JP2002537681A - Ｑｐｓｋ又はｏｑｐｓｋ変調ｃｄｍａシステム用の、非干渉性、非データ支援疑似ノイズ同期化及び搬送波同期化 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （ＰＮ）コード同期化のための方法が開示されており、この方法を使えば送信機と受信器との間の、事前のクロック同期化の必要性が無くなる。更に、この方法を使えば、同期化のために、送信されたデータのシーケンスを事前に知る必要も無くなる。本方法では、搬送波周波数の粗い推定に基づき、受信したＣＤＭＡ中間周波数（ＩＦ）信号が、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分にベースバンド変換される。次に、このベースバンドＩ及びＱ成分を使って、ＰＮ同期化ロールオーバー点における推定遅延が計算される。同期化ロールオーバー計算プロセス内の中間データシーケンスで、計算された遅延を使って、ベースバンド変換プロセスで用いられるＩＦ搬送波信号に関する搬送波周波数誤差と位相オフセットがもっと正確に推定される。次に、推定された搬送波信号がフィードバックされて、搬送波周波数誤差及び位相オフセットの粗い推定が補正され、このようにして受信信号のドップラー偏移に適正な補正が掛けられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （発明の属する技術分野） 本発明は、直角位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）又はオフセットＱＰＳＫ（Ｏ
ＱＰＳＫ）変調コード分割マルチアクセス（ＣＤＭＡ）システム上で遅延推定及
び搬送波同期化を行うための方法に関する。厳密には、本発明は、受信した搬送
波信号内の、ドップラー偏移並びに疑似ノイズ（ＰＮ）同期点を得る方法を提供
する。

【０００２】 （関連する技術の説明） セルサイトに対するセルホンのような、送信機に対する受信器の移動は、搬送
波内にドップラー周波数及び偏移を作り出すこともある。このような周波数及び
偏移は、同期ユーザーに対するビット誤り率を増やすことになりかねない。

【０００３】 ＣＤＭＡ技術は、スペクトルを広げる方法として、人工的に信号の帯域幅を広
げることに焦点を当てている。帯域幅は、各ビットを数多くの「チップ」と呼ば
れるサブビットに分割することにより増やされる。各ビットを１０のチップに分
割するとすれば、データ転送速度が１０倍に増えることになる。データ転送速度
が１０倍になれば、帯域幅も１０倍になる。

【０００４】 元のＣＤＭＡビットはそれぞれ、ビットに疑似ノイズ（ＰＮ）コードを掛ける
ことによってチップに分割される。ＰＮコードは、通常−１と１の間を範囲とす
る任意の数列である。元の変調された信号のビットそれぞれに、ＰＮコードを掛
けると、その結果、元のビットは小さなチップに分割され、帯域幅が増えること
になる。ＰＮコードが非常に多くのチップを作り出す結果、帯域幅は、チップの
数に比例する幅の広いものになる。

【０００５】 ＰＮコーディングで送信信号を作るために、送信機は先ず、高い搬送波周波数
でメッセージを変調する。広げられたスペクトルに対し、全てのメッセージが同
じ搬送波上で変調される。変調後、各信号には、帯域幅を広げるため送信機内で
ＰＮコードが掛けられる。帯域幅を広げるためにＰＮコードを掛けるのは、搬送
波変調前に行ってもよい。

【０００６】 受信器では、入力信号は広げられたスペクトル信号である。受信器は、送信さ
れたメッセージを抽出するために、入力信号に、送信器で使われたのと同じＰＮ
コードを掛ける。−１と１の間を範囲とする同じＰＮコードを使って、受信器内
で掛ければ、特定のメッセージ上のＰＮコードを効果的にキャンセルできる。

【０００７】 送信器に対して受信器が移動することによるドップラー偏移がある場合、同期
化のためにはドップラー偏移をキャンセルしなければならない。同期化は２つの
ステップに分けられ、それは、捕捉と追尾である。捕捉とは、送信された信号の
ＰＮコードを受信した信号の独自のＰＮコードと、ラフに整列させるプロセスで
ある。追尾は捕捉に続いて起こり、２つのＰＮコードの厳密な整列を時間に亘っ
て維持することである。送信と受信のＰＮコードが不整列であれば、受信信号に
ノイズが生じることとなる。不整列がひどくなれば、受信信号に対する誤り率が
更に高くなりかねない。

【０００８】 過去には、同期化のための捕捉プロセスには、周波数及び位相両方の同期化を
含め、送信器と受信器の間の事前のクロック同期化、或いは送信されるデータシ
ーケンスを事前に知ることが必要であった。

【０００９】 （発明の要約） 本発明によれば、疑似ノイズ（ＰＮ）コード同期化のための非干渉性の方法が
提供され、送信器と受信器の間のクロック同期化の必要性が無くなり、更に、送
信されるデータシーケンスを事前に知る必要性も無くなる。本方法は、更に、Ｐ
Ｎ同期化と同時に、搬送波同期化も実現する。

【００１０】 本方法では、搬送波周波数誤差と位相オフセットの粗い推定に基づき、受信し
たＣＤＭＡ中間周波数（ＩＦ）信号が、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分にベ
ースバンド変換される。次に、このベースバンドＩ及びＱ成分を使って、搬送波
信号に関するＰＮ同期化ロールオーバー点における推定遅延が計算される。一旦
ＰＮ同期化ロールオーバー点が求められると、同期化ロールオーバー計算プロセ
ス内の中間データシーケンスで、計算された遅延を使って、搬送波信号に関する
搬送波周波数と位相遅延がより正確に推定される。次に、推定された搬送波信号
がフィードバックされて、搬送波周波数誤差及び位相オフセットの粗い推定が補
正され、このようにして受信信号のドップラー偏移に適正な補正が掛けられる。

【００１１】 （好適な実施例の詳細な説明） 以下、添付図面を参照しながら、本発明を詳細に説明する。詳細な記述 I．外観 図１は、本発明に従った搬送波同期を提供するのに使用される構成要素の高レ
ベルブロック図である。図示する様に、ダウンコンバータ１００内に、ＣＤＭＡ
ＲＦ信号が受信され、周波数ω_IFと位相φ_IFを有する中間周波数（ＩＦ）信号
にダウンコンバートされる。ＩＦ信号は次に、ベースバンド（ＢＢ）コンバータ
１０２内で、ベースバンド変換されて、Ｉ及びＱ成分と搬送波誤差及び位相オフ
セットの粗い推定を与えるようにされる。ベースバンドコンバータ１０２からの
Ｉ及びＱ成分は、次に、本発明に従った公式を使用して、遅延推定を決定するた
めに、ＰＮ同期回路１０４中で使用される。

【００１２】 ＰＮ同期回路１０４からの信号は、ピーク検出器１０６に与えられ、このピー
ク検出器１０６の出力は、ＰＮスプレッディングシークエンスロールオーバポイ

【００１３】 有してＰＮスプレッディングシークエンスロールオーバポイントで得られるまで
、より狭い検索窓が、ＰＮ同期回路１０４によって成される計算で使用すること
かでき、結果はピーク検出器１０６に与えられる。

【００１４】 所望のＰＮ同期がピーク検出器１０６の出力から得られる時、ロールオーバ検
、ＰＮ同期回路１０４で使用され、ＰＮ同期回路１０４からの中間データシーク
エンスは、周波数及び位相遅延推定１０８に与えられる。周波数及び位相推定１
０８は次に、搬送波に対する周波数及び位相遅延（２Δω，２Δφ）に対するよ
り正確な推定を与える。推定器１０８からの周波数及び位相遅延は、ＩＦ周波数
及び位相調整器１１０に与えられ、このＩＦ周波数及び位相調整器１１０は、ベ
ースバンド変換に対する搬送波誤差及び位相オフセットのよりよい粗い推定を与
えるため、周波数ω'_IF=ω_IF +Δω及び位相φ'_IF=φ_IF +Δφを有するフィード
バック信号を、ベースバントコンバータ１０２に発生する。

【００１５】 数回の繰り返しの後、図１の回路は、搬送波遅延の極めて正確な指示を与える
ことができ、従って、受信信号中のドップラーシフトを適応的に修正することが
できる。 II.遅延推定 ベースバンド変換器１０２からのベースバント変換信号は、ＰＮ同期回路１０
４に与える時に、以下の方法で、数学的にモデル化される。

【００１６】 Ｒ_rev（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅ^{i(Δωt+Δφ)} (1) ＝Ｉ（ｔ）＋ｉＱ（ｔ） (2) ここで、Ｒ(t) は完全な搬送波同期を有する受信ベースバンド信号であり、Δω
及びΔφはベースバンドＩ及びＱ信号に対する粗い周波数誤差及び位相オフセッ
トである。ベースバンド変換同相及び直角成分信号は、それぞれ、Ｉ（ｔ）及び
Ｑ（ｔ）によって表わされる。

【００１７】 ＰＮ同期回路１０４において、同相及び直角成分（Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ））及
びπ／４位相シフト同相及び直角成分（Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ））は、短いス
プレッディングシークエンスロールオーバポイントに対しての遅延を決定するた
めの公式で使用される。この好適から、Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）は、以下の様
に表わされる。 Ｒ’_rev（ｔ）＝Ｒ_rev（ｔ）ｅ^i(π/4) (3) ＝ Ｉ’（ｔ）＋ｉＱ’（ｔ） (4) ＝１／√２〔（Ｉ（ｔ）−Ｑ（ｔ））＋ｉ（Ｉ（ｔ）＋Ｑ
（ｔ））〕 (5) 短いＰＮスプレィディングシークエンスロールオーバポイントでの同相（Ｉ）

【数６】 で表わされる。 ここで、 ｘ（ｔ＋τ）＝Ｉ（ｔ＋τ）Ｑ（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN （ｔ） （7） ｘ’（ｔ＋τ）＝Ｉ’（ｔ＋τ）Ｑ’（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN （ｔ）（8） ＝１／２（Ｉ²（ｔ）−Ｑ²（ｔ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN （9） ｔは、ηＴ₀であり、η＝０，１，２，---，Ｎ−１であり、信号ｘ（ｔ＋τ）及
びｘ’（ｔ＋τ）が式（６）で１／Ｔ_Cのレートでサンプリングされることを示
している。 Ｔ_Cは、ＰＮチップの期間である。 τ_bは遅延推定に対する検索窓の開始である。 τ_cは遅延推定に対する検索窓の終了である。 Ｎは、推定プロセスで使用されるサンプルの全数である。 Ｉ_PN（ｔ）は同相の短いＰＮスプレィディングシークエンス。 Ｑ_PN（ｔ）は直角位相の短いＰＮスプレィデングシークエンスである。 図２は、式（７）及び（８）に従って、ｘ（ｔ＋τ）及びｘ’（ｔ＋τ）を決定
するのに使用される構成要素を伴った、図１のＰＮ同期回路１０４の詳細ブロッ
回路１０４の構成部品のピーク検出器１０６への接続を示している。図２は、更
に、ＰＮ同期回路１０４の周波数及び位相推定器１０８と周波数及び位相調整器
１１０への接続を示している。

【００１８】 図２に示される様に、Ｉ（ｔ）は、可変遅延回路２００によって受信される。
可変遅延回路２００は、式（６）で使用することができる式（７）の成分Ｉ（ｔ
＋τ）を遅延回路２００の出力が与えることを可能にする所望の遅延τを提供す
るように制御されることができる。Ｑ（ｔ）は、可変遅延回路２０２によって受
信れる。可変遅延回２０２は、式（６）で使用することができる式（７）の成分
Ｑ（ｔ＋τ）を遅延回路２０２の出力が与えることを可能にする所望の遅延τを
提供するように制御されることができる。

【００１９】 信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）をべースバンドコンバータ１０２からＰＮ同期
回路１０４に与えることができる。Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）が与えられると、
遅延回路２０４及び２０６は、図２に示される様に、ＰＮ同期回路に含ませるこ
とができる。遅延回路２００及び２０２と共に、遅延回路２０４及び２０６は、
所望の遅延τを与える様にコントロールすることができ、回路２０４及び２０６
の出力が、式（６）で使用することができる式（８）の成分Ｉ’（ｔ＋τ）及び
Ｑ’（ｔ＋τ）を与えるようにする。

【００２０】 信号Ｉ’（ｔ）及びＱ’（ｔ）を提供する構成要素が無いと、ＰＮ同期回路１
０４は信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）を自乗し、差を減算し、そして式（８）を使用
してｘ’（ｔ＋τ）を解く代わりに、ｘ’（ｔ＋τ）を解くために式（９）の成
分１／２（Ｉ²（ｔ）−Ｑ²（ｔ））を与えるために結果に１／２を乗算する。

【００２１】 ＰＮスプレッディングシークエンスは、既知のパラメータであり、式（７）、
（８）及び（９）の何れかにおける項Ｉ_PN（ｔ）とＱ_PN（ｔ）とを事前に計算す
ることができる。式（７）の成分ｘ（ｔ＋τ）に対する結果を与えるために図２
の回路において、値Ｉ_PN（ｔ）は乗算器２１２でＩ（ｔ＋τ）と乗算される。値
Ｑ_PN（ｔ）は乗算２１２でＱ（ｔ＋τ）と更に乗算される。乗算器２２０は次に
乗算器２１０及び２１２の出力を組み合わせて、式（７）のＩ（ｔ＋τ）Ｉ_PN（
ｔ）Ｑ（ｔ＋τ）Ｑ_PN（ｔ）の関数を完成させる。

【００２２】 図２の回路における式（８）の成分ｘ’（ｔ＋τ）に対する結果を与えるため
に、値Ｉ_PN（ｔ）が乗算器２１４内で回路２０４の出力と乗算される。値Ｑ_PN（
ｔ）は更に乗算器２１６内で回路２０６の出力と乗算される。乗算器２２２は次
に乗算器２１４及び２１６の出力を結合して、式（８）の関数Ｉ’（ｔ＋τ）Ｉ _PN （ｔ）Ｑ’（ｔ＋τ）Ｑ_PN（ｔ）を完成させる。

【００２３】 乗算器２２０の出力は、乗算器２２０の出力からの結果をＮ回加算する累算器
２３０に与えられる。累算器２３０の出力が、自乗回路２４０に与えられる。自
乗回路２４０の出力は、従って、式（６）から成分（Σ_n=0 ^N-1 x(t+τ)）² を
与える。同様に、乗算器２２２の出力は、乗算器２２２の出力からの結果をＮ回
加算する累算器２３２に与えられる。累算器２３２の出力は自乗回路２４２に与
えられ、自乗回路２４２の出力が式（６）の成分（Σ_n=0 ^N-1 x’(t+τ)）² を
与える。累算器２４０及び２４２の出力は、加算器２４４に与えられる。加算器
の出力は、ピーク検出器１０６に与えられる。ピーク検出器１０６の出力は、式

【００２４】 図２のＰＮ同期回路の成分からの理解出来る様に、式（６）を解くのに必要な
成分Ｉ_PN（ｔ）及びＱ_PN （ｔ）は既知であるが、成分Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は
ることができる。遅く時間変動プロセスを有する通信システムを用いて、より狭
い検索窓を使用することができるが、得られる搬送波のトラッキングは維持され
る。所望のＰＮ同期ロールオーバポイントが、所望の検索窓及び分解能で得られ
ると、周波数及び位相推定器１０８が搬送波周波数誤差及び位相オフセットを決
定するために、活動化される。 III. 粗い搬送波周波数誤差制限 大きな粗い周波数誤差は、ＰＮ同期遅延推定プロセスで、不利益をもたらす場
合がある。式（６）の公式は、以下の条件が満たされる場合に使用することがで
きる。

【００２５】 Δｆ_t ≦ ｆ_s・１／１６・１／Ｎ （１０） ここで、Δｆ_tはベースバンド信号における搬送波周波数誤差であり、ｆ_sはベー
スハンドＩ及びＱ信号のサンプリングレートである。典型的には、搬送波周波数
誤差は、ベースバンドコンバータ内の位相ロックループ（ＰＬＬ）を使用して、
式（１０）の状態が満足されることを可能にする精度で、先ず推定することがで
きる。ＣＤＭＡシステムにおいて、式（６）に対するＮの合理的な選択は、６４
サンプルとすることができる。Ｉ及びＱ信号のサンプリングレートは、４Ｘ１．
２２８８ＭＨｚである場合、式（６）に対して許容される最大周波数誤差は±（
１／１６・１／６４・４・１．２２８８ＭＨｚ）又は±４．８ｋＨｚてある。搬
送波信号の周波数誤差Δｆ_tは、式（１０）の範囲外であるが、より高い周波数
許容度内に収まる場合は、式（６）の公式は以下の式で置き換えることができる
。

【００２６】

【数７】

【００２７】 ここで、 ｘ_LP（ｔ＋τ）は、周波数許容度の２倍のカットオフ周波数を有するローパス
フィルタへの信号ｘ（ｔ＋τ）の出力である。

【００２８】 ｘ_LP’（ｔ＋τ）は、周波数許容度の２倍のカットオフ周波数を有するローパ
スフィルタへの信号ｘ’（ｔ＋τ）の出力である。

【００２９】 式（１１）の残りのパラメータは、式（６）に関して、事前に決定される。式
（１１）を使用してτに対する値を提供するために、図２の回路は、累算器２３
０及び自乗回路２４０を、周波数許容度Δｆ_tめの２倍のカットオフ周波数を有
するローパスフィルタと、それに続く全エネルギー測定要素で置き換えることに
より改良することができる。累算器２３２及び２４２は同様に、ローパスフィル
タ及び全エネルギー測定素子に置き得ることができる。ＰＮ同期に対して現存す
るアルゴリズムは、Andrew Viterbi, CDMA Principles of Spread Spectrum Com
munication, section 3.2.3, pp. 45-47, June 1995に見ることができる。 III. 搬送波同期 ＰＮ同期ロールオーバポイントは、上述された誤差限界内で得られた後、搬送
波誤差及び位相オフセットの両方を、周波数及び位相推定器１０８を使用して、
推定することができる。推定器１０８は、図２のミキサー２２０及び２２２から
の出力を、可変遅延装置２００、２０２、２０４、及び２０６で設定されたピー
受信された信号を、以下に記述される公式に加え、搬送波信号内の周波数誤差Δ
ｆ及び位相オフセットΔφに対する推定を与える。推定１０８で使用される公式
を導くために、信号

【００３０】

【数８】

【００３１】 を追加のノイズで信号複素正弦曲線として、モデル化できることが示される。さ
らに、信号ｓ（ｔ）の周波数及び位相が粗い搬送波周波数及び位相の誤差の２倍
である。従って、搬送波信号は、信号ｓ（ｔ）に関して正弦曲線パラメータ推定
器を使用して、極めて正確に、同期することができる。ホワイトガウシアンノイ
ズ付加での単一複素正弦波に対する最大尤度（ＭＬ）推定手段は、ピリオドグラ
ム法である。このピリオドグラム法を使用すると、搬送波誤差及び位相オフセッ
トは以下の様に推定される。

【００３２】

【数９】

【００３３】

【数１０】

【００３４】 ここで、 ｔは、ηＴ_Cであり、η＝０，１，２，---Ｎ−１ Ｔ_CはＰＮチップの期間である。 Δｆ_tは、式（１０）に記述されるアルゴリズムの周波数許容度である。 Ｍは、搬送波同期プロセスで使用されるサンプルの全数である。より良い推定の
ために、ＭはＮよりより大きい数とするとこができることに注意。

【００３５】 回路１０８は、次に、式（１３）に従って値２Δｆ×２π、合計２Δωを周波
数調整器１１０に提供する。回路１０８は更に式（１４）からの２Δφを周波数
調整器１１０に与える。回路１０８は更に式（１４）から２Δφを周波数調整器
１１０に提供する。周波数調整器１１０は次に、ブロードバンドコンバータ１０
２にフィードバックされる誤差Δω修正された搬送波ω_IFの周波数に等しい周波
数ω’_IFを有する信号を提供する。周波数調整器１１０には、位相オフセットΔ
φ修正された元の搬送波の位相Φ_IFの位相に等しいΦ’_IFが与えられる。

【００３６】 式（１４）は、絶対位相でなく位相の２倍を推定するので、推定された位相は
１８０°位相の両義性を有することができる。換言すると、絶対位相変化は、式
（１４）からの推定位相オフセットΔφ又は式（１４）からの位相オフセット＋
１８０°の何れかである。

【００３７】 チャンネルの開始において大部分のＣＤＭＡシステムにおいて、既知のデータ
シークエンスが、受信機が搬送波同期を得ることができる様に、送られる。例え
ば、ＩＳ−９５ＣＤＭＡ無線システムにおいて、パイロットチャンネル、アクセ
スチャンネル内のプリアンブル、又はトラフィックチャンネル内のプリアンブル
が、送信機から受信機に送られ、ハンドオフが旨く行なわれることを保証する。
本発明の方法が、既知のデータシークエンスを使用しての同期の後に、入来デー
タシークエンスを連続的に同期するのに使用される場合、１８０°位相両義性は
存在しない。本発明の方法が、既知のデータシークエンスを使用して同期されな
かった中間データシークエンスを復調するために使用される場合、周期的冗長性
チェック（ＣＲＣ）、又は直交復調の様なチャンネルデコーダによって依然とし
て解くことができる復調データシークエンスがシステムに存在する場合、１８０
°位相両義性は、そのシークエンスで反転した結果をもたらす場合がある。

【００３８】 本発明は特定的に上述されたが、このことは、本発明をどの様に作成し且つ使
用するかを通常当業者に単に教示するに過ぎない。多くの追加的な修正は、本発
明の範囲内に含まれ、発明の範囲は、特許請求の範囲によって定められる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による、搬送波同期化を行うために使用される構成要素の、高レベルの
ブロック線図である。

【図２】 図１のＰＮ同期化回路に関する、詳細なブロック線図である。

【手続補正書】

【提出日】平成１３年１２月４日（２００１．１２．４）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

【数１】 但し、ｘ（ｔ＋τ）＝Ｉ（ｔ＋τ）Ｑ（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） ｘ'（ｔ＋τ）＝Ｉ'（ｔ＋τ）Ｑ'（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） 但し、ｔ＝ηＴ、但し、η＝０，１，２，．．．Ｎ−１ Ｔｃ：ＰＮチップの持続時間 τ_b：遅延推定のための探索ウィンドウの開始時における遅延 τ_e：遅延推定のための探索ウィンドウの終了時における遅延 Ｎ：所望のサンプル数を表す整数 Ｉ_PN（ｔ）：同相の短いＰＮスプレッディングシーケンス Ｑ_PN（ｔ）：直角位相の短いＰＮスプレッディングシーケンス を用いて求められることを特徴とする請求項１に記載の方法。

【数２】 但し、

【数３】 ｔ'＝η'Ｔo、但し、η'＝０，１，２，．．．Ｍ−１ Δｆ_t：周波数許容偏差 Ｍ：所望のサンプル数を表す整数 に従って求められることを特徴とする請求項２に記載の方法。

【数４】 に従って求められることを特徴とする請求項３に記載の方法。

【数５】 但し、ｘ（ｔ＋τ）＝Ｉ（ｔ＋τ）Ｑ（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） ｘ'（ｔ＋τ）＝Ｉ'（ｔ＋τ）Ｑ'（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） ｔ＝ηＴ、但し、η＝０，１，２，．．．Ｎ−１ Ｔｃ：ＰＮチップの持続時間 τ_b：遅延推定のための探索ウィンドウの開始時における遅延 τ_e：遅延推定のための探索ウィンドウの終了時における遅延 Ｎ：所望のサンプル数を表す整数 Ｉ_PN（ｔ）：同相の短いＰＮスプレッディングシーケンス Ｑ_PN（ｔ）：直角位相の短いＰＮスプレッディングシーケンス Δｆt：周波数許容偏差 ｘ_LP（ｔ＋τ）：入力として信号ｘ（ｔ＋τ）が供給されるローパスフ
ィルタの出力、但し、信号ｘ（ｔ＋τ）を受信するローパスフィルタは、周波数
許容偏差の約２倍のカットオフ周波数を有している ｘ_LP'（ｔ＋τ）：入力として信号ｘ'（ｔ＋τ）が供給されるローパス
フィルタの出力、但し、信号ｘ'（ｔ＋τ）を受信するローパスフィルタは、周
波数許容偏差の約２倍のカットオフ周波数を有している を用いて求められることを特徴とする請求項１に記載の方法。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 受信された信号を送信された信号と同期化するための方法に
   おいて、 （ａ）受信された信号を、前記受信された信号と送信された信号との間の周波
   数誤差（Δｆ）及び位相オフセット（Δφ）の推定を使って同相（Ｉ）及び直角
   位相（Ｑ）成分に変換する段階と、 （ｂ）前記受信された信号の前記Ｉ及びＱ成分を使って、前記送信された信号
   と前記受信された信号とに適用される疑似ノイズ（ＰＮ）スプレッディングシー
   を求める段階と、 の間の前記周波数誤差（Δｆ）及び前記位相オフセット（Δφ）の推定のための
   値を求める段階と、 （ｄ）前記段階（ｃ）で求められた推定のための値を、前記段階（ａ）での変
   換のための推定として用いるためにフィードバックする段階とから成ることを特
   徴とする方法。 【数１】 但し、ｘ（ｔ＋τ）＝Ｉ（ｔ＋τ）Ｑ（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） ｘ'（ｔ＋τ）＝Ｉ'（ｔ＋τ）Ｑ'（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） 但し、ｔ＝ηＴ、但し、η＝０，１，２，．．．Ｎ−１ Ｔｃ：ＰＮチップの持続時間 τ_b：遅延推定のための探索ウィンドウの開始時における遅延 τ_e：遅延推定のための探索ウィンドウの終了時における遅延 Ｎ：所望のサンプル数を表す整数 Ｉ_PN（ｔ）：同相の短いＰＮスプレッディングシーケンス Ｑ_PN（ｔ）：直角位相の短いＰＮスプレッディングシーケンス を用いて求められることを特徴とする請求項１に記載の方法。 【請求項３】 前記段階（ｃ）からの、前記受信された信号と前記送信され
   た信号との間の前記周波数誤差（Δｆ）が、以下の式： 【数２】 但し、 【数３】 ｔ'＝η'Ｔo、但し、η'＝０，１，２，．．．Ｍ−１ Δｆ_t：周波数許容偏差 Ｍ：所望のサンプル数を表す整数 に従って求められることを特徴とする請求項２に記載の方法。 【請求項４】 前記段階（ｃ）からの、前記受信された信号と前記送信され
   た信号との間の前記位相オフセット（Δφ）が、以下の式： 【数４】に従って求められることを特徴とする請求項３に記載の方法。 【請求項５】 前記受信された信号と前記送信された信号との間の前記周波
   数誤差Δｆが、ｆsを前記受信された信号の前記Ｉ及びＱ成分のサンプリング速
   度として、Δｆt＜1/16 1/N ｆs であるような周波数許容偏差Δｆt内にあるこ
   とを特徴とする請求項２に記載の方法。 【数５】 但し、ｘ（ｔ＋τ）＝Ｉ（ｔ＋τ）Ｑ（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） ｘ'（ｔ＋τ）＝Ｉ'（ｔ＋τ）Ｑ'（ｔ＋τ）Ｉ_PN（ｔ）Ｑ_PN（ｔ） ｔ＝ηＴ、但し、η＝０，１，２，．．．Ｎ−１ Ｔｃ：ＰＮチップの持続時間 τ_b：遅延推定のための探索ウィンドウの開始時における遅延 τ_e：遅延推定のための探索ウィンドウの終了時における遅延 Ｎ：所望のサンプル数を表す整数 Ｉ_PN（ｔ）：同相の短いＰＮスプレッディングシーケンス Ｑ_PN（ｔ）：直角位相の短いＰＮスプレッディングシーケンス Δｆt：周波数許容偏差 ｘ_LP（ｔ＋τ）：入力として信号ｘ（ｔ＋τ）が供給されるローパスフ
   ィルタの出力、但し、信号ｘ（ｔ＋τ）を受信するローパスフィルタは、周波数
   許容偏差の約２倍のカットオフ周波数を有している ｘ_LP'（ｔ＋τ）：入力として信号ｘ'（ｔ＋τ）が供給されるローパス
   フィルタの出力、但し、信号ｘ'（ｔ＋τ）を受信するローパスフィルタは、周
   波数許容偏差の約２倍のカットオフ周波数を有している を用いて求められることを特徴とする請求項１に記載の方法。 【請求項７】 前記受信された信号と前記送信された信号との間の前記周波
   数誤差Δｆが、ｆsを前記受信された信号の前記Ｉ及びＱ成分のサンプリング速
   度として、Δｆt＞＝1/16 1/N ｆs であるような周波数許容偏差Δｆt内にある
   ことを特徴とする請求項６に記載の方法。