JP2655108B2 - Ｃｄｍａ送受信装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ送受信装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0003—Code application, i.e. aspects relating to how codes are applied to form multiplexed channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散による符号分
割多重アクセス（ＣＤＭＡ）方式で用いる送受信装置に
関する。
割多重アクセス（ＣＤＭＡ）方式で用いる送受信装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に直接拡散による符号分割多重アク
セス（ＣＤＭＡ）方式は、加入者容量を大幅に拡大し得
る可能性があるため、将来の移動通信システムなどにお
ける多重アクセス方式として注目されている。ＣＤＭＡ
を用いたシステムでは、各ユーザは自局信号に固有の拡
散符号を乗算し信号を広い周波数帯域に拡散してから伝
送路に送出する。また、受信側では符号多重された信号
から逆拡散の過程を経て信号を検出する。
セス（ＣＤＭＡ）方式は、加入者容量を大幅に拡大し得
る可能性があるため、将来の移動通信システムなどにお
ける多重アクセス方式として注目されている。ＣＤＭＡ
を用いたシステムでは、各ユーザは自局信号に固有の拡
散符号を乗算し信号を広い周波数帯域に拡散してから伝
送路に送出する。また、受信側では符号多重された信号
から逆拡散の過程を経て信号を検出する。
【０００３】図２は従来のＣＤＭＡ送受信装置の一実施
例を示したものである。送信装置において、乗算器４０
１は、送信すべき情報である２値ディジタル信号をユー
ザ固有の拡散符号で拡散する。送信フィルタ４０２は、
拡散された信号の帯域制限を行う。乗算器４０３は、送
信フィルタ４０２の出力で搬送波を２相変調して送信信
号を得る。
例を示したものである。送信装置において、乗算器４０
１は、送信すべき情報である２値ディジタル信号をユー
ザ固有の拡散符号で拡散する。送信フィルタ４０２は、
拡散された信号の帯域制限を行う。乗算器４０３は、送
信フィルタ４０２の出力で搬送波を２相変調して送信信
号を得る。
【０００４】受信装置では各ユーザの送信信号が符号多
重された信号を受信して、信号分配器６０１、位相推移
器６０３、乗算器６０２および６０４とからなる直交検
波器６２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ６０５，６０
６は、直交検波器６２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。乗算器６０９，６１０は、送信フィルタ６０５，
６０６の出力を受け送信側で用いた拡散符号で逆拡散を
行う。ＢＰＳＫ復調器６１１は、乗算器６０９，６１０
の出力信号を用いて搬送波位相同期を行いＢＰＳＫ復調
信号の復調を行う。判定器６１２は、ＢＰＳＫ復調器６
１１の出力を判定し送信した２値ディジタル信号を得
る。本実施例は従来のＣＤＭＡ送受信装置の基本的な構
成である。
重された信号を受信して、信号分配器６０１、位相推移
器６０３、乗算器６０２および６０４とからなる直交検
波器６２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ６０５，６０
６は、直交検波器６２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。乗算器６０９，６１０は、送信フィルタ６０５，
６０６の出力を受け送信側で用いた拡散符号で逆拡散を
行う。ＢＰＳＫ復調器６１１は、乗算器６０９，６１０
の出力信号を用いて搬送波位相同期を行いＢＰＳＫ復調
信号の復調を行う。判定器６１２は、ＢＰＳＫ復調器６
１１の出力を判定し送信した２値ディジタル信号を得
る。本実施例は従来のＣＤＭＡ送受信装置の基本的な構
成である。
【０００５】図３は従来のＣＤＭＡ送受信装置の他の実
施例を示したものである。送信装置において、乗算器５
０１は、送信すべき情報である２値ディジタル信号をユ
ーザ固有の拡散符号で拡散する。乗算器５０２，５０３
は、乗算器５０１の各出力を受けユーザ固有の２つの異
なるスクランブル符号で拡散信号のスクランブルを行
う。送信フィルタ５０４，５０５は、スクランブルされ
た信号の帯域制限を行う。位相推移器５０７、乗算器５
０６，５０８および信号合成器５０９とから成る直交変
調器５２１は、搬送波を変調し送信信号を得る。
施例を示したものである。送信装置において、乗算器５
０１は、送信すべき情報である２値ディジタル信号をユ
ーザ固有の拡散符号で拡散する。乗算器５０２，５０３
は、乗算器５０１の各出力を受けユーザ固有の２つの異
なるスクランブル符号で拡散信号のスクランブルを行
う。送信フィルタ５０４，５０５は、スクランブルされ
た信号の帯域制限を行う。位相推移器５０７、乗算器５
０６，５０８および信号合成器５０９とから成る直交変
調器５２１は、搬送波を変調し送信信号を得る。
【０００６】受信装置では各ユーザの送信信号が符号多
重された信号を受信して、信号分配器６０１、位相推移
器６０３、乗算器６０２および６０４とからなる直交検
波器６２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ６０５，６０
６は、直交検波器６２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。乗算器６０７，６０８は、受信フィルタ６０５，
６０６の各出力を受け送信側で用いた２つの異なるスク
ランブル符号で逆スクランブルを行う。乗算器６０９，
６１０は、乗算器６０７，６０８の出力を受け送信側で
用いた拡散符号で逆拡散を行う。ＢＰＳＫ復調器６１１
は、乗算器６０９，６１０の出力信号を用いて搬送波の
位相同期を行いＢＰＳＫ復調信号の復調を行う。判定器
６１２は、ＢＰＳＫ復調器６１１の出力を判定し送信し
た２値ディジタル信号を得る。
重された信号を受信して、信号分配器６０１、位相推移
器６０３、乗算器６０２および６０４とからなる直交検
波器６２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ６０５，６０
６は、直交検波器６２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。乗算器６０７，６０８は、受信フィルタ６０５，
６０６の各出力を受け送信側で用いた２つの異なるスク
ランブル符号で逆スクランブルを行う。乗算器６０９，
６１０は、乗算器６０７，６０８の出力を受け送信側で
用いた拡散符号で逆拡散を行う。ＢＰＳＫ復調器６１１
は、乗算器６０９，６１０の出力信号を用いて搬送波の
位相同期を行いＢＰＳＫ復調信号の復調を行う。判定器
６１２は、ＢＰＳＫ復調器６１１の出力を判定し送信し
た２値ディジタル信号を得る。
【０００７】本構成のＣＤＭＡ送受信装置は、拡散後に
信号をスクランブルしてチップレベルでＱＰＳＫ変調を
行っており送信信号のランダム化を図っている。伝送路
上で多重化された状態では、所望の自局信号に対して他
ユーザの干渉は雑音化されているため受信装置において
適当な誤り訂正方式と組み合わせることにより最良な受
信特性を引き出すことができる。その結果として同時に
通信できるユーザ数（多重ユーザ数）の増大が図れる。
なお、この方式では送信信号こそＱＰＳＫ信号に見える
ものの、ビットレベルにおいて直接ＱＰＳＫ変調を行っ
ているわけではなく情報ビット伝送の観点からはＢＰＳ
Ｋ変調信号であると言える。
信号をスクランブルしてチップレベルでＱＰＳＫ変調を
行っており送信信号のランダム化を図っている。伝送路
上で多重化された状態では、所望の自局信号に対して他
ユーザの干渉は雑音化されているため受信装置において
適当な誤り訂正方式と組み合わせることにより最良な受
信特性を引き出すことができる。その結果として同時に
通信できるユーザ数（多重ユーザ数）の増大が図れる。
なお、この方式では送信信号こそＱＰＳＫ信号に見える
ものの、ビットレベルにおいて直接ＱＰＳＫ変調を行っ
ているわけではなく情報ビット伝送の観点からはＢＰＳ
Ｋ変調信号であると言える。
【０００８】これまでに示した従来のＣＤＭＡ送受信装
置における多重ユーザ数は、以下に導出する式により近
似できる。まず、受信装置における所望の自局信号電力
と他ユーザ干渉の総和電力との比をＣ／Ｉで表すと、Ｃ
／Ｉは数１で与えられる。
置における多重ユーザ数は、以下に導出する式により近
似できる。まず、受信装置における所望の自局信号電力
と他ユーザ干渉の総和電力との比をＣ／Ｉで表すと、Ｃ
／Ｉは数１で与えられる。
【０００９】
【数１】 ここで、Ｒはビットレート、Ｗは拡散帯域、Ｅb はビッ
トあたりの受信電力、Ｉ0 は干渉電力密度を示してい
る。また、ここでは受信装置で相加される雑音は考慮し
ていない。受信装置において各ユーザの受信信号電力を
等しいと仮定し、多重ユーザ数をＮとおくとＩ＝Ｃ（Ｎ
−１）が成立し、従ってＮは数２で表される。
トあたりの受信電力、Ｉ0 は干渉電力密度を示してい
る。また、ここでは受信装置で相加される雑音は考慮し
ていない。受信装置において各ユーザの受信信号電力を
等しいと仮定し、多重ユーザ数をＮとおくとＩ＝Ｃ（Ｎ
−１）が成立し、従ってＮは数２で表される。
【００１０】
【数２】 上式よりＣＤＭＡ方式における多重ユーザ数は、他ユー
ザの干渉量によって制限され、その値は拡散率（＝Ｗ／
Ｒ）と所要受信Ｅb ／Ｉ0 のみにより決定されることが
わかる。また、従来のＣＤＭＡ送受信装置では、情報ビ
ットに対してＢＰＳＫ変調を行うのが一般的である。こ
の理由として、ビットレベルで４値以上の多値変調を行
っても拡散率は変わらず、受信Ｅb ／Ｉ0 を改善しない
限り多重ユーザ数の増加は期待できないからである。む
しろ多値変調を行うことで一般に所要Ｅb ／Ｉ0 が増加
するため結果として多重ユーザ数の減少につながった。
ザの干渉量によって制限され、その値は拡散率（＝Ｗ／
Ｒ）と所要受信Ｅb ／Ｉ0 のみにより決定されることが
わかる。また、従来のＣＤＭＡ送受信装置では、情報ビ
ットに対してＢＰＳＫ変調を行うのが一般的である。こ
の理由として、ビットレベルで４値以上の多値変調を行
っても拡散率は変わらず、受信Ｅb ／Ｉ0 を改善しない
限り多重ユーザ数の増加は期待できないからである。む
しろ多値変調を行うことで一般に所要Ｅb ／Ｉ0 が増加
するため結果として多重ユーザ数の減少につながった。
【００１１】ＣＤＭＡにおいて多重ユーザ数の更なる向
上を目指す方式として、受信装置において他ユーザ干渉
を積極的に除去してやる方式が多数提案されている。こ
れらの方式の中で有望なものの一つとして、逆拡散操作
において直交化フィルタを用いる方式が最近提案され
た。文献として、吉田、後川、柳、古谷による「高速フ
ェージング伝送路に適した遅延検波形ＤＳ／ＣＤＭＡ適
応干渉キャンセラ」（電子情報通信学会論文誌Ｂ−II V
ol．Ｊ７７−Ｂ−II No.１１ １９９４年１１月）があ
る（特許出願中、特願平５−１６９０９２、特願平６−
１８９２９３）。図４は従来のＣＤＭＡ送受信装置の更
に他の実施例として、直交化フィルタを用いた方式の構
成を示したものである。ここで送信装置の構成および動
作は図２の実施例と同様である。
上を目指す方式として、受信装置において他ユーザ干渉
を積極的に除去してやる方式が多数提案されている。こ
れらの方式の中で有望なものの一つとして、逆拡散操作
において直交化フィルタを用いる方式が最近提案され
た。文献として、吉田、後川、柳、古谷による「高速フ
ェージング伝送路に適した遅延検波形ＤＳ／ＣＤＭＡ適
応干渉キャンセラ」（電子情報通信学会論文誌Ｂ−II V
ol．Ｊ７７−Ｂ−II No.１１ １９９４年１１月）があ
る（特許出願中、特願平５−１６９０９２、特願平６−
１８９２９３）。図４は従来のＣＤＭＡ送受信装置の更
に他の実施例として、直交化フィルタを用いた方式の構
成を示したものである。ここで送信装置の構成および動
作は図２の実施例と同様である。
【００１２】受信装置では各ユーザの送信信号が符号多
重された信号を受信して、信号分配器６０１、位相推移
器６０３、乗算器６０２および６０４とからなる直交検
波器６２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ６０５，６０
６は、直交検波器６２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。直交化フィルタ６１３は、受信フィルタ６０５，
６０６の出力を同一の直交化係数で逆拡散する。ＢＰＳ
Ｋ復調器６１１は、直交化フィルタ６１３の出力を入力
として搬送波位相変動の補償を行う。判定器６１２は、
ＢＰＳＫ復調器６１１の出力を判定する。スイッチ６１
４，６１５は、判定器６１２の出力とトレーニング信号
とを切り換え判定信号として出力する。一般に初期引き
込み時にはトレーニング信号を用いて収束を行い、収束
後にスイッチ６１４，６１５を切り換え判定器６１２の
出力を用いるようにする。減算器６１６，６１７は、判
定誤差を抽出する。タップ係数制御手段６１８は、スイ
ッチ６１４，６１５の出力である判定誤差、ＢＰＳＫ復
調器６１１からの再生搬送波信号、受信フィルタ６０
５，６０６の出力および送信側で乗算した拡散符号を用
いて直交化係数を算出する。判定器６１２の出力の１つ
が送信した２値ディジタル信号である。
重された信号を受信して、信号分配器６０１、位相推移
器６０３、乗算器６０２および６０４とからなる直交検
波器６２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ６０５，６０
６は、直交検波器６２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。直交化フィルタ６１３は、受信フィルタ６０５，
６０６の出力を同一の直交化係数で逆拡散する。ＢＰＳ
Ｋ復調器６１１は、直交化フィルタ６１３の出力を入力
として搬送波位相変動の補償を行う。判定器６１２は、
ＢＰＳＫ復調器６１１の出力を判定する。スイッチ６１
４，６１５は、判定器６１２の出力とトレーニング信号
とを切り換え判定信号として出力する。一般に初期引き
込み時にはトレーニング信号を用いて収束を行い、収束
後にスイッチ６１４，６１５を切り換え判定器６１２の
出力を用いるようにする。減算器６１６，６１７は、判
定誤差を抽出する。タップ係数制御手段６１８は、スイ
ッチ６１４，６１５の出力である判定誤差、ＢＰＳＫ復
調器６１１からの再生搬送波信号、受信フィルタ６０
５，６０６の出力および送信側で乗算した拡散符号を用
いて直交化係数を算出する。判定器６１２の出力の１つ
が送信した２値ディジタル信号である。
【００１３】ここで直交化フィルタ６１３とは、通常の
送信側で用いた拡散符号で逆拡散を行う代わりに適応的
に決定した直交化係数を用いて逆拡散を行うものであ
る。図５は直交化フィルタ６１３の一実施例を示したも
のである。本図に示す直交化フィルタ６１３は、２つの
独立なトランスバーサル形のフィルタで構成されてお
り、各フィルタは２系列からなる直交信号を各入力とす
る。各入力信号は所定数設置された分数チップ遅延器２
３１1 ，２３１2 ，…，２３１L-1 あるいは２４１1 ，
２４１2 ，…，２４１L-1 の間隔で遅延を与えられ、乗
算器２３２1 ，２３２2 ，…，２３２L あるいは２４２
1 ，２４２2 ，…，２４２L において、タップ係数
Ｃ1 ，Ｃ2 ，…，ＣL との乗算が行われる。加算器２３
３あるいは２４３は、乗算器２３２1 ，２３２2 ，…，
２３２L あるいは２４２1 ，２４２2 ，…，２４２L の
各出力を加算して逆拡散信号を得る。直交化フィルタ６
１３では、２つのトランスバーサル形フィルタのタップ
係数には同一のものが用いられており、それらはタップ
係数制御手段６１８から供給される。
送信側で用いた拡散符号で逆拡散を行う代わりに適応的
に決定した直交化係数を用いて逆拡散を行うものであ
る。図５は直交化フィルタ６１３の一実施例を示したも
のである。本図に示す直交化フィルタ６１３は、２つの
独立なトランスバーサル形のフィルタで構成されてお
り、各フィルタは２系列からなる直交信号を各入力とす
る。各入力信号は所定数設置された分数チップ遅延器２
３１1 ，２３１2 ，…，２３１L-1 あるいは２４１1 ，
２４１2 ，…，２４１L-1 の間隔で遅延を与えられ、乗
算器２３２1 ，２３２2 ，…，２３２L あるいは２４２
1 ，２４２2 ，…，２４２L において、タップ係数
Ｃ1 ，Ｃ2 ，…，ＣL との乗算が行われる。加算器２３
３あるいは２４３は、乗算器２３２1 ，２３２2 ，…，
２３２L あるいは２４２1 ，２４２2 ，…，２４２L の
各出力を加算して逆拡散信号を得る。直交化フィルタ６
１３では、２つのトランスバーサル形フィルタのタップ
係数には同一のものが用いられており、それらはタップ
係数制御手段６１８から供給される。
【００１４】図４に示す受信装置では他ユーザ干渉の除
去過程で他ユーザに関する情報すなわち拡散符号、受信
タイミングおよび伝送路パラメータなどを一切必要とし
ないという特徴がある。また、直交化フィルタ６１３か
ら搬送波位相同期機能を分離することで移動通信システ
ムなどで問題となる高速フェージングの生じる環境にお
いて効果的に他ユーザ干渉を除去できる。
去過程で他ユーザに関する情報すなわち拡散符号、受信
タイミングおよび伝送路パラメータなどを一切必要とし
ないという特徴がある。また、直交化フィルタ６１３か
ら搬送波位相同期機能を分離することで移動通信システ
ムなどで問題となる高速フェージングの生じる環境にお
いて効果的に他ユーザ干渉を除去できる。
【００１５】本構成の送受信装置を用いたＣＤＭＡ方式
において、全てのユーザの受信電力が等しいものと仮定
すると、多重ユーザ数Ｎは数３で近似できる。
において、全てのユーザの受信電力が等しいものと仮定
すると、多重ユーザ数Ｎは数３で近似できる。
【００１６】
【数３】 ここで、Ｎc は受信装置において除去できる他ユーザ干
渉数である。上式より当然ではあるがＮc が大きいほど
多重ユーザ数Ｎが大きくなる。
渉数である。上式より当然ではあるがＮc が大きいほど
多重ユーザ数Ｎが大きくなる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】以上に説明したよう
に、従来のＣＤＭＡ送受信装置では多重ユーザ数の向上
を図るため様々な他ユーザ干渉への対策が施されてい
る。特に、図４に示すＣＤＭＡ受信装置は、他ユーザ情
報を利用せずに他ユーザ干渉を除去できるシングルユー
ザ形受信機であることから将来の移動通信システムにお
ける適用が期待される。一般に移動通信システムでは、
移動局の送信電力を小さく抑えるため移動局が通信でき
る範囲を一定に限定しこれをセルと呼び、セルの中央に
固定局を配置する。このセルを多数を設けることで広い
地域をカバーできる。移動局は自身が所属するセルの固
定局と通信を行う。このようなセル環境では自身が所属
するセル内からの干渉の他に他セルからの干渉を受け、
このような干渉は電力こそ小さいがその数が多いことか
ら全干渉電力に占める割合は無視できないものとなる。
また、マルチパス伝搬により遅延特性が数チップ周期に
渡る複数のマルチパス波が存在する環境では、１チップ
以上遅延したマルチパス波はあたかも異なる符号で拡散
された信号とみなされユーザあたりの干渉数が増加して
見えるという問題もある。図４に示すＣＤＭＡ受信機で
は、これらの他ユーザ干渉の中でその電力の大きなもの
を優先的に除去することで多重ユーザ数の向上が図れる
が、受信機における干渉除去能力すなわち除去できる干
渉数Ｎc には限界があり全ての干渉を除去することはで
きない。図４に示す受信装置ではの干渉除去数の限界は
拡散符号長に依存することがわかっている。
に、従来のＣＤＭＡ送受信装置では多重ユーザ数の向上
を図るため様々な他ユーザ干渉への対策が施されてい
る。特に、図４に示すＣＤＭＡ受信装置は、他ユーザ情
報を利用せずに他ユーザ干渉を除去できるシングルユー
ザ形受信機であることから将来の移動通信システムにお
ける適用が期待される。一般に移動通信システムでは、
移動局の送信電力を小さく抑えるため移動局が通信でき
る範囲を一定に限定しこれをセルと呼び、セルの中央に
固定局を配置する。このセルを多数を設けることで広い
地域をカバーできる。移動局は自身が所属するセルの固
定局と通信を行う。このようなセル環境では自身が所属
するセル内からの干渉の他に他セルからの干渉を受け、
このような干渉は電力こそ小さいがその数が多いことか
ら全干渉電力に占める割合は無視できないものとなる。
また、マルチパス伝搬により遅延特性が数チップ周期に
渡る複数のマルチパス波が存在する環境では、１チップ
以上遅延したマルチパス波はあたかも異なる符号で拡散
された信号とみなされユーザあたりの干渉数が増加して
見えるという問題もある。図４に示すＣＤＭＡ受信機で
は、これらの他ユーザ干渉の中でその電力の大きなもの
を優先的に除去することで多重ユーザ数の向上が図れる
が、受信機における干渉除去能力すなわち除去できる干
渉数Ｎc には限界があり全ての干渉を除去することはで
きない。図４に示す受信装置ではの干渉除去数の限界は
拡散符号長に依存することがわかっている。
【００１８】従って本発明は、拡散率一定のもとで拡散
符号長を拡大することで受信装置における干渉除去能力
の向上を図り、多重ユーザ数を増大させることができる
ＣＤＭＡ送受信装置を提供することを目的とする。
符号長を拡大することで受信装置における干渉除去能力
の向上を図り、多重ユーザ数を増大させることができる
ＣＤＭＡ送受信装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明のＣＤＭＡ送受信
装置は、１系列の２値ディジタル信号をｍ（ｍ≧２の整
数）個の系列に分配する直列／並列変換器と、ｍビット
の２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝２m ）値のシンボルに
変調し２系列からなる直交信号を出力するＭ値ディジタ
ル変調器と、該Ｍ値ディジタル変調器の出力である２系
列からなる直交信号を同一の拡散符号で拡散する２組の
乗算器と、該２組の乗算器の出力に対して各々帯域制限
を行う２組の送信フィルタと、該送信フィルタの出力で
搬送波を変調して送信信号を得る直交変調器とで構成さ
れる送信装置を有し、伝送路上で他のユーザの送信信号
が多重化された信号を受信信号として、該受信信号を準
同期搬送波で検波して２系列からなる直交信号を得る直
交検波器と、該直交検波器の出力に対して各々帯域制限
を行う２組の受信フィルタと、該２組の受信フィルタの
出力を直交化係数で逆拡散する直交化フィルタと、該直
交化フィルタの出力を入力として搬送波位相および振幅
変動の補償を行うＭ値ディジタル復調器と、該Ｍ値ディ
ジタル復調器の出力をシンボル判定する判定器と、該判
定器の出力とトレーニング信号とを切り換え判定信号と
して出力する２組のスイッチと、前記判定器による判定
誤差を抽出する２組の減算器と、該２組の減算器の出力
である判定誤差、該Ｍ値ディジタル復調器からの再生搬
送波信号、該２組の受信フィルタの出力および該拡散符
号を用いて直交化係数を算出するタップ係数制御手段
と、該判定器の出力シンボルをｍビットの２値ディジタ
ル信号に変換するシンボル／ビット変換器と、ｍビット
を１系列に合成する並列／直列変換器とで構成される受
信装置とを備えている。
装置は、１系列の２値ディジタル信号をｍ（ｍ≧２の整
数）個の系列に分配する直列／並列変換器と、ｍビット
の２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝２m ）値のシンボルに
変調し２系列からなる直交信号を出力するＭ値ディジタ
ル変調器と、該Ｍ値ディジタル変調器の出力である２系
列からなる直交信号を同一の拡散符号で拡散する２組の
乗算器と、該２組の乗算器の出力に対して各々帯域制限
を行う２組の送信フィルタと、該送信フィルタの出力で
搬送波を変調して送信信号を得る直交変調器とで構成さ
れる送信装置を有し、伝送路上で他のユーザの送信信号
が多重化された信号を受信信号として、該受信信号を準
同期搬送波で検波して２系列からなる直交信号を得る直
交検波器と、該直交検波器の出力に対して各々帯域制限
を行う２組の受信フィルタと、該２組の受信フィルタの
出力を直交化係数で逆拡散する直交化フィルタと、該直
交化フィルタの出力を入力として搬送波位相および振幅
変動の補償を行うＭ値ディジタル復調器と、該Ｍ値ディ
ジタル復調器の出力をシンボル判定する判定器と、該判
定器の出力とトレーニング信号とを切り換え判定信号と
して出力する２組のスイッチと、前記判定器による判定
誤差を抽出する２組の減算器と、該２組の減算器の出力
である判定誤差、該Ｍ値ディジタル復調器からの再生搬
送波信号、該２組の受信フィルタの出力および該拡散符
号を用いて直交化係数を算出するタップ係数制御手段
と、該判定器の出力シンボルをｍビットの２値ディジタ
ル信号に変換するシンボル／ビット変換器と、ｍビット
を１系列に合成する並列／直列変換器とで構成される受
信装置とを備えている。
【００２０】また本発明によれば、ＣＤＭＡ送受信装置
に含まれる送信装置において、１系列の２値ディジタル
信号をｍ（ｍ≧２の整数）個の系列に分配する直列／並
列変換器と、ｍビットの２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝
２m ）値のシンボルに変調し２系列からなる直交信号を
出力するＭ値ディジタル変調器と、該Ｍ値ディジタル変
調器の出力である２系列からなる直交信号を同一の拡散
符号で拡散する２組の乗算器と、該２組の乗算器の出力
に対して各々帯域制限を行う２組の送信フィルタと、該
送信フィルタの出力で搬送波を変調して送信信号を得る
直交変調器とを含むことを特徴とする送信装置が得られ
る。
に含まれる送信装置において、１系列の２値ディジタル
信号をｍ（ｍ≧２の整数）個の系列に分配する直列／並
列変換器と、ｍビットの２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝
２m ）値のシンボルに変調し２系列からなる直交信号を
出力するＭ値ディジタル変調器と、該Ｍ値ディジタル変
調器の出力である２系列からなる直交信号を同一の拡散
符号で拡散する２組の乗算器と、該２組の乗算器の出力
に対して各々帯域制限を行う２組の送信フィルタと、該
送信フィルタの出力で搬送波を変調して送信信号を得る
直交変調器とを含むことを特徴とする送信装置が得られ
る。
【００２１】また本発明によれば、ＣＤＭＡ送受信装置
に含まれる受信装置において、伝送路上で他のユーザの
送信信号が多重化された信号を受信信号として、該受信
信号を準同期搬送波で検波して２系列からなる直交信号
を得る直交検波器と、該直交検波器の出力に対して各々
帯域制限を行う２組の受信フィルタと、該２組の受信フ
ィルタの出力を直交化係数で逆拡散する直交化フィルタ
と、該直交化フィルタの出力を入力として搬送波位相お
よび振幅変動の補償を行うＭ（Ｍ＝２m （ｍ≧２の整
数））値ディジタル復調器と、該Ｍ値ディジタル復調器
の出力をシンボル判定する判定器と、該判定器の出力と
トレーニング信号とを切り換え判定信号として出力する
２組のスイッチと、前記判定器による判定誤差を抽出す
る２組の減算器と、該２組の減算器の出力である判定誤
差、該Ｍ値ディジタル復調器からの再生搬送波信号、該
２組の受信フィルタの出力および該拡散符号を用いて直
交化係数を算出するタップ係数制御手段と、該判定器の
出力シンボルをｍビットの２値ディジタル信号に変換す
るシンボル／ビット変換器と、ｍビットを１系列に合成
する並列／直列変換器とを含むことを特徴とする受信装
置が得られる。
に含まれる受信装置において、伝送路上で他のユーザの
送信信号が多重化された信号を受信信号として、該受信
信号を準同期搬送波で検波して２系列からなる直交信号
を得る直交検波器と、該直交検波器の出力に対して各々
帯域制限を行う２組の受信フィルタと、該２組の受信フ
ィルタの出力を直交化係数で逆拡散する直交化フィルタ
と、該直交化フィルタの出力を入力として搬送波位相お
よび振幅変動の補償を行うＭ（Ｍ＝２m （ｍ≧２の整
数））値ディジタル復調器と、該Ｍ値ディジタル復調器
の出力をシンボル判定する判定器と、該判定器の出力と
トレーニング信号とを切り換え判定信号として出力する
２組のスイッチと、前記判定器による判定誤差を抽出す
る２組の減算器と、該２組の減算器の出力である判定誤
差、該Ｍ値ディジタル復調器からの再生搬送波信号、該
２組の受信フィルタの出力および該拡散符号を用いて直
交化係数を算出するタップ係数制御手段と、該判定器の
出力シンボルをｍビットの２値ディジタル信号に変換す
るシンボル／ビット変換器と、ｍビットを１系列に合成
する並列／直列変換器とを含むことを特徴とする受信装
置が得られる。
【００２２】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１に本発明によるＣＤＭＡ送受信装置の一実施例
を示す。送信装置において、直列／並列変換器１０１
は、１系列の２値ディジタル信号をｍ（ｍ≧２の整数）
個の系列に分配する。Ｍ値ディジタル変調器１０２は、
ｍビットの２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝２m ）値のシ
ンボルに変調し２系列からなる直交信号を出力する。例
えば、Ｍ値ディジタル変調器１０２は、ｍ＝２の場合に
は２ビットの２値ディジタル信号を４値のシンボルに変
調し２系列からなる直交信号を出力し、ｍ＝３の場合に
は３ビットの２値ディジタル信号を８値のシンボルに変
調し２系列からなる直交信号を出力する。乗算器１０
３，１０４は、Ｍ値ディジタル変調器１０２の出力であ
る２系列からなる直交信号を同一の拡散符号で拡散す
る。送信フィルタ１０５，１０６は、乗算器１０３，１
０４の出力に対して各々帯域制限を行う。位相推移器１
０８、乗算器１０７，１０９および信号合成器１１０と
からなる直交変調器１２１は、送信フィルタ１０５，１
０６の出力で搬送波を変調して送信信号を得る。
る。図１に本発明によるＣＤＭＡ送受信装置の一実施例
を示す。送信装置において、直列／並列変換器１０１
は、１系列の２値ディジタル信号をｍ（ｍ≧２の整数）
個の系列に分配する。Ｍ値ディジタル変調器１０２は、
ｍビットの２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝２m ）値のシ
ンボルに変調し２系列からなる直交信号を出力する。例
えば、Ｍ値ディジタル変調器１０２は、ｍ＝２の場合に
は２ビットの２値ディジタル信号を４値のシンボルに変
調し２系列からなる直交信号を出力し、ｍ＝３の場合に
は３ビットの２値ディジタル信号を８値のシンボルに変
調し２系列からなる直交信号を出力する。乗算器１０
３，１０４は、Ｍ値ディジタル変調器１０２の出力であ
る２系列からなる直交信号を同一の拡散符号で拡散す
る。送信フィルタ１０５，１０６は、乗算器１０３，１
０４の出力に対して各々帯域制限を行う。位相推移器１
０８、乗算器１０７，１０９および信号合成器１１０と
からなる直交変調器１２１は、送信フィルタ１０５，１
０６の出力で搬送波を変調して送信信号を得る。
【００２３】受信装置では各ユーザの送信信号が符号多
重された信号を受信して、信号分配器２０１、位相推移
器２０３、乗算器２０２および２０４とからなる直交検
波器２２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ２０５，２０
６は、直交検波器２２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。直交化フィルタ２０７は、受信フィルタ２０５，
２０６の各出力を直交化係数で逆拡散する。Ｍ値ディジ
タル復調器２０８は、直交化フィルタ２０７の出力を入
力として搬送波位相および振幅変動の補償を行う。判定
器２０９は、Ｍ値ディジタル復調器２０８の出力をシン
ボル判定する。スイッチ２１０，２１１は、判定器２０
９の出力とトレーニング信号とを切り換え判定信号とし
て出力する。一般に初期引き込み時にはトレーニング信
号を用いて収束を行い、収束後にスイッチ２１０，２１
１を切り換え判定器２０９の出力を用いるようにする。
減算器２１２，２１３は、判定誤差を抽出する。タップ
係数制御手段２１４は、減算器２１２，２１３の出力で
ある判定誤差、Ｍ値ディジタル復調器２０８からの再生
搬送波信号、受信フィルタ２０５，２０６の出力および
送信側で乗算した拡散符号を用いて直交化係数を算出す
る。シンボル／ビット変換器２１５は、判定器２０９の
出力シンボルをｍビットの２値ディジタル信号に変換す
る。並列／直列変換器２１６は、ｍビットを１系列に合
成して送信した２値ディジタル信号を得る。
重された信号を受信して、信号分配器２０１、位相推移
器２０３、乗算器２０２および２０４とからなる直交検
波器２２１は、受信信号を準同期搬送波で検波して２系
列からなる直交信号を得る。受信フィルタ２０５，２０
６は、直交検波器２２１の出力に対して各々帯域制限を
行う。直交化フィルタ２０７は、受信フィルタ２０５，
２０６の各出力を直交化係数で逆拡散する。Ｍ値ディジ
タル復調器２０８は、直交化フィルタ２０７の出力を入
力として搬送波位相および振幅変動の補償を行う。判定
器２０９は、Ｍ値ディジタル復調器２０８の出力をシン
ボル判定する。スイッチ２１０，２１１は、判定器２０
９の出力とトレーニング信号とを切り換え判定信号とし
て出力する。一般に初期引き込み時にはトレーニング信
号を用いて収束を行い、収束後にスイッチ２１０，２１
１を切り換え判定器２０９の出力を用いるようにする。
減算器２１２，２１３は、判定誤差を抽出する。タップ
係数制御手段２１４は、減算器２１２，２１３の出力で
ある判定誤差、Ｍ値ディジタル復調器２０８からの再生
搬送波信号、受信フィルタ２０５，２０６の出力および
送信側で乗算した拡散符号を用いて直交化係数を算出す
る。シンボル／ビット変換器２１５は、判定器２０９の
出力シンボルをｍビットの２値ディジタル信号に変換す
る。並列／直列変換器２１６は、ｍビットを１系列に合
成して送信した２値ディジタル信号を得る。
【００２４】図５は直交化フィルタ２０７の一実施例を
示したものである。本図に示す直交フィルタ２０７は、
２つの独立なトランスバーサル形のフィルタで構成され
ており、各フィルタは２系列からなる直交信号を各入力
とする。各入力信号は所定数設置された分数チップ遅延
器２３１1 ，２３１2 ，…，２３１L-1 あるいは２４１
1 ，２４１2 ，…，２４１L-1 の間隔で遅延を与えら
れ、乗算器２３２1 ，２３２2 ，…，２３２L あるいは
２４２1 ，２４２2 ，…，２４２L において、タップ係
数Ｃ1 ，Ｃ2 ，…，ＣL との乗算が行われる。加算器２
３３あるいは２４３は、乗算器２３２1 ，２３２2 ，
…，２３２L あるいは２４２1 ，２４２2 ，…，２４２
L の各出力を加算して逆拡散信号を得る。直交化フィル
タ２０７では、２つのトランスバーサル形フィルタのタ
ップ係数には同一のものが用いられており、それらはタ
ップ係数制御手段２１４から供給される。
示したものである。本図に示す直交フィルタ２０７は、
２つの独立なトランスバーサル形のフィルタで構成され
ており、各フィルタは２系列からなる直交信号を各入力
とする。各入力信号は所定数設置された分数チップ遅延
器２３１1 ，２３１2 ，…，２３１L-1 あるいは２４１
1 ，２４１2 ，…，２４１L-1 の間隔で遅延を与えら
れ、乗算器２３２1 ，２３２2 ，…，２３２L あるいは
２４２1 ，２４２2 ，…，２４２L において、タップ係
数Ｃ1 ，Ｃ2 ，…，ＣL との乗算が行われる。加算器２
３３あるいは２４３は、乗算器２３２1 ，２３２2 ，
…，２３２L あるいは２４２1 ，２４２2 ，…，２４２
L の各出力を加算して逆拡散信号を得る。直交化フィル
タ２０７では、２つのトランスバーサル形フィルタのタ
ップ係数には同一のものが用いられており、それらはタ
ップ係数制御手段２１４から供給される。
【００２５】タップ係数制御手段２１４の一例として、
最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づく適応制御法
が考えられる。ＭＭＳＥを容易に実現する方法として、
最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリリズムが広く用いられ
ている。直交化フィルタ２０７の出力信号をｙ(i) 、ス
イッチ２１０，２１１からの判定信号をｄ(i) とし、ま
た、Ｍ値ディジタル復調器２０８から得られる再生搬送
波信号をｘ(i) とおくと、誤差信号ｅ(i) は数４で表す
ことができる。
最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づく適応制御法
が考えられる。ＭＭＳＥを容易に実現する方法として、
最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリリズムが広く用いられ
ている。直交化フィルタ２０７の出力信号をｙ(i) 、ス
イッチ２１０，２１１からの判定信号をｄ(i) とし、ま
た、Ｍ値ディジタル復調器２０８から得られる再生搬送
波信号をｘ(i) とおくと、誤差信号ｅ(i) は数４で表す
ことができる。
【００２６】
【数４】 ここで、＊は複素共役を示す。上式において右辺の第２
項はＭ値ディジタル復調器２０８における復調動作を示
している。また、直交化フィルタ２０７の入力信号ベク
トルをｒ(i) 、直交化フィルタ２０７のタップ係数をｃ
(i) とすると、直交化フィルタ２０７の出力信号ｙ(i)
は数５となる。
項はＭ値ディジタル復調器２０８における復調動作を示
している。また、直交化フィルタ２０７の入力信号ベク
トルをｒ(i) 、直交化フィルタ２０７のタップ係数をｃ
(i) とすると、直交化フィルタ２０７の出力信号ｙ(i)
は数５となる。
【００２７】
【数５】 直交化フィルタ２０７のタップ係数ｃ（ｉ＋１）は、数
６により更新される。
６により更新される。
【００２８】
【数６】 ここで、μはＬＭＳにおけるステップサイズである。Ｒ
ｅ［ａ］は複素数ａの実数部をとる操作を示す。この更
新式中では搬送波ｘ(i) の位相情報のみを利用してい
る。
ｅ［ａ］は複素数ａの実数部をとる操作を示す。この更
新式中では搬送波ｘ(i) の位相情報のみを利用してい
る。
【００２９】Ｍ値ディジタル復調器２０８で用いられる
方式には種々のものが考えられる。これらの方式は用い
られる変調方式にも大きく依存しており、例えば、位相
変調（ＰＳＫ）を用いる場合には、同期検波方式は勿論
のこと、構成が簡易な遅延検波方式の適用が可能であ
る。振幅位相変調（ＡＰＳＫ）あるいは直交振幅変調
（ＱＡＭ）と言われる方式の場合には、遅延検波方式が
適用できない。また、同期検波方式にも数多くの方式が
あり、図６は同期検波方式を用いたＭ値ディジタル復調
器２０８の一実施例を示している。Ｍ値ディジタル復調
器２０８は、直交化フィルタ２０７の出力である２系列
からなる直交信号を入力として、搬送波位相／振幅推定
手段２６１は、Ｍ値変調信号の搬送波位相および振幅を
推定する。搬送波位相／振幅推定手段２６１として、例
えば、三瓶による文献、「陸上移動通信用１６ＱＡＭの
フェージングひずみ補償方式」（電子情報通信学会論文
誌Ｂ−II Vol．Ｊ７２−Ｂ−II No.１９８９年１月）が
ある。この方式では時間軸上に周期的に既知パイロット
シンボルを挿入し、まず、このパイロットシンボルを用
いてパイロット部の搬送波位相および振幅を推定する。
データ部の復調には、パイロット部の搬送波を内挿して
求めた搬送波を用いる。この方式を用いると高速に搬送
波位相および振幅が変動するフェージング環境でも効果
的に同期復調が行える。遅延器２６２，２６３は、搬送
波位相／振幅推定手段２６１における位相および振幅の
推定が終了するまでの時間だけ入力信号を遅延させる。
搬送波位相／振幅補償手段２６４は、搬送波位相／振幅
推定手段２６１で得られた位相および振幅を用いて入力
信号の搬送波位相および振幅を補償する。一般に搬送波
位相／振幅補償手段２６４は、推定した搬送波位相およ
び振幅の逆特性を入力信号に対して乗算することで実現
される。この動作については誤差信号ｅ(i) を示す式中
で既に述べた。
方式には種々のものが考えられる。これらの方式は用い
られる変調方式にも大きく依存しており、例えば、位相
変調（ＰＳＫ）を用いる場合には、同期検波方式は勿論
のこと、構成が簡易な遅延検波方式の適用が可能であ
る。振幅位相変調（ＡＰＳＫ）あるいは直交振幅変調
（ＱＡＭ）と言われる方式の場合には、遅延検波方式が
適用できない。また、同期検波方式にも数多くの方式が
あり、図６は同期検波方式を用いたＭ値ディジタル復調
器２０８の一実施例を示している。Ｍ値ディジタル復調
器２０８は、直交化フィルタ２０７の出力である２系列
からなる直交信号を入力として、搬送波位相／振幅推定
手段２６１は、Ｍ値変調信号の搬送波位相および振幅を
推定する。搬送波位相／振幅推定手段２６１として、例
えば、三瓶による文献、「陸上移動通信用１６ＱＡＭの
フェージングひずみ補償方式」（電子情報通信学会論文
誌Ｂ−II Vol．Ｊ７２−Ｂ−II No.１９８９年１月）が
ある。この方式では時間軸上に周期的に既知パイロット
シンボルを挿入し、まず、このパイロットシンボルを用
いてパイロット部の搬送波位相および振幅を推定する。
データ部の復調には、パイロット部の搬送波を内挿して
求めた搬送波を用いる。この方式を用いると高速に搬送
波位相および振幅が変動するフェージング環境でも効果
的に同期復調が行える。遅延器２６２，２６３は、搬送
波位相／振幅推定手段２６１における位相および振幅の
推定が終了するまでの時間だけ入力信号を遅延させる。
搬送波位相／振幅補償手段２６４は、搬送波位相／振幅
推定手段２６１で得られた位相および振幅を用いて入力
信号の搬送波位相および振幅を補償する。一般に搬送波
位相／振幅補償手段２６４は、推定した搬送波位相およ
び振幅の逆特性を入力信号に対して乗算することで実現
される。この動作については誤差信号ｅ(i) を示す式中
で既に述べた。
【００３０】以上に説明したように、図１に示すＣＤＭ
Ａ送受信装置では、Ｍ値ディジタル変調器１０２におい
てｍビットの情報をＭ値変調（Ｍ≧４の整数）すること
で信号を一旦狭帯域化する。その後に拡散操作を行うこ
とで、拡散率（＝Ｗ／Ｒ）が一定のもとで拡散符号長を
ｍ（ｍ＝ log2 Ｍ）倍にとることができる。これにより
図１に示す受信装置における直交化フィルタ２０７の干
渉能力すなわち除去できる干渉数の限界を約ｍ倍に向上
させることができる。また、受信装置では直交化フィル
タ２０７による逆拡散操作の後で、Ｍ値ディジタル復調
器２０８において直交化フィルタとは別にＭ値変調信号
の搬送波位相および振幅変動の補償を行うことで、符号
の直交化と多値変調信号の復調機能との分離が可能とな
り高速変動フェージング伝送路への対応が図れる。
Ａ送受信装置では、Ｍ値ディジタル変調器１０２におい
てｍビットの情報をＭ値変調（Ｍ≧４の整数）すること
で信号を一旦狭帯域化する。その後に拡散操作を行うこ
とで、拡散率（＝Ｗ／Ｒ）が一定のもとで拡散符号長を
ｍ（ｍ＝ log2 Ｍ）倍にとることができる。これにより
図１に示す受信装置における直交化フィルタ２０７の干
渉能力すなわち除去できる干渉数の限界を約ｍ倍に向上
させることができる。また、受信装置では直交化フィル
タ２０７による逆拡散操作の後で、Ｍ値ディジタル復調
器２０８において直交化フィルタとは別にＭ値変調信号
の搬送波位相および振幅変動の補償を行うことで、符号
の直交化と多値変調信号の復調機能との分離が可能とな
り高速変動フェージング伝送路への対応が図れる。
【００３１】
【発明の効果】本発明のＣＤＭＡ送受信装置では、送信
装置における拡散操作に先行して情報ビットを多値変調
することで、拡散率を一定に保ちながら拡散符号長を大
きくとることができる。これにより受信装置における直
交フィルタの干渉除去能力すなわち除去できる干渉数の
限界を向上させることができる。また、受信装置では直
交化フィルタによる逆拡散操作の後で、直交化フィルタ
とは別に多値変調信号の搬送波位相および振幅変動の補
償を行うことで、符号の直交化と多値変調信号の復調機
能との分離が可能となり高速変動フェージング伝送路へ
の対応が図れる。
装置における拡散操作に先行して情報ビットを多値変調
することで、拡散率を一定に保ちながら拡散符号長を大
きくとることができる。これにより受信装置における直
交フィルタの干渉除去能力すなわち除去できる干渉数の
限界を向上させることができる。また、受信装置では直
交化フィルタによる逆拡散操作の後で、直交化フィルタ
とは別に多値変調信号の搬送波位相および振幅変動の補
償を行うことで、符号の直交化と多値変調信号の復調機
能との分離が可能となり高速変動フェージング伝送路へ
の対応が図れる。
【図１】本発明のＣＤＭＡ送受信装置の一実施例を示し
たものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置を
示している。
たものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置を
示している。
【図２】従来のＣＤＭＡ送受信装置の一実施例を示した
ものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置を示
している。
ものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置を示
している。
【図３】従来のＣＤＭＡ送受信装置の他の実施例を示し
たものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置を
示している。
たものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装置を
示している。
【図４】従来のＣＤＭＡ送受信装置の更に他の実施例を
示したものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装
置を示している。
示したものであり、（ａ）は送信装置、（ｂ）は受信装
置を示している。
【図５】直交化フィルタの一実施例を示している。
【図６】Ｍ値ディジタル復調器の一実施例を示してい
る。
る。
１０１ 直列／並列変換器 １０２ Ｍ値ディジタル変調器 １０３，１０４，１０７，１０９，２０２，２０４，４
０１，４０３，５０１，５０２，５０３，５０６，５０
８，６０２，６０４，６０７，６０８，６０９，６１
０，２３２1 〜２３２L ，２４２1 〜２４２L 乗算
器 １０５，１０６，４０２，５０４，５０５ 送信フィ
ルタ １０８，２０３，５０７，６０３ 位相推移器 １１０，５０９ 信号合成器 １２１，５２１ 直交変調器 ２０１，６０１ 信号分配器 ２０５，２０６，６０５，６０６ 受信フィルタ ２０７，６１３ 直交化フィルタ ２０８ Ｍ値ディジタル復調器 ２０９，６１２ 判定器 ２１０，２１１，６１４，６１５ スイッチ ２１２，２１３，６１６，６１７ 減算器 ２１４，６１８ タップ係数制御手段 ２１５ シンボル／ビット変換器 ２１６ 並列／直列変換器 ２２１，６２１ 直交検波器 ２３１1 〜２３１L-1 、２４１1 〜２４１L-1 、２６
２，２６３ 遅延器 ２３３，２４３ 加算器 ２６１ 搬送波位相／振幅推定手段 ２６４ 搬送波位相／振幅補償手段 ６１１ ＢＰＳＫ復調器
０１，４０３，５０１，５０２，５０３，５０６，５０
８，６０２，６０４，６０７，６０８，６０９，６１
０，２３２1 〜２３２L ，２４２1 〜２４２L 乗算
器 １０５，１０６，４０２，５０４，５０５ 送信フィ
ルタ １０８，２０３，５０７，６０３ 位相推移器 １１０，５０９ 信号合成器 １２１，５２１ 直交変調器 ２０１，６０１ 信号分配器 ２０５，２０６，６０５，６０６ 受信フィルタ ２０７，６１３ 直交化フィルタ ２０８ Ｍ値ディジタル復調器 ２０９，６１２ 判定器 ２１０，２１１，６１４，６１５ スイッチ ２１２，２１３，６１６，６１７ 減算器 ２１４，６１８ タップ係数制御手段 ２１５ シンボル／ビット変換器 ２１６ 並列／直列変換器 ２２１，６２１ 直交検波器 ２３１1 〜２３１L-1 、２４１1 〜２４１L-1 、２６
２，２６３ 遅延器 ２３３，２４３ 加算器 ２６１ 搬送波位相／振幅推定手段 ２６４ 搬送波位相／振幅補償手段 ６１１ ＢＰＳＫ復調器
Claims (3)
- 【請求項１】 送信装置と受信装置とを含むＣＤＭＡ送
受信装置において、前記送信装置は、１系列の２値ディ
ジタル信号をｍ（ｍ≧２の整数）個の系列に分配する直
列／並列変換器と、ｍビットの２値ディジタル信号をＭ
（Ｍ＝２m）値のシンボルに変調し２系列からなる直交
信号を出力するＭ値ディジタル変調器と、該Ｍ値ディジ
タル変調器の出力である２系列からなる直交信号を同一
の拡散符号で拡散する２組の乗算器と、該２組の乗算器
の出力に対して各々帯域制限を行う２組の送信フィルタ
と、該送信フィルタの出力で搬送波を変調して送信信号
を得る直交変調器とを含み、 前記受信装置は、伝送路上で他のユーザの送信信号が多
重化された信号を受信信号として、該受信信号を準同期
搬送波で検波して２系列からなる直交信号を得る直交検
波器と、該直交検波器の出力に対して各々帯域制限を行
う２組の受信フィルタと、該２組の受信フィルタの出力
を直交化係数で逆拡散する直交化フィルタと、該直交化
フィルタの出力を入力として搬送波位相および振幅変動
の補償を行うＭ値ディジタル復調器と、該Ｍ値ディジタ
ル復調器の出力をシンボル判定する判定器と、該判定器
の出力とトレーニング信号とを切り換え判定信号として
出力する２組のスイッチと、前記判定器による判定誤差
を抽出する２組の減算器と、該２組の減算器の出力であ
る判定誤差、該Ｍ値ディジタル復調器からの再生搬送波
信号、該２組の受信フィルタの出力および該拡散符号を
用いて直交化係数を算出するタップ係数制御手段と、該
判定器の出力シンボルをｍビットの２値ディジタル信号
に変換するシンボル／ビット変換器と、ｍビットを１系
列に合成する並列／直列変換器とを含むことを特徴とす
るＣＤＭＡ送受信装置。 - 【請求項２】 ＣＤＭＡ送受信装置に含まれる送信装置
において、１系列の２値ディジタル信号をｍ（ｍ≧２の
整数）個の系列に分配する直列／並列変換器と、ｍビッ
トの２値ディジタル信号をＭ（Ｍ＝２m ）値のシンボル
に変調し２系列からなる直交信号を出力するＭ値ディジ
タル変調器と、該Ｍ値ディジタル変調器の出力である２
系列からなる直交信号を同一の拡散符号で拡散する２組
の乗算器と、該２組の乗算器の出力に対して各々帯域制
限を行う２組の送信フィルタと、該送信フィルタの出力
で搬送波を変調して送信信号を得る直交変調器とを含む
ことを特徴とする送信装置。 - 【請求項３】 ＣＤＭＡ送受信装置に含まれる受信装置
において、伝送路上で他のユーザの送信信号が多重化さ
れた信号を受信信号として、該受信信号を準同期搬送波
で検波して２系列からなる直交信号を得る直交検波器
と、該直交検波器の出力に対して各々帯域制限を行う２
組の受信フィルタと、該２組の受信フィルタの出力を直
交化係数で逆拡散する直交化フィルタと、該直交化フィ
ルタの出力を入力として搬送波位相および振幅変動の補
償を行うＭ（Ｍ＝２m （ｍ≧２の整数））値ディジタル
復調器と、該Ｍ値ディジタル復調器の出力をシンボル判
定する判定器と、該判定器の出力とトレーニング信号と
を切り換え判定信号として出力する２組のスイッチと、
前記判定器による判定誤差を抽出する２組の減算器と、
該２組の減算器の出力である判定誤差、該Ｍ値ディジタ
ル復調器からの再生搬送波信号、該２組の受信フィルタ
の出力および該拡散符号を用いて直交化係数を算出する
タップ係数制御手段と、該判定器の出力シンボルをｍビ
ットの２値ディジタル信号に変換するシンボル／ビット
変換器と、ｍビットを１系列に合成する並列／直列変換
器とを含むことを特徴とする受信装置。
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