JP4743996B2

JP4743996B2 - 受信信号処理方法及びその方法を利用可能なマッチトフィルタ

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Publication number: JP4743996B2
Application number: JP2001142455A
Authority: JP
Inventors: 新太郎広瀬
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2001-05-11
Filing date: 2001-05-11
Publication date: 2011-08-10
Anticipated expiration: 2021-05-11
Also published as: JP2002344352A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信における受信信号処理方法、その方法を利用可能なマッチトフィルタ、およびそのマッチトフィルタを用いた携帯電話機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
第３世代移動通信システムに位置付けられるＩＭＴ−２０００において、Ｗ−ＣＤＭＡ無線方式を用いる通信システムの標準規格は３ＧＰＰ（the 3rd Generation Partnership Project）で決められた仕様をもとに、国際標準化機構であるＩＴＵで勧告される。
【０００３】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、チップ速度３．８４Ｍｃｐｓで帯域５ＭＨｚの広帯域にスペクトル拡散処理を行い送信する方式が採用されている。図１に送信電力のスペクトルを示す。３ＧＰＰ仕様によれば、基地局の送信周波数すなわち受信端末側の受信周波数は、２１１０ＭＨｚから２１７０ＭＨｚと規定されており、中心周波数については、２００ｋＨｚのラスターが規定されている。つまり中心周波数は２００ｋＨｚの整数倍であり、上記の帯域では３００通りの中心周波数がありうることになる。
【０００４】
国、地域、事業者によって使われる中心周波数が異なり、いろいろな組み合わせがありうるため、端末側では３ＧＰＰで規定された周波数内で、２００ｋＨｚ間隔の周波数スキャンをして使用されている中心周波数を判定して特定する必要がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
中心周波数を判定する方法として、帯域５ＭＨｚの帯域通過フィルタの受信電力の測定値を用いる方法がある。この場合、判定方法として、測定値と予め設定した閾値とのレベル比較を行い、閾値を超えた周波数候補を選択し、さらに測定値のレベルが最大となる周波数を選択するなどが行われる。帯域フィルタ通過後の受信電力は、たとえば図２のようになる。雑音がない場合には、中心周波数が一致した場合に最大になり、閾値との比較で中心周波数を特定できるが、雑音が加わった場合、ばらつきにより必ずしも最大値を得た周波数が中心周波数であると特定することはできない。このため複数個の周波数候補を選んだ後に、さらに受信信号について逆拡散処理を行って受信コードパワーを測定し、有意の受信コードパワーが検出されるかどうかを判定して、中心周波数を特定することが必要になる。
【０００６】
このような周波数スキャンによる中心周波数の特定方法では、周波数誤差、すなわち受信端末側の周波数と基地局側の周波数のずれの影響を受けるため、中心周波数を特定するのが困難であり、受信端末で周波数精度の非常に高い水晶振動子を用いるか、非常に細かな周波数スキャンを繰り返す必要があり、端末装置が高価になるか、処理時間が長くかかるという問題が生じる。
【０００７】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、無線通信における中心周波数を効率よくかつ高い精度で特定することのできる受信信号処理方法、その方法を利用したマッチトフィルタ、およびそのマッチトフィルタを用いた携帯電話機を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のある態様は、受信信号処理方法に関する。この方法は、マッチトフィルタを用いた受信信号処理において、有意な通信を確立するためになされる複数の前処理の工程において前記マッチトフィルタを共用し、かつそれらの前処理で異なる相関演算を実行せしめる。「有意な通信を確立する」とは、たとえば無線通信において使用されている中心周波数が特定され、ＰＮ信号の初期同期（同期捕捉ともいう）がなされた状態である。この例において、「複数の前処理」は、中心周波数の探索処理と初期同期処理を含む。「相関演算」は、たとえばマッチトフィルタのシフトレジスタ列に入力される受信信号と受信端末側のＰＮ系列（参照パターンともいう）との相関を計算することである。
【０００９】
本発明の別の態様も、受信信号処理方法に関する。この方法は、マッチトフィルタを用いた受信信号処理において、前記マッチトフィルタを第１のモードに設定し、相関演算により中心周波数を探索する工程と、前記マッチトフィルタを第２のモードに設定し、第１のモードとは異なる相関演算によって初期同期処理を行う工程とを含む。
【００１０】
前記第２のモードにおける相関演算は前記マッチトフィルタのシフトレジスタ列の全体を均等に利用する演算であり、前記第１のモードにおける相関演算は前記シフトレジスタ列を分割した上でその部分列を個別に利用する演算であってもよい。第２のモードにおける相関演算は、第１のモードで得られた部分列単位の相関をベクトル加算することによって結果的にシフトレジスタ列全体の相関を求める演算であってもよい。
【００１１】
本発明の別の態様は、マッチトフィルタに関する。このマッチトフィルタは、通信を確立するための初期同期処理を行うマッチトフィルタであり、シフトレジスタを分割した上でその部分列に対して前記初期同期処理とは異なる相関演算をなして中心周波数の探索を行う。
【００１２】
本発明の別の態様も、マッチトフィルタに関する。このマッチトフィルタは、入力信号が与えられるシフトレジスタ列と、前記シフトレジスタ列を分割してその部分列単位で参照パターンとの相関を算出する相関算出部と、周波数探索モードと初期同期処理モードを切り替えて、前記部分列単位の相関を異なる演算で統合して出力値を算出するモード切替出力部とを含む。
【００１３】
前記モード切替出力部は、前記周波数探索モードでは、各部分列単位の相関値を個別に算出してから、それらの相関値を統合して出力値を得、前記初期同期処理モードでは、すべての部分列単位の相関を先に加算することにより前記シフトレジスタ列全体の相関値を算出して出力値を得てもよい。
【００１４】
本発明のさらに別の態様は、携帯電話機に関する。この携帯電話機は、周波数探索モードと初期同期処理モードとを切り替えて異なる相関演算を行うマッチトフィルタを含み、受信信号の復調処理を行う受信部と、送信信号の変調処理を行う送信部と、前記受信部および前記送信部を制御する制御部とを含む。
【００１５】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
無線通信で使用される中心周波数を特定するために考えられる一般的な構成をまず説明し、その後、その改良技術を説明する。
【００１７】
Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、初期同期（同期捕捉ともいう）用に基地局から同期チャネル信号ＳＣＨ（Synchronization Channel）が送信されている。このＳＣＨは２５６チップパターンで構成され無線通信システム全体に共通のパターンである。したがって受信端末側では、マッチトフィルタ（Matched Filter）を用いて受信信号とこの２５６チップのＳＣＨパターンとの相関値を求めることにより、受信コードパワーを測定することができる。図３にマッチトフィルタの概念図を示す。ＱＰＳＫ（Quadrature PSK）の復調後のＩ−ＣＨ信号７４とＱ−ＣＨ信号７５は、それぞれＩ−ＣＨ用シフトレジスタ列２００とＱ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０１に入力され、参照パターン用シフトレジスタ列２０２に格納されたＳＣＨパターン（以下参照パターンともいう）との相関値が計算される。Ｉ−ＣＨ用シフトレジスタ列２００の第ｋ番目の値をａｋ、Ｑ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０１の第ｋ番目の値をｂｋ、参照パターン用シフトレジスタ列２０２の第ｋ番目の値をｃｋとする。Ｉ−ＣＨ信号７４と参照パターンとの相関値Ａ、Ｑ−ＣＨ信号７５と参照パターンとの相関値ＢはそれぞれＡ＝Σａｋ×ｃｋ、Ｂ＝Σｂｋ×ｃｋ（ただしΣはｋ＝１〜Ｌについての和）と計算され、これらの相関値の二乗和を求めて受信コードパワーＰ＝｜Ａ｜^２＋｜Ｂ｜^２が測定される。
【００１８】
ここで、受信コードパワーについて、周波数誤差、すなわち基地局からの送信周波数と受信端末側の周波数の差の影響を考える。周波数誤差をΔｆとすると、基地局から送信される信号が受信端末の拡散コードと一致したときのＩ−ＣＨ信号、Ｑ−ＣＨ信号の各相関値Ｇｉ、Ｇｑは、ビット区間をＴとすると、
【００１９】
Ｇｉ＝Σｃｏｓ（θ−２πΔｆｔ）：ｔ＝０〜Ｔ
Ｇｑ＝Σｓｉｎ（θ−２πΔｆｔ）：ｔ＝０〜Ｔ
となる。周波数誤差Δｆの存在により、受信復調信号は位相回転する。位相回転量αは時刻をｔとして、α＝２πΔｆｔであらわされる。またθは相関演算開始時（ｔ＝０）の位相である。このようにＧｉ、Ｇｑの値はｔ＝０からｔ＝Ｔまでの離散値の総和で求まるが、相関をとるチップ数が大きいとすると、この総和を積分に置き換えて計算することもできる。簡単な積分計算により、相関値ＧｉとＧｑの二乗和すなわち受信コードパワーＲは、
【００２０】
Ｒ＝２｛１／（２πΔｆ）｝^２｛１−ｃｏｓ（２πΔｆＴ）｝
と求まる。ここでＴ期間の位相回転量２πΔｆＴをβとおくと、
【００２１】
Ｒ＝２｛１−ｃｏｓβ｝（Ｔ／β）^２
となる。Δｆ＝０のときの相関値Ｇｉ、Ｇｑの二乗和ＲはＴ^２であり、これをＲ０とおく。β＝π／４のときＲ＝０．９７Ｒ０、β＝π／２のときＲ＝０．８１Ｒ０、β＝πのときＲ＝０．４Ｒ０となる。
【００２２】
次に位相回転量βは周波数が２ＧＨｚ、周波数誤差が１ｐｐｍでチップ速度が３．８４Ｍｃｐｓ、相関演算期間Ｔが２５６チップのときは、β＝２π・２０００Ｈｚ・（１／３．８４）・１０^−６・２５６＝約π／４となる。よって、Ｔ＝２５６チップの場合、周波数誤差が２ｐｐｍなら位相回転量はπ／２となり、相関値Ｒは約０．８に低減することがわかる。さらなる周波数誤差の増大に対して、相関値Ｒはさらに低下する。
【００２３】
このことから、受信コードパワー測定により、中心周波数に一致した場合と、２００ｋＨｚ以上周波数がずれた場合とを区別することができるが、ＰＬＬ設定により中心周波数が一致した場合でも、受信端末で用いるＶＴＣＸＯ（電圧制御水晶振動子）の周波数誤差がたとえば５ｐｐｍ以上であると、受信コードパワーが小さくなり、周波数を特定できない場合が生じる。
【００２４】
この問題に対して考えられる対策として、ＰＬＬによって候補となる中心周波数に設定し、さらにＶＴＣＸＯの電圧を変えて、周波数をたとえば１ｐｐｍ間隔でスキャンしながら、上述のように受信コードパワーを測定して、閾値との比較判定、最大値判定を行って中心周波数の特定ならびにＶＴＣＸＯの周波数調整を行う方法がある。
【００２５】
この方法は次のような手順を取る。（１）帯域６０ＭＨｚで中心周波数のラスターが２００ｋＨｚの場合、３００通りの周波数をスキャンし、閾値を超える条件を満たす周波数候補を選択する。仮に１０候補の周波数が選択されたとする。（２）ＰＬＬにより、選択された周波数候補の周波数に順次設定する。（３）（２）で設定された周波数に対して、ＶＴＣＸＯの電圧を変えて、たとえば１ｐｐｍ間隔で−５ｐｐｍ〜５ｐｐｍの範囲をスキャンし、１１通りの受信コードパワーを測定する。
【００２６】
この例では（２）と（３）の組み合わせで１１０通りの受信コードパワーの測定が必要となる。１回の受信コードパワー測定の処理時間として、雑音や干渉に対する耐性を高めるため、たとえば１無線フレーム期間すなわち１５スロットの相関値の累計もしくは平均を用いるとすると、１０ミリ秒の時間がかかる。したがって（２）と（３）の処理で約１秒を要する。この方法は、中心周波数を正確に特定する方法として有効である。しかし、周波数誤差を克服するために、細かく周波数を調整してスキャンすることが必要になり、中心周波数を特定するまでの手順が多く、時間がかかるという難点がある。処理時間を短縮するには、周波数誤差が１ｐｐｍ以下のＶＴＣＸＯを使用する方法もあるが、そのようなＶＴＣＸＯは非常に高価であり、受信端末のコストアップにつながる。そこで本発明者はこれから述べる改良技術を考案するに至った。
【００２７】
マッチトフィルタは本来初期同期処理に利用するものであり、その場合シフトレジスタ列全体を一列の均等な回路として用いて相関演算を行う。そのため、マッチトフィルタを中心周波数の特定に流用する際にも、前述の一般的な構成のごとく、当然にシフトレジスタ列全体を均等に利用して相関演算をするものであるという認識に至りがちである。しかし本発明者は、中心周波数の探索の際には、このシフトレジスタ列を分割して異なる相関演算を行うことにより周波数誤差の影響を抑えることができ、結果的に中心周波数の探索時間が大幅に短縮できる点を見いだした。
【００２８】
この改良技術では、周波数精度の低いＶＴＣＸＯを使用する場合においても、上記（３）の処理をしなくても中心周波数を特定することができる。具体的にはマッチトフィルタで相関値を計算する際、シフトレジスタ列を分割した上でその部分列に対して相関値を個別に計算することにより、周波数誤差による位相回転の影響を抑えて相関の評価ができるようにしたものである。
【００２９】
まず改良技術の原理を説明する。改良技術では、マッチトフィルタにおけるＳＣＨの参照パターンについて、２５６チップのパターンをたとえば４、８、または１６のグループに分割する。このグループの分割数をＮとおく。このグループ毎にＩ−ＣＨ、Ｑ−ＣＨ信号の相関を求め、次に各グループの相関の大きさを合計する。この相関の大きさは、二乗和でもよく、もしくは単に絶対値、近似値でもよく、相関の大きさが評価できる指標であれば、ベクトル加算でない限り、どんな評価値を用いてもよい。このようにして得られる各グループの相関値の総和に基づいて、中心周波数を判定する。
【００３０】
たとえば、分割数Ｎが４、すなわち６４チップを一つのグループとする場合、周波数誤差が８ｐｐｍであっても、前述の位相回転量βの計算において、β＝２π・１６０００Ｈｚ・（１／３．８４）・１０^−６・６４＝約π／２となり、このときの相関値Ｒは約０．８が得られる。したがって分割数Ｎが４であれば、５ｐｐｍ程度のＶＴＣＸＯであれば、（３）のＶＴＣＸＯの電圧変化による細かな周波数スキャンをしなくても、中心周波数の特定が可能となる。また１０ｐｐｍ程度のＶＴＣＸＯであれば、分割数Ｎを８として相関演算すればよい。
【００３１】
このように周波数サーチの場合は、チップ数が小さい方が周波数誤差の影響が少なくなる。これはチップ数を小さくして分割した方が、位相回転の影響を少なくできるからである。一方、初期同期の場合は、周波数誤差や雑音に対する耐性を高めるため、チップ数を大きくした方がよい。このことからマッチトフィルタを利用して周波数サーチと初期同期の両方を行う場合、前者では相関演算を行うチップ単位数をＶＴＣＸＯの精度に合わせて小さくし、後者では相関演算を行うチップ単位数を最大限大きくするように相関演算の計算モードの切り替えをすることが好ましいことが認識される。このようにモードを切り替えることを可能に構成したマッチトフィルタを図４から図６を用いて説明する。
【００３２】
図４は改良技術におけるマッチトフィルタの構成図である。本実施形態のマッチトフィルタとして、シフトレジスタ列を４分割して相関計算する場合を模式的に例示する。マッチトフィルタは周波数サーチ用と初期同期用の２つのモードを備える。図３の一般的な構成のマッチトフィルタと同様、Ｉ−ＣＨ信号７４とＱ−ＣＨ信号７５は、それぞれＩ−ＣＨ用シフトレジスタ列２００とＱ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０１に入力されるが、改良技術のマッチトフィルタは分割されたグループごとに相関計算を行う点が異なる。
【００３３】
４分割されたＩ−ＣＨ用シフトレジスタ列２００の各グループ２００Ａ〜２００Ｄと、４分割された参照パターン用シフトレジスタ列２０２の各グループ２０２Ａ〜２０２Ｄとの間のそれぞれの相関値Ａ１〜Ａ４をグループ単位で計算する。同様にして、Ｑ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０１の各グループ２０１Ａ〜２０１Ｄと、参照パターン用シフトレジスタ列２０２の各グループ２０２Ａ〜２０２Ｄとの間のそれぞれの相関値Ｂ１〜Ｂ４をグループ単位で計算する。
【００３４】
図５は、グループ単位の相関値を計算する回路の構成図である。Ｉ−ＣＨ用シフトレジスタ列２００の第１グループ２００Ａの各レジスタの値と、参照パターン用シフトレジスタ列２０１の第１グループ２０２Ａの対応する各レジスタの値とは乗算器２３０によって掛け合わされ、それぞれの積は加算器２４０によってトーナメント形式で加算されていき、最終的に相関値Ａ１が出力される。
【００３５】
周波数サーチ用の第１のモードでは、このようにしてグループ単位で計算された相関値の二乗和を計算して、受信コードパワーＰをＰ＝Σ（｜Ａｍ｜^２＋｜Ｂｍ｜^２）（ただしΣはｍ＝１〜４についての和）により求める。初期同期用の第２のモードでは、相関値Ａ１〜Ａ４およびＢ１〜Ｂ４の計算については、第１のモードと同じである。第２のモードでは受信コードパワーＰをＰ＝｜ΣＡｍ｜^２＋｜ΣＢｍ｜^２により求める。すなわちグループ単位で計算された相関を先に加算してから、その二乗和を計算して受信コードパワーを求める。
【００３６】
第２のモードで得られる受信コードパワーは、図３の一般的な構成のマッチトフィルタで得られる受信コードパワーＰ＝｜Ａ｜^２＋｜Ｂ｜^２と計算上は同じ値になる。第２のモードにおける相関演算は、実質的にはシフトレジスタ列全体を均等に利用する相関演算と変わりないが、改良技術におけるマッチトフィルタはシフトレジスタ列の部分列単位の相関が得られるように回路が構成されているため、その回路構成を流用し、得られる部分列単位の相関をベクトル加算してシフトレジスタ列全体の相関を求めるようにしている。
【００３７】
図６に、モード切り替えにより相関を出力する回路の構成図である。相関値Ａ１〜Ａ４および相関値Ｂ１〜Ｂ４は、選択回路２５０に入力される。選択回路２５０は、周波数サーチ用の第１のモード２５４または初期同期用の第２のモード２５６のいずれかを選択して出力先を切り替える。
【００３８】
第１のモード２５４が選択されたとする。第１グループの相関値Ａ１とＢ１は二乗和演算器２６０に与えられ、｜Ａ１｜^２＋｜Ｂ１｜^２が計算される。同様にして他のグループの相関値の二乗和が計算され、加算器２４０によりすべてのグループの相関値の二乗和が加算され、選択回路２５２を経由して最終的な電力Σ（｜Ａｍ｜^２＋｜Ｂｍ｜^２）が出力される。
【００３９】
次に、第２のモード２５６が選択されたとする。この場合、相関値Ａ１〜Ａ４の総和が加算器２４０によって計算され、二乗和演算器２６２の入力端子に与えられる。また同様に相関値Ｂ１〜Ｂ４が加算されて、二乗和演算器２６２の他方の入力端子に与えられる。したがってこの二乗和演算器２６２は、｜ΣＡｍ｜^２＋｜ΣＢｍ｜^２を出力し、選択回路２５２を経由して最終的な電力として出力される。
【００４０】
このようにモード切り替えの回路構成を備えたことにより、同一構成のマッチトフィルタから分割されたシフトレジスタの各グループの相関値を得て、単にモードを切り替えるだけで周波数サーチ用の相関計算と初期同期用の相関計算の両方を行うことができる。
【００４１】
本実施形態のマッチトフィルタでは、周波数サーチにおいては、第１のモードによる電力計算を行い、ＶＴＣＸＯの周波数誤差が比較的大きい場合でも、出力レベルを確保し、次に初期同期処理に移行するときは、第２のモードに設定変更し、後述のＶＴＣＸＯの周波数制御やパスサーチによる逆拡散タイミングの検出など、一連の処理を行う。
【００４２】
図７は図４から図６で説明したマッチトフィルタを用いた受信系回路１００の構成図である。アンテナ１０から受信した２ＧＨｚ帯の高周波受信信号７０はデュプレクサ１２を経由して、受信アンプ１４で増幅され、ミキサ１６により中間周波数（ＩＦ）信号７２に周波数変換される。このＩＦ信号７２は帯域５ＭＨｚの帯域通過フィルタ１８を通過後、ＱＰＳＫ復調部２０で直交復調され、Ｉ−ＣＨ信号７４およびＱ−ＣＨ信号７５に分離され出力される。
【００４３】
ＰＬＬシンセサイザ部３８は、ミキサ１６に供給するローカル周波数信号８０を生成する。周波数設定部４０は指定すべき周波数に基づきＰＬＬ設定値７８をＰＬＬシンセサイザ部３８に与え、周波数を制御する。ＰＬＬシンセサイザ部３８のＰＬＬ制御のための基準クロックはＶＴＣＸＯ３６から供給される。ここでローカル周波数の値をＬＦ、受信周波数の値をＲＦ、ＩＦ周波数の値をＩＦとおくと、ＬＦ＝ＲＦ−ＩＦもしくはＬＦ＝ＲＦ＋ＩＦの関係がある。
【００４４】
受信電力測定部２２は、入力されたＩ−ＣＨ信号７４およびＱ−ＣＨ信号７５から電力を測定する。周波数サーチ制御部５０は、周波数候補選択部２６と中心周波数特定部２８を含む。周波数候補選択部２６は、受信電力測定部２２により測定された電力の測定値と所定の閾値との比較を行い、閾値を超える周波数を選択し、周波数候補として記憶する。
【００４５】
周波数候補選択部２６は、候補として記憶された周波数を順次選択して、周波数設定部４０を経由して周波数を設定する。中心周波数特定部２８は、周波数候補選択部２６により順次設定される周波数候補ごとに、マッチトフィルタ２４から得られる相関値と所定の閾値とを比較して、在圏セルで使用されている中心周波数かどうかを判定し、閾値を超えた周波数候補を中心周波数として特定する。中心周波数特定部２８が中心周波数特定の処理を行う間、マッチトフィルタ２４における相関値演算は周波数サーチ用の第１のモードに設定される。
【００４６】
初期同期制御部６０は、ＡＦＣ（自動周波数制御）部３０とパスサーチ部３２を含む。マッチトフィルタ２４は初期同期処理用の第２のモードに切り替えられ、ＡＦＣ部３０は、マッチトフィルタ２４の出力値を用いてＡＦＣ第１ステップの処理を行う。ＡＦＣ部３０は、このＡＦＣ第１ステップにおいて、ＶＴＣＸＯ３６の電圧を制御し、ＶＴＣＸＯ３６の出力クロック周波数を変化させ、ローカル周波数信号８０を変化させる。具体的にはＶＴＣＸＯ３６のクロック周波数を１ｐｐｍ間隔で順次変化させ、そのときのマッチトフィルタ２４の出力が最大となる周波数の条件を検出し、ＶＴＣＸＯ３６の周波数をこの周波数の条件となるように設定する。ＡＦＣ部３０は、第１ステップの後、順次、精度の高い周波数制御のステップに移行し、ＶＴＣＸＯ３６の周波数誤差が最終的に０．１ｐｐｍ以内に収束するように制御する。またこれと並行してパスサーチ部３２はマッチトフィルタ２４の出力値に基づいてパスサーチを行い、相関値の大きい複数のパスを検出し、逆拡散処理のための同期タイミング８２を検出する。シンボル復調部３４は、パスサーチ部３２から供給される同期タイミング８２に同期して、ＱＰＳＫ復調部２０からのＩ−ＣＨ信号７４およびＱ−ＣＨ信号７５に対して逆拡散処理を行い、シンボルを再生し、復調データ８４を出力する。
【００４７】
図８は、図７の受信系回路１００を含む携帯電話の構成図である。受信系回路１００が出力する復調データ８４は制御部１２０に入力され、データ種別により所定の処理が施されてスピーカ１３０またはＬＣＤ１４０に出力される。入力部１５０はキーパッドなどによりユーザが入力するデータを受けつけ、制御部１２０に供給する。マイク１６０はユーザの音声を捉えて制御部１２０に供給する。入力されたデータは所定の処理が施されて送信データとして送信系回路１１０に供給される。送信系回路１１０は送信データを変調、増幅して高周波送信信号７１を出力する。高周波送信信号７１はデュプレクサ１２およびアンテナ１０を経由して基地局に送信される。
【００４８】
図９は、以上の構成による受信系回路１００における信号処理手順のフローチャートである。周波数候補選択部２６は、規定された中心周波数のラスターの間隔で帯域内の周波数を順次スキャンし、受信電力測定部２２はＱＰＳＫ復調部２０による直交復調された受信信号について電力を測定する（Ｓ１０）。周波数候補選択部２６は、測定された電力と所定の閾値を比較して、閾値を超えた場合にその周波数を周波数候補として記憶する（Ｓ１２）。
【００４９】
次にマッチトフィルタ２４が周波数サーチモードに設定される（Ｓ１４）。周波数候補選択部２６は記憶された周波数候補を順次設定し、マッチトフィルタ２４は、各周波数候補について、分割されたシフトレジスタのグループ単位で相関値を算出し（Ｓ１６）、さらに各グループの相関値の二乗和を算出して電力を求め、中心周波数特定部２８に与える（Ｓ１８）。中心周波数特定部２８は得られた電力と所定の閾値とを比較して、周波数候補が中心周波数かどうかを判定し、最終的に中心周波数を特定する（Ｓ２０）。
【００５０】
次にマッチトフィルタ２４が初期同期モードに設定される（Ｓ２２）。マッチトフィルタ２４は分割されたシフトレジスタのグループ単位で得られる相関値を先に加算した上で、シフトレジスタ全体の相関を算出して電力を求める（Ｓ２４およびＳ２６）。このようにして得られるマッチトフィルタ２４の電力値を用いてＡＦＣ部３０による自動周波数制御（Ｓ２８）とパスサーチ部３２による同期タイミング検出（Ｓ３０）がなされ、検出された同期タイミングに基づいてシンボル復調部３４により受信信号の逆拡散処理がなされる（Ｓ３２）。
【００５１】
以上述べたように、本実施形態における改良技術では、マッチトフィルタの相関演算の方法を工夫し、初期同期における周波数制御やパスサーチ処理においては、相関演算のチップ単位数を大きくとり、周波数誤差や雑音、干渉に対する耐性を高める一方、周波数サーチの処理においては、相関演算のチップ単位数を小さくして、周波数誤差による位相回転が累積しないようにした。これにより周波数サーチの処理においては雑音や干渉に対する耐性が劣化するものの、中心周波数を特定する目的のためには十分であり、むしろ周波数誤差による影響を抑えることによる大きな効果が得られる。これにより、周波数サーチの所要時間を大幅に短縮でき、また周波数精度の低いＶＴＣＸＯでも高い精度で中心周波数を特定できるため、安価で高速な受信系回路を実現できる。また従来のマッチトフィルタと比較しても、回路構成は簡易であり、追加する回路規模は大きくないという利点がある。
【００５２】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５３】
そのような変形例として、上記の説明では分割したシフトレジスタの部分列単位で相関が計算できるように回路を構成し、周波数サーチと初期同期処理の両方のモードで同一の回路構成を共用するようにしたが、マッチトフィルタの構成はこれに限られない。初期同期処理についてはシフトレジスタ全体の相関を計算するように別途回路を設けてもかまわない。また相関演算の処理は、回路で実現されるとは限られず、ソフトウエア的に実現されてもよい。マッチトフィルタの処理機能に限らず、本実施形態の周波数サーチや初期同期処理などの受信信号処理はハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組み合わせによって多種多様の形で実現できることは当業者には理解されるところである。また周波数サーチや初期同期処理に用いられる相関計算や電力計算は上記の評価尺度に限られず、いろいろな評価尺度を用いることが可能である。
【００５４】
【発明の効果】
本発明によれば、中心周波数の特定にかかる時間を大幅に削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】基地局から送信される電力のスペクトルを示す図である。
【図２】受信端末において受信される電力のスペクトルを示す図である。
【図３】一般的なマッチトフィルタの構成図である。
【図４】実施の形態に係る改良されたマッチトフィルタの構成図である。
【図５】図４のマッチトフィルタにおける分割単位の相関値計算回路の構成図である。
【図６】図４のマッチトフィルタにおけるモード切り替えによる相関出力回路の構成図である。
【図７】図４のマッチトフィルタを用いた受信系回路の構成図である。
【図８】図７の受信系回路を含む携帯電話の構成図である。
【図９】実施の形態に係る受信信号処理手順のフローチャートである。
【符号の説明】
２２受信電力測定部、２４マッチトフィルタ、２６周波数候補選択部、２８中心周波数特定部、７４Ｉ−ＣＨ信号、７５Ｑ−ＣＨ信号、２００Ｉ−ＣＨ用シフトレジスタ列、２０１Ｑ−ＣＨ用シフトレジスタ列。

Claims

マッチトフィルタを用いた受信信号処理において、前記マッチトフィルタを第１のモードに設定し、相関演算により中心周波数を探索する工程と、
前記マッチトフィルタを第２のモードに設定し、第１のモードとは異なる相関演算によって初期同期処理を行う工程とを含み、
前記第２のモードにおける相関演算は前記マッチトフィルタのシフトレジスタ列の全体を均等に利用する演算であり、前記第１のモードにおける相関演算は前記シフトレジスタ列を分割した上でその部分列を個別に利用する演算であることを特徴とする受信信号処理方法。
受信信号が入力されるシフトレジスタ列と、
前記シフトレジスタ列を分割してその部分列単位で参照パターンとの相関を算出する相関算出部と、
周波数探索モードと初期同期処理モードを切り替えて、前記部分列単位の相関を異なる演算で統合して出力値を算出するモード切替出力部とを備え、
前記モード切替出力部は、前記周波数探索モードでは、各部分列単位の相関値を個別に算出してから、それらの相関値を統合して出力値を得、前記初期同期処理モードでは、すべての部分列単位の相関を先に加算することにより前記シフトレジスタ列全体の相関値を算出して出力値を得ることを特徴とするマッチトフィルタ。