DE69933029T2

DE69933029T2 - Vierphasige spreizcodes in cdma-übertragungen

Info

Publication number: DE69933029T2
Application number: DE69933029T
Authority: DE
Inventors: M. Branislav POPOVIC'
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-06-16
Filing date: 1999-06-11
Publication date: 2007-04-12
Anticipated expiration: 2019-06-12
Also published as: BRPI9911341B1; BR9911341A; DE69933029D1; EP1088416B1; CN1316142A; RU2226035C2; JP4365030B2; AR020596A1; TW448644B; AU4812799A; US6393047B1; WO1999066645A2; AU756686B2; EP1088416A2; JP2002518928A; WO1999066645A3; KR20010071485A; CA2335018A1; MY126483A; ZA200007304B

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Spreizspektrumskommunikationen und insbesondere die Generierung von optimalen Codefolgen, die verwendet werden, um Spreiz- und Entspreizfunktionen in einer Codemultiplex-Mehrfachzugriff-Kommunikation durchzuführen.
HINTERGRUND UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Direktsequenz-Spreizspektrum-(DSSS)-System ist ein Breitbandsystem, in dem die gesamte Frequenzbandbreite des Systems für jeden Benutzer jederzeit verfügbar ist. Ein DSSS-System wendet ein Spreizsignal an, das die Bandbreite des übertragenen Signals viel mehr erweitert oder „spreizt", als es für die Übertragung von Informationssymbolen erforderlich ist. Das Spreizsignal wird gewöhnlich als Spreiz- oder Verwürfelungscode oder -folge bezeichnet. Der Begriff Spreizcode wird allgemein für diese Beschreibung verwendet. Verschiedene Benutzer in einem DSSS-System werden durch Verwendung der verschiedenen Spreizcodes unterschieden. Darum werden DSSS-Systeme auch als Direktsequenz-Codemultiplex-Mehrfachzugriff-(DS-CDMA)-Systeme bezeichnet. Im allgemeinen sind Spreizcodes gewöhnlich zweiphasig mit Elementen, die zu der Menge {+1, –1} gehören, oder mehrphasig mit Elementen, die zu der Menge der komplexen Zahlen gehören, die mit äquidistanten Punkten auf dem Einheitskreis in der komplexen Ebene korrespondieren. Beispielsweise korrespondiert vierphasig mit vier Punkten von Einheitslänge von dem Ursprung.
Im Allgemeinen besteht ein Ausgleich zwischen Erhöhung der Zahl der Spreizcodes und Verringerung von Interferenzen. Die Zahl der Spreizcodes, die zur Unterscheidung von Mobilstationsbenutzern verwendet werden, insbesondere in der Uplink-Richtung von einer Mobilstation zu einer Basisstation, sollte so groß wie möglich sein. Dies beruht darauf, dass mehr Spreizcodes mehr Funkkanäle bereitstellen, so dass mehr Mobilstationen zur gleichen Zeit in dem gleichen geografischen Bereich kommunizieren können. Aber die Erhöhung der Kapazität in einem CDMA-System hat einen Preis – Interferenzen, die die Kommunikationsqualität für alle Benutzer reduzieren. Es ist jedoch wünschenswert, dass der Betrag der Korrelation zwischen beliebigen zwei der Spreiuodes reduziert wurd, um die Interferenzen zwischen den Mobilstationen, die unter Verwendung dieser Codes kommunizieren, zu reduzieren. Formaler ausgedrückt, sollte die maximale periodische Kreuzkorrelation zwischen beliebigen zwei Spreizcodes so gering wie möglich sein.
Die periodische Kreuzkorrelation, auch als gerade Korrelation bezeichnet, ist gleich einem Korrelationsausgang unter der Annahme, dass das Datenmodulationsformat sich während der Korrelationsoperation nicht ändert. In der Praxis haben aufeinander folgende Datenmodulationssymbole eher zufällige als periodische Werte. Daher repräsentiert eine ungerade Korrelationsfunktion den Korrelationsausgang besser, wenn ein Datensymbol eines Interferenzsignals sich während der Korrelationsoperation ändert. Während sowohl die geraden als auch die ungeraden Korrlationsfunktionen bewertet werden sollen, um ein Interferenzmaß für beliebige zwei Spreizcodes, die einem Paar von Mobilstationen zugeordnet wurden, zu erhalten, um den Grad der Kreuzkorrelation zu bestimmen, ist ungerade Kreuzkorrelation für eine gegebene Menge von Spreizcodes theoretisch schwierig zu bestimmen. Daher wird die gerade Korrelationsfunktion verwendet, um verschiedene Familien oder Mengen von Spreizcodes zu vergleichen, um eine optimale Familie/Menge zu bestimmen.
Die vorliegende Erfindung, die durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche 1, 8 und 22 definiert ist, stellt eine optimale Menge von Spreizcodes für Verwendung beispielsweise in einem Breitband-CDMA-(WCDMA)-Mobilfunk-Kommunikationssystem bereit. Obwohl diese Menge von Spreizcodes in synchronisierten Downlink-Übertragungen von der Basisstation verwendet werden kann, ist sie besonders nützlich in der Uplink-Richtung von der Mobilstation zu der Basisstation, in der die verschiedenen Mobilstationen nicht gegenseitig synchronisiert sind. Die optimale Familie von Spreizcodes stellt eine große Zahl von Codes bereit, die außerdem niedrige Kreuzkorrelationen zwischen Spreizcodes für alle möglichen Zeitverschiebungen zwischen den verschiedenen Mobilstationen aufweisen. In dieser Weise wird die Kapazität des Mobilkommunikationssystems beträchtlich erhöht, während sie gleichzeitig noch zufrieden stellende Funkkommunikationen mit minimalen Interferenzen zu/von den anderen Mobilstationen bietet.
Die Codefamilie ist die S(2)-Familie von vierphasigen Codefolgen der Länge L = 2^m – 1, wobei m eine ganze Zahl größer als oder gleich 5 ist. Die Codes in der S(2)-Familie werden durch Modulo-4-Summation von drei Komponentenfolgen erzeugt, die eine erste quaternäre Komponentenfolge a(n), eine zweite binäre Komponentenfolge b(n) und eine dritte binäre Komponentenfolge c(n) enthalten, wobei die binären Folgen b(n) und c(n) vor der Summierung mit zwei multipliziert werden. Die Größe der Familie, d. h. die Zahl der quaternären Spreizcodes, ist (L + 2)(L + 1)², und die maximale Kreuzkorrelation zwischen beliebigen zwei der Codes ist 1 + 4√L + 1 . Die drei Komponentenfolgen werden unter Verwendung von korrespondierenden linearen rückgekoppelten Schieberegistern erzeugt. Die Menge von (L + 2)(L + 1)² verschiedenen S(2)-Folgen wird durch Kombinieren der verschiedenen Komponentenfolgen erzeugt, die durch verschiedene anfängliche Schieberegister-Zustände produziert werden: (L + 2) anfängliche Zustände für eine Folge a(n) und (L + 1) anfängliche Zustände für Folgen b(n) und c(n).
Als ein Beispiel, die Zahl von S(2)-Spreizcodes mit einer Länge (L) von 255 Chips beträgt 16.842.752 mit einer maximalen absoluten geraden Kreuzkorrelation von 65. Über 16 Millionen Uplink-Spreizcodes stellen beträchtliche Systemkapazität bereit. Wenn man annimmt, dass nicht mehr als 256 Mobilstationen in einem einzelnen Basisstationssektor versorgt werden, dann können 65.792 Codemengen in dem Mobilkommunikationssystem wiederverwendet werden. Diese große Zahl von Codemengen stellt beträchtliche Flexibilität bei der Netzplanung bereit.
Obwohl Spreizcodes aus der S(2)-Familie zufällig ausgewählt und verschiedenen Benutzern in einem CDMA-Kommunikationssystem zugeordnet werden können, ordnet eine bevorzugte beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Spreizcodes nach einem spezifischen Codezuordnungsverfahren zu, das im Vergleich mit zufälliger Auswahl vorteilhaftere Ergebnisse erzielt. Unter der Annahme, dass das gesamte Mobilkommunikationssystem die S(2)-Familie von Codes einsetzt, werden spezifische Spreizcode-Untermengen der S(2)-Familie von Codes jeder Basisstation (oder jedem Basisstationssektor) zugeordnet. Die Spreizcode-Untermengen haben dieselben Kreuzkorrelationseigenschaften der S(0)- und/oder S(1)-Familien von Codes und bieten im Vergleich zu zufällig ausgewählten Codes aus der S(2)-Familie von Codes reduzierte Interferenzen für Mobilstationen, die in der gleichen Basisstation (oder dem gleichen Basisstationssektor) operieren.
Kapazität ist ein wichtiger Aspekt eines Kommunikationssystems, aber Dienste sind auch sehr wichtig. Es gibt bestimmte Dienste, die in Mobilkommunikationssystemen wie zellularen WCDMA- Systemen bereitgestellt werden, die unter Umständen mehr als eine Datenrate erfordern oder unterstützen. Für variable Raten und andere Dienste ist es wünschenswert, Spreizcodes bereitzustellen, deren Länge als ein ganzzahliges Mehrfaches von jedem Spreizcode in dem Mobilkommunikationssystem ausgedrückt werden können. Der Spreizfaktor korrespondiert mit der Zahl von Chips, die verwendet werden, um ein einzelnes Datensymbol zu spreizen. Relativ kurze Spreizcodes, deren Codeperiode ein oder mehrere Datensymbole abdeckt, sind wünschenswert, um Mehrsignaldetektion niedriger Komplexität an den CDMA-Funkbasisstationen zu unterstützen.
Eine Weise zur Implementierung von mehrfachen Datenraten besteht in der Verwendung derjenigen Datenraten, die es gestatten, korrespondierende Spreizfaktoren (SF) als SF(k) = L/2^k auszudrücken, wobei L die Länge jedes Spreizcodes in der Codefamilie ist und k eine positive ganze Zahl ist und im Verhältnis zu der Datenrate variiert. Daher sollte die Spreizcode-Länge irgendeine Potenz von zwei sein. Wenn die Spreizcode-Länge als ein ganzzahliges Mehrfaches von jedem möglichen Spreizfaktor in dem System ausdrückbar ist, wird die gesamte Synchronisation in dem Empfänger beträchtlich vereinfacht, indem sie unabhängig von der Datenrate wird. In anderen Worten, wenn die Spreizcodeperiode eine ganzzahlige Zahl von Datensymbolen enthält, werden Datenrahmen- und Datensynchronisation automatisch erhalten, wenn die Empfänger-Entspreizungsfolge mit dem eingehenden Signal synchronisiert wird. Anderenfalls fluktuiert die Datensymbol-Position in Bezug auf die (relativ kleine) Spreizcodeperiode über die Zeit, d. h. sie ist unterschiedlich in den aufeinander folgenden Spreizcodeperioden. Als ein Ergebnis ist es schwierig, ein einzelnes Datensynchronisationssignal an eine Spreizcodeperiode anzufügen, und infolgedessen muss eine separate Schaltung zusätzlich zu einer Codesynchronisationsschaltung eingesetzt werden, um Datensynchronisation zu erlangen und zu verfolgen.
Die Länge (L) der Codes in typischen Spreizcode-Familien ist jedoch 2^m – 1, wie die oben beschriebene S(2)-Spreizcode-Familie. Für beispielsweise m = 8 ist die Codelänge 255. Um die Vorteile von optimaler hohe Kapazität bei minimaler Kreuzkorrelation-Code-Interferenz zu erhalten und um die Anwendungen mit variabler Datenrate zu unterstützen, erweitert die vorliegende Erfindung die Länge jedes Spreizcodes um ein Codesymbol, um die Spreizcode-Länge zu einer Potenz von 2 zu machen. In einer bevorzugten beispielhaften Ausführungsform wird ein zusätzliches Codesymbol zu dem Ende jedes Spreizcodes hinzugefügt. Genauer ausgedrückt, wird der erweiterte Spreizcode erhalten durch Hinzufügen eines weiteren Codesymbols nach L Symbolen des ursprünglichen (nicht erweiterten) Codes der Länge L.
In einer anderen beispielhaften Ausführungsform kann das hinzugefügte Codesymbol fest sein, d. h. denselben Wert für alle Spreizcodes in der Familie haben. In anderen beispielhaften Ausführungsformen hat das hinzugefügte Codesymbol denselben Wert wie der erste Chip in dem ursprünglichen Spreizcode. In dem Fall von quaternären Spreizcodes wie denen in der S(2)-Familie kann das zusätzliche Spreizcodesymbol vier mögliche Werte haben, d. h. 0, 1, 2 oder 3. Vorzugsweise wird der Wert des zusätzlichen Spreizcodes ausgewählt, um die gegenseitige Kreuzkorrelation zwischen den erweiterten Spreizcodes zu optimieren.
Das Dokument Kumar P.V. et al „Large Families of Quaternary Sequences with Low Correlation" IEEE Transactions on Information Theory, Ausg. 42, Nr. 2, März 1996, Seite 579–592 offenbart eine Familie von quaternäre Folgen der Länge L = 2^r – 1 und einen maximalen nichttrivialen Korrelationsparameter 2√L + 1 + 1. Die Folgenfamilie lässt sich einfach unter Verwendung von zwei Schieberegistern, einem binären, der andere quaternär, erzeugen. Die Konstruktion kann erweitert werden, um eine Kette von Folgenfamilien zu produzieren, wobei jede Familie in der Kette die vorhergehende Familie enthält. Dies verleiht dem Entwurf Flexibilität in Bezug auf die Zahl der intermittierenden Benutzer, die in einem zellularen Codemultiplexzugriff-Funksystem unterstützt werden kann.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen hervor aus der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen sowie wie in den beigefügten Zeichnungen veranschaulicht, in denen Bezugszeichen sich auf die gleichen Teile in den verschiedenen Ansichten beziehen. Die Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu, vielmehr wird Betonung auf die Darstellung der Grundsätze der Erfindung gelegt.
1 zeigt ein Funktionsblockdiagramm eines beispielhaften Mobilkommunikationssystems, in dem die vorliegende Erfindung vorteilhaft eingesetzt werden kann;
2 zeigt ein Funktionsblockdiagramm eines beispielhaften Funkstationstransceivers, in dem die vorliegende Erfindung vorteilhaft eingesetzt werden kann;
3 zeigt ein Funktionsblockdiagramm, das zusätzliche Details der in 2 gezeigten Spreizer- und Modulatorblöcke darstellt;
4 zeigt ein Einheitskreisdiagramm, das vier vierphasige Werte in einer komplexen Ebene darstellt;
5 zeigt ein Ablaufdiagramm, das beispielhafte Verfahren zum Bereitstellen eines Spreizcodes von einer optimalen S(2)-Spreizcode-Familie gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 zeigt ein schematisches Diagramm, das den in 2 dargestellten Codegenerator in weiteren Details darstellt;
7 zeigt ein schematisches Diagramm, das einen Generator für erweiterte Spreizcodes gemäß einer beispielhaften Ausführungsform für ein festes Erweiterungssymbol darstellt; und
8 zeigt ein schematisches Diagramm, das einen beispielhaften Generator für erweiterte Spreizcodes gemäß einer beispielhaften Ausführungsform für ein periodisches Erweiterungssymbol darstellt;
9 zeigt ein Funktionsblockdiagramm, das beispielhafte Verfahren gemäß einer Ausführungsform für erweiterte Spreizcodes der vorliegenden Erfindung darstellt; und
10 zeigt einen Graphen, der eine Leistung der festen und periodischen erweiterten Spreizcodes darstellt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In der folgenden Beschreibung werden bestimmte Details wie bestimmte Ausführungsformen, Verfahren, Techniken usw. für Erklärungszwecke und nicht zur Beschränkung dargelegt, um ein gründliches Verständnis der vorliegenden Erfindung zu vermitteln. Für einen Fachmann ist jedoch ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung in anderen Ausführungsformen praktiziert werden kann, die von diesen bestimmten Details abweichen. Während beispielsweise die vorliegende Erfindung manchmal in dem Kontext einer mobilen Funkstation, die Uplink-Spreizcodes verwendet, beschrieben wird, ist die vorliegende Erfindung gleichermaßen anwendbar auf andere Funkstationen, z. B. Funkbasisstationen, und tatsächlich auf jedes Spreizspektrums-Kommunikationssystem. In anderen Fällen werden Beschreibungen von gut bekannten Verfahren, Schnittstellen, Vorrichtungen und Signalisierungstechniken ausgelassen, um die Beschreibung der vorliegenden Erfindung nicht durch unnötige Details unverständlich zu machen.
Die vorliegende Erfindung wird beschrieben in dem Kontext eines universellen Mobilfunk-Kommunikationssystems (UMTS) 10, das in 1 dargestellt ist. Ein repräsentatives verbindungsorientiertes externes Kernnetz, das als eine Wolke 12 dargestellt ist, kann beispielsweise das öffentliche Telefonwählnetz (PSTN) und/oder das diensteingegrierende Digitalnetz (ISDN) sein. Ein repräsentatives verbindungslos-orientiertes externes Kernnetz, das als eine Wolke 14 dargestellt ist, kann beispielsweise das Internet sein. Beide Kernnetze sind an korrespondierende Dienstknoten gekoppelt. Das verbindungsorientierte PSTN/ISDN-Netz 12 ist mit einem verbindungsorientierten Dienstknoten verbunden, der als ein Mobilvermittlungseinrichtungs-(MSC)-Knoten 16 dargestellt ist, der leitungsvermittelte Dienste bereitstellt. In dem existierenden GSM-Modell ist die MSC 16 über eine Schnittstelle A mit einem Basisstationssubsystem (BSS) 22 verbunden, das wiederum über Schnittstelle A mit Funkbasisstation 23 verbunden ist. Das verbindungslos-orientierte Internet-Netz 14 ist mit einem allgemeinen paketvermittelten Funkdienst-(GPRS)-Knoten verbunden, der angepasst ist zur Bereitstellung von Diensten der paketvermittelten Art. Jeder der Kernnetz-Dienstknoten ist über eine Funkanschlussnetz-(RAN)-Schnittstelle mit einem UMTS-Funkanschlussnetz (UTRAN) verbunden. UTRAN enthält eine oder mehr Funknetzsteuerungen 18. Jede RNC 18 ist mit einer Pluralität von Basisstationen (BS) 20 und mit allen anderen RNCs in dem UTRAN verbunden.
In der bevorzugten Ausführungsform basiert Funkanschluss auf Breitband-Codemultiplexzugriff (WCDMA), wobei einzelne Funkkanäle unter Verwendung von CDMA-Spreizcodes zugeordnet werden. WCDMA bietet große Bandbreite für Multimediadienste und andere Anforderungen mit hohen Raten sowie robuste Merkmale wie Diversity-Weiterschaltung und RAKE-Empfänger zur Gewährleistung einer hohen Qualität. Jeder Mobilstation 24 wird ihr eigener Spreizcode zugeordnet, damit eine Basisstation 20 Übertragungen von dieser bestimmten Mobilstation identifizieren kann und damit die Mobilstation Übertragungen von der Basisstation, die für diese Mobilstation intendiert sind, aus all den anderen Übertragungen und Störungen, die in demselben Gebiet vorhanden sind, identifizieren kann.
Ein CDMA-Funkstationstransceiver 30, in dem die vorliegende Erfindung eingesetzt werden kann, ist im Funktionsblockformat in 2 dargestellt. Für Fachleute ist ersichtlich, dass andere in CDMA-Transceivern verwendete Funktransceiverfunktionen, die für die vorliegende Erfindung nicht besonders relevant sind, nicht dargestellt sind. In dem Übertragungszweig werden Informationsbits, die zu übertragen sind, von einem Spreizer 32 empfangen, der diese Informationsbits nach einem Spreizcode, der von einem Spreizcodegenerator 40 erzeugt wird, über das verfügbare Frequenzspektrum spreizt (für Breitband-CDMA könnte dieses Frequenzband beispielsweise 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz oder mehr betragen). Die Steuerung 44 bestimmt, welcher Spreizcode von Codegenerator 40 dem Spreizer 32 bereitgestellt werden soll. Der von Codegenerator 40 bereitgestellte Spreizcode korrespondiert mit einem Funkkanal in einem CDMA-Kommunikationssystem. Weil eine sehr große Zahl von Codesymbolen (manchmal als „Chips" bezeichnet) verwendet werden können, um jedes Informationsbit zu codieren (abhängig von der aktuellen Datenrate in einem System mit variabler Datenrate wie ein WCDMA-System), vergrößert die Spreizoperation die Datenrate beträchtlich und erweitert dadurch die Signalbandbreite. Das Spreizsignal wird einem Modulator 34 bereitgestellt, der das Spreizsignal auf einen HF-Träger moduliert. Ein Oszillator 42 erzeugt einen geeigneten Hochfrequenzträger bei einer Frequenz, die von der Steuerung 44 ausgewählt wird. Das modulierte HF-Signal wird dann in HF-Verarbeitungsblock 36 gefiltert und verstärkt, bevor es mittels der Antenne 38 über die Funkschnittstelle übertragen wird.
Ähnliche, aber umgekehrte Operationen werden in dem Empfangszweig des Transceivers 30 ausgeführt. Ein HF-Signal wird von Antenne 38 empfangen und in HF-Verarbeitungsblock 150 gefiltert. Das verarbeitete Signal wird dann demoduliert, um das Breibandsignal von dem HF-Träger in einem Demodulator 48 unter Verwendung eines geeigneten HF-Trägersignals, das von dem Oszillator 44 bereitgestellt wird, zu extrahieren. Das demodulierte Signal wird dann in einem Entspreizer 46 in Übereinstimmung mit einem Code, der von der Steuerung 44 ausgewählt und von dem Codegenerator 40 erzeugt wurde, entspreizt. Das entspreizte Signal korrespondiert mit den im Basisband empfangenen Informationsbits, die dann normalerweise weiter verarbeitet werden. Während individuelle funktionale Blöcke in dem Funkstationstransceiver 30 dargestellt sind, ist es für Fachleute ersichtlich, dass diese Funktionen durch individuelle Hardware-Schaltungen, durch einen geeignet programmierten digitalen Mikroprozessor, durch eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC) und/oder durch einen oder mehrere Digitalsignalprozessoren (DSPs) durchgeführt werden können.
3 zeigt in schematischer Form weitere beispielhafte Details des Spreizers 32 und des Modulators 34. Ein ähnliches Schaltbild würde für den Demodulator 48 und den Entspreizer 46 mit entgegengesetzten Funktionen in der umgekehrten Richtung zutreffen. Quadratur-Phasenumtastung (QPSK) wird sowohl für die Datenmodulation (durchgeführt von Spreizer 32) als auch die Spreizungsmodulation (durchgeführt von Quadraturmodulator 34) verwendet. 4 zeigt vier vierphasige Punkte in dem Einheitskreis, das mit der durch eine reelle Achse I und eine imaginäre Achse Q definierte komplexen Ebene korrespondiert. Die vier vierphasigen alphabetischen Werte korrespondieren mit
mit j = √–1
Der beispielhafte Spreizer 32 in 3 enthält zwei zweiphasige (+/– 1) Informationsströme, die separat zu demodulieren sind, wie ein Verkehrsdatenstrom und ein Steuerungsdatenstrom, die in jeweilige Multiplizierer 52 und 54 eingegeben werden, um gespreizt und IQ-gemultiplext zu werden. Die Verkehrs- und Steuerungsdatenströme werden durch verschiedene Kanalisierungscodes gespreizt und dann auf die Zweige I und Q abgebildet. Kanalisierungscodes werden eingesetzt, um die reellen und imaginären Informationsströme an dem Empfänger separat zu identifizieren und zu unterscheiden, auch wenn eine unvollkommene Synchronisation der Phasen I und Q am Empfänger besteht. In der Situation, in der mehrere Verkehrs- und Steuerungsdatenströme parallel von einem einzelnen mobilen Benutzer zu übertragen sind (z. B. Mehrcode-Übertragungen – vorgesehen für sehr hohe Datenraten), werden mehrere orthogonale Kanalisierungscodes verwendet, um die erforderlichen parallelen Codekanäle zu erstellen. Die Kanalisierungscodes können auf so genannte orthogonale variable Spreizfaktor-(OVSF)-Codes basiert werden, die Orthogonalität selbst dann beibehalten, wenn verschiedene Spreizfaktoren verwendet werden. Die Kanalisierungscodes sind für alle Mobilstationen gleich.
Die Informationsströme I und Q repräsentieren die reellen und imaginären Teile eines komplexen Datenstroms, der über einen CDMA-Funkkanal zu übertragen ist. In der vorliegenden Beschreibung wurden separate reelle und imaginäre Informationsströme und korrespondierende verschiedene Kanalisierungscodes eingesetzt, um ein komplexes Signal zu erzeugen, das unter Verwendung eines korrespondierenden Funk-CDMA-Spreizcodes zu spreizen ist. Das Signal muss jedoch nicht komplex sein. Tatsächlich kann die vorliegende Erfindung eingesetzt werden, um jede Art von Informationssignal zu spreizen.
Der von Spreizcodegenerator 40 erzeugte Spreizcode wird von dem Komplexmultiplizierer 60 eingesetzt, um das komplexe Informationssignal zu spreizen. Der Komplexmultiplizierer 60 in einem QPSK-Datenmodulator führt komplexe Multiplikation zwischen dem komplexen Datenstrom I + jQ und einem komplexen Spreizcode (der z. B. vorübergehend einer Mobilstation zugeordnet wurde) aus, um den Ausgang des gespreizten Signals für den Modulator 34 bereitzustellen. Quadraturmodulator 34 teilt das gespreizte Signal in reelle (I) und imaginäre (Q) Ströme auf, die von einem korrespondierenden Impulsformungsfilter 62, 64 wie ein Kosinusfilter mit angehobener Wurzel verarbeitet werden und dann jeweiligen Mixern 66 und 68, die auch gleichphasige und Quadratur-Versionen des HF-Trägers empfangen, bereitgestellt werden. Die modulierten Träger-Quadratursignale werden in Summierer 70 summiert und zu dem HF-Verarbeitungsblock 36 ausgegeben.
Wie oben erwähnt, sollte die Zahl von CDMA-Spreizcodes, die zur Unterscheidung von Mobilstationsbenutzern verwendet werden, insbesondere in der Uplink-Richtung von einer Mobilstation zu einer Basisstation, so groß wie möglich sein, um zu gestatten, dass mehr Mobilstationen zur gleichen Zeit in demselben geografischen Bereich kommunizieren. Andererseits kann die Zahl der Spreizcodes nicht zu groß sein, weil anderenfalls zu viele Interferenzen für eine akzeptable Kommunikation unter den Mobilstationen erzeugt werden. Die vorliegende Erfindung stellt eine Menge von Spreizcodes mit einer optimalen Balance bereit: eine relativ große Zahl von Spreizcodes mit nur minimaler Kreuzkorrelation zwischen beliebigen zwei der Spreizcodes in der Familie.
Parameter von verschiedenen zweiphasigen und vierphasigen Spreizcode-Familien werden zum Vergleich in der nachstehenden Tabelle I aufgeführt. Die Alphabetgröße korrespondiert mit der Zahl von verschiedenen Werten, die jedes Codesymbol annehmen kann. Für zweiphasige Codes ist die Alphabetgröße zwei; für vierphasige Codes ist die Alphabetgröße vier. Die Folgenlänge (L) ist die Zahl von Codesymbolen („Chips") in jedem Code und ist für alle Codefamilien in der Tabelle I gleich 2^m – 1, wobei m eine positive ganze Zahl ist, deren mögliche Werte in Abhängigkeit davon, wie die jeweilige Codefamilie konstruiert ist, beschränkt sein können. Die Familiengröße (M) ist die Zahl von Codes in einer bestimmten Spreizcode-Familie. Je größer die Familiengröße M ist, desto größer ist die Kapazität. Die maximale absolute Kreuzkorrelation (C_max) ist die maximale periodische Kreuzkorrelation zwischen beliebigen zwei Spreizcodes in der Spreizcode-Familie.
Basierend auf dieser Analyse von verschiedenen Charakteristika dieser Codefamilien hat der Erfinder bestimmt, dass die S(2)-Familie von Spreizcodes den optimalen Kompromiss zwischen der größten Zahl (M) von Spreizcodes, (L + 2)(L + 1)², und der kleinsten Kreuzkorrelation, 1 + 4√L + 1 , bietet. Anders ausgedrückt, ist für die S(2)-Spreizcodes das Verhältnis der Zahl von Spreizcodes zu der Spitze der Kreuzkorrelation für eine gegebene Spreizcodelänge L maximiert. Die S(1)- und S(2)-Spreizcode-Familien werden erhalten durch Generalisierung aus der Konstruktion der S(0)-Familie von vierphasigen Spreizcodes. Die S(2)-Spreizcode-Familie enthält die S(1)-Familie, die eine Untermenge von (L + 2)(L + 1) Spreizcodes ist, erhalten durch Kombinieren verschiedener a(n)- und b(n)-Komponentenfolgen. Die S(2)- und S(1)-Spreizcode-Familie enthalten die S(0)-Familie, die eine Untermenge von (L + 2) Spreizcodes ist, erhalten durch verschiedene Anfangszustände eines a(n)-Komponentenfolgen-Schieberegisters. Die S(0)-Spreizcode-Familie hat die gleiche Zahl von Spreizcodes wie die Gold-Spreizcode-Familie, aber die S(0)- hat einen um mindestens den Faktor √2 kleinere Kreuzkorrelation.
Um ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung zu vermitteln, wird jetzt die Konstruktion der S(2)-Familie von Spreizcodes beschrieben. h(x) = x^m + h₁x^m ^–1 + ... + h_m–1x + h mit h_k, x ∊ Z₄ sei ein primitives Polynom über Z₄ vom Grad m, wobei Z₄ die Menge der ganzen Zahlen {0,1,2,3} ist, d. h. der Ring von Modulo-4-Ganzzahlen. Eine Liste aller primitiven Polynome über Z₄ bis zum Grad m = 15 kann in „On a Recent 4-Phase Sequence Design for CDMA", Hammons et al, IEICE Trans. Commun., Ausg. E76-B, Nr. 8, S. 804–813 gefunden werden. Die lineare Rekurrenz m-ter Ordnung a_r(n) über Z₄, definiert durch h(x) als ar(n) = h1a(n – 1) – h2a(n – 2) – ... – hma(n – m)(mod 4), n ≥ m, (1)erzeugt eine quaternäre Folge der Periode L = 2^m – 1. Die obige Rekurrenz kann unter Verwendung eines Schieberegisters mit Rückkopplungsverbindungen implementiert werden.
Es gibt L + 2 zyklisch distinkte Folgen, die aus der in Gleichung (1) definierten Rekurrenz erhalten werden, indem ein geeigneter Anfangszustand der Rekurrenz, d. h. des Schieberegisters, gewählt wird. Der Anfangszustand τ ist ein Vektor von m Elementen, die repräsentiert werden können als τr = [ar(m – 1), a(m – 2), ...ar(0)]
Die L + 2 Anfangszustände τ₀, τ₁, τ₂, ..., τ_L+1 können nach dem folgenden Algorithmus ausgewählt werden τr = [T(γrxm–1), T(γrxm–2), ..., T(γrx), T(γr)] (2)mit T(ξ) = [ξ + ξ2 + ξ4 + ... + ξm–1(mod h(x), mod 4)](mod x), (3)und γ0 = 1, γ1 = 2, γ2 = 3, γ3 = 1-x, γ4 = 1-x2, ..., γL+1 = 1-xL –1. (mod h(x), mod 4) (4)
Die Menge von Folgen {a_r(n)}, definiert durch die Gleichungen (1)–(4), repräsentiert die S(0)-Familie von Folgen, deren Parameter in Tabelle I angegeben werden.
Die Menge von Folgen {a_r(n)} der Länge 255 kann durch ein primitives Polynom vom Grad 8 über Z₄ erzeugt werden. Das primitive Polynom vom Grad 8, das die einfachsten Rückkopplungsverbindungen des korrespondierenden Schieberegister-Generators erzeugt, ist wie folgt: h(x) = x8 + x5 + 3x3 + x2 + 2x + 1 (5)
Die S(1)-Familie von Folgen {y_u(n)}, u = 0, 1, ..., (L + 2)(L + 1), ist die Generalisierung der S(0)-Folgenfamilie, die erhalten wurde durch Kombinieren der quaternären Folgen aus der Menge {a_r(n)}, r = 0, 1, 2, ..., (L + 1), mit den binären Folgen {b_s(n)}, s = 0, 1, 2, ..., L, derselben Länge. Der genaue Algorithmus wird durch das folgende Verhältnis gegeben: yu(n) = ar(n) + 2bs(n) (mod 4), n = 0, 1, ..., L – 1 (6)
Die Folgen b_s(n) werden erhalten durch eine lineare Rekurrenz über Z₂, definiert durch das Polynom g(x) = x^e + g₁x^e–1 + ... + g_e–1x + 1 als bs(n) = g1b(n – 1) + g2b(n – 2) + ... + b(n – e) (mod 2), n ≥ e (7)wobei e ≤ m eine minimale ganze Zahl ist, die (3·2^e) mod (2^m – 1) = 3 erfüllt.
Das Polynom g(x) ist mit dem Polynom h(x) verwandt und wird erhalten aus dem Polynom g(x)', gegeben durch
nach dem folgenden Verhältnis
Für h(x), gegeben durch Gleichung (5), ist das korrespondierende g(x) gleich zu g(x) = x8 + x7 + x5 + x + 1. (10)
Die Menge von L + 1 distinkten (aber nicht zyklisch distinkten) Folgen b_s(n) ist definiert durch die entsprechenden Anfangszustände der in Gleichung (7) definierten Rekurrenz. Die L + 1 Anfangszustände von δ₀, δ₁, δ₂, ..., δ₁ sind definiert als δ0 = 0, δ1 = 1, δ2 = x, δ3 = x2, ..., δL = xL–1, (mod h(x), mod 2). (11)
Der tatsächliche Anfangszustand [b_s(m – 1), b_s(m – 2), ..., b_s(0),] ist gegeben durch die Koeffizienten des durch Gleichung (11) definierten korrespondierenden Polynoms δ_s gemäß der folgenden Bezeichnung: δs = bs(m – 1)xm–1 + bs(m – 2)xm –2 + ...+ bs(0).
Die S(2)-Familie von Folgen {z_v,(n)}, v = 0, 1, 2, ..., (L + 2)(L + 1)² – 1, ist eine weitere Generalisierung unter Verwendung der S(0)- und S(1)-Familien. Sie wird erhalten durch Kombinieren der Folgen aus den vorher definierten Mengen {a_r{n)} und {b_s(n)} mit einer zusätzlichen Menge {c_r(n)} von L + 1 binären Folgen nach dem folgenden Verhältnis: zv(n) = ar(n) + 2bs(n) + 2ct(n) (mod 4), n = 0, 1, ..., L – 1. (12)
Ein Abzählalgorithmus für die Menge S(2) kann definiert werden durch v = r.2(L+1)(L+1) + s.2L+1 + 1 r = 0, 1, 2, ..., L + 1 s = 0, 1, 2, ..., L t = 0, 1, 2, ..., L (13)
Die Folgen c_r(n) werden erhalten durch eine lineare Rekurrenz über Z₂, definiert durch das Polynom f(x) = x^r + f₁x^r–1 + ... + f_r–1x + 1 als ct(n) = f1ct(n – 1) + f2ct(n – 2) + ... + ct(n – e)(mod 2), n ≥ e, (14)wobei e ≤ m eine minimale ganze Zahl ist, die (5·2^e) mod (2^m – 1) = 5 erfüllt. Das Polynom f(x) ist mit dem Polynom h(x) verwandt und wird erhalten aus dem Polynom f(x)', gegeben durch
nach dem folgenden Verhältnis
Für h(x), gegeben durch Gleichung (5), ist das korrespondierende f(x) gleich zu f(x) = x8 + x7 + x5 + x4 + 1. (17)
Die Menge von L + 1 distinkten (aber nicht zyklisch distinkten) Folgen c_l(n) ist definiert durch die entsprechenden Anfangszustände der Rekurrenz (14). Diese Anfangszustände wurden bereits durch Gleichung (11) definiert.
Die obigen Konstruktionen für die S(2)-Spreizcode-Familie erzeugen quaternäre Codes mit Elementen, die zu der Menge {0, 1, 2, 3} gehören. Um komplexe vierphasige Spreizcodes zu erhalten, die eine konstante Hüllkurve haben, wobei die reellen und imaginären Teile zweiphasige ± 1/√2 Werte sind, d. h. mit Elementen, die zu der Menge
gehören, wird die folgende Transformation angewandt
Mit dieser mathematischen Erklärung, wie die S(2)-Familie von Spreizcodes konstruiert wird, erfolgt jetzt Bezugnahme auf eine Mobilrufroutine (Block 80), dargestellt im Funktionsblockformat in 5. Eingangs fordert eine Mobilstation einen Verkehrskanal (TCH) an, indem sie eine Verkehrskanalanforderung über einen Direktzugriffskanal (RACH) sendet (Block 82). Der Direktzugriffskanal hat einen oder mehr korrespondierende Spreizcodes, die die Mobilstation einsetzt, um über diesen Direktzugriffskanal zu senden und zu empfangen. Als Reaktion auf die Anforderung des Mobilteils sendet die Basisstation über den Direktzugriffskanal an die Mobilstation die Zahl „v" eines Spreizcodes z_v(n) aus der S(2)-Spreizcode-Familie (Block 84), die mit einem zugeordneten Funkkanal korrespondiert. Z_v(n) ist in Gleichung (12) definiert, und v ist in Gleichung (13) oben definiert. Unter Verwendung der Spreizcode-Zahl v bestimmt die Mobilstation die Ordnungszahlen r, s und t, die die Anfangszustände der Schieberegister, die zur Erzeugung der drei in den obigen Gleichungen (1), (7) bzw. (14) definierten Komponentenfolgen a_r(n), b_s(n) und c_l(n) verwendet wurden, eindeutig identifizieren. Diese drei Komponentenfolgen werden kombiniert, um einen korrespondierenden quaternären S(2)-Spreizcode z_v(n) gemäß Gleichung (12) bereitzustellen (Block 88). Der quaternäre S(2)-Spreizcode wird dann auf einen korrespondierenden vierphasigen Spreizcode abgebildet (Block 90) und verwendet zum Spreizen/Entspreizen (abhängig von der Übertragungs- oder Empfangsoperation, die gegenwärtig in der Mobilstation durchgeführt wird) von Informationen unter Verwendung des erzeugten vierphasigen Spreizcodes (Block 92).
6 zeigt eine beispielhafte Schieberegister-Implementierung eines Codegenerators 40 zum Erzeugen von vierphasigen S(2)-Spreiz-(und Entspreiz)-Codes nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Codegenerator 40 enthält drei lineare rückgekoppelte Schieberegister 100, 102 und 104. Jeder Schieberegister enthält acht Speicherelemente (Schiebezustände) 0–7. An dem Anfang jedes Chip-Intervalls wird der Inhalt jedes Speicherelements zu dem rechts angrenzenden Speicherelement bewegt (verschoben). Die Ausgänge der Speicherelemente werden mit den Koeffizienten der jeweiligen Rekurrenzgleichung multipliziert und dann modulo-4 (oder -2) summiert. Das Ergebnis der Summierung wird am Anfang des nachfolgenden Chip-Intervalls im Speicherelement ganz links gespeichert.
Schieberegister 104 implementiert die in Gleichung (1) definierte lineare Rekurrenz a_r(n). Schieberegister 102 erzeugt die Folgen b_s(n) und Schieberegister 100 erzeugt die Folgen c_r(n) gemäß den Gleichungen (7) und (14). Die Ausgänge der Schieberegister 100 und 102 werden in jeweiligen Multiplizierern 106 und 108 mit zwei multipliziert. Jede der drei Folgen, die von den korrespondierenden drei Schieberegistern ausgegeben werden, wird in Summierer 110 summiert, um einen quaternären S(2)-Code zu erzeugen, der über den Umcodierer 112 in einen korrespondierenden vierphasigen S(2)-Spreizcode umgewandelt wird. Der ausgegebene quaternäre S(2)-Code ist natürlich abhängig von dem tatsächlichen Anfangszustand, der in den Schieberegistern eingestellt ist, die gemäß den Gleichungen (2), (3), (4), (11) bestimmt werden. Diese Anfangszustände können in die entsprechenden Schieberegister eingegeben werden durch die Transceiver-Steuerung 44, die die geeigneten Werte der einstellbaren Parameter in dem Sender und Empfänger einstellt, sowohl in dem Mobil- als auch in dem Basisstations-Transceiver. Obwohl der Spreizcodegenerator 40 in einer bevorzugten Ausführungsform unter Verwendung von Schieberegistern, die die erforderlichen S(2)-Spreizcodes erzeugen, implementiert ist, könnten die S(2)-Spreizcodes im Voraus erzeugt, im Speicher gespeichert und unter Verwendung einer Tabellensuchfunktion abgerufen werden.
Damit stellt die vorliegende Erfindung eine Familie von vierphasigen CDMA-Spreizcodes bereit, die eine maximale Zahl von CDMA-Spreiuodes einer bestimmten Länge, die eine minimale Kreuzkorrelation aufweisen, bereitstellen. Gleichzeitig haben diese Spreizcodes ein kleines Signalisierungsalphabet, was sehr gelegen ist für die praktische Implementierung des Spreizers und des Entspreizers.
Obwohl die S(2)-Familie von Spreizcodes zufällig zugeordnet werden kann, ordnet eine bevorzugte Ausführungsform Codes aus der S(2)-Familie in einer vorteilhafteren Weise zu. Wie oben gezeigt, sind die S(1)- und S(0)-Spreizcode-Familien Untermengen der S(2)-Codefamilie und haben bessere Kreuzkorrelationseigenschaften und erzeugen daher weniger Interferenzen zwischen Mobilbenutzern. Die Tabelle I oben zeigt, dass die S(1)-Codefamilie und die S(0)-Codefamilie eine Hälfte bzw. ein Viertel der maximal absoluten Kreuzkorrelation der S(2)-Codefamilie haben.
In dieser bevorzugten Ausführungsform wird die große Zahl von Codes, die von der S(2)-Familie bereitgestellt werden, von dem Mobillcommunikationssystem genutzt, aber bestimmte Untermengen der S(2)-Codes werden bestimmten Basisstationen oder Basisstationssektoren zugeordnet. Infolgedessen wird die Dienstqualität abhängig von der Zahl der Mobilbenutzer in einem bestimmten Bereich eines zellularen CDMA-Netzes verbessert, d. h. weniger Interferenzen zwischen Mobilbenutzern, die mit derselben Basisstation oder demselben Basisstationssektor verbunden sind. Beispielsweise kann das Mobilkommunikationssystem S(2)-Spreizcodes der Länge L = 255 verwenden. Einer ersten Basisstation wird die Untermenge von S(2)-Codes zugeordnet, die durch die Komponentenfolgen mit Indexen r = 0, 1, 2..., 256; s = 0 und t = 0 definiert sind. In anderen Worten, BS0 wird die „reine" S(0)-Familie von Codes zugeordnet. Einer zweiten, angrenzenden Basisstation BS1 wird eine andere Untermenge von S(2)-Spreizcodes zugeordnet, die durch die Komponentenfolgen definiert sind, die mit Indexen r = 0, 1, 2..., 256; s = 1 und t = 0 korrespondieren. Die Codes der zweiten Basisstation sind den reinen S(0)-Codes sehr ähnlich (die S(0)-Codes werden Chip für Chip mit einer gemeinsamen Komponentenfolge b_l(n) multipliziert) und haben im Wesentlichen dieselben Charakteristika. Als ein Ergebnis dieser S(2)-Code-Untermengen- Zuordnung ist die Kreuzkorrelation zwischen diesen zugeordneten S(2)-Codes für jede Basisstation die gleiche wie für die S(0)-Codefamilie, d. h. weniger Kreuzkorrelation zwischen Codes im Vergleich mit der für die S(2)-Familie im Allgemeinen.
Unter Verwendung einer derartigen S(2)-Untermengen-Code-Zuordnungsstrategie werden gegenseitige Interferenzen zwischen Mobilstationen, die mit derselben Basisstation verbunden sind, minimiert, und die Interferenzen zwischen den Basisstationen werden gemäß den Eigenschaften der S(2)-Codes auch umgrenzt. Die S(2)-Untermengen-Code-Zuordnungsstrategie kann allgemein wie folgt definiert werden: jede BS (oder jeder BS-Sektor) hat mindestens L + 2 Spreizcodes aus der S(2)-Familie, definiert durch drei Komponentenfolgen mit einem Index r = 0, 1, 2..., L + 1 und Indexen s und t, die für jede Basisstation (oder jeden Basisstationssektor) eindeutig sind, d. h. die Indexe s und t haben verschiedene ganzzahlige Werte für verschiedene Basisstationen.
Während dieses Untermengen-Code-Zuordnungssystem dahingehend vorteilhaft ist, dass es Kreuzkorrelationen zwischen Mobilbenutzern in einer Basisstation/einem Sektor im Vergleich mit der allgemeinen S(2)-Codefamilie reduziert, erfordern Übergabesituationen einige besondere Vorkehrungen. Für die Dauer eines Gesprächs behält die Mobilstation denselben Spreizcode bei, der am Anfang des Gesprächs von der Quell-Basisstation/dem Quellsektor zugeordnet wurde, selbst wenn das Mobilteil während einer Übergabe von der ursprünglichen Quell-Basisstation zu einer Ziel-Basisstation wechselt. Durch Verwendung des Codes, der von der Quell-Basisstation zugeordnet wurde, können während der Verbindung mit der Ziel-Basisstation Interferenzen erzeugt werden, die größer sind als die für die S(0)-Familie. Aber diese Interferenzen sind immer noch nicht größer als diejenigen, die für die S(2)-Codemenge definiert sind.
In der Übergabesituation, in der die Quell-Basisstation der Mobilstation einen bestimmten Spreizcode zugeordnet hatte, wird verhindert, dass die Quell-Basisstation den gleichen Spreizcode zuordnet, bevor die übergebene Mobilstation das Gespräch beendet hat, um die Situation zu vermeiden, in der zwei Mobilstationen der gleiche Code zugeordnet ist. Eine Weise, um dies zu erreichen, besteht darin, dass die Quell-Basisstation jedem verfügbaren Spreizcode eine Zeitüberschreitungsmarke zuweist. Die Zeitüberschreitungsmarke wird nur gesetzt, was bedeutet, dass der Code einem anderen Mobilteil zugeordnet werden kann, wenn seit der Zuordnung des Codes ein vordefiniertes Zeitintervall verstrichen ist. Alternativ hat die Marke nur dann einen Zeitüberschreitungswert ungleich null, wenn das Mobilteil sich in der Übergabe befindet und das Zeitüberschreitungsintervall zum Zeitpunkt der Übergabe beginnt. Auf beide Weisen wird verhindert, dass der gleiche Code zur gleichen Zeit zwei Mobilstationen zugewiesen wird, wenn die Mobilteile mit den angrenzenden Basisstationen verbunden sind.
Die Konstruktion der S(2)- oder einer anderen Familie von Spreizcodes erzeugt Spreizcodes, die jede eine Länge von L = 2^m – 1 haben. Infolgedessen ist die Länge der einzelnen Codes keine Potenz von 2. In einem CDMA-System, das verschiedene Datenraten über denselben physikalischen Funkkanal in Abhängigkeit davon, welcher von verschiedenen Diensten jeweils in Operation ist, unterstützt, sollte die Spreizcodelänge als ein Mehrfaches von jedem Spreizfaktor, der in dem Mehrfachraten-CDMA-System existiert, ausgedrückt werden. Der Spreizfaktor ist die Zahl von Chips (mehrere Chips werden verwendet, um ein Datenbit zu spreizen) innerhalb des Datensymbols. Eine Weise zur Implementierung von mehreren Datenraten besteht darin, diejenigen Datenraten zu verwenden, die es gestatten, die korrespondierenden Spreizfaktoren (SF) auszudrücken als SF(k) = L|2k,wobei die Variable k proportional zu der Datenrate ist. Da außerdem die Zahl der Chips innerhalb des Datensymbols eine ganze Zahl sein sollte, sollte die Länge der Spreizfolge eine Potenz von 2 sein.
Infolgedessen sollten Spreizcodefolgen, die zu der S(2)-Familie gehören, mit einem quaternären Symbol für optimale Nutzung in einem Mehrfachraten-CDMA-System erweitert werden. Die vorliegende Erfindung löst dieses Erfordernis durch Bereitstellung einer Spreizcode-Erweiterung ohne Erhöhung der maximalen Kreuzkorrelation zwischen Spreizcodes in der Spreizcode-Familie mit minimaler Komplexität der Hardware-Implementierung.
In einer bevorzugten Ausführungsform, die versucht, die Komplexität der Hardware-Implementierung zu reduzieren, wird das Spreizcodesymbol an dem Ende des ursprünglichen Spreizcodes hinzugefügt, um den Code um ein Symbol zu erweitern. Natürlich könnte die Länge des ursprünglichen Spreizcodes erweitert werden, indem ein Codesymbol an anderen Stellen in dem ursprünglichen Code hinzugefügt wird. In anderen Worten, es können erweiterte Spreizcodes erhalten werden, indem ein zusätzliches Spreizcodesymbol hinter den L Symbolen des ursprünglichen, nicht erweiterten Spreizcodes der Länge L = 2^m – 1 hinzugefügt wird.
In einer beispielhaften Ausführungsform mit Festcode-Erweiterung ist das zusätzliche Spreizcodesymbol fest, d. h. dasselbe für alle Spreizcodes. In dem Fall von quaternären Codes wie der S(2)-Familie von Spreizcodes kann das zusätzliche Spreizcodesymbol vier mögliche Werte haben. Der jeweilige Codesymbolwert, d. h. Chipwert, kann ausgewählt werden, um die gegenseitige Kreuzkorrelation zwischen erweiterten Folgen in einer Menge, d. h. den S(2)-Folgen, zu minimieren.
Ein Beispiel der Ausführungsform mit Festcode-Erweiterung ist in 7 für die ursprünglichen S(2)-Spreizcodes der Länge 255 dargestellt, in der die gleichen Bezugszeichen sich auf die gleichen Elemente aus 6 beziehen. Der Codegenerator 40' in 7 enthält den Komparator 120, der mit den Ausgängen der einzelnen Speicherelemente des Schieberegisters 104, der die Komponentenfolge a_r(n) erzeugt, verbunden ist. Zusätzlich ist ein korrespondierendes Register 122, das den Anfangszustand τ_r des Schieberegisters 104 enthält, mit den übrigen verfügbaren Eingängen des Komparators 120 verbunden. Weiterhin ist ein Schalterblock 124 an einem Eingangsanschluss mit dem Ausgang des Summierers 110 verbunden. Der andere Eingangsanschluss ist mit dem Festcodesymbolwert x verbunden und der Ausgang des Schalters ist mit dem Umcodierer 112 verbunden. Ausgänge von Komparator 120 sperren die Schiebeoperation von allen drei Registern 100, 102 und 104 und steuern den Zustand des Schalters 110.
In Operation erkennt der Komparator 120 das Ende eines ursprünglichen S(2)-Spreizcodes durch Erkennen des Endes der Komponentenfolge a_r(n). Nur die Komponentenfolge a_r(n) hat dieselbe Periode wie der S(2)-Spreizcode. Die anderen zwei Komponentenfolgen, b_s(n) und c_r(n), haben kürzere Perioden, die in der Periode eines S(2)-Spreizcodes enthalten sind, und daher werden sie nicht zum Erkennen des Endes des S(2)-Spreizcodes verwendet. Das Ende der Komponentenfolge a_r(n) wird erkannt durch Erkennen des nachfolgenden periodischen Auftretens des gleichen Zustands des Schieberegisters 104, der bei der Initialisierung der Operation des Codegenerators 40 in Register 104 geladen wurde. Während der Initialisierung des Codegenerators 40 werden die korrespondierenden Anfangszustände in alle drei Schieberegister 100, 102 und 104 geladen, die dann freigegeben werden, um parallel zu laufen. Nur der interne Zustand des Schieberegisters 104 wird jedoch von dem Komparator 120 überwacht.
Wenn das Ende des ursprünglichen Spreizcodes von dem Komparator 120 erkannt wird, erzeugt der Komparator 120 während des nächsten Spreizcodesymbolzyklus eine Schiebesperroperation. Zu dieser Zeit wird das Erweiterungssymbol x, das jeder einer der Menge von Werten 0, 1, 2 oder 3 sein kann, an das Ende des Codes hinzugefügt, wenn der Schalter 124 kurzzeitig mit dem Anschluss x in Übereinstimmung mit einem Ausgang von dem Komparator 120 verbunden ist. Während dieser Zeit bleiben die internen Zustände von allen drei Schieberegistern unverändert. Als ein Ergebnis wird der S(2)-Spreizcode um ein Symbol erweitert auf insgesamt 256 Symbole, was eine Potenz von 2 ist, d. h. 2⁸ = 256. Nach dem eingefügten Chip-Intervall beginnen drei Schieberegister mit Verschieben von den korrespondierenden Anfangszuständen ohne tatsächliches Neuladen dieser Anfangszustände.
8 zeigt ein Beispiel einer Ausführungsform einer periodischen Codeerweiterung, in der der ursprüngliche Spreizcode durch einen einzelnen Chip erweitert wird, dessen Wert der gleiche ist wie der des ersten Symbols in dem ursprünglichen Spreizcode. Die Struktur und Operation des Codegenerators 40'', der in 8 dargestellt ist, sind ähnlich zu denen, die oben für den in 7 dargestellten Codegenerator 40' beschrieben sind. Der Schalter 124 wird jedoch nicht eingesetzt, und es ist auch keine externe Quelle „x" vorhanden, die den zusätzlichen Chip zuführt. Stattdessen repräsentiert, wenn das Ende des ursprünglichen Spreizcodes durch den Komparator 120 erkannt wird, der korrespondierende Ausgang des Codegenerators 40 den erweiterten (256.) Chipwert. Die Verschiebung in allen Schieberegistern wird während des nächsten Chipzyklus gesperrt, so dass der gleiche Zustand gleich dem Anfangszustand in dem ersten Chipzyklus der nächsten Spreizcodeperiode erscheint. Nach dem eingefügten Chip-Intervall setzen die drei Schieberegister die Verschiebung von ihren korrespondierenden Anfangszuständen fort, ohne diese Anfangszustände tatsächlich neu zu laden.
Folglich wird ein zusätzlicher Symbolcode, der gleich dem ersten Symbol in dem ursprünglichen Spreizcode ist, hinter dem letzten Symbol in dem ursprünglichen Spreizcode ohne zusätzliche Hardware eingefügt. Diese gleiche periodische Erweiterung kann implementiert werden unter Verwendung eines Modulo-Zählers, modulo-256 in diesem Beispiel mit L = 255 (allgemeiner ausgedrückt, ist das Modul des Zählers gleich der Periode des erweiterten Spreizcodes), der das Ende des erweiterten Spreizcodes anzeigt. In Operation werden die Schieberegister wie gewöhnlich an dem Ende der Codeperiode neu initialisiert und erzeugen den ersten Chip des Codes, wie durch die Anfangszustände der Schieberegister bestimmt, als die nächsten Chipausgabe. Aber nach der Ausgabe dieses ersten Chips (wodurch der erzeugte Spreizcode um einen Chip erweitert wird) erzeugt der Zähler eine Ausgabe, die bewirkt, dass die Schieberegister ihre jeweiligen Anfangszustände neu laden, so dass die Erzeugungsoperation des erweiterten Codes erneut neu gestartet wird.
Jetzt wird Bezug genommen auf eine Routine für erweiterten Code (Block 200), die ein beispielhaftes Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Anfangs wird eine Familie von ursprünglichen Spreizcodes erzeugt, wobei jeder Code eine Länge L hat (Block 202). Für jeden erzeugten Spreizcode wird das Ende dieses ursprünglichen Spreizcodes erkannt (Block 204). Verschiebungs- und lineare Rückkopplungsoperationen in dem Codegenerator werden kurzzeitig gesperrt (Block 206). In Block 208 wird eine Entscheidung getroffen, ob das Verfahren für feste Spreizcode-Erweiterung oder das Verfahren für periodische Spreizcode-Erweiterung, beschrieben in den zwei unmittelbar vorausgehenden Ausführungsformen, ausgewählt wird. Für periodische Spreizcode-Erweiterung wird ein Spreizcodesymbol gleich dem ersten Symbol in diesem Code an das Ende des Spreizcodes hinzugefügt (Block 210). Für eine feste Spreizcode-Erweiterung wird ein festes Codesymbol an das Ende des Spreizcodes hinzugefügt (Block 212). Der Code-Erweiterungsprozess wird für jeden erzeugten Code wiederholt (Block 214). Nachdem diese Entscheidung für die jeweilige Art der Erweiterung getroffen wurde, muss die Entscheidung in Block 208 natürlich nicht mehr getroffen werden.
Für die S(2)-Familie von Spreizcodes können beide der oben beschriebenen Erweiterungsverfahren einfach und mit minimaler Hardware durchgeführt werden. Diese erweiterten S(2)-Codes bieten die notwendige Flexibilität zur Optimierung von Mehrfachraten-Kommunikationen, während sie die größte Zahl von Benutzern, ausgeglichen mit minimaler Kreuzkorrelation zwischen erweiterten Codes, gestatten. Da es schwierig ist, die Kreuzkorrelationseigenschaften von erweiterten Codes theoretisch vorauszusagen, wird die folgende Leistungsbewertung von erweiterten S(2)-Spreizcodes numerisch durchgeführt.
Die Leistung der festen und periodischen Spreizcode-Erweiterungen wird jetzt in Verbindung mit 10 betrachtet und wird auf die Berechnung der durchschnittlichen Bitfehlerwahrscheinlichkeit P_e in einem Mehrfachzugriffssystem mit K gleichzeitigen Benutzern basiert. Die Berechnung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit wird implementiert unter Verlass auf eine numerische Bewertung einer analytischen Formel, die (K-2)-fache Faltung der Codepaar-Kreuzkorrelations-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion wie folgt enthält:
gilt, E_b die Datenbit-(Spreizfolgen)-Energie ist, N₀ die additive Gaußsche Weißrauschen-Spektralleistungsdichte ist und f₁(z) die Mehrfachzugriffs-Interferenzen-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (PDF) ist. Die Funktion f₁(z) wird erhalten durch (K-2)-fache Faltung der Codepaar-Kreuzkorrelations-PDF
Ein BPSK-Datenmodulationsformat und zeitliche Verschiebungen zwischen Benutzern korrespondierend mit den ganzzahligen Mehrfachen der Codesymbol-(Chip)-Periode wurden vorausgesetzt, so dass die Kreuzkorrelations-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion diskret angenommen werden kann. Die Kreuzkorrelations-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion wurde erhalten durch Zählen aller verschiedenen Werte des reellen Teils von geraden und ungeraden Kreuzkorrelationen innerhalb einer gegebenen Menge von Spreizcodes. Die Kreuzkorrelations-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion wurde für die erweiterten S(1)-Spreizcodes (die eine Untermenge der S(2)-Spreizcodes bilden) der Länge L = 32 bewertet.
Es hat sich gezeigt, dass sowohl das feste als auch das periodische Erweiterungskonzept etwa die gleiche Leistung aufweisen. Die durchschnittliche Bitfehlerwahrscheinlichkeit P_e für K = 4 gleichzeitige Benutzer unter Verwendung von periodisch erweiterten S(1)-Folgen der Länge 32 sowie S(1)-Folgen, die durch ein festes Symbol (gleich 3) erweitert wurden, ist in 10 dargestellt. Beim Vergleich der Leistung zwischen den nicht erweiterten und erweiterten S(1)-Folgen würde man erwarten, basierend auf der maximalen absoluten Kreuzkorrelation (C_max), dass die nicht erweiterten Spreizcodes eine bessere Leistung haben, weil sie einen kleineren C_max-Wert haben. Wenn die Zahl der Benutzer K = 4 ist, erzeugen die periodisch erweiterten Spreizcodes eine geringfügig höhere durchschnittliche Bitfehlerrate. Wenn jedoch die Zahl der Benutzer auf K = 6 zunimmt, erzeugen die erweiterten Codes überraschenderweise eine niedrigere durchschnittliche Bitfehlerrate als die nicht erweiterten Spreizcodes. Dieses letztgenannte Verhältnis bleibt gültig für alle anderen Zahlen von Benutzern größer als 6, was ein weiterer Vorteil der Ausführungsformen mit erweiterten Spreizcodes der vorliegenden Erfindung ist. Die Erklärung kann in den Eigenschaften der ungeraden Kreuzkorrelationsfunktion liegen, die die Form der Codepaar-Kreuzkorrelations-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion f_pair(z') sowohl für die nicht erweiterten als auch für die erweiterten Spreizcodes dominierend beeinflussen. Die Form der Mehrfachzugriffs-Interferenzen-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion f_l(z), die die durchschnittliche Bitfehlerrate direkt bestimmt, wird sowohl durch die Form der Funktion f_pair(z') als auch durch die Zahl der Selbstfaltungen von f_pair(z) in Gleichung (20), d. h. durch die Zahl der gleichzeitigen Benutzer, beeinflusst.
Während die vorliegende Erfindung in Bezug auf eine bestimmte Ausführungsform beschrieben wurde, werden Fachleute erkennen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin beschriebenen und dargestellten spezifischen Ausführungsformen beschränkt ist. Verschiedene Formate, Ausführungsformen und Anpassungen neben den dargestellten und beschriebenen sowie viele Abwandlungen, Variationen und äquivalente Anordnungen können auch zur Implementierung der Erfindung verwendet werden. Während die vorliegende Erfindung im Verhältnis zu ihren bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, ist es daher zu verstehen, dass diese Offenbarung nur illustrativ und beispielhaft für die vorliegende Erfindung ist und lediglich für die Zwecke der Bereitstellung einer vollen und ausführbaren Offenbarung der Erfindung erfolgt. Folglich ist intendiert, dass die Erfindung nur durch den Umfang der hieran angefügten Patentansprüche begrenzt ist.

Claims

Funkstation (24) in einem Codemultiplex-Mehrfachzugriff-(CDMA-)Mobilfunk-Kommunikationssystem (10), in dem eine Vielzahl von Mobilfunkstationen (24) über einen Funkkanal mit einer oder mehreren Basisstationen (20) kommunizieren, die sich in entsprechenden geographischen Bereichen befinden, wobei jeder Funkkanal einem aus einer Menge von Spreizcodes entspricht, gekennzeichnet durch: einen Codegenerator (40), der vierphasige Spreizcodes selektiv bereitstellt, wobei die Codes aus einer S(2)-Menge von quaternären Spreizcodes bestimmt werden, die durch eine Modulo-4-Summation von zwei jeweils mit zwei multiplizierten binären Folgen und einer quaternären Folge erzeugt wurden, wobei die Folgen durch unterschiedliche Anfangszustände von Schieberegistern erzeugt werden; wobei die Codes eine maximale Anzahl von quaternären Spreizcodes mit einer minimalen Kreuzkorrelation haben, wobei der Codegenerator (40) die Länge der quaternären S(2)-Spreizcodes zur Unterstützung von Mehrraten-Kommunikation im CDMA-Mobilfunk-Kommunikationssystem (10) um ein Codesymbol erweitert, um die Codelänge zu einer Potenz von zwei zu machen; einen Spreizer (32), der ein Informationssignal, das durch die Funkstation (24) übermittelt werden soll, unter Verwendung eines der vierphasigen Spreizcodes spreizt, die der Funkstation (24) zugewiesen wurden, um ein Spreizsignal bereitzustellen; und einen Modulator (34), der das Spreizsignal auf einen Funkträger moduliert.
Funkstation nach Anspruch 1, ferner mit: einem Demodulator (48), der ein empfangenes CDMA-Signal aus dem Funkträger demoduliert; und einem Entspreizer (48), der das empfangene CDMA-Signal unter Verwendung des einen vierphasigen Spreizcodes entspreizt, um ein empfangenes Informationssignal bereitzustellen.
Funkstation nach Anspruch 1, wobei Informationssignale, die übermittelt werden sollen, einem Realdatenstrom und einem Imaginärdatenstrom zugewiesen werden, wobei die Funkstation (24) ferner umfaßt: einen Realkanalspreizer, der den Realdatenstrom unter Verwendung eines Realkanalisierungscodes spreizt; einen Imaginärkanalspreizer, der den Imaginärdatenstrom unter Verwendung eines Imaginärkanalisierungscodes spreizt; und einen Kombinator, der Ausgange vom Real- und vom Imaginärkanalspreizer kombiniert, um ein komplexes Signal zu erzeugen, wobei der Spreizer das komplexe Signal unter Verwendung des einen vierphasigen Spreizcodes spreizt, der der Mobilfunkstation zugewiesen ist.
Funkstation nach Anspruch 3, wobei der Modulator ein Quadratur-Phasenumtastungs(QPSK-)Modulator ist und wobei das komplexe Signal in Real- und Imaginärteile zerlegt wird, die dann in Real- und Imaginär-Eingänge des QPSK-Modulators eingegeben werden.
Funkstation nach Anspruch 4, wobei der Codegenerator den quaternären Spreizcode in einen vierphasigen Spreizcode umsetzt.
Funkstation nach Anspruch 1, wobei der Codegenerator die Länge der quaternären S(2)-Spreizcodes periodisch erweitert.
Funkstation nach Anspruch 1, wobei die Länge des erweiterten S(2)-Spreizcodes ein Vielfaches jedes von mehreren im CDMA-Mobilfunk-Kommunikationssystem verwendeten Spreizfaktoren ist.
Verfahren in einem Codemultiplex-Mehrfachzugiff-(CDMA-)Mobilfunk-Kommunikationssystem (10), in dem eine Vielzahl von Kommunikationsvorrichtungen (24) über zugewiesene Funkkanäle kommunizieren, wobei jeder Funkkanal einem aus einer Menge von CDMA-Spreizcodes entspricht, gekennzeichnet durch folgende Schritte: Erzeugen (202) einer Familie von ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes, wobei jeder ursprüngliche quaternäre S(2)-Spreizcode eine vorbestimmte Länge hat, durch Modulo-4-Summieren von zwei jeweils mit zwei multiplizierten binären Folgen und einer quaternären Folge, wobei die Folgen durh unterschiedliche Anfangszustände von Schieberegistern erzeugt werden; und um eine Familie von CDMA-Spreizcodes zu erzeugen, Erweitern (210, 212) der Länge der ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes aus der Familie von ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes um ein Codesymbol, um die Codelänge zu einer Potenz von zwei zu machen.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Erweitern ferner die folgenden Schritte umfaßt: Ermitteln (204) des Endes eines der ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes; und Hinzufügen (210, 212) des Codesymbols an das Ende eines der ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das hinzugefügte Codesymbol (212) für alle ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes in der Familie gleich ist.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das dem einen ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcode hinzugefügte Codesymbol (210) das gleiche wie das erste Codesymbol in dem einen ursprünglichen Code ist.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das hinzugefügte Codesymbol periodisch dem Ende eines der ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes hinzugefügt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Familie von ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes Vierphasencodes sind und jedes zur Erweiterung des ursprünglichen quaternären S(2)-Spreizcodes hinzugefügte Codesymbol vier mögliche Werte hat.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das hinzugefügte Codesymbol so ausgewählt wird, daß die Kreuzkorrelation zwischen CDMA-Spreizcodes minimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 8, ferner mit dem folgenden Schritt: Zuweisen einer ersten Untermenge der S(2)-Codefamilie zu einer ersten Basisstation oder einem ersten Basisstationssektor, und Zuweisen einer zweiten Untermenge der S(2)-Codefamilie zu einer zweiten Basisstation oder einem zweiten Basisstationssektor, wobei die Spreizcodes in der ersten und der zweiten Untermenge geringere Kreuzkorrelation als Spreizcodes in der bestimmten Spreizcodefamilie haben.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die erste und zweite Untermenge einer oder beiden der S(0)- und der S(1)-Codefamilie zugeordnet sind.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei jede der ersten und zweiten Spreizcode-Untermenge durch drei Komponentenfolgen definiert ist, so daß eine erste Komponentenfolge einen Index von r = 0, 1, 2, ..., L + 1 enthält, wobei L die Spreizcodelänge ist, und einer oder mehrere Indizes für die zweite und dritte Komponentenfolge für die erste und die zweite Basisstation unterschiedlich sind.
Verfahren nach Anspruch 15, ferner mit den folgenden Schritten: für eine bestimmte Telefonverbindung, Zuweisen eines zugewiesenen Codes aus der ersten Untermenge von Spreizcodes an eine Mobilstation, die einer ersten Basisstation zugeordnet ist; Zuordnen eines Flags zu dem zugewiesenen Code; Setzen des Flags auf einen ersten Wert, wenn die Mobilstation an der Telefonverbindung beteiligt ist; Setzen des Flags auf einen zweiten Wert, nachdem eine vorgeschriebene Zeit abläuft; und Verbieten der Zuweisung des zugewiesenen Codes an eine andere Mobilstation, bis die vorgeschriebene Zeit abläuft.
Verfahren nach Anspruch 18, ferner mit den folgenden Schritten: Setzen des Flags auf den ersten Wert bei Beginn der Telefonverbindung; und Messen der vorgeschriebenen Zeit ab Beginn der Telefonverbindung.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei die Mobilstation den zugewiesenen Code für die Dauer der Telefonverbindung verwendet, auch wenn die Telefonverbindung an die zweite Basisstation übergeben ist.
Verfahren nach Anspruch 20, ferner mit den folgenden Schritten: Setzen des Flags auf den ersten Wert, wenn die Mobilstation an der Telefonverbindung beteiligt ist; und Messen der vorgeschriebenen Zeit ab einer der Verbindungsübergabe zugeordneten Zeit; und falls die Mobilstation während der Telefonverbindung nicht in eine Verbindungsübergabe einbezogen worden ist, Setzen des Flags auf den zweiten Wert am Ende der Telefonverbindung.
CDMA-Codegenerator (40) zur Bereitstellung von CDMA-Spreizcodes, dadurch gekennzeichnet, daß er folgendes umfaßt: rückgekoppelte Schieberegister (100, 102, 104) mit m Stufen, wobei m eine ganze Zahl ist, wobei ein Ausgang einer letzten Stufe zu einem Eingang einer ersten Stufe rückgekoppelt wird, wobei das Ausgang der rückgekoppelten Schieberegister einem aus einer Familie von quaternären S(2)-Codes der Länge L = 2^m – 1 entspricht; Mittel zur Erzeugung von Codes in der S(2)-Familie mit Mitteln (106, 108) zum Multiplizieren zweier binärer Folgen (c_t(n), b_s(n)) von jeweiligen rückgekoppelten Schieberegistern (100, 102) mit zwei und Mitteln (110) zum Modulo-4-Summieren der beiden binären Folgen und einer quaternären Folge (a_r(n)) von einem weiteren rückgekoppelten Schieberegister (104), um einen aus einer Familie von quaternären Spreizcodes zu erhalten; und eine elektronische Schaltungsanordnung (124) zum Hinzufügen eines zusätzlichen Codesymbols zu dem einen quaternären S(2)-Spreizcode, um einen erweiterten quaternären S(2)-Spreizcode bereitzustellen, der einem der CDMA-Spreizcodes entspricht.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, ferner mit: einem Komparator, der ein Ende des einen Codes ermittelt und der elektronischen Schaltungsanordnung signalisiert, das zusätzliche Codesymbol dem Ende des einen Codes hinzuzufügen.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, ferner mit: einem Zähler, der am Ende einer erweiterten Codeperiode ein Zähler-Ausgang erzeugt, das bewirkt, daß die Schieberegister jeweilige Anfangszustände setzen.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, wobei das hinzugefügte Codesymbol für alle Codes in der Familie gleich ist.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, wobei das dem einen ursprünglichen Code hinzugefügte Codesymbol das gleiche wie das erste Codesymbol in dem einen ursprünglichen Code ist.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, wobei ein Wert des hinzugefügten Codesymbols so ausgewählt wird, daß die Kreuzkonelation zwischen den CDMA-Spreizcodes verringert wird.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, wobei die Familie von Codes einer Familie von quaternären Folgen der Länge L = 2^m – 1 entspricht, wobei m eine ganze Zahl größer oder gleich 5 ist, mit Codeelementen aus einem Alphabet {0, 1, 2, 3}, die durch Modulo-4-Summieren dreier Komponentenfolgen einschließlich einer ersten quaternären Komponentenfolge a, einer zweiten binären Komponentenfolge b und einer dritten binären Komponentenfolge c erzeugt wird, wobei das eine oder mehrere rückgekoppelte Schieberegister ein erstes, zweites und drittes rückgekoppeltes Schieberegister aufweist, die die erste, zweite bzw. dritte quaternäre Komponentenfolge erzeugen, wobei die Ausgänge des zweiten und des dritten Schieberegisters mit 2 multipliziert werden, bevor die erste, zweite und dritte quaternäre Komponentenfolge modulo-4-summiert werden.
CDMA-Codegenerator nach Anspruch 22, wobei der Codegenerator die erweiterte quaternäre Folge in komplexe vierphasige CDMA-Spreizcodes umsetzt.