 동기검파를 채용하는 것은 제안되어 있지 않다. 여기에서, 동기 검파방식을 검토하면, 도 20에 나타낸 바와 같은 피드백 루프를 사용하는 방법이 용이하게 상정된다. 즉 도 20에서는 반송파 재생회로(22)에 의해 재생되는 반송파에 의해, 이것을 위상회전부, 즉 복조기(23)에 피드백하여 복조에 사용하는 구성이다. 그러나 이러한 피드백 루프를 사용하는 방법에서는 다음과 같은 과제가 있다.
먼저 저 C/N의 동작이 대단히 불안정하다. 또 합성시의 위상 불확정 제거가 곤란하다. 또한 인입시간이 길다. 그리고 또한 사이클 스킵등이 있다. 고 C/N의 정적인 환경에서는 동기검파의 이점이 있지만, 상기한 문제로 인해서 그 이외에서는 비동기검파보다도 오차율은 열화하다.
따라서 본 발명은 직교부호를 사용하는 M계열 직교변조를 하는 송신측에 대응하는, 이들 문제를 해결하는 신규의 동기검파를 행하기 위한 기준위상을 확정하는 방법을 제안하는 것이다.
도 1은 본 발명의 기본 개념을 설명하기 위한 무선 시스템의 구성도이다. 도 1a는 본 발명의 전제인 직교부호를 사용한 M계열 직교변조의 구성도이며, 이것에 대응하는 본 발명의 특징이 나타난 수신측 구성을 같은 도면b에 나타나 있다.
도 1a에서, 데이터(DATA)로서 예를 들면 도 16에서 설명한 접입부호와 같은 직교부호가 대응한다. 이 직교부호는 M계열 직교변조기(1)로 아다마르 변환된다. 그 후 필터(10)에 의해 대역 제한되고, D/A 변환회로(11)에 의해 아날로그 신호로 변환되어, 직교변조기(2)에 의해 QPSK 변조등의 직교변조를 받아 IF 신호로서 출력된다.
한 편, 도 1b는 도 1a에 대응하는 본 발명에 따른 수신측 구성이다. 직교 검파기(12)에 의해, 수신 IF 신호는 Ich, Qch 신호성분으로 분리되어, 각각 필터(13, 14) 및 A/D 변환기(15,16)에 의해 디지털 신호로 변환된다.
A/D 변환기(15, 16)로부터의 Ich, Qch 디지털 신호는 M계열 직교복조회로(17)에 인도된다. 여기에서, M계열 직교복조회로(17)에 의해 Ich, Qch 디지털 신호는 각각 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환이 이루어진다.
본 발명의 특징은 이러한 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변화의 출력으로부터 I2+ Q2를 구하고, 이것을 최대로 하는 I, Q의 상관치를 선택하여, 이것을 기준위상으로 하는 것에 있다. 도 1에서, 이러한 기능은 최대치 검출 출력회로(18)에 의해 실현된다.
도 2는 M계열 직교복조회로(17)와 최대치 검출 출력회로(18)의 실시예이다. A/D 변환기(15, 16)로부터의 Ich, Qch 디지털 신호는 M계열 직교복조회로(17), 즉 고속 아다마르 변환회로에 인도된다. 여기에서, M계열을 64값의 신호계열로 상정하면, 고속 아다마르 변환회로(17)에 의해 Ich, Qch 각각 64 개의 상관출력이 얻어진다.
이 64 개의 상관 출력은 최대치 선택출력회로(166)에 입력됨과 동시에, I2+ Q2를 연산하는 연산회로(101 ~ 104)에 입력된다. 연산회로(101 ~ 104)의 I2+ Q2의 연산에 의해 파워가 구해지므로 위상 변동의 영향을 받지 않는다.
따라서 연산회로(101 ~ 164)의 출력으로부터 최대치 검출회로(165)로, 64 개의 상관 출력 중 파워가 최대치가 되는 상관치가 검출된다. 이어서 이 최대치 검출회로(165)의 검출결과에 의거해서, 최대치 선택 출력회로(166)로부터 파워가 최대치가 되는 조 Ich, Qch 각각의 상관치가 선택 출력된다. 이것에 의해 얻어진 상관치의 위상을 기준위상으로 해서 위상 동기검파를 할 수가 있다.
상기와 같이 본 발명에서 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환의 동상 및 직교성분의 최대 상관 출력치에 주목하면, 파이롯트 내삽 동기검파와 유사하다. 즉 파이롯트 내삽 동기검파는 신호내에 주기적으로 파일럿 신호를 삽입하고, 이것을 기준위상으로 해서 동기검파를 하는 방법이다.
이 방법과는 기준위상으로 하는 파일럿 신호가 없는 점에서 본 발명은 상이하지만, 본 발명에서는 파일럿이 없는 신호로부터 (I2+ Q2)를 구하고, 이것을 최대로 하는 I, Q의 상관치를 선택한다. 그리고 이것을 기준위상으로 하고 있으므로, 파일럿 신호를 검지하고 이 위상을 기준위상으로 하는 점은 등가이다.
이와 같이 본 발명으로 작성되는 기준위상을 이용해서 수신신호의 동기검파를 할 수가 있다. 또한 다른 용도로는, 직교부호의 수신중에서 간섭파를 소거하기 위한 간섭 소거 회로로서도 사용할 수가 있다.
다음에, 상기와 같이 고속 아다마르 변환의 출력이 기준위상이 되는 원리에 대해서 도 3에 의해 설명한다. 지금 도 3a에 나타낸 바와 같이 6 비트의 신호를 1 심볼로 한 64 값의 아다마르 변환을 생각한다. 이 경우에, 아다마르 변환된 직교부호의 32 비트는 +, 나머지 32 비트는 - 부호로 된다.
따라서 위상변동에 따라서, 수신신호(++··++--··--)가 도 3b에 나타낸 바와 같이 수신되었다고 가정한다. 이 경우에, 도 3b에서 수신신호의 (++··++)는 ○으로 나타내고, (­­‥­­)는 □로 나타낸다.
여기에서, 수신측에서 고속 아다마르 변환으로 상관을 취함으로써 제 4 상한의 - 부호의 신호는 모두 제 2 상한에 되돌아가서 ● 로 표시되어서 가산된다. 따라서 64 칩의 평균치는 P가 되어 1 심볼간의 평균위상이 얻어지며, 이것을 기준위상으로 할 수가 있다.
도 4는 상기 원리에 의거한 기준위상 확정방법을 IS-95의 수신측에 적용하여, 동기검파를 가능하게 하는 본 발명의 실시예 블록도이다. 도 4에서는 다이버서티 합성이 없는 구성을 나타내고 있다. 도 4에서, 도 18 과 동일 숫자가 붙은 부분은 동일한 기능을 수정한다. 따라서 그 부위의 동작설명은 생략한다.
최대치 검출회로(165)는 도 2에서 설명한 바와 같이 64 개의 (I2+ Q2) 출력 중에서 최대치를 검출한다. 이 정보에 의해 최대치 선택 출력회로(166)에서, (I2+ Q2)를 최대로 하는 I, Q의 조를 선택 출력한다.
이 때 최대치 선택 출력회로(166)로부터 선택된 I, Q 신호의 각각은 도 3b의 ○와 ●로 나타낸 바와 같이 위상변동하고 있으나, 중심 P점의 위상은 1 심볼의 평균위상으로서 얻어진다. 이 평균위상을 위상 평균화 회로(167)로 구해서 위상회전부(169)에 인도한다.
한 편, 역확산회로(206)의 출력을 지연회로(168)로 타이밍 조정하여, 위상회전부(169)에 입력한다. 따라서 위상회전부(169)에서는 이들을 복소승산하고, 상기 평균위상을 기준으로 해서 역확산회로(206)의 출력을 송신측의 BPSK 변조에 대응하는 복조를 한다.
즉 지연회로(168)의 I, Qch 신호에 대하여, 각각 평균화 회로(167)로 구한 서로 π/2 위상이 다른 기준위상신호가 승산된다. 또한 이들의 승산 결과를 합성한다. 이러한 처리는 송신측의 BPSK 변조와는 반대의 처리이며, 따라서 위상회전부(169)에서, 확정된 기준위상에 의해 동기검파가 행해지는 것을 이해할 수 있다.
위상회전부(169)의 동기검파 출력은 제 2 고속 아다마르 변환회로(19) 및 최대치 검출수단(170)을 통과해서, 정보신호로 변환되는 변환회로(211)에 입력된다. 이 제 2 고속 아다마르 변환회로(19)와 제 1 고속 아다마르 변환회로(17)는 동일 구성이며, 최대치 검출수단(170)은 (I2+ Q2) 계산회로(101 ~ 164)와 최대치 검출회로(165)에 대응하는 구성이다.
변환회로(211)는 앞서 도 18에서 설명한 바와 같이 최대치 검출 수단(170)에서 출력되는 직교신호열에 대하여, 송신측의 접입 부호화에 대응하는 역 변환을 행하여 정보신호를 재생한다.
이러한 도 4 의 실시예 구성에서는 고속 아다마르 변환회로(17)의 최대 상관 출력치에 착안하고 있다. 이 때에 수신되는 신호는 208.3 μsec의 주기 즉 아다마르 행렬의 1 주기로 전파로의 위상 상태에 근사한 값을 재생하고 있다. 따라서 이 신호를 기준위상신호로 사용한다.
여기에서 기준위상신호로는, 앞서 도 3b에서 설명한 바와 같이, 1 심볼간의 평균위상을 P 점에서 얻고 있으나, 연속한 기준위상을 얻기가 불가능하므로, 도 5에 나타낸 바와 같이, 1 심볼(64 칩: 208.3μ)간의 평균위상, 즉 추정한 기준위상(P1)에서는 실제의 연속하는 수신위상(P2)에 대해서, 위상오차(PE)가 생긴다.
그래서 도 4 의 위상 평균화 회로(167)에서, 이 위상오차(PE)를 적게 하는 고려를 하고 있다. 도 6 내지 도 8은 이러한 위상오차(PE)를 적게 하기 위한 실시예이다.
도 6은 복수 n 단의 심볼(64 칩) 지연기(71 ~ 7n), 지연기(71 ~ 7n) 대응에 가산하는 가산기(80) 및 제산회로(81)를 갖는 이동평균 필터이다. 또한 도 7은 도 6에 비해서, 2 개의 가산기(82,83)와 귀환회로에 지연회로(B)를 사용해서, 도 6의 가산기(80)의 구성을 간략하게 한 것이다.
이들 이동평균 필터에서는 특정 심볼의 기준위상을 얻기 위해서, 전후 n 심볼의 위상 신호를 사용해서 평균화한다. 지금 n = 2, 즉 5 심볼의 이동평균 필터를 생각한다. 도 8 에 나타낸 바와 같이, 역확산된 수신신호(a)를 2 심볼분 지연시켜서 지연기(168)의 출력(d)으로 하면, 이것과 재생 위상신호(b)를 이동평균 필터(167)에 의해 평균위상으로 출력한 위상이 일치한다.
그리고 이들을 위상 회전부(169)에서 복소승산하여, 가산함으로써 QPSK 변조에 대응하는 복조를 행하는, 즉 동기검파가 가능하다. 역확산된 신호(a)의 위상 확정을 행한다.
이어서, 복조된 Ich 신호를 제 2 고속 아다마르 변환회로(19)에 입력하여, 상관치를 구한다. 구해진 64 종의 상관치중의 최대치를 회로(170)로 검출하고, 이것을 변환회로(211)에 의해 정보신호로 변환하여 출력한다.
여기에서, 도 5에 나타낸 바와 같이 1 심볼(64 칩) 사이에서는, 기준위상신호는 고정이 되므로 심볼의 선두와 접미부에서는 위상오차가 커진다. 이 때문에 1 차 선형보간에 의해 도 5의 선형의 수신위상을 실현한다.
또 도 9 는 위상 평균화 회로(167)의 다른 실시예이며, 이러한 1 차 선형보간을 행하는 필터의 구성례이다. 1 심볼 분의 지연기(300), 1/64 분주기(301), 모듈로 2 가산기(302, 303, 304) 및 곱셈기(305, 306)를 갖는다. 곱셈기(305)에는 도시하지 않은 카운터의 값 n이 입력된다. 카운터는 1부터 64 까지 카운트하며, 심볼의 선두에서 1 이 되도록 설정한다. 신호의 지연은 1 심볼로 한다.
이러한 구성에 의해 출력 y(t)는 다음과 같이 표시된다.
y(t) = (32+n){x(t)-x(t-T)}/64+x(t-T)
도 10은 이동평균 필터(310)와 도 19의 1 차 선형 필터(311)를 조합시킨 구성이다. 1 차 선형 필터 또는 선형보간 필터(311)에 S/N이 불량한 신호를 직접 입력하는 것보다도, 이동평균 필터(310)로 잡음을 제거한 신호를 입력하면, 정밀도가 높은 기준위상의 추출이 가능하다.
도 11은 다이버서티 합성을 하는 경우의 구성례이다. 도 4의 구성과 상이한 것은 제 2 고속 아다마르 변환회로(19)의 출력을 4 경로(브랜치 및 핑거)분을 RAKE 합성하여 경로에 의한 오차를 흡수하도록 하고 있다.
도 12는 도 11의 구성에 더하여 제 1 고속 아다마르 변환회로(207)의 출력에 대해서도 RAKE 합성을 적용하여 오차특성을 향상시키고 있는 예이다. 도 13은 2 개의 경로계를 합성하는 개념도를 나타내고 있다. 도 13의 위 절반이 제Ⅰ경로계이며 아래 절반이 제 Ⅱ 경로계이다.
합성기(173)는 제Ⅰ, 제 Ⅱ 경로계의 I2+ Q2를 합성하고, 이 출력으로 양 계의 선택회로(166)를 선택제어하고 있다. 또한 합성기(171)는 양 계의 제 2 고속 아다마르 변환회로(19)의 출력을 합성하고 있다. 이어서, 이 합성기(171)의 출력의 최대치가 출력되어 정보신호로 부호 변환된다.
도 14는 페이딩이 없을 때에 상기한 이동평균 필터를 사용한 경우의 본 발명에 의한 오차 특성을 비동기 검파방식과 비교한 도면이다. 도 14에서, 1 경로(브랜치), 2 경로 및 4 경로의 경우의 이론치(c)와, 비동기 검파방식에 의한 오차율 특성(a) 및 본 발명에 의한 오차율 특성(b)을 비교해서 나타내고 있다. 어느 경우에도 본 발명에 의한 오차율 특성(b)은 이론치(c)에 가깝고, 비동기 검파방식보다 이득이 있다. 10-2에서, 1 경로일 때는 대략 1dB, 2 경로일 때는 대략 1.5 dB, 4 경로일 때는 대략 2 dB의 이득이 있다.
도 15는 페이딩이 있을(페이딩 주파수 100 Hz) 때의 본 발명에 의한 오차율 특성을 비동기 검파방식과 비교한 도면이다. 10-2에서, 1 경로일 때는 비동기 검파방식과 거의 동등하지만, 2 경로(도시하지 않음)일 때는 대략 0.7 dB, 4 경로일 때는 대략 1.5 dB의 이득이 있다.
상기 도면에 의해 설명한 바와 같이, 본 발명에 의해 기준위상의 확정이 가능하다. 따라서 M계열 직교변조를 사용한 CDMA 무선통신 시스템용 동기 검파방식을 용이하게 실현할 수가 있다. 또 본 발명의 기준위상 확정방법을 간섭 소거 등에 이용할 수도 있다.

Claims (20)

  1. 송신측으로부터 M계열 직교부호를 위상 시프트 변조하여 송신된 동상성분 및 직교성분을 갖는 신호를 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환에 의해 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하고,
    상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하고,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교부호를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 위상 시프트 변조는 2 상 직교 위상변조인 것을 특징으로 하는 M계열 직교부호를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법.
  3. 복수의 기지국과 복수의 단말로 구성되고, 상기 복수의 기지국과 단말 사이는 스펙트럼 확산통신으로 접속되며, 정보신호를 M계열 직교변조한 후, 확산변조하는 부호분할 다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템의 복조방법에 있어서,
    수신신호를 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하고,
    상기 동상성분 및 직교성분에 대하여, 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환에 의해 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하고,
    또한 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하고,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하고,
    상기 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과, 상기 역확산하여 구해진 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 하여,
    상기 동기검파의 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하고,
    상기 구해진 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 복조방법.
  4. 복수의 기지국과 복수의 단말로 구성되며, 상기 복수의 기지국과 단말 사이는 스펙트럼 확산통신으로 접속되며, 정보신호를 M계열 직교변조한 후, 확산변조하는 부호분할다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템의 복조방법에 있어서,
    복수의 수신 브랜치 및 핑거의 각각에서,
    수신신호를 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하고,
    상기 동상성분 및 직교성분에 대하여, 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환으로 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하며,
    또 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하여,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하고,
    상기 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과, 상기 역확산하여 구해진 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 하고,
    상기 동기검파 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하고,
    상기 구해진 상관치와 다른 브랜치 및 핑거로부터의 상관치를 합성하고,
    상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거가 합성된 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 복조방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합을 상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거에 대해서 합성하며, 상기 제곱의 합의 합성결과의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하도록 한 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 복조방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 이동평균 필터로 평균화하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교부호를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 1차 선형보간 필터로 평균화하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교부호를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 이동평균 필터의 출력을 다시, 1차 선형보간하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교부호를 사용한 무선통신 시스템의 기준위상 확정방법.
  9. 제 3 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 이동평균 필터로 평균화하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 복조방법.
  10. 제 3 항 또는 제 4 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 1차 선형보간 필터로 평균화하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 복조방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 이동평균 필터의 출력을 다시, 1차 선형보간하는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템의 복조방법.
  12. 복수의 기지국과 복수의 단말로 구성되며, 상기 복수의 기지국과 단말 사이는 스펙트럼 확산통신으로 접속되고, 정보신호를 M계열 직교변조한 후에, 확산변조하는 부호분할 다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템에 있어서,
    상기 복수의 기지국의 각각은,
    상기 단말로부터 전송된 수신신호를 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하는 회로와,
    상기 동상성분 및 직교성분에 대하여, 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환에 의해 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하는 회로,
    또한 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하는 회로와,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 회로와,
    상기 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과, 상기 역확산하여 구해진 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 하는 회로와,
    상기 동기검파의 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하는 회로와,
    상기 구해진 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
  13. 복수의 기지국과 복수의 단말로 구성되고, 상기 복수의 기지국과 단말 사이는 스펙트럼 확산통신으로 접속되고, 정보신호를 M계열 직교변조한 후에, 확산변조하는 부호분할다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템에 있어서,
    상기 복수의 기지국의 각각은 복수의 수신 브랜치 및 핑거를 가지며, 상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거의 각각은,
    상기 단말로부터 전송된 수신신호를 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하는 회로와,
    상기 동상성분 및 직교성분에 대하여, 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환에 의해 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하는 회로,
    또한 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하는 회로와,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 회로와,
    상기 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과, 상기 역확산하여 구해진 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 하는 회로와,
    상기 동기검파의 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하는 회로와,
    상기 구해진 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 회로와,
    상기 구해진 상관치와 다른 브랜치 및 핑거로부터의 상관치를 합성하는 회로와,
    상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거가 합성된 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서, 또한 상기 제곱의 합을 계산하는 회로의 출력을, 상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거에 대해서 합성하는 합성회로를 가지며, 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 회로는 상기 합성회로의 합성출력을 최대치로 하는 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하도록 한 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
  15. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 평균화하는 이동평균 필터를 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
  16. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서, 상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 평균화하는 1차 선형보간 필터를 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 이동평균 필터의 출력을 다시 1차 선형보간하는 1 차 선형보간 필터를 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
  18. 정보신호를 M계열 직교변조한 후, 확산변조하는 부호분할 다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템에 사용되는 기지국으로서,
    단말로부터 전송되는 스펙트럼 확산신호를, 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하는 수단과,
    상기 동상성분 및 직교성분에 대하여, 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환에 의해 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하는 수단과,
    상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하는 수단과,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 수단과,
    상기 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과, 상기 역확산하여 구해진 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 하는 수단과,
    상기 동기 검파의 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하는 수단과,
    상기 구해진 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템에 사용되는 기지국.
  19. 정보신호를 M계열 직교변조한 후, 확산변조하는 부호분할 다원접속방식을 사용한 무선통신 시스템에 사용되는 기지국으로서,
    복수의 수신 브랜치 및 핑거를 가지며, 상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거의 각각은,
    단말로부터 전송된 수신 신호를 역확산하여 동상성분 및 직교성분을 구하는 수단과,
    상기 동상성분 및 직교성분에 대하여, 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환에 의해 각 아다마르 행렬에 대응하는 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치를 구하는 수단과,
    또한 상기 동상성분 및 직교성분의 상관치의 각각의 제곱의 합을 계산하는 수단과,
    상기 계산된 제곱의 합의 최대치를 출력하는 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 수단과,
    상기 선택된 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력과, 상기 역확산하여 구해진 출력을 동상성분 및 직교성분을 복소승산하여 동기검파를 하는 수단과,
    상기 동기검파의 출력을 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환하여 상관치를 구하는 수단과,
    상기 구해진 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 수단과,
    상기 구해진 상관치와 다른 브랜치 및 핑거로부터의 상관치를 합성하는 수단과,
    상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거가 합성된 상관치의 최대치에 대응하는 아다마르 행렬을 정보신호로 변환하는 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템에 사용되는 기지국.
  20. 제 19 항에 있어서, 또한 상기 제곱의 합을 계산하는 수단의 출력을, 상기 복수의 수신 브랜치 및 핑거에 대해서 합성하는 합성수단을 가지며, 상기 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하는 수단은 상기 합성수단의 합성출력을 최대치로 하는 고속 아다마르 변환 또는 역 아다마르 변환 출력을 선택하도록 한 것을 특징으로 하는 M계열 직교변조를 사용한 무선통신 시스템.
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