JP6324260B2

JP6324260B2 - 受信装置

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Publication number: JP6324260B2
Application number: JP2014168373A
Authority: JP
Inventors: 東中　雅嗣; 雅嗣東中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-08-21
Filing date: 2014-08-21
Publication date: 2018-05-16
Anticipated expiration: 2034-08-21
Also published as: JP2016046629A

Description

本発明は、直交系列に情報ビットを割り当てて伝送する無線通信システムの受信装置に関する。

送信情報ビットをウォルシュ系列などの直交系列に割り当てて伝送を行う直交変調方式は、伝送路応答を推定することなく、相関電力検波のような非同期検波を用いて復調可能であることが知られている。一般に移動体通信では、移動局が高速移動することで伝送路が時々刻々と変動するため、伝送路応答の推定が必要な同期検波では、伝送路応答を推定するための既知信号挿入頻度を超える伝送路変動には追従できなくなり、復調性能が劣化する。そのため、移動体通信では非同期検波が有利となる。

一方、非同期検波は、移動局が静止状態にある場合の静特性が同期検波より悪いという問題点がある。そのため、移動局の移動状態に依らず高品質な通信を実現する方式の実現が望まれている。この要望を実現するための技術として、例えば特許文献１に記載された技術が知られている。特許文献１では、アダマール変換を用いる直交変調方式の受信機において、はじめに、相関電力検波を用いて送信されている直交符号を仮選択し、仮選択結果に対応する相関器出力信号を用いて、同期検波に用いる基準位相を再生する技術が開示されている。この技術によると、伝送路応答を推定するための既知信号を挿入することなく、アダマール変換を用いる直交変調方式の受信機において同期検波を実現することが可能となる。また、既知信号の挿入が不要なため、前述したような既知信号の挿入頻度と伝送路変動速度とのトレードオフも解消できる。

特許第３５９７０２３号公報

しかしながら、特許文献１に開示されている技術では、同期検波に用いる基準位相を、相関電力検波の結果のみを用いて算出しているため、基準位相を再生するための相関値選択で誤りが生じやすく、通信性能が劣化するという課題があった。また、受信機においてアダマール変換、または逆アダマール変換を用いて算出した相関値に基づいて復調を行う技術は開示されているが、例えば、陪直交符号等の直交系列とその位相を利用して情報を伝送するようなシステムに対して、高品質な通信を実現する技術は開示されていない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直交系列に基づいた変調方式が適用された無線通信システムにおいて、良好な通信性能を実現する受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数の直交系列の中から選択した一つの直交系列に情報ビットを割り当てて伝送する無線通信システムの受信装置であって、前記複数の直交系列のそれぞれについて、受信信号との相関を計算する相関値算出手段と、前記相関値算出手段で算出された相関値に基づいて相関電力を算出する電力算出手段と、前記相関値算出手段で算出された相関値と前記電力算出手段で算出された相関電力と、に基づいて、送信信号成分を含んでいるサブキャリア信号を選択する選択手段と、前記選択手段が選択したサブキャリア信号に基づいて、同期検波で使用する基準位相を算出する基準位相算出手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、同期検波の性能が向上し、良好な通信性能を実現できる、という効果を奏する。

本発明にかかる受信装置が受信するフレームのフォーマットの一例を示す図実施の形態１にかかる送信装置の構成例を示す図４値直交ＦＳＫを用いた場合の入力情報ビットと出力シンボルの関係を示す図実施の形態１にかかる受信装置の構成例を示す図実施の形態２にかかる受信装置の構成例を示す図実施の形態２にかかる受信装置の合成部の処理イメージの一例を示す図実施の形態３で使用する直交変調シンボルの一例を示す図実施の形態３にかかる受信装置の構成例を示す図

以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置が受信するフレームのフォーマットの一例を示す図である。図１に示したフレームは、網掛けで示されたパイロットシンボル１０と、複数のデータシンボル１１とにより構成されている。パイロットシンボル１０は、無線通信システムを構成している送信装置と受信装置の間で既知の信号を送信する。図１に示したフレームを受信する受信装置はパイロットシンボル１０を用いて伝送路応答を推定し、同期検波を行う。データシンボル１１は、１フレームに６シンボルを配置する構成としている。

図２は、実施の形態１にかかる送信装置の構成例を示す図である。図２に示した送信装置は、図１に示した構成のフレームを送信する。

図２に示した送信装置において、シンボル生成部２０は、情報ビットを入力として受け取り、システムで採用されている直交変調方式に従って直交変調シンボルを生成する。本実施の形態では、以下、直交変調方式の一例として、フーリエ基底を直交系列として用いる直交ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）を例にとって説明する。しかし、本発明はこの直交変調方式に限定されず、任意の直交変調方式に適用可能である。

一例として、４値直交ＦＳＫを用いた場合の入力情報ビットと出力シンボルの関係を図３に示す。図３において、（ａ）は情報ビット“00”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。（ｂ）は情報ビット“01”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。（ｃ）は情報ビット“10”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。（ｄ）は情報ビット“11”に対応する直交変調シンボルの一例を示している。

シンボル生成部２０は、図３の（ａ）から（ｄ）に例示した規則に従い、入力情報ビットに応じた複素正弦波をフレーム生成部２２へ出力する。具体的には、シンボル生成部２０は、入力情報ビットが“00”の場合は図３（ａ）の複素正弦波をデータシンボルとして出力し、入力情報ビットが“01”の場合は図３（ｂ）の複素正弦波をデータシンボルとして出力し、入力情報ビットが“10”の場合は図３（ｃ）の複素正弦波をデータシンボルとして出力し、入力情報ビットが“11”の場合は図３（ｄ）の複素正弦波をデータシンボルとして出力する。

パイロット信号生成部２１は、フレームの送信先となる受信装置との間で既知のパイロット信号を保持しておき、フレーム生成部２２へ出力する。

フレーム生成部２２は、図１で例示したフレームフォーマットに従い、フレームを生成する。すなわち、パイロットシンボル１０を配置するタイミングでは、パイロット信号生成部２１から入力されるパイロット信号を取り込んで出力し、データシンボル１１を配置するタイミングでは、シンボル生成部２０から入力されるデータシンボルを取り込んで出力する。

無線部２３は、フレーム生成部２２から入力される信号に対して、Ｄ／Ａ変換処理および高周波信号処理などを行い、無線信号を生成する。

送信アンテナ２４は、無線部２３で生成された無線信号を送信する。

図４は、実施の形態１にかかる受信装置の構成例を示す図である。受信装置は図１に示した構成のフレームを図２に示した送信装置から受信する。

図４に示した受信装置において、受信アンテナ４０は、図２に示した送信装置から送信された無線信号を受信して無線部４１へ出力する。

無線部４１は、受信アンテナ４０で受信された無線信号に対し、高周波信号処理およびＡ／Ｄ変換処理などを行うことにより複素ベースバンドディジタル信号を生成し、伝送路推定部４２および伝送路補償部４３へ出力する。

伝送路推定部４２は、無線部４１から入力される複素ベースバンドディジタル信号のうち、図１に示したパイロットシンボル１０に対応する受信シンボルを用いて、送信装置と自装置との間の伝送路応答を推定し、推定結果を伝送路補償部４３へ出力する。伝送路応答の推定方法には任意の手法を用いることができる。例えば、送信パイロットシンボルをｐ、伝送路応答をｈ、雑音をｎ、受信パイロットシンボルをｒで表した場合、ｒ＝ｈｐ＋ｎという関係が成立する。このことを利用して、受信パイロットシンボルに送信パイロットシンボルｐの複素共役を乗じたあと、送信パイロットシンボルの電力値|ｐ|²で除算することで、伝送路応答ｈを推定できることが知られている。伝送路応答ｈは伝送路において信号に与えられる位相回転を示す。また、伝送路推定部４２は、図１に示したデータシンボル１１を処理するタイミングにおいて、後述する選択部４６から受け渡される信号を用いて伝送路応答の推定値を更新する処理も行う。伝送路応答の推定値を更新する処理については後で詳細に説明する。

伝送路補償部４３は、伝送路推定部４２から入力される伝送路応答の推定値を用いて、無線部４１から入力される複素ベースバンドディジタル信号に対して、信号が伝送路で受けた歪を補正する処理を行う。例えば、送信データシンボルをｄ、伝送路応答をｈ、雑音をｎ、受信データシンボルをｙで表した場合、ｙ＝ｈｄ＋ｎという関係が成立する。受信データシンボルｙに対して、伝送路推定部４２から入力される伝送路応答の推定値ｈの複素共役を乗じた後、伝送路応答の推定値の電力値|ｈ|²で除算することで、受信データシンボルから伝送路応答の影響を除去することができる。伝送路応答の影響が除去された後のデータシンボルの位相は、誤差が無く正しく歪補正処理が行われた場合、送信装置から送信された信号の位相と一致することとなる。すなわち、伝送路補償部４３の処理は、同期検波において基準位相を再生し、基準位相を用いて受信信号の位相を補正する処理に相当し、伝送路応答の推定値が基準位相に相当する。その他、よく知られた等化技術のようなより高度な伝送路補償技術を適用することもできる。伝送路補償部４３の処理結果、すなわち、伝送路応答の影響が除去された後の受信データシンボルは、フーリエ変換部４４へ受け渡される。

フーリエ変換部４４は、伝送路補償部４３から入力される受信データシンボルに対してフーリエ変換を行い、周波数領域のデータシンボルを得る。ここで、データシンボルでは図３の（ａ）から（ｄ）に示した何れかの複素正弦波が送信されていることから、伝送路補償部４３で正確に歪が補正されている場合、周波数領域のデータシンボルは、送信されている複素正弦波に対応する周波数に送信信号成分が出現し、その他の周波数には雑音成分のみが出現することとなる。一般に、情報ビットに応じて直交系列を割り当てて送信する直交変調方式の受信機では、送信される可能性のある全ての直交系列をあらかじめ保持しておき、受信信号と直交系列との間で相関値を計算することで送信信号を判定する。本実施の形態では、直交系列としてフーリエ基底を用いているので、フーリエ変換部４４の処理が、受信信号と直交系列との間で相関値を計算する処理に相当し、周波数領域のデータシンボルが、受信信号と各直交系列との間で計算された相関値に相当する。図３の例では、周波数として、０、２、４、６に相当する複素正弦波の何れかが送信されるので、フーリエ変換のパラメータとして、例えば、１シンボル当たり８サンプルの離散フーリエ変換を行うと、サブキャリア番号０、２、４、６の何れかに送信信号成分が出現し、その他のサブキャリアには雑音成分のみが出現する。周波数領域のデータシンボルは、電力計算部４５、選択部４６および判定部４７に出力される。

電力計算部４５は、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルに対して、周波数成分毎に電力値を計算し、その結果を選択部４６へ出力する。前述の例のように１シンボル当たり８サンプルの離散フーリエ変換を行った結果が周波数領域のデータシンボルとして入力されている場合、８サブキャリアの信号を対象として各々の電力値を計算し、８個の電力値を出力する。なお、電力計算部４５は、選択部４６とともに選択手段を構成する。

選択部４６は、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルの中から、送信信号成分が含まれているサブキャリアを選択する。この選択動作において、選択部４６は、電力計算部４５から入力される電力値である各サブキャリアの相関電力値と、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルの実軸成分の振幅値と、に基づいて送信信号成分が含まれているサブキャリアを選択する。選択部４６は、電力計算部４５とともに選択手段を構成している。

選択部４６における選択動作を詳しく説明すると、選択部４６は、電力計算部４５から入力される各サブキャリアの相関電力値の中の最大値と、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルのうち、実軸成分の振幅値が最大値のデータシンボルと、を検索する。通常であれば、送信信号成分が含まれる可能性があるサブキャリア番号（前述の例ではサブキャリア番号０、２、４、６となる）のうち、実際に送信信号成分が含まれているサブキャリアに対応する相関電力値および振幅値が最大となる。最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大振幅値に対応するサブキャリア番号と、が一致する場合、フーリエ変換部４４から入力されている当該サブキャリア番号のサブキャリア信号を伝送路推定部４２へ出力するとともに、出力したサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号を伝送路推定部４２へ出力する。サブキャリア信号は周波数領域のデータシンボルである。これに対して、最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大振幅値に対応するサブキャリア番号と、が一致しない場合、前述のイネーブル信号は出力しない。

伝送路推定部４２は、前述したように、データシンボル１１を処理するタイミングにおいて、伝送路応答の推定値を更新する処理を行う。伝送路推定部４２は、選択部４６から、サブキャリア信号およびサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号が入力された場合、受け取ったサブキャリア信号の位相を伝送路応答の推定誤差とみなして伝送路応答の推定値を更新する。伝送路補償部４３における補正処理により歪が完全に除去されている場合、受け取ったサブキャリア信号の位相はゼロとなる。よって、伝送路推定部４２は、選択部４６から受け取ったサブキャリア信号の位相を算出し、算出した位相がゼロに収束するように、保持している伝送路応答の推定値（基準位相）を補正する。保持している推定値は、動作を開始してから最初の補正処理であればパイロットシンボル１０を用いて求めた伝送路応答の推定値、２回目以降の補正処理であれば、過去のデータシンボル受信タイミングにおいて更新された後の推定値である。伝送路推定部４２は、伝送路応答の推定値の補正処理が終了すると、補正後の伝送路応答の推定値を伝送路補償部４３へ出力するとともに、保持している推定値を更新する。すなわち、補正後の伝送路応答の推定値を最新の伝送路応答の推定値として保持する。また、伝送路推定部４２は、選択部４６からイネーブル信号の入力が無い場合、保持している伝送路応答の推定値を補正することなく、そのまま伝送路補償部４３へ出力する。伝送路推定部４２は、基準位相算出手段を構成する。

判定部４７は、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルのうち、前述の送信信号成分が含まれている可能性があるサブキャリア番号の信号を対象として実軸成分の振幅値を求め、実軸成分の振幅値が最大のサブキャリア番号を選択する。そして、選択したサブキャリア番号から、受信した情報ビットの判定を行う。例えば、情報ビットと直交変調シンボルの対応関係が図３に示したものである場合、選択したサブキャリア番号が０であれば情報ビットが“00”と判定する。同様に、選択したサブキャリア番号が２であれば情報ビットが“01”と判定し、選択したサブキャリア番号が４であれば情報ビットが“01”と判定し、選択したサブキャリア番号が６であれば情報ビットが“11”と判定する。

以上のように、本実施の形態にかかる受信装置において、選択部４６は、伝送路応答の推定値を更新するために使用するサブキャリア信号を、サブキャリアごとの電力値および振幅値に基づいて選択することとした。これにより、従来の電力値のみに基づいて信号を選択する場合と比較して、誤選択の可能性を低減することができる。これに伴い、伝送路推定部４２は、伝送路応答の推定精度を向上させることができる。その結果、良好な通信性能を実現できる。

本実施の形態では、図２に示した構成の送信装置から送信されたフレームを図４に示した構成の受信装置が受信する場合について説明したが、これらの送信装置および受信装置は、一般的には無線通信装置を構成する。例えば、移動体通信システムの基地局および移動局を構成する。すなわち、基地局および移動局のそれぞれが送信装置および受信装置を備え、本実施の形態で説明した処理を実行して双方向でフレームを送受信する。

なお、本実施の形態では、伝送路推定部４２が、選択部４６から入力されるサブキャリア信号の位相がゼロに収束するように、保持している伝送路応答の推定値を補正する構成としたが、本発明はこれに限定されない。例えば、伝送路推定部４２において、選択部４６の出力を用いて伝送路応答の推定値を補正可能な位相量の限界値を予め設定しておき、この限界値を超える位相量の信号が選択部４６から入力された場合には、位相補正量を限界値に制限する、または、伝送路応答の補正を行わない、という構成にしてもよい。選択部４６から入力されるサブキャリア信号は、伝送路補償部４３において歪が補正されたデータシンボルから生成されているため、極端な位相回転量は観測されないと考えられる。位相量の限界値を超える場合、選択部４６において誤選択された可能性が高いため、反映される位相補正量に制限を加えて、誤差の混入を回避することができる。更に、前述の位相量の限界値とは別に、選択部４６から入力されるサブキャリア信号に対する補正量を制限する構成としてもよく、１以下の正の係数を用意しておき、伝送路応答の推定値に対する１回当たりの位相補正量は、選択部４６から入力されるサブキャリア信号の位相を係数倍した値に制限する構成としてもよい。これにより、位相量の限界値を設ける場合と同様に、誤差混入による劣化を抑圧することができる。

また、本実施の形態では、選択部４６において、周波数領域のデータシンボルに対して電力値が最大のサブキャリア番号と、実軸の振幅が最大のサブキャリア番号と、が一致した場合のみ、有効なイネーブル信号を生成する構成としたが、不一致の場合であっても一定条件を満たす場合はイネーブル信号を生成し、条件を満たすサブキャリア信号とともに出力する構成としてもよい。例えば、信号対雑音電力比（Signal to Noise power Ratio、以下、ＳＮＲ）を別な手段で推定しておき、ＳＮＲが予め規定されているしきい値より高い場合は最大電力基準で選択された結果をイネーブル信号とともに出力するように構成してもよい。あるいは、過去の伝送路応答の推定結果の変動量を観測する等、伝送路応答の変動状況を参照し、伝送路応答の変動状況が十分緩慢であると判断する場合は、サブキャリア信号の実軸の振幅値が最大のサブキャリア信号をイネーブル信号とともに出力するように構成してもよい。その他、サブキャリア信号を選択する上で基準となり得るその他の指標を用いてルールを決めておいてもよい。これにより、選択部４６における誤選択確率の増加を抑圧しつつイネーブル信号が生成される頻度を高めることができ、高精度な伝送路応答の推定を実現できる。

また、本実施の形態では、一例として、直交変調方式が直交ＦＳＫの場合について説明したが、他の直交変調方式であっても問題無く適用できる。例えば、直交系列としてウォルシュ系列を用いる場合、送信装置におけるシンボル生成部２０は、入力される情報ビットに応じてウォルシュ系列を選択して送信するように構成し、受信装置のフーリエ変換部４４においてはフーリエ変換に代えてアダマール変換を行うように構成すればよい。

また、本実施の形態では、パイロットシンボルを用いて伝送路応答を推定する構成としたが、本発明はこれに限定されず、パイロットシンボルを用いない構成とすることもできる。例えば、初回の受信処理においては、選択部４６がサブキャリア信号の電力値のみに基づいてサブキャリア信号を選択し、選択したサブキャリア信号から伝送路応答の推定値の初期値を生成する。２回目以降の受信処理においては、上述したように、選択部４６は、サブキャリア信号の電力値および実軸の振幅値に基づいてサブキャリアを選択するようにする。これにより、パイロットシンボルの挿入が無いフレームフォーマットにおいても良好な通信性能を実現することができる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２にかかる受信装置について説明する。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分について説明する。

図５は、実施の形態２にかかる受信装置の構成例を示す図である。なお、図４に示した実施の形態１にかかる受信装置と同じ箇所に同一の番号を付している。図５に示したように、本実施の形態にかかる受信装置は、実施の形態１にかかる受信装置に対して合成部５０および平均化部５１を追加した構成となっている。本実施の形態にかかる受信装置の特徴的な点は、選択部４６の出力を、合成部５０で複数データシンボルに渡り合成し、合成結果を更に平均化部５１で平均化することで雑音抑圧効果を高めた点にある。すなわち、選択部４６は、実施の形態１と同様の処理を行い、周波数領域のデータシンボルからサブキャリア信号を選択するとともに、イネーブル信号を生成するが、出力先が伝送路推定部４２ではなく合成部５０となるように構成されている。

合成部５０は、選択部４６から有効なイネーブル信号が入力される毎に、サブキャリア信号を累積加算合成するとともに、出力信号が有効であることを後段に通知する第二のイネーブル信号を生成する。図６に、本実施の形態における、通信フレームと合成部５０の処理イメージを例示する。図６は、図１に例示したフレームフォーマットで２フレーム分を記載している。データシンボル上に記載されている数字は、選択部４６から出力されるイネーブル信号を表し、“１”は有効なイネーブル信号が出力されている場合を、“０”はイネーブル信号が無効である場合を、それぞれ示している。合成部５０は、選択部４６から有効なイネーブル信号とともに入力されるサブキャリア信号を、１フレーム内で累積加算合成し、平均化部５１へ出力する。図６の例では、１番目のフレームにおいて、１、２、３、５番目のデータシンボルに対応するサブキャリア信号を足し合わせて出力することとなり、２番目のフレームにおいては、１、３、４、５番目のデータシンボルに対応するサブキャリア信号を足し合わせて出力することとなる。本実施の形態では、フレームを跨いで累積加算合成は行わないこととする。また、上述したように、合成部５０は、選択部４６から有効なイネーブル信号を受け取り、累積加算合成を行った場合、累積加算合成後のサブキャリア信号を出力するとともに、第二のイネーブル信号を生成して出力する。これらの信号は、１フレーム分の処理が完了したタイミングで出力される。合成部５０は、１フレーム内に有効なイネーブル信号の入力が無かった場合、累積加算合成を行わず、１フレーム分の処理が完了しても有効な第二のイネーブル信号を生成しない。合成部５０の処理結果である累積加算合成後のサブキャリア信号および第二のイネーブル信号は平均化部５１へ出力される。

平均化部５１は、合成部５０から入力される累積加算合成結果を複数個に渡って平均化する処理を行う。平均化方法に特に制約は無いが、例えば、忘却係数α（０＜α＜１）を用いて次式（１）のように平均化処理を行う構成が考えられる。
ｘ(ｉ)＝(１−α)×(ｉ−１)＋αｅ(ｉ) …（１）

式（１）において、ｘ(ｉ)は処理を開始してからｉ番目のフレームまでの平均化結果を示し、ｅ(ｉ)はｉ番目のフレームにおける合成部５０の累積加算合成結果を示す。平均化部５１は、有効な第二のイネーブル信号を合成部５０から受け取った場合のみ、平均化処理を行い、それ以外の場合は前回までの平均化結果を保持する。平均化部５１は、有効な第二のイネーブル信号を受け取り、平均化処理を実行した場合、平均化結果が更新されたことを示す第３のイネーブル信号とともに、更新後の平均化結果を伝送路推定部４２へ出力する。

伝送路推定部４２は、平均化部５１から有効な第３のイネーブル信号が入力された場合、同時に入力されている平均化結果の位相を、伝送路応答の推定誤差とみなして、サブキャリア信号の位相がゼロに収束するように、保持している伝送路応答の推定値を補正する。以後、実施の形態１と同様の処理が適用される。

以上のように、本実施の形態にかかる受信装置は、選択部４６と伝送路推定部４２との間に合成部５０および平均化部５１を備え、選択部４６の処理結果に対して、複数データシンボル間で累積加算合成と平均化を行い、これらの処理を行って得られた累積加算合成結果の平均値に基づいて、伝送路推定部４２が伝送路応答の推定値を補正することとした。これにより、選択部４６の出力に含まれる雑音成分を抑圧する効果が得られ、伝送路応答の推定精度が向上するので、良好な通信性能を実現できる。

なお、本実施の形態では、合成部５０における累積加算合成の周期を１フレームとしたが、本発明はこれに限定されず、任意の周期で累積加算合成することが可能である。このとき、フレームの送信側または受信側となる移動局の移動等に伴う伝送路変動速度に応じて周期を設定することができる。更に、伝送路変動速度に応じて動的に合成周期を変更しても良い。一般に、伝送路変動速度が小さい場合は、累積加算合成の周期を長く設定すると雑音抑圧効果が高くなり、性能が改善する。逆に、伝送路変動速度が大きい場合は、選択部４６の出力信号の位相が短時間で大きく変動するため、累積加算合成の周期は短い方が望ましい。

また、本実施の形態において、平均化部５１は合成部５０から出力される累積加算合成結果を平均化することとしたが、選択部４６から出力されるサブキャリア信号を平均化する構成としても構わない。すなわち、合成部５０を省略した構成としても構わない。または、平均化部５１を省略し、合成部５０から出力される累積加算合成結果に基づいて伝送路推定部４２が処理を行う構成としてもよい。これらの場合にも、実施の形態１と比較してより高精度に伝送路応答を推定できる。

実施の形態３．
次に、実施の形態３にかかる受信装置について説明する。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分について説明する。

本実施の形態では、実施の形態１で説明した構成に対して、送信装置において用いる直交系列が陪直交符号となるものを適用した場合について説明する。実施の形態３で使用する直交変調シンボルの一例を図７に示す。図７では、図３で説明した４つの直交系列を用いて陪直交符号を形成する場合の一例を示している。図７の（ａ）から（ｄ）に示した直交変調シンボルは、図３の（ａ）から（ｄ）に示した直交変調シンボルと同じものである。図７では、（ａ）から（ｄ）に示した直交変調シンボルの位相を反転したものを（ｅ）から（ｈ）に示している。本実施の形態では情報ビットと直交変調シンボルの対応付けが実施の形態１とは異なる。図７の（ａ）は情報ビット“000”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｂ）は情報ビット“001”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｃ）は情報ビット“010”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｄ）は情報ビット“011”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｅ）は情報ビット“100”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｆ）は情報ビット“101”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｇ）は情報ビット“110”に対応する直交変調シンボルを、図７の（ｈ）は情報ビット“111”に対応する直交変調シンボルを、それぞれ例示している。すなわち、図７のように構成した直交変調シンボルを使用する場合、送信装置からは４つの直交した周波数と２つの異なる位相からそれぞれ１つを選択することで生成された複素正弦波信号を送出することとなる。

図８は、実施の形態３にかかる受信装置の構成例を示す図である。なお、図４に示した実施の形態１にかかる受信装置と同じ箇所に同一の番号を付している。図８に示したように、本実施の形態にかかる受信装置は、実施の形態１にかかる受信装置が備えている選択部４６および判定部４７を選択部８０および判定部８２に置き換えるとともに、符号変換部８１を追加した構成となっている。

選択部８０は、フーリエ変換部４４から周波数領域のデータシンボルを、電力計算部４５からサブキャリアの電力値を、それぞれ受け取る点は実施の形態１で説明した選択部４６と同じである。選択部８０は、これらの信号を受け取ると、送信信号成分が含まれる可能性があるサブキャリア番号に対して、電力計算部４５から入力される各サブキャリアの電力値の最大値と、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルの実軸成分の振幅絶対値の最大値と、を検索する。最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大の振幅絶対値に対応するサブキャリア番号と、が一致する場合、フーリエ変換部４４から入力されている、当該サブキャリア番号のサブキャリア信号と、出力したサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号とを符号変換部８１へ出力する。最大電力値に対応するサブキャリア番号と、最大の振幅絶対値に対応するサブキャリア番号と、が一致しない場合、前述のイネーブル信号は出力しない。

符号変換部８１は、選択部８０からサブキャリア信号が有効であることを示すイネーブル信号を受け取ると、入力されているサブキャリア信号の実軸成分の振幅値を調べ、実軸成分の振幅値が負の場合は、入力されているサブキャリア信号にマイナス１を乗じて、イネーブル信号とともに伝送路推定部４２へ出力する。実軸成分の振幅値が正の場合は、入力されているサブキャリア信号をそのまま、イネーブル信号とともに伝送路推定部４２へ出力する。

伝送路推定部４２は、符号変換部８１からサブキャリア信号とイネーブル信号とを受け取ると、実施の形態１と同様の処理で伝送路応答の推定値を更新し、伝送路補償部４３へ出力する。

判定部８２は、図７に例示した送信信号波形から、情報ビットを復元できるように構成されている。これは、例えば、フーリエ変換部４４から入力される周波数領域のデータシンボルのうち、送信信号成分が含まれている可能性があるサブキャリア番号の信号を対象として実軸成分の振幅絶対値を求め、振幅絶対値が最大のサブキャリア番号を選択する。そして、選択したサブキャリア番号と、選択したサブキャリア番号に対応するデータシンボルであるサブキャリア信号の位相と、を参照して受信した情報ビットを判定する。

以上のように、本実施の形態にかかる受信装置において、選択部８０および判定部８２は、フーリエ変換部４４から入力されるサブキャリア信号の位相も考慮して信号選択および情報ビット判定を行うこととした。更に、符号変換部８１を備え、選択部８０からの出力に対して信号の位相を変換して伝送路推定部４２へ出力する構成とした。これにより、送信装置において、直交系列に対して更にその逆位相となる系列をも用いて情報伝送を行う陪直交符号を用いた場合にも、良好な通信を提供できる。

なお、本実施の形態では、陪直交符号の場合、すなわち、基準となる直交符号と、その逆位相となる信号を組み合わせた直交系列のセットを用いて情報伝送を行う場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、例えば、基準となる直交系列に対して、あらかじめ送信装置と受信装置との間で定める任意の位相回転を与えた系列を用いるように構成しても良い。この場合、選択部８０は、サブキャリア信号の実軸成分の振幅絶対値の最大値を検索するかわりに、サブキャリア信号に対して前述の既知位相回転を戻す処理を行った後に、実軸成分の振幅の最大値を検索するように構成すれば良い。

本実施の形態では実施の形態１の受信装置に対して符号変換部８１を追加し、選択部８０および判定部８２を備えることとしたが、実施の形態２の受信装置に対して符号変換部８１の追加などを行い直交系列として陪直交符号を使用するようにしてもよい。この場合、符号変換部８１と伝送路推定部４２との間に合成部５０、平均化部５１を配置する。

１０パイロットシンボル、１１データシンボル、２０シンボル生成部、２１パイロット信号生成部、２２フレーム生成部、２３，４１無線部、２４送信アンテナ、４０受信アンテナ、４２伝送路推定部、４３伝送路補償部、４４フーリエ変換部、４５電力計算部、４６，８０選択部、４７，８２判定部、５０合成部、５１平均化部、８１符号変換部。

Claims

複数の直交系列の中から選択した一つの直交系列に情報ビットを割り当てて伝送する無線通信システムの受信装置であって、
前記複数の直交系列のそれぞれについて、受信信号との相関を計算する相関値算出手段と、
前記相関値算出手段で算出された相関値に基づいて相関電力を算出する電力算出手段と、
前記相関値算出手段で算出された相関値と前記電力算出手段で算出された相関電力と、に基づいて、送信信号成分を含んでいるサブキャリア信号を選択する選択手段と、
前記選択手段が選択したサブキャリア信号に基づいて、同期検波で使用する基準位相を算出する基準位相算出手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。
前記選択手段で選択されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記累積加算手段により累積加算されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記選択手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記平均化手段により平均化されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記選択手段で選択されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段と、
前記累積加算手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段と、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記平均化手段により平均化されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段と、
前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段と、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記累積加算手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段と、
前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段と、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記平均化手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記選択手段で選択されたサブキャリア信号を受け取り、当該サブキャリア信号の実軸成分の振幅値が負の場合には当該サブキャリア信号の符号を反転させて出力する符号変換手段と、
前記符号変換手段から出力されたサブキャリア信号をシンボルごとに累積加算する累積加算手段と、
前記累積加算手段から出力されたサブキャリア信号を複数個にわたって平均化する平均化手段と、
をさらに備え、
前記基準位相算出手段は、前記平均化手段から出力されたサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記基準位相算出手段は、予め決められた範囲内に含まれるように前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１から８のいずれか一つに記載の受信装置。
前記基準位相算出手段は、入力されたサブキャリア信号に対して１以下の正の係数を乗算し、当該係数を乗算した後のサブキャリア信号に基づいて前記基準位相を算出することを特徴とする請求項１から８のいずれか一つに記載の受信装置。