JPH1188293A - Ｍ系列直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方法及びこれを用いた同期検波方法 - Google Patents
Ｍ系列直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方法及びこれを用いた同期検波方法Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】Ｍ系列直交変調を用いた無線通信システムの受
信基準位相の確定方法及びこれを用いた復調方法を提供
する 【解決手段】送信側からＭ系列直交符号を、位相シフト
変調して送信された同相成分及び直交成分を有する信号
を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により
各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の
相関値を求め、同相成分及び直交成分の相関値のそれぞ
れの二乗の和を計算し、計算された二乗の和の最大値を
出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変
換出力を選択する。
信基準位相の確定方法及びこれを用いた復調方法を提供
する 【解決手段】送信側からＭ系列直交符号を、位相シフト
変調して送信された同相成分及び直交成分を有する信号
を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により
各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の
相関値を求め、同相成分及び直交成分の相関値のそれぞ
れの二乗の和を計算し、計算された二乗の和の最大値を
出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変
換出力を選択する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術の分野】本発明は、Ｍ-ary（系列）
直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方
法及びこれを用いた同期検波方法に関する。
直交変調を用いた無線通信システムの基準位相の確定方
法及びこれを用いた同期検波方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】次世代の移動通信システムとして符号分
割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目され、既に米国にお
いて、ＩＳ−９５という標準システムがある。また、イ
ンフラ構築の一手段としてＷＬＬ（Wireless Local Loo
p)という半固定移動通信システムにかかるＣＤＭＡ方式
が適用される可能性がある。
割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目され、既に米国にお
いて、ＩＳ−９５という標準システムがある。また、イ
ンフラ構築の一手段としてＷＬＬ（Wireless Local Loo
p)という半固定移動通信システムにかかるＣＤＭＡ方式
が適用される可能性がある。
【０００３】これは、米国のＱｕａｌｃｏｍｍ社が提案
したチップレート 1.2288 Ｍcps のＣＤＭＡ方式であ
り、下り回線は、パイロット外挿信号を用いた同期検波
方式を採用している。一方、上り回線は、Ｍ-ary（系
列）直交変調を用いた非同期検波方式が採用されてい
る。
したチップレート 1.2288 Ｍcps のＣＤＭＡ方式であ
り、下り回線は、パイロット外挿信号を用いた同期検波
方式を採用している。一方、上り回線は、Ｍ-ary（系
列）直交変調を用いた非同期検波方式が採用されてい
る。
【０００４】かかるＩＳ−９５の標準システムにおい
て、上り回線のＭ系列直交変調を用いた非同期検波方式
では、受信側で振幅信号を電力に変換することによりフ
ェージング等による位相誤差を除去して劣化を防いでい
る。しかし、非同期検波のために同期検波に比べ誤り率
特性が劣化する。
て、上り回線のＭ系列直交変調を用いた非同期検波方式
では、受信側で振幅信号を電力に変換することによりフ
ェージング等による位相誤差を除去して劣化を防いでい
る。しかし、非同期検波のために同期検波に比べ誤り率
特性が劣化する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、ＩＳ−９５の標準システムにおける上り回線の
高性能化を可能とする、Ｍ系列直交変調を用いた無線通
信システムの受信基準位相の確定方法及びこれを用いた
復調方法を提供することにある。
目的は、ＩＳ−９５の標準システムにおける上り回線の
高性能化を可能とする、Ｍ系列直交変調を用いた無線通
信システムの受信基準位相の確定方法及びこれを用いた
復調方法を提供することにある。
【０００６】さらに、本発明の目的は、より広い用途と
してＭ系列直交変調を用いたＣＤＭＡ無線通信用の同期
検波方式を提供することにある。
してＭ系列直交変調を用いたＣＤＭＡ無線通信用の同期
検波方式を提供することにある。
【０００７】また、本発明の目的は、一般的用途として
直交符号に対しＭ系列直交変調を行なう場合の受信側に
おける受信基準位相の確定を可能とする方法を提供する
ことにある。
直交符号に対しＭ系列直交変調を行なう場合の受信側に
おける受信基準位相の確定を可能とする方法を提供する
ことにある。
【０００８】本発明の更なる目的は、以下の発明の実施
の形態の説明から明らかとなる。
の形態の説明から明らかとなる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の本発明の課題を達
成する無線通信システムの基準位相の確定方法は、送信
側からＭ系列直交符号を、位相シフト変調して送信され
た同相成分及び直交成分を有する信号を高速アダマール
変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列
に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、こ
の同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和
を計算し、計算された二乗の和の最大値を出力する高速
アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択す
ることを基本とする。
成する無線通信システムの基準位相の確定方法は、送信
側からＭ系列直交符号を、位相シフト変調して送信され
た同相成分及び直交成分を有する信号を高速アダマール
変換若しくは逆アダマール変換により各アダマール行列
に対応する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、こ
の同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和
を計算し、計算された二乗の和の最大値を出力する高速
アダマール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択す
ることを基本とする。
【００１０】かかる無線通信システムの基準位相の確定
方法を用い、複数の基地局と複数の端末で構成される。
方法を用い、複数の基地局と複数の端末で構成される。
【００１１】複数の基地局と端末との間は、スペクトラ
ム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した
後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通
信システムの復調方法は、受信信号を逆拡散して同相成
分及び直交成分を求め、この同相成分及び直交成分に対
し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換によ
り各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分
の相関値を求める。更に、同相成分及び直交成分の相関
値のそれぞれの二乗の和を計算し、計算された二乗の和
の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換出力を選択し、選択された高速アダマール変
換若しくは逆アダマール変換出力と、該逆拡散して求め
られた同相成分及び直交成分とを複素乗算して同期検波
を行い、同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは
逆アダマール変換して相関値を求め、求められた相関値
の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換す
るＭ系列直交変調を用いた無線通信システム及びこれに
用いる基地局であることを特徴とする。
ム拡散通信で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した
後、拡散変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通
信システムの復調方法は、受信信号を逆拡散して同相成
分及び直交成分を求め、この同相成分及び直交成分に対
し、高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換によ
り各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分
の相関値を求める。更に、同相成分及び直交成分の相関
値のそれぞれの二乗の和を計算し、計算された二乗の和
の最大値を出力する高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換出力を選択し、選択された高速アダマール変
換若しくは逆アダマール変換出力と、該逆拡散して求め
られた同相成分及び直交成分とを複素乗算して同期検波
を行い、同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは
逆アダマール変換して相関値を求め、求められた相関値
の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換す
るＭ系列直交変調を用いた無線通信システム及びこれに
用いる基地局であることを特徴とする。
【００１２】更に、前記計算された二乗の和の最大値を
出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変
換出力を移動平均フィルタにより平均化することを特徴
とする。
出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマール変
換出力を移動平均フィルタにより平均化することを特徴
とする。
【００１３】また、前記計算された二乗の和の最大値を
出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換
出力を一次線形補間フィルタにより平均化することを特
徴とする。
出力する高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換
出力を一次線形補間フィルタにより平均化することを特
徴とする。
【００１４】更にまた、前記いおいて、前記移動平均フ
ィルタの出力を更に、一次線形補間することを特徴とす
るＭ系列直交符号を用いる。
ィルタの出力を更に、一次線形補間することを特徴とす
るＭ系列直交符号を用いる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。尚、図面において、同一または類
似のものには同一の参照番号または、参照記号を付して
説明する。
を参照して説明する。尚、図面において、同一または類
似のものには同一の参照番号または、参照記号を付して
説明する。
【００１６】ここで、本発明の実施の形態の説明に先立
って、本発明の正しい理解のためにＩＳ−９５標準シス
テムについて説明する。図１６は、かかるＩＳ−９５標
準システムの送信側の基本構成ブロック図であり、移動
通信における加入者から基地局に向かう上り信号の送信
手段の構成ブロック図である。
って、本発明の正しい理解のためにＩＳ−９５標準シス
テムについて説明する。図１６は、かかるＩＳ−９５標
準システムの送信側の基本構成ブロック図であり、移動
通信における加入者から基地局に向かう上り信号の送信
手段の構成ブロック図である。
【００１７】受信側での誤り訂正能力を高めるために、
情報信号（例えば、9.6 kbps) を符号器１８０で巡回符
号化（ＣＲＣ）し、次いでこれを畳込み符号化回路１８
１により、誤り訂正符号の付加された畳込み符号に変換
する。
情報信号（例えば、9.6 kbps) を符号器１８０で巡回符
号化（ＣＲＣ）し、次いでこれを畳込み符号化回路１８
１により、誤り訂正符号の付加された畳込み符号に変換
する。
【００１８】また、１．２ｋｂｐｓから９．６ｋｂｐｓ
の複数の信号を扱えるように、回路１８２において、同
一シンボルの繰り返し処理を行ない１．２ｋｂｐｓから
９．６ｋｂｐｓにある異なる速度の信号を９．６ｋｐｓ
の信号速度に統一する処理を行なう。
の複数の信号を扱えるように、回路１８２において、同
一シンボルの繰り返し処理を行ない１．２ｋｂｐｓから
９．６ｋｂｐｓにある異なる速度の信号を９．６ｋｐｓ
の信号速度に統一する処理を行なう。
【００１９】次いで、ＲＡＭ１８３にバッファリングし
た後、２８．８ｋｂｐｓの信号列となるように読み出し
（インタリーブ処理）、Ｍ（６４）系列直交変調器１に
入力する。ここで、図１７の信号シーケンスを参照する
と、畳込み符号化により１フレーム１９２ビットで９．
６ｋｂｐｓの情報信号Ａは、１フレーム５７６ビットで
２８．８ｋｂｐｓの畳込み符号化信号Ｂに変換される。
た後、２８．８ｋｂｐｓの信号列となるように読み出し
（インタリーブ処理）、Ｍ（６４）系列直交変調器１に
入力する。ここで、図１７の信号シーケンスを参照する
と、畳込み符号化により１フレーム１９２ビットで９．
６ｋｂｐｓの情報信号Ａは、１フレーム５７６ビットで
２８．８ｋｂｐｓの畳込み符号化信号Ｂに変換される。
【００２０】この畳込み符号化信号Ｂは、６４系列直交
変調器１によりアダマール変換されて６ビットの情報信
号を６４通りの６４チップの直交符号（アダマール行
列）Ｃに変換する。即ち、６４／６倍に拡散され、３０
７．２ｋｃｐｓの信号Ｄとなる。
変調器１によりアダマール変換されて６ビットの情報信
号を６４通りの６４チップの直交符号（アダマール行
列）Ｃに変換する。即ち、６４／６倍に拡散され、３０
７．２ｋｃｐｓの信号Ｄとなる。
【００２１】この拡散された信号Ｄは、更に図１６にお
いて、符号発生器１８４からのユーザ毎の識別用の（２
42 -１）のＰＮ符号（ロングコード）と乗算器１８５に
より乗算される。これにより１．２２８８Ｍｃｐｓの拡
散符号系列Ｅとなる。
いて、符号発生器１８４からのユーザ毎の識別用の（２
42 -１）のＰＮ符号（ロングコード）と乗算器１８５に
より乗算される。これにより１．２２８８Ｍｃｐｓの拡
散符号系列Ｅとなる。
【００２２】次に、この拡散された信号に、基地局識別
用の（２15 -１）のＰＮ符号（ショートコード）１８６
をＩch用、Ｑch用の乗算器１８７，１８８で乗算する。
更に、乗算器１８７，１８８のそれぞれの出力をフィル
タ１８９，１９０を通し、Ｄ／Ａ変換器１９１，１９２
でアナログ信号に変換する。さらに、Ｄ／Ａ変換器１９
１，１９２からのアナログ信号をＱＰＳＫ変調回路２に
入力する。
用の（２15 -１）のＰＮ符号（ショートコード）１８６
をＩch用、Ｑch用の乗算器１８７，１８８で乗算する。
更に、乗算器１８７，１８８のそれぞれの出力をフィル
タ１８９，１９０を通し、Ｄ／Ａ変換器１９１，１９２
でアナログ信号に変換する。さらに、Ｄ／Ａ変換器１９
１，１９２からのアナログ信号をＱＰＳＫ変調回路２に
入力する。
【００２３】ここで、１／２ｃｈｉｐ遅延回路１９３に
より、ＩchとＱchの信号が１／２チップシフトされてい
るのでＱＰＳＫ変調回路２の出力は、オフセットＱＰＳ
Ｋ（以下ＯＱＰＳＫという）変調された信号となる。こ
のＯＱＰＳＫ変調により、πの位相変化がなく、最大π
／２の位相変化となるので、厳しい帯域制限を受けて
も、信号の包絡線がわずかに落ち込むだけで零点を生じ
ない。
より、ＩchとＱchの信号が１／２チップシフトされてい
るのでＱＰＳＫ変調回路２の出力は、オフセットＱＰＳ
Ｋ（以下ＯＱＰＳＫという）変調された信号となる。こ
のＯＱＰＳＫ変調により、πの位相変化がなく、最大π
／２の位相変化となるので、厳しい帯域制限を受けて
も、信号の包絡線がわずかに落ち込むだけで零点を生じ
ない。
【００２４】上記のように生成されたＯＱＰＳＫ変調信
号は、図示しない回路により無線周波数に変換されて、
基地局に向けて送られる。
号は、図示しない回路により無線周波数に変換されて、
基地局に向けて送られる。
【００２５】次に、図１８は、図１６に対応する上り回
線の受信手段の構成ブロック図である。図１９は、受信
手段における信号のシーケンス図である。送信側から送
られた無線信号は、図示しない回路で周波数変換されて
ＩＦ信号となる。図１８Ａに示すようにＩＦ信号は、直
交検波器２００によりＩch，Ｑch信号に分離され、それ
ぞれフィルタ２０１、２０２を通し、Ａ／Ｄ変換器２０
３，２０４でデジタル信号に変換される。
線の受信手段の構成ブロック図である。図１９は、受信
手段における信号のシーケンス図である。送信側から送
られた無線信号は、図示しない回路で周波数変換されて
ＩＦ信号となる。図１８Ａに示すようにＩＦ信号は、直
交検波器２００によりＩch，Ｑch信号に分離され、それ
ぞれフィルタ２０１、２０２を通し、Ａ／Ｄ変換器２０
３，２０４でデジタル信号に変換される。
【００２６】このデジタル信号に変換されたＩch，Ｑch
信号は、ＲＡＫＥ受信方式を採用する場合複数のフィン
ガ１〜４に共通に入力される。フィンガ１〜４の構成は
同じであり、それぞれにおいて、Ｉch，Ｑch信号は、相
関器２０５により自基地局のショートコードのＰＮ符号
と乗算されて逆拡散される。さらに乗算器２０６により
該当ユーザのロングコードと乗算されて逆拡散される。
信号は、ＲＡＫＥ受信方式を採用する場合複数のフィン
ガ１〜４に共通に入力される。フィンガ１〜４の構成は
同じであり、それぞれにおいて、Ｉch，Ｑch信号は、相
関器２０５により自基地局のショートコードのＰＮ符号
と乗算されて逆拡散される。さらに乗算器２０６により
該当ユーザのロングコードと乗算されて逆拡散される。
【００２７】このように逆拡散された信号（図１９Ａ）
は、送信側のアダマール変換後の信号（図１７Ｄ）に対
応する。したがって、更に、高速アダマール変換（ＦＨ
Ｔ：Fast Hadamard Transform)回路により高速アダマー
ル変換あるいは、逆アダマール変換して、相関値を求め
る。
は、送信側のアダマール変換後の信号（図１７Ｄ）に対
応する。したがって、更に、高速アダマール変換（ＦＨ
Ｔ：Fast Hadamard Transform)回路により高速アダマー
ル変換あるいは、逆アダマール変換して、相関値を求め
る。
【００２８】ここで、送信側では６ビットを６４通りの
６４値の信号に変換しているので、Ｉch，Ｑchそれぞれ
に対し、６４個の相関出力が求められる。更に、フェー
ジングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差によ
る劣化を防ぐために、回路２０８によりＩ2 ＋Ｑ2 を計
算して位相成分を除去し、相関値の電力を求めている。
６４値の信号に変換しているので、Ｉch，Ｑchそれぞれ
に対し、６４個の相関出力が求められる。更に、フェー
ジングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差によ
る劣化を防ぐために、回路２０８によりＩ2 ＋Ｑ2 を計
算して位相成分を除去し、相関値の電力を求めている。
【００２９】ここで、図１９Ｂが求められる６４個の相
関値であり、黒く塗られた相関値が、６４個の相関値の
うち（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を最大値とする相関値である。した
がって、伝搬パスを考慮しない場合は、一つのフィンガ
からの最大の（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）が相関値として出力され
る。
関値であり、黒く塗られた相関値が、６４個の相関値の
うち（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を最大値とする相関値である。した
がって、伝搬パスを考慮しない場合は、一つのフィンガ
からの最大の（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）が相関値として出力され
る。
【００３０】図１８では、ＲＡＫＥ方式を採用している
ので、異なるフィンガ１〜４のそれぞれからの６４個の
相関値に対応する６４個の（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）出力につい
て、それぞれ対応するフィンガ１〜４からの相関値出力
を合成回路２０９で合成する。これによりマルチパス
（図１８では４パス）の相関値出力を合成し、相関値の
レベルを大きくし、相関値の確からしさを高めている。
ので、異なるフィンガ１〜４のそれぞれからの６４個の
相関値に対応する６４個の（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）出力につい
て、それぞれ対応するフィンガ１〜４からの相関値出力
を合成回路２０９で合成する。これによりマルチパス
（図１８では４パス）の相関値出力を合成し、相関値の
レベルを大きくし、相関値の確からしさを高めている。
【００３１】尚、図１８において、フィンガ１〜４から
の（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）出力は、図示しないパスサーチ部にお
いて、相関値のピークのタイミングを求め、それぞれピ
ーク間の時間差分を有する求められたタイミングでフィ
ンガ回路１〜４から出力され、合成回路２０９に入力さ
れる。
の（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）出力は、図示しないパスサーチ部にお
いて、相関値のピークのタイミングを求め、それぞれピ
ーク間の時間差分を有する求められたタイミングでフィ
ンガ回路１〜４から出力され、合成回路２０９に入力さ
れる。
【００３２】６４個の合成回路２０９からの出力は、最
大値選択回路２１０において、その最大値が選択出力さ
れる。これにより、図１９Ｃに示すように相関値を最大
とする直交信号列が得られる。さらに、変換回路２１１
によりこの直交信号列を送信側での畳込み符号化に対応
した逆変換を行ない情報信号Ｄを再生する。
大値選択回路２１０において、その最大値が選択出力さ
れる。これにより、図１９Ｃに示すように相関値を最大
とする直交信号列が得られる。さらに、変換回路２１１
によりこの直交信号列を送信側での畳込み符号化に対応
した逆変換を行ない情報信号Ｄを再生する。
【００３３】上記に説明したように、ＩＳ−９５標準シ
ステムの上り回線では、パイロット信号を使用していな
いために、同期検波を採用していない。同期検波を実現
できれば非同期検波に比べ誤り率の特性が向上する可能
性がある。
ステムの上り回線では、パイロット信号を使用していな
いために、同期検波を採用していない。同期検波を実現
できれば非同期検波に比べ誤り率の特性が向上する可能
性がある。
【００３４】しかし、これまで、ＩＳ−９５システムを
代表とする、直交符号を用いたＭ系列直交変調に対応し
て、受信側で同期検波を採用することは提案されていな
い。ここで、同期検波方式を検討すると、図２０に示す
ようなフィードバックループを用いる方法が容易に想定
される。即ち、図２０では搬送波再生回路２２により再
生される搬送波により、これを位相回転部即ち、復調器
２３にフィードバックして復調に用いる構成である。し
かし、かかるフィードバックループを用いる方法では次
のような課題がある。
代表とする、直交符号を用いたＭ系列直交変調に対応し
て、受信側で同期検波を採用することは提案されていな
い。ここで、同期検波方式を検討すると、図２０に示す
ようなフィードバックループを用いる方法が容易に想定
される。即ち、図２０では搬送波再生回路２２により再
生される搬送波により、これを位相回転部即ち、復調器
２３にフィードバックして復調に用いる構成である。し
かし、かかるフィードバックループを用いる方法では次
のような課題がある。
【００３５】第一に、低Ｃ／Ｎでの動作が非常に不安定
である。また、合成時の位相不確定除去が困難である。
さらに引き込み時間が長い。さらにまた、サイクルスキ
ップがあるなどである。高Ｃ／Ｎのスタティックな環境
では、同期検波のメリットがあるが、これらの問題によ
って、それ以外では非同期検波よりも誤り率は劣化す
る。
である。また、合成時の位相不確定除去が困難である。
さらに引き込み時間が長い。さらにまた、サイクルスキ
ップがあるなどである。高Ｃ／Ｎのスタティックな環境
では、同期検波のメリットがあるが、これらの問題によ
って、それ以外では非同期検波よりも誤り率は劣化す
る。
【００３６】したがって、本発明は、直交符号を用いる
Ｍ系列直交変調を行なう送信側に対応する、これらの問
題を解決する新規な、同期検波等を行なうための基準位
相を確定する方法を提案するものである。
Ｍ系列直交変調を行なう送信側に対応する、これらの問
題を解決する新規な、同期検波等を行なうための基準位
相を確定する方法を提案するものである。
【００３７】図１は、本発明の基本概念を説明するため
の無線システムの構成図である。図１Ａは、本発明の前
提とする直交符号を用いたＭ系列直交変調の構成図であ
り、これに対応する本発明の特徴が現れる受信側構成が
同図Ｂに示される。
の無線システムの構成図である。図１Ａは、本発明の前
提とする直交符号を用いたＭ系列直交変調の構成図であ
り、これに対応する本発明の特徴が現れる受信側構成が
同図Ｂに示される。
【００３８】図１Ａにおいて、データDATAとして例えば
図１６において説明した畳込み符号のような直交符号が
対応する。この直交符号は、Ｍ系列直交変調器１で、ア
ダマール変換される。その後、フィルタ１０により帯域
制限され、Ｄ／Ａ変換回路１１でアナログ信号に変換さ
れて、直交変調器２により、ＱＰＳＫ変調等の直交変調
を受けＩＦ信号として出力される。
図１６において説明した畳込み符号のような直交符号が
対応する。この直交符号は、Ｍ系列直交変調器１で、ア
ダマール変換される。その後、フィルタ１０により帯域
制限され、Ｄ／Ａ変換回路１１でアナログ信号に変換さ
れて、直交変調器２により、ＱＰＳＫ変調等の直交変調
を受けＩＦ信号として出力される。
【００３９】一方、図１Ｂは、図１Ａに対応する本発明
に従う受信側構成である。直交検波器１２により、受信
ＩＦ信号は、Ｉch，Ｑch信号成分に分離され、それぞれ
フィルタ１３、１４及びＡ／Ｄ変換器１５，１６によ
り、デジタル信号に変換される。
に従う受信側構成である。直交検波器１２により、受信
ＩＦ信号は、Ｉch，Ｑch信号成分に分離され、それぞれ
フィルタ１３、１４及びＡ／Ｄ変換器１５，１６によ
り、デジタル信号に変換される。
【００４０】Ａ／Ｄ変換器１５，１６からのＩch，Ｑch
デジタル信号は、Ｍ系列直交復調回路１７に導かれる。
ここで、Ｍ系列直交復調回路１７により、Ｉch，Ｑchデ
ジタル信号は、それぞれ高速アダマール変換あるいは、
逆アダマール変換を施される。
デジタル信号は、Ｍ系列直交復調回路１７に導かれる。
ここで、Ｍ系列直交復調回路１７により、Ｉch，Ｑchデ
ジタル信号は、それぞれ高速アダマール変換あるいは、
逆アダマール変換を施される。
【００４１】本発明の特徴は、かかる高速アダマール変
換あるいは、逆アダマール変換の出力からＩ2 ＋Ｑ2 を
求め、これを最大とするＩ，Ｑの相関値を選択し、これ
を基準位相とすることにある。図１において、かかる機
能は、最大値検出出力回路１８により実現される。
換あるいは、逆アダマール変換の出力からＩ2 ＋Ｑ2 を
求め、これを最大とするＩ，Ｑの相関値を選択し、これ
を基準位相とすることにある。図１において、かかる機
能は、最大値検出出力回路１８により実現される。
【００４２】図２は、Ｍ系列直交復調回路１７と最大値
検出出力回路１８の実施例である。Ａ／Ｄ変換器１５，
１６からのＩch，Ｑchデジタル信号は、Ｍ系列直交復調
回路１７即ち、高速アダマール変換回路に導かれる。こ
こで、Ｍ系列を６４値の信号系列と想定すると、高速ア
ダマール変換回路１７により、Ｉch，Ｑchそれぞれ６４
個の相関出力が得られる。
検出出力回路１８の実施例である。Ａ／Ｄ変換器１５，
１６からのＩch，Ｑchデジタル信号は、Ｍ系列直交復調
回路１７即ち、高速アダマール変換回路に導かれる。こ
こで、Ｍ系列を６４値の信号系列と想定すると、高速ア
ダマール変換回路１７により、Ｉch，Ｑchそれぞれ６４
個の相関出力が得られる。
【００４３】この６４個の相関出力は、最大値選択出力
回路１６６に入力されると共に、Ｉ 2 ＋Ｑ2 を演算する
演算回路１０１〜１６４に入力される。演算回路１０１
〜１６４でのＩ2 ＋Ｑ2 の演算により、パワーが求めら
れるので、位相変動の影響を受けない。
回路１６６に入力されると共に、Ｉ 2 ＋Ｑ2 を演算する
演算回路１０１〜１６４に入力される。演算回路１０１
〜１６４でのＩ2 ＋Ｑ2 の演算により、パワーが求めら
れるので、位相変動の影響を受けない。
【００４４】したがって、演算回路１０１〜１６４の出
力から最大値検出回路１６５で、６４個の相関出力のう
ちパワーが最大値となる相関値が検出される。次いで、
この最大値検出回路１６５の検出結果に基づいて、最大
値選択出力回路１６６からパワーが最大値となる組Ｉc
h，Ｑchそれぞれの相関値が選択出力される。これによ
り、得られた相関値の位相を基準位相として位相同期検
波をすることが可能となる。
力から最大値検出回路１６５で、６４個の相関出力のう
ちパワーが最大値となる相関値が検出される。次いで、
この最大値検出回路１６５の検出結果に基づいて、最大
値選択出力回路１６６からパワーが最大値となる組Ｉc
h，Ｑchそれぞれの相関値が選択出力される。これによ
り、得られた相関値の位相を基準位相として位相同期検
波をすることが可能となる。
【００４５】上記のように、本発明において高速アダマ
ール変換あるいは、逆アダマール変換の同相及び直交成
分の最大相関出力値に注目することは、パイロット内挿
同期検波に類似する。即ち、パイロット内挿同期検波
は、信号内に周期的にパイロット信号を挿入し、これを
基準位相として同期検波を行なう方法である。
ール変換あるいは、逆アダマール変換の同相及び直交成
分の最大相関出力値に注目することは、パイロット内挿
同期検波に類似する。即ち、パイロット内挿同期検波
は、信号内に周期的にパイロット信号を挿入し、これを
基準位相として同期検波を行なう方法である。
【００４６】この方法とは、基準位相とするパイロット
信号がない点で本発明は相違するが、本発明ではパイロ
ットのない信号から、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を求め、これを最
大とするＩ，Ｑの相関値を選択する。そして、これを基
準位相としているので、パイロット信号を検知し、この
位相を基準位相とする点は等価である。
信号がない点で本発明は相違するが、本発明ではパイロ
ットのない信号から、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を求め、これを最
大とするＩ，Ｑの相関値を選択する。そして、これを基
準位相としているので、パイロット信号を検知し、この
位相を基準位相とする点は等価である。
【００４７】この様に本発明により作成される基準位相
を利用して受信信号の同期検波を行なうことが可能であ
る。更に別の用途として、直交符号の受信における干渉
波を打ち消すための干渉キャンセラー回路としても使用
することが可能である。
を利用して受信信号の同期検波を行なうことが可能であ
る。更に別の用途として、直交符号の受信における干渉
波を打ち消すための干渉キャンセラー回路としても使用
することが可能である。
【００４８】次に、上記の様に高速アダマール変換の出
力が基準位相となる原理について図３により説明する。
今、図３Ａに示すように、６ビットの信号を１シンボル
とした６４値のアダマール変換を考える。この場合、ア
ダマール変換された直交符号の３２ビットは＋、他の３
２ビットは−符号になる。
力が基準位相となる原理について図３により説明する。
今、図３Ａに示すように、６ビットの信号を１シンボル
とした６４値のアダマール変換を考える。この場合、ア
ダマール変換された直交符号の３２ビットは＋、他の３
２ビットは−符号になる。
【００４９】したがって、位相変動によって、受信信号
（＋＋・・＋＋−−・・−−）が図３Ｂに示すように受
信されたとする。この場合、図３Ｂにおいて、受信信号
の（＋＋・・＋＋）は○で示され、（−−・・−−）は
□で示される。
（＋＋・・＋＋−−・・−−）が図３Ｂに示すように受
信されたとする。この場合、図３Ｂにおいて、受信信号
の（＋＋・・＋＋）は○で示され、（−−・・−−）は
□で示される。
【００５０】ここで、受信側において、高速アダマール
変換で相関を採ることにより第４象限の“−”符号の信
号は全て第２象限に折り返されて●で示され、加算され
る。したがって、６４チップの平均値はＰとなり、１シ
ンボル間の平均位相が得られ、これを基準位相とするこ
とができる。
変換で相関を採ることにより第４象限の“−”符号の信
号は全て第２象限に折り返されて●で示され、加算され
る。したがって、６４チップの平均値はＰとなり、１シ
ンボル間の平均位相が得られ、これを基準位相とするこ
とができる。
【００５１】図４は、上記原理に基づく基準位相確定方
法をＩＳ−９５の受信側に適用し、同期検波を可能とす
る本発明の実施例ブロック図である。図４ではダイバシ
ティ合成なしの構成を示している。図４において、図１
８と同一数字の付された部位は同一の機能を果たす。し
たがって、当該部位の更なる動作説明は、省略する。
法をＩＳ−９５の受信側に適用し、同期検波を可能とす
る本発明の実施例ブロック図である。図４ではダイバシ
ティ合成なしの構成を示している。図４において、図１
８と同一数字の付された部位は同一の機能を果たす。し
たがって、当該部位の更なる動作説明は、省略する。
【００５２】最大値検出回路１６５は、図２において説
明したように６４個の（Ｉ2 ＋Ｑ2）出力のうち最大値
を検出する。この情報により、最大値選択出力回路１６
６で、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を最大とするＩ、Ｑの信号の組を
選択出力する。
明したように６４個の（Ｉ2 ＋Ｑ2）出力のうち最大値
を検出する。この情報により、最大値選択出力回路１６
６で、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を最大とするＩ、Ｑの信号の組を
選択出力する。
【００５３】この時、最大値選択出力回路１６６から選
択されたＩ、Ｑの信号のそれぞれは、図３Ｂの○と●に
示されるごとく位相変動しているが、中心Ｐ点の位相
は、一シンボルの平均位相として得られる。この平均位
相を位相平均化回路１６７で求め位相回転部１６９に導
く。
択されたＩ、Ｑの信号のそれぞれは、図３Ｂの○と●に
示されるごとく位相変動しているが、中心Ｐ点の位相
は、一シンボルの平均位相として得られる。この平均位
相を位相平均化回路１６７で求め位相回転部１６９に導
く。
【００５４】一方、逆拡散回路２０６の出力を遅延回路
１６８でタイミング調整して、位相回転部１６９に入力
する。したがって、位相回転部１６９ではこれらを複素
乗算し、上記平均位相を基準にして逆拡散回路２０６の
出力を送信側のＢＰＳＫ変調に対応する復調を行なう。
１６８でタイミング調整して、位相回転部１６９に入力
する。したがって、位相回転部１６９ではこれらを複素
乗算し、上記平均位相を基準にして逆拡散回路２０６の
出力を送信側のＢＰＳＫ変調に対応する復調を行なう。
【００５５】即ち、遅延回路１６８のＩ、Ｑｃｈ信号に
対し、それぞれ平均化回路１６７で求めた互いにπ／２
位相の異なる基準位相信号が乗算される。さらにこれら
の乗算結果を合成される。かかる処理は、送信側のＢＰ
ＳＫ変調と逆の処理であり、従って、位相回転部１６９
において、確定された基準位相により同期検波が行われ
ることが理解できる。
対し、それぞれ平均化回路１６７で求めた互いにπ／２
位相の異なる基準位相信号が乗算される。さらにこれら
の乗算結果を合成される。かかる処理は、送信側のＢＰ
ＳＫ変調と逆の処理であり、従って、位相回転部１６９
において、確定された基準位相により同期検波が行われ
ることが理解できる。
【００５６】位相回転部１６９の同期検波出力は、第二
の高速アダマール変換回路１９及び、最大値検出手段１
７０を通り、情報信号への変換回路２１１に入力され
る。この第２の高速アダマール変換回路１９と第１の高
速アダマール変換回路１７とは同一構成であり、最大値
検出手段１７０は、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）計算回路１０１〜１
６４と最大値検出回路１６５に対応する構成である。
の高速アダマール変換回路１９及び、最大値検出手段１
７０を通り、情報信号への変換回路２１１に入力され
る。この第２の高速アダマール変換回路１９と第１の高
速アダマール変換回路１７とは同一構成であり、最大値
検出手段１７０は、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）計算回路１０１〜１
６４と最大値検出回路１６５に対応する構成である。
【００５７】変換回路２１１は、先に図１８で説明した
ように、最大値検出手段１７０から出力される直交信号
列に対し、送信側での畳込み符号化に対応する逆変換を
行ない情報信号を再生する。
ように、最大値検出手段１７０から出力される直交信号
列に対し、送信側での畳込み符号化に対応する逆変換を
行ない情報信号を再生する。
【００５８】かかる図４の実施例構成では、高速アダマ
ール変換回路１７の最大相関出力値に着目している。こ
の時に受信される信号は、２０８．３μｓｅｃの周期即
ち、アダマール行列の１周期で伝播路の位相状態に近似
した値を再生している。したがって、この信号を基準位
相信号として用いる。
ール変換回路１７の最大相関出力値に着目している。こ
の時に受信される信号は、２０８．３μｓｅｃの周期即
ち、アダマール行列の１周期で伝播路の位相状態に近似
した値を再生している。したがって、この信号を基準位
相信号として用いる。
【００５９】ここで基準位相信号として、先に図３Ｂで
説明したように、１シンボル間の平均位相をＰ点で得て
いるが、連続した基準位相を得ることが不可能なので、
図５に示すように、１シンボル（６４チップ：２０８．
３μ）間の平均位相即ち、推定した基準位相Ｐ１では、
実際の連続する受信位相Ｐ２に対し、位相誤差ＰＥが生
じる。
説明したように、１シンボル間の平均位相をＰ点で得て
いるが、連続した基準位相を得ることが不可能なので、
図５に示すように、１シンボル（６４チップ：２０８．
３μ）間の平均位相即ち、推定した基準位相Ｐ１では、
実際の連続する受信位相Ｐ２に対し、位相誤差ＰＥが生
じる。
【００６０】そこで、図４の位相平均化回路１６７にお
いて、この位相誤差ＰＥを小さくする考慮をしている。
図６乃至図８はかかる位相誤差ＰＥを小さくするための
実施例である。
いて、この位相誤差ＰＥを小さくする考慮をしている。
図６乃至図８はかかる位相誤差ＰＥを小さくするための
実施例である。
【００６１】図６は、複数ｎ段のシンボル（６４チッ
プ）遅延器７１〜７ｎ，遅延器７１〜７ｎ対応に加算す
る加算器８０及び、除算回路８１を有する移動平均フィ
ルタである。さらに、図７は、図６に比べ、２つの加算
器８２，８３と帰還回路に遅延回路Ｂを用いて、図６の
加算器８０の構成を簡略したものである。
プ）遅延器７１〜７ｎ，遅延器７１〜７ｎ対応に加算す
る加算器８０及び、除算回路８１を有する移動平均フィ
ルタである。さらに、図７は、図６に比べ、２つの加算
器８２，８３と帰還回路に遅延回路Ｂを用いて、図６の
加算器８０の構成を簡略したものである。
【００６２】これらの移動平均フィルタでは、自シンボ
ルの基準位相を得るために、前後ｎシンボルの位相信号
を用いて平均化する。今、ｎ＝２即ち、５シンボルの移
動平均フィルタを考える。図８に示すように、逆拡散さ
れた受信信号Ａを２シンボル分遅延させて遅延器１６８
の出力Ｄとすると、これと再生位相信号Ｂを移動平均フ
ィルタ１６７により平均位相として出力した位相とが一
致する。
ルの基準位相を得るために、前後ｎシンボルの位相信号
を用いて平均化する。今、ｎ＝２即ち、５シンボルの移
動平均フィルタを考える。図８に示すように、逆拡散さ
れた受信信号Ａを２シンボル分遅延させて遅延器１６８
の出力Ｄとすると、これと再生位相信号Ｂを移動平均フ
ィルタ１６７により平均位相として出力した位相とが一
致する。
【００６３】そして、これらを位相回転部１６９で複素
乗算し、加算することによりＱＰＳＫ変調に対応する復
調を行なう即ち、同期検波が可能である。逆拡散された
信号Ａの位相確定を行う。
乗算し、加算することによりＱＰＳＫ変調に対応する復
調を行なう即ち、同期検波が可能である。逆拡散された
信号Ａの位相確定を行う。
【００６４】次いで、復調されたＩch信号を第２の高速
アダマール変換回路１９に入力し、相関値を求める。求
められた６４種の相関値の最大値を回路１７０で検出し
て、これを変換回路２１１で情報信号に変換し、出力す
る。
アダマール変換回路１９に入力し、相関値を求める。求
められた６４種の相関値の最大値を回路１７０で検出し
て、これを変換回路２１１で情報信号に変換し、出力す
る。
【００６５】ここで、図５に示したように１シンボル
（６４チップ）間では、基準位相信号は固定になるので
シンボルの先頭と接尾部では位相誤差が大きくなる。そ
のため１次線形補間により図５の線形の受信位相を実現
する。
（６４チップ）間では、基準位相信号は固定になるので
シンボルの先頭と接尾部では位相誤差が大きくなる。そ
のため１次線形補間により図５の線形の受信位相を実現
する。
【００６６】図９は、さらに位相平均化回路１６７の他
の実施例として、かかる１次線形補間を行うフィルタの
構成例である。１シンボル分の遅延器３００、１／６４
分周器３０１、モジュロ２加算器３０２，３０３，３０
４及び掛け算器３０５，３０６を有する。掛け算器３０
５には、図示しないカウンタの値ｎが入力される。カウ
ンタは、１から６４までカウントし、シンボルの先頭で
１になるようにし、シンボルの先頭で１になるように設
定する。信号の遅延は、１シンボルとする。
の実施例として、かかる１次線形補間を行うフィルタの
構成例である。１シンボル分の遅延器３００、１／６４
分周器３０１、モジュロ２加算器３０２，３０３，３０
４及び掛け算器３０５，３０６を有する。掛け算器３０
５には、図示しないカウンタの値ｎが入力される。カウ
ンタは、１から６４までカウントし、シンボルの先頭で
１になるようにし、シンボルの先頭で１になるように設
定する。信号の遅延は、１シンボルとする。
【００６７】かかる構成により、出力ｙ（ｔ）は、次の
ように表される。
ように表される。
【００６８】ｙ（ｔ）＝（３２＋ｎ）｛ｘ（ｔ）−ｘ
（ｔ−Ｔ）｝／６４＋ｘ（ｔ−Ｔ） 図１０は、更に、移動平均フィルタ３１０と、図１９の
１次線形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。
１次線形フィルタあるいは線形補間フィルタ３１１にＳ
／Ｎの悪い信号を直接入力するよりも、移動平均フィル
タ３１０で雑音を除去した信号を入力することによっ
て、精度の高い基準位相の抽出が可能である。
（ｔ−Ｔ）｝／６４＋ｘ（ｔ−Ｔ） 図１０は、更に、移動平均フィルタ３１０と、図１９の
１次線形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。
１次線形フィルタあるいは線形補間フィルタ３１１にＳ
／Ｎの悪い信号を直接入力するよりも、移動平均フィル
タ３１０で雑音を除去した信号を入力することによっ
て、精度の高い基準位相の抽出が可能である。
【００６９】図１１は、ダイバシティ合成を行う場合の
構成例である。図４の構成との相違は、第２の高速アダ
マール変換回路１９の出力を４パス（ブランチ及びフィ
ンガ）分をＲＡＫＥ合成してパスによる誤差を吸収する
ようにしている。
構成例である。図４の構成との相違は、第２の高速アダ
マール変換回路１９の出力を４パス（ブランチ及びフィ
ンガ）分をＲＡＫＥ合成してパスによる誤差を吸収する
ようにしている。
【００７０】図１２は、図１１の構成に加え更に、第１
の高速アダマール変換回路２０７の出力に対してもＲＡ
ＫＥ合成を適用し、誤差特性を向上させている例であ
る。図１３は、２つのパス系を合成する概念図を示して
いる。図１３の上半分が第Iのパス系であり、下半分が
第IIのパス系である。
の高速アダマール変換回路２０７の出力に対してもＲＡ
ＫＥ合成を適用し、誤差特性を向上させている例であ
る。図１３は、２つのパス系を合成する概念図を示して
いる。図１３の上半分が第Iのパス系であり、下半分が
第IIのパス系である。
【００７１】合成器１７３は、第I、第IIのパス系のＩ
2 ＋Ｑ2 を合成し、この出力で両系の選択回路１６６を
選択制御している。更に、合成器１７１は、両系の第２
の高速アアダマール変換回路１９の出力を合成してい
る。次いで、この合成器１７１の出力の最大値が出力さ
れ、情報信号に符号変換される。
2 ＋Ｑ2 を合成し、この出力で両系の選択回路１６６を
選択制御している。更に、合成器１７１は、両系の第２
の高速アアダマール変換回路１９の出力を合成してい
る。次いで、この合成器１７１の出力の最大値が出力さ
れ、情報信号に符号変換される。
【００７２】図１４は、フェージングがない時の上記し
た移動平均フィルタを使用した場合の本発明による誤り
特性を、非同期検波方式と比較した図である。図１４に
おいて、１パス（ブランチ）、２パス及び４パスの場合
の理論値ｃと、非同期検波方式による誤り率特性ａ及
び、本発明による誤り率特性ｂを比較して示している。
いずれの場合も本発明による誤り率特性ｂは理論値ｃに
近く、非同期検波方式より利得がある。１０-2におい
て、１パスの時は、およそ１ｄＢ、２パスの時は、およ
そ１．５ｄＢ、４パスの時は、およそ２ｄＢの利得があ
る。
た移動平均フィルタを使用した場合の本発明による誤り
特性を、非同期検波方式と比較した図である。図１４に
おいて、１パス（ブランチ）、２パス及び４パスの場合
の理論値ｃと、非同期検波方式による誤り率特性ａ及
び、本発明による誤り率特性ｂを比較して示している。
いずれの場合も本発明による誤り率特性ｂは理論値ｃに
近く、非同期検波方式より利得がある。１０-2におい
て、１パスの時は、およそ１ｄＢ、２パスの時は、およ
そ１．５ｄＢ、４パスの時は、およそ２ｄＢの利得があ
る。
【００７３】図１５は、フェージングがある（フェージ
ング周波数１００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、
非同期検波方式と比較した図である。１０-2において、
１パスの時は、非同期検波方式と略同等であるが、２パ
ス（図示していない）の時は、およそ０．７ｄＢ、４パ
スの時は、およそ１．５ｄＢの利得がある。
ング周波数１００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、
非同期検波方式と比較した図である。１０-2において、
１パスの時は、非同期検波方式と略同等であるが、２パ
ス（図示していない）の時は、およそ０．７ｄＢ、４パ
スの時は、およそ１．５ｄＢの利得がある。
【００７４】
【発明の効果】上記に図面に従い説明したように、本発
明により基準位相の確定が可能である。したがって、Ｍ
系列直交変調をもちいたＣＤＭＡ無線通信システム用同
期検波方式を容易に実現することが可能である。更に、
本発明の基準位相の確定方法を干渉キャンセラー等に用
いることも可能である。
明により基準位相の確定が可能である。したがって、Ｍ
系列直交変調をもちいたＣＤＭＡ無線通信システム用同
期検波方式を容易に実現することが可能である。更に、
本発明の基準位相の確定方法を干渉キャンセラー等に用
いることも可能である。
【図１】本発明の基本概念を説明するための無線システ
ムの構成図である。
ムの構成図である。
【図２】Ｍ系列直交復調回路１７と最大値選択回路１８
の実施例である。
の実施例である。
【図３】高速アダマール変換の出力が基準位相となる本
発明の原理を説明する図である。
発明の原理を説明する図である。
【図４】図３の原理に基づく基準位相確定方法をＩＳ−
９５の受信側に適用し、同期検波を可能とする本発明の
実施例ブロック図である。
９５の受信側に適用し、同期検波を可能とする本発明の
実施例ブロック図である。
【図５】基準位相及び位相誤差を説明する図である。
【図６】移動平均フィルタの構成例を示す図である。
【図７】図６の構成例を簡略した移動平均フィルタの構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図８】逆拡散された受信信号と移動平均フィルタ出力
との位相との一致を説明する図である。
との位相との一致を説明する図である。
【図９】位相平均化回路１６７の他の実施例として、１
次線形補間を行うフィルタの構成例である。
次線形補間を行うフィルタの構成例である。
【図１０】移動平均フィルタ３１０と、図１９の１次線
形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。
形フィルタ３１１とを組み合わせた構成である。
【図１１】図４の構成において、ダイバシティ合成を行
う場合の構成例である。
う場合の構成例である。
【図１２】図１１の構成に加え更に、第１の高速アダマ
ール変換回路２０７の出力に対してもＲＡＫＥ合成を適
用し、誤差特性を向上させている例である。
ール変換回路２０７の出力に対してもＲＡＫＥ合成を適
用し、誤差特性を向上させている例である。
【図１３】図１２の構成において、２つのパス系を合成
する概念図を示している。
する概念図を示している。
【図１４】フェージングがない時の上記した移動平均フ
ィルタを使用した場合の本発明による誤り特性を、非同
期検波方式と比較した図である。
ィルタを使用した場合の本発明による誤り特性を、非同
期検波方式と比較した図である。
【図１５】フェージングがある（フェージング周波数１
００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、非同期検波方
式と比較した図である。
００Ｈｚ）時の本発明による誤り特性を、非同期検波方
式と比較した図である。
【図１６】ＩＳ−９５標準システムの送信側の基本構成
ブロック図であり、移動通信における加入者から基地局
に向かう上り信号の送信手段の構成ブロック図である。
ブロック図であり、移動通信における加入者から基地局
に向かう上り信号の送信手段の構成ブロック図である。
【図１７】図１６の送信手段における信号シーケンスを
示す図である。
示す図である。
【図１８】図１６に対応する上り回線の受信手段の構成
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１９】図１８の受信手段における信号のシーケンス
図である。
図である。
【図２０】想定されるフィードバックループを用いた場
合の同期検波方式の概念構成図である。
合の同期検波方式の概念構成図である。
１ Ｍ系列直交変調器 ２ 直交変調器又はＱＰＳＫ変調器 １７ Ｍ系列直交復調回路 １８ 最大値検出出力回路 １０１〜１６４ Ｉ2 ＋Ｑ2 計算回路 １６５、１７０ 最大値検出回路 １６６ 最大値選択出力回路 １６７ 位相平均化回路 １６８ 遅延回路 １６９ 位相回転部 １７１，１７２ 合成回路 ２０５ 相関器 ２０６ 逆拡散回路 ２１１ 情報信号変換部
Claims (20)
- 【請求項１】送信側からＭ系列直交符号を、位相シフト
変調して送信された同相成分及び直交成分を有する信号
を高速アダマール変換若しくは逆アダマール変換により
各アダマール行列に対応する該同相成分及び直交成分の
相関値を求め、 該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和
を計算し、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択すること
を特徴とするＭ系列直交符号を用いた無線通信システム
の基準位相の確定方法。 - 【請求項２】請求項１において、 前記位相シフト変調は、２相直交位相変調であることを
特徴とするＭ系列直交符号を用いた無線通信システムの
基準位相の確定方法。 - 【請求項３】複数の基地局と複数の端末で構成され、該
複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で
接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調
する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムの
復調方法において、 受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求め、 該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若
しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応
する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、 更に、該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二
乗の和を計算し、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択し、 該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交
成分とを複素乗算して同期検波を行い、 該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換して相関値を求め、 該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列
を情報信号に変換することを特徴とするＭ系列直交変調
を用いた無線通信システムの復調方法。 - 【請求項４】複数の基地局と複数の端末で構成され、該
複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信で
接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変調
する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システムに
おける復調方法であって、 複数の受信ブランチ及びフィンガの各々において、 受信信号を逆拡散して同相成分及び直交成分を求め、 該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若
しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応
する該同相成分及び直交成分の相関値を求め、 更に、該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二
乗の和を計算し、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択し、 該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交
成分とを複素乗算して同期検波を行い、 該同期検波出力を高速アダマール変換若しくは逆アダマ
ール変換して相関値を求め、 該求められた相関値と他のブランチ及びフィンガからの
相関値を合成し、 該複数の受信ブランチ及びフィンガの合成された相関値
の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換す
ることを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信シ
ステムの復調方法。 - 【請求項５】請求項４において、 前記計算される二乗の和を、前記複数の受信ブランチ及
びフィンガについて合成し、該二乗の和の合成結果の最
大値を出力する該高速アダマール変換若しくは逆アダマ
ール変換出力を選択するようにしたことを特徴とするＭ
系列直交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 【請求項６】請求項１において、 前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダ
マール変換若しくは逆アダマール変換出力を移動平均フ
ィルタにより平均化することを特徴とするＭ系列直交符
号を用いた無線通信システムの基準位相の確定方法。 - 【請求項７】請求項１において、 前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダ
マール変換若しくは逆アダマール変換出力を一次線形補
間フィルタにより平均化することを特徴とするＭ系列直
交符号を用いた無線通信システムの基準位相の確定方
法。 - 【請求項８】請求項６において、 前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間する
ことを特徴とするＭ系列直交符号を用いた無線通信シス
テムの基準位相の確定方法。 - 【請求項９】請求項３または４において、 前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダ
マール変換若しくは逆アダマール変換出力を移動平均フ
ィルタにより平均化することを特徴とするＭ系列直交変
調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 【請求項１０】請求項３または４において、 前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダ
マール変換若しくは逆アダマール変換出力を一次線形補
間フィルタにより平均化することを特徴とするＭ系列直
交変調を用いた無線通信システムの復調方法。 - 【請求項１１】請求項９において、 前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間する
ことを特徴とするＭ系列直交変調を用いた無線通信シス
テムの復調方法。 - 【請求項１２】複数の基地局と複数の端末で構成され、
該複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信
で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変
調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システム
において、 該複数の基地局の各々は、 該端末から送られる受信信号を逆拡散して同相成分及び
直交成分を求める回路と、 該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若
しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応
する該同相成分及び直交成分の相関値を求める回路、 更に、該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二
乗の和を計算する回路と、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する回路
と、 該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交
成分とを複素乗算して同期検波を行う回路と、 該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換して相関値を求める回路と、 該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列
を情報信号に変換する回路を有することを特徴とするＭ
系列直交変調を用いた無線通信システム。 - 【請求項１３】複数の基地局と複数の端末で構成され、
該複数の基地局と端末との間は、スペクトラム拡散通信
で接続され、情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散変
調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システム
において、 該複数の基地局の各々は、複数の受信ブランチ及びフィ
ンガを有し、該複数の受信ブランチ及びフィンガの各々
は、 該端末から送られる受信信号を逆拡散して同相成分及び
直交成分を求める回路と、 該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若
しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応
する該同相成分及び直交成分の相関値を求める回路、 更に、該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二
乗の和を計算する回路と、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する回路
と、 該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交
成分とを複素乗算して同期検波を行う回路と、 該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換して相関値を求める回路と、 該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列
を情報信号に変換する回路と、 該求められた相関値と他のブランチ及びフィンガからの
相関値を合成する回路と、 該複数の受信ブランチ及びフィンガの合成された相関値
の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換す
る回路とを有することを特徴とするＭ系列直交変調を用
いた無線通信システム。 - 【請求項１４】請求項１３において、 さらに、前記二乗の和を計算する回路の出力を、前記複
数の受信ブランチ及びフィンガについて合成する合成回
路を有し、前記高速アダマール変換若しくは逆アダマー
ル変換出力を選択する回路は、該合成回路の合成出力を
最大値とする高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力を選択するようにしたことを特徴とするＭ系列
直交変調を用いた無線通信システム。 - 【請求項１５】請求項１２または１３において、 前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダ
マール変換若しくは逆アダマール変換出力を平均化する
移動平均フィルタを有することを特徴とするＭ系列直交
変調を用いた無線通信システム。 - 【請求項１６】請求項１２または１３において、 前記計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダ
マール変換若しくは逆アダマール変換出力を平均化する
一次線形補間フィルタを有することを特徴とするＭ系列
直交変調を用いた無線通信システム。 - 【請求項１７】請求項１５において、 前記移動平均フィルタの出力を更に、一次線形補間する
一次線形補間フィルタを有することを特徴とするＭ系列
直交変調を用いた無線通信システム。 - 【請求項１８】情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散
変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システ
ムに使用される基地局であって、 端末から送られるスペクトル拡散信号を、逆拡散して同
相成分及び直交成分を求める手段と、 該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若
しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応
する該同相成分及び直交成分の相関値を求める手段と、 該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二乗の和
を計算する手段と、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する手段
と、 該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交
成分とを複素乗算して同期検波を行う手段と、 該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換して相関値を求める手段と、 該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列
を情報信号に変換する手段を有することを特徴とするＭ
系列直交変調を用いた無線通信システムに使用される基
地局。 - 【請求項１９】情報信号をＭ系列直交変調した後、拡散
変調する符号分割多元接続方式を用いた無線通信システ
ムに使用される基地局であって、 複数の受信ブランチ及びフィンガを有し、該複数の受信
ブランチ及びフィンガの各々は、 端末から送られる受信信号を逆拡散して同相成分及び直
交成分を求める手段と、 該同相成分及び直交成分に対し、高速アダマール変換若
しくは逆アダマール変換により各アダマール行列に対応
する該同相成分及び直交成分の相関値を求める手段と、 更に、該同相成分及び直交成分の相関値のそれぞれの二
乗の和を計算する手段と、 該計算された二乗の和の最大値を出力する該高速アダマ
ール変換若しくは逆アダマール変換出力を選択する手段
と、 該選択された高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力と、該逆拡散して求められた同相成分及び直交
成分とを複素乗算して同期検波を行う手段と、 該同期検波の出力を高速アダマール変換若しくは逆アダ
マール変換して相関値を求める手段と、 該求められた相関値の最大値に対応するアダマール行列
を情報信号に変換する手段と、 該求められた相関値と他のブランチ及びフィンガからの
相関値を合成する手段と、 該複数の受信ブランチ及びフィンガの合成された相関値
の最大値に対応するアダマール行列を情報信号に変換す
る手段とを有することを特徴とするＭ系列直交変調を用
いた無線通信システムに使用される基地局。 - 【請求項２０】請求項１９において、 さらに、前記二乗の和を計算する手段の出力を、前記複
数の受信ブランチ及びフィンガについて合成する合成手
段を有し、前記高速アダマール変換若しくは逆アダマー
ル変換出力を選択する手段は、該合成手段の合成出力を
最大値とする高速アダマール変換若しくは逆アダマール
変換出力を選択するようにしたことを特徴とするＭ系列
直交変調を用いた無線通信システム。
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