JP5803795B2 - 受信装置、周波数偏差算出方法及びコンピュータプログラム - Google Patents

Description

この発明は、受信装置、周波数偏差算出方法及びコンピュータプログラムに関する。

高速で移動する移動局と基地局との間に遮蔽物がない場合には、電波の伝搬環境がいわゆるライスフェージング環境となる。この場合には、受信信号に対するドップラー効果の影響が周波数偏差となって現れ、通信品質に大きく影響を与えることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。受信信号の周波数を推定する方法として、異なる受信タイミングで受信されたリファレンス信号間の相関を算出することにより、受信間隔における位相回転を推定する方法が知られている（例えば、非特許文献２参照）。

また、基地局において、移動局から受信した情報伝送単位に、時間的に離れた複数のリファレンス信号が配置されている場合、複数のリファレンス信号から位相変動を求め、位相変動から周波数偏差を求める方法がある（例えば、特許文献１参照）。また、共通制御チャンネル内に挿入される既知のシンボルと同期コードとの位相偏差及び時間間隔に基づいて周波数偏差を推定する方法がある（例えば、特許文献２参照）。

また、１スロット内に配置される複数のパイロットシンボル間の位相変動成分から第１の位相差を測定し、２スロットのパイロットシンボル群間の位相変動成分から第２の位相差を測定し、第１の位相差及び第２の位相差を用いて周波数偏差を検出する方法がある（例えば、特許文献３参照）。また、複数のチャネルのパイロットシンボルから、受信信号の周波数と自己の動作周波数との差分の推定値をチャネルごとに算出し、その推定値に基づいて動作周波数を制御する方法がある（例えば、特許文献４参照）。

特開２００９−６５５８１号公報 特表２００７−５１５１０９号公報 特開２００４−１５３５８５号公報 特開２００１−８６０３１号公報

３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ） 寄書， Ｒ４−０６０１４９， "Ｄｉｓｃｕｓｓｉｏｎ ｏｎ ＡＦＣ ｐｒｏｂｌｅｍ ｕｎｄｅｒ ｈｉｇｈ ｓｐｅｅｄ ｔｒａｉｎ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ"， ＮＴＴ ＤｏＣｏＭｏ， ＵＳＡ， Ｆｅｂｒｕａｒｙ １３−１７， ２００６ Ｐ． Ｍｏｏｓｅ， "Ａ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｃｏｍｍｕｎ．， ｖｏｌ． ４２， ｎｏ． １０， Ｏｃｔｏｂｅｒ． １９９１

移動中の移動局は、基地局からドップラー周波数が周波数偏差として加わった下り信号を受信し、その受信信号の搬送波周波数を基準として基地局への上り信号の搬送波周波数を決定する。一方、基地局は、移動中の移動局からドップラー周波数が周波数偏差として加わった上り信号を受信する。そのため、基地局が受信する上り信号には、ドップラー周波数の２倍の周波数偏差が生じることがある。

移動局が高速で移動する場合、ドップラー効果による周波数偏差が大きくなるため、基地局装置は、広い周波数範囲で周波数偏差を推定することになる。従来の周波数偏差を推定する方法では、通常のリファレンス信号に加えて、特別なリファレンス信号が追加される。基地局装置は、通常のリファレンス信号と特別なリファレンス信号とに基づいて広い周波数範囲で周波数偏差を推定する。そのため、計算量が多くなり、スループットが低下するという問題点がある。

スループットの低下を防ぐことができる受信装置、周波数偏差算出方法及びコンピュータプログラムを提供することを目的とする。

受信装置は、記憶部、選択部、取得部及び推定部を備えている。記憶部は、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間の直線のそれぞれに対応するパラメータを記憶する。この解空間における複数の直線は、第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において、第１の時間間隔と第２の時間間隔とに基づいて導かれる。第１のリファレンス信号は、第１のチャネルの受信信号に含まれている。第２のリファレンス信号は、第２のチャネルの受信信号に含まれている。選択部は、解空間に対して、第１の位相回転の第１の観測値及び第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択する。取得部は、選択部により選択された直線に対応するパラメータを記憶部から取得する。推定部は、取得部により取得されたパラメータと第１の観測値と第１の時間間隔、または取得部により取得されたパラメータと第２の観測値と第２の時間間隔、とに基づいて受信信号の周波数偏差を推定する。

この受信装置、周波数偏差算出方法及びコンピュータプログラムによれば、周波数偏差を推定する際のスループットの低下を防ぐことができるという効果を奏する。

図１は、実施例１にかかる受信装置における周波数偏差推定機能ブロックの一例を示すブロック図である。 図２は、実施例１におけるθ₀とθ₁との組み合わせの解空間の一例を示す図である。 図３は、実施例１における直線の番号ｌとパラメータｋ₀及びｋ₁との対応関係の一例を示す図表である。 図４は、実施例１における直線の選択処理を説明する図である。 図５は、実施例１にかかる周波数偏差算出方法の一例を示すフローチャートである。 図６は、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのサブフレームフォーマットを示す模式図である。 図７は、実施例３におけるθ_PUCCHとθ_PUSCHとの組み合わせの解空間の一例を示す図である。 図８は、実施例３における直線の番号ｌとパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHとの対応関係の一例を示す図表である。 図９は、実施例３にかかる受信装置を備えた基地局装置のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。 図１０は、図９に示すベースバンド受信部のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。 図１１は、実施例３にかかる受信装置における受信回路の機能的構成の一例を示すブロック図である。 図１２は、実施例３にかかる受信装置における偏差推定部の一例を示すブロック図である。 図１３は、実施例３にかかる周波数偏差算出方法の一例を示すフローチャートである。 図１４は、実施例３におけるθ_PUCCHとθ_PUSCHとの組み合わせの解空間の別の例を示す図である。 図１５は、実施例３における直線の番号ｌとパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHとの対応関係の別の例を示す図表である。 図１６は、実施例４にかかる周波数偏差算出方法の一例を示すフローチャートである。

以下に添付図面を参照して、この受信装置、周波数偏差算出方法及びコンピュータプログラムの好適な実施の形態を詳細に説明する。以下の各実施例の説明においては、同様の構成要素には同一の符号を付して、重複する説明を省略する。

（実施例１）
図１は、実施例１にかかる受信装置における周波数偏差推定機能ブロックの一例を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１は、周波数偏差推定機能ブロックにおいて、選択部２、取得部３及び推定部４を備えている。また、受信装置１は、記憶部５を備えている。

受信装置１が受信する受信信号は、第１のチャネルの受信信号に第１のリファレンス信号を含み、第２のチャネルの受信信号に第２のリファレンス信号を含む。雑音のない理想的な環境において、第１のリファレンス信号の第１の時間間隔Ｔ₀における位相回転を第１の位相回転θ₀とする。同様に、雑音のない理想的な環境において、第２のリファレンス信号の第２の時間間隔Ｔ₁における位相回転を第２の位相回転θ₁とする。

第１のチャネルの受信信号と第２のチャネルの受信信号とは、受信装置１の通信相手である同一の無線通信装置から送信される信号である。従って、単位時間における第１のリファレンス信号の周波数偏差と第２のリファレンス信号の周波数偏差とは、同じになる。第１のリファレンス信号及び第２のリファレンス信号の単位時間における周波数偏差をΔｆとすると、雑音のない理想的な環境における第１の位相回転θ₀及び第２の位相回転θ₁は、それぞれ次の（１）式及び（２）式で表される。また、（１）式及び（２）式からΔｆを除去すると、次の（３）式が導かれる。

上記（３）式において、Ｔ₀及びＴ₁は、それぞれ第１のリファレンス信号の時間間隔及び第２のリファレンス信号の時間間隔であり、チャネルごとに予め決められている定数である。従って、θ₀とθ₁とは、一次の関係にある。ここで、θ₀及びθ₁は位相であるため、任意の整数ｋ₀及びｋ₁を用いて、θ₀及びθ₁は、それぞれ次の（４）式及び（５）式で表される。

上記（３）式に（４）式及び（５）式を代入すると、次の（６）式が得られる。（６）式より明らかなように、θ₀を横軸とし、θ₁を縦軸とする座標空間の［−π≦θ₀，θ₁＜π］の範囲において、θ₀とθ₁との関係は、等間隔で平行な複数の直線で表される。座標空間に出現する直線の数及び直線間の間隔は、Ｔ₀とＴ₁とに基づいて決まる。

つまり、上記（６）式で表される等間隔で平行な複数の直線は、取り得るθ₀とθ₁との組み合わせを満たす解空間である。この解空間の複数の直線上のどこか一点にθ₀とθ₁との組み合わせの解が存在する。

図２は、実施例１におけるθ₀とθ₁との組み合わせの解空間の一例を示す図である。図２に示す例では、解空間の直線の数は、特に限定しないが、例えば１１本である。例えば、座標軸の原点でθ₀軸と交差する直線の番号ｌを０番としてもよい。原点よりもπ側でθ₀軸と交差する直線の番号ｌを、原点に近い順に１、２、３、・・・と大きくなるようにしてもよい。原点よりも−π側でθ₀軸と交差する直線の番号ｌを、原点に近い順に−１、−２、−３、・・・と小さくなるようにしてもよい。

図３は、実施例１における直線の番号ｌとパラメータｋ₀及びｋ₁との対応関係の一例を示す図表である。図３に示すテーブル１１において、各ｌの値に対応するパラメータｋ₀及びｋ₁の値は、例えば受信装置１の設計者により予め設定されている。

図１に示す受信装置１において、記憶部５は、解空間の各直線に対応するパラメータを記憶する。記憶部５は、解空間の各直線に対応するパラメータとして、例えば図３に示すテーブル１１を記憶していてもよい。

受信信号が雑音の影響を受ける場合、受信装置１において実際に観測される、第１のリファレンス信号の第１の時間間隔Ｔ₀における位相回転は、雑音のない理想的な環境における第１の位相回転θ₀からずれる。第１のリファレンス信号の第１の時間間隔Ｔ₀における位相回転の観測値を、第１の観測値φ₀とする。第１の観測値φ₀の範囲は、［−π≦φ₀＜π］である。

受信信号が雑音の影響を受ける場合、受信装置１において実際に観測される、第２のリファレンス信号の第２の時間間隔Ｔ₁における位相回転は、雑音のない理想的な環境における第２の位相回転θ₁からずれる。第２のリファレンス信号の第２の時間間隔Ｔ₁における位相回転の観測値を、第２の観測値φ₁とする。第２の観測値φ₀の範囲は、［−π≦φ₁＜π］である。

ここで、［Ｓ₀：Ｓ₁＝Ｔ₀：Ｔ₁］を満たす互いに素となる整数Ｓ₀及びＳ₁を定義する。Ｓ₀及びＳ₁の値は、Ｔ₀及びＴ₁の値に応じて一意に定まる。これ以降、直線に関する説明においては、Ｔ₀及びＴ₁の代わりにＳ₀及びＳ₁を用いることとする。

Ｓ₀及びＳ₁を用いると、上記（６）式は、次の（７）式で表される。このようにＳ₀及びＳ₁を用いて（６）式を変換しても、Ｔ₀及びＴ₁を用いた場合と全く同じ直線を表すことができる。ここで、解空間を形成する直線の数Ｎ（ｌ）は次の（８）式で表される。

図４は、実施例１における直線の選択処理を説明する図である。図４において、×印は、受信装置１において実際に観測される、第１のリファレンス信号の第１の時間間隔Ｔ₀における位相回転の第１の観測値φ₀及び第２のリファレンス信号の第２の時間間隔Ｔ₁における位相回転の第２の観測値φ₁で示される座標点である。この×印の座標点（φ₀，φ₁）と解空間において原点を通る直線、すなわち直線番号ｌが０である直線との距離ｄ（φ₀，φ₁）は、次の（９）式で表される。

解空間における直線間の間隔Ｄは、次の（１０）式で表される。座標点（φ₀，φ₁）と直線番号ｌが０である直線との距離ｄ（φ₀，φ₁）を直線間の間隔Ｄで除すことによって、座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線を一つ選択することができる。従って、座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線の番号ｌは、次の（１１）式より得られる。

図１に示す受信装置１において、選択部２は、解空間の中で、第１の観測値φ₀及び第２の観測値φ₁により示される座標点に最も近い直線を選択する。選択部２は、直線を選択する処理として、例えば次の（１２）式を計算することによって座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線の番号ｌを求めてもよい。そして、選択部２は、選択した直線の情報として、図１に示す受信装置１の取得部３へ例えば直線の番号ｌを出力してもよい。

図１に示す受信装置１において、取得部３は、選択部２により選択される直線に対応するパラメータを記憶部５から取得する。取得部３は、選択部２から例えば直線の番号ｌを受け取り、例えば図３に示すテーブル１１を参照して、番号ｌの直線に対応するパラメータｋ₀ ^(l)及びｋ₁ ^(l)を取得してもよい。

十分なＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が確保されている場合、雑音の影響が小さいと見なしてもよいことがある。そのような場合には、第１の観測値φ₀を、雑音の影響を補正しないで用いて、第１のリファレンス信号の第１の時間間隔Ｔ₀における位相回転、すなわち第１の位相回転θ₀を求めてもよい。この場合、θ₀は、番号ｌの直線に対応するパラメータｋ₀ ^(l)を用いて、次の（１３）式で表される。

同様に、第２の観測値φ₁を、雑音の影響を補正しないで用いて、第２のリファレンス信号の第２の時間間隔Ｔ₁における位相回転、すなわち第２の位相回転θ₁を求めてもよい。この場合、θ₁は、番号ｌの直線に対応するパラメータｋ₁ ^(l)を用いて、次の（１４）式で表される。

第１のリファレンス信号の周波数偏差Δｆ₀は、次の（１５）式で表される。第２のリファレンス信号の周波数偏差Δｆ₁は、次の（１６）式で表される。

図１に示す受信装置１において、推定部４は、取得部３により取得されるパラメータｋ₀ ^(l)と第１の観測値φ₀と第１の時間間隔Ｔ₀とに基づいて、第１のチャネルの受信信号の周波数偏差Δｆ₀を推定する。また、推定部４は、取得部３により取得されるパラメータｋ₁ ^(l)と第２の観測値φ₁と第２の時間間隔Ｔ₁とに基づいて、第２のチャネルの受信信号の周波数偏差Δｆ₁を推定する。推定部４は、受信信号の周波数偏差を推定する処理として、例えば上記（１５）式や（１６）式を計算することによって、周波数偏差Δｆ₀やΔｆ₁を推定してもよい。

受信装置１において、選択部２、取得部３及び推定部４は、プロセッサが、後述する周波数偏差算出方法を実現するコンピュータプログラムを実行することにより実現されてもよい。あるいは、選択部２や推定部４は、算術演算を行う演算回路などのハードウェアによって実現されてもよい。

図５は、実施例１にかかる周波数偏差算出方法の一例を示すフローチャートである。図５に示すように、受信装置１において周波数偏差算出処理が開始されると、選択部２は、第１の位相回転θ₀の第１の観測値φ₀及び第２の位相回転θ₁の第２の観測値φ₁により示される座標点に最も近い直線を選択する（ステップＳ１）。次いで、取得部３は、選択部２により選択される直線に対応するパラメータｋ₀ ^(l)及びｋ₁ ^(l)を記憶部５から取得する（ステップＳ２）。

次いで、推定部４は、取得部３により取得されるパラメータｋ₀ ^(l)と第１の観測値φ₀と第１の時間間隔Ｔ₀とに基づいて、第１のチャネルの受信信号の周波数偏差Δｆ₀を推定する。また、推定部４は、取得部３により取得されるパラメータｋ₁ ^(l)と第２の観測値φ₁と第２の時間間隔Ｔ₁とに基づいて、第２のチャネルの受信信号の周波数偏差Δｆ₁を推定する（ステップＳ３）。そして、一連の周波数偏差算出処理が終了する。

実施例１によれば、信号間隔の異なる２つのリファレンス信号の位相回転の観測値φ₀及びφ₁により示される座標点に最も近い直線が選択され、この直線に対応するパラメータｋ₀ ^(l)及びｋ₁ ^(l)が選択される。それによって、−πからπまでの範囲を超える広い範囲で、各リファレンス信号の時間間隔Ｔ₀及びＴ₁におけるおおよその位相回転θ₀及びθ₁を求めることができる。そして、各リファレンス信号のおおよその位相回転θ₀及びθ₁と時間間隔Ｔ₀及びＴ₁とに基づいて、各リファレンス信号の周波数偏差Δｆ₀及びΔｆ₁を推定することができる。従って、受信信号の周波数偏差を推定する際のスループットの低下を防ぐことができる。

（実施例２）
実施例２は、実施例１において、２つのリファレンス信号の観測値φ₀及びφ₁により示される座標点から、この座標点に最も近い直線に対して直交射影を行うようにしたものである。実施例１と重複する説明については省略する。

座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線を一つ選択するまでは、実施例１と同様である。座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線の番号ｌは、上記（１１）式で表される。番号ｌの直線は、パラメータｋ₀ ^(l)及びｋ₁ ^(l)を用いて、次の（１７）式で表される。

上述したように、第１の観測値φ₀及び第２の観測値φ₁により決まる座標点は、例えば雑音の影響により、それぞれ真の第１の位相回転θ₀及び真の第２の位相回転θ₁からずれている。真の第１の位相回転θ₀及び真の第２の位相回転θ₁により決まる点は、座標点（φ₀，φ₁）に最も近い番号ｌの直線上にあり、かつ座標点（φ₀，φ₁）に最も近い点（図４参照、▲点）であると考えられる。

座標点（φ₀，φ₁）と番号ｌの直線との距離を最小にする番号ｌの直線上の点は、座標点（φ₀，φ₁）から番号ｌの直線に対して直交射影を行うことにより得られる。直交射影により、真の第１の位相回転θ₀は、次の（１８）式で表される。また、真の第２の位相回転θ₁は、次の（１９）式で表される。最終的に、受信信号の周波数偏差Δｆは、次の（２０）式で表される。

実施例２では、図１に示す受信装置１において、推定部４は、選択部２により選択される直線に対して観測値の座標点（φ₀，φ₁）から直交射影を行うことにより、真の第１の位相回転θ₀または真の第２の位相回転θ₁を推定する。そして、取得部３により取得されるパラメータｋ₀ ^(l)及びｋ₁ ^(l)と、第１の観測値φ₀及び第２の観測値φ₁と、Ｓ₀及びＳ₁と、第１の時間間隔Ｔ₀または第２の時間間隔Ｔ₁とに基づいて、受信信号の周波数偏差Δｆを推定する。

推定部４は、受信信号の周波数偏差を推定する処理として、例えば上記（１８）式または（１９）式を計算することによって、真の第１の位相回転θ₀または真の第２の位相回転θ₁を推定してもよい。そして、推定部４は、推定した真の第１の位相回転θ₀または真の第２の位相回転θ₁を用いて、例えば上記（２０）式の中央の項または最も右側の項を計算することによって、周波数偏差Δｆを推定してもよい。

実施例２によれば、信号間隔の異なる２つのリファレンス信号の位相回転の観測値φ₀及びφ₁により示される座標点に最も近い直線が選択され、この直線に対応するパラメータｋ₀ ^(l)及びｋ₁ ^(l)が選択される。座標点（φ₀，φ₁）から直線への直交射影によって、−πからπまでの範囲を超える広い範囲で、各リファレンス信号の時間間隔Ｔ₀及びＴ₁における真の第１の位相回転θ₀または真の第２の位相回転θ₁を推定することができる。そして、いずれか一方のリファレンス信号の真の位相回転の推定値θ₀およびθ₁と時間間隔Ｔ₀またはＴ₁とに基づいて、受信信号の周波数偏差Δｆを推定することができる。従って、受信信号の周波数偏差を推定する際のスループットの低下を防ぐことができる。

（実施例３）
実施例３は、実施例２にかかる受信装置を例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムにおける基地局装置に適用したものである。一例として、第１のチャネルを上り制御信号であるＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）とし、第２のチャネルを上りデータ信号であるＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）であるとして説明する。実施例１または実施例２と重複する説明については省略する。

ＰＵＣＣＨのリファレンス信号の時間間隔は２８５．４１７μｓである。そのため、推定可能な周波数偏差の範囲は約±１７５１Ｈｚとなる。ＰＵＳＣＨのリファレンス信号の時間間隔は５００μｓである。そのため、推定可能な周波数偏差の範囲は約±１０００Ｈｚとなる。

図６は、ＰＵＳＣＨ及びＰＵＣＣＨのサブフレームフォーマットを示す模式図である。図６において、ハッチングを付したパイロットシンボルがリファレンス信号である。ＬＴＥでは、各チャネルは１ｍｓごとに割り当てられる。この１ｍｓの時間単位がサブフレームとなる。各サブフレームは、スロット０及びスロット１の１４個のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルで構成されている。ＰＵＳＣＨのサブフレーム２１において、パイロットシンボルは、３及び１０の番号のシンボルに割り当てられる。ＰＵＣＣＨのサブフレーム２２において、パイロットシンボルは、１、５、８及び１２の番号のシンボルに割り当てられる。

実施例３では、θ₀、Ｔ₀、Ｓ₀、φ₀及びｋ₀を、それぞれθ_PUCCH、Ｔ_PUCCH、Ｓ_PUCCH、φ_PUCCH及びｋ_PUCCHとする。また、θ₁、Ｔ₁、Ｓ₁、φ₁及びｋ₁を、それぞれθ_PUSCH、Ｔ_PUSCH、Ｓ_PUSCH、φ_PUSCH及びｋ_PUSCHとする。

ＰＵＣＣＨのリファレンス信号の時間間隔Ｔ_PUCCHが２８５．４１７μｓであり、ＰＵＳＣＨのリファレンス信号の時間間隔Ｔ_PUSCHが５００μｓである。従って、［Ｓ_PUCCH：Ｓ_PUSCH＝Ｔ_PUCCH：Ｔ_PUSCH］を満たす互いに素となる整数Ｓ_PUCCH及びＳ_PUSCHは、それぞれ１３７及び２４０である。

特に限定しないが、ここでは、例えばＳ_PUCCHを４とし、Ｓ_PUSCHを７に近似することによって、計算を簡単にすることとする。このような近似を行っても、［１３７／２４０＝０．５７１４］であり、［４／７＝０．５７０８］であるというように、Ｓ_PUCCHとＳ_PUSCHとの比率は、ほとんど変わらない。従って、周波数偏差を求めるにあたって、大きな影響はない。なお、近似を行わなくてもよいのは勿論である。

図７は、実施例３におけるθ_PUCCHとθ_PUSCHとの組み合わせの解空間の一例を示す図である。図７に示す例では、上記（８）式から明らかなように、解空間の直線の数は１１本となる。

実施例２と同様に直線の番号ｌを割り振ると、番号０の直線は−１０００Ｈｚ〜１０００Ｈｚの周波数偏差の範囲に対応する。番号１及び−１の直線は、それぞれ３０００Ｈｚ〜５０００Ｈｚ及び−５０００Ｈｚ〜−３０００Ｈｚの周波数偏差の範囲に対応する。番号２及び−２の直線は、それぞれ−７０００Ｈｚ〜−５２５０Ｈｚ及び５２５０Ｈｚ〜７０００Ｈｚの周波数偏差の範囲に対応する。番号３及び−３の直線は、それぞれ−３０００Ｈｚ〜−１７５０Ｈｚ及び１７５０Ｈｚ〜３０００Ｈｚの周波数偏差の範囲に対応する。番号４及び−４の直線は、それぞれ１０００Ｈｚ〜１７５０Ｈｚ及び−１７５０Ｈｚ〜−１０００Ｈｚの周波数偏差の範囲に対応する。番号５及び−５の直線は、それぞれ５０００Ｈｚ〜５２５０Ｈｚ及び−５２５０Ｈｚ〜−５０００Ｈｚの周波数偏差の範囲に対応する。

図８は、実施例３における直線の番号ｌとパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHとの対応関係の一例を示す図表である。図８に示すテーブル２６において、各ｌの値に対応するパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHの値は、例えば受信装置の設計者により予め設定されている。

図９は、実施例３にかかる受信装置を備えた基地局装置のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図９に示すように、基地局装置３１は、例えばデュプレクサ３２、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信部３３、ベースバンド送信部３４、上位回線終端部３５、ＲＦ受信部３６及びベースバンド受信部３７を備えていてもよい。

デュプレクサ３２は、アンテナ３８に接続されている。デュプレクサ３２は、基地局装置３１における送信信号の伝達経路と受信信号の伝達経路とを電気的に分離する。ＲＦ受信部３６は、デュプレクサ３２に接続されている。ＲＦ受信部３６は、デュプレクサ３２を介してアンテナ３８から受け取った上り受信信号から搬送波を除去し、アナログ‐デジタル変換処理を実施して、搬送波が除去された受信信号を生成する。

ベースバンド受信部３７は、ＲＦ受信部３６に接続されている。ベースバンド受信部３７は、ＲＦ受信部３６から出力される上りベースバンド信号に対して復調処理及び復号処理を行って受信信号を復元する。ベースバンド受信部３７は、受信信号を復元する際に、後述する周波数偏差を算出する処理を実行する。上位回線終端部３５は、ベースバンド受信部３７に接続されている。上位回線終端部３５は、ベースバンド受信部３７の出力信号を、図示省略する上位ネットワークへ送信する。

上位回線終端部３５は、図示省略する上位ネットワークから信号を受信する。ベースバンド送信部３４は、上位回線終端部３５に接続されている。ベースバンド送信部３４は、上位回線終端部３５の出力信号に対して符号化処理及びベースバンド変調処理を行い、下りベースバンド信号を生成する。

ＲＦ送信部３３は、ベースバンド送信部３４及びデュプレクサ３２に接続されている。ＲＦ送信部３３は、ベースバンド送信部３４の出力信号に対してデジタル‐アナログ変換処理及び搬送波変調処理を実施して、下り変調信号を生成する。下り変調信号は、ＲＦ送信部３３から出力され、デュプレクサ３２を介してアンテナ３８から放射される。なお、送信側と受信側で個別にアンテナを有していてもよい。その場合には、デュプレクサ３２はなくてもよい。

図１０は、図９に示すベースバンド受信部のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１０に示すように、ベースバンド受信部３７は、例えばプロセッサ４１、メモリ４２及びインタフェース４３を備えていてもよい。プロセッサ４１、メモリ４２及びインタフェース４３は、例えばバス４４に接続されていてもよい。

プロセッサ４１は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）であってもよい。また、プロセッサ４１は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などであってもよい。メモリ４２は、後述する周波数偏差算出方法を実現するコンピュータプログラムを格納していてもよい。また、メモリ４２は、図１に示す受信装置１の記憶部として、図８に示すテーブル２６を格納していてもよい。プロセッサ４１は、メモリ４２からコンピュータプログラムを読み出して実行することによって、後述する周波数偏差算出方法を実現してもよい。インタフェース４３は、上位回線終端部３５やＲＦ受信部３６に接続される。

図１１は、実施例３にかかる受信装置における受信回路の機能的構成の一例を示すブロック図である。なお、図１１は、以下の説明に関係する機能を中心として示している。受信回路５０は、図示の構成要素以外の他の構成要素を含んでいてよい。受信回路５０による信号処理は、ベースバンド受信部３７のプロセッサ４１がメモリ４２に格納されるコンピュータプログラムを実行することにより行われてもよい。

受信回路５０は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、高速フーリエ変換）部５１、信号分離部５２，５４、ＰＵＣＣＨ受信部５３、ＰＵＳＣＨ受信部５５及び広範囲偏差推定部５６を備えている。ＦＦＴ部５１は、高速フーリエ変換によってＲＦ受信部３６から受信した上りベースバンド信号を周波数領域信号に変換する。ＦＦＴ部５１は、周波数領域信号をチャネルごとに分離し、ＰＵＣＣＨの信号を信号分離部５２へ入力し、ＰＵＳＣＨの信号を信号分離部５４へ入力する。

信号分離部５２は、ＰＵＣＣＨの信号をユーザごとに分離し、各ユーザの信号をさらにデータとリファレンス信号に分離する。信号分離部５２は、分離された信号をＰＵＣＣＨ受信部５３へ出力する。同様に、信号分離部５４は、ＰＵＳＣＨの信号をユーザごとに分離し、各ユーザの信号をデータとリファレンス信号に分離する。信号分離部５４は、分離された信号をＰＵＳＣＨ受信部５５へ出力する。なお、信号分離部５２及び信号分離部５４の信号処理は、時分割処理によって同一回路で行ってもよい。ＰＵＣＣＨ受信部５３及びＰＵＳＣＨ受信部５５の信号処理も、時分割処理によって同一回路で行ってもよい。

ＰＵＣＣＨ受信部５３は、偏差推定部６０、補償部６１、チャネル推定部６２、検波部６３及び復号部６４を備えている。偏差推定部６０は、時間間隔Ｔ_PUCCHで受信したＰＵＣＣＨのリファレンス信号の時間相関値を基に、時間間隔Ｔ_PUCCHにおけるＰＵＣＣＨのリファレンス信号の位相偏差を推定する。偏差推定部６０は、推定した位相差を、ＰＵＣＣＨのリファレンス信号の時間間隔Ｔ_PUCCHにおける位相差の観測値φ_PUCCHとして広範囲偏差推定部５６に出力する。

補償部６１は、後述する周波数偏差算出方法により広範囲偏差推定部５６が推定した受信信号の周波数偏差推定結果に従って、ＰＵＣＣＨのデータの周波数偏差を補償する。チャネル推定部６２は、ＰＵＣＣＨのリファレンス信号に基づいてチャネル推定を行う。検波部６３は、チャネル推定部６２により推定されたチャネル推定結果に従ってＰＵＣＣＨのデータのチャネル等化を行い、データの復調処理を行う。復号部６４は、復調されたデータを復号してＰＵＣＣＨの受信結果を出力する。

ＰＵＳＣＨ受信部５５は、偏差推定部６５、補償部６６、チャネル推定部６７、検波部６８及び復号部６９を備えている。偏差推定部６５は、時間間隔Ｔ_PUSCHで受信したＰＵＳＣＨのリファレンス信号の時間相関値を基に、時間間隔Ｔ_PUSCHにおけるＰＵＳＣＨのリファレンス信号の位相偏差を推定する。偏差推定部６５は、推定した位相差を、ＰＵＳＣＨのリファレンス信号の時間間隔Ｔ_PUSCHにおける位相差の観測値φ_PUSCHとして広範囲偏差推定部５６に出力する。

補償部６６は、後述する周波数偏差算出方法により広範囲偏差推定部５６が推定した受信信号の周波数偏差推定結果に従って、ＰＵＳＣＨのデータの周波数偏差を補償する。チャネル推定部６７は、ＰＵＳＣＨのリファレンス信号に基づいてチャネル推定を行う。検波部６８は、チャネル推定部６７により推定されたチャネル推定結果に従ってＰＵＳＣＨのデータのチャネル等化を行い、データの復調処理を行う。復号部６９は、復調されたデータを復号してＰＵＳＣＨの受信結果を出力する。

広範囲偏差推定部５６は、偏差推定部６０及び偏差推定部６５がそれぞれ推定したＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの各リファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUCCH及びＴ_PUSCHにおける位相差の観測値φ_PUCCH及びφ_PUSCHに基づいて、後述する周波数偏差算出方法により周波数偏差の算出処理を行う。広範囲偏差推定部５６は、例えば図１に示す周波数偏差推定機能ブロックの選択部２、取得部３及び推定部４を備えていてもよい。

図１２は、実施例３にかかる受信装置における偏差推定部の一例を示すブロック図である。図１２に示すように、偏差推定部６０は、乗算器７１、時間平均部７２及び角度変換部７３を備えている。乗算器７１は、時間間隔Ｔ_PUCCHで受信したＰＵＣＣＨの２つのリファレンス信号（リファレンス信号前半とリファレンス信号後半）を複素乗算することにより、各リファレンス信号の時間相関値を求める。

時間平均部７２は、乗算器７１によって得られる時間相関値を所定時間にわたって平均化することにより、時間相関平均値を求める。角度変換部７３は、時間平均部７２によって平均化される時間相関値を位相偏差の平均値に変換する。このようにして得られたＰＵＣＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUCCHにおける位相差の推定値（観測値φ_PUCCH）は、広範囲偏差推定部５６に与えられる。

偏差推定部６５は、図１２に示す偏差推定部６０と同様の構成を有する。偏差推定部６５については、上述した偏差推定部６０の説明において「ＰＵＣＣＨ」、「Ｔ_PUCCH」及び「φ_PUCCH」を、それぞれ「ＰＵＳＣＨ」、「Ｔ_PUSCH」及び「φ_PUSCH」と読み替えればよい。

図１３は、実施例３にかかる周波数偏差算出方法の一例を示すフローチャートである。図１３に示すように、受信回路５０において周波数偏差算出処理が開始されると、偏差推定部６０は、ＰＵＣＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUCCHにおける位相差の推定値（観測値φ_PUCCH）を求める。また、偏差推定部６５は、ＰＵＳＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUSCHにおける位相差の推定値（観測値φ_PUSCH）を求める。

広範囲偏差推定部５６は、次の（２１）式を計算する（ステップＳ１１）。それによって、ＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨの各リファレンス信号の位相差の観測値φ_PUCCH及びφ_PUSCHにより示される座標点に最も近い直線の番号ｌが求められる。（２１）式は、上記（１１）式にＳ₀として４を代入し、Ｓ₁として７を代入したものである。

次いで、広範囲偏差推定部５６は、ステップＳ１１により得られる番号ｌの直線に対応するパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHを、例えば図８に示すテーブル２６から取得する（ステップＳ１２）。次いで、広範囲偏差推定部５６は、次の（２２）式を計算する（ステップＳ１３）。それによって、ＰＵＣＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUCCHにおける真の位相回転θ_PUCCHが求められる。（２２）式は、上記（１８）式にＳ₀として４を代入し、Ｓ₁として７を代入したものである。

なお、上記（１９）式にＳ₀及びＳ₁としてそれぞれ４及び７を代入した式を計算することによって、ＰＵＳＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUSCHにおける真の位相回転θ_PUSCHを求めてもよい。また、次の（２３）式を計算することにより。θ_PUSCHを求めてもよい。

次いで、広範囲偏差推定部５６は、次の（２４）式を計算する（ステップＳ１４）。それによって、受信信号の周波数偏差Δｆが求められる。（２４）式は、上記（２０）式にＴ₀として２８５．４１７×１０^-6を代入したものである。なお、上記（２０）式にＴ₁として５００×１０^-6を代入した式を計算することによって、周波数偏差Δｆを求めてもよい。以上のようにしてΔｆを求め、一連の処理を終了する。

実施例３において、ここまでの説明では一例として周波数偏差Δｆを推定可能な周波数範囲は±７０００Ｈｚである。それに対して、周波数偏差Δｆを推定可能な周波数範囲を制限してもよい。例えば、周波数偏差Δｆを推定可能な周波数範囲を±３０００Ｈｚに制限する場合を例にして説明する。

図１４は、実施例３におけるθ_PUCCHとθ_PUSCHとの組み合わせの解空間の別の例を示す図である。図１４に示す例では、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線を選択する際に、破線で示す番号１または−１、番号２または−２、及び番号５または−５の各直線は選択の対象外となる。すなわち、実線で示す番号０、番号３または−３、及び番号４または−４の５本の直線の中から、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線が選択される。

また、通常、周波数偏差が大きいユーザの割合は、周波数偏差が小さいユーザの割合よりも少ない。そこで、図１４に示す解空間を一点鎖線で区切るようにＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＥの各領域に分け、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）が存在する領域によって直線を選択するようにしてもよい。

例えば領域Ａは、番号ｌが−４である直線と番号ｌが−３である直線との中間から、番号ｌが−５である直線側の領域としてもよい。座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）が領域Ａに存在する場合、広範囲偏差推定部５６は、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線として番号ｌが−４である直線を選択してもよい。

また、例えば領域Ｂは、番号ｌが−４である直線と番号ｌが−３である直線との中間から、番号ｌが−３である直線と番号ｌが−２である直線との中間までの領域としてもよい。座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）が領域Ｂに存在する場合、広範囲偏差推定部５６は、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線として番号ｌが−３である直線を選択してもよい。

また、例えば領域Ｃは、番号ｌが−３である直線と番号ｌが−２である直線との中間から、番号ｌが２である直線と番号ｌが３である直線との中間までの領域としてもよい。座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）が領域Ｃに存在する場合、広範囲偏差推定部５６は、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線として番号ｌが０である直線を選択してもよい。

また、例えば領域Ｄは、番号ｌが２である直線と番号ｌが３である直線との中間から、番号ｌが３である直線と番号ｌが４である直線との中間までの領域としてもよい。座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）が領域Ｄに存在する場合、広範囲偏差推定部５６は、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線として番号ｌが３である直線を選択してもよい。

また、例えば領域Ｅは、番号ｌが３である直線と番号ｌが４である直線との中間から、番号ｌが５である直線側の領域としてもよい。座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）が領域Ｅに存在する場合、広範囲偏差推定部５６は、座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い直線として番号ｌが４である直線を選択してもよい。

図１５は、実施例３における直線の番号ｌとパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHとの対応関係の別の例を示す図表である。図１５に示すテーブル２７は、図１４に示す解空間を実現するパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHの組み合わせを表している。

図１５に示すように、例えば番号ｌが−５である場合のパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHは、それぞれ０及び−１であり、番号ｌが−４である場合のパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHと同じである。従って、番号ｌが−５である直線が座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い場合でも、番号ｌが−４である直線が選択されることになる。

また、番号ｌが−２、−１、１及び２である場合のパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHは０であり、番号ｌが０である場合のパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHと同じである。従って、番号ｌが−２、−１、１または２である直線が座標点（φ_PUCCH，φ_PUSCH）に最も近い場合でも、番号ｌが０である直線が選択されることになる。番号ｌが５である場合についても同様である。

図１４に示す解空間の例のように、周波数偏差の推定範囲を狭めることによって、雑音に強い推定を実現することが可能となる。

（実施例４）
実施例４は、実施例１にかかる受信装置を例えばＬＴＥシステムにおける基地局装置に適用したものである。一例として、第１のチャネルを上り制御信号であるＰＵＣＣＨとし、第２のチャネルを上りデータ信号であるＰＵＳＣＨであるとして説明する。この場合、つまり、実施例４は、実施例３において、座標点（φ₀，φ₁）から、この座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線への直交射影を行わないようにしたものである。実施例１または実施例３と重複する説明については省略する。

図１６は、実施例４にかかる周波数偏差算出方法の一例を示すフローチャートである。図１６に示すように、上記（２１）式の計算（ステップＳ２１）、並びにパラメータｋ_PUCCH及びｋ_PUSCHの取得（ステップＳ２２）までは、図１３に示すフローチャートのステップＳ１１及びステップＳ１２と同様である。

次いで、広範囲偏差推定部５６は、次の（２５）式及び（２６）式を計算する（ステップＳ２３）。それによって、ＰＵＣＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUCCHにおける位相回転θ_PUCCH、及びＰＵＳＣＨのリファレンス信号の受信間隔Ｔ_PUSCHにおける位相回転θ_PUSCHが求められる。

次いで、広範囲偏差推定部５６は、次の（２７）式及び（２８）式を計算する（ステップＳ２４）。それによって、ＰＵＣＣＨの受信信号の周波数偏差Δｆ_PUCCH及びＰＵＳＣＨの受信信号の周波数偏差Δｆ_PUSCHが求められる。（２７）式は、上記（１５）式にＴ₀として２８５．４１７×１０^-6を代入したものである。（２８）式は、上記（１６）式にＴ₁として５００×１０^-6を代入したもものである。以上のようにしてΔｆ_PUCCH及びΔｆ_PUSCHを求め、一連の処理を終了する。

実施例３では、座標点（φ₀，φ₁）から、この座標点（φ₀，φ₁）に最も近い直線への直交射影を行うことによって、同一の位相回転速度からθ_PUCCH及びθ_PUSCHが導かれている。それによって、Δｆ_PUCCHとΔｆ_PUSCHとが一致する。それに対して、実施例４では、直交射影を行っていないため、雑音の影響などによって、同一の位相回転速度からθ_PUCCH及びθ_PUSCHが導かれていない場合がある。そのため、Δｆ_PUCCHとΔｆ_PUSCHとが一致しないことがある。

実施例４によれば、直交射影を行わない分、少ない計算量で周波数偏差を求めることができる。従って、受信信号の周波数偏差を推定する際のスループットの低下を防ぐことができる。

なお、本発明は、ＬＴＥシステムの受信装置に限らず、１ユーザに対してリファレンス信号の時間間隔が異なる複数のチャネルを受信する受信装置に適用することができる。また、偏差推定部６０，６５において、リファレンス信号の代わりに、例えばＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で用いられるサイクリックプレフィクス（ガードインターバルとも呼ばれる）や、その他の既知信号を用いて、各チャネルの受信信号の位相回転を推定してもよい。

上述した実施例１〜４に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）第１のチャネルの受信信号に含まれる第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のチャネルの受信信号に含まれる第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔とに基づいて導かれる、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間の前記直線のそれぞれに対応するパラメータを記憶する記憶部と、前記解空間に対して、前記第１の位相回転の第１の観測値及び前記第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択する選択部と、前記選択部により選択された前記直線に対応する前記パラメータを前記記憶部から取得する取得部と、前記取得部により取得された前記パラメータと前記第１の観測値と前記第１の時間間隔、または前記取得部により取得された前記パラメータと前記第２の観測値と前記第２の時間間隔、とに基づいて前記受信信号の周波数偏差を推定する推定部と、を備えることを特徴とする受信装置。

（付記２）前記推定部は、選択した前記直線に対して前記座標点から直交射影を行うことにより、前記座標点に対応する、選択した前記直線上の点を特定し、特定した前記点の座標を前記第１の位相回転及び前記第２の位相回転として前記受信信号の周波数偏差を推定することを特徴とする付記１に記載の受信装置。

（付記３）前記推定部は、前記解空間に含まれる複数の前記直線のうち、しきい値よりも小さい周波数偏差に対応する直線を選択の対象とし、前記しきい値よりも大きい周波数偏差に対応する直線を選択の対象外とすることを特徴とする付記１または２に記載の受信装置。

（付記４）付記１〜３のいずれか一つに記載の受信装置を備える基地局装置であることを特徴とする受信装置。

（付記５）前記第１のチャネルの受信信号は、前記基地局装置が受信する上り制御信号であり、前記第２のチャネルの受信信号は、前記基地局装置が受信する上りデータ信号であることを特徴とする付記４に記載の受信装置。

（付記６）第１のチャネルの受信信号に含まれる第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のチャネルの受信信号に含まれる第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔とに基づいて導かれる、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間に対して、前記第１の位相回転の第１の観測値及び前記第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択し、前記解空間の前記直線のそれぞれに対応するパラメータの中から、選択した前記直線に対応するパラメータを取得し、取得した前記パラメータと前記第１の観測値と前記第１の時間間隔、または取得した前記パラメータと前記第２の観測値と前記第２の時間間隔、とに基づいて前記受信信号の周波数偏差を推定することを特徴とする周波数偏差算出方法。

（付記７）選択した前記直線に対して前記座標点から直交射影を行うことにより、前記座標点に対応する、選択した前記直線上の点を特定し、特定した前記点の座標を前記第１の位相回転及び前記第２の位相回転として前記受信信号の周波数偏差を推定することを特徴とする付記６に記載の周波数偏差算出方法。

（付記８）受信装置のプロセッサを、第１のチャネルの受信信号に含まれる第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のチャネルの受信信号に含まれる第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔とに基づいて導かれる、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間に対して、前記第１の位相回転の第１の観測値及び前記第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択する選択部、前記解空間の前記直線のそれぞれに対応するパラメータを記憶するメモリから、前記選択部により選択された前記直線に対応するパラメータを取得する取得部、前記取得部により取得された前記パラメータと前記第１の観測値と前記第１の時間間隔、または前記取得部により取得された前記パラメータと前記第２の観測値と前記第２の時間間隔、とに基づいて前記受信信号の周波数偏差を推定する推定部、として動作させることを特徴とするコンピュータプログラム。

（付記９）前記推定部を、選択した前記直線に対して前記座標点から直交射影を行うことにより、前記座標点に対応する、選択した前記直線上の点を特定し、特定した前記点の座標を前記第１の位相回転及び前記第２の位相回転として前記受信信号の周波数偏差を推定する、ように動作させることを特徴とする付記８に記載のコンピュータプログラム。

１ 受信装置
２ 選択部
３ 取得部
４ 推定部
５ 記憶部
４１ プロセッサ
４２ メモリ

Claims (5)

1. 第１のチャネルの受信信号に含まれる第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のチャネルの受信信号に含まれる第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔とに基づいて導かれる、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間の前記直線のそれぞれに対応するパラメータを記憶する記憶部と、
   前記解空間に対して、前記第１の位相回転の第１の観測値及び前記第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択する選択部と、
   前記選択部により選択された前記直線に対応する前記パラメータを前記記憶部から取得する取得部と、
   前記取得部により取得された前記パラメータと前記第１の観測値と前記第１の時間間隔、または前記取得部により取得された前記パラメータと前記第２の観測値と前記第２の時間間隔、とに基づいて前記受信信号の周波数偏差を推定する推定部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記推定部は、選択した前記直線に対して前記座標点から直交射影を行うことにより、前記座標点に対応する、選択した前記直線上の点を特定し、特定した前記点の座標を前記第１の位相回転及び前記第２の位相回転として前記受信信号の周波数偏差を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記推定部は、前記解空間に含まれる複数の前記直線のうち、しきい値よりも小さい周波数偏差に対応する直線を選択の対象とし、前記しきい値よりも大きい周波数偏差に対応する直線を選択の対象外とすることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 第１のチャネルの受信信号に含まれる第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のチャネルの受信信号に含まれる第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔とに基づいて導かれる、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間に対して、前記第１の位相回転の第１の観測値及び前記第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択し、
   前記解空間の前記直線のそれぞれに対応するパラメータの中から、選択した前記直線に対応するパラメータを取得し、
   取得した前記パラメータと前記第１の観測値と前記第１の時間間隔、または取得した前記パラメータと前記第２の観測値と前記第２の時間間隔、とに基づいて前記受信信号の周波数偏差を推定することを特徴とする周波数偏差算出方法。
5. 受信装置のプロセッサを、
   第１のチャネルの受信信号に含まれる第１のリファレンス信号の第１の時間間隔における第１の位相回転を横軸とし、第２のチャネルの受信信号に含まれる第２のリファレンス信号の第２の時間間隔における第２の位相回転を縦軸とする座標空間において前記第１の時間間隔と前記第２の時間間隔とに基づいて導かれる、等間隔で平行な複数の直線からなる解空間に対して、前記第１の位相回転の第１の観測値及び前記第２の位相回転の第２の観測値により示される座標点に最も近い直線を選択する選択部、
   前記解空間の前記直線のそれぞれに対応するパラメータを記憶するメモリから、前記選択部により選択された前記直線に対応するパラメータを取得する取得部、
   前記取得部により取得された前記パラメータと前記第１の観測値と前記第１の時間間隔、または前記取得部により取得された前記パラメータと前記第２の観測値と前記第２の時間間隔、とに基づいて前記受信信号の周波数偏差を推定する推定部、
   として動作させることを特徴とするコンピュータプログラム。

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