JPH10173627A - 波形品質測定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 復調することなく、短時間で精度よく測定す
る。 【解決手段】 ＣＤＭＡ方式の移動局の送信信号の複素
ベースバンド信号ｂを得（１１）、その一部の信号を振
幅正規化し、これを局部ＰＮ符号との同期をとり、時間
基準を推定し（２７）、その判定に用いた複素相関値か
ら周波数誤差を推定し（２８）、その誤差を正規化信号
に対し、補正し、その補正信号から初期位相を推定して
その補正を行い、その補正信号と、時間基準とからシン
ボル点と、これに最も近いサンプル点のずれを推定し
（３３）、そのずれだけずれた参照信号を作成し（３
５）、これと補正された信号とから、最小２乗法により
残りの周波数誤差と初期位相を推定し（２８）、以上の
全推定値を用いて、信号ｂを補正し、これと参照信号と
から波形品質を求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は例えばＣＤＭＡを
用いる移動通信の移動局より送信される信号の波形品質
を測定する方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】規格ＩＳ−９５に基づいてＯＱＰＳＫ
（オフセットＱＰＳＫ）変調された移動局送信信号の波
形品質を、規格ＩＳ−９８に基づいて測定する方法はす
でに「デジタル直交変調信号のパラメータ測定装置」で
提案されている。この装置の構成について図７を参照し
て説明する。

【０００３】対象となる信号は、中間周波数（ＩＦ）の
信号にダウンコンバートされ、適当なサンプリングによ
りＡＤ変換されて、メモリにディジタルデータとして蓄
えられている。このＩＦディジタル信号は、ベースバン
ド変換部１１にて、複素ベースバンド信号に変換され
る。この複素ベースバンド信号を粗パラメータ推定部１
２に入力し、大略のパラメータを推定し、その推定パラ
メータに応じて補正部１３で複素ベースバンド信号を補
正し、その補正されたベースバンド信号をデータ検出部
１４で復調する。この復調データは時間基準抽出部１５
を経て、参照信号作成部１６で参照信号が生成される。
補正部１３にて補正された複素ベースバンド信号と参照
信号により、精パラメータ推定部１７にて高精度にパラ
メータが推定される。最後に補正部１３で補正された複
素ベースバンド信号に対し、この推定値分補正し、この
補正信号と参照信号により波形品質が波形品質計算部１
９で計算される。粗パラメータ推定部１２でのパラメー
タの推定は、データ検出部１４で正しく復調ができる程
度の精度で行われる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来法では、時間基準
を抽出するためにデータ復調をおこなう。そのために
は、その前段階までに、復調誤りを起こさない程度にパ
ラメータを推定し、複素ベースバンド信号を補正しなけ
ればならない。したがってもし復調誤りがあると、時間
基準を間違い、それ以後の処理でのパラメータ推定に誤
差が生じてしまう。そこでこの発明ではデータ復調をお
こなわずに時間基準を抽出する。

【０００５】また、従来法ではパラメータ推定部を複数
の段階に分け、パラメータを推定するたびに複素ベース
バンド信号全てを補正する。従って信号が長いとその分
計算時間がかかることになる。そこで、この発明では、
パラメータ補正部においては一部の信号のみ補正する。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この発明の方法は図１に
示すように機能構成により達成する。この発明において
も対象信号（入力信号）を中間周波数（ＩＦ）信号にダ
ウンコンバートし、その後ＡＤ変換されたＩＦディジタ
ル信号をベースバンド変換部１１で複素ベースバンド信
号に変換する。この発明ではこの複素ベースバンド信号
を時間抽出・周波数誤差推定部２１に入力し、この複素
ベースバンド信号を細かく分割することにより高速にＰ
Ｎ同期を行い、時間基準の抽出と同時に、入力信号に含
まれる周波数誤差も推定する。この分割方法により、入
力信号にある程度の周波数誤差が含まれていても同期を
とることができ、データ復調せずに時間基準の抽出がで
きる。

【０００７】また、ベースバンド変換部１１の出力から
パラメータ推定用として部分信号正規化部２６より一部
の信号を取り出し、この部分信号を使ってパラメータ推
定部２２で全パラメータを推定し、パラメータ推定中は
この部分信号についてのみ推定量だけ補正する。そして
最後に今まで推定してきた分元々の全入力信号に対し補
正をする。これにより測定範囲が増えても、パラメータ
推定時間に影響を与えない。

【０００８】

【発明の実施の形態】図２にこの発明の実施例を適用し
た測定装置の機能構成を示す。この実施例は、Qualcomm
社のＣＤＭＡ（規格ＩＳ−９５）に対応した移動局ＭＳ
（Mobile Station）のテストモードでの出力信号の波形
品質ρを、規格ＩＳ−９８に基づいて測定することが可
能である。測定対象とする入力信号は、移動局ＭＳ同様
ＩＳ−９５にて規格されている基地局ＢＳ（Base Stati
on）の出力するパイロット信号を移動局ＭＳが受け、そ
れに同期して出力されたものである。したがって、ＭＳ
の出力信号（対象信号）を得るためにはＢＳのパイロッ
ト信号が必要であるが、それと同じ信号を出力できる信
号源で代用することができる。このＭＳのパイロット信
号は、常に０のデータを、シンボルレートと同じレート
の２つのＰＮ系列で拡散し、ＯＱＰＳＫ変調されてい
る。この実施例ではＡＤ変換器におけるサンプリングレ
ートを、シンボルレートの８倍とする。

【０００９】移動局の出力信号、つまり測定対象信号
（入力信号）は、中間周波数ｆ_IFの信号にダウンコンバ
ートされ、シンボルレートｆ₀ の８倍でサンプリングさ
れてメモリ２５に蓄えられている。まず、メモリ２５か
ら適当なタイミングで、適当な長さのＩＦディジタル信
号をベースバンド変換部１１に取込み、複素ベースバン
ド信号に変換する。この複素ベースバンド信号は部分信
号正規化部２６と周波数誤差・初期位相補正部２３に入
力される。部分信号正規化部２６では、複素ベースバン
ド信号から適当な短さの部分信号を取り込み、平均電力
が１になるように正規化する。以下この正規化部分信号
を使って全パラメータを推定する。

【００１０】まず時間基準抽出・周波数誤差推定部２１
中のＰＮ同期部２７にて、この正規化部分信号に局部Ｐ
Ｎ系列をＰＮ同期させ、拡散時に使ったＰＮ系列の位相
と、シンボル点に最も近いサンプル点を推定する。次に
ＰＮ同期の際に同期位置の判定に使った複素部分相関値
から、周波数誤差推定部２８にて、周波数誤差を推定
し、その周波数誤差分、正規化部分信号に対し粗パラメ
ータ推定部１２中の周波数補正部２９で補正する。さら
に初期位相推定部３１にて、上記周波数誤差の補正され
た信号からキャリアの初期位相を推定し、その初期位相
だけ補正された信号を位相補正部３２で再び補正する。
この初期位相を補正された信号とＰＮ同期部２７にて得
たＰＮの位相情報とから、シンボル点推定部３３にて、
シンボル点と、シンボル点に最も近いサンプル点とのず
れを推定する。

【００１１】参照信号作成部１６中のベースバンドフィ
ルタ補間部３４にて、前記シンボル点とこれに最も近い
サンプル点とのずれ分だけずらしたベースバンドフィル
タのインパルス応答を計算する。このインパルス応答と
ＰＮ同期部２７で得られたＰＮ系列の位相情報、および
局部ＰＮ系列を使って、参照信号生成部３５にて、τだ
けずれた参照信号を作成する。この参照信号と位相補正
部３２の出力信号を使い、精パラメータ推定部１７の周
波数誤差・初期位相推定部３６にて、最小２乗法により
残りの周波数誤差とキャリアの初期位相を推定する。以
上周波数誤差推定部２８、初期位相推定部３１、周波数
誤差・初期位相推定部３６で求めた２つの周波数誤差お
よび２つのキャリアの初期位相を使い、周波数位相補正
部２３にて、ベースバンド変換部１１よりの元々の複素
ベースバンド信号を補正する。最後に測定項目計算部１
９にて、この補正信号と参照信号を使って、波形品質ρ
等の測定項目を計算する。以下、各機能構成を説明す
る。メモリ 移動局ＭＳの出力信号つまりＭＳから送信される信号
（測定対象信号）は基地局ＢＳのパイロット信号に同期
して出力（送信）される。このＭＳ信号は、まず中間周
波数ｆ_IFにダウンコンバートされ、シンボルレートｆ_O
の８倍でサンプリングされてメモリ２５に蓄えられる。
メモリ２５は基地局ＢＳからのトリガ信号によって制御
される。ここで、トリガ信号はＢＳの出力するパイロッ
ト信号の位相情報をあらわす信号、つまり、ＰＮの先頭
をあらわす。従ってこのパイロット信号に同期して出力
されるＭＳ信号（測定対象信号）の位相情報もこのトリ
ガ信号からわかる。しかし実際にはＭＳがＢＳパイロッ
ト信号を受けてから信号を出力するまでには時間遅延が
生ずる。従って、メモリ２５のトリガ位置に蓄えられて
いるデータは、実際はその時間遅延分ずれている。この
時間遅延値は規格ＩＳ−９８で規定されている測定項目
の一つ（Time Alignment Error）である。また、この実
施例では、トリガの位置を、ＰＮ系列の先頭から１／２
チップ間隔戻った位置とする。データの取得 まず、トリガよりｄサンプル前の位置から長さＬサンプ
ルだけＩＦディジタル入力信号（ＭＳのＩＦディジタル
送信信号）を読み込む。ここで、トリガからの位置ｄ
は、ＰＮ同期部２７にて同期をとるときにサーチする局
部ＰＮ系列の範囲ｗと、ＩＦディジタル入力信号をベー
スバンドに変換するときに使うローパスフィルタのタッ
プ数Ｔに依存する。例えば、ＰＮ同期の際にｗ＝１００
チップの範囲でサーチし、ベースバンドに変換するとき
に使うローパスフィルタのタップ数をＴ＝５５とするな
らば、トリガからの位置ｄは、ｄ＝１００／２・８＋
（５５−１）／２＝４２７サンプルとなる。これはこの
発明の目的である波形品質ρを計算するときに、常に入
力信号のある特定の位相（ＰＮの先頭位置）からを使っ
て計算するためである。また、取り込むデータの長さＬ
は、ρを計算する長さｒ、ローパスフィルタのタップ数
Ｔ、およびｄに依存し、次のような関係を満たさねばな
らない。

【００１２】Ｌ≧ｒ＋Ｔ−１＋ｄ＋８ベースバンド変換部 ベースバンド変換部１１では、メモリ２５から読み込ん
だＩＦディジタル入力信号ｓを、複素ベースバンド信号
ｂに変換する。そのために、図３Ａに示すようにＩＦデ
ィジタル入力信号ｓ_k ＝ｓ（ｋＴ_S ）に正弦波作成部４
１よりの正弦波ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_IFＴ_S ｋ）を乗算器
４２でかけ（Ｔ_S はサンプル間隔）、その後ローパスフ
ィルタ４３に通す。ここで、測定規格（ＩＳ−９８）で
は、波形品質を計算する前に、この規格で定められてい
るバンドリミッティングフィルタに通すよう規定されて
いる。従って、ベースバンド変換部１１で使用するロー
パスフィルタ４３にこのバンドリミッティングフィルタ
を用いる。例えば、タップ数５５、ロールオフ係数０．
２６、８倍サンプリングのナイキストフィルタである。部分信号正規化部 部分信号正規化部２６では複素ベースバンド信号ｂから
パラメータ推定用信号として、長さｍ（＜Ｌ）サンプル
だけ取り出し、この長さｍの部分信号の平均電力が１に
なるように正規化する。つまり、この正規化部分信号を
使って以下の機能構成でパラメータを推定する。測定規
格（ＩＳ−９８）では、この発明の目的である波形品質
ρを計算するときの信号の最短測定長ｒが規定されてい
る（６１５チップ）。しかし、この長さの信号を使って
周波数誤差等の諸パラメータを推定すると、信号が長い
ため、非常に時間がかかってしまう。従って、この最短
測定長ｒよりも短い長さｍの信号を取り出して、これを
使ってパラメータを推定する（パラメータを推定すると
きの信号の推定長については規定されていない）。これ
により高速にパラメータ推定が行える。ただし、このパ
ラメータ推定長を短くしすぎると推定精度が悪くなるた
め、推定速度と推定精度のトレードオフになる。ＰＮ同期部 部分信号正規化部２６の出力信号ｂ’は、まずＰＮ同期
部２７に入力される。ここで、正規化された長さｍの信
号ｂ’と局部ＰＮ系列を使い、ＰＮ同期をとる。それに
より、拡散の際に使ったＰＮ系列の位相と、シンボル点
に最も近いサンプル点の位置を見つける。ここで、高速
にＰＮ同期を行うために、サーチする局部ＰＮ系列の範
囲ｗをＰＮ１周期より短い長さに設定する。これは外部
から得られるトリガ信号によりおおよそのＰＮの位相が
わかっているため可能となる。図４に示すように次のア
ルゴリズムにより同期をとる。（初期値ｕ＝Ｑ＝ｐ＝
１） Ｓ１：局部ＰＮ符号系列を発生する。

【００１３】Ｓ２：入力信号ｂ’を非常に短い系列長
（８×Ｎ）ごとのｎ個の部分信号に分割する。（ｍ＝８
×Ｎ×ｎ） Ｓ３：局部ＰＮ符号を系列長Ｎごとに分割する。 Ｓ４：先頭の部分ＰＮ系列を取り出す。先頭の部分信号
を取り出す。 Ｓ５：取り出した部分信号のｕ番目から８個おきのデー
タをＮ個取り出し部分ＰＮ系列と次式のような相関値Ｃ
を計算する。

【００１４】Ｃ_uQp ＝｜Ｚ_uQp ｜・ｎ／２Ｎ ただし、 Ｚ_uQp ＝Σ（ｂ’_u+8i・ｉ_i+p ）−ｊΣ（ｂ’_u+8i+4・ｑ_i+p ） (1) Σは共にｉ＝Ｎ（Ｑ−１）からＮＱまでである。

【００１５】Ｓ６：その相関値と、あらかじめ設定した
しきい値θとを比較する。 Ｓ７：相関値がしきい値よりも大きければ、次の部分信
号と次の部分ＰＮ系列を持ってきて再び相関計算をす
る。（Ｑ＝Ｑ＋１） Ｓ８：このような操作を条件（しきい値＜相関値）が満
たす間行い、すべての部分信号（Ｑ＝ｎまで）に対して
条件が満たされたならば、その位置がＰＮ同期位置の候
補となる。このとき、その局部ＰＮ系列の先頭位置ｐ、
部分信号から取り出したデータの先頭位置（ｕ）、部分
相関値の和（Σ_Q Ｃ_u,Q,p ）および各複素部分相関値
（Ｚ_u,Q,p ）を記憶する。そしてＰＮ系列の位相を１ビ
ットずらし、再びＳ３からの操作を行う。（ｐ＝ｐ＋
１） Ｓ９：もし途中で相関値よりもしきい値の方が大きくな
った場合、ＰＮ系列の位相を１ビットずらし、再び２か
らの操作を行う。（ｐ＝ｐ＋１） Ｓ10：設定したＰＮ系列のサーチ範囲内で上記計算が終
わったならば（ｐ＝ｗまで）、入力信号を１サンプルず
らす。（ｕ＝ｕ＋１） Ｓ11：ＰＮ系列の位相を初めに戻し、Ｓ２からの操作を
再び行う。（ｐ＝１） Ｓ12：入力信号は８倍でサンプリングされているため、
８サンプル内に必ずシンボル点が存在する。したがって
１１までの作業を８回終わった時点（ｕ＝８）の最大の
相関値の和 max（Σ_Q Ｃ _u,Q,p）_upを持つｐの位置
ｐ’を同期位置のＰＮの先頭、そして最大の相関値の和
を持つｕの位置ｕ’をシンボル点に最も近い実数部の先
頭のサンプル点と判断する。

【００１６】次に複素部分相関値Ｚ_u,Q,p について説明
する。 ｂ’＝ｘ＋ｊｙとして、Ｚ_u,Q,p の式（１）を変形する
と、 Ｚ_u,Q,p ＝Σ（ｘ_u+8i＋ｊｙ_u+8i）・ｉ_i+p −ｊΣ（ｘ_u+8i+4＋ｊｙ_u+8i+4）・ｑ_i+p ＝Σ（ｘ_u+8i・ｉ_i+p ）＋Σ（ｙ_u+8i+4・ｑ_i+p ） ＋ｊ｛Σ（ｙ_u+8i・ｉ_i+p ）−Σ（ｘ_u+8i+4・ｑ_i+p ）｝ (2) となる。ただし、Σはｉ＝Ｎ（Ｑ−１）からＮＱまでま
ず、入力信号ｂ’に周波数誤差が無い場合を考える。

【００１７】式（２）の計算を同期位置（ｕ＝ｕ’，ｐ
＝ｐ’）で行うとき、式（２）の実数部（第１項、第２
項）は自己相関となり、それぞれ大きな値となる。逆に
虚数部（第３項、第４項）は相互相関となり、それぞれ
０に近い値となる。よって、その絶対値を正規化したも
のである相関値Ｃは、大きな値となる。また、式（２）
の計算を同期位置以外（ｕ≠ｕ’，ｐ≠ｐ’）で行うと
き、すべての項が相互相関となり、それぞれ０に近い値
となる。よってその相関値Ｃは０に近い値となる。従っ
て、相関値Ｃは、同期位置のとき大きな値となり、それ
以外のとき０に近い値となり、周波数誤差が無い場合、
上記相関値Ｃと適切なしきい値を使うことによって同期
位置を判定することができる。

【００１８】次に周波数誤差がある場合（ｆ＝φ／２
π）を考える。同期をとるとき、入力信号ｂ’を非常に
短い系列長（８×Ｎ）ごとに分割した。従って、１つの
部分系列内では周波数誤差による位相変化はないものと
みなせる。よってそのときの複素部分相関値Ｚ’_u,Q,p
は次のように書き直せる。ここで簡単に記載するため以
下では添字ｕ’，ｐ’をそれぞれｕ，ｐと記載する。

【００１９】 Ｚ’_u,Q,p ＝Σ（ｂ’_u+8i・ｉ_i+p ）−ｊΣ（ｂ’_u+8i+4・ｑ_i+p ） ＝Σ（ｒ_u+8i・ｉ_i+p ) ｅｘｐ（ｊφ（ｕ＋８ｉ）） −ｊΣ（ｒ_u+8i+4・ｑ_i+p ）ｅｘｐ（ｊφ（ｕ＋８ｉ＋４）） ＝Σ（ｒ_u+8i・ｉ_i+p ）ｅｘｐ（ｊφ（ｕ＋８ＮＱ＋ａ）） −ｊΣ（ｒ_u+8i+4・ｑ_i+p ）ｅｘｐ（ｊφ（ｕ＋８ＮＱ＋ａ）） ＝Ｚ_u,Q,p ｅｘｐ（ｊφ（ｕ＋８ＮＱ＋ａ）） ただし、ａは部分系列の位相をどのサンプルの位相とみ
なすかを示すパラメータで、ｒは周波数誤差が無いとき
の正規化信号とする。ここで、その絶対値は周波数誤
差、初期位相には無関係である。よって、上記相関値Ｃ
によって、周波数誤差を含む信号に対しても同期をとる
ことができる。またキャリアの初期位相についても同様
である。

【００２０】ここでＰＮ同期の際に信号を部分信号に分
割して行った。これは同期位置以外での計算量を減らし
高速にＰＮ同期をとるためと、周波数誤差の、ＰＮ同期
への影響を無くすためと、次の周波数誤差推定部でこの
複素部分相関値を使って周波数誤差を推定するためであ
る。周波数誤差推定部 周波数誤差推定部２８にて、周波数誤差ｆ’₁ を推定す
る。

【００２１】同期位置で計算された複素部分相関値Ｚ
_u,Q,p をＰＮ同期部２７より受け取る。ここで、同期位
置であるならば、すべてのＱに対してＺ_u,Q,p の実数部
は大きな値となり、Ｚ_u,Q,p の虚数部は０に近い値とな
る。よって、Ｚ_u,Q,p の位相はすべてのＱに対して等し
い（０°）と仮定できる。したがって、

【００２２】

【数１】となる。Ｚ’_u,Q,p ，Ｚ’_u,Q+1,p'を使うと、
つぎのように周波数誤差ｆ_Q を求めることができるの
で、 ｆ_Q ＝φ_Q ／（２π）＝（１／（２π））・（１／（８Ｎ）） ・ａｒｇ（Ｚ’_u,Q+1,p ／Ｚ’_u,Q,p ）［rad/sample］ （３） よって、Ｑに対する平均値を周波数誤差ｆ’₁ として求
める。

【００２３】 ｆ’₁ ＝（１／（ｎ−１））Σｆ_Q ＝（1/(2π（ｍ−8N))）Σ arg（Ｚ’_u,Q+1,p ／Ｚ’_u,Q,p ） ＝（1/(2π（ｍ−8N))）arg(Π（Ｚ’_u,Q+1,p ／Ｚ_u,Q,p ）） ＝（1/(2π（ｍ−8N))）arg(Ｚ’_u,n,p ／Ｚ’_u,1,p ) ［rad/sample］ Σ及びΠはそれぞれＱ＝１からｎ−１までここでこの値
は１サンプルあたりの位相変化量を表わす。つまり図３
Ｂに示すように割算部４４においてＺ’_u,n,p をＺ’
_u,1,_p で割算し、その割算結果のアーギュメントの平均
を平均部４５でとって周波数誤差ｆ’₁ を求める。例え
ば、ｍ＝４６０８サンプル（５７６チップ）、Ｎ＝４、
ｎ＝１４４とすると、周波数誤差の推定精度は３０Ｈｚ
程度になる。

【００２４】また、ＰＮのサーチ幅を１００チップ、し
きい値を０．２とすると、ＤＳＰ（ＴＭＳ３２０Ｃ３
１）にて６５ｍｓ程度で同期がとれる。周波数補正部 ＰＮ同期部２７と周波数誤差推定部２８にて、正規化部
分信号ｂ’の先頭のシンボル点ｋ’と周波数誤差ｆ’₁
がわかったので、周波数補正部２９ではｆ’₁分だけ正
規化部分信号ｂ’を次式で補正する。

【００２５】 ｂ''_k ＝ｂ’_k'+k exp（−ｊ２πｆ’₁ Ｔ_S k ） （４）キャリア初期位相推定部 初期位相推定部３１では補正した８倍サンプリングのす
べての正規化部分信号ｂ''を使い、平均位相φ’₁ を次
式で求め、この平均位相φ’₁ をキャリアの初期位相
φ’₁ とする。これを図５Ａに示す。

【００２６】 φ’₁ ＝（１／（ｍ−ｋ’））Σ arg（ｂ''_k ）［ｒａｄ］ （５） Σはｋ＝１からｍ−ｋ’まで初期位相補正部 位相補正部３２ではキャリア初期位相推定部３１で推定
した位相分φ’₁ 、周波数補正部２９の出力信号ｂ''_k
を次式で補正する。

【００２７】 ｂ''' _k ＝ｂ''_k ｅｘｐ（−ｊφ’₁ ） （６）シンボル点推定部 ＰＮ同期部２７にてシンボル点に最も近いサンプル点を
見つけたので、シンボル点推定部３３ではシンボル点か
らの残りのずれ分τ（１／２サンプル間隔以内）を推定
する。そのために、規格（ＩＳ−９５）にあるベースバ
ンドフィルタのインパルス応答を、あらかじめ８倍サン
プリングの、シンボル点からのずれτの２次式として近
似しておく。例えば最小２乗法である。これを用い、次
のようにτを推定する。

【００２８】まず、対数尤度関数Λ（φ，τ）を次のよ
うにおく。 Λ（φ，τ）＝Ｒｅ［exp(−ｊφ）∫ｒ(t) Ｒ^* （ｔ−τ）ｄｔ］ ただし、 ｒ(t) ：入力信号（ｂ''' _k ） Ｒ(t) ：参照信号（OQPSK のlowpass equivalent signa
l ）＝ΣＩ_k ｇ（ｔ−ｋＴ_c ）＋ｊΣＱ_k ｇ（ｔ−ｋＴ
_c −Ｔ_c ／２） ｇ(t) ：ベースバンドフィルタ Ｔ_c ：チップ間隔 τ ：時間遅れ φ ：キャリアの初期位相 Ｔ ：測定時間 また、“＊”は複素共役をあらわす。τは、このΛ
（φ，τ）が最大になるように求める。そのための必要
条件は、 ∂Λ／∂φ＝０， ∂Λ／∂τ＝０ となり、上式からφを消去しτについて解く。まず、∂
Λ／∂φ＝０より ∂Λ／∂φ＝∂｛Ｒｅ［exp(−ｊφ）Ｚ（τ）］｝／∂φ ＝ 0.5∂｛exp(−ｊφ）Ｚ（τ）＋exp(ｊφ）Ｚ^* （τ）｝／∂φ ＝ 0.5｛−ｊexp(−ｊφ）Ｚ（τ）＋ｊexp(ｊφ）Ｚ^* （τ）｝ ＝０ ただし、Ｚ（τ）≡∫ｒ(t) Ｒ^* （ｔ−τ）ｄｔとし
た。よって、 ｅｘｐ（−ｊφ）Ｚ（τ）＝ｅｘｐ（ｊφ）Ｚ^* （τ） （７） である。

【００２９】また、∂Λ／∂τ＝０より ∂Λ／∂τ＝∂｛Ｒｅ［ｅｘｐ（−ｊφ）Ｚ（τ）］｝／∂τ ＝ 0.5∂｛exp(−ｊφ）Ｚ（τ）＋exp(ｊφ）Ｚ^* （τ）｝／∂τ ＝ 0.5｛exp(−ｊφ）∂Ｚ（τ）／∂τ ＋exp(ｊφ）∂Ｚ^* （τ）／∂τ｝ ＝０ よって、 exp(jφ）∂Ｚ^* （τ)/∂τ＝−exp(-jφ）∂Ｚ（τ)/∂τ （８） である。式（７）と式（８）とを乗算 Ｚ（τ）∂Ｚ^* （τ)/∂τ＋Ｚ^* （τ) ∂Ｚ（τ）／∂τ＝０ これを変形すると、Ｒｅ［Ｚ（τ）∂Ｚ^* （τ）／∂τ］＝０ （９） となる。したがって、式（９）を満たすようにτを求め
る。ここで、Ｚ（τ）を変形する。

【００３０】 Ｚ（τ）＝∫^T ｒ(t) Ｒ^* （ｔ−τ）ｄｔ ＝∫^T ｒ(t) ｛Σ_k Ｉ_k ｇ（ｔ−τ−ｋＴ_c ） −ｊΣＱ_k ｇ（ｔ−τ−ｋＴ_c −Ｔ_c ／２）｝ｄｔ ＝Ｔ_S Σｒ（ｉＴ_S ）｛ΣＩ_k ｇ（ｉＴ_S −τ−ｋＴ_c ） −ｊΣＱ_k ｇ（ｉＴ_S −τ−ｋＴ_c −Ｔ_c ／２）｝ ＝Ｔ_S Σｒ（ｉＴ_S ）｛ΣＩ_k ｇ（｛ｉ−８ｋ｝Ｔ_S −τ） −ｊΣＱ_k ｇ（｛ｉ−８ｋ−４｝Ｔ_S −τ）｝ ＝Ｔ_S Σｒ（ｉＴ_S ）｛ΣＩ_k ｇ（｛８ｋ−ｉ｝Ｔ_S ＋τ） −ｊΣＱ_k ｇ（｛８ｋ−ｉ＋４｝Ｔ_S ＋τ）｝ ＝Ｔ_S ｛Σｇ（ｍＴ_S ＋τ）Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｇ（｛ｍ＋４｝Ｔ_S ＋τ）Σｒ_8k-mＱ_k ｝ （10） ただし、ｋ＝０〜Ｋ−１（Ｋ：復調データ数） ｉ＝０〜（Ｔ／Ｔ_S ）−１ ｍ＝−Ｍ〜Ｍ Ｍ：ベースバンドフィルタｇ(t) のタップ数を（２Ｍ＋
１）としたときの値 ｒ_8k-m＝ｒ（｛８ｋ−ｍ｝Ｔ_S ） 式の変形で、積分を和の形に変えるときにＴ_S ＝Ｔ_c ／
８でサンプリングした。またベースバンドフィルタのイ
ンパルス応答は対称のため、ｇ(t) ＝ｇ(-t)を用いた。
ここで、式（９）がτについて解けるように、ベースバ
ンドフィルタｇ（ｍＴ_S ＋τ）を次のようにτに対する
２次式であらかじめ近似しておく。

【００３１】ｇ（ｍＴ_S ＋τ）＝ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ
²そのとき式（１０）は次のように書き換えられる。 Ｚ（τ）＝Ｔ_S ｛Σ（ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² ）Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣ（ａ_m+4 ＋ｂ_m+4 τ＋ｃ_m+4 τ² ）Σｒ_8k-mＱ_k ｝ ＝Ｔ_S ｛［Σａ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣａ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ］ ＋［Σｂ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｂ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ］τ ＋［Σｃ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｃ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ］τ² ｝ ＝Ｔ_S ｛Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ² ｝ （11） ただし、Ａ＝Σ_m ａ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣａ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k Ｂ＝Σ_m ｂ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｂ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k Ｃ＝Σ_m ｃ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｃ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ここで式（１１）を式（９）に代入すると、 Ｒｅ［Ｚ（τ）∂Ｚ^* （τ）／∂τ］ ＝Ｔ_S ² Ｒｅ（Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ²)∂（Ａ^* ＋Ｂ^* τ＋Ｃ^* τ² ）／∂τ ＝Ｔ_S ² Ｒｅ［（Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ²)（Ｂ^* ＋２Ｃ^* τ）］ ＝Ｔ_S ² Ｒｅ［Ａ・Ｂ^* ＋（｜Ｂ｜² ＋２Ａ・Ｃ^* ）τ ＋（Ｂ^* ・Ｃ＋２Ｂ・Ｃ^* ）τ² ＋２｜Ｃ｜² τ³ ］ ＝０ τは小さいため２次以上の項を無視し、τについて解く
と τ＝−Ｒｅ［Ａ・Ｂ^* ］／（｜Ｂ｜² ＋２Ｒｅ（Ａ・Ｃ^* ))［sec ］(12) と求まる。

【００３２】次に、図５Ｂを参照して動作の説明をす
る。位相補正部３２よりの補正された正規化部分信号
ｂ''' と局部ＰＮ系列Ｉとの相互相関値が、相互相関計
算部４７にて次式により計算される。 Σ_k ｒ_8k-mＩ_k その出力を、それぞれ係数ａ_m ，ｂ_m ，ｃ_m （ｍ＝−Ｍ
〜Ｍ）をもつフィルタ４８ａ，４８ｂ，４８ｃのそれぞ
れに入力する。同様に正規化部分信号ｂ''' と局部ＰＮ
系列Ｑとの相互相関値が相互相関計算部４９にて次式に
より計算される。

【００３３】Σ_k ｒ_8k-mＱ_k その出力を、それぞれ係数ａ_m+4,ｂ_m+4,ｃ_m+4 （ｍ＝−
Ｍ〜Ｍ）をもつフィルタ５１ａ，５１ｂ，５１ｃのそれ
ぞれに入力する。フィルタ４８ａ，４８ｂ，４８ｃ，５
１ａ，５１ｂ，５１ｃの各出力から、シンボルタイミン
グ計算部５２において式（１１）のＡ，Ｂ，Ｃをそれぞ
れ求め、最後に式（１２）が計算されて、その結果τが
求まる。ベースバンドフィルタ補間部 ベースバンドフィルタ補間部３４ではシンボル点推定部
３３にて求まったτを、τの２次式として近似したベー
スバンドフィルタの式に代入し、シンボル点からτだけ
ずれたインパルス応答ｈ_k （ｋ＝−Ｍ〜Ｍ）を求める。参照信号生成部 参照信号生成部３５では、局部ＰＮ系列とτだけずれた
ベースバンドフィルタのインパルス応答を使って、２倍
サンプリングの参照信号Ｒを図６Ａに示すように下式の
演算により作成する。

【００３４】 Ｒ_i ＝ΣＩ_p'+kｈ_4i-8k ＋ｊΣＱ_p'+kｈ_4i-8k-4 Σはｋ＝−∞から∞まで つまり、これにより作成された参照信号はシンボル点よ
りτだけずれたものになる。ここで、この発明の目的で
ある波形品質を計算するためには、入力信号と参照信号
とでこの時間遅延を合わせなくてはならない。そして、
この時間遅延τを合わせるのに２つの方法が考えられ
る。１つは入力信号を−τだけずらす方法で、もう１つ
は参照信号をτずらす方法である。

【００３５】前者の方法では、まず補間フィルタを使っ
て、正規化部分信号ｂ''' を−τだけずらす。そして、
シンボル点を含んだベースバンドフィルタにより、参照
信号を作る。この場合、ここで−τだけずらす入力信号
は、パラメータ推定用として取り出したものであるた
め、測定項目計算用の元々の複素ベースバンド信号も−
τだけずらす必要がある。後者の方法は、ベースバンド
フィルタのインパルス応答をτだけずらし、これを使っ
て、シンボル点からτだけずらした参照信号を作成す
る。入力信号はそのままである。

【００３６】上記２つの方法を比べた場合、前者の方法
では、パラメータ推定用の送信信号をずらすためのフィ
ルタリング、参照信号を作るためのフィルタリング、測
定項目計算用送信信号をずらすためのフィルタリングの
計３回フィルタリングを行う必要がある。それに対し
て、後者の方法では参照信号を作るための１回のフィル
タリングですみ、計算量が少なくてすむ。従って、この
実施例では後者の方法を用いる。周波数誤差・初期位相推定部 上記にて作成した参照信号およびキャリア初期位相推定
部３２にて補正された正規化部分信号ｂ''' を使い、最
小２乗法にて残りの周波数誤差ｆ’₂ およびキャリアの
初期位相φ’₂ を推定する。以下に具体的に記す。

【００３７】最小２乗法により、測定信号と参照信号と
の位相差φ_k ＝arg(b'''_4k／Ｒ_k ）を切片φ’₂ 、傾き
Δφ’₂ の次式の直線で近似する。 Ｅ＝Σ｛φ_k −（Δφ’₂ ・ｋ＋φ’₂ ）｝² （13） Σはｋ＝１から（ｍ−ｋ’）／４まで∂Ｅ／∂Δφ’₂
＝０，∂Ｅ／∂φ’₂ ＝０により、Δφ’₂ ，φ’₂ を
求める。そのとき ｆ’₂ ＝Δφ’₂ ／２π＝（１／２π）・６｛２Ａ−Ｂ（ｍ′＋１）｝ ／（ｍ′（ｍ′＋１）（ｍ′−１））［rad/sample］ φ’₂ ＝（２Ｂ（２ｍ’＋１）−６Ａ）／（ｍ’（ｍ’−１））［rad ］ となる。ただし、 Ａ＝Σ^m' _k=1 φ_k ｋ Ｂ＝Σ^m' _k=1 φ_k ｍ’＝（ｍ−ｋ’）／４ である。周波数誤差・位相補正部 周波数誤差推定部２８、キャリア初期位相推定部３１、
周波数誤差およびキャリア初期位相推定部３６にて求め
てきた周波数誤差ｆ’₁ ，ｆ’₂ と初期位相φ’₁ ，
φ’₂ 分を、ベースバンド変換部１１の出力信号Ｂに対
し次式で補正する。

【００３８】Ｚ_k ＝ｂ_k'+k exp｛−ｊ（２π（f'₁ ＋f'
₂ ）Ｔ_S ＋φ’₁ ＋φ’₂ ｝測定項目計算部 測定項目計算部１９では、補正した送信信号Ｚとτだけ
ずらした参照信号Ｒをもちいて、規格ＩＳ−９８に定め
られた波形品質ρを計算する。そのとき、入力信号、参
照信号とも、常にＰＮの先頭から次式で計算する。

【００３９】ρ＝｜Σ^r _k=1 Ｒ_k ・Ｚ^* _4k｜² ／（Σ^r _k=1 ｜Ｒ_k ｜² ・Σ^r _k=1 ｜Ｚ_4k｜² タイムアライメントエラー測定 ＭＳ信号は、ＢＳからのパイロット信号に同期して出力
される。しかし、実際にはＭＳがパイロット信号を受け
取ってからＭＳ信号を出力するまでに時間遅延が存在す
る。従って、メモリ２５のトリガ位置に蓄えられたデー
タは理想的な位相とはずれていて、この時間遅延値がタ
イムアライメントエラーであり、規格ＩＳ−９８の測定
項目の１つである。そして、この時間遅延値Δｔは、メ
モリ２５から取り出したＩＦ信号の先頭データから、ベ
ースバンド変換部１１の出力信号である複素ベースバン
ド信号のシンボル点までの距離ａと、ＰＮ同期部２７で
得られた先頭のＰＮの位相から、メモリ２５より取り出
したＩＦ信号の先頭位置に本来あるべき位相までの距離
ｂとの差となり、次のように求まる。

【００４０】Δｔ＝ａ−ｂ ［Ｔ_S sec ］ ただし、 ａ＝（Ｔ−１）／２＋ｋ’＋τ ｂ＝（ｐ’−ｗ／２）・８＋４ である。

【００４１】

【発明の効果】以上述べたようにこの発明は複素ベース
バンド信号と局部ＰＮ系列との同期をとることにより時
間基準を抽出して、パラメータ推定に複素ベースバンド
信号の復調を行っていないため、復調誤りにもとづく、
パラメータ推定に大きな誤差が生じることがなく、それ
だけ高い精度で波形品質を測定することができる。また
波形品質の測定に必要とするデータ長よりも、短いデー
タを用いて、全てのパラメータを推定し、その後そのパ
ラメータを用いて複素ベースバンド信号に対する補正を
行っているため、パラメータ推定に全データを用いて行
っていた従来の方法より短時間で測定することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明方法の基本構成を適用した機能構成を
示すブロック図。

【図２】この発明の実施例を適用した装置の機能構成を
示すブロック図。

【図３】Ａは図２中のベースバンド変換部１１の機能構
成を示すブロック図、Ｂは図２中の周波数誤差推定部２
８の機能構成を示すブロック図である。

【図４】図２中のＰＮ同期部２７の処理手順の例を示す
流れ図。

【図５】Ａは図２中の初期位相推定部３１の具体例を示
す図、Ｂは図２中のシンボル点推定部３３の機能構成例
を示すブロック図である。

【図６】Ａは図２中の参照信号生成部３５の機能構成を
示すブロック図、Ｂは図２中の周波数誤差・位相推定部
１７の機能構成例を示すブロック図である。

【図７】従来の波形品質測定方法を適用した装置の機能
構成を示すブロック図。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成９年１月１３日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００８

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００８】

【発明の実施の形態】図２にこの発明の実施例を適用し
た測定装置の機能構成を示す。この実施例は、Qualcomm
社のＣＤＭＡ（規格ＩＳ−９５）に対応した移動局ＭＳ
（Mobile Station）のテストモードでの出力信号の波形
品質ρを、規格ＩＳ−９８に基づいて測定することが可
能である。測定対象とする入力信号は、移動局ＭＳ同様
ＩＳ−９５にて規格されている基地局ＢＳ（Base Stati
on）の出力するパイロット信号を移動局ＭＳが受け、そ
れに同期して出力されたものである。したがって、ＭＳ
の出力信号（対象信号）を得るためにはＢＳのパイロッ
ト信号が必要であるが、それと同じ信号を出力できる信
号源で代用することができる。このＭＳの出力信号は、
常に０のデータを、シンボルレートと同じレートの２つ
のＰＮ系列で拡散し、ＯＱＰＳＫ変調されている。この
実施例ではＡＤ変換器におけるサンプリングレートを、
シンボルレートの８倍とする。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１０】まず時間基準抽出・周波数誤差推定部２１
中のＰＮ同期部２７にて、この正規化部分信号に局部Ｐ
Ｎ系列をＰＮ同期させ、拡散時に使ったＰＮ系列の位相
と、シンボル点に最も近いサンプル点を推定する。次に
ＰＮ同期の際に同期位置の判定に使った複素部分相関値
から、周波数誤差推定部２８にて、周波数誤差を推定
し、その周波数誤差分、正規化部分信号に対し粗パラメ
ータ推定部１２中の周波数補正部２９で補正する。さら
に初期位相推定部３１にて、上記周波数誤差の補正され
た信号からキャリアの初期位相を推定し、その初期位相
だけ信号を位相補正部３２で再び補正する。この初期位
相を補正された信号とＰＮ同期部２７にて得たＰＮの位
相情報とから、シンボル点推定部３３にて、シンボル点
とシンボル点に最も近いサンプル点とのずれτを推定す
る。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１４】 Ｃ _{u , Q , p} ＝｜Ｚ _{u , Q , p} ｜・ｎ／２Ｎ ただし、 Ｚ _{u , Q , p} ＝Σ（ｂ’_u+8i・ｉ_i+p ）−ｊΣ（ｂ’_u+8i+4・ｑ_i+p ） (1) Σは共にｉ＝Ｎ（Ｑ−１）からＮＱまでである。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００１５】Ｓ６：その相関値と、あらかじめ設定した
しきい値θとを比較する。 Ｓ７：相関値がしきい値よりも大きければ、次の部分信
号と次の部分ＰＮ系列を持ってきて再び相関計算をす
る。（Ｑ＝Ｑ＋１） Ｓ８：このような操作を条件（しきい値＜相関値）が満
たす間行い、すべての部分信号（Ｑ＝ｎまで）に対して
条件が満たされたならば、その位置がＰＮ同期位置の候
補となる。このとき、その局部ＰＮ系列の先頭位置ｐ、
部分信号から取り出したデータの先頭位置（ｕ）、部分
相関値の和（Σ_Q Ｃ_u,Q,p ）および各複素部分相関値
（Ｚ_u,Q,p ）を記憶する。そしてＰＮ系列の位相を１ビ
ットずらし、再びＳ３からの操作を行う。（ｐ＝ｐ＋
１） Ｓ９：もし途中で相関値よりもしきい値の方が大きくな
った場合、ＰＮ系列の位相を１ビットずらし、再び２か
らの操作を行う。（ｐ＝ｐ＋１） Ｓ10：設定したＰＮ系列のサーチ範囲内で上記計算が終
わったならば（ｐ＝ｗまで）、入力信号を１サンプルず
らす。（ｕ＝ｕ＋１） Ｓ11：ＰＮ系列の位相を初めに戻し、Ｓ２からの操作を
再び行う。（ｐ＝１） Ｓ12：入力信号は８倍でサンプリングされているため、
８サンプル内に必ずシンボル点が存在する。したがって
ｓ１１までの作業を８回終わった時点（ｕ＝８）の最大
の相関値の和 max（Σ_Q Ｃ _u,Q,p） _{u , p} を持つｐの
位置ｐ’を同期位置のＰＮの先頭、そして最大の相関値
の和を持つｕの位置ｕ’をシンボル点に最も近い実数部
の先頭のサンプル点と判断する。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２２】

【数１】 となる。Ｚ’_u,Q,p ，Ｚ’_u,Q+1,p'を使うと、つぎのよ
うに周波数誤差ｆ_Q を求めることができるので、 ｆ_Q ＝φ_Q ／（２π）＝（１／（２π））・（１／（８Ｎ）） ・ａｒｇ（Ｚ’_u,Q+1,p ／Ｚ’_u,Q,p ）［rad/sample］ （３） よって、Ｑに対する平均値を周波数誤差ｆ’₁ として求
める。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３１

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３１】 ｇ（ｍＴ_S ＋τ）＝ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² そのとき式（１０）は次のように書き換えられる。 Ｚ（τ）＝Ｔ_S ｛Σ（ａ_m ＋ｂ_m τ＋ｃ_m τ² ）Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣ（ａ_m+4 ＋ｂ_m+4 τ＋ｃ_m+4 τ² ）Σｒ_8k-mＱ_k ｝ ＝Ｔ_S ｛［Σａ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣａ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ］ ＋［Σｂ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｂ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ］τ ＋［Σｃ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｃ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ］τ² ｝ ＝Ｔ_S ｛Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ² ｝ （11） ただし、Ａ＝Σ_m ａ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣａ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k Ｂ＝Σ_m ｂ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｂ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k Ｃ＝Σ_m ｃ_m Σｒ_8k-mＩ_k −ｊΣｃ_m+4 Σｒ_8k-mＱ_k ここで式（１１）を式（９）に代入すると、 Ｒｅ［Ｚ（τ）∂Ｚ^* （τ）／∂τ］ ＝Ｔ_S ² Ｒｅ［（Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ²)∂（Ａ^* ＋Ｂ^* τ＋Ｃ^* τ² ）／∂τ］ ＝Ｔ_S ² Ｒｅ［（Ａ＋Ｂτ＋Ｃτ²)（Ｂ^* ＋２Ｃ^* τ）］ ＝Ｔ_S ² Ｒｅ［Ａ・Ｂ^* ＋（｜Ｂ｜² ＋２Ａ・Ｃ^* ）τ ＋（Ｂ^* ・Ｃ＋２Ｂ・Ｃ^* ）τ² ＋２｜Ｃ｜² τ³ ］ ＝０ τは小さいため２次以上の項を無視し、τについて解く
と τ＝−Ｒｅ［Ａ・Ｂ^* ］／（｜Ｂ｜² ＋２Ｒｅ（Ａ・Ｃ^* ))［sec ］(12) と求まる。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３８】Ｚ_k ＝ｂ_k'+k exp｛−ｊ（２π（f'₁ ＋f'
₂ ）Ｔ_S ＋φ’₁ ＋φ’₂ ）｝測定項目計算部 測定項目計算部１９では、補正した送信信号Ｚとτだけ
ずらした参照信号Ｒをもちいて、規格ＩＳ−９８に定め
られた波形品質ρを計算する。そのとき、入力信号、参
照信号とも、常にＰＮの先頭から次式で計算する。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号をディジタル信号に変換し、そ
   のディジタル信号を第１複素ベースバンド信号に変換
   し、その第１複素ベースバンド信号における誤差パラメ
   ータを補正して補正複素ベースバンド信号を得、この補
   正複素ベースバンド信号と参照信号とから上記入力信号
   の波形品質を測定する波形品質測定方法において、 上記第１複素ベースバンド信号と局部符号系列との同期
   をとることにより第１の信号遅延値と第１周波数誤差を
   求める時間基準抽出・周波数誤差推定過程と、上記第１
   複素ベースバンド信号に対し、上記第１周波数誤差を補
   正して第２複素ベースバンド信号を得る第１補正過程
   と、 上記第２複素ベースバンド信号からキャリアの第１初期
   位相を求める初期位相推定過程と、 上記第２複素ベースバンド信号に対し、上記第１初期位
   相を補正して第３複素ベースバンド信号を得る第２補正
   過程と、 上記第３複素ベースバンド信号と上記第１の信号遅延値
   と上記局部符号系列とから、シンボル点とこれに最も近
   いサンプル点とのずれである第２の信号遅延値を求める
   シンボル点推定過程と、 上記第１の信号遅延値と、上記第２の信号遅延値と上記
   局部符号系列とからサンプル点に対し、上記第２の信号
   遅延だけずれた上記参照信号を生成する参照信号生成過
   程と、 上記参照信号と上記第３複素ベースバンド信号から第２
   周波数誤差と第２キャリア初期位相を推定する周波数・
   初期位相推定過程と、 上記第１複素ベースバンド信号に対し、上記第１、第２
   周波数誤差、上記第１、第２初期位相を補正して上記補
   正ベースバンド信号を得る第３補正過程とを有すること
   を特徴とする波形品質測定方法。
2. 【請求項２】 上記時間基準抽出・周波数誤差推定過程
   と、上記第１、第２補正過程と、上記初期位相推定過程
   と、上記シンボル点推定過程とは、上記第１複素ベース
   バンド信号中の波形品質の測定に必要とするデータ長よ
   り短かい部分を用いて実行することを特徴とする請求項
   １記載の波形品質測定方法。