JPH0677932A - スペクトル拡散受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な構成で、ＰＮ信号の同期の初期捕捉お
よび追跡、ＡＦＣ動作、データの復調処理を行う。 【構成】 ＰＮ信号１周期分の複素ベースバンド信号が
３つに分割されて相関器３４、３６、３８に入力され、
３つに分割されたＰＮ信号との相関演算が行われる。こ
の３つの相関器からの出力の絶対値の二乗の総和が計算
され、絶対値二乗和信号のピークを検出することによっ
て、ＰＮ信号の同期の初期捕捉を行う。３つの相関器か
らの出力を加算することによってＰＮ信号１周期に対す
る相関信号が得られ、これよりデータが復調される。３
つの相関器からの出力である各部分相関信号は周波数オ
フセットに対応した位相差を持つためこれらの複素共役
積演算により周波数オフセットに応じた誤差信号を得
る。このように、一組の部分相関器により、データ復
調、初期捕捉、誤差信号の生成を行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散受信機
の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信の分野では直接拡散ス
ペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）通信による符号分割多元接
続（ＣＤＭＡ）方式が注目されている。移動体通信にＤ
Ｓ／ＳＳ通信を適用する場合、搬送波の再生が困難であ
るため、受信機では準同期検波を行うことが望ましい。

【０００３】ここで、準同期検波を行う場合、局部搬送
波に周波数オフセットが存在すると誤り率特性が劣化す
る。従って、局部搬送波周波数制御または周波数オフセ
ットによる影響の補償を行うＡＦＣ回路が必須である。

【０００４】以下、図６を用いて従来技術の説明を行
う。図６は従来のスペクトル拡散受信機の構成を示すブ
ロック図であり、図において、１００は準同期検波回路
・ＡＦＣ回路、１１０は相関器、１２０は絶対値二乗回
路、１３０は初期捕捉・同期追跡回路、１４０は復調処
理回路である。次に動作について説明する。図６におい
て、受信ＳＳ信号は準同期検波・ＡＦＣ回路１００によ
り準同期検波され、複素ベースバンド信号になる。複素
ベースバンド信号は相関器１１０に入力され、受信ＳＳ
信号のスペクトル拡散に用いられたＰＮ信号との相関演
算が行われ、複素相関信号となる。その複素相関信号は
絶対値二乗回路１２０に入力され、複素相関信号の絶対
値の二乗の値を有する同期確立用信号が出力される。初
期捕捉・同期追跡回路１３０はこの同期確立用信号を用
いて、受信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の繰り返し周期
に同期したシンボルクロック及びＰＮ信号のチップ間隔
に同期したチップクロックを生成する。

【０００５】一方、相関器１１０から出力される複素相
関信号は復調処理回路１４０にも入力され、一次変調方
式に応じた復調処理がなされ、復調データが出力され
る。

【０００６】次に、準同期検波・ＡＦＣ回路１００の構
成と動作を説明する。図７は従来の準同期検波・ＡＦＣ
回路１００の構成を示すブロック図であり、図におい
て、２１０，２２０は乗算器、２３０は電圧制御発振
器、２４０は移相器、２５０，２６０はローパスフィル
タ、２７０，２８０はＡ／Ｄ変換器、２９０は誤差信号
生成回路、３００は乗算器、３１０は積分器、３２０は
Ｄ／Ａ変換器である。次に動作について説明する。図７
において、受信ＳＳ信号は、乗算器２１０によって電圧
制御発振器（ＶＣＯ）２３０から出力される局部搬送波
と乗算され、ローパスフィルタ２５０によりイメージ周
波数成分が除去され、更にＡ／Ｄ変換器２７０によりデ
ジタルデータに変換され、複素ベースバンド信号の実数
成分となる。同様に、受信ＳＳ信号は、乗算器２２０に
よって移相器２４０によりπ／２移相された局部搬送波
とも乗算され、ローパスフィルタ２６０、Ａ／Ｄ変換器
２８０を介して、複素ベースバンド信号の虚数成分とな
る。

【０００７】このようにして得られた複素ベースバンド
信号は、準同期検波・ＡＦＣ回路１００の出力信号とな
ると同時に、誤差信号生成回路２９０に入力される。

【０００８】次に、誤差信号生成回路２９０の構成と動
作を説明する。図８は従来の誤差信号生成回路２９０の
構成を示すブロック図であり、図において、４００は偏
差信号生成回路、４１０は共役回路、４２０，４３０は
乗算器、４４０、４５０は複素相関器、４６０，４７０
は絶対値二乗回路、４８０は減算器、４９０はラッチで
ある。以下、誤差信号生成回路２９０が誤差信号を生成
する過程について述べる。ここでは一次変調をＢＰＳＫ
とし、スペクトル拡散に用いるＰＮ信号の繰り返し周期
をＭチップ、チップ周期をＴ_c 、ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）
番目のＰＮ信号の値をｕ_m ∈｛−１，１｝とする。ま
た、データのシンボル周期をＴ_d ＝ＭＴ_c、時刻ｎＴ_d
（ｎは整数）における送信データの値をａ_n ∈｛−１，
１｝とし、送信搬送波の角周波数をω_C とする。

【０００９】受信機は、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ_c にａ_n ｕ_m
cos ［ω_C （ｎＴ_d ＋ｍＴ_c ）］なる値の受信ＳＳ信号
を受信する。

【００１０】いま、準同期検波に用いる局部搬送波の角
周波数がω_C ＋Δω、その初期位相がφであるものと
し、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期はチップ周期に等し
く、量子化誤差はないものとすると、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ
_c ＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_c における複素ベースバンド信号の
値ｒ_nM+mは次式で与えられる。

【００１１】 ｒ_nM+m＝ａ_n ｕ_m exp ［-j｛Δω（nM+m) Ｔ_c ＋φ｝］ （１−１） 図８に示した誤差信号生成回路２９０においては、偏差
信号生成回路４００によりexp ［ｊω₀ ｔ］なる信号が
出力される。この信号は共役回路４１０により複素共役
数であるexp ［−ｊω₀ ｔ］なる信号に変換される。

【００１２】誤差信号生成回路２９０に入力された複素
ベースバンド信号は、乗算器４２０により、このexp
［−ｊω₀ ｔ］なる信号が乗算されて正の周波数偏差ω
₀ （ω₀ ＞０）が与えられ、「正偏差ベースバンド信
号」として出力される。また、複素ベースバンド信号
は、乗算器４３０により、偏差信号生成回路４００から
出力されるexp ［ｊω₀ ｔ］なる信号が乗算されて負の
周波数偏差−ω₀ が与えられ、「負偏差ベースバンド信
号」として出力される。

【００１３】時刻（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_c における正偏差及び
負偏差ベースバンド信号の値をそれぞれｒ_pnM+m 及びｒ
_nnM+m とすると、次式の関係が成立する。

【００１４】 ｒ_pnM+m ＝ａ_n ｕ_m exp ［-j｛（Δω＋ω₀ ）Ｔ_c ＋φ｝］ ｒ_nnM+m ＝ａ_n ｕ_m exp ［-j｛（Δω−ω₀ ）Ｔ_c ＋φ｝］ （１−２） この正偏差及び負偏差ベースバンド信号をそれぞれ複素
相関器４４０及び４５０に入力してＰＮ信号との相関演
算を行い、「正偏差相関信号」及び「負偏差相関信号」
を得る。シンボル周期Ｔ_d ごとに得られる送信データａ
_n に対応する正偏差及び負偏差相関信号の値をそれぞれ
ｃ_pn，ｃ_nnとすると、式（１−２）よりｃ_pn，ｃ_nnは次
式で与えられる。

【００１５】 更に、絶対値二乗回路４６０及び４７０により、正偏差
及び負偏差相関信号の絶対値の二乗である「正偏差誤差
信号」及び「負偏差誤差信号」を得る。最後に減算器４
８０により正偏差誤差信号から負偏差誤差信号を減じた
信号を、ラッチ４９０によりシンボル周期Ｔ_d ごとにラ
ッチすることにより誤差信号を得る。すなわち、送信デ
ータａ_n に対応する誤差信号ｅ_n は次式で与えられる。

【００１６】 ｅ_n ＝｜ｃ_pn｜² −｜ｃ_nn｜² ＝｛sin[( Δω＋ω₀ ）M Ｔ_c /2]/（sin[( Δω＋ω₀ ）Ｔ_c /2])} ² −｛sin[( Δω−ω₀ ）M Ｔ_c /2]/（sin[( Δω−ω₀ ）Ｔ_c /2])} ² （２−４） 与える周波数偏差ω₀ の値を０＜ω₀ ≦２π／Ｔ_d なる
範囲に設定することにより、誤差信号ｅ_n は周波数オフ
セットΔωに応じた数値を示す。図９に、Ｍ＝１２７，
ω₀ ＝π／Ｔ_d とした場合の１シンボル間の位相回転量
ΔωＴ_d と誤差信号ｅ_n の関係を示す。この場合、｜Δ
ωＴ_d ｜≦πの範囲で誤差信号ｅ_n は周波数オフセット
Δωにほぼ比例していることが判る。このようにして図
８の誤差信号生成回路２９０により周波数偏差に応じた
誤差信号を得ることができる。

【００１７】以下、再び図７を用いて準同期検波・ＡＦ
Ｃ回路１００の構成と動作を説明する。以上のようにし
て誤差信号生成回路２９０により得られた誤差信号ｅ_n
に乗算器３００によりゲインαを乗じた後に積分器３１
０により積分する。この積分により誤差信号のＳＮ比が
向上する。積分器３１０の出力信号をＤ／Ａ変換器３２
０によりアナログ信号に変換して得られる電圧信号で局
部搬送波を発振するＶＣＯ２３０を制御することによ
り、周波数オフセットΔωを常に０とするようなＡＦＣ
動作が行われる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトル拡散
受信機は、以上のように構成されているため、ＰＮ信号
の同期の初期捕捉・追跡及びデータ復調に用いられる相
関器とは別に、ＡＦＣの誤差信号生成回路にも相関器が
必要であり、このため構成が複雑となりがちで、小形化
や低消費電力化が容易ではないと言う課題があった。

【００１９】本発明は、この課題を解決するためになさ
れたものであり、同一の相関器によりＰＮ信号の同期の
初期捕捉・追跡、ＡＦＣ及びデータ復調の全てを行うこ
とができ、従って構成が単純で、小形化や低消費電力化
の容易なスペクトル拡散受信機を得ることを目的とす
る。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るスペクトル
拡散受信機は、擬似雑音（ＰＮ）信号によりスペクトル
拡散された受信スペクトル拡散（ＳＳ）信号に互いに直
交する局部搬送波を混合して複素ベースバンド信号を得
る準同期検波回路と、該準同期検波回路により得られた
複素ベースバンド信号を複数の部分データに分割し、こ
れらの部分データと対応する部分ＰＮ信号との相関をそ
れぞれ演算する部分相関演算手段と、該部分相関演算手
段により得られた各部分相関信号の絶対値の二乗の総和
を計算する絶対値二乗総和手段と該絶対値二乗総和手段
により得られた相関絶対値二乗和信号に基づき、上記受
信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の繰返し周期を検出し、
この繰返し周期に同期したタイミング信号を出力する初
期捕捉・同期追跡手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２１】また、上記部分相関演算手段により得られ
た各部分相関信号の複素共役信号とそれぞれの部分相関
信号より所定周期分ずれた部分相関信号との複素乗算を
行い、得られた各複素共役積信号の総和を計算する複素
共役積総和手段と、該複素共役積総和手段により得られ
た複素共役積総和信号および上記初期捕捉・同期追跡手
段から出力される上記タイミング信号に基づき誤差信号
を生成して出力する誤差信号生成手段と、誤差信号生成
手段から出力される上記誤差信号に基づき、上記受信Ｓ
Ｓ信号の搬送波周波数に対する上記局部搬送波の周波数
オフセットを補正する補正手段と、をさらに備えたこと
を特徴とする。

【００２２】また、上記誤差信号生成手段は、上記複素
共役積総和手段により得られた上記複素共役積総和信号
の虚数部を分離する虚数部分離手段と、該虚数部分離手
段により得られた上記複素共役積総和信号の虚数部を誤
差信号として出力し、その出力タイミングを上記初期捕
捉・同期追跡手段から出力される上記タイミング信号に
基づいて制御する誤差信号出力タイミング制御手段と、
を備えたことを特徴とする。

【００２３】また、上記誤差信号生成手段は、上記複素
共役積総和手段により得られた上記複素共役積総和信号
の偏角（位相角）を抽出する偏角抽出手段と、該偏角抽
出手段により得られた上記複素共役積総和信号の偏角を
誤差信号として出力し、その出力タイミングを上記初期
捕捉・同期追跡手段から出力される上記タイミング信号
に基づいて制御する誤差信号出力タイミング制御手段
と、を備えたことを特徴とする。

【００２４】また、上記部分相関演算手段により得られ
た各部分相関信号の総和を計算する部分相関総和手段
と、該部分相関総和手段により得られた部分相関総和信
号を合成相関信号として出力し、その出力タイミングを
上記初期捕捉・同期追跡手段から出力される上記タイミ
ング信号に基づいて制御する合成相関信号出力タイミン
グ手段と、該合成相関信号出力タイミング制御手段から
出力される上記合成相関信号に基づき復調データを生成
して出力する復調データ生成手段と、をさらに備えたこ
とを特徴とする。

【００２５】

【作用】このように、本発明においては、受信ＳＳ信号
を複数に分割して、分割されたＰＮ信号との相関信号で
あるところの部分相関を計算する。そして、部分相関信
号を加算することにより、単一の相関器を用いたのと同
一の相関信号を得、これよりデータの復調が行われる。
また、各部分相関信号の絶対値二乗和を用いてＰＮ信号
の同期の初期捕捉を行う。部分相関信号の絶対値二乗和
（すなわち、エネルギー和）は周波数オフセット（周波
数ずれ）が大きい場合においてもピーク値の減少が少な
いため、ＰＮ信号の繰返し周期に同期して出現するその
ピークを確実に検出することができ、ＰＮ信号の同期の
好適な初期捕捉および追跡を行うことができる。また、
各部分相関信号は周波数オフセットがある場合、位相に
差異が生じる。すなわち、２つの部分相関信号間の位相
差は局部搬送波の周波数オフセットに対応しているた
め、部分相関信号間の複素共役積から周波数オフセット
に対応する信号を生成することができ、これによって周
波数オフセットを補正することができる。

【００２６】このように、同一の部分相関器を用い、復
調のための信号、広い周波数範囲でＰＮ信号の同期を初
期捕捉および追跡できる信号、ＡＦＣ動作のための誤差
信号を得ることができ、信号処理回路全体の回路構成が
極めて単純となり、小形化・低消費電力化が達成でき
る。

【００２７】

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面に基づ
いて説明する。図１は、実施例の全体構成を示すブロッ
ク図であり、図において、１０，１２は乗算器、１４は
ＶＣＯ、１６はπ／２移相器、１８，２０はローパスフ
ィルタ、２０，２４はＡ／Ｄ変換器、３０，３２は遅延
回路、３４，３６，３８は相関器、４０，４２，４４は
絶対値二乗回路、４６，５２，６８は加算器、５０は初
期捕捉・同期追跡回路、５６は復調処理回路、６０，６
４，７２は乗算器、６２，６６は共役演算器、６９は虚
数部分離回路、７４は積分器、７６はＤ／Ａ変換器であ
る。次に動作について説明する。ＰＮ信号によってスペ
クトル拡散されている受信ＳＳ信号は２つの乗算器１
０、１２に入力される。乗算器１０にはＶＣＯ（電圧制
御発振器）１４からの局部搬送波が入力されており、乗
算器１２にはπ／２移相器１６によりＶＣＯ１４からの
局部搬送波をπ／２移相した直交局部搬送波が入力され
る。このため、直交した２つの局部搬送波による準同期
検波が行われる。そして、乗算器１０、１２の出力はロ
ーパスフィルタ１８、２０により、イメージ周波数成分
が除去された後、Ａ／Ｄ変換器２２、２４において、そ
れぞれデジタル信号に変換される。そして、この処理に
おいては、直交した２つの局部搬送波による準同期検波
が行われているため、Ａ／Ｄ変換器２２、２４から得ら
れる信号は複素ベースバンド信号の実数部（Ｒｅ）信号
および虚数部（Ｉｍ）信号となる。

【００２８】次に、複素ベースバンド信号は２つの遅延
回路３０、３２に入力され、この遅延回路３０、３２の
前後の信号が３つの相関器３４、３６、３８に入力され
る。ここで、２つの遅延回路３０、３２はそれぞれ入力
信号をＴ_d ／Ｌだけ遅延するものである。そして、Ｔ_d
は拡散信号であるＰＮ信号の繰り返し周期であり、Ｌは
相関器分割数、すなわち信号の分割数であり、本実施例
においてはＬ＝３である。従って、この２つの遅延回路
においてＴ_d ／３分の遅延が行われ、ＰＮ信号周期の１
／３分の時間的に連続した複素ベースバンド信号が同時
に相関器３４、３６、３８にそれぞれ供給される。すな
わち、相関器３４、３６、３８は、それぞれＰＮ信号１
周期分の複素ベースバンド信号を３つに分割して相関を
計算することになる。そして、相関器３４、３６、３８
には１周期のＰＮ信号が３つに分割されて格納されるよ
うになっており、相関器３８に先頭部分、相関器３６に
中間部分、相関器３４に末端部分、がそれぞれ格納され
ている。

【００２９】このため、この回路により、ＰＮ信号１周
期分の複素ベースバンド信号が３つに分割され、この分
割された３つの複素ベースバンド信号と、３つに分割さ
れたＰＮ信号との間で相関が計算されることになる。

【００３０】そして、相関器３４，３６，３８の出力
が、それぞれ絶対値二乗回路４０、４２、４４に入力さ
れ絶対値の二乗が計算された後、加算器４６によりこれ
らの絶対値二乗信号が加算される。このため、この加算
器４６からは、ＰＮ信号１周期分の複素ベースバンド信
号を３つに分割した信号と、１周期分のＰＮ信号を３つ
に分割した信号との相関信号であるところの部分相関信
号のエネルギーの総和の信号が得られることになる。そ
して、この加算器４６の出力は、初期捕捉・同期追跡回
路５０に入力され、ここで入力される信号のピーク検出
が行われ、ＰＮ信号の周期（シンボル周期）に同期した
シンボルクロックが生成される。すなわち、加算器４６
から出力される信号のピークはＰＮ信号の周期に同期し
て出現するため、このピーク検出により、ＰＮ信号の同
期の初期捕捉を行なうことができる。そして、初期捕捉
が達成された後は同期追跡動作に移行し、常にＰＮ信号
に追随したシンボルクロックが生成される。

【００３１】ここで、初期捕捉・同期追跡回路５０にお
ける初期捕捉には図２に示すように、巡回加算を行う加
算器５０ａ、１シンボル周期分の加算結果を記憶するフ
レームメモリ５０ｂ、加算結果の信号のピークを検出す
るピーク検出回路５０ｃによって行う方法がある。すな
わち、この回路によれば、フレームメモリ５０ｂの出力
は１シンボル周期前の加算結果となっているため、加算
器５０ａにおいて、１シンボル周期で累積加算（いわゆ
る巡回加算）が行われる。加算器５０ａに入力される同
期確立用信号にはＰＮ信号の繰返し周期（すなわちシン
ボル周期）に同期してピークが出現するため、この巡回
加算によりピークの累積加算が行われてＳＮ比が向上
し、ピークの検出がより確実になる。このＰＮ信号に同
期したピークの検出により初期補捉が行われる。

【００３２】一方、相関器３４、３６、３８の出力は加
算器５２に入力され、ここで加算される。このため、３
つに分割されて計算された部分相関信号が加算されてＰ
Ｎ信号１周期分に対する相関信号と同一の信号となる。
そして、この信号がラッチ回路５４に入力され、初期捕
捉・同期追跡回路５０からのシンボルクロックに基づい
てラッチされる。すなわち、エネルギーの最も高い点で
相関信号がラッチされ、ラッチ回路５４からは逆拡散さ
れた信号が出力される。

【００３３】このラッチ回路５４の出力信号は、復調処
理回路５６に入力され、ここで一時変調方式（例えば、
ＱＰＳＫ変調など）に対応した復調処理がなされ、復調
データが得られる。

【００３４】一方、相関器３４の出力は、乗算器６０に
入力される。また、この乗算器６０には、相関器３６の
出力も複素共役数を出力する共役演算器６２を介して入
力されており、２つの入力信号が乗算される。また、相
関器３６の出力は乗算器６４に入力され、この乗算器６
４には相関器３８の出力も共役演算器６６を介して入力
されており、２つの入力信号が乗算される。このよう
に、乗算器６０、６４において、隣接する部分相関器か
らの部分相関信号間の複素共役積演算が行われる。

【００３５】乗算器６０、６４の出力は加算器６６に入
力され、ここで加算される。そして、加算器６８の出力
は虚数部分離回路６９に入力され、この信号がラッチ回
路７０に入力され、シンボルクロックに応じてラッチさ
れ、誤差信号ｅ_n が得られる。

【００３６】そこで、乗算器７２においてこの誤差信号
ｅ_n に所定のゲインαを乗算し、積分器７４で積分する
ことによって平均化し、Ｄ／Ａ変換器７６でアナログ電
圧信号に変換してＶＣＯ１４に供給する。このようにし
て、ＶＣＯ１４が誤差信号ｅ_n に応じて発振周波数を補
正するため、受信ＳＳ信号の搬送波周波数に対する局部
搬送波の周波数オフセットが解消される。このように、
本受信機は同一の部分相関器を用いてＰＮ信号の同期の
初期捕捉・追跡、ＡＦＣ及びデータ復調の全てを行な
う。従って、回路構成が極めて単純であり、小形化・低
消費電力化が容易である。

【００３７】部分相関器による相関信号の特性 ここで、部分相関器３４、３６、３８から得られる部分
相関信号について説明する。ここでは一次変調をＢＰＳ
Ｋとし、スペクトル拡散に用いるＰＮ信号の繰り返し周
期をＭチップ、チップ周期をＴ_c 、ｍ番目（ｍ＝１，
…，Ｍ）のＰＮ信号の値をｕ_m ∈｛−１，１｝とする。
また、データのシンボル周期をＴ_d ＝ＭＴ_c ，時刻ｎＴ
_d （ｎは整数）における送信データの値をａ_n ∈｛−
１，１｝とし、送信搬送波の角周波数をω_c とする。

【００３８】受信機は、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ_c にａ_n ｕ_m
cos[ω_c ( ｎＴ_d ＋ｍＴ_c )]なる受信ＳＳ信号を受信し
て準同期検波及びＡ／Ｄ変換を行い、複素ベースバンド
信号を得る。なお、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期は
チップ周期に等しく、量子化誤差はないものとする。

【００３９】いま、準同期検波に用いる局部搬送波の角
周波数がω_c ＋Δω、その初期位相がφであるものとす
ると、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ_c ＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_c における
複素ベースバンド信号の値ｒ_nM+mは次式で与えられる。

【００４０】 ｒ_nM+m＝ａ_n ｕ_m exp[-j{ Δω(nM+m)Ｔ_c + φ}] （２−１） 通常のＤＳ／ＳＳ受信機では、この複素ベースバンド信
号を複素相関器に入力してＰＮ信号１周期との相関演算
を行い、相関信号を得る。送信データａ_n に対応する相
関信号の値をｃ_n とすると、ｃ_n は次式で与えられる。

【００４１】 従って、この相関信号のエネルギーＥは、 Ｅ＝｜ｃ_n ｜² ＝ {sin[ΔωM Ｔ_c /2]}² /{sin[ΔωＴ_c /2]}² （２−３） となる。すなわち、単一の相関器から得た相関信号のエ
ネルギーは周波数オフセットΔωに応じて減少する。

【００４２】一方、相関器をＬ等分（ＬはＭの約数とす
る）した場合、第ｋ番目（ｋ＝１，…，Ｌ）の部分相関
器から出力される部分相関信号の値をｃ_nkとすると、 となる。このとき明らかに である。すなわち、各部分相関器から出力される部分相
関信号の総和は単一の相関器から得られる相関信号に等
しい。従って、相関器分割数Ｌ＝３である図１において
は、加算器５２の出力は単一の相関器により得られる相
関信号と同一となる。

【００４３】一方、各部分相関器から得られる部分相関
信号の全エネルギーＥ_T は、 となる。

【００４４】ここで、式（２−３）及び式（２−６）を
比較すると、単一の相関器と比較して、Ｌ等分した相関
器を使用する場合は周波数オフセットの影響が１／Ｌ倍
になることが判る。

【００４５】図３に、Ｍ＝６３の場合の、単一の相関器
と３等分した相関器から得られる相関信号のエネルギー
をΔω＝０の値で正規化したグラフを示す。図より、単
一の相関器では出力が０となってしまう｜Δω｜＝２π
／Ｔ_d の場合も、３等分した相関器を用いることによ
り、エネルギーの損失を僅かにとどめられることが判
る。

【００４６】従って、部分相関器から得られる各部分相
関信号の絶対値の二乗の総和を用いることにより、単一
の相関器を用いた場合ではエネルギーの損失が大きくＰ
Ｎ信号の初期捕捉が困難となる大きな周波数オフセット
が存在する場合でも、初期捕捉が可能となる。

【００４７】すなわち、相関器分割数Ｌ＝３である図１
においては、相関器３４、３６、３８により、それぞれ
部分相関を求め、各部分相関の絶対値二乗和を絶対値二
乗回路４０、４２、４４および加算器４６において計算
することにより、式（２−８）に示した信号が得られ
る。そこで、この信号を基に、初期捕捉・同期追跡回路
５０においてＰＮ信号の同期の初期捕捉と同期追跡が行
われ、シンボルクロックが生成される。そして、ラッチ
５４においてシンボルクロックに同期して加算器５２の
出力（すなわち、ＰＮ信号１周期に対する相関信号）を
ラッチすることにより、受信ＳＳ信号を逆拡散した信号
が得られる。

【００４８】このように、相関信号を分割して得ること
により、通常のデータ復調を行うだけでなく、周波数オ
フセットの大きい場合にもＰＮ信号の同期を捕捉するこ
とが可能となる。

【００４９】誤差信号の生成 次に、本実施例における周波数オフセットに応じた誤差
信号の生成方法について述べる。

【００５０】式（２−４）は、Ｌ等分した相関器のう
ち、隣接する２個の部分相関器から得られる部分相関信
号間の位相差はΔωＭＴ_c ／Ｌとなることを示してい
る。従って、この位相差を検出することにより、周波数
オフセットの大きさを求めることができる。

【００５１】部分相関信号間の位相差の検出には遅延検
波の原理が適用できる。すなわち、第（ｋ−１）番目
（ｋ＝２，…，Ｌ）の部分相関器出力の複素共役と第ｋ
番目の部分相関器出力を乗算すればよい。この乗算出力
の値をｚ_nkとすると となる。ここで、“＊”は複素共役を意味する。乗算出
力ｚ_nkは、１シンボルのデータにつき（Ｌ−１）個が同
時に得られる。すなわち、相関器分割数Ｌ＝３である図
１では、乗算器６０および６４において、２つの乗算出
力ｚ_n2，ｚ_n3が得られる。そして、誤差信号のＳＮ比を
向上させるため、加算器６８において、これらの乗算出
力を全て加算する。

【００５２】この加算器６８の出力である総和信号の値
をＺとすると、 である。

【００５３】そして、虚数部分離回路６９により、総和
信号Ｚ_n の虚数部を誤差信号として出力する。すなわ
ち、誤差信号の値ｅ_n は次式で与えられる。

【００５４】 ｅ_n ＝-(L-1)sin[ΔωM Ｔ_c /L] ・ {sin[ΔωM Ｔ_c /(2L) ]}² /{sin[ΔωＴ_c /2]}² （３−３） 図４に、Ｍ＝６３，Ｌ＝３とした場合のＬ（Ｌ−１）／
Ｍで正規化した誤差信号のグラフを示す。これより、上
記の信号処理によって周波数オフセットの値に応じた誤
差信号を得られることが判る。

【００５５】ただし、誤差信号ｅ_n は、シンボル周期Ｔ
_d ごとに得られるので、ラッチ回路７０において虚数部
分離回路６９の出力を初期捕捉・同期追跡回路から出力
されるシンボルクロックでラッチすることにより最終的
な誤差信号が得られる。

【００５６】なお、上記実施例では相関器分割数Ｌ＝３
の場合を示したが、Ｌは２以上であればよい。また、一
次変調方式としてＢＰＳＫ変調を用いる場合を示した
が、他の変調方式（例えばＱＰＳＫ等）でもよい。

【００５７】また、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期はチ
ップ間隔の整数分の１であってもよい。

【００５８】変形例 総和信号Ｚ_n の位相角を誤差信号としても同様の効果が
得られる。相関器分割数Ｌ＝３の場合の構成の一例を図
５に示す。図５においては、図１の虚数部分離回路６９
に代え、位相角検出器８０を採用している。位相角検出
器８０は、総和信号Ｚの偏角（すなわち位相角）を抽出
して出力する。従って、位相角検出器８０の出力の値は arg Ｚ_n ＝−ΔωＴ_c Ｌ となる。すなわち、図５の構成によっても周波数オフセ
ットΔωの値に応じた誤差信号を得ることができるた
め、図１の構成と同様の効果が得られる。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
部分相関器を用いることにより、同一の部分相関器の出
力によってＰＮ信号の同期捕捉・追跡、ＡＦＣ及びデー
タ復調の全てを行ことができる。すなわち、データ復調
とＰＮ信号の同期捕捉・追跡用の相関器とＡＦＣ用の相
関器が兼用できる。従って、受信機はＡＦＣ専用の相関
器を必要としないため、回路構成が極めて単純であり、
従って小形化・低消費電力化が容易である。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の全体構成を示すブロック図である。

【図２】初期捕捉・同期追跡回路５０における初期捕捉
部の構成例を示すブロック図である。

【図３】相関信号エネルギーの周波数オフセット特性を
示す図である。

【図４】部分相関器から生成される誤差信号の特性を示
す図である。

【図５】変形例の全体構成を示すブロック図である。

【図６】従来のスペクトル拡散受信機の全体構成を示す
ブロック図である。

【図７】従来の準同期検波・ＡＦＣ回路１００の構成を
示すブロック図である。

【図８】従来の誤差信号生成回路２９０の構成を示すブ
ロック図である。

【図９】従来の誤差信号の特性を示す特性図である。

【符号の説明】

１０、１２ 乗算器 １４ ＶＣＯ １６ π／２移相器 １８、２０ ローパスフィルタ ２０、２４ Ａ／Ｄ変換器 ３０、３２ 遅延回路 ３４、３６、３８ 相関器 ４０、４２、４４ 絶対値二乗回路 ４６、５２、６８ 加算器 ５０ 初期捕捉・同期追跡回路 ５６ 復調処理回路 ６０、６４、７２ 乗算器 ６２、６６ 共役演算器 ６９ 虚数部分離回路 ７４ 積分器 ７６ Ｄ／Ａ変換器 ８０ 位相角検出器

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年９月２７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 スペクトル拡散受信機

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散受信機
の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信の分野では直接拡散ス
ペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）通信による符号分割多元接
続（ＣＤＭＡ）方式が注目されている。移動体通信にＤ
Ｓ／ＳＳ通信を適用する場合、搬送波の再生が困難であ
るため、受信機では準同期検波を行うことが望ましい。

【０００３】ここで、準同期検波を行う場合、局部搬送
波に周波数オフセットが存在すると誤り率特性が劣化す
る。従って、局部搬送波の周波数制御または周波数オフ
セットによる影響の補償を行うＡＦＣ回路が必須であ
る。

【０００４】以下、図６を用いて従来技術の説明を行
う。図６は従来のスペクトル拡散受信機の構成を示すブ
ロック図であり、図において、１００は準同期検波回路
・ＡＦＣ回路、１１０は相関器、１２０は絶対値二乗回
路、１３０は初期捕捉・同期追跡回路、１４０は復調処
理回路である。次に動作について説明する。図６におい
て、受信ＳＳ信号は準同期検波・ＡＦＣ回路１００によ
り準同期検波され、複素ベースバンド信号になる。複素
ベースバンド信号は相関器１１０に入力され、受信ＳＳ
信号のスペクトル拡散に用いられたＰＮ信号との相関演
算が行われ、複素相関信号となる。その複素相関信号は
絶対値二乗回路１２０に入力され、複素相関信号の絶対
値の二乗の値を有する同期確立用信号が出力される。初
期捕捉・同期追跡回路１３０はこの同期確立用信号を用
いて、受信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の繰り返し周期
に同期したシンボルクロック及びＰＮ信号のチップ間隔
に同期したチップクロックを生成する。

【０００５】一方、相関器１１０から出力される複素相
関信号は復調処理回路１４０にも入力され、一次変調方
式に応じた復調処理がなされ、復調データが出力され
る。

【０００６】次に、準同期検波・ＡＦＣ回路１００の構
成と動作を説明する。図７は従来の準同期検波・ＡＦＣ
回路１００の構成を示すブロック図であり、図におい
て、２１０，２２０は乗算器、２３０は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、２４０は移相器、２５０，２６０はローパ
スフィルタ、２７０，２８０はＡ／Ｄ変換器、２９０は
誤差信号生成回路、３００は乗算器、３１０は積分器、
３２０はＤ／Ａ変換器である。次に動作について説明す
る。図７において、受信ＳＳ信号は、乗算器２１０によ
ってＶＣＯ２３０から出力される局部搬送波と乗算さ
れ、ローパスフィルタ２５０により高周波成分が除去さ
れ、更にＡ／Ｄ変換器２７０によりデジタルデータに変
換され、複素ベースバンド信号の実数成分となる。同様
に、受信ＳＳ信号は、乗算器２２０によって移相器２４
０によりπ／２移相された局部搬送波とも乗算され、ロ
ーパスフィルタ２６０、Ａ／Ｄ変換器２８０を介して、
複素ベースバンド信号の虚数成分となる。

【０００７】このようにして得られた複素ベースバンド
信号は、準同期検波・ＡＦＣ回路１００の出力信号とな
ると同時に、誤差信号生成回路２９０に入力される。

【０００８】次に、誤差信号生成回路２９０の構成と動
作を説明する。図８は従来の誤差信号生成回路２９０の
構成を示すブロック図であり、図において、４００は偏
差信号生成回路、４１０は共役回路、４２０，４３０は
乗算器、４４０、４５０は複素相関器、４６０，４７０
は絶対値二乗回路、４８０は減算器、４９０はラッチで
ある。以下、誤差信号生成回路２９０が誤差信号を生成
する過程について述べる。ここでは一次変調をＢＰＳＫ
とし、スペクトル拡散に用いるＰＮ信号の繰り返し周期
をＭチップ、チップ周期をＴ_c 、ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）
番目のＰＮ信号の値をｕ_m ∋｛−１，１｝とする。ま
た、データのシンボル周期をＴ_d ＝ＭＴ_c、時刻ｎＴ_d
（ｎは整数）における送信データの値をａ_n ∋｛−１，
１｝とし、送信搬送波の角周波数をω_C とする。

【０００９】受信機は、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ_c にａ_n ｕ_m
cos ［ω_C （ｎＴ_d ＋ｍＴ_c ）］なる値の受信ＳＳ信号
を受信する。

【００１０】いま、準同期検波に用いる局部搬送波の角
周波数がω_C ＋Δω、その初期位相がφであるものと
し、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期はチップ周期に等し
く、量子化誤差はないものとすると、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ
_c ＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_c における複素ベースバンド信号の
値ｒ_nM+mは次式で与えられる。

【００１１】 ｒ_nM+m＝ａ_n ｕ_m exp ［-j｛Δω（nM+m) Ｔ_c ＋φ｝］ （１−１） 図８に示した誤差信号生成回路２９０においては、偏差
信号生成回路４００によりexp ［ｊω₀ ｔ］なる信号が
出力される。この信号は共役回路４１０により複素共役
数であるexp ［−ｊω₀ ｔ］なる信号に変換される。

【００１２】誤差信号生成回路２９０に入力された複素
ベースバンド信号は、乗算器４２０により、このexp
［−ｊω₀ ｔ］なる信号が乗算されて正の周波数偏差ω
₀ （ω₀ ＞０）が与えられ、「正偏差ベースバンド信
号」として出力される。また、複素ベースバンド信号
は、乗算器４３０により、偏差信号生成回路４００から
出力されるexp ［ｊω₀ ｔ］なる信号が乗算されて負の
周波数偏差−ω₀ が与えられ、「負偏差ベースバンド信
号」として出力される。

【００１３】時刻（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_c における正偏差及び
負偏差ベースバンド信号の値をそれぞれｒ_pnM+m 及びｒ
_nnM+m とすると、次式の関係が成立する。

【００１４】 ｒ_pnM+m ＝ａ_n ｕ_m exp ［-j｛（Δω＋ω₀ ）Ｔ_c ＋φ｝］ ｒ_nnM+m ＝ａ_n ｕ_m exp ［-j｛（Δω−ω₀ ）Ｔ_c ＋φ｝］ （１−２） この正偏差及び負偏差ベースバンド信号をそれぞれ複素
相関器４４０及び４５０に入力してＰＮ信号との相関演
算を行い、「正偏差相関信号」及び「負偏差相関信号」
を得る。シンボル周期Ｔ_d ごとに得られる送信データａ
_n に対応する正偏差及び負偏差相関信号の値をそれぞれ
ｃ_pn，ｃ_nnとすると、式（１−２）よりｃ_pn，ｃ_nnは次
式で与えられる。

【００１５】

【数１】 更に、絶対値二乗回路４６０及び４７０により、正偏差
及び負偏差相関信号の絶対値の二乗である「正偏差誤差
信号」及び「負偏差誤差信号」を得る。最後に減算器４
８０により正偏差誤差信号から負偏差誤差信号を減じた
信号を、ラッチ４９０によりシンボル周期Ｔ_d ごとにラ
ッチすることにより誤差信号を得る。すなわち、送信デ
ータａ_n に対応する誤差信号ｅ_n は次式で与えられる。

【００１６】 ｅ_n ＝｜ｃ_pn｜² −｜ｃ_nn｜² ＝｛sin[( Δω＋ω₀ ）M Ｔ_c /2]/（sin[( Δω＋ω₀ ）Ｔ_c /2])} ² −｛sin[( Δω−ω₀ ）M Ｔ_c /2]/（sin[( Δω−ω₀ ）Ｔ_c /2])} ² （２−４） 与える周波数偏差ω₀ の値を０＜ω₀ ≦２π／Ｔ_d なる
範囲に設定することにより、誤差信号ｅ_n は周波数オフ
セットΔωに応じた数値を示す。図９に、Ｍ＝１２７，
ω₀ ＝π／Ｔ_d とした場合の１シンボル間の位相回転量
ΔωＴ_d と誤差信号ｅ_n の関係を示す。この場合、｜Δ
ωＴ_d ｜≦πの範囲で誤差信号ｅ_n は周波数オフセット
Δωにほぼ比例していることが判る。このようにして図
８の誤差信号生成回路２９０により周波数偏差に応じた
誤差信号を得ることができる。

【００１７】以下、再び図７を用いて準同期検波・ＡＦ
Ｃ回路１００の構成と動作を説明する。以上のようにし
て誤差信号生成回路２９０により得られた誤差信号ｅ_n
に乗算器３００によりゲインαを乗じた後に積分器３１
０により積分する。この積分により誤差信号のＳＮ比が
向上する。積分器３１０の出力信号をＤ／Ａ変換器３２
０によりアナログ信号に変換して得られる電圧信号で局
部搬送波を発振するＶＣＯ２３０を制御することによ
り、周波数オフセットΔωを常に０とするようなＡＦＣ
動作が行われる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトル拡散
受信機は、以上のように構成されているため、ＰＮ信号
の同期の初期捕捉・追跡及びデータ復調に用いられる相
関器とは別に、ＡＦＣの誤差信号生成回路にも相関器が
必要であり、このため構成が複雑となりがちで、小形化
や低消費電力化が容易ではないと言う課題があった。

【００１９】本発明は、この課題を解決するためになさ
れたものであり、同一の相関器によりＰＮ信号の同期の
初期捕捉・追跡、ＡＦＣ及びデータ復調の全てを行うこ
とができ、従って構成が単純で、小形化や低消費電力化
の容易なスペクトル拡散受信機を得ることを目的とす
る。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るスペクトル
拡散受信機は、擬似雑音（ＰＮ）信号によりスペクトル
拡散された受信スペクトル拡散（ＳＳ）信号に互いに直
交する局部搬送波を混合して複素ベースバンド信号を得
る準同期検波回路と、該準同期検波回路により得られた
複素ベースバンド信号を複数の部分データに分割し、こ
れらの部分データと対応する部分ＰＮ信号との相関をそ
れぞれ演算する部分相関演算手段と、該部分相関演算手
段により得られた各部分相関信号の絶対値の二乗の総和
を計算する絶対値二乗総和手段と該絶対値二乗総和手段
により得られた相関絶対値二乗和信号に基づき、上記受
信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の繰返し周期を検出し、
この繰返し周期に同期したタイミング信号を出力する初
期捕捉・同期追跡手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２１】また、上記部分相関演算手段により得られ
た各部分相関信号の複素共役信号とそれぞれの部分相関
信号より所定周期分ずれた部分相関信号との複素乗算を
行い、得られた各複素共役積信号の総和を計算する複素
共役積総和手段と、該複素共役積総和手段により得られ
た複素共役積総和信号および上記初期捕捉・同期追跡手
段から出力される上記タイミング信号に基づき誤差信号
を生成して出力する誤差信号生成手段と、誤差信号生成
手段から出力される上記誤差信号に基づき、上記受信Ｓ
Ｓ信号の搬送波周波数に対する上記局部搬送波の周波数
オフセットを補正する補正手段と、をさらに備えたこと
を特徴とする。

【００２２】また、上記誤差信号生成手段は、上記複素
共役積総和手段により得られた上記複素共役積総和信号
の虚数部を分離する虚数部分離手段と、該虚数部分離手
段により得られた上記複素共役積総和信号の虚数部を誤
差信号として出力し、その出力タイミングを上記初期捕
捉・同期追跡手段から出力される上記タイミング信号に
基づいて制御する誤差信号出力タイミング制御手段と、
を備えたことを特徴とする。

【００２３】また、上記誤差信号生成手段は、上記複素
共役積総和手段により得られた上記複素共役積総和信号
の偏角（位相角）を抽出する偏角抽出手段と、該偏角抽
出手段により得られた上記複素共役積総和信号の偏角を
誤差信号として出力し、その出力タイミングを上記初期
捕捉・同期追跡手段から出力される上記タイミング信号
に基づいて制御する誤差信号出力タイミング制御手段
と、を備えたことを特徴とする。

【００２４】また、上記部分相関演算手段により得られ
た各部分相関信号の総和を計算する部分相関総和手段
と、該部分相関総和手段により得られた部分相関総和信
号を合成相関信号として出力し、その出力タイミングを
上記初期捕捉・同期追跡手段から出力される上記タイミ
ング信号に基づいて制御する合成相関信号出力タイミン
グ制御手段と、該合成相関信号出力タイミング制御手段
から出力される上記合成相関信号に基づき復調データを
生成して出力する復調データ生成手段と、をさらに備え
たことを特徴とする。

【００２５】

【作用】このように、本発明においては、受信ＳＳ信号
を複数に分割して、分割されたＰＮ信号との相関信号で
あるところの部分相関を計算する。そして、部分相関信
号を加算することにより、単一の相関器を用いたのと同
一の相関信号を得、これよりデータの復調が行われる。
また、各部分相関信号の絶対値二乗和を用いてＰＮ信号
の同期の初期捕捉を行う。部分相関信号の絶対値二乗和
（すなわち、エネルギー和）は周波数オフセット（周波
数ずれ）が大きい場合においてもそのピーク値の減少が
少ないため、ＰＮ信号の繰返し周期に同期して出現する
そのピークを確実に検出することができ、ＰＮ信号の同
期の好適な初期捕捉および追跡を行うことができる。ま
た、各部分相関信号は周波数オフセットがある場合、位
相に差異が生じる。すなわち、２つの部分相関信号間の
位相差は局部搬送波の周波数オフセットに対応している
ため、部分相関信号間の複素共役積から周波数オフセッ
トに対応する信号を生成することができ、これによって
周波数オフセットを補正することができる。

【００２６】このように、同一の部分相関器を用い、復
調のための信号、広い周波数範囲でＰＮ信号の同期を初
期捕捉および追跡できる信号、ＡＦＣ動作のための誤差
信号を得ることができ、信号処理回路全体の回路構成が
極めて単純となり、小形化・低消費電力化が達成でき
る。

【００２７】

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面に基づ
いて説明する。図１は、実施例の全体構成を示すブロッ
ク図であり、図において、１０，１２は乗算器、１４は
ＶＣＯ、１６はπ／２移相器、１８，２０はローパスフ
ィルタ、２０，２４はＡ／Ｄ変換器、３０，３２は遅延
回路、３４，３６，３８は相関器、４０，４２，４４は
絶対値二乗回路、４６，５２，６８は加算器、５０は初
期捕捉・同期追跡回路、５６は復調処理回路、６０，６
４，７２は乗算器、６２，６６は共役演算器、６９は虚
数部分離回路、７４は積分器、７６はＤ／Ａ変換器であ
る。次に動作について説明する。ＰＮ信号によってスペ
クトル拡散されている受信ＳＳ信号は２つの乗算器１
０、１２に入力される。乗算器１０にはＶＣＯ（電圧制
御発振器）１４からの局部搬送波が入力されており、乗
算器１２にはπ／２移相器１６によりＶＣＯ１４からの
局部搬送波をπ／２移相した直交局部搬送波が入力され
る。このため、直交した２つの局部搬送波による準同期
検波が行われる。そして、乗算器１０、１２の出力はロ
ーパスフィルタ１８、２０により、高周波成分が除去さ
れた後、Ａ／Ｄ変換器２２、２４において、それぞれデ
ジタル信号に変換される。そして、この処理において
は、直交した２つの局部搬送波による準同期検波が行わ
れているため、Ａ／Ｄ変換器２２、２４から得られる信
号は複素ベースバンド信号の実数部（Ｒｅ）信号および
虚数部（Ｉｍ）信号となる。

【００２８】次に、複素ベースバンド信号は２つの遅延
回路３０、３２に入力され、この遅延回路３０、３２の
前後の信号が３つの相関器３４、３６、３８に入力され
る。ここで、２つの遅延回路３０、３２はそれぞれ入力
信号をＴ_d ／Ｌだけ遅延するものである。そして、Ｔ_d
は拡散信号であるＰＮ信号の繰り返し周期であり、Ｌは
相関器分割数、すなわち信号の分割数であり、本実施例
においてはＬ＝３である。従って、この２つの遅延回路
においてＴ_d ／３分の遅延が行われ、ＰＮ信号周期の１
／３分の時間的に連続した複素ベースバンド信号が同時
に相関器３４、３６、３８にそれぞれ供給される。すな
わち、相関器３４、３６、３８は、それぞれＰＮ信号１
周期分の複素ベースバンド信号を３つに分割して相関を
計算することになる。そして、相関器３４、３６、３８
には１周期のＰＮ信号が３つに分割されて格納されるよ
うになっており、相関器３８に先頭部分、相関器３６に
中間部分、相関器３４に末端部分、がそれぞれ格納され
ている。

【００２９】このため、この回路により、ＰＮ信号１周
期分の複素ベースバンド信号が３つに分割され、この分
割された３つの複素ベースバンド信号と、３つに分割さ
れたＰＮ信号との間で相関が計算されることになる。

【００３０】そして、相関器３４，３６，３８の出力
が、それぞれ絶対値二乗回路４０、４２、４４に入力さ
れ絶対値の二乗が計算された後、加算器４６によりこれ
らの絶対値二乗信号が加算される。このため、この加算
器４６からは、ＰＮ信号１周期分の複素ベースバンド信
号を３つに分割した信号と、１周期のＰＮ信号を３つに
分割した信号との相関信号であるところの部分相関信号
のエネルギーの総和を示す信号が得られることになる。
そして、この加算器４６の出力は、初期捕捉・同期追跡
回路５０に入力され、ここで入力される信号のピーク検
出が行われ、ＰＮ信号の周期（シンボル周期）に同期し
たシンボルクロックが生成される。すなわち、加算器４
６から出力される信号のピークはＰＮ信号の周期に同期
して出現するため、このピーク検出により、ＰＮ信号の
同期の初期捕捉を行なうことができる。そして、初期捕
捉が達成された後は同期追跡動作に移行し、常にＰＮ信
号に追随したシンボルクロックが生成される。

【００３１】ここで、初期捕捉・同期追跡回路５０にお
ける初期捕捉には図２に示すように、巡回加算を行う加
算器５０ａ、１シンボル周期分の加算結果を記憶するフ
レームメモリ５０ｂ、加算結果の信号のピークを検出す
るピーク検出回路５０ｃによって行う方法がある。すな
わち、この回路によれば、フレームメモリ５０ｂの出力
は１シンボル周期前の加算結果となっているため、加算
器５０ａにおいて、１シンボル周期で累積加算（いわゆ
る巡回加算）が行われる。加算器５０ａに入力される同
期確立用信号にはＰＮ信号の繰返し周期（すなわちシン
ボル周期）に同期してピークが出現するため、この巡回
加算によりピークの累積加算が行われてＳＮ比が向上
し、ピークの検出がより確実になる。このＰＮ信号に同
期したピークの検出により初期補捉が行われる。

【００３２】一方、相関器３４、３６、３８の出力は加
算器５２に入力され、ここで加算される。このため、３
つに分割されて計算された部分相関信号が加算されてＰ
Ｎ信号１周期に対する相関信号と同一の信号となる。そ
して、この信号がラッチ回路５４に入力され、初期捕捉
・同期追跡回路５０からのシンボルクロックに基づいて
ラッチされる。すなわち、エネルギーの最も高い点で相
関信号がラッチされ、ラッチ回路５４からは逆拡散され
た信号が出力される。

【００３３】このラッチ回路５４の出力信号は、復調処
理回路５６に入力され、ここで一時変調方式（例えば、
ＱＰＳＫ変調など）に対応した復調処理がなされ、復調
データが得られる。

【００３４】一方、相関器３４の出力は、乗算器６０に
入力される。また、この乗算器６０には、相関器３６の
出力も複素共役数を出力する共役演算器６２を介して入
力されており、２つの入力信号が乗算される。また、相
関器３６の出力は乗算器６４に入力され、この乗算器６
４には相関器３８の出力も共役演算器６６を介して入力
されており、２つの入力信号が乗算される。このよう
に、乗算器６０、６４において、隣接する部分相関器か
らの部分相関信号間の複素共役積演算が行われる。

【００３５】乗算器６０、６４の出力は加算器６６に入
力され、ここで加算される。そして、加算器６８の出力
は虚数部分離回路６９に入力され、この信号がラッチ回
路７０に入力され、シンボルクロックに応じてラッチさ
れ、誤差信号ｅ_n が得られる。

【００３６】そこで、乗算器７２においてこの誤差信号
ｅ_n に所定のゲインαを乗算し、積分器７４で積分する
ことによって平均化し、Ｄ／Ａ変換器７６でアナログ電
圧信号に変換してＶＣＯ１４に供給する。このようにし
て、ＶＣＯ１４が誤差信号ｅ_n に応じて発振周波数を補
正するため、受信ＳＳ信号の搬送波周波数に対する局部
搬送波の周波数オフセットが解消される。このように、
本受信機は同一の部分相関器を用いてＰＮ信号の同期の
初期捕捉・追跡、ＡＦＣ及びデータ復調の全てを行な
う。従って、回路構成が極めて単純であり、小形化・低
消費電力化が容易である。

【００３７】部分相関器による相関信号の特性 ここで、部分相関器３４、３６、３８から得られる部分
相関信号について説明する。ここでは一次変調をＢＰＳ
Ｋとし、スペクトル拡散に用いるＰＮ信号の繰り返し周
期をＭチップ、チップ周期をＴ_c 、ｍ番目（ｍ＝１，
…，Ｍ）のＰＮ信号の値をｕ_m ∋｛−１，１｝とする。
また、データのシンボル周期をＴ_d ＝ＭＴ_c ，時刻ｎＴ
_d （ｎは整数）における送信データの値をａ_n ∋｛−
１，１｝とし、送信搬送波の角周波数をω_c とする。

【００３８】受信機は、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ_c にａ_n ｕ_m
cos[ω_c ( ｎＴ_d ＋ｍＴ_c )]なる受信ＳＳ信号を受信し
て準同期検波及びＡ／Ｄ変換を行い、複素ベースバンド
信号を得る。なお、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期は
チップ周期に等しく、量子化誤差はないものとする。

【００３９】いま、準同期検波に用いる局部搬送波の角
周波数がω_c ＋Δω、その初期位相がφであるものとす
ると、時刻ｎＴ_d ＋ｍＴ_c ＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_c における
複素ベースバンド信号の値ｒ_nM+mは次式で与えられる。

【００４０】 ｒ_nM+m＝ａ_n ｕ_m exp[-j{ Δω(nM+m)Ｔ_c + φ}] （２−１） 通常のＤＳ／ＳＳ受信機では、この複素ベースバンド信
号を複素相関器に入力してＰＮ信号１周期との相関演算
を行い、相関信号を得る。送信データａ_n に対応する相
関信号の値をｃ_n とすると、ｃ_n は次式で与えられる。

【００４１】

【数２】 従って、この相関信号のエネルギーＥは、 Ｅ＝｜ｃ_n ｜² ＝ {sin[ΔωM Ｔ_c /2]}² /{sin[ΔωＴ_c /2]}² （２−３） となる。これより、単一の相関器から得た相関信号のエ
ネルギーは周波数オフセットΔωに応じて減少すること
が判る。

【００４２】一方、相関器をＬ等分（ＬはＭの約数とす
る）した場合、第ｋ番目（ｋ＝１，…，Ｌ）の部分相関
器から出力される部分相関信号の値をｃ_nkとすると、

【数３】 となる。このとき明らかに

【数４】 である。すなわち、各部分相関器から出力される部分相
関信号の総和は単一の相関器から得られる相関信号に等
しい。従って、相関器分割数Ｌ＝３である図１において
は、加算器５２の出力は単一の相関器により得られる相
関信号と同一となる。

【００４３】一方、各部分相関器から得られる部分相関
信号の全エネルギーＥ_T は、

【数５】 となる。

【００４４】ここで、式（２−３）及び式（２−６）を
比較すると、単一の相関器と比較して、Ｌ等分した相関
器を使用する場合は周波数オフセットの影響が１／Ｌ倍
になることが判る。

【００４５】図３に、Ｍ＝６３の場合の、単一の相関器
と３等分した相関器から得られる相関信号のエネルギー
をΔω＝０の値で正規化したグラフを示す。図より、単
一の相関器では出力が０となってしまう｜Δω｜＝２π
／Ｔ_d の場合も、３等分した相関器を用いることによ
り、エネルギーの損失を僅かにとどめられることが判
る。

【００４６】従って、部分相関器から得られる各部分相
関信号の絶対値の二乗の総和を用いることにより、単一
の相関器を用いた場合ではエネルギーの損失が大きくＰ
Ｎ信号の初期捕捉が困難となる大きな周波数オフセット
が存在する場合でも、初期捕捉が可能となる。

【００４７】すなわち、相関器分割数Ｌ＝３である図１
においては、相関器３４、３６、３８により、それぞれ
部分相関を求め、その絶対値二乗和を絶対値二乗回路４
０、４２、４４および加算器４６において計算すること
により、式（２−８）に示した信号が得られる。そこ
で、この信号を基に、初期捕捉・同期追跡回路５０にお
いてＰＮ信号の同期の初期捕捉及び追跡が行われ、シン
ボルクロックが生成される。そして、ラッチ５４におい
てシンボルクロックに同期して加算器５２の出力（すな
わち、ＰＮ信号１周期に対する相関信号）をラッチする
ことにより、受信ＳＳ信号を逆拡散した信号が得られ
る。

【００４８】このように、相関信号を分割して得ること
により、通常のデータ復調を行うだけでなく、周波数オ
フセットの大きい場合にもＰＮ信号の同期捕捉を行うこ
とが可能となる。

【００４９】誤差信号の生成 次に、本実施例における周波数オフセットに応じた誤差
信号の生成方法について述べる。

【００５０】式（２−４）は、Ｌ等分した相関器のう
ち、隣接する２個の部分相関器から得られる部分相関信
号間の位相差はΔωＭＴ_c ／Ｌとなることを示してい
る。従って、この位相差を検出することにより、周波数
オフセットの大きさを求めることができる。

【００５１】部分相関信号間の位相差の検出には遅延検
波の原理が適用できる。すなわち、第（ｋ−１）番目
（ｋ＝２，…，Ｌ）の部分相関器出力の複素共役と第ｋ
番目の部分相関器出力を乗算すればよい。この乗算出力
の値をｚ_nkとすると

【数６】 となる。ここで、“＊”は複素共役を意味する。乗算出
力ｚ_nkは、１シンボルのデータにつき（Ｌ−１）個が同
時に得られる。すなわち、相関器分割数Ｌ＝３である図
１では、乗算器６０および６４において、２つの乗算出
力ｚ_n2，ｚ_n3が得られる。そして、誤差信号のＳＮ比を
向上させるため、加算器６８において、これらの乗算出
力を全て加算する。

【００５２】この加算器６８の出力である総和信号の値
をＺ_n とすると、

【数７】 である。

【００５３】そして、虚数部分離回路６９により、総和
信号Ｚ_n の虚数部を誤差信号として出力する。すなわ
ち、誤差信号の値ｅ_n は次式で与えられる。

【００５４】 ｅ_n ＝-(L-1)sin[ΔωM Ｔ_c /L] ・ {sin[ΔωM Ｔ_c /(2L) ]}² /{sin[ΔωＴ_c /2]}² （３−３） 図４に、Ｍ＝６３，Ｌ＝３とした場合のＬ（Ｌ−１）／
Ｍで正規化した誤差信号のグラフを示す。これより、上
記の信号処理によって周波数オフセットの値に応じた誤
差信号を得られることが判る。

【００５５】ただし、誤差信号ｅ_n は、シンボル周期Ｔ
_d ごとに得られるので、ラッチ回路７０において虚数部
分離回路６９の出力を初期捕捉・同期追跡回路５０から
出力されるシンボルクロックでラッチすることにより最
終的な誤差信号が得られる。

【００５６】なお、上記実施例では相関器分割数Ｌ＝３
の場合を示したが、Ｌは２以上であればよい。また、一
次変調方式としてＢＰＳＫ変調を用いる場合を示した
が、他の変調方式（例えばＱＰＳＫ等）でもよい。

【００５７】また、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期はチ
ップ間隔の整数分の１であってもよい。

【００５８】変形例 総和信号Ｚ_n の位相角を誤差信号としても同様の効果が
得られる。相関器分割数Ｌ＝３の場合の構成の一例を図
５に示す。図５においては、図１の虚数部分離回路６９
に代え、位相角検出器８０を採用している。位相角検出
器８０は、総和信号Ｚ_n の偏角（すなわち位相角）を抽
出して出力する。従って、位相角検出器８０の出力の値
は arg Ｚ_n ＝−ΔωM Ｔ_c ／Ｌ となる。すなわち、図５の構成によっても周波数オフセ
ットΔωの値に応じた誤差信号を得ることができるた
め、図１の構成と同様の効果が得られる。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
部分相関器を用いることにより、同一の部分相関器の出
力によってＰＮ信号の同期捕捉・追跡、ＡＦＣ及びデー
タ復調の全てを行ことができる。すなわち、データ復調
とＰＮ信号の同期捕捉・追跡用の相関器とＡＦＣ用の相
関器が兼用できる。従って、受信機はＡＦＣ専用の相関
器を必要としないため、回路構成が極めて単純であり、
従って小形化・低消費電力化が容易である。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の全体構成を示すブロック図である。

【図２】初期捕捉・同期追跡回路５０における初期捕捉
部の構成例を示すブロック図である。

【図３】相関信号エネルギーの周波数オフセット特性を
示す図である。

【図４】部分相関器から生成される誤差信号の特性を示
す図である。

【図５】変形例の全体構成を示すブロック図である。

【図６】従来のスペクトル拡散受信機の全体構成を示す
ブロック図である。

【図７】従来の準同期検波・ＡＦＣ回路１００の構成を
示すブロック図である。

【図８】従来の誤差信号生成回路２９０の構成を示すブ
ロック図である。

【図９】従来の誤差信号の特性を示す特性図である。

【符号の説明】 １０、１２ 乗算器 １４ ＶＣＯ １６ π／２移相器 １８、２０ ローパスフィルタ ２０、２４ Ａ／Ｄ変換器 ３０、３２ 遅延回路 ３４、３６、３８ 相関器 ４０、４２、４４ 絶対値二乗回路 ４６、５２、６８ 加算器 ５０ 初期捕捉・同期追跡回路 ５６ 復調処理回路 ６０、６４、７２ 乗算器 ６２、６６ 共役演算器 ６９ 虚数部分離回路 ７４ 積分器 ７６ Ｄ／Ａ変換器 ８０ 位相角検出器

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 擬似雑音（ＰＮ）信号によりスペクトル
   拡散された受信スペクトル拡散（ＳＳ）信号に互いに直
   交する局部搬送波を混合して複素ベースバンド信号を得
   る準同期検波回路と、 該準同期検波回路により得られた複素ベースバンド信号
   を複数の部分データに分割し、これらの部分データと対
   応する部分ＰＮ信号との相関をそれぞれ演算する部分相
   関演算手段と、 該部分相関演算手段により得られた各部分相関信号の絶
   対値の二乗の総和を計算する絶対値二乗総和手段と該絶
   対値二乗総和演算手段により得られた相関絶対値二乗和
   信号に基づき、上記受信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の
   繰返し周期を検出し、この繰返し周期に同期したタイミ
   ング信号を出力する初期捕捉・同期追跡手段と、 を備えたことを特徴とするスペクトル拡散受信機。
2. 【請求項２】 疑似雑音（ＰＮ）信号によりスペクトル
   拡散された受信スペクトル拡散（ＳＳ）信号に互いに直
   交する局部搬送波を混合して複素ベースバンド信号を得
   る準同期検波回路と、 該準同期検波回路により得られた上記複素ベースバンド
   信号を複数の部分データに分割し、これらの部分データ
   と対応する部分ＰＮ信号との相関をそれぞれ演算する部
   分相関演算手段と、 該部分相関演算手段により得られた各部分相関信号の絶
   対値の二乗の総和を計算する絶対値二乗総和手段と、 該絶対値二乗総和手段により得られた相関絶対値二乗和
   信号に基づき、上記受信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の
   繰返し周期を検出し、この繰返し周期に同期したタイミ
   ング信号を出力する初期捕捉・同期追跡手段と、 上記部分相関演算手段により得られた各部分相関信号の
   複素共役信号とそれぞれの部分相関信号より所定周期分
   ずれた部分相関信号との複素乗算を行い、得られた各複
   素共役積信号の総和を計算する複素共役積総和手段と、 該複素共役総和手段により得られた複素共役積総和信号
   および上記初期捕捉・同期追跡手段から出力される上記
   タイミング信号に基づき誤差信号を生成して出力する誤
   差信号生成手段と、 該誤差信号生成手段から出力される上記誤差信号に基づ
   き、上記受信ＳＳ信号の搬送波周波数に対する上記局部
   搬送波の周波数オフセットを補正する補正手段と、 を備えたことを特徴とするスペクトル拡散受信機。
3. 【請求項３】 上記誤差信号生成手段は、 上記複素共役積総和手段により得られた上記複素共役積
   総和信号の虚数部を分離する虚数部分離手段と、 該虚数部分離手段により得られた上記複素共役積総和信
   号の虚数部を誤差信号として出力し、その出力タイミン
   グを上記初期捕捉・同期追跡手段から出力される上記タ
   イミング信号に基づいて制御する誤差信号出力タイミン
   グ制御手段と、 を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
   スペクトル拡散受信機。
4. 【請求項４】 上記誤差信号生成手段は、 上記複素共役積総和手段により得られた上記複素共役積
   総和信号の偏角（位相角）を抽出する偏角抽出手段と、 該偏角抽出手段により得られた上記複素共役積総和信号
   の偏角を誤差信号として出力し、その出力タイミングを
   上記初期捕捉・同期追跡手段から出力される上記タイミ
   ング信号に基づいて制御する誤差信号出力タイミング制
   御手段と、 を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
   スペクトル拡散受信機。
5. 【請求項５】 擬似雑音（ＰＮ）信号によりスペクトル
   拡散された受信スペクトル拡散（ＳＳ）信号に互いに直
   交する局部搬送波を混合して複素ベースバンド信号を得
   る準同期検波回路と、 該準同期検波回路により得られた複素ベースバンド信号
   を複数の部分データに分割し、これらの部分データと対
   応する部分ＰＮ信号との相関をそれぞれ演算する部分相
   関演算手段と、 該部分相関演算手段により得られた各部分相関信号の絶
   対値の二乗の総和を計算する絶対値二乗総和手段と、 該絶対値二乗総和手段により得られた相関絶対値二乗和
   信号に基づき、上記受信ＳＳ信号に含まれるＰＮ信号の
   繰返し周期を検出し、この繰返し周期に同期したタイミ
   ング信号を出力する初期捕捉・同期追跡手段と、 上記部分相関演算手段により得られた各部分相関信号の
   複素共役信号とそれぞれの部分相関信号より所定周期分
   ずれた部分相関信号との複素乗算を行い、得られた各複
   素共役積信号の総和を計算する複素共役積総和手段と、 該複素共役積総和手段により得られた複素共役積総和信
   号および上記初期捕捉・同期追跡手段から出力される上
   記タイミング信号に基づき誤差信号を生成して出力する
   誤差信号生成手段と、 該誤差信号生成手段から出力される上記誤差信号に基づ
   き、上記受信ＳＳ信号の搬送波周波数に対する上記局部
   搬送波の周波数オフセットを補正する補正手段と、 上記部分相関演算手段により得られた各部分相関総和信
   号の総和を計算する部分相関総和手段と、 該部分相関総和手段により得られた部分相関総和信号を
   合成相関信号として出力し、その出力タイミングを上記
   初期捕捉・同期追跡手段から出力される上記タイミング
   信号に基づいて制御する合成相関信号出力タイミング手
   段と、 該合成相関信号出力タイミング制御手段から出力される
   上記合成相関信号に基づき復調データを生成して出力す
   る復調データ生成手段と、 を備えたことを特徴とするスペクトル拡散装置。