JP2002344352A - 受信信号処理方法とその方法を利用可能なマッチトフィルタおよび携帯電話機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 無線通信において使用される中心周波数を特
定するには時間がかかっていた。 【解決手段】 同期捕捉に用いられるマッチトフィルタ
のシフトレジスタ列２００、２０１、２０２を分割して
その部分列単位で相関値の計算をする回路構成を備え
た。選択された周波数候補に対して、復調された受信信
号のＩ−ＣＨ信号７４とＱ−ＣＨ信号７５とをそれぞれ
のシフトレジスタ列２００、２０１に入力し、参照パタ
ーンとの相関値Ａ１〜Ａ４および相関値Ｂ１〜Ｂ４を部
分列単位で個別に計算する。その上で個別に計算された
相関値の二乗和により電力を計算し、選択された周波数
候補が中心周波数であるかどうかを判定し、使用されて
いる中心周波数を特定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信におけ
る受信信号処理方法、その方法を利用可能なマッチトフ
ィルタ、およびそのマッチトフィルタを用いた携帯電話
機に関する。

【０００２】

【従来の技術】第３世代移動通信システムに位置付けら
れるＩＭＴ−２０００において、Ｗ−ＣＤＭＡ無線方式
を用いる通信システムの標準規格は３ＧＰＰ（the 3rd
Generation Partnership Project）で決められた仕様を
もとに、国際標準化機構であるＩＴＵで勧告される。

【０００３】Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、チップ速度３．８
４Ｍｃｐｓで帯域５ＭＨｚの広帯域にスペクトル拡散処
理を行い送信する方式が採用されている。図１に送信電
力のスペクトルを示す。３ＧＰＰ仕様によれば、基地局
の送信周波数すなわち受信端末側の受信周波数は、２１
１０ＭＨｚから２１７０ＭＨｚと規定されており、中心
周波数については、２００ｋＨｚのラスターが規定され
ている。つまり中心周波数は２００ｋＨｚの整数倍であ
り、上記の帯域では３００通りの中心周波数がありうる
ことになる。

【０００４】国、地域、事業者によって使われる中心周
波数が異なり、いろいろな組み合わせがありうるため、
端末側では３ＧＰＰで規定された周波数内で、２００ｋ
Ｈｚ間隔の周波数スキャンをして使用されている中心周
波数を判定して特定する必要がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】中心周波数を判定する
方法として、帯域５ＭＨｚの帯域通過フィルタの受信電
力の測定値を用いる方法がある。この場合、判定方法と
して、測定値と予め設定した閾値とのレベル比較を行
い、閾値を超えた周波数候補を選択し、さらに測定値の
レベルが最大となる周波数を選択するなどが行われる。
帯域フィルタ通過後の受信電力は、たとえば図２のよう
になる。雑音がない場合には、中心周波数が一致した場
合に最大になり、閾値との比較で中心周波数を特定でき
るが、雑音が加わった場合、ばらつきにより必ずしも最
大値を得た周波数が中心周波数であると特定することは
できない。このため複数個の周波数候補を選んだ後に、
さらに受信信号について逆拡散処理を行って受信コード
パワーを測定し、有意の受信コードパワーが検出される
かどうかを判定して、中心周波数を特定することが必要
になる。

【０００６】このような周波数スキャンによる中心周波
数の特定方法では、周波数誤差、すなわち受信端末側の
周波数と基地局側の周波数のずれの影響を受けるため、
中心周波数を特定するのが困難であり、受信端末で周波
数精度の非常に高い水晶振動子を用いるか、非常に細か
な周波数スキャンを繰り返す必要があり、端末装置が高
価になるか、処理時間が長くかかるという問題が生じ
る。

【０００７】本発明はこうした状況に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、無線通信における中心周波数を
効率よくかつ高い精度で特定することのできる受信信号
処理方法、その方法を利用したマッチトフィルタ、およ
びそのマッチトフィルタを用いた携帯電話機を提供する
ことにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のある態様は、受
信信号処理方法に関する。この方法は、マッチトフィル
タを用いた受信信号処理において、有意な通信を確立す
るためになされる複数の前処理の工程において前記マッ
チトフィルタを共用し、かつそれらの前処理で異なる相
関演算を実行せしめる。「有意な通信を確立する」と
は、たとえば無線通信において使用されている中心周波
数が特定され、ＰＮ信号の初期同期（同期捕捉ともい
う）がなされた状態である。この例において、「複数の
前処理」は、中心周波数の探索処理と初期同期処理を含
む。「相関演算」は、たとえばマッチトフィルタのシフ
トレジスタ列に入力される受信信号と受信端末側のＰＮ
系列（参照パターンともいう）との相関を計算すること
である。

【０００９】本発明の別の態様も、受信信号処理方法に
関する。この方法は、マッチトフィルタを用いた受信信
号処理において、前記マッチトフィルタを第１のモード
に設定し、相関演算により中心周波数を探索する工程
と、前記マッチトフィルタを第２のモードに設定し、第
１のモードとは異なる相関演算によって初期同期処理を
行う工程とを含む。

【００１０】前記第２のモードにおける相関演算は前記
マッチトフィルタのシフトレジスタ列の全体を均等に利
用する演算であり、前記第１のモードにおける相関演算
は前記シフトレジスタ列を分割した上でその部分列を個
別に利用する演算であってもよい。第２のモードにおけ
る相関演算は、第１のモードで得られた部分列単位の相
関をベクトル加算することによって結果的にシフトレジ
スタ列全体の相関を求める演算であってもよい。

【００１１】本発明の別の態様は、マッチトフィルタに
関する。このマッチトフィルタは、通信を確立するため
の初期同期処理を行うマッチトフィルタであり、シフト
レジスタを分割した上でその部分列に対して前記初期同
期処理とは異なる相関演算をなして中心周波数の探索を
行う。

【００１２】本発明の別の態様も、マッチトフィルタに
関する。このマッチトフィルタは、入力信号が与えられ
るシフトレジスタ列と、前記シフトレジスタ列を分割し
てその部分列単位で参照パターンとの相関を算出する相
関算出部と、周波数探索モードと初期同期処理モードを
切り替えて、前記部分列単位の相関を異なる演算で統合
して出力値を算出するモード切替出力部とを含む。

【００１３】前記モード切替出力部は、前記周波数探索
モードでは、各部分列単位の相関値を個別に算出してか
ら、それらの相関値を統合して出力値を得、前記初期同
期処理モードでは、すべての部分列単位の相関を先に加
算することにより前記シフトレジスタ列全体の相関値を
算出して出力値を得てもよい。

【００１４】本発明のさらに別の態様は、携帯電話機に
関する。この携帯電話機は、周波数探索モードと初期同
期処理モードとを切り替えて異なる相関演算を行うマッ
チトフィルタを含み、受信信号の復調処理を行う受信部
と、送信信号の変調処理を行う送信部と、前記受信部お
よび前記送信部を制御する制御部とを含む。

【００１５】なお、以上の構成要素の任意の組み合わ
せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、
コンピュータプログラムなどの間で変換したものもま
た、本発明の態様として有効である。

【００１６】

【発明の実施の形態】無線通信で使用される中心周波数
を特定するために考えられる一般的な構成をまず説明
し、その後、その改良技術を説明する。

【００１７】Ｗ−ＣＤＭＡ方式では、初期同期（同期捕
捉ともいう）用に基地局から同期チャネル信号ＳＣＨ
（Synchronization Channel）が送信されている。この
ＳＣＨは２５６チップパターンで構成され無線通信シス
テム全体に共通のパターンである。したがって受信端末
側では、マッチトフィルタ（Matched Filter）を用いて
受信信号とこの２５６チップのＳＣＨパターンとの相関
値を求めることにより、受信コードパワーを測定するこ
とができる。図３にマッチトフィルタの概念図を示す。
ＱＰＳＫ（Quadrature PSK）の復調後のＩ−ＣＨ信号７
４とＱ−ＣＨ信号７５は、それぞれＩ−ＣＨ用シフトレ
ジスタ列２００とＱ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０１に
入力され、参照パターン用シフトレジスタ列２０２に格
納されたＳＣＨパターン（以下参照パターンともいう）
との相関値が計算される。Ｉ−ＣＨ用シフトレジスタ列
２００の第ｋ番目の値をａｋ、Ｑ−ＣＨ用シフトレジス
タ列２０１の第ｋ番目の値をｂｋ、参照パターン用シフ
トレジスタ列２０２の第ｋ番目の値をｃｋとする。Ｉ−
ＣＨ信号７４と参照パターンとの相関値Ａ、Ｑ−ＣＨ信
号７５と参照パターンとの相関値ＢはそれぞれＡ＝Σａ
ｋ×ｃｋ、Ｂ＝Σｂｋ×ｃｋ（ただしΣはｋ＝１〜Ｌに
ついての和）と計算され、これらの相関値の二乗和を求
めて受信コードパワーＰ＝｜Ａ｜^２＋｜Ｂ｜^２が測定さ
れる。

【００１８】ここで、受信コードパワーについて、周波
数誤差、すなわち基地局からの送信周波数と受信端末側
の周波数の差の影響を考える。周波数誤差をΔｆとする
と、基地局から送信される信号が受信端末の拡散コード
と一致したときのＩ−ＣＨ信号、Ｑ−ＣＨ信号の各相関
値Ｇｉ、Ｇｑは、ビット区間をＴとすると、

【００１９】 Ｇｉ＝Σｃｏｓ（θ−２πΔｆｔ） ：ｔ＝０〜Ｔ Ｇｑ＝Σｓｉｎ（θ−２πΔｆｔ） ：ｔ＝０〜Ｔ となる。周波数誤差Δｆの存在により、受信復調信号は
位相回転する。位相回転量αは時刻をｔとして、α＝２
πΔｆｔであらわされる。またθは相関演算開始時（ｔ
＝０）の位相である。このようにＧｉ、Ｇｑの値はｔ＝
０からｔ＝Ｔまでの離散値の総和で求まるが、相関をと
るチップ数が大きいとすると、この総和を積分に置き換
えて計算することもできる。簡単な積分計算により、相
関値ＧｉとＧｑの二乗和すなわち受信コードパワーＲ
は、

【００２０】 Ｒ＝２｛１／（２πΔｆ）｝^２｛１−ｃｏｓ（２πΔｆ
Ｔ）｝ と求まる。ここでＴ期間の位相回転量２πΔｆＴをβと
おくと、

【００２１】Ｒ＝２｛１−ｃｏｓβ｝（Ｔ／β）^２ となる。Δｆ＝０のときの相関値Ｇｉ、Ｇｑの二乗和Ｒ
はＴ^２であり、これをＲ０とおく。β＝π／４のときＲ
＝０．９７Ｒ０、β＝π／２のときＲ＝０．８１Ｒ０、
β＝πのときＲ＝０．４Ｒ０となる。

【００２２】次に位相回転量βは周波数が２ＧＨｚ、周
波数誤差が１ｐｐｍでチップ速度が３．８４Ｍｃｐｓ、
相関演算期間Ｔが２５６チップのときは、β＝２π・２
０００Ｈｚ・（１／３．８４）・１０^−６・２５６＝約
π／４となる。よって、Ｔ＝２５６チップの場合、周波
数誤差が２ｐｐｍなら位相回転量はπ／２となり、相関
値Ｒは約０．８に低減することがわかる。さらなる周波
数誤差の増大に対して、相関値Ｒはさらに低下する。

【００２３】このことから、受信コードパワー測定によ
り、中心周波数に一致した場合と、２００ｋＨｚ以上周
波数がずれた場合とを区別することができるが、ＰＬＬ
設定により中心周波数が一致した場合でも、受信端末で
用いるＶＴＣＸＯ（電圧制御水晶振動子）の周波数誤差
がたとえば５ｐｐｍ以上であると、受信コードパワーが
小さくなり、周波数を特定できない場合が生じる。

【００２４】この問題に対して考えられる対策として、
ＰＬＬによって候補となる中心周波数に設定し、さらに
ＶＴＣＸＯの電圧を変えて、周波数をたとえば１ｐｐｍ
間隔でスキャンしながら、上述のように受信コードパワ
ーを測定して、閾値との比較判定、最大値判定を行って
中心周波数の特定ならびにＶＴＣＸＯの周波数調整を行
う方法がある。

【００２５】この方法は次のような手順を取る。（１）
帯域６０ＭＨｚで中心周波数のラスターが２００ｋＨｚ
の場合、３００通りの周波数をスキャンし、閾値を超え
る条件を満たす周波数候補を選択する。仮に１０候補の
周波数が選択されたとする。（２）ＰＬＬにより、選択
された周波数候補の周波数に順次設定する。（３）
（２）で設定された周波数に対して、ＶＴＣＸＯの電圧
を変えて、たとえば１ｐｐｍ間隔で−５ｐｐｍ〜５ｐｐ
ｍの範囲をスキャンし、１１通りの受信コードパワーを
測定する。

【００２６】この例では（２）と（３）の組み合わせで
１１０通りの受信コードパワーの測定が必要となる。１
回の受信コードパワー測定の処理時間として、雑音や干
渉に対する耐性を高めるため、たとえば１無線フレーム
期間すなわち１５スロットの相関値の累計もしくは平均
を用いるとすると、１０ミリ秒の時間がかかる。したが
って（２）と（３）の処理で約１秒を要する。この方法
は、中心周波数を正確に特定する方法として有効であ
る。しかし、周波数誤差を克服するために、細かく周波
数を調整してスキャンすることが必要になり、中心周波
数を特定するまでの手順が多く、時間がかかるという難
点がある。処理時間を短縮するには、周波数誤差が１ｐ
ｐｍ以下のＶＴＣＸＯを使用する方法もあるが、そのよ
うなＶＴＣＸＯは非常に高価であり、受信端末のコスト
アップにつながる。そこで本発明者はこれから述べる改
良技術を考案するに至った。

【００２７】マッチトフィルタは本来初期同期処理に利
用するものであり、その場合シフトレジスタ列全体を一
列の均等な回路として用いて相関演算を行う。そのた
め、マッチトフィルタを中心周波数の特定に流用する際
にも、前述の一般的な構成のごとく、当然にシフトレジ
スタ列全体を均等に利用して相関演算をするものである
という認識に至りがちである。しかし本発明者は、中心
周波数の探索の際には、このシフトレジスタ列を分割し
て異なる相関演算を行うことにより周波数誤差の影響を
抑えることができ、結果的に中心周波数の探索時間が大
幅に短縮できる点を見いだした。

【００２８】この改良技術では、周波数精度の低いＶＴ
ＣＸＯを使用する場合においても、上記（３）の処理を
しなくても中心周波数を特定することができる。具体的
にはマッチトフィルタで相関値を計算する際、シフトレ
ジスタ列を分割した上でその部分列に対して相関値を個
別に計算することにより、周波数誤差による位相回転の
影響を抑えて相関の評価ができるようにしたものであ
る。

【００２９】まず改良技術の原理を説明する。改良技術
では、マッチトフィルタにおけるＳＣＨの参照パターン
について、２５６チップのパターンをたとえば４、８、
または１６のグループに分割する。このグループの分割
数をＮとおく。このグループ毎にＩ−ＣＨ、Ｑ−ＣＨ信
号の相関を求め、次に各グループの相関の大きさを合計
する。この相関の大きさは、二乗和でもよく、もしくは
単に絶対値、近似値でもよく、相関の大きさが評価でき
る指標であれば、ベクトル加算でない限り、どんな評価
値を用いてもよい。このようにして得られる各グループ
の相関値の総和に基づいて、中心周波数を判定する。

【００３０】たとえば、分割数Ｎが４、すなわち６４チ
ップを一つのグループとする場合、周波数誤差が８ｐｐ
ｍであっても、前述の位相回転量βの計算において、β
＝２π・１６０００Ｈｚ・（１／３．８４）・１０^−６
・６４＝約π／２となり、このときの相関値Ｒは約０．
８が得られる。したがって分割数Ｎが４であれば、５ｐ
ｐｍ程度のＶＴＣＸＯであれば、（３）のＶＴＣＸＯの
電圧変化による細かな周波数スキャンをしなくても、中
心周波数の特定が可能となる。また１０ｐｐｍ程度のＶ
ＴＣＸＯであれば、分割数Ｎを８として相関演算すれば
よい。

【００３１】このように周波数サーチの場合は、チップ
数が小さい方が周波数誤差の影響が少なくなる。これは
チップ数を小さくして分割した方が、位相回転の影響を
少なくできるからである。一方、初期同期の場合は、周
波数誤差や雑音に対する耐性を高めるため、チップ数を
大きくした方がよい。このことからマッチトフィルタを
利用して周波数サーチと初期同期の両方を行う場合、前
者では相関演算を行うチップ単位数をＶＴＣＸＯの精度
に合わせて小さくし、後者では相関演算を行うチップ単
位数を最大限大きくするように相関演算の計算モードの
切り替えをすることが好ましいことが認識される。この
ようにモードを切り替えることを可能に構成したマッチ
トフィルタを図４から図６を用いて説明する。

【００３２】図４は改良技術におけるマッチトフィルタ
の構成図である。本実施形態のマッチトフィルタとし
て、シフトレジスタ列を４分割して相関計算する場合を
模式的に例示する。マッチトフィルタは周波数サーチ用
と初期同期用の２つのモードを備える。図３の一般的な
構成のマッチトフィルタと同様、Ｉ−ＣＨ信号７４とＱ
−ＣＨ信号７５は、それぞれＩ−ＣＨ用シフトレジスタ
列２００とＱ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０１に入力さ
れるが、改良技術のマッチトフィルタは分割されたグル
ープごとに相関計算を行う点が異なる。

【００３３】４分割されたＩ−ＣＨ用シフトレジスタ列
２００の各グループ２００Ａ〜２００Ｄと、４分割され
た参照パターン用シフトレジスタ列２０２の各グループ
２０２Ａ〜２０２Ｄとの間のそれぞれの相関値Ａ１〜Ａ
４をグループ単位で計算する。同様にして、Ｑ−ＣＨ用
シフトレジスタ列２０１の各グループ２０１Ａ〜２０１
Ｄと、参照パターン用シフトレジスタ列２０２の各グル
ープ２０２Ａ〜２０２Ｄとの間のそれぞれの相関値Ｂ１
〜Ｂ４をグループ単位で計算する。

【００３４】図５は、グループ単位の相関値を計算する
回路の構成図である。Ｉ−ＣＨ用シフトレジスタ列２０
０の第１グループ２００Ａの各レジスタの値と、参照パ
ターン用シフトレジスタ列２０１の第１グループ２０２
Ａの対応する各レジスタの値とは乗算器２３０によって
掛け合わされ、それぞれの積は加算器２４０によってト
ーナメント形式で加算されていき、最終的に相関値Ａ１
が出力される。

【００３５】周波数サーチ用の第１のモードでは、この
ようにしてグループ単位で計算された相関値の二乗和を
計算して、受信コードパワーＰをＰ＝Σ（｜Ａｍ｜^２＋
｜Ｂｍ｜^２）（ただしΣはｍ＝１〜４についての和）に
より求める。初期同期用の第２のモードでは、相関値Ａ
１〜Ａ４およびＢ１〜Ｂ４の計算については、第１のモ
ードと同じである。第２のモードでは受信コードパワー
ＰをＰ＝｜ΣＡｍ｜^２＋｜ΣＢｍ｜^２により求める。す
なわちグループ単位で計算された相関を先に加算してか
ら、その二乗和を計算して受信コードパワーを求める。

【００３６】第２のモードで得られる受信コードパワー
は、図３の一般的な構成のマッチトフィルタで得られる
受信コードパワーＰ＝｜Ａ｜^２＋｜Ｂ｜^２と計算上は同
じ値になる。第２のモードにおける相関演算は、実質的
にはシフトレジスタ列全体を均等に利用する相関演算と
変わりないが、改良技術におけるマッチトフィルタはシ
フトレジスタ列の部分列単位の相関が得られるように回
路が構成されているため、その回路構成を流用し、得ら
れる部分列単位の相関をベクトル加算してシフトレジス
タ列全体の相関を求めるようにしている。

【００３７】図６に、モード切り替えにより相関を出力
する回路の構成図である。相関値Ａ１〜Ａ４および相関
値Ｂ１〜Ｂ４は、選択回路２５０に入力される。選択回
路２５０は、周波数サーチ用の第１のモード２５４また
は初期同期用の第２のモード２５６のいずれかを選択し
て出力先を切り替える。

【００３８】第１のモード２５４が選択されたとする。
第１グループの相関値Ａ１とＢ１は二乗和演算器２６０
に与えられ、｜Ａ１｜^２＋｜Ｂ１｜^２が計算される。同
様にして他のグループの相関値の二乗和が計算され、加
算器２４０によりすべてのグループの相関値の二乗和が
加算され、選択回路２５２を経由して最終的な電力Σ
（｜Ａｍ｜^２＋｜Ｂｍ｜^２）が出力される。

【００３９】次に、第２のモード２５６が選択されたと
する。この場合、相関値Ａ１〜Ａ４の総和が加算器２４
０によって計算され、二乗和演算器２６２の入力端子に
与えられる。また同様に相関値Ｂ１〜Ｂ４が加算され
て、二乗和演算器２６２の他方の入力端子に与えられ
る。したがってこの二乗和演算器２６２は、｜ΣＡｍ｜
^２＋｜ΣＢｍ｜^２を出力し、選択回路２５２を経由して
最終的な電力として出力される。

【００４０】このようにモード切り替えの回路構成を備
えたことにより、同一構成のマッチトフィルタから分割
されたシフトレジスタの各グループの相関値を得て、単
にモードを切り替えるだけで周波数サーチ用の相関計算
と初期同期用の相関計算の両方を行うことができる。

【００４１】本実施形態のマッチトフィルタでは、周波
数サーチにおいては、第１のモードによる電力計算を行
い、ＶＴＣＸＯの周波数誤差が比較的大きい場合でも、
出力レベルを確保し、次に初期同期処理に移行するとき
は、第２のモードに設定変更し、後述のＶＴＣＸＯの周
波数制御やパスサーチによる逆拡散タイミングの検出な
ど、一連の処理を行う。

【００４２】図７は図４から図６で説明したマッチトフ
ィルタを用いた受信系回路１００の構成図である。アン
テナ１０から受信した２ＧＨｚ帯の高周波受信信号７０
はデュプレクサ１２を経由して、受信アンプ１４で増幅
され、ミキサ１６により中間周波数（ＩＦ）信号７２に
周波数変換される。このＩＦ信号７２は帯域５ＭＨｚの
帯域通過フィルタ１８を通過後、ＱＰＳＫ復調部２０で
直交復調され、Ｉ−ＣＨ信号７４およびＱ−ＣＨ信号７
５に分離され出力される。

【００４３】ＰＬＬシンセサイザ部３８は、ミキサ１６
に供給するローカル周波数信号８０を生成する。周波数
設定部４０は指定すべき周波数に基づきＰＬＬ設定値７
８をＰＬＬシンセサイザ部３８に与え、周波数を制御す
る。ＰＬＬシンセサイザ部３８のＰＬＬ制御のための基
準クロックはＶＴＣＸＯ３６から供給される。ここでロ
ーカル周波数の値をＬＦ、受信周波数の値をＲＦ、ＩＦ
周波数の値をＩＦとおくと、ＬＦ＝ＲＦ−ＩＦもしくは
ＬＦ＝ＲＦ＋ＩＦの関係がある。

【００４４】受信電力測定部２２は、入力されたＩ−Ｃ
Ｈ信号７４およびＱ−ＣＨ信号７５から電力を測定す
る。周波数サーチ制御部５０は、周波数候補選択部２６
と中心周波数特定部２８を含む。周波数候補選択部２６
は、受信電力測定部２２により測定された電力の測定値
と所定の閾値との比較を行い、閾値を超える周波数を選
択し、周波数候補として記憶する。

【００４５】周波数候補選択部２６は、候補として記憶
された周波数を順次選択して、周波数設定部４０を経由
して周波数を設定する。中心周波数特定部２８は、周波
数候補選択部２６により順次設定される周波数候補ごと
に、マッチトフィルタ２４から得られる相関値と所定の
閾値とを比較して、在圏セルで使用されている中心周波
数かどうかを判定し、閾値を超えた周波数候補を中心周
波数として特定する。中心周波数特定部２８が中心周波
数特定の処理を行う間、マッチトフィルタ２４における
相関値演算は周波数サーチ用の第１のモードに設定され
る。

【００４６】初期同期制御部６０は、ＡＦＣ（自動周波
数制御）部３０とパスサーチ部３２を含む。マッチトフ
ィルタ２４は初期同期処理用の第２のモードに切り替え
られ、ＡＦＣ部３０は、マッチトフィルタ２４の出力値
を用いてＡＦＣ第１ステップの処理を行う。ＡＦＣ部３
０は、このＡＦＣ第１ステップにおいて、ＶＴＣＸＯ３
６の電圧を制御し、ＶＴＣＸＯ３６の出力クロック周波
数を変化させ、ローカル周波数信号８０を変化させる。
具体的にはＶＴＣＸＯ３６のクロック周波数を１ｐｐｍ
間隔で順次変化させ、そのときのマッチトフィルタ２４
の出力が最大となる周波数の条件を検出し、ＶＴＣＸＯ
３６の周波数をこの周波数の条件となるように設定す
る。ＡＦＣ部３０は、第１ステップの後、順次、精度の
高い周波数制御のステップに移行し、ＶＴＣＸＯ３６の
周波数誤差が最終的に０．１ｐｐｍ以内に収束するよう
に制御する。またこれと並行してパスサーチ部３２はマ
ッチトフィルタ２４の出力値に基づいてパスサーチを行
い、相関値の大きい複数のパスを検出し、逆拡散処理の
ための同期タイミング８２を検出する。シンボル復調部
３４は、パスサーチ部３２から供給される同期タイミン
グ８２に同期して、ＱＰＳＫ復調部２０からのＩ−ＣＨ
信号７４およびＱ−ＣＨ信号７５に対して逆拡散処理を
行い、シンボルを再生し、復調データ８４を出力する。

【００４７】図８は、図７の受信系回路１００を含む携
帯電話の構成図である。受信系回路１００が出力する復
調データ８４は制御部１２０に入力され、データ種別に
より所定の処理が施されてスピーカ１３０またはＬＣＤ
１４０に出力される。入力部１５０はキーパッドなどに
よりユーザが入力するデータを受けつけ、制御部１２０
に供給する。マイク１６０はユーザの音声を捉えて制御
部１２０に供給する。入力されたデータは所定の処理が
施されて送信データとして送信系回路１１０に供給され
る。送信系回路１１０は送信データを変調、増幅して高
周波送信信号７１を出力する。高周波送信信号７１はデ
ュプレクサ１２およびアンテナ１０を経由して基地局に
送信される。

【００４８】図９は、以上の構成による受信系回路１０
０における信号処理手順のフローチャートである。周波
数候補選択部２６は、規定された中心周波数のラスター
の間隔で帯域内の周波数を順次スキャンし、受信電力測
定部２２はＱＰＳＫ復調部２０による直交復調された受
信信号について電力を測定する（Ｓ１０）。周波数候補
選択部２６は、測定された電力と所定の閾値を比較し
て、閾値を超えた場合にその周波数を周波数候補として
記憶する（Ｓ１２）。

【００４９】次にマッチトフィルタ２４が周波数サーチ
モードに設定される（Ｓ１４）。周波数候補選択部２６
は記憶された周波数候補を順次設定し、マッチトフィル
タ２４は、各周波数候補について、分割されたシフトレ
ジスタのグループ単位で相関値を算出し（Ｓ１６）、さ
らに各グループの相関値の二乗和を算出して電力を求
め、中心周波数特定部２８に与える（Ｓ１８）。中心周
波数特定部２８は得られた電力と所定の閾値とを比較し
て、周波数候補が中心周波数かどうかを判定し、最終的
に中心周波数を特定する（Ｓ２０）。

【００５０】次にマッチトフィルタ２４が初期同期モー
ドに設定される（Ｓ２２）。マッチトフィルタ２４は分
割されたシフトレジスタのグループ単位で得られる相関
値を先に加算した上で、シフトレジスタ全体の相関を算
出して電力を求める（Ｓ２４およびＳ２６）。このよう
にして得られるマッチトフィルタ２４の電力値を用いて
ＡＦＣ部３０による自動周波数制御（Ｓ２８）とパスサ
ーチ部３２による同期タイミング検出（Ｓ３０）がなさ
れ、検出された同期タイミングに基づいてシンボル復調
部３４により受信信号の逆拡散処理がなされる（Ｓ３
２）。

【００５１】以上述べたように、本実施形態における改
良技術では、マッチトフィルタの相関演算の方法を工夫
し、初期同期における周波数制御やパスサーチ処理にお
いては、相関演算のチップ単位数を大きくとり、周波数
誤差や雑音、干渉に対する耐性を高める一方、周波数サ
ーチの処理においては、相関演算のチップ単位数を小さ
くして、周波数誤差による位相回転が累積しないように
した。これにより周波数サーチの処理においては雑音や
干渉に対する耐性が劣化するものの、中心周波数を特定
する目的のためには十分であり、むしろ周波数誤差によ
る影響を抑えることによる大きな効果が得られる。これ
により、周波数サーチの所要時間を大幅に短縮でき、ま
た周波数精度の低いＶＴＣＸＯでも高い精度で中心周波
数を特定できるため、安価で高速な受信系回路を実現で
きる。また従来のマッチトフィルタと比較しても、回路
構成は簡易であり、追加する回路規模は大きくないとい
う利点がある。

【００５２】以上、本発明を実施の形態をもとに説明し
た。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素
や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可
能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあるこ
とは当業者に理解されるところである。

【００５３】そのような変形例として、上記の説明では
分割したシフトレジスタの部分列単位で相関が計算でき
るように回路を構成し、周波数サーチと初期同期処理の
両方のモードで同一の回路構成を共用するようにした
が、マッチトフィルタの構成はこれに限られない。初期
同期処理についてはシフトレジスタ全体の相関を計算す
るように別途回路を設けてもかまわない。また相関演算
の処理は、回路で実現されるとは限られず、ソフトウエ
ア的に実現されてもよい。マッチトフィルタの処理機能
に限らず、本実施形態の周波数サーチや初期同期処理な
どの受信信号処理はハードウエアのみ、ソフトウエアの
み、またはそれらの組み合わせによって多種多様の形で
実現できることは当業者には理解されるところである。
また周波数サーチや初期同期処理に用いられる相関計算
や電力計算は上記の評価尺度に限られず、いろいろな評
価尺度を用いることが可能である。

【００５４】

【発明の効果】本発明によれば、中心周波数の特定にか
かる時間を大幅に削減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 基地局から送信される電力のスペクトルを示
す図である。

【図２】 受信端末において受信される電力のスペクト
ルを示す図である。

【図３】 一般的なマッチトフィルタの構成図である。

【図４】 実施の形態に係る改良されたマッチトフィル
タの構成図である。

【図５】 図４のマッチトフィルタにおける分割単位の
相関値計算回路の構成図である。

【図６】 図４のマッチトフィルタにおけるモード切り
替えによる相関出力回路の構成図である。

【図７】 図４のマッチトフィルタを用いた受信系回路
の構成図である。

【図８】 図７の受信系回路を含む携帯電話の構成図で
ある。

【図９】 実施の形態に係る受信信号処理手順のフロー
チャートである。

【符号の説明】

２２ 受信電力測定部、 ２４ マッチトフィルタ、
２６ 周波数候補選択部、 ２８ 中心周波数特定部、
７４ Ｉ−ＣＨ信号、 ７５ Ｑ−ＣＨ信号、 ２０
０ Ｉ−ＣＨ用シフトレジスタ列、 ２０１ Ｑ−ＣＨ
用シフトレジスタ列。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 マッチトフィルタを用いた受信信号処理
   において、有意な通信を確立するためになされる複数の
   前処理の工程において前記マッチトフィルタを共用し、
   かつそれらの前処理で異なる相関演算を実行せしめるこ
   とを特徴とする受信信号処理方法。
2. 【請求項２】 マッチトフィルタを用いた受信信号処理
   において、前記マッチトフィルタを第１のモードに設定
   し、相関演算により中心周波数を探索する工程と、 前記マッチトフィルタを第２のモードに設定し、第１の
   モードとは異なる相関演算によって初期同期処理を行う
   工程とを含むことを特徴とする受信信号処理方法。
3. 【請求項３】 前記第２のモードにおける相関演算は前
   記マッチトフィルタのシフトレジスタ列の全体を均等に
   利用する演算であり、前記第１のモードにおける相関演
   算は前記シフトレジスタ列を分割した上でその部分列を
   個別に利用する演算であることを特徴とする請求項２に
   記載の受信信号処理方法。
4. 【請求項４】 通信を確立するための初期同期処理を行
   うマッチトフィルタにおいて、シフトレジスタを分割し
   た上でその部分列に対して前記初期同期処理とは異なる
   相関演算をなして中心周波数の探索を行うことを特徴と
   するマッチトフィルタ。
5. 【請求項５】 受信信号が入力されるシフトレジスタ列
   と、 前記シフトレジスタ列を分割してその部分列単位で参照
   パターンとの相関を算出する相関算出部と、 周波数探索モードと初期同期処理モードを切り替えて、
   前記部分列単位の相関を異なる演算で統合して出力値を
   算出するモード切替出力部とを含むことを特徴とするマ
   ッチトフィルタ。
6. 【請求項６】 前記モード切替出力部は、前記周波数探
   索モードでは、各部分列単位の相関値を個別に算出して
   から、それらの相関値を統合して出力値を得、前記初期
   同期処理モードでは、すべての部分列単位の相関を先に
   加算することにより前記シフトレジスタ列全体の相関値
   を算出して出力値を得ることを特徴とする請求項５に記
   載のマッチトフィルタ。
7. 【請求項７】 周波数探索モードと初期同期処理モード
   とを切り替えて異なる相関演算を行うマッチトフィルタ
   を含み、受信信号の復調処理を行う受信部と、 送信信号の変調処理を行う送信部と、 前記受信部および前記送信部を制御する制御部とを含む
   ことを特徴とする携帯電話機。