KR100689562B1 - 코드 분할 다중 접속 통신에서 4 위상 확산 코드 - Google Patents

Abstract

최적의 코드 시퀀스가 코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템에서 확산 및 역확산 기능으로 이용하기 위하여 발생된다. 특히, 4 위상 확산 코드의 군이 이용되어 CDMA 통신 시스템에서 높은 용량을 달성하면서 이와 동시에 교차-상관 간섭이 수용할 수 있는 레벨에서 또는 이하로 유지되도록 하는 그 군 내의 임의의 두 확산 코드 사이에 최소의 첨두 교차-상관을 갖는 최대의 수의 확산 코드를 제공한다. 이 최적의 4 위상 확산 코드 군은 길이(L = 2 ^m -1)의 S(2) 4 위상 코드 시퀀스 군이며, 여기서 m은 5 이상의 정수이다. 이 S(2) 4진 확산 코드 군의 크기는 (L+2)(L+1)²이고 최대 교차 상관은

이다. 그 확산 코드는 S(0) 및/또는 S(1) 코드 군과 동일한 교차-상관 특성을 갖는 S(2) 군의 특정 코드 서브셋을 이용하여 기지국에 바람직하게 할당된다. 확산 코드는 필요한 바와 같이 하나 이상의 코드 심벌로 유용하게 확장되거나 그렇지 않으면, 바람직한 코드 심벌로 확장된다. 가령, 가변 전송 속도 서비스를 지원하기 위하여, 확산 코드를 이용하는 것이 바람직하고, 그 길이는 이동 통신 시스템에서 각각의 확산 계수의 정수배로서 표현될 수 있다. 개별적인 확산 코드가 2 ^m -1의 길이를 가지기 때문에, 하나의 코드 심벌은 발생된 확산 코드에 부가된다.

코드 시퀀스, 확산 코드, 교차-상관, 확산 코드 서브셋, 코드 심벌.

Description

코드 분할 다중 접속 통신에서 4 위상 확산 코드 {QUADRIPHASE SPREADING CODES IN CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION}

본 발명은 확산 스펙트럼 통신에 관한 것이며, 특히 코드 분할 다중 접속 통신에서 확산 및 역확산(despreading) 기능을 수행하기 위하여 이용된 최적의 코드 시퀀스를 생성시키는 것에 관한 것이다.

직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 시스템은 광대역 시스템인데, 이 시스템의전체 주파수 대역폭은 항상, 각각의 사용자에게 이용 가능하다. DSSS 시스템은 정보 심벌의 전송을 위해 필요로 되는 것보다 전송된 신호의 대역폭을 훨씬 더 확장 또는 "확산하는" 확산 신호를 이용한다. 확산 신호는 통상적으로 확산 또는 스크램블링 (scrambling) 코드 또는 시퀀스라고 칭한다. 일반적으로, 이 설명을 위하여 용어 확산 코드가 채택된다. DSSS 시스템에서 상이한 사용자는 상이한 확산 코드를 이용하여 구별된다. 이것이 DSSS 시스템이 또한 직접 시퀀스-코드 분할 다중 접속(DS-CDMA) 시스템으로 언급되는 이유이다. 일반적으로, 확산 코드는 세트{+1, -1}에 속하는 원소를 갖는 2-위상이거나, 복소 평면 내의 단위원상의 등거리 지점에 대응하는 복소수 세트에 속하는 원소를 갖는 다위상이다. 가령, 4-위상은 원점으로부터 단위 길이의 네 개의 지점에 대응한다.

일반적으로, 증가하는 확산 코드의 수 및 감소하는 간섭 사이에 트레이드-오프가 있다. 특히, 이동국으로부터 기지국으로의 업링크 방향에서 이동국 사용자를 구별하기 위하여 이용된 확산 코드의 수는 가능한 한 많아야만 한다. 왜냐하면, 보다 많은 확산 코드가 보다 많은 무선 채널을 제공하여 보다 많은 이동국이 동시에 동일한 지역에서 통신할 수 있도록 하기 때문이다. 그러나 CDMA 시스템 내의 용량이 증가되어 모든 사용자에 대한 통신의 품질을 감소시키는 비용-간섭이 발생된다. 그러나, 임의의 2개의 확산 코드 사이의 상관 양이 감소되어 이들 코드를 이용하여 통신하는 이동국 사이의 간섭을 최소화하는 것이 바람직하다. 일반적으로, 임의의 2개의 확산 코드 사이에 최대의 주기적인 교차-상관은 가능한 한 낮아야만 한다.

또한 우수 상관(even correlation)이라 칭하는 주기적인 교차-상관은 데이터 변조 포맷이 상관 동작 동안 변하지 않는다는 가정하에서 상관 출력과 동등하다. 실제로, 연속적인 데이터 변조 심벌은 주기적인 값이라기 보다는 차라리 랜덤값을 갖는다. 그러므로, 기수 상관 함수는 간섭 신호의 데이터 심벌이 상관 동작 동안 변화할 때 상관 출력을 보다 양호하게 표시한다. 우수 및 기수 둘 모두의 상관 함수가 평가되어 한 쌍의 이동국에 할당된 임의의 두 확산 코드에 대한 간섭 측정값을 획득하여 교차-상관 정도를 결정하지만, 기수 교차-상관은 소정의 확산 코드 세트에 대하여 이론적으로 결정하기 어렵다. 그러므로, 우수 상관 함수가 이용되어 상이한 확산 코드 군 또는 세트를 비교하여 최적의 군/세트를 결정하기 위하여 이용된다.

본 발명은 예를 들어 광대역-CDMA(WCDMA) 이동 무선 통신 시스템에서 이용하기 위한 최적의 확산 코드 세트를 제공한다. 이 확산 코드 세트가 기지국으로부터 동기화된 다운링크 전송시에 이용될 수 있을지라도, 이것은 이동국으로부터 기지국으로의 업링크 방향에서 특히 유용하며, 여기서 상이한 이동국은 서로 동기화되지 않는다. 최적의 확산 코드 군은 상이한 이동국간의 가능한 모든 시간 시프트에 대하여 확산 코드들 사이에 또한 낮은 교차-상관을 갖는 상당히 많은 수의 코드를 제공한다. 이 방법에서, 이동 통신 시스템 용량은 상당히 증가하지만, 다른 이동국으로/으로부터 최소의 간섭을 갖는 만족스러운 이동 통신을 제공한다.

바람직한 실시예에서, 최적의 코드 군은 길이가 L = 2 ^m -1인 4-위상 코드 시퀀스의 S(2) 군이며, 여기서 m은 5 보다 크거나 같은 정수이다. S(2)군 내의 코드는 제1 성분 4진 시퀀스(component quaternary sequence)(a(n)), 제2 성분 2진 시퀀스(b(n)), 및 제3 성분 2진 시퀀스(c(n))를 포함하는 3개의 성분 시퀀스를 모듈로-4 합산함으로써 발생되며, 여기서 2진 시퀀스(b(n) 및 c(n))는 합산하기 전에 2와 승산된다. 이 군의 크기 즉, 4진 확산 코드의 수는 (L+2)(L+1)²이며, 임의의 두 코드 사이의 최대 교차-상관은

이다. 3개의 성분 시퀀스는 대응 선형 피드백 시프트-레지스터 발생기를 이용하여 발생될 수 있다. S(2) 시퀀스와 상이한 (L+2)(L+1)²의 세트는 상이한 초기 시프트-레지스터 상태: a(n) 시퀀스에 대한 (L+2) 초기 상태 및 b(n)과 c(n) 시퀀스에 대한 (L+1) 초기 상태에 의해 발생된 상이한 성분 시퀀스를 결합하여 얻어진다.

일 예로서, 255 칩의 길이(L)를 갖는 S(2) 확산 코드의 수는 65의 최대 절대 우수 교차-상관을 갖는 16,842,752이다. 천육백만을 넘는 업링크 확산 코드는 상당한 시스템 용량을 제공한다. 단지 256 이동국이 단일 기지국 섹터 내에서 서비스된다라고 가정하면, 65,792 코드 세트는 이동 통신 시스템에서 재 이용될 수 있다. 이 많은 수의 코드 세트는 네트워크 계획시에 상당한 유연성 (flexibility)을 제공한다.

S(2) 군으로부터 확산 코드가 랜덤하게 선택되어 CDMA 이동 통신 시스템 내의 다양한 사용자에게 할당될 수 있을지라도, 본 발명의 바람직한 실시예에서는 랜덤 코드 선택과 비교하여 보다 유용한 결과를 성취하는 특정한 코드 할당 절차에 따라서 확산 코드를 할당한다. 전체의 이동 통신 시스템이 S(2) 코드 군을 이용한다고 가정하면, S(2) 코드 군의 특정한 확산 코드 서브셋은 각각의 기지국(또는 기지국 섹터)에 할당된다. 이 확산 코드 세브셋은 S(0) 및/또는 S(1) 코드 군과 동일한 교차 상관 특성을 가져서 S(2) 코드군으로부터 랜덤하게 선택된 코드와 비교하여 동일한 기지국(또는 동일한 기지국 섹터)에서 동작하는 이동국에 대해 감소된 간섭을 제공한다.

용량은 통신 시스템의 한가지 중요한 양상이지만, 서비스도 또한 매우 중요하다. 하나 이상의 데이터 레이트를 필요로 하거나 지원할 수 있는 WCDMA 셀룰러 시스템과 같은 이동 통신 시스템에서 제공된 어떤 서비스가 제공된다. 가변 속도 및 다른 서비스를 위하여, 확산 코드의 길이가 이동 통신 시스템에서 각 확산 계수의 정수배로 표현될 수 있는 확산 코드를 제공하는 것이 바람직하다. 이 확산 계수는 단일 데이터 심벌을 확산하기 위해 이용된 칩의 수에 대응한다. CDMA 무선 기지국에서 낮은-복잡성, 다중-사용자 검출을 지원하기 위해선, 코드 주기가 하나 이상의 데이터 심벌을 커버하는 비교적 짧은 확산 코드가 바람직하다.

다중 데이터 레이트를 수행하는 한가지 방법은 대응 확산 계수(SF)가 SF(k)=L/2^k 로 표현되도록 하는 데이터 레이트를 이용하는 것이며, 여기서 L은 코드 군 의 각 확산 코드의 길이이고 k는 양의 정수이고 데이터 레이트에 비례하여 변화한다. 그러므로, 확산 코드 길이는 어떤 2의 거듭제곱이 되어야만 된다. 이 시스템에서 각각의 가능한 확산 계수의 정수배로 표현할 수 있는 확산 코드 길이가 수신기에서 전체의 동기화를 상당히 경감시키면, 확산 코드 길이가 데이터 레이트와 무관하게 된다. 다시 말하면, 확산 코드 주기가 정수의 데이터 심벌을 포함한다면, 수신기에서의 데이터 프레임 및 데이터 동기화는 그 수신기 역확산 시퀀스가 입력 신호와 동기화될때 자동적으로 도출된다. 그렇지 않으면, (상대적으로 적은) 확산 코드 주기에 관계하는 데이터 심벌 위치는 전체 시간에 걸쳐 변동하는데, 즉 이는 연속적인 확산 코드 주기에서 상이하게 된다. 결과적으로, 단일 데이터 동기화 신호를 확산 코드 주기에 부가하기 어렵고 따라서 코드 동기화 회로 이외에 개별적인 회로가 데이터 동기화를 포착하고 추적하기 위하여 이용된다.

그러나, 통상적인 확산 코드 군에서 코드의 길이(L)는 상술된 S(2) 확산 코드 군과 같이, 2 ^m -1이다. 가령, m=8이라면, 그 코드의 길이는 255이다. 최소의 교차-상관 코드 간섭에서 최적의 높은 용량의 이점을 얻을 뿐만 아니라 가변 데이터 레이트 적용을 지원하기 위하여, 본 발명은 코드 심벌로 각각의 확산 코드의 길이를 확장하여 확산 코드 길이가 2의 거듭제곱이 되도록 한다. 바람직한 실시예에서, 부가적인 코드 심벌은 각 확산 코드의 종단에 부가된다. 특히, 확장된 확산 코드는 원래의(확장되지 않은) 코드 길이(L)의 L 심벌 이후에 또다른 코드 심벌을 부가하여 얻어진다.

한 실시예에서, 부가된 코드 심벌은 고정될 수 있는데, 즉, 그 군 내의 모든 확산 코드에 대하여 동일한 값을 갖는다. 다른 실시예에서, 부가된 코드 심벌은 원래의 확산 코드의 제1 칩과 동일한 값을 갖는다. S(2) 확산 코드군과 유사한 4진 확산 코드의 경우에, 부가적인 확산 코드 심벌은 네 개의 가능한 값 즉, 0,1,2, 또는 3을 가질 수 있다. 바람직하게, 부가 확산 코드의 값이 선택되어 확장된 확산 코드들간의 상호 교차-상관을 최적화한다.

도 1은 본 발명이 유용하게 이용될 수 있는 이동 통신 시스템의 블럭도.

도 2는 본 발명이 유용하게 이용될 수 있는 무선국 송수신기의 블럭도.

도 3은 도 2에 도시된 확산기 및 변조기 블럭의 추가적인 세부사항들을 도시한 블럭도.

도 4는 복소 평면에서 네 개의 4 위상값을 도시한 도면.

도 5는 본 발명에 따른 최적의 S(2) 확산 코드 군으로부터 확산 코드를 제공하기 위한 절차를 도시한 흐름도.

도 6은 도 2에 도시된 코드 발생기를 더 상세히 도시한 도면.

도 7은 고정된 확장 심벌 실시예에 따른 확장된 확산 코드 발생기를 도시한 도면.

도 8은 주기적인 확장 심벌 실시예에 따른 확장된 확산 코드 발생기를 도시한 도면.

도 9는 본 발명의 확장된 확산 코드 실시예에 따른 절차를 도시한 블럭도.

도 10은 고정되고 주기적인 확장된 확산 코드의 동작을 도시한 그래프.

본 발명의 상기 및 그 외 다른 목적, 특징, 및 이점은 이하의 보다 바람직한 실시예의 서술뿐만 아니라 첨부 도면에 도시된 것으로부터 명백해질 것이며, 도면에서 동일한 구성요소에는 동일한 참조 번호가 병기되어 있다. 도면은 크기에 비례할 필요는 없고 대신에, 본 발명의 원리를 설명하는데 중점을 두었다.

이하의 설명은 본 발명을 설명하고자 하는 것이지 본 발명을 제한하려는 것이 아니며, 본 발명을 보다 완전하게 이해하도록 특정 실시예, 절차, 기술 등등과 같은 특정한 세부사항이 설명된다. 그러나, 본 발명이 이러한 특정한 세부사항을 벗어난 다른 실시예로 실행될 수 있다는 것을 당업자들은 충분히 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 본 발명이 종종 업링크 확산 코드를 이용하는 이동 무선국에 대해 서술하였지만, 본 발명은 다른 무선국, 예들 들어, 무선 기지국 및 임의의 확산 스펙트럼 통신 시스템에 동등하게 적용 가능하다. 다른 예에서, 널리-공지된 방법, 인터페이스, 장치, 그리고 시그널링 기술의 상세한 설명은 불필요한 세부 항목과 함께 본 발명의 서술을 모호하게 하지 않기 위해 생략된다.

본 발명은 도 1에 도시된 통상적인 무선 전기통신 시스템(UMTS)(10)에 대해서 서술된다. 구름 모양(12)으로 도시된 대표적인 접속-지향(connection-oriented) 외부 코어 네트워크는 예를 들어 공중 교환 전화망(PSTN) 및/또는 종합 정보 통신망 (ISDN)일 수 있다. 구름 모양(14)으로 도시된 대표적인 무접속-지향(conectionless - oriented) 외부 코어 네트워크는 예를 들어 인터넷일 수 있다. 코어 네트워크 둘 다는 대응 서비스 노드(16)에 결합된다. PSTN/ISDN 접속-지향 네트워크(12)는 회로-스위칭 서비스를 제공하는 이동 스위칭 센터(MSC) 노드(16)로 도시된 접속-지향 서비스에 접속된다. 기존의 GSM 모델에서, MSC(16)는 인터페이스(A)를 통하여 기지국 서브시스템(BSS)(22)과 접속되고 나서 인터페이스(A')를 통해서 무선 기지국(23)에 접속된다. 인터넷 무접속-지향 네트워크(14)는 패킷-스위칭 형태의 서비스를 제공하도록 주문된 일반적 패킷 무선 서비스(GPRS) 노드(20)에 접속된다. 각각의 코어 네트워크 서비스 노드(18 및 20)는 무선 접속 네트워크(RAN) 인터페이스를 통하여 UMTS 무선 접속 네트워크(URAN)(24)에 접속된다. URAN(24)는 하나이상의 무선 네트워크 제어기(26)를 포함한다. 각 RNC(26)는 다수의 기지국(BS)(28) 및 URAN(24) 내의 임의의 다른 RNC에 접속된다.

바람직한 실시예에서, 무선 액세스는 CDMA 확산 코드를 이용하여 할당된 개별적인 무선 채널을 갖는 광대역 코드 분할 다중 접속(WCDMA)에 근거한다. WCDMA는 멀티미디어 서비스 및 다른 고속 요구뿐만 아니라 고품질을 보증하는 다이버스티 핸드오프(diversity handoff) 및 RAKE 수신기와 같은 정확한 특성을 위한 대역폭을 제공한다. 각각의 이동국(24)은 자신의 확산 코드를 할당받아 기지국(20)이 특정 이동국으로부터의 전송을 식별하게 할뿐만 아니라 이동국이 자신으로 향하는 기지국으로부터의 전송을 동일한 에어리어내에 제공된 모든 다른 전송 및 잡음으로부터 식별하게 한다.

본 발명이 이용될 수 있는 CDMA 무선국 송수신기(30)가 도 2에 기능 블럭 포맷으로 도시되었다. 당업자들은 본 발명과 특별히 관련되지 않은 CDMA 송수신기에서 이용된 다른 무선 송수신기 기능은 도시되지 않는다는 것을 이해할 것이다. 전송 분기에서, 전송될 정보 비트는 확산기(32)에 의해 수신되고, 상기 확산기는 이들 정보 비트를 확산 코드 발생기(40)에 의해 발생된 확산 코드에 따라서 이용 가능한 주파수 스펙트럼(광대역 CDMA의 경우에, 이 주파수 대역은 예를 들어 5 MHz, 10MHz, 15MHz 또는 그 이상임)을 통하여 확산된다. 제어기(44)는 어느 확산 코드가 코드 발생기(40)에 의해 확산기(32)로 제공되어야만 하는지를 결정한다. 코드 발생기(40)에 의해 제공된 확산 코드는 CDMA 통신 시스템내의 무선 채널에 대응한다. 매우 많은 수의 코드 심벌(종종 "칩"으로 불림)이 이용되어 각각의 정보 비트를 코딩하기(WCDMA 시스템과 같은 가변 데이터 레이트 시스템의 현재 데이터 레이트를 따라서) 때문에, 확산 동작은 데이터 레이트를 상당히 증가시킴으로써 신호의 대역폭을 확장시킨다. 이 확산 신호는 자신을 RF 반송파로 변조하는 변조기(34)에 제공된다. 발진기(42)는 제어기(44)에 의해 선택된 주파수에서 적당한 무선 주파수 반송파를 발생시킨다. 그리고 나서, 변조된 RF 신호는 안테나(38)를 거쳐 무선 인터페이스를 통하여 전송되기 전에, RF 처리 블럭(36)에서 필터링되어 증폭된다.

유사하지만 반대의 동작이 송수신기(30)의 수신 분기에서 수행된다. RF 신호는 안테나(38)에 의해 수신되어 RF 처리 블럭(50)에서 필터링된다. 그리고 나서, 이 처리된 신호는 복조되어 발진기(44)에 의해 제공된 적절한 RF 반송파 신호를 이용하여 복조기(48)에서 RF 반송파로부터 기저대역 신호를 추출한다. 이 복조된 신호는 제어기(44)에 의해 선택되고 코드 발생기(40)에 의해 발생된 코드에 따라서 역확산기(46)에서 역확산된다. 이 역확산 신호는 통상적으로 부가 처리되는 기저대역에서 수신된 정보 비트에 대응한다. 개별적인 기능 블럭들이 무선국 송수신기(30)에 도시되지만, 당업자들은 이러한 기능들이 개별적인 하드웨어 회로, 적절히 프로그래밍된 디지털 마이크로프로세서, 주문형 반도체(ASIC) 및/또는 하나이상의 디지털 신호 처리기(DSP)에 의해 수행될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

도 3은 확산기(32) 및 변조기(34)의 부가적인 세부 사항을 도면으로 도시한 것이다. 유사한 방식이 역방향에서 반대의 기능을 갖는 복조기(48)와 역확산기(46)에 적용된다. 직교 위상 시프트 방식(QPSK)은 데이터 변조(확산기(32)에 의해 수행됨) 및 확산 변조(직교 변조기(34)에 의해 수행됨) 둘다에 이용된다. 도 4는 실수축(I)과 허수축(Q)으로 규정된 복소 평면에 대응하는 단위원에서 네 개의 4 위상 지점을 도시한 것이다. 네 개의 4 위상 알파벳 값은

에 대응하며. 여기서

이다.

도 3에서 확산기(32)는 트래픽 데이터 스트림 및 제어 데이터 스트림과 같은 각각 복조될 두 개의 2위상(+/-1) 정보 스트림을 포함하며, 이들은 각각의 승산기(52 및 54)에 입력되어 확산되고 IQ 다중화된다. 이 트래픽 및 제어 데이터 스트림은 상이한 채널화(channelization) 코드에 의해 확산되고 나서 이들은 I 및 Q 분기로 매핑된다. 수신기에서 I 및 Q 위상 동기화가 불완전할지라도, 채널화 코드는 수신기에서 실수 및 허수 정보 스트림을 각각 식별하고 구별하기 위하여 이용된다. 복수의 트래픽 및 제어 데이터 스트림이 단일 이동국 사용자로부터 병렬로 전송될 경우에(예를 들면, 다중코드(multicode) 전송--매우 고 데이터 레이트로 됨), 복수의 직교 채널화 코드가 이용되어 필요한 병렬 코드 채널을 만든다. 이 채널화 코드는 상이한 확산 계수가 이용될지라도 직교성을 유지하는 소위 직교 가변 확산 계수(OVSF) 코드에 근거할 수 있다. 이 채널화 코드는 모든 이동국에 대해 통상적이다.

I 및 Q 정보 스트림은 CDMA 무선 채널을 통하여 전송될 복소 데이터 스트림의 실수 및 허수 부분을 나타낸다. 본 설명에서, 각각의 실수 및 허수 정보 스트림 및 대응하는 상이한 채널화 코드는 대응 무선 CDMA 확산 코드를 이용하여 확산될 복소 신호를 발생시키기 위하여 이용된다. 그러나, 이 신호가 복소 신호가 될 필요는 없다. 실제로, 본 발명은 임의의 형태의 정보 신호를 확산하도록 이용될 수 있다.

확산 코드 발생기(40)에 의해 발생된 확산 코드는 복소 승산기(60)에 의해 이용되어 복소 정보 신호를 확산시킨다. QPSK 데이터 변조기에서 복소 승산기(60)는 복소 데이터 스트림(I+jQ) 및 복소 확산 코드(예를 들어, 이동국에 일시적으로 할당됨) 사이의 복소 승산을 수행하여 확산 신호 출력을 변조기(34)에 제공한다. 직교 변조기(34)는 확산 신호를 루트 레이즈드 코사인 필터(root-raised cosine filter)와 같은, 대응 펄스-정형 필터(pulse-shaping filter)(62, 64)에 의해 처리되는 실수 스트림(I) 및 허수 스트림 (Q)으로 분할하고 나서, RF 반송파의 동위상 및 직교 버젼을 또한 수신하는 각각의 혼합기(66 및 68)에 제공된다. 변조된 반송파 직교 신호는 합산기(70)에서 합산되어 RF 처리 블럭(36)으로 출력된다.

상술된 바와 같이, 특히 이동국으로부터 기지국으로의 업링크상에서 이동국 사용자를 구별하기 위해 이용되는 CDMA 확산 코드의 수는 보다 많은 이동국이 동시에 동일한 지리적인 에어리어에서 통신할 수 있도록 하기 위하여 가능한 한 많아야만 한다. 다른 한편으로, 확산 코드의 수는 너무 크게될 수 없다: 그렇지 않으면, 이동국간에서 발생된 간섭이 너무 크게되어 통신을 수용할 수 없게 된다. 본 발명은 최적의 밸런스를 지닌 확산 코드 세트를 제공하는 것인데, 이 밸런스는 군 내의 임의의 두 확산 코드 사이에 단지 최소의 주기적인 교차-상관하면서 비교적 많은 수의 확산 코드를 제공한다.

비교를 위하여, 다양한 2-위상 및 4 위상 확산 코드 군의 파라미터가 아래의 테이블(I)에 도시된다. 알파벳 크기는 각각의 코드 심벌이 가정할 수 있는 상이한 값의 수에 대응한다. 2-위상 코드의 경우에, 알파벳 크기는 2이다; 4 위상 코드의 경우에, 알파벳 크기는 4이다. 시퀀스 길이(L)는 각각의 코드에서 코드 심벌("칩)의 수이며 모든 코드 군에 대하여 테이블(I)에서 2 ^m -1과 동일하고, 여기서 m은 양의 정수이며, 그것의 가능한 값은 어떻게 특정 코드 군이 구성되는지에 따라서 제한될 수 있다. 군 크기(M)는 특정한 확산 코드 군에서 코드의 수이다. 군 크기(M)가 크면 클수록, 용량이 크게된다. 최대의 절대 교차-상관(C_max )은 확산 코드 군 내의 임의의 두 확산 코드 사이의 최대의 주기적인 교차-상관이다.

이러한 코드 군의 다양한 특성의 분석에 근거하여, 본 발명자는 S(2) 확산 코드 군이 최대 수(M)의 확산 코드

및 최소 교차-상관

간을 최적으로 절충시킨다라고 결정하였다. 다시 말하면, S(2) 확산 코드에 대하여, 확산 코드의 수 대 교차 상관 피크의 비율은 소정의 확산 코드 길이(L)에 대하여 최대화된다. S(1) 및 S(2) 확산 코드 군은 S(0) 4 위상 확산 코드 군의 구조로부터 일반화됨으로써 얻어진다. S(2) 확산 코드 군은 S(1) 군을 포함하며, 이것은 상이한 a(n) 및 b(n) 성분 시퀀스를 결합함으로써 얻어진 (L+2)(L+1) 확산 코드의 서브셋이다. S(2) 및 S(1) 확산 코드 군은 S(0) 군을 포함하며, 이것은 a(n) 성분 시퀀스 시프트-레지스터의 상이한 초기 상태에 의해 얻어진 (L+2) 확산 코드의 서브셋이다. S(0) 확산 코드 군은 골드(Gold) 확산 코드 군과 동일한 확산 코드의 수를 갖지만, S(0) 군은 적어도

계수만큼 적은 교차-상관을 갖는다.

본 발명의 보다 양호한 이해를 돕기 위하여, S(2) 확산 코드 군의 구조가 이하에 서술된다.

라하고, 여기서

는 차수 m의 Z₄에 대한 기본 다항식이며, 여기서 Z₄ 는 정수의 세트{0,1,2,3} 즉, 모듈로-4 정수의 링(ring)이다. 차수 m=15까지 Z₄ 에 대한 모든 기본 다항식의 목록이 Hammons 등이 IEICE Trans. Commun., vol E76-B, no.8, pp. 804-813에 발표한 "On a Recent 4-Phase Sequence Design for CDMA"에서 알 수 있다.

로서 규정된 Z₄ 에 대한 제 m 차 선형 반복(a_r(n))은

(mod 4),

(1) 은 주기 L = 2 ^m -1의 4진 시퀀스를 발생시킨다. 상기 반복은 피드백 접속을 갖는 시프트 레지스터를 이용하여 수행될 수 있다.

반복 즉, 시프트 레지스터의 적절한 초기 상태를 선택하여 식(1)에서 규정된 반복로부터 얻어질 수 있는 L+2 순환적으로 별개의 시퀀스가 있다. 이 초기 상태

는 m 원소의 벡터이며, 이것은

로 표현된다.

L+2 초기 상태

는 다음의 알고리즘

(2)에 따라서 선택될 수 있고,

여기서

(3)이고

(4).

식(1)-(4)로 규정된 시퀀스의 세트 {a _r (n)}는 S(0) 군의 시퀀스를 나타내고 그것의 파라미터는 테이블(I)에 제공된다.

길이 225의 시퀀스 세트{a _r (n)}는 Z ₄ 에 대한 차수 8의 기본 다항식에 의해 발생될 수 있다. 대응 시프트-레지스터 발생기의 가장 간단한 피드백 접속을 제공하는 차수 8의 기본 다항식은

(5)와 같다.

S(1) 군의 시퀀스 {y _u (n)},u=0,1,...,(L+2)(L+1)-1는 세트{a _r (n)}, r=0,1,2,...,(L+1)로부터 4진 시퀀스와 동일한 길이의 2진 시퀀스{b _s (n)},s= 0,1,2,...,L를 결합하여 얻어진 S(0) 시퀀스 군의 일반화이다. 정확한 알고리즘이 다음의 관계

(6)에 의해 제공된다. 시퀀스(b _s (n))는 다항식

에 의해

(7)로 규정된 Z ₂ 에 대한 선형 반복에 의해 얻어지며, 여기서

은

을 만족시키는 최소 정수이다.

다항식

은 다항식과 관련되어 있고 다음의 관계

(8)에 따라서

(9)에 의해 제공된 다항식

으로부터 얻어진다.

식(5)에 의해 제공된

에 대하여, 대응하는

은

(10)과 동등하다. L+1 별개의 (그러나, 순환적으로 별개이지는 않음) 시퀀스의 세트

는 식(7)에서 규정된 반복의 적절한 초기 상태에 의해 규정된다. L+1 초기 상태

는

(11)로 규정된다.

실제 초기 상태

는 다음 표기(notation)

에 따라서 식(11)에 의해 규정된 대응하는 다항식

의 계수에 의해 제공된다.

S(2) 군의 시퀀스{z_v(n)}, v=0,1,2,...,(L+1)(L+2)²-1는 S(0) 및 S(1) 군을 이용하여 보다 일반화된다. 그것은 다음의 관계

(12)에 따라서 L+1 이진 시퀀스의 부가적인 세트{c_t (n)}와 사전에 규정된 (a_r (n))과 (b_s (n))으로부터의 시퀀스를 결합함으로써 얻어진다.

상기 세트 S(2)에 대한 계산(enumeration) 알고리즘은

(13)에 의해 규정된다.

시퀀스(c _t (n))는 다항식

에 의해

(14)로 규정된 Z ₂ 에 대한 선형 반복에 의해 얻어지며, 여기서

은

를 만족시키는 최소 정수이다. 다항식

은 다항식

과 관련되어 있고 다음의 관계

(16)에 따라서

(15)로 제공된 다항식(f(x)')으로부터 얻어진다. 식(5)에 의해 제공된 h(x)에 대하여, 대응

는

(17)과 동등하다. L+1 별개의(그러나 순환적으로 별개이지는 않음) 시퀀스의 세트(c _t (n))는 반복(14)의 적절한 초기 상태에 의해 규정된다. 이러한 상태는 이미 식(11)에서 규정된다.

S(2) 확산 코드 군에 대한 상기 구조는 세트{0,1,2,3}이 속하는 원소를 갖는 4진 코드를 발생시킨다. 2-위상

값인 실수 및 허수 부분과 함께 즉, 세트

에 속하는 성분과 함께 일정한 인벨롭(envelope)을 갖는 복소 4 위상 확산 코드를 얻기 위하여, 다음의 변환

이 적용된다.

S(2) 군의 확산 코드가 구성되는 방법의 수학적인 설명과 함께, 도 5의 기능 블럭 포맷에 도시된 이동 호출 루틴(블럭 80)이 지금부터 참조된다. 초기에, 이동국은 랜덤 액세스 채널(RACH)을 통하여 트래픽 채널을 전송함으로써 트래픽 채널(TCH)을 요청한다(블럭 82). 랜덤 액세스 채널은 이동국이 그 랜덤 액세스 채널을 통하여 송수신기에 이용하는 하나이상의 대응 확산 코드를 갖는다. 이동국의 요청에 응답하여, 기지국은 할당된 무선 채널에 대응하는 S(2) 확산 코드 군으로부터 확산 코드(z_v (n))의 수 "v"를 랜덤 액세스 채널을 통하여 이동국으로 전송한다 (블럭 84). z_v (n)은 식(12)에서 규정되고, v는 상기 식(13)에서 규정된다. 확산 코드의 수(v)를 이용하여, 이동국은 식(1),(7) 및 (14) 각각에서 규정된 세 개의 성분 시퀀스(a_r (n),b_s (n), 및 c_t (t))를 발생시키기 위해 이용된 시프트 레지스터의 초기 상태를 특정하게 식별하는 서수(r,s 및 t)를 결정한다. 이러한 세 개의 성분 시퀀스가 결합되어 식(12)에 따라서 대응 S(2) 4진 확산 코드 z_v (n)를 제공한다(블럭 88). 그리고 나서, S(2) 4진 확산 코드는 대응 4 위상 확산 코드로 매핑되어(블럭 90) 발생된 4 위상 확산 코드를 이용하여 정보를 (이동국에서 현재 수행되고 있는 송신 또는 수신 동작에 따라서) 확산/역확산한다(블럭 92).

도 6은 본 발명의 한 실시예에 따라서 S(2) 4 위상 확산(및 역확산) 코드를 발생시키는 코드 발생기(40)의 시프트 레지스터 수행의 일예를 도시한 것이다. 코드 발생기(40)는 세 개의 선형 피드백 시프트 레지스터(100, 102, 및 104)를 포함한다. 각각의 시프트 레지스터는 8개의 메모리 소자(시프트 스테이지)(0-7)를 포함한다. 각각의 칩 구간의 초기에, 각각의 메모리 소자의 내용은 인접한 우측의 메모리 소자로 이동된다(시프트된다). 메모리 소자의 출력은 각각의 반복 식의 계수와 승산되고 나서 모듈로 4(또는 2) 합산된다. 그 합산의 결과는 다음의 칩 구간의 초기에 최좌측 메모리 소자내에 저장된다.

시프트 레지스터(104)는 식(1)에 규정된 선형 반복(a_r (n))을 수행한다. 식 (7) 및 (14)에 따라서 시프트 레지스터(102)는 b_s (n) 시퀀스를 발생시키고, 시프트 레지스터(100)는 c_t (n) 시퀀스를 발생시킨다. 시프트 레지스터(100 및 102)의 출력은 각각의 승산기(106 및 108)에서 2와 승산된다. 대응하는 3개의 시프트 레지스터에 의해 출력된 3개의 시퀀스 각각은 합산기(110)에서 합산되어 맵퍼(mapper) (112)를 통하여 대응 S(2) 4 위상 확산 코드로 변환될 S(2) 4진 코드를 발생시킨다. 물론, S(2) 4진 코드 출력은 식((2),(3),(4),(11))에 따라서 결정된 시프트 레지스터에서의 실제 초기 상태 세트에 좌우된다. 그러한 초기 상태는 이동국 및 기지국 송수신기 둘 모두에서 송신기 및 수신기 내의 적응형 파라미터의 적절한 값을 설정하는 송수신기 제어기(44)에 의해 적절한 시프트 레지스터로의 입력이 될 수 있다. 본 실시예에서, 확산 코드 발생기(40)가 필요한 S(2) 확산 코드를 필요한 대로 발생시키는 시프트 레지스터를 이용하여 수행될지라도, 그러한 S(2) 확산 코드는 사전에 발생되어, 메모리 내에 저장되며, 테이블 룩업 기능(table lookup fucntion)에 의해 검색될 수 있다.

그러므로, 본 발명은 최소의 교차-상관을 갖는 특정 길이의 CDMA 확산 코드의 최대 수를 제공하는 4 위상 CDMA 확산 코드의 군을 제공한다. 동시에, 이러한 확산 코드는 확산기와 역확산기의 실제 수행을 위해 매우 편리한 적은 시그널링 알파벳을 갖는다.

S(2) 군의 확산 코드가 랜덤하게 할당될 수 있을지라도, 본 실시예는 S(2) 군으로부터 코드를 보다 유용한 방식으로 할당한다. 상기 도시된 바와 같이, S(1) 및 S(0) 확산 코드 군은 S(2) 코드 군의 서브셋이며 보다 양호한 교차-상관 특성을 가지므로 이동국 사용자들 사이의 간섭을 보다 적게 발생시킨다. 상기 테이블(1)은 S(1) 코드 군 및 S(0) 코드 군 각각이 S(2) 코드 군으로서 최대의 절대 교차-상관의 1/2 및 1/4를 갖는다는 것을 나타낸다.

이 실시예에서, S(2) 군에 의해 제공된 많은 수의 코드는 이동 통신 시스템에 의해 이용되지만, S(2) 코드의 특정 서브셋은 특정 기지국 또는 기지국 섹터에 할당된다. 결국, CDMA 셀룰러 네트워크의 특정 에어리어에서 이동국 사용자의 수에 따라서, 서비스 풀질이 개선된다. 즉, 동일한 기지국 또는 기지국 섹터에 접속된 이동국 사용자 사이의 간섭이 줄어든다. 예를 들면, 이동 통신 시스템은 길이 L = 255의 S(2) 확산 코드를 이용할 수 있다. 제1 기지국(BS0)은 인덱스(r=0, 1,2,...,256; s=0; t=0)을 갖는 성분 시퀀스에 의해 규정된 S(2) 코드의 세브셋을 할당받는다. 다시 말하면, BS0는 "순(pure)" S(0) 군의 코드를 할당받는다. 제2의 인접한 기지국(BS1)은 인덱스(r= 0, 1,2,...,256; s=1; t=0)에 대응하는 성분 시퀀스에 의해 규정된 S(2) 확산 코드의 다른 서브셋을 할당받는다. 제2의 기지국 코드는 순 S(0) 코드와 매우 유사하고(S(0)) 코드는 칩마다 공통의 성분 시퀀스(b₁ (n))와 승산됨) 반드시 동일한 특성을 갖는다. S(2) 코드 서브셋 할당의 결과로서, 각각의 기지국에 대하여 그렇게 할당된 S(2) 코드 사이의 교차-상관은 S(0) 코드 군에 대한 교차-상관과 동일하다. 즉, 일반적으로 S(2) 군에 대한 교차-상관에 비교할 때, 코드 사이의 교차-상관이 줄어든다.

그러한 S(2) 서브셋 코드 할당 전략을 이용하면, 동일한 기지국에 접속된 이동국들 사이의 상호 간섭이 최소화되고, 기지국들 사이의 간섭이 또한 S(2) 코드의 특성에 따라 제한된다. S(2) 서브셋 코드 할당 전략은 일반적으로 다음과 같이 규정된다: 각각의 BS(또는 BS 섹터)는 각각의 기지국(또는 기지국 섹터)에 대해 특정한 인덱스(r=0,1,2,...,L+1) 및 인덱스 (s 및 t)를 갖는 세 개의 성분 시퀀스에 의해 규정된 S(2)군으로부터 적어도 L+2 확산 코드를 갖는다. 즉, 인덱스(s 및 t)는 상이한 기지국에 대하여 상이한 정수값을 갖는다.

이 서브셋 코드 할당 방식이 일반적인 S(2) 코드 군과 비교할 때, 기지국/섹터 내의 이동국 사용자 사이의 교차-상관을 감소시키는데 있어서 유용하지만, 핸드-오버(hand-over) 상태는 어떤 특정한 준비를 필요로 한다. 호출의 지속기간 동안, 이동국이 핸드-오버 동안 원래의 소스 기지국으로부터 목적지 기지국으로 변경될지라도, 이동국은 소스 기지국/섹터에 의한 호출의 초기에 할당된 동일한 확산 코드를 유지한다. 목적지 기지국에 접속되는 동안 소스 기지국에 의해 할당된 코드를 이용하면은 S(0) 군에 대한 간섭보다 큰 간섭이 발생될 수 있다. 그러나 그 간섭은 S(2) 코드 세트에 대해서 규정된 간섭보다는 여전히 크지 않다.

소스 기지국이 특정한 확산 코드를 이동국으로 할당하는 핸드-오버 상황에서, 두 개의 이동국이 동일한 코드를 할당받는 상황을 피하기 위하여 핸드-오버된 이동국이 호출을 종료하기 전에, 소스 기지국은 동일한 확산 코드를 할당하지 못하게 된다. 이를 성취하는 한 방법은 소스 기지국이 각각의 이용 가능한 확산 코드에 타임-아웃 플래그를 할당하는 것이다. 이 타임-아웃 플래그가 설정되는데, 이것은 코드가 할당된 후에 소정의 시간 간격이 경과하기만 하면, 이 코드는 다른 이동국에 할당될 수 있다는 것을 의미한다. 또한, 이 플래그는 이동국이 단지 핸드오버시에만 제로가 아닌 시간 경과값을 갖는데, 이 시간 경과 간격은 핸드오버 시간에서 시작된다. 두 가지 방법중 한 방법에서, 이동국이 인접한 기지국에 접속되는 때와 동시에 동일한 코드는 두 개의 이동국으로 할당되지 못하게 된다.

S(2) 또는 다른 군의 확산 코드의 구조는 길이(L = 2 ^m -1)를 각각 갖는 확산 코드를 발생시킨다. 결국, 각각의 코드의 길이는 2의 거듭제곱이 아니다. 그러나, 상이한 서비스중 어느 서비스가 현재 동작하고 있는지에 따라서 동일한 물리적인 무선 채널을 통하여 상이한 데이터 레이트를 지원하는 CDMA 시스템에서, 확산 코드 길이는 다중-속도 CDMA 시스템에서 존재하는 각각의 확산 계수의 배수로서 표현되어야만 한다. 확산 계수는 데이터 심벌 내의 칩의 수이다(복수의 데이터 칩이 이용되어 한 데이터 비트를 확산함). 다중 데이터 레이트를 수행하는 한 방법은 대응 확산 계수(SF)를

로 표현되도록 하는 그러한 데이터 레이트를 이용하는 것이며, 여기서 변수 k는 데이터 레이트에 비례한다. 더구나, 데이터 심벌 내의 칩의 수는 정수이여야만 하기 때문에, 확산 시퀀스 길이는 2의 거듭제곱이어야만 한다.

결국, S(2) 군에 속하는 확산 코드 시퀀스는 다중-속도 CDMA 시스템에서 최적의 이용을 위하여 하나의 4진 심벌로 확장되어야만 된다. 본 발명은 하드웨어 구현의 복잡성을 최소화하면서 확산 코드 군에서의 확산 코드 사이의 최대 교차-상관을 증가시키지 않고, 확산 코드 확장을 제공함으로써 이런 요구를 해결한다.

하드웨어 구현의 복잡성을 감소시키고자 하는 바람직한 실시예에서, 확산 코드 심벌은 원래 확산 코드의 종단에 추가되어 한 심벌만큼 코드를 확장한다. 물론, 원래 확산 코드의 길이는 원래 코드의 다른 위치로 코드 심벌을 부가함으로써 확장될 수 있다. 다시 말하면, 확장된 확산 코드는 원래 확장되지 않은 확산 코드의 길이(L = 2 ^m -1)의 L 심벌 뒤에 부가적인 확산 코드 심벌을 부가함으로써 얻어질 수 있다.

고정된 코드 확산의 한 실시예에서, 부가적인 코드 심벌이 고정된다, 즉 모든 코드 확산에 대하여 동일하다. S(2) 군의 확산 코드와 같은 4진 코드의 경우에, 부가적인 확산 코드 심벌이 네 개의 가능한 값을 가질 수 있다. 특정한 코드 심벌 값 즉, 칩 값이 선택되어 세트내의 확장된 시퀀스 즉, S(2) 시퀀스간의 상호 교차-상관을 최소화한다.

고정된 코드 확산의 실시예는 원래 S(2) 확산 코드의 길이(255)에 대하여 도 7에 도시되고, 여기서 도 6으로부터의 동일한 구성요소에는 동일한 참조 문자가 병기되어 있다. 도 7에서 코드 발생기(40')는 성분 시퀀스(a _r (n))를 발생시키는 시프트 레지스터(104)의 각각의 메모리 소자의 출력에 접속된 비교기(120)를 포함한다. 더구나, 시프트 레지스터(104)의 초기 상태

를 포함하는 대응 레지스터(122)는 비교기(120)의 남아있는 이용가능한 입력에 접속된다. 게다가, 스위치 블럭(124)은 한 입력 단자에서 합산기(110)의 출력에 접속된다. 다른 입력 단자는 고정된 코드 심벌 값

에 접속되며, 상기 스위치의 출력은 맵퍼(112)에 접속된다. 비교기(120)로부터의 출력은 모든 세 개의 레지스터(100, 102, 및 104)의 시프팅 동작을 중지시킬 뿐만 아니라 스위치(124)의 상태를 제어한다.

동작시에, 이 비교기(120)는 성분 시퀀스(a_r (n))의 종단을 검출하여 원래 S(2) 확산 신호의 종단을 검출한다. 단지 성분 시퀀스(a_r (n))만이 S(2) 확산 코드와 동일한 주기를 갖는다. 다른 두 성분 시퀀스(b_s (n) 및 c_t (n))는 S(2) 확산 코드의 주기 내에 포함된 보다 짧은 주기를 가지므로, 이들은 S(2) 확산 코드의 종단을 검출하기 위해 이용되지 않는다. 성분 시퀀스(a_r (n))의 종단은 시프트 레지스터(104)의 동일한 상태의 다음의 주기의 발생을 검출함으로써 검출되며, 그 상태는 코드 발생기(40) 동작의 초기화시에 레지스터(104)에 로딩된다. 코드 발생기(40)의 초기화 동안, 모든 세 개의 시프트 레지스터(100, 102, 및 104)는 대응 초기 상태로 로딩되고 나서 병렬로 실행되기 위하여 해제진다. 그러나, 단지 시프트 레지스터 (104)의 내부 상태만이 비교기(120)에 의해 모니터된다.

원래 확산 코드의 종단이 비교기(120)에 의해 검출될 때, 비교기(120)는 다음 확산 코드 심벌 사이클 동안 시프트 중지 동작을 발생시킨다. 그 때에, 임의의 한 세트 값(0,1,2, 또는 3)중 하나일 수 있는 확장 심벌

은 스위치(124)가 비교기로부터의 출력에 따라서

터미널에 순간적으로 접속될 때 코드의 종단에 부가된다. 그 시간 동안, 모든 세 개의 시프트 레지스터의 내부 상태는 변화되지 않은 채로 남아있다. 결과적으로, S(2) 확산 코드는 2의 거듭제곱인 256 심벌, 즉 2⁸ = 256 에 대하여 한 심벌만큼 확장된다. 삽입된 칩 구간 이후에, 세 개의 시프트 레지스터는 이들 초기 상태의 실제 재로딩 없이 대응 초기 상태로부터 시프팅을 시작한다.

도 8은 원래 확산 코드가 단일 칩에 의해 확장되는 주기적인 코드 확장 실시예를 도시한 것이며, 그 단일 칩의 값은 원래 확산 코드의 제1 심벌의 값과 동일하다. 도 8에 도시된 코드 발생기(40'')의 구조 및 동작은 도 7에 도시된 코드 발생기(40')에 대하여 상술된 구조 및 동작과 유사하다. 그러나, 이 스위치(124)는 이용되지 않고; 여분의 칩을 제공하는 임의의 외부 소스("

")도 없다. 대신에, 원래 확산 코드의 종단이 비교기(120)에 의해 검출될 때, 코드 발생기(40)의 대응 출력은 확장된(256 - th) 칩 값을 나타낸다. 모든 시프트 레지스터에서 시프팅은 다음 칩 사이클 동안 중지되어, 초기 상태와 동일한 상태가 다음 확산 코드 주기의 제1 칩 사이클에서 나타난다. 삽입된 칩 구간 이후에, 세 개의 시프트 레지스터는 실제 그러한 초기 상태의 재-로딩 없이 그들의 대응 초기 상태로부터 시프팅을 계속한다.

따라서, 원래 확산 코드 내의 제1 심벌과 동일한 부가적인 심벌 코드가 부가된 하드웨어를 가지지 않은 원래 확산 코드 내의 마지막 심벌 이후에 삽입된다. 이 동일한 주기적인 확장은 확장된 확산 코드의 종단을 나타내는 모듈러 카운터, 이 예에서는 모듈로-256(L = 255)을 이용하여 수행될 수 있다(보다 일반적으로 카운터의 모듈러스는 확장된 확산 코드의 주기와 동일하다). 동작에서, 시프트 레지스터는 코드 주기의 종단에서 통상적으로 다시 초기화되고 다음 칩 출력으로서 시프트 레지스터의 초기 상태에 의해 결정된 바와 같은 제1 칩 코드를 발생시킨다. 그러나, 이 제1 칩이 출력된 후에 (발생된 확산 코드를 한 칩만큼 확장함), 카운터는 시프트 레지스터가 자신들 각각의 초기 상태를 재로딩하도록 하여 확장된 코드 발생 동작이 다시 재 시작되도록 하는 출력을 발생시킨다.

본 발명에 따른 절차를 도시한 확장된 코드 루틴(블럭 200)이 지금부터 참조된다. 초기에, 원래 확산 코드 군이 발생되는데(블럭 202), 각각의 코드는 길이(L)를 갖는다. 각각의 발생된 확산 코드에 대하여, 원래 확산 코드의 종단이 검출된다(블럭 204). 코드 발생기에서 시프팅 및 선형 피드백 동작이 순간적으로 중지된다(블럭 206). 상술된 두 실시예에서 서술된 고정된 확산 코드 확장 절차가 선택될 것인지 또는 주기적인 확산 코드 확장 절차가 선택될 것인지 여부가 블럭(208)에서 결정된다. 확산 코드를 주기적으로 확장하기 위하여, 그 코드 내의 제1 심벌과 동일한 확산 코드 심벌이 확산 코드의 종단에 부가된다(블럭 210). 고정된 확산 코드 확장을 위하여, 고정된 코드 심벌이 확산 코드의 종단에 부가된다(블럭 212). 코드 확장 과정은 각각의 발생된 코드에 대하여 반복된다(블럭 214). 물론, 일단 특정 형태의 확장으로 판단이 이루어지면, 블럭(208)에서의 판단은 더 이상 이루어지지 않는다.

S(2) 군의 확산 코드에 대하여, 상술된 모든 확장 절차는 용이하게 그리고 최소의 하드웨어로 수행될 수 있다. 이러한 확장된 S(2) 코드는 확장된 코드들간의 최소 교차 상관과 균형을 이루는 최대수의 사용자를 허용하면서 다중속도 통신을 최적화하기 위하여 필요한 유연성을 제공한다. 확장된 코드의 교차-상관 특성이 이론적으로 예측하기 어렵기 때문에, 확장된 S(2) 확산 코드의 다음의 수행성능 평가는 수학적으로 행하여진다.

고정되고 주기적인 확산 코드 확장의 수행성능은 도10과 관련하여 지금부터 고려되며 K의 동시 사용자를 갖는 다중 접속 시스템에서 평균 비트 에러 확률(P _e )의 계산에 근거한다. 그 비트 에러 확률 계산은 다음과 같은 코드-쌍 교차-상관 확률 밀도 함수

(19)의 (K-2)-곱 컨볼루션(convolution)을 포함하는 분석 공식의 수치 평가에 따라서 수행되며, 여기서

, E _b 는 데이터 비트(확산 시퀀스) 에너지이며, N ₀ 는 가우스 잡음 전력 스펙트럼 밀도이고, f _I (z)는 다중 접속 간섭 확률 밀도 함수(PDF)이다. 그 함수(f _I (z))는 코드-쌍 교차-상관 PDF(f _pair (z'))의 (K-2)-곱 컨볼루션에 의해 얻어진다. 즉,

코드 심벌(칩) 주기의 정수배에 대응하는 사용자간의 BPSK 데이터 변조 포멧 및 시간 시프트가 추정되어 교차-상관 확률 밀도 함수가 이산이라고 추정된다. 이 교차-상관 확률 밀도 함수는 제공된 확산 코드의 세트내에서 우수 및 기수의 교차-상관의 실수 부분의 모든 상이한 값을 카운트함으로써 얻어진다. 교차-상관 확률 밀도 함수는 길이 L = 32의 확장된 S(1) 확산 코드S(2)) 확산 코드의 서브셋을 형성함)에 대하여 평가된다.

고정된 확장 방법 및 주기적인 확장 방법 둘 모두는 거의 동일한 성능을 갖는다는 것이 발견되었다. K = 4의 동시 사용자에 대한 평균 비트 에러 확률(P_e)은 길이(32)의 주기적으로 확장된 S(1) 시퀀스 뿐만 아니라, 고정된 심벌(3과 동일함)에 의해 확장된 S(1) 시퀀스를 이용하여 도 10에 도시된다. 확장되지 않은 S(1) 시퀀스와 확장된 S(1) 시퀀스 사이의 성능을 비교하면, 확장되지 않은 확산 코드는 자신이 보다 작은 C_max 값을 가지기 때문에 보다 좋은 성능을 가져야만 한다고 최대의 절대적인 주기 교차-상관(C_max )에 근거하여 예상될 것이다. 사용자의 수가 K = 4라면, 주기적으로 확장된 확산 코드는 다소 높은 평균 비트 에러율을 발생시킨다. 그러나, 사용자의 수가 K = 6으로 증가될 때, 확장된 코드는 놀랍게도 확장되지 않은 코드보다 낮은 평균 비트 에러율을 발생시킨다. 후자의 관계는 본 발명의 확장된 확산 코드 실시예의 다른 이점이 있는 6보다 큰 모든 다른 사용자의 수에 대하여 유효하다. 본 설명은 기수 교차-상관 함수의 특성에 관계되는데, 이 기수 교차-상관 함수는 확장되지 않은 확산 코드와 확장된 확산 코드 둘 모두에 대하여 코드-쌍 교차-상관 확률 밀도 함수(f_pair (z'))의 형태에 상당한 영향을 미친다. 평균 비트 에러율을 직접적으로 결정하는 다중 접속 간섭 확률 밀도 함수 (f_l (z))의 형태는 함수(f_pair (z'))의 형태 및 식(20)에서 f_pair (z)의 자체-컨벌루션의 수, 즉 동시 사용자의 수 둘 모두에 의하여 영향을 받는다.

본 발명이 특정한 실시예에 관하여 기술되었지만, 당업자들은 본 발명이 본원에 서술되고 도시된 특정한 실시예에 국한되지 않는다라는 것을 인식할 것이다. 도시되고 서술된 것 이외에도 다양한 포맷, 실시예, 및 수정뿐만 아니라, 변경, 및 등가 장치가 또한 본 발명을 수행하기 위하여 이용될 수 있다. 그러므로, 본 발명이 본 발명의 바람직한 실시예에 관하여 기술되었지만, 이것은 단지 본 발명을 보다 손쉽게 이해하도록 하기 위하여 서술된 예라는 것을 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 단지 이하에 첨부된 청구범위의 정신과 범위에 의해서 규정된다.

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Claims (46)

1. 한 세트의 확산 코드들 중 한 코드에 각각 대응하는 무선 채널을 통해서 다수의 이동 무선국(24)이 대응하는 지리적인 에어리어 내에 위치된 하나 이상의 무선 기지국(20)과 무선 채널을 통해서 통신하는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 이동 통신 시스템(10)에서의 무선국(24)으로서,

   4 위상 확산 코드를 선택적으로 제공하는 코드 발생기(40);

   확산 신호를 제공하기 위하여 상기 무선국(24)에 할당된 4 위상 확산 코드들 중 하나를 이용하여 상기 무선국(24)에 의해 전송될 정보 신호를 확산시키는 확산기(32); 및,

   상기 확산 신호를 무선 캐리어로 변조시키는 변조기(34)를 포함하는데,

   상기 코드들은 2와 각각 승산되는 2개의 2진 시퀀스들과 4진 시퀀스의 모듈러-4 합산에 의해 발생된 4진 확산 코드들의 S(2) 세트로부터 결정되며, 상기 시퀀스는 상이한 초기 시프트 레지스터 상태들에 의해 발생되며;

   상기 코드들은 최소 교차 상관을 갖는 최대수의 4진 확산 코드들을 갖고 코드 길이를 2의 거듭제곱이 되도록 코드 심볼에 의해 S(2) 4진 확산 코드들의 길이를 확장시키며;

   상기 코드들은 상기 CDMA 이동 통신 시스템(10)에서 멀티-레이트 통신들을 지원하는, 코드 분할 다중 접속 이동 통신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 무선 캐리어로부터 수신된 CDMA 신호를 복조하는 복조기(48); 및,

   수신된 정보 신호를 제공하기 위하여 상기 하나의 4 위상 확산 코드를 이용하여 상기 수신된 CDMA 신호를 역확산하는 역확산기(46)를 포함하는 무선국.
3. 제 1 항에 있어서,

   전송될 정보 신호들은 실수 데이터 스트림 및 허수 데이터 스트림으로 할당되며, 상기 무선국(24)은:

   실수 채널화 코드를 이용하여 상기 실수 데이터 스트림을 확산시키는 실수 채널 확산기;

   허수 채널화 코드를 이용하여 상기 허수 데이터 스트림을 확산시키는 허수 채널 확산기; 및

   복소 신호를 발생시키기 위하여 실수 및 허수 채널 확산기들로부터 출력들을 결합하는 결합기를 포함하는데,

   상기 확산기는 상기 이동 무선에 할당되는 상기 하나의 4 위상 확산 코드를 이용하여 상기 복소 신호를 확산시키는 무선국.
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18. 다수의 통신 장치(24)가 CDMA 확산 코드의 세트중 하나에 각각 대응하는 할당된 통신 채널을 이용하여 통신하는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템에서의 방법으로서,

    2와 각각 승산되는 2개의 2진 시퀀스들과 4진 시퀀스의 모듈러-4 합산에 의해 소정 길이를 각각 갖는 원래 S(2) 4진 확산 코드군을 발생시키는 단계로서, 상기 시퀀스는 상이한 초기 시프트 레지스터 상태들에 의해 발생되는, 발생 단계(202); 및,

    CDMA 확산 코드 군을 발생시키기 위하여, 코드 길이를 2의 거듭제곱이 되도록 코드 심벌에 의하여 상기 원래의 S(2) 4진 확산 코드군으로부터 상기 원래의 S(2) 4진 확산 코드의 길이를 확장시키는 단계(210, 212) 단계를 포함하는 방법.
19. 제 18 항에 있어서,

    상기 확장은 :

    상기 원래의 S(2) 4진 확산 코드중 한 코드의 종단을 검출하는 단계(204)와,

    상기 코드 심벌을 상기 원래의 S(2) 4진 확산 코드중 하나의 코드의 종단에 부가하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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23. 제 18 항에 있어서,

    상기 원래 S(2) 4진 확산 코드는 4 위상 코드이며, 상기 원래의 S(2) 4진 확산 코드를 확장하기 위해 이용된 각각의 부가된 코드 심벌은 네 개의 가능한 값을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
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25. CDMA 확산 코드를 제공하는 CDMA 코드 발생기(40)로서,

    m 스테이지를 갖는 하나 이상의 피드백 시프트 레지스터(100, 102, 104)로서, 여기서 m은 정수이며, 최종 스테이지의 출력은 제1 스테이지의 입력으로 피드백되며, 상기 하나 이상의 피드백 시프트 레지스터의 출력은 길이 L = 2 ^m -1의 길이의 S(2) 4진 확산 코드 군중 하나의 코드에 대응하는, 시프트 레지스터와,

    2개의 2진 시퀀스들을 2와 승산시키는 수단(106, 108) 및 상기 2개의 2진 시퀀스들 및 4진 시퀀스를 모듈로 4-합산하는 수단(110)을 포함하는 상기 S(2) 군에서 코드들을 발생시키는 수단; 및

    상기 CDMA 확산 코드들 중 하나에 대응하는 확장된 S(2) 4진 확산 코드를 제공하기 위하여 상기 하나의 S(2) 4진 확산 코드에 부가적인 코드 심벌을 부가하는 전기 회로(124)를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 코드 발생기.
26. 제 25 항에 있어서,

    상기 하나의 코드의 종단을 검출하고 전기 회로를 시그널링하여 상기 부가적인 코드 심벌을 상기 하나의 코드의 종단에 부가하는 비교기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CDMA 코드 발생기.
27. 제 25 항에 있어서,

    시프트 레지스터가 각각의 초기 상태로 설정되도록 하는 확장된 코드 주기의 종단에서 카운터 출력을 발생시키는 카운터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CDMA 코드 발생기.
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