CN1316142A - 码分多址通信中的四相扩频码 - Google Patents

Abstract

产生最佳的代码序列,用于码分多址(CDMA)通信系统中的扩频和解扩功能。特别是采用一族四相扩频码,提供最大数量的扩频码在这一CDMA通信系统中获得高容量,同时在这一族的任意两个扩频码之间具有最小的峰值互相关,以保证互相关干扰保持在或者低于可以接受的程度。这一最佳四相扩频码是长度为L=2^m－1的四相扩频码序列的S(2)族,其中的m是大于或等于5的一个整数。S(2)族四。元扩频码的大小是(L+2)(L+1)²,最大互相关是

最好用跟和/或S(1)族具有相同互相关特性的S(2)族的特殊代码子集将扩频码分配给基站。需要或者必要的时候,将扩频码扩展一个或者多个代码码元。例如,为了支持可变发射速率业务,需要采用其长度可以表示为移动通信系统中每一扩频系数的整数倍的扩频码。由于单个扩频码的长度为2^m－1,因此将一个代码码元添加到产生的扩频码上去。

Description

码分多址通信中的四相扩频码

发明领域

本发明涉及扩频通信，具体而言，涉及如何产生用于码分多址通信中实现扩频和解扩功能的最优代码序列。

发明背景

直接序列扩频(DSSS)系统是一种宽带系统，其中所有用户在所有时刻都可以使用这个系统的整个频带。DSSS系统采用扩频信号，将要发射的信号的带宽扩展或者“扩频”到比发射信息码元所需要的要宽得多的带宽。这个扩频信号常常叫作扩频或者扰频码或者序列。在这一描述中基本上是采用扩频码这个术语。DSSS系统中用不同的扩频码来区分不同的用户。这就是为什么DSSS系统也叫做直接序列码分多址(DS-CDMA)系统。总的来说，扩频码通常是二相的，它们的元素属于{+1,-1}这个集合，或者是多相的，它们的元素属于一个复数集合，这些复数对应于复平面里单位圆上距离相等的一些点。例如，四相对应于距离原点单位长度的四个点。

总的来说，在增加扩频码的个数和降低干扰之间有一个折中。用于区分移动台用户的扩频码的个数，特别是从移动台到基站的上行链路方向上，应当尽可能多。这是因为扩频码越多，无线电信道就越多，因而就能有越多的移动台在同一地理区域和同一时刻进行通信。但是在CDMA系统里增大容量会付出代价--那就是干扰会降低所有用户的通信质量。然而，为了最大程度地减少移动台用这些码进行的通信之间的干扰，降低任意两个扩频码之间的相关程度是必要的。更确切地说，任何两个扩频码之间周期性的最大互相关应当尽可能地小。

这一周期性的互相关，也叫做偶相关，等于在相关运算过程中数据调制格式不改变的假设下得到的相关输出。实际上，连续数据调制码元取随机地而不是周期性的值。因此，当相关运算过程中干扰信号的数据码元发生改变的时候，奇相关函数更好地代表了相关输出。尽管偶相关和奇相关函数都应当进行评估，以获得分配给一对移动台的任意两个扩频码之间的干扰测度，从而确定互相关程度，但是对于给定的一组扩频码，理论上很难确定奇互相关。因此，采用偶相关函数来比较不同的扩频码族或者扩频码集合，以找出最佳的族或者集合。

本发明给出一个最佳的扩频码集，用于例如宽带CDMA(WGDMA)移动无线电通信系统。虽然这一扩频码集可以用于基站的同步下行链路，但是在移动台到基站的上行链路上它特别有用，在这一上行链路上，移动台不是互相同步的。这一最佳的扩频码族提供了大量的代码，对于不同移动台之间所有可能的时间偏移，它们在扩频码之间的互相关也很低，这样，移动通信系统的容量能够得到显著提高，同时跟其它移动台的干扰最小，仍然能够提供令人满意的无线电通信。

在一个优选实施方案里，最佳代码族是长度为L=2^m-1的四相码序列的S(2)族，这里，m是一个大于或等于5的整数。S(2)族中的代码是通过对模4三分量序列求和来产生的，这个三分量序列包括第一个分量四元序列a(n)，第二个分量二元序列b(n)和第三个分量二元序列c(n)，其中二元序列b(n)和c(n)在求和之前乘以2。这一族中元素的多少，也就是四元扩频码的个数，是(L+2)(L+1)²，而且任何两个代码之间的最大互相关是 $1+4\sqrt{L+1}$ 。这个三分量序列可以用相应的线性反馈移位寄存器发生器来产生。(L+2)(L+1)²个不同S(2)序列构成的这个族，是通过组合不同初始移位寄存器状态产生的不同分量序列来得到的：一个a(n)序列有(L+2)个初始状态，b(n)序列和c(n)序列有(L+1)个初始状态。

例如，长度(L)为255个码片的S(2)扩频码的个数是16842752,它最大的绝对偶互相关为65。超过1千6百万个上行链路扩频码为系统提供了可观的系统容量。如果某个基站扇区不需要为256个以上的移动台提供服务，在这个移动通信系统里就会重复使用65792个代码集。庞大的代码集数量给网络规划带来了相当的灵活性。

虽然可以随机地选择S(2)族的扩频码并分配给CDMA通信系统中的各个用户，但是，本发明的一个实例性优选实施方案却按照一个特殊的代码分配程序分配这些扩频码，跟代码的随机选择相比，能够获得更好的效果。假设整个移动通信系统采用S(2)族代码，将S(2)族代码的特殊扩频码子集分配给每一个基站(或者基站扇区)。这些扩频码子集具有跟S(0)和/或S(1)族一样的互相关特性，跟随机地选择S(2)族代码相比，降低了对同一基站(或者同一基站扇区)内工作的移动台的干扰。

容量是通信系统要考虑的一个重要方面，但是一些业务也是非常重要的。在WCDMA蜂窝系统这样的移动通信系统里，某些业务需要或者支持一种以上的数据率。对于可变速率和其它业务，需要提供这样的扩频码，它们的长度能够表示为移动通信系统中每一个扩频系数的整数倍。这一扩频系数对应于扩展单个数据码元所使用的码片数。为了在CDMA无线电基站里支持不复杂的多用户检测，需要相对而言较短的扩频码，它们的代码周期为一个或者多个数据码元长度。

实现多数据率的一种方法是使用这样的数据率，它们允许将相应的扩频系数(SF)表示成SF(k)=L/2^k，其中，L是代码族里每一个扩频码的长度，k是一个正整数，随着数据率改变而改变。因此，扩频码长度应当是2的某个幂函数。将扩频码长度表示为系统中每一个可能的扩频系数的整数倍，大大地缓和了整个接收机里的同步压力，使它独立于数据率。换句话说，如果扩频码周期是整数个数据码元，那么，当接收机解扩序列跟进来的信号实现同步时，接收机里的数据帧和数据同步就会自动完成。否则，数据码元相对于(相对较小的)扩频码周期的位置会随着时间而摆动，也就是说，在连续的扩频码周期里这个位置实部相同的。结果是很难将单个数据同步信号附加在扩频码周期里，除了码同步电路以外，还要用另外一个电路来获得同步并跟踪数据。

然而，典型扩频码族中代码的长度(L)为2^m-1，跟前面描述的S(2)扩频码族一样。例如，如果m=8，码长就是255。为了以最小的互相关码干扰获得最佳的高容量，并支持可变数据率，本发明将每一个扩频码的长度都扩展一个码元，使扩频码的长度为2的幂。在一个优选实施方案实例里，将另一个代码码元添加到每一个扩频码的后面。更具体地说，这一扩展扩频码是通过在长度为L的原始(未扩展的)代码后面增加另外一个代码码元来获得的。

在一个实施方案实例里，对于这一族里的所有扩频码而言，添加的这个代码码元可以是固定的，也就是说，具有相同的值。在其它的实施方案实例里，添加的代码码元跟原始扩频码中的第一个码片一样具有相同的值。对于跟S(2)族中的那些一样的四元扩频码，这另外的扩频码码元可以取四个值，也就是0、1、2或者3。最好这样来选择这个另外的扩频码，使扩展扩频码之间的互相关最佳。附图简述

通过下面对优选实施方案的描述，并参考附图，本发明的以上目的、特征和优点以及其它目的、特征和优点将变得显而易见，在所有这些附图中，相同的引用符号表示相同的部件。这些附图不一定是按比例画的，给出它们的主要目的是说明本发明的原理。

图1是能够采用本发明的一个移动通信系统实例的功能框图；

图2是能够采用本发明的一个无线电台收发信机实例的功能框图；

图3是图2所示扩频器和调制器具体细节的功能框图；

图4画出了一个单位圆，在复平面里说明四相值；

图5是一个流程图，说明本发明中提供最佳S(2)扩频码族中的扩频码的过程实例；

图6是进一步详细地说明图2所示代码发生器的原理图；

图7是一个固定的扩展扩频码实施方案实例中，一个扩展扩频代码发生器的原理图；

图8是周期性的扩展码元实施方案实例中，扩展扩频代码发生器实例的一个原理图；

图9是本发明一个扩展扩频码实施方案中，一个过程实例的功能框图；和

图10是固定的和周期性的扩展扩频码示意图。

附图详述

在以下说明中，为了进行说明而不是进行限制，给出了具体细节，例如特定的实施方案、过程、技术等等，以便全面地理解本发明。但是，对于本领域里的技术人员而言，本发明显然可以用不同于这些具体细节的其它实施方案来实现。例如，尽管有时是在使用上行链路扩频码的移动无线电台的情况下描述本发明，但是，本发明同样可以用于其它无线电台，例如，无线电基站，实际上，还可以用于任何其它扩频通信系统。在其它情况下，省略了对众所周知的方法、接口、装置和信号技术的详细描述，以免喧宾夺主。

本发明是针对图1所示通用移动电信系统(UMTS)10来描述的。用云12表示的代表性的、面向连接的外部核心网络可以是公共交换电话网(PSTN)和/或综合业务数字网(ISDN)的实例。用云14表示的代表性的、面向无连接的外部核心网络可以是因特网的实例。这两个核心网络都跟相应的业务节点16连接。面向连接的这一PSTN/ISDN网络12跟一个面向连接的业务节点连接，用移动交换中心(MSC)节点18表示，它提供电路交换业务。在现有的GSM模型中，MSC18通过一个接口A跟基站子系统(BSS)22连接，后者自己又通过接口A’跟无线电基站23连接。面向无连接的因特网14跟通用分组无线电业务(GPRS)节点20连接，专用于提供分组交换类型的业务。这两个核心网业务节点18和20都通过一个无线电接入网(RAN)接口跟一个UMTS无线电接入网(URAN)24连接。URAN24有一个或者多个无线电网络控制器26。每一个RNC26都跟多个基站(BS)28相连接，并跟URAN24中任何其它RNC的连接。

在这一优选实施方案里，无线电接入是在宽带码分多址(WCDMA)的基础之上进行的，用CDMA扩频码分配每一个无线电信道。WCDMA为多媒体业务和其它高速率需求提供宽频带，以及象分集切换和瑞克接收机这样的坚固特性，以保证高质量。每一个移动台24都分配了它自己的扩频码，以便基站20能够将某一个移动台发射的信号，以及让基站能够将基站发射给这个移动台的信号，跟同一区域内其它的信号和噪声区分开来。

在图2里用功能框图的形式说明能够采用本发明的CDMA无线电台收发信机30。本领域里的技术人员会明白，跟本发明不是特别相关的CDMA收发信机使用的其它无线电收发信机功能没有在图中画出来。在发射分支里，要发射的信息位被扩频器32收到，扩频器32根据扩频代码发生器40产生的扩频码，将这些信息位扩频到可用的频谱上(对于宽带CDMA，这一频带可以是例如5MHz、10MHz、15MHz或者更宽)。控制器44确定代码发生器40应当将哪些扩频码提供给扩频器32。代码发生器40产生的扩频码对应于CDMA通信系统里的无线电信道。由于有可能用大量的代码码元(有时叫做“码片”)对每一信息位进行编码，(依赖于WCDMA系统这种可变数据率系统中的当前数据率)，这一扩频操作显著地增加了数据率，从而扩大了信号带宽。将这一扩频信号提供给调制器34，调制器34将扩频信号调制到一个RF载波上去。振荡器42在控制器44选择的频率上产生一个适当的射频载波。然后在RF处理块36里将调制过的RF信号滤波和放大，再通过天线38从无线电接口上发射出去。

在收发信机30的接收分支里进行相似的操作，但过程是反过来的。RF信号被天线38收到，并在RF处理块150中滤波。然后在解调器48中，用振荡器44提供的合适的RF载波信号，对处理过的信号解调，从RF载波中提取基带信号。然后在解扩器46中，用控制器44选择的，由代码发生器40产生的代码，对解调过的信号进行解扩。解扩后的信号对应于基带中收到的信息位，常常要对它们进行进一步的处理。尽管在无线电台收发信机30里说明了单个的功能块，但是本领域里的技术人员会明白，这些功能可以用单个的硬件电路来实现，例如用适当地编程的数字微处理器，用专用集成电路(ASIC)和/或一个或者多个数字信号处理器(DSP)。

图3以原理图的形式进一步地画出了扩频器32和调制器34的详细细节。可以将相似的原理用于解调器48和解扩器46，对应的功能顺序反过来就行。四相频移键控(QPSK)被用于(扩频器32完成的)数据调制和(四相调制器34完成的)扩频调制。图4中在实轴I和虚轴Q定义的复平面上画出了单位圆上的四个四相点。这四个四相点为

其中 $j=\sqrt{-1}$

图3中的扩频器32实例中包括要分别解调两个二相(+/-1)信息流，比方说业务数据流和控制数据流，它们被输入到相应的乘法器52和54中，以便进行扩频和IQ多路复用。这些业务和控制数据流用不同的信道化代码扩频，然后变换成I和Q分支。即使在接收机里I和Q相位同步得并不是很好，这些信道化代码用于在接收机里分别识别和区分信息流的实部和虚部。在单个移动用户并行发射多个业务和控制数据流的情形里，(例如多代码发射——目的在于实现非常高的数据率)，用多个正交信道化代码来构成必需的并行代码信道。这些信道化代码可以是基于所谓的正交可变扩频系数(OVSF)代码的，即使采用不同的扩频系数，这些所谓的正交可变扩频系数代码也会保持正交性。这些信道化代码对于所有移动台来说都是公用的。

这些I和Q信息流代表要在CDMA无线电信道里发射的复数据流的实部和虚部。在本发明的这一说明中，信息流的实部和虚部以及对应的不同信道化代码被分别用于产生一个复信号，以便用一个对应的无线电CDMA扩频码进行扩频。然而，这一信号不必是复信号。实际上，本发明可以用于对任意类型的信息信号进行扩频。

扩频代码发生器40产生的扩频码被复乘法器60用来对复信息信号进行扩频。QPSK数据调制器中的复乘法器60将复数据流I+jQ和(例如临时分配给一个移动台的)复扩频码进行复相乘，将扩频信号输出提供给调制器34。正交调制器34将扩频信号分裂成实(I)和虚(Q)信号流，由相应的脉冲整形滤波器62、64处理，例如由根升余弦滤波器处理，然后交给相应的混频器66和68，它们还接收RF载波的同相和正交版本。在加法器70中将调制过的载波正交信号加起来，并输出给RF处理块36。

如上所述，用于区分移动台用户的CDMA扩频码的个数，特别是在移动台到基站的上行链路上，应当尽可能多，以便让尽可能多的用户在同一时间、同一地理区域内进行通信。另一方面，扩频码的个数又不能太多；否则，在移动台之间就会有太多的干扰，使通信质量无法让人接受。本发明以最佳的平衡产生一个扩频码集：相对而言数量很多的扩频码，但是在这一族中任意两个扩频码之间的周期性互相关最小。

为了进行比较，在下面的表1中给出了各种二相和四相扩频码族的参数。其中字符多少对应于每一个代码码元可能取的不同值的个数。对于二相码，字符个数是2；对于四相码，字符个数是4。序列长度(L)是每一个码中代码码元(“码片”)的个数，对于表1中的所有代码族它等于2^m-1，其中m是一个正整数，它的可能取值可能依赖于特定的代码族是如何构成的。族的大小(m)是某一扩频码族中代码的个数。族的大小M越大，容量越大。最大的绝对互相关(C_max)是扩频码族中任意两个扩频码之间最大的周期性互相关。

根据对这些代码族各种特性的这一分析，本发明的发明人认定扩频码中S(2)族在扩频码最大个数(m),(L+2)(L+1)²，和最小互相关， $1+4\sqrt{L+1}$ ，之间，给出了最好的折中。换句话说，对于这一S(2)扩频码，对于给定的扩频码长度，扩频码的个数跟互相关峰的比最大。S(1)和S(2)扩频码族是通过将四相扩频码的S(0)族的结构进行推广获得的。S(2)扩频码族包括S(1)扩频码族，它是通过合并不同的a(n)和b(n)分量序列获得的(L+2)(L+1)个扩频码的子集。S(2)和S(1)扩频码族包括S(0)族，它是用a(n)分量序列移位寄存器的不同初始状态获得的(L+2)个扩频码的子集。这个S(0)扩频码族跟Gold扩频码族一样，具有相同个数的扩频码，但这个S(0)族的互相关至少小

倍。

为了更好地理解本发明，现在介绍扩频码S(2)族的结构。令h(x)=x^m+h₁x^m-1+……+h_m-1x+h是Z₄中的一个m阶本原多项式，其中h_k,x∈Z₄,Z₄是整数集合{0,1,2,3}，也就是模4整数的环(thering of modulo-4integers)。Z₄中所有直到m=15阶本原多项式可以在Hammons等等的“关于CDMA四相序列的最新设计”中找到，这篇文章在IEICE通信杂志第E76-B卷第8期的804～813页上发表。Z₄中的m阶线性递归a_r(n)用h(x)定义为a_r(n)=h₁a(n-1)-h₂a(n-2)-……-h_ma(n-m) (mod4),n≥m,(1)它产生一个周期为L=2^m-1的四元序列以上循环可以用具有反馈连接的一个移位寄存器来实现。

通过选择递归的，也就是移位寄存器的适当初始状态，可以从等式(1)定义的递归获得L+2个循环不同的序列。初始状态τ_r是一个m个元素的矢量，可以表示为：

    τ_r=[a_r(m-1),a_r(m-2),……,a_r(0)]。

这L+2个初始状态τ₀,τ₁,τ₂,…,τ_L+1可以按照以下算法来选择

τ_r=[T(γ_rx^m-1),T(γ_rx^m-2),…,T(γ_rx),T(γ_r)],    (2)其中 $T\left(\mathrm{\ξ}\right)=[\mathrm{\ξ}+{\mathrm{\ξ}}^2+{\mathrm{\ξ}}^4+...+{\mathrm{\ξ}}^{2^{m-1}}(\mathrm{mod}h\left(x\right),\mathrm{mod}4)]\left(\mathrm{mod}x\right),---\left(3\right)$

以及

γ₀=1,γ₁=2,γ₂=3,γ₃=1-x,γ₄=1-x²,…,

γ_L+1=1-x^L-1,(mod h(x),mod 4)    (4)等式(1)～(4)定义的这个序列集合{a_r(n)}代表表1给出了参数的序列族S(0)。

可以在Z₄中用8阶本原多项式产生长度为255的序列集合{a_r(n)}。给出相应移位寄存器发生器最简单反馈连接的8阶本原多项式为：

h(x)=x⁸+x⁵+3x³+x²+2x+1         (5)

S(1)序列族{y_u(n)},u=0,1,…,(L+2)(L+1)-1，是从集合{a_r(n)},r=0,1,2,…,(L+1)，合并四元序列和具有相同长度L的二元序列{b_s(x)},s=0,1,2,…,L，获得的S(0)序列族的推广。准确的算法由以下关系给出：

y_u(n)=a_r(n)+2b_s(n)(mod4),n=0,1,…,L-1,    (6)

序列b_s(n)是通过Z₂上的一个线性递归获得的，由多项式g(x)=x^e+g₁x^e-1+…+g_e-1x+1定义为：

b_s(n)=g₁b(n-1)+g²b(n-2)+…+b(n-e)(mod2),n≥e,(7)

其中e≤m，是满足(3·2^e)mod(2^m-1)=3的最小整数。

多项式g(x)跟多项式h(x)相关，是从多项式g(x)’获得的，g(x)’按照以下关系 $g\left(x\right){=}_{[h\left(x\right)+g{\left(x\right)}^{\&prime;}]\mathrm{mod}2,e=m}^{g{\left(x\right)}^{\&prime;}e<m}---\left(9\right)$

g(x)′由下式给出： $g{\left(x\right)}^{\&prime;}=(x-x^3)(x-{\left(x^3\right)}^2)(x-{\left(x^3\right)}^{2^2})...(x-{\left(x^3\right)}^{2^{e-1}})(\mathrm{mod}h\left(x\right),\mathrm{mod}2),---\left(8\right)$

对于等式(5)给出的h(x)，对应的g(x)等于

g(x)=x⁸+x⁷+x⁵+x+1        (10)

这一组L+1个不同(但不是周期性地不同的)序列b_s(n)由等式(7)定义的递归的适当初始状态定义。这L+1个初始状态δ₀,δ₁,δ₂,…,δ_L定义为

δ₀=0,δ₁=1,δ₂=x,δ₃=x²,…,

δ_L=x^L-1,(mod h(x),mod 2)             (11)

实际的初始状态[b_s(m-1),b_s(m-2),…,b_s(0)]按照下式，由等式(11)定义的相应多项式δ_s的系数给出，

δ_s=b_s(m-1)x^m-1+b_s(m-2)x^m-2+…+b_s(0)

这个S(2)族序列{z_v(n)},v=0,1,2,…,(L+1)(L+1)²-1是利用S(0)和S(1)族的进一步推广。它是通过按照以下关系，将前面定义的集合{a_r(n)}和{b_s(n)}给出的序列跟另外L+1个二元序列的集合(c_t(n)}合并获得的：

z_v(n)=a_r(n)+2b_s(n)+2c_t(n)(mod4),n=0,1,…,L-1(12)

集合S(2)的枚举算法可以定义为：

v=r·2(L+1)(L+1)+s·2^L+1+t           (13)

r=0,1,2,…,L+1

s=0,1,2,…,L

t=0,1,2,…,L

序列c_t(n)是通过Z₂的线性递归获得的，由多项式f(x)=x^e+f₁x^e-1+…+f_c-1x+1定义为：c_t(n)=f₁c_t(n-1)f₂c_t(n-2)+…+c_t(n-e)(mod2),n≥e  (14)

其中e≤m是满足(5·2^e)mod(2^m-1)=5的最小整数。多项式f(x)跟多项式h(x)有关，按照以下关系： $f\left(x\right){=}_{[h\left(x\right)+f{\left(x\right)}^{\&prime;}]\mathrm{mod}2,e=m}^{f{\left(x\right)}^{\&prime;}e<m}---\left(16\right)$ 由下面的多项式f(x)’给出： ${\left(x\right)}^{\&prime;}=(x-x^5)(x-{\left(x^5\right)}^2)$ ${\left(x^5\right)}^{2^2}...(x-{\left(x^5\right)}^{2^{e-1}})(\mathrm{mod}h\left(x\right),\mathrm{mod}2),---\left(15\right)$

对于等式(5)给出的h(x)，对应的f(x)等于

f(x)=x⁸+x⁷+x⁵+x⁴+1             (17)

这组L+1个不同(但不是周期性地不同)的序列c_t(n)由递归(14)的适当初始状态确定。这些初始状态已经由等式(11)定义。

S(2)扩频码族的以上结构产生其元素属于集合{0,1,2,3)的四元码。为了获得具有常数包络的复四相扩频码，其实部和虚部取二相值± ，也就是说，这些元素属于集合 $\{e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}},e^{j\frac{3\mathrm{\&pi;}}{4}},e^{-j\frac{3\mathrm{\&pi;}}{4}},e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}\}$ ，采用以下变换 $s2\left(n\right)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}\&CenterDot;e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\&CenterDot;x\left(n\right)}---\left(18\right)$

有了对如何构成扩频码的S(2)族的这一数学说明，现参见图5中功能框图所示的一个移动呼叫程序(块80)。一开始，移动台通过一个随机接入信道(RACH)发送一个业务信道请求，请求获得一个业务信道(TCH)(块82)。这一随机接入信道有一个或者多个对应的扩频码，移动台利用它们在随机接入信道里收发信息。根据移动台的请求，基站在移动接入信道上向移动台发送扩频码族S(2)的扩频码z_v(n)的编号“v”(块84)，对应于分配的无线电信道。z_v(n)由等式(12)定义，v由上面的等式(13)定义。利用这一扩频码编号v，移动台确定普通编号r,s和t，它们唯一的确定了用来产生等式(1)、(7)和(14)分别定义的这三个分量序列a_r(n),b_s(n)和c_t(t)的移位寄存器的初始状态。按照等式(12)，这三个分量序列组合起来，构成对应的S(2)四元扩频码z_v(n)(块88)。然后将这个S(2)四元扩频码变换成对应的四相扩频码(块90)，并用于利用产生的四相扩频码对信息进行扩频/解扩(取决于移动台中当前正在进行的发射或者接收操作)(块92)。

图6给出了本发明一个实施方案实例中产生S(2)四相扩频(和解扩)码的一个代码发生器40的一个移位寄存器方案实例。代码发生器40包括三个线性的反馈移位寄存器100、102和104。每一个移位寄存器都包括8个存储器单元(移位级)0～7。在每一个码片间隔的开头，每一个存储器单元的内容都移到(移位)右手边的相邻存储器单元里去。存储器单元的输出跟相应递归等式的系数相乘，然后按照模4(或者模2)方式加起来。在随后码片间隔的开头，将求和结果储存在最左边的存储器单元里。

移位寄存器104实现等式(1)定义的线性递归a_r(n)。分别按照等式(7)和(14)，移位寄存器102产生b_s(n)序列，移位寄存器100产生c_t(n)序列。移位寄存器100和102的输出分别在乘法器106和108中跟2相乘。在加法器110中将对应的三个移位寄存器输出的三个序列加起来产生一个S(2)四元码，这个四元码用变换器112转换成对应的S(2)四相扩频码。当然，这个S(2)四元码输出依赖于移位寄存器的实际初始状态，它们是按照等式(2)、(3)、(4)和(11)来确定的。这些初始状态可以被收发信机控制器44输入适当的移位寄存器，这个控制器44设置移动台和基站收发信机中发射机和接收机可调参数的适当值。虽然在一个优选实施方案里，扩频代码发生器40是用按照需要产生的S(2)扩频码的移位寄存器实现的，但是，这些S(2)扩频码可以事先产生好，储存在存储器里，用一个查表功能提取出来。

这样，本发明就能提供一族四相CDMA扩频码，这族扩频码能够提供最多的具有特定的长度的CDMA扩频码，同时它的互相关最小。与此同时，这些扩频码有一个很小的信号字符集，对于扩频器和解扩器的实际实现它非常方便。

虽然可以随机地分配扩频码的S(2)族，但是一个优选实施方案用一种更加好的方式分配S(2)族的代码。如上所述，S(1)和S(0)扩频码族是S(2)代码族的子集，具有更好的互相关特性，因此在移动用户之间产生的干扰更小。前面的表1说明S(1)代码族和S(0)代码族的最大绝对互相关分另是S(2)的最大绝对互相关的一半和四分之一。

在这一优选实施方案里，S(2)族的大量代码被移动通信系统采用，但是S(2)代码的特殊子集被分配给特定的基站或者基站扇区。因此，依赖于CDMA蜂窝网某一区域内移动用户的数量，业务质量得到了提高，也就是说，跟同一基站或者基站扇区连接的移动用户之间的干扰较小。例如，移动通信系统可以使用长度为L=255的S(2)扩频码。第一个基站BS0分配了下标为r=0,1,2,…,256；s=0和t=0的分量序列确定的S(2)子集。换句话说，BS0分配了代码的“纯”S(0)族。相邻的第二个基站BS1分配了S(2)的另一个扩频码子集，这个子集由对应于下标r=0,1,2,…,256；s=1和t=0的分量序列确定。第二个基站代码跟纯S(0)代码非常相似，(S(0)代码跟一个公用分量序列b₁(n)逐码片相乘)，基本上具有相同的特性。作为分配这一S(2)代码子集的结果，每一个基站分配的那些S(2)代码之间的互相关跟S(0)代码族的一样，也就是说，跟S(2)族相比，代码之间的互相关总的来说较小。

利用这样一个S(2)子集代码分配策略，跟同一个基站连接的移动台之间的互相干扰降到了最小，根据S(2)代码的特性，基站之间的干扰也得到了限制。这一S(2)子集代码分配策略可以概括定义为：每一个BS(或者BS扇区)都有至少L+2个S(2)族扩频码，它们由三个分量序列确定，这些分量序列具有下标r=0,1,2,…,L+1和下标s和t，对于每一个基站(或者基站扇区)而言，它们都是唯一的，也就是说，不同基站的下标s和t具有不同的整数值。

尽管跟一般的S(2)代码族相比，这一子集代码分配方案在降低基站/扇区内移动用户之间的互相关方面具有优点，但是越区切换情形还需要一些特殊的考虑。在呼叫期间，移动台一直使用源基站/扇区在呼叫开始的时候分配给它的同一个扩频码，即使是移动台在切换到一个目标基站的过程中从原来的源基站换成了其它基站。跟目标基站连接的时候使用源基站分配的代码会产生比S(0)族大的干扰。但是这一干扰仍然不会大于S(2)代码集合的干扰。

在源基站分配一个特殊的扩频码给移动台的越区切换情形中，在越区切换移动台完成呼叫之前，源基站避免分配同样的扩频码，以防止两个移动台分配同样的代码这种情况出现。做到这一点的一种方式是源基站分配一个超时标志给每一个可用的扩频码。如果这一超时标志被置位，就说明在这个代码被分配以后，只有经过了一预定时间段以后才能将这一代码分配给另一个移动台。或者，只有当移动台正在进行越区切换，超时出现在进行切换的时候，这个标志才具有非零的超时值。当移动台连接到相邻基站的时候，这两种方式都能防止将同样的代码同时分配给两个移动台。

S(2)或其它族扩频码的结构给出的扩频码的长度为L=2^m-1。因此，每一个代码的长度都是2的幂。然而，在同一个物理无线电信道里根据当前提供的不同业务支持不同数据率的CDMA系统里，扩频码的长度应当表示为这一多速率CDMA系统中每一个扩频系数的一个乘积。扩频系数是每一个数据码元中码片的个数(用多个码片对一个数据比特进行扩频)。实现多数据率的一种方法是使用能够将相应的扩频系数(SF)表示为下式的那些数据率

SF(k)=L/2^k，其中的k正比于数据率。此外，由于数据码元中间的码片个数应当是一个整数，因此，扩频序列的长度应当是2的幂。

所以，为了最好地用于多速率CDMA系统，属于S(2)族的扩频码序列应当扩展一个四元码元。本发明通过用最少的硬件，提供一个扩频码扩展，而不增加扩频码族中扩频码之间的互相关，来满足这一需要。

在试图降低硬件复杂性的一个优选实施方案里，将这一扩频码码元添加到原来的扩频码后面，以便将该代码扩展一个码元。当然，原始扩频码的长度可以通过在原来的代码中间的其它位置添加一个代码码元来进行扩展。换句话说，可以通过在原来没有扩展的长度为L=2^m-1的L个码元后面，添加一个额外的扩频码码元来获得扩展了的扩频码。

在一个固定的代码扩展实施方案实例里，这额外的扩频码码原始固定的，也就是说，对于所有的扩频码而言都一样。在S(2)族扩频码这样的四元码情形里，这额外的扩频码码元可以有四个可能的值。可以这样来选择这一特定的代码码元值，也就是码片值，从而使一个集合中的扩展序列，也就是S(2)序列，之间的互相关最小。

原始S(2)扩频码长度为255的固定代码扩展实施方案的另一个实施方案在图7中说明，其中相同的引用数字指的是跟图6中的单元相同的单元。图7中的代码发生器40’包括跟移位寄存器104的每一个存储器单元的输出端连接的比较器120，这个移位寄存器产生分量序列a_r(n)。另外，包括移位寄存器104初始状态τ_r的相应的寄存器122跟比较器120剩下的输入端连接。更进一步，一个开关组124通过一个输入端跟加法器110的输出端连接。其它的输入端跟固定的代码码元值x连接，这个开关的输出端跟变换器112连接。比较器120的输出暂停所有三个寄存器100、102和104的移位操作，并控制开关110的状态。

在工作过程中，通过检测分量序列a_r(n)的结尾，比较器120检测原始S(2)扩频码的结尾。只有分量序列a_r(n)跟S(2)扩频码一样具有相同的周期。其它两个分量序列b_s(n)和c_t(n)具有更短的周期，它们包括在S(2)扩频码的周期中，因此，不将它们用于检测S(2)扩频码的结尾。分量序列a_r(n)的结尾的是通过检测移位寄存器104同一状态随后的周期性重复出现来检测的，这一状态在代码发生器40工作的初始化阶段被载入寄存器104。在代码发生器40的初始化过程中，所有三个移位寄存器100、102、104都载入对应的初始状态，然后让它们并行工作。然而，比较器120只监视移位寄存器104的内部状态。

当比较器120检测到原始扩频码的结尾的时候，比较器120在下一个扩频码码元循环中产生一个移位寄存器暂停信号。此时，根据比较器120的输出，开关124暂时跟x端连接，扩展码元x，它可以是0、1、2和3这个集合中的任意一个值，被添加到代码的结尾。在这一过程中，所有三个移位寄存器的内部状态都维持不变。结果，对于总共256个码元，S(2)扩频码扩展了一个码元，256是2的幂，也就是说2⁸=256。在插入码片以后，三个移位寄存器从对应的初始状态开始重新启动，而没有重新载入这些初始状态。

图8说明一个周期性代码扩展实施方案的一个实例，其中的原始扩频码扩展单独一个码片，这个码片的值跟原始扩频码的第一个码元一样。图8所示代码发生器40”的结构和工作方式跟前面图7所示代码发生器40’的相似。但是，没有采用开关124；也没有任何外部的源“x”来提供额外的码片。实际上，当比较器120检测到原始扩频码的结尾的时候，代码发生器40的对应输出代表扩展了的(第256个)码片值。在下一个码片循环中所有移位寄存器的移位都被暂停，这样，跟初始状态相同的状态出现在下一个扩频码周期的第一个码片循环中。插入码片以后，这三个移位寄存器从它们各自的初始状态继续下去，而没有重新载入它们的初始状态。

因此，在原始扩频码最后一个码元后面插入了等于原始扩频码第一个码元的一个额外码元代码，而没有增加硬件。这一相同的周期性扩展可以用一个模计数器来实现，在这一实例里，L=255，采用模256计数器，(更加一般的情况下，计数器的模等于扩展扩频码的周期)，它说明扩展扩频码结束。在工作过程中，在代码周期结束的时候移位寄存器按照通常方式重新初始化，并产生代码的第一个码片，作为下一个码片输出，就象移位寄存器初始状态所确定的一样。但是输出这第一个码片以后，(因此将产生的扩频码扩展了一个码片)，计数器产生一个输出，导致移位寄存器重新载入它们各自的初始状态，这样，扩展了的代码产生过程又一次重新启动。

现在来看代码扩展程序(块200)，它说明本发明的一个示例性程序。一开始，产生一族原始扩频码，每一个码的长度都是L(块202)。对于产生的每一个扩频码，检测这一原始扩频码的结尾(块204)。代码发生器里的移位和线性反馈被暂停(块206)。在块208里判断是选择前面两个示例性实施方案里描述的固定扩频码扩展程序，还是选择周期性的扩频码扩展程序。对于周期性的扩频码扩展，将等于这个码中第一个码元的一个扩频码码元添加到扩频码的结尾(块210)。对于固定的扩频码扩展，将一个固定的代码码元添加到扩频码的结尾(块212)。针对产生的每一个代码重复这一代码扩展过程(块214)。当然，一旦决定采用某种类型的扩充方式，就不再需要块208中的判断。

对于S(2)族扩频码，上面描述的两个扩展程序都能用最少的硬件很容易地实现。这些扩展的S(2)代码为优化多速率通信提供必不可少的灵活性，同时允许最大数目的用户跟扩充码之间最小的互相关之间实现平衡。因为扩展码的互相关特性很难从理论上预测，所以，用数字方式对扩展的S(2)扩频码的性能进行评估。

下面在计算具有K个同时工作的用户的多接入系统里平均的误比特概率P_e的基础之上，参考图10来看固定的和周期性的扩频码扩展的性能。这一误比特概率计算采用的是数字方式的分析公式，它包括下式所示的代码对互相关概率密度函数的K-2重卷积： $P_e=\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}{f}_1\left(z\right)Q\left[\sqrt{\frac{2E_b}{N_o}(1-\frac{z}{E_b})}\right]\mathrm{dz},---\left(19\right)$

其中 $Q\left(z\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{z}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}{e}^{-t^2/2}\mathrm{dt},$

E_b是数据比特(扩频序列)能量，N₀是加性高斯白噪声功率谱密度，f₁(z)是码对互相关PDF f_pair(z’)的K-2重卷积，也就是：

假设格式是BPSK数据调制格式，用户之间的时间偏移对应于代码码元(码片)周期整数倍，那么，互相关概率密度函数就可以假设成离散的。互相关概率密度函数是通过对给定族扩频码中奇数和偶数互相关的不同实部值进行计数来获得的。对于长度为L=32的扩展的S(1)扩频码(它们形成S(2)扩频码的一个子集)，计算互相关概率密度函数值。

我们发现，固定的和周期性的扩展方法都具有大致相同的性能。图10中说明了使用长度为32的周期性扩展S(1)序列的K=4个用户的平均误比特概率P_e，以及用固定的码元(等于3)扩展的S(1)序列的平均误比特概率P_e。比较非扩展和扩展S(1)序列之间的性能会发现，在最大绝对周期互相关(C_max)的基础之上，非扩展扩频码应当具有更好的性能，因为它们具有更小的C_max值。如果用户数是K=4，周期性扩展扩频码就会产生略微更高的平均误比特率。但是，当用户数增加到K=6时，扩展码的平均误比特率令人吃惊地比非扩展扩频码的平均误比特率还要低。这后一结论对于所有6个以上的用户都成立，这是本发明中扩展扩频码实施方案的另一个优点。这一解释需要利用奇互相关函数的特性，主要是由它影响着码对互相关概率密度函数f_pair(z’)的形状，对于非扩展和扩展扩频码都这样。直接决定平均误比特率的多址接口概率密度函数f₁(z)的形状，同时受到函数f_pair(z’)的形状和等式(20)中f_pair(z)自卷积次数的影响，也就是说，受到同时工作的用户的个数的影响。

尽管介绍本发明时针对的是一个特定的实施方案，但是本领域里的技术人员会认识到，本发明并不局限于这里描述和说明的具体实施方案。还可以采用除了已经说明的以外的不同格式、实施方案和修改，以及许多改进、改变和等价方案，也都可以用于实现本发明。因此，尽管本发明是通过参考它的优选实施方案来介绍的，但是应当明白，这一说明只是本发明说明性的实例，只是为了更加全面地了解本发明的内容。所以，本发明只是由后面的权利要求的实质和范围加以限制。

Claims (46)

1．在多个移动无线电台通过无线电信道跟位于对应地理区域内的一个或者多个无线电基站进行通信的一个直接序列扩频(DSSS)移动通信系统里，每一个无线电信道都对应于一个扩频码集合中的一个，一个或者多个无线电台，包括：

一个扩频代码发生器，从一族长度为L=2^m-1的四元序列中提供四元扩频码，其中的m是大于或者等于5的一个整数，具有字符表{0,1,2,3}中的代码元素，通过将三个分量序列进行模4加来产生，这三个分量序列包括第一个分量四元序列a，第二个分量二元序列b，和第三个分量二元序列c，其中在进行模4加之前，分量二元序列b和c用2相乘；

一个扩频器，用一个四元扩频码扩展要被移动无线电台发射的信息信号，提供一个扩频信号；和

一个解扩器，用四元扩频码之一对收到的信号进行解扩。

2．权利要求1的无线电台，还包括：

一个调制器，将扩频信号调制到无线电载波上去，和

一个解调器，对收到的无线电信号进行解调，并将解调信号提供给解扩器。

3．权利要求1的无线电台，其中那族四元扩频码能够给出个数最多、具有最小互相关的特定长度的扩频码。

4．权利要求3的无线电台，其中那族四元扩频码的大小是(L+2)(L+1)²，这族四元扩频码的最大绝对互相关值是 $1+4\sqrt{L+1}$ 。

5．权利要求1的无线电台，其中第一个分量四元序列被定义为：

a_r(n)=h₁a(n-1)-h₂a(n-2)-…-h_ma(n-m)  (mod 4),n≥m,

其中h是第一个多项式，

第二个分量四元序列被定义为：

b_s(n)=g₁b(n-1)+g₂b(n-2)+…+b(n-e)  (mod 2),n≥e,

其中g是第二个多项式，

第三个分量四元序列定义为：

c_t(n)=f₁c_t(n-1)+f₂c_t(n-2)+…+c_t(n-e)  (mod 2),n≥e,

其中f是第三个多项式。

6．权利要求5的无线电台，其中的代码发生器包括第一个、第二个和第三个反馈移位寄存器，它们分别产生第一个、第二个和第三个分量四元序列，其中第一个、第二个和第三个移位寄存器的初始状态被针对那族四元扩频码中每一个扩频码确定并重新定义。

7．权利要求1的无线电台，其中的无线电台是一个移动无线电台，基站之一根据涉及这个移动无线电台的通信请求，分配一个扩频码给这个移动无线电台。

8．权利要求1的无线电台，其中的扩频代码发生器将四元扩频码变换成一个四相扩频码。

9．权利要求1的无线电台，其中的代码发生器扩展产生的四元扩频码的长度。

10．权利要求9的无线电台，其中产生的四元扩频码用一个四元码元扩展，从而使这一四元扩频码的长度是2的幂。

11．在多个移动无线电台通过无线电信道跟位于对应地理区域内的一个或者多个无线电基站通信的一个码分多址(CDMA)移动通信系统里，每一个无线电信道都对应于一个扩频码集合中的一个，一个或者多个无线电台，包括：

一个代码发生器，有选择地提供具有最大四元扩频码数量和最小互相关，用S(2)族四元扩频码确定的四相扩频码；

一个扩频器，用分配给无线电台的一个四相扩频码扩展要被无线电台发射的信息信号，提供一个扩频信号；和

一个调制器，将扩频信号调制成一个无线电载波。

12．权利要求11的无线电台，还包括：

一个解调器，从无线电载波上解调收到的CDMA信号，和

一个解扩器，用一个四相扩频码对收到的CDMA信号进行解扩，提供收到的信息信号。

13．权利要求11的无线电台，其中要发射的信息信号被分配给一个实数据流和一个虚数据流，该无线电台还包括：

一个实信道扩频器，用一个实信道化码对实数据流进行扩频；

一个虚信道扩频器，用一个虚信道化码对虚数据流进行扩频；和

一个合并器，合并实信道扩频器和虚信道扩频器的输出，产生一个复信号，

其中的扩频器用分配给该移动无线电台的一个四相扩频码对这一复信号进行扩频。

14．权利要求13的无线电台，其中的调制器是一个四相频移键控(QPSK)调制器，其中的复信号被分裂成实分量和虚分量，然后输入给QPSK调制器的实输入端和虚输入端。

15．权利要求14的无线电台，其中的代码发生器将四元扩频码变换成四相扩频码。

16．权利要求11的无线电台，其中的代码发生器扩展S(2)四元扩频码的长度。

17．权利要求16的无线电台，其中的S(2)四元扩频码由一个四元码元扩展，从而使这一四元扩频码的长度是2的幂。

18．在多个通信装置用分配的通信信道进行通信的一个码分多址(CDMA)通信系统里，每一个信道都对应一个CDMA扩频码集合中的一个，一种方法，包括：

产生一族原始码，每一个原始码都有预定的长度，和

用一个代码码元从扩频码族扩展原始码的长度，产生一个CDMA扩频码族。

19．权利要求18的方法，其中的扩展还包括：

检测原始码之一的结尾，和

将一个代码码元添加到原始码之一的结尾上去。

20．权利要求18的方法，其中添加的代码码元对于这一族中所有的原始码都相同。

21．权利要求18的方法，其中原始码上添加的代码码元跟这个原始码的第一个代码码元相同。

22．权利要求18的方法，其中的那族原始码的长度为L=2^m-1，将单独一个代码码元添加到原始码之一的结尾上去。

23．权利要求18的方法，其中的原始码族是四相码，用于扩展原始码而添加的每一个代码码元都有四个可能的值。

24．权利要求18的方法，其中的那族原始码是S(2)代码族。

25．提供CDMA扩频码的一种CDMA代码发生器，包括：

具有m级的一个或者多个反馈移位寄存器，其中m是一个整数，其中最后一级的输出被反馈回第一级的输入端，这一个或者多个反馈移位寄存器的输出对应于一族代码中的一个，和

电子电路，用于将一个额外的代码码元添加到一个代码上去，提供对应于所述CDMA扩频码之一的一个扩展码。

26．权利要求25的CDMA代码发生器，还包括：

一个比较器，检测一个代码的结尾，并通知电子电路在这个代码的结尾添加一个代码码元。

27．权利要求25的CDMA代码发生器，还包括：

一个计数器，在扩展代码周期的结尾产生一个计数器输出，使移位寄存器被设置成相应的初始状态。

28．权利要求25的CDMA代码发生器，其中添加的代码码元对于这一族中所有代码都相同。

29．权利要求25的CDMA代码发生器，其中添加到那一个原始代码上去的代码码元跟这一个原始代码的第一个代码码元一样。

30．权利要求25的CDMA代码发生器，其中那族原始代码的长度为L=2^m-1，并将一个代码码元添加到原始代码之一的结尾。

31．权利要求25的CDMA代码发生器，其中那族代码对应于长度为L=2^m-1的一族四元序列，其中的m是一个大于或等于5的整数，这族代码拥有来自字符集{0,1,2,3}的代码元素，是通过将三个分量序列进行模4加产生的，这三个分量包括第一个分量四元序列a，第二个分量二元序列b，和第三个分量二元序列c，其中的一个或者多个反馈移位寄存器包括第一个、第二个和第三个反馈移位寄存器，它们分别产生第一个、第二个和第三个分量四元序列，在第一个、第二个和第三个分量四元序列进行模4相加之前，第二个和第三个移位寄存器的输出被2乘。

32．权利要求31的CDMA代码发生器，其中的代码发生器将扩展了的四元序列变换成复四相CDMA扩频码。

33．在一个移动通信系统里，包括跟移动台进行通信的多个基站，采用特定扩频码族中的扩频码，在移动台和基站之间进行无线电通信，一种方法，包括：

将这一特定扩频码族的第一个子集分配给第一个基站，和

将这一特定扩频码族的第二个子集分配给第二个基站，

跟这一特定扩频码族中的扩频码相比，其中第一个和第二个子集里的扩频码具有较小的互相关。

34．权利要求33的方法，其中的特定扩频码族对应于S(2)代码族，第一个和第二个子集跟S(0)和S(1)代码族中的一个或者两个有关。

35．权利要求34的方法，其中第一个和第二个扩频码子集中的每一个都用三个分量序列来定义，从而使第一个分量序列包括下标r=0,1,2,…,L+1，其中L是扩频码的长度，第二个和第三个分量序列的一个或者多个下标跟第一个和第二个基站的不同。

36．权利要求33的方法，还包括：

对于一个特定的呼叫，从第一个扩频码子集中分配一个分配的代码给跟第一个基站有关的一个移动台；

将一个标志跟分配的代码关联起来

当移动台进行呼叫的时候将这个标志设置成第一个值；

预定时间过去了以后将这个标志设置成第二个值；和

禁止将这个分配的代码分配给另一个移动台，直到预定时间过去以后。

37．权利要求36的方法，还包括：

在呼叫的开头将这个标志设置成第一个值，和

从呼叫的开头开始测量预定时间。

38．权利要求36的方法，其中的移动台在呼叫进行期间使用分配的那个代码，即使这个呼叫已经切换到第二个基站。

39．权利要求38的方法，还包括：

当移动台正在进行呼叫的时候将这个标志设置成第一个值；

从切换时刻开始测量预定时间；和

如果在呼叫过程中移动台没有进行切换，就在呼叫结束的时候将这个标志设置成第二个值。

40．在包括基站，有多个扇区用于跟移动台通信，并采用特定扩频码族中的扩频码在移动台和基站之间进行无线电通信的一个移动通信系统里的一种方法，包括：

将这一特定扩频码族的第一个子集分配给第一个基站扇区，和

将这一特定扩频码族的第二个子集分配给第二个基站扇区，

跟特定扩频码族中的扩频码相比，其中第一个和第二个子集中的扩频码具有较小的互相关。

41．权利要求40的方法，其中的特定扩频码族对应于S(2)代码族，第一个和第二个子集跟S(0)和S(1)代码族中的一个或者两个有关。

42．权利要求41的方法，其中第一个和第二个扩频码子集中的每一个都由三个分量序列定义，从而使第一个分量序列包括下标r=0,1,2,…,L+1，其中L是扩频码的长度，第二个和第三个分量序列的一个或者多个下标不同于第一个和第二个基站扇区。

43．权利要求40的方法，还包括：

对于某一呼叫，从扩频码的第一个子集中将一个分配的代码分配给跟第一个基站扇区有关的一个移动台；

将一个标志跟这个分配的代码关联起来；

当移动台正在进行呼叫的时候，将这个标志设置成第一个值；

预定时间以后将这个标志设置成第二个值；和

禁止将分配的这个代码分配给另一个移动台，直到预定时间过去为止。

44．权利要求43的方法；还包括：

在呼叫的开头将标志设置成第一个值，和

从呼叫的开头开始测量预定时间。

45．权利要求43的方法，其中的移动台在呼叫的进行过程中使用分配的代码，即使这一呼叫切换到了第二个基站扇区。

46．权利要求45的方法，还包括：

当移动台正在进行呼叫的时候将这个标志设置成第一个值；

从切换时刻开始测量预定时间；和

如果在呼叫过程中移动台没有进行越区切换，就在呼叫的结尾将这个标志设置成第二个值。

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