JP2003218835A - スペクトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置 - Google Patents

スペクトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置

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JP2003218835A
JP2003218835A JP2002009664A JP2002009664A JP2003218835A JP 2003218835 A JP2003218835 A JP 2003218835A JP 2002009664 A JP2002009664 A JP 2002009664A JP 2002009664 A JP2002009664 A JP 2002009664A JP 2003218835 A JP2003218835 A JP 2003218835A
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Seiji Okubo
政二 大久保
Tatsuya Uchiki
達也 打木
Toshiharu Kojima
年春 小島
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70751—Synchronisation aspects with code phase acquisition using partial detection
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回路規模の増大をできるだけ抑制しつつ、伝
送速度を高速化することが可能な、M-ary/SS方式のスペ
クトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置を得
る。 【解決手段】 複数チャネルのＳＳ信号にそれぞれ大き
さの異なる遅延を付加し、各ＳＳ信号を多重化して送信
多重ＳＳ信号を生成する、スペクトル拡散送信装置と、
前記送信多重化ＳＳ信号と前記各ＳＳ信号に乗算された
拡散符号との部分相関値を算出し、当該部分相関値と各
直交符号系列に基づいて作成される所定の行列とを乗算
することにより、前記各直交符号系列に関する複数の直
交相関値を算出して、直交相関値が最大となる直交符号
系列に予め対応付けられた各チャネルの並列データ系列
を特定し、各並列データ系列の遅延差を補正した後に、
標本化及び並直列変換を行って直列復調データ系列を得
る、スペクトル拡散送信装置とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散方
式の無線通信システムの送信装置及び受信装置の改良に
関するものであり、特に、M-ary/SS方式を採用したスペ
クトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置の伝送
速度の高速化に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体通信システムにおいて、画
像、音声等の情報信号の伝送方式としてスペクトル拡散
方式（以下、ＳＳ方式と呼ぶ。ＳＳ：Spread Spectru
m）が注目されている。
【０００３】ＳＳ方式のうち、伝送速度の高速化に適し
た伝送方式である「M-ary/SS方式」が従来から広く用い
られている。M-ary/SS方式では、２K個の互いに直交す
る符号系列（以下、直交符号系列と呼ぶ）を送信装置と
受信装置の双方に予め記憶しておく。送信装置におい
て、情報信号よりKビット単位（Ｋ≧２）のデータ系列
を順次生成し、各データ系列を予め対応付けられた所定
の直交符号系列に各々置換した上で、各直交符号系列に
所定の疑似雑音（ＰＮ）符号を乗算して信号スペクトル
を直接拡散し無線伝送する。当該M-ary/SS方式では、ス
ペクトル拡散変調処理の最小単位であるＰＮ符号の１周
期で、Ｋビットの情報信号に対応した一の直交符号系列
を伝送することができる。
【０００４】図１１は、米国特許5,103,459号に開示さ
れた、従来のM-ary/SS方式の送信装置の構成図である。
当該従来のM-ary/SS方式の送信装置の動作について、以
下で図１１に従って説明する。
【０００５】まずデータ発生部１は、送信対象となる情
報信号を発生する。なお以下では、情報信号のデータ発
生速度を「ビットレート」Ｒｂ（ビット／秒）と呼ぶ。
直並列変換部９１は、情報信号を情報長Ｋビットの並列
データ系列に順次変換する（但し、Ｋは２以上の自然
数）。以下では、単位時間当りに生成される並列データ
系列の数を「シンボルレート」Ｒｓ（＝Ｒｂ／Ｋ）、並
列データ系列の生成周期を「シンボル周期」Ｔｓ（＝１
／Ｒｓ、単位：秒）と呼ぶ。
【０００６】Walsh関数変換部９２は、並列データ系列
を入力し、当該スペクトル拡散通信システム全体で予め
定められた全２Ｋ個の直交符号系列（Walsh関数によっ
て特定されるWalsh系列、各直交符号系列の系列長は２
Ｋビット）の中から、当該並列データ系列に予め対応付
けられた直交符号系列を生成して出力する。ここで直交
符号系列の生成速度は、上記並列データ系列のシンボル
周期Ｔｓと同一である。
【０００７】ＰＮ符号発生部６は、符号の繰返し周期が
Lチップ、各チップの発生速度Ｒｃ（＝Ｌ×Ｒｓ、単
位：チップ／秒、以下「チップレート」と呼ぶ）、チッ
プの発生周期Ｔｃ（=１／Ｒｃ、単位：秒、以下「チッ
プ周期」と呼ぶ）のＰＮ符号を生成する。ここで、当該
ＰＮ符号の繰返し周期Ｌチップは、前記直交符号系列の
系列長（２Ｋビット）の整数倍であるものとし、各送信
装置毎に固有のＰＮ符号が予め割当てられているものと
する。
【０００８】次に拡散変調部９３は、前記直交符号系列
にＰＮ符号を乗算し、ＳＳ信号を生成する。図１２は、
前記ＳＳ信号のタイミングチャートを示した説明図であ
る。図１２において、直交符号系列の系列長２Ｋ＝４ビ
ット（Ｋ＝２）、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌ＝８チップで
ある（直交符号系列１ビット当りのＰＮ符号のチップ数
Ｌ／２Ｋ＝２）。
【０００９】周波数変換部９は、前記ＳＳ信号と所定周
波数の搬送波とを乗算して周波数変換処理し、電力増幅
部１０は、周波数変換処理後のＳＳ信号を電力増幅し
て、無線信号を生成する。送信アンテナ１１は無線信号
を送信する。
【００１０】以上の通り、従来のM-ary/SS方式の送信装
置は、スペクトル拡散通信システム全体で予め定められ
た全２Ｋ個の直交符号系列と、各送信装置で固有の拡散
符号（ＰＮ符号）とを用いて情報信号をスペクトル拡散
伝送する。ここで、従来のM-ary/SS方式の伝送速度ｔｒ
（ビット／秒）は、下記式１（１）で示される。
【数１】
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のM-ary/SS方式では、一つ送信装置に一つのＰＮ符号
を割当てた場合には、各送信装置の伝送速度は上記式１
で示された伝送速度ｔｒに制限されるといった課題があ
った。
【００１２】また、一つの送信装置に複数のＰＮ符号を
割当てて、各ＰＮ符号を用いて並行して複数の無線通信
を行うことにより伝送速度を高速化することが可能であ
るが、送信装置及び受信装置の回路規模が増大するとい
った課題があった。さらにスペクトル拡散通信システム
全体で同時に使用できるＰＮ符号の数には制限があるた
め、一つの送信装置に複数のＰＮ符号を割当ててしまう
と、使用可能なＰＮ符号が枯渇するといった課題があっ
た。
【００１３】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、従来のM-ary/SS方式の送信装置及び受
信装置の回路規模の増大をできるだけ抑制しつつ、一つ
の送信装置に一つのＰＮ符号を割当てた場合であって
も、上記従来の送信装置よりも高速な伝送速度で通信す
ることが可能なスペクトル拡散送信装置及びスペクトル
拡散受信装置を提供することを目的とする。
【００１４】また、伝送速度ｔｒが高速化された場合で
あっても、良好な復調特性を得ることができるスペクト
ル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置を提供する
ことを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決し、目
的を達成するために、本発明に係るスペクトル拡散送信
装置は、情報信号を入力し、所定データ長の並列データ
系列に順次変換して、各並列データ系列をＮ個のチャネ
ル（Ｎは２以上の自然数）に順次分配する直並列変換手
段と、各並列データ系列を所定の直交符号系列に順次変
換する直交系列符号化手段と、前記直交符号系列に所定
の拡散符号を各々乗じてスペクトル拡散変調処理し、Ｎ
個のＳＳ信号を出力する拡散変調手段と、前記各ＳＳ信
号に、それぞれ大きさが異なる遅延を付加する遅延手段
と、前記Ｎ個のＳＳ信号を所定の方法により多重化して
送信多重ＳＳ信号を生成する多重手段と、前記送信多重
ＳＳ信号に所定の信号処理を施して送出する送信手段と
を備える。
【００１６】次の発明に係るスペクトル拡散送信装置
は、各ＳＳ信号をそれぞれ所定の位相量だけ移相処理す
る移相手段を更に備える。
【００１７】次の発明に係るスペクトル拡散送信装置に
おいて、直並列変換手段は、各並列データ系列のデータ
長を（Ｋ＋Ｐ）ビット（Ｋ、Ｐは自然数）とし、直交系
列符号化手段は、各並列データ系列のうちのＫビットデ
ータを所定の直交符号系列に順次変換する構成とされ、
前記直交符号系列を、前記並列データ系列のうちのＰビ
ットデータに基づいて決定された所定のＰＳＫ変調位相
量だけ移相処理するＰＳＫ変調手段を更に備える。
【００１８】次の発明に係るスペクトル拡散送信装置に
おいて、直並列変換手段は、各並列データ系列のデータ
長を（Ｋ＋Ｐ）ビット（Ｋ、Ｐは自然数）とし、各並列
データ系列のうちのＫビットデータを、前記並列データ
系列のうちのＰビットデータに基づいて決定された所定
のＰＳＫ変調位相量だけ移相処理するＰＳＫ変調手段を
更に備え、直交系列符号化手段は、ＰＳＫ変調処理後の
Ｋビットデータを所定の直交符号系列に順次変換する構
成とされる。
【００１９】次の発明に係るスペクトル拡散送信装置に
おいて、直交系列符号化手段は、各直交符号系列として
Walsh系列を用いる構成とされたことを特徴とする、請
求項１ないし４の何れかに記載のスペクトル拡散送信装
置。
【００２０】次の発明に係るスペクトル拡散受信装置
は、前記段落［００１５］に記載のスペクトル拡散送信
装置で用いられた拡散符号を、直交符号系列のビット数
Ｊで分割した部分拡散符号を保持し、前記スペクトル拡
散送信装置から送出された送信多重ＳＳ信号と前記各部
分拡散符号との部分相関値をそれぞれ算出する部分相関
演算手段と、前記スペクトル拡散送信装置で用いられた
各直交符号系列を行要素とする直交符号行列の逆行列を
保持し、当該逆行列に前記各部分相関値からなる列ベク
トルを乗じて、前記直交符号系列各々に対応した直交相
関値を算出する逆行列乗算手段と、直交相関値が最大と
なる直交符号系列を特定し、該直交符号系列に予め対応
付けられた並列データ系列を復調並列データ系列として
Ｎ個のチャネルそれぞれに出力する最尤判定復調手段
と、上記スペクトル拡散送信装置において各チャネルの
ＳＳ信号に付加された遅延量に基づき、前記各チャネル
の復調並列データ系列の遅延差を補正する遅延差補正手
段と、遅延差補正後の各復調並列データ系列を、前記送
信多重ＳＳ信号の拡散符号の繰返し周期に同期した再生
シンボルクロックに基づいてそれぞれ標本化し、各チャ
ネルの標本化データを並直列変換して直列復調データ系
列を得る、復調データ変換手段とを備える。
【００２１】次の発明に係るスペクトル拡散受信装置
は、再生シンボルクロックの所定のデータ抽出タイミン
グと、各チャネルのＳＳ信号に付加された遅延量とに基
づいて、遅延多重化された各チャネルのデータ受信タイ
ミングを特定するとともに、前記段落［００１６］に記
載のスペクトル拡散送信装置において移相処理された各
チャネルのＳＳ信号の位相量をうち消す位相補正量を算
出し、前記各チャネルのデータ受信タイミングにおい
て、各チャネルに対応する位相補正量に基づいて、各直
交相関値の位相をそれぞれ補正処理する位相補正手段を
更に備える。
【００２２】次の発明に係るスペクトル拡散受信装置
は、前記段落［００１７］又は［００１８］に記載のス
ペクトル拡散送信装置から送出された送信多重ＳＳ信号
を入力し、最尤判定復調手段は、各直交相関値の絶対値
をそれぞれ算出する絶対値演算手段と、前記絶対値が最
大となる直交相関値を特定し、前記スペクトル拡散送信
装置において該直交相関値に予め対応付けられたＫビッ
トデータを復調Ｋビットデータとして特定するととも
に、前記特定された直交相関値の位相をＰＳＫ復調処理
して復調Ｐビットデータを得て、前記復調Ｋビットデー
タと復調Ｐビットデータとからなる復調並列データ系列
を生成する最大値判定ＰＳＫ復調手段とを備える構成と
される。
【００２３】次の発明に係るスペクトル拡散受信装置に
おいて、逆行列乗算手段は、Walsh系列の直交符号系列
を行要素とする直交符号行列の逆行列を保持する構成と
される。
【００２４】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、本実施の
形態１のスペクトル拡散送信装置の構成図である。図１
において、１は情報信号を発生するデータ発生部、２は
情報信号をＮ個の並列データ系列に変換する直並列変換
部、３＿１〜３＿Nは各並列データ系列をそれぞれ所定
の直交符号系列に変換する直交系列符号化部、４＿１〜
４＿Ｎは各直交符号系列を拡散処理してＳＳ信号を生成
する拡散変調部、５はクロック発生部、６は所定のＰＮ
符号を生成するＰＮ符号発生部、７＿１〜７＿Ｎは各Ｓ
Ｓ信号にそれぞれ所定の遅延を付加する遅延部、８は遅
延付加後のＳＳ信号を多重化してＳＳ信号を生成する多
重部、９はＳＳ信号を周波数変換処理する周波数変換
部、１０は電力増幅部、１１は送信アンテナである。
【００２５】次に、上記のように構成される実施の形態
１のスペクトル拡散送信装置の動作について説明する。
まずデータ発生部１は、送信対象となる情報信号（ビッ
トレート：Ｒｂ’（ビット/秒）、各情報ビットは＋１
／−１）を出力する。
【００２６】次に直並列変換部２は、情報信号をＫビッ
ト単位の並列データ系列に順次変換し、各並列データ系
列をＮ個の直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎに順次分配
する。ここで、各並列データ系列のビット長Ｋは、一つ
の直交符号系列で伝送可能な情報信号のビット数に相当
する。また、Ｎは一のスペクトル拡散送信装置で使用可
能なＳＳ信号のチャネル数であり、予め所望の値が設定
される。本実施の形態１において、シンボルレートＲｓ
は、直並列変換部２から全ての直交系列符号化部３＿１
〜３＿Ｎに対して並列データ系列が出力される速度（＝
Ｒｂ’／（Ｋ×Ｎ））を表わすものとする（シンボル周
期Ｔｓ＝１／Ｒｓ）。
【００２７】直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎには、当
該スペクトル拡散通信システム全体で予め定められた全
Ｊ個の直交符号系列ｄ１〜ｄＪ（各直交符号系列の系列
長は２Kビット）が記憶されている。各直交符号系列ｄ
１〜ｄＪには、前記並列データ系列の各組合わせ（全２
K通り）がそれぞれ予め対応付けられており、Ｊ＝２ Ｋ
なる関係が成立する。
【００２８】例えば、各並列データ系列のビット長Ｋ＝
２（Ｊ＝２Ｋ＝４）である場合、各直交符号系列ｄ１〜
ｄ４は、例えばｄ１＝（１，１，１，１）、ｄ２＝
（１，−１，１，−１）、ｄ３＝（１，１，−１，−
１）、ｄ４＝（１，−１，−１，１）となり、並列デー
タ系列の各組合わせはｃ１：＜０，０＞、ｃ２：＜０，
１＞、ｃ３：＜１，０＞、ｃ４：＜１，１＞の４通りと
なる。
【００２９】ここで、各直交符号系列ｄ１〜ｄ４と並列
データ系列の各組合わせｃ１〜ｃ４との間には、例えば
ｃ１には各直交符号系列ｄ１、ｃ２には各直交符号系列
ｄ２、ｃ３には各直交符号系列ｄ３、ｃ４には各直交符
号系列ｄ４というような対応付けが決定されている。
【００３０】並列データ系列の各組合わせｃ１〜ｃＪと
各直交符号系列ｄ１〜ｄＪとの間の対応関係は、当該ス
ペクトル拡散通信システムの設計の段階で予め決定さ
れ、各スペクトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信
装置で共通の対応付けが用いられる。
【００３１】直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎは、入力
された並列データ系列を対応付けられた直交符号系列に
変換して出力する。ここで、各直交系列符号化部３＿１
〜３＿Ｎの直交符号系列の生成速度は、上記並列データ
系列のシンボル周期Ｔｓと同一である。
【００３２】一方ＰＮ符号発生部６は、クロック発生部
５から出力される局所発振信号を入力し、符号の繰返し
周期がLチップ、チップレートＲｃ（＝Ｌ×Ｒｓ、単
位：チップ／秒）、チップ周期Ｔｃ（＝１／Ｒｃ、単
位：秒）のＰＮ符号（各チップは＋１／−１）を拡散符
号として生成する。ここで、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌチ
ップは、前記直交符号系列ｄ１〜ｄＪの系列長（２Ｋビ
ット）の整数倍であるものとし、各送信装置毎に固有の
ＰＮ符号が予め割当てられているものとする。
【００３３】各拡散変調部４＿１〜４＿Ｎは、それぞれ
に対応する直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎから出力さ
れた直交符号系列に拡散符号である前記ＰＮ符号を乗算
し、前述の図１２の例と同様にＳＳ信号を生成する。こ
こで、各拡散変調部４＿１〜４＿Ｎは、ＰＮ符号発生部
６から出力された同一のＰＮ符号を使用する。
【００３４】遅延部７＿１〜７＿Ｎには、前記ＰＮ符号
のチップ周期Tcを単位とする遅延時間τ1Ｔｃ〜τNＴｃ
が予め設定されている。ここでτ1〜τNは、それぞれ０
≦τ 1＜τ2＜τ3＜・・・＜τN＜Ｌを満たす整数であ
り、スペクトル拡散送信装置の設計時もしくは通信開始
時に適切な値が予め設定される。なお以下では当該τ1
〜τNを「遅延係数」と呼ぶ。
【００３５】各遅延部７＿１〜７＿Ｎは、対応するＳＳ
信号に前記所定の遅延時間τ1Ｔｃ〜τNＴｃを各々付加
し、各ＳＳ信号相互間で異なる時間オフセットを与え
る。
【００３６】次に多重化部８は、全Ｎ個の遅延付加後の
ＳＳ信号を加算して、送信多重ＳＳ信号を生成する。図
２（ａ）は、Ｎ＝４の場合における送信多重ＳＳ信号生
成の様子を示した説明図である。４つのＳＳ信号（＃１
〜＃４）を加算することにより、値がチップ周期Tc毎に
変動する送信多重ＳＳ信号が生成される。ここで、多重
化チャネル数Ｎ＝４の場合には、当該ＳＳ信号は｛−
４，−２，０，＋２，＋４｝のうち何れかの値をとる。
【００３７】周波数変換部９は、送信多重ＳＳ信号に所
定周波数の搬送波を乗算して周波数変換処理する。図２
（ｂ）は、周波数変換後の送信多重ＳＳ信号の信号点の
配置の例を示した模式図である。図２（ｂ）の例では、
送信多重ＳＳ信号の各値｛−４，−２，０，＋２，＋
４｝が、それぞれ同相軸（Ｉ軸）上の各信号点に配置さ
れている。周波数変換後の送信多重ＳＳ信号は、電力増
幅部１０によって所定に電力値に増幅処理され、送信ア
ンテナ１１から送出される。
【００３８】次に、本実施の形態１のスペクトル拡散受
信装置について構成図３に従って説明する。図３におい
て、２１は前記スペクトル拡散送信装置から送出された
搬送波周波数の送信多重ＳＳ信号を入力する受信アンテ
ナ、２２は前記送信多重ＳＳ信号をを周波数変換する準
同期検波部、２３＿１〜２３＿（Ｊ−１）は周波数変換
処理後の送信多重ＳＳ信号ににそれぞれ所定量の遅延を
付加する遅延部、２４＿１〜２４＿Ｊは遅延付加後の受
信信号と前記スペクトル拡散送信装置に割当てられたＰ
Ｎ符号との相関値を算出する部分相関器、２６は前記相
関値に基づいて前記直交符号系列ｄ１〜ｄＪ各々に関す
る直交相関複素信号を算出する逆行列乗算部、３２は直
交相関複素信号に基づいて復調並列データ系列を特定す
る最尤判定復調部である。最尤判定復調部において、２
７＿１〜２７＿Ｊは実数成分抽出部であり、２８は最大
値検出復調部である。また、２５は再生シンボルクロッ
クを生成するシンボル同期回路、２９＿１〜２９＿Ｎは
各並列データ系列の遅延差を補正する遅延差補正部、３
０＿１〜３０＿Ｎはそれぞれ前記再生シンボルクロック
に基づいて復調データ系列を抽出するサンプリング回
路、３１は各サンプリング回路３０＿１〜３０＿Ｎから
出力された復調データ系列を並直列変換して直列復調デ
ータ系列を生成する並直列変換部である。ここで、部分
相関器２４＿１〜２４＿Ｊ、実数成分抽出部２７＿１〜
２７＿Ｊの総数Jは上述のスペクトル拡散受信装置で用
いられた直交符号系列の総数と同一である（Ｊ＝
２Ｋ）。
【００３９】以下、上記のように構成される実施の形態
１のスペクトル拡散受信装置の動作について説明する。
まず、準同期検波部２２は、受信アンテナ２１から入力
された所定の搬送波周波数の送信多重ＳＳ信号を準同期
検波処理し、所定周波数に周波数変換処理する。
【００４０】各遅延部２３＿１〜２３＿（Ｊ−１）は、
周波数変換後の送信多重ＳＳ信号に、ＰＮ符号の繰返し
周期Ｌチップ時間を直交符号系列の総数Ｊで等分した遅
延量（Ｌ／Ｊ）だけ、それぞれ遅延付加して出力する。
即ち、遅延部２３＿１から出力される複素ベースバンド
信号の遅延量はＬ／Ｊであり、２３＿（Ｊ−１）から出
力される複素ベースバンド信号の遅延量は（Ｊ−１）・
Ｌ／Ｊとなる。
【００４１】各部分相関器２４＿ｊ（ここで、ｊは部分
相関器を特定する変数、ｊ∈｛１，２，・・・Ｊ｝）に
は、上述したスペクトル拡散送信装置で用いられた拡散
符号（ＰＮ符号）をＪ等分したうちの第ｊ番目の部分拡
散符号が保存されている。各部分相関器２４＿ｊは、そ
れぞれ所定量の遅延が付加された複素ベースバンド信号
と、各部分拡散符号との相関値を算出し、それぞれ部分
相関複素信号ｅｊとして出力する。
【００４２】逆行列乗算部２６には、本スペクトル拡散
通信システムに適用され、上述のスペクトル拡散送信装
置の直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎにおいて直交系列
符号化処理処理に用いられた、全Ｊ個の直交符号系列ｄ
１〜ｄＪが、所定の行列形式で保存されている。具体的
には、下記式２で示される通り、各直交符号系列ｄ１〜
ｄＪを行要素とする直交符号行列の逆行列Ｄ（Ｊ行×Ｊ
列）が逆行列乗算部２６に予め保存されている。
【数２】
【００４３】逆行列乗算部２６は、前記部分相関複素信
号ｅｊと前記逆行列Ｄを、下記式３に従い乗算処理し、
各直交符号系列ｄ１〜ｄＪに関する直交相関複素信号ｉ
１〜ｉＪを算出する。
【数３】 ここで、上述のスペクトル拡散送信装置の多重部８でN
個の時間オフセットされたＳＳ信号が多重化処理されて
いるので、全Ｊ個の直交相関複素信号ｉ１〜ｉ Ｊはシン
ボル周期Ｔｓの間に計Ｎ回のピーク値を持つ。
【００４４】次に最尤判定復調部３２において、各実数
成分抽出部２７＿１〜２７＿Ｊはそれぞれ対応する直交
複素信号ｉ１〜ｉＪから実数成分のみを抽出して出力す
る。最大値検出復調部２８は、Ｎ個の直交複素信号ｉ１
〜ｉＪの実数成分の中から最大値を抽出し、当該最大値
に対応付けられた復調並列データ系列を特定する。例え
ば、各直交符号系列ｄ１に関する直交相関複素信号ｉ１
の実数部分が最大値であった場合には、当該直交符号系
列ｄ１に対応付けられている並列データ系列ｃ１：＜
０，０＞を復調並列データ系列として特定する。
【００４５】一方、シンボル同期回路２５は、各部分相
関器２４＿１〜２４＿Ｊから出力された部分相関複素信
号に基づいて、前記スペクトル拡散受信装置で用いられ
た拡散符号であるＰＮ符号との符号同期を検出し、該Ｐ
Ｎ符号の繰返し周期（Ｌチップ時間）に同期した再生シ
ンボルクロックを生成する。
【００４６】図４は、特許第２６７２７６９号公報に開
示された、部分相関器を用いたＳＳ用シンボル同期回路
を示す構成図である。図４において、３５＿１〜３５＿
Ｊは二乗算出回路、３６は各二乗算出回路３５＿１〜３
５＿Ｊの出力信号の総和を算出する第一の加算器、３７
はフレームメモリ３８に保存された信号と第一の加算器
３６の出力信号とを加算する第２の加算器、３９はピー
ク検出部である。
【００４７】シンボル同期回路２５の動作について説明
する。各二乗算出回路３５＿１〜３５＿Ｊは、部分相関
器２４＿１〜２４＿Ｊから出力された部分複素相関信号
の二乗絶対値を算出する。第１の加算器３６は、部分相
関器２４＿１〜２４＿Ｊより出力される部分相関信号の
二乗絶対値の総和である相関電力信号を算出する。
【００４８】第２の加算器３７とフレームメモリ３８
は、相関電力信号を前記ＰＮ符号の繰返し周期（Ｌチッ
プ時間）で累積加算（巡回加算）する。ピーク検出部３
９は、巡回加算結果がＰＮ符号の繰返し周期内で最大と
なるタイミングに同期した再生シンボルクロックを生成
する。
【００４９】遅延差補正部２９＿１〜２９＿Ｎには、上
述のスペクトル拡散送信装置の遅延部７＿１〜７＿Ｎで
付加された遅延時間τ1Ｔｃ〜τNＴｃが予め設定されて
いる。遅延差補正部２９＿１〜２９＿Ｎは、前記最尤判
定復調部３２から出力された全Ｎ個の復調並列データ系
列に、それぞれ異なる遅延τ1Ｔｃ〜τNＴｃを付加す
る。ここで、直交相関複素信号ｉ１〜ｉＪは、上述の通
りシンボル周期Ｔｓの間に計Ｎ回のピーク値を持つの
で、復調並列データ系列に遅延τ1Ｔｃ〜τNＴｃが付加
されることにより、多重化された全Ｎ個の復調並列デー
タ系列のシンボルタイミングは相互に一致する。
【００５０】サンプリング回路３０＿１〜３０＿Ｎは、
前記再生シンボルクロックに従い、それぞれに１シンボ
ル当りＫビットの復調データ系列を抽出する。並直列変
換部３１は、Ｎ個の復調データ系列を並直列変換して、
ビットレートＲｂ’の直列復調データ系列を得る。
【００５１】以上の通り、本実施の形態１のスペクトル
拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置からなるスペ
クトル拡散通信システムでは、下記式４で示される伝送
速度ｔｒ’を実現する。
【数４】 従って、本実施の形態１のスペクトル拡散通信システム
によれば伝送速度ｔｒ’を、上述の従来のM-ary/SS方式
の伝送速度ｔｒ（式１参照）のＮ倍に高速化することが
可能である。
【００５２】また、１つのスペクトル拡散送信装置に対
して１つのＰＮ符号を割当てて、複数の並列データ系列
にそれぞれ異なる遅延を付加して多重送信するような構
成としたことにより、複数の並列データ系列を多重送信
するために１つのスペクトル拡散送信装置に複数のＰＮ
符号を割当てる必要がなく、組合わせ数が有限であるＰ
Ｎ符号の有効活用を図ることができる。
【００５３】なお、本実施の形態１のスペクトル拡散受
信装置では、各直交符号系列ｄ１〜ｄＪの選択について
特に特定しなかったが、該直交符号系列ｄ１〜ｄＪとし
てWalsh関数によって特定されるWalsh系列を適用するこ
とにより、前記逆行列乗算部２６における行列演算に高
速アダマール変換を適用することが可能であり、この場
合にはスペクトル拡散受信装置の回路規模を削減するこ
とができる。
【００５４】また、上述した本発明の実施の形態１にお
いて、説明の簡略化のため、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌチ
ップは直交符号系列ｄ１〜ｄＪの系列長（２Kビット）
の整数倍としたが、ＰＮ符号の繰返し周期Ｌはこのよう
に限定されるものではない。例えば、直交符号系列の各
ビットに割当てられるＰＮ符号のチップ数を不均一と
し、スペクトル拡散受信装置の遅延部２３＿１〜２３＿
（Ｊ−１）でそれぞれ付加される遅延量と、各部分相関
器２４＿１〜２４＿Ｊの相関値演算区間を、ＰＮ符号の
ビット毎にチップ数に合わせて調整するような構成とす
ることも可能である。
【００５５】更に、本実施の形態１のスペクトル拡散受
信装置において、シンボル同期回路２５は各部分相関器
２４＿１〜２４＿Ｊから出力された部分相関複素信号に
基づいて再生シンボルクロックを生成したが、これはこ
のような構成に限定されるものではなく、例えば、構成
図５に示す通り、逆行列乗算部２６から出力された直交
相関複素信号に基づいて再生シンボルクロックの生成を
行う構成であってもよい。
【００５６】実施の形態２．上述の実施の形態１におい
て、スペクトル拡散送信装置の多重部８はＮ個のＳＳ信
号を加算して送信多重ＳＳ信号を生成し、周波数変換部
９は該送信多重ＳＳ信号に所定の搬送波を乗算して周波
数変換処理したが、本実施の形態２では、各ＳＳ信号を
それぞれ所定位相量だけ移相処理した後に加算して送信
多重ＳＳ信号を生成し、搬送波周波数の送信多重ＳＳ信
号の非線形特性を緩和して、スペクトル拡散受信装置に
おける復調性能を改善する。なお、本実施の形態２と上
述の実施の形態１とでは、各ＳＳ信号を移相処理した後
に加算して送信多重ＳＳ信号を得る点が異なるものであ
り、その他の構成は同様であるため、以下では、送信多
重ＳＳ信号の生成及び復調処理についてのみ説明し、同
一の構成については同一の符号を付して説明を省略す
る。
【００５７】図６は、本発明の実施の形態２におけるス
ペクトル拡散送信装置の構成を示すブロック図である。
図５において、４１＿１〜４１＿Ｎは移相部である。
【００５８】次に、上記のように構成される本実施の形
態２のスペクトル拡散送信装置の動作について説明す
る。各遅延部７＿１〜７＿Ｎによって所定量の遅延が付
加されたＳＳ信号は、それぞれ対応する移相部４１＿１
〜４１＿Ｎに入力される。
【００５９】各移相部４１＿１〜４１＿Ｎには、予め定
められた位相量｛α1，α2，α3，・・・，αＮ｝（ラ
ジアン）が予め設定されている。各位相量α1〜α
Ｎは、例えば、ＳＳ信号の多重化数Ｎ、位相量の最大値
αＭＡＸに基づき、下記式５に従って算出される。 αｎ＝αＭＡＸ×（ｎ−１）／Ｎ ・・・式５ 但し、ｎは移相部４１＿１〜４１＿Ｎを特定する変数、
ｎ∈｛１，２，・・・Ｎ｝である。従って、例えば多重
化数Ｎ＝４、最大値αＭＡＸ＝πの場合には、位相量
｛α 1，α2，α3，α４｝＝｛０，π／４，π／２，３
π／４｝となる。
【００６０】各移相部４１＿１〜４１＿Ｎは、遅延付加
後のＳＳ信号の同相成分Ｉｓ及び直交成分Ｑｓより下記
式６に従って位相θを算出する。 θ＝ｔａｎ−１（Ｑｓ／Ｉｓ） ・・・式６ また、下記式７（１）、（２）に示す通り、ＳＳ信号の
位相を前記位相量α1〜αＮに基づいて位相処理し、移
相処理後のＳＳ信号の同相成分Ｉｄ及びＱｄを算出す
る。
【数５】
【００６１】次に多重部８は、各移相部４１＿１〜４１
＿Ｎから出力された移相処理済のＳＳ信号を加算して送
信多重ＳＳ信号を生成する。図７は、多重数Ｎ＝４、位
相量｛α1，α2，α3，α４｝＝｛０，π／４，π／
２，３π／４｝の場合の送信多重ＳＳ信号の信号点配置
の例を示した説明図である。本実施の形態２では、各信
号点は原点を中心とする複数の同心円上に配置され、送
信多重ＳＳ信号の最大振幅ＡＭＡＸは、
【数６】 となる。一方、上述の実施の形態１では、送信多重ＳＳ
信号の各信号点は同相軸（Ｉ）に配置され、送信多重Ｓ
Ｓ信号の最大振幅ＡＭＡＸ＝４となり（図２（ｂ）参
照）、本実施の形態２の送信多重ＳＳ信号の方が最大振
幅値が小さくなる。
【００６２】送信多重ＳＳ信号は、周波数変換部９によ
って周波数変換処理され、電力増幅部１０によって所定
に電力値に増幅処理されて、送信アンテナ１１から送出
される。
【００６３】次に、本発明の実施の形態２のスペクトル
拡散受信装置を構成図８に従って説明する。図８におい
て、４２＿１〜４２＿Ｊは逆行列乗算部２６から出力さ
れた直交相関複素信号ｉ１〜ｉＪの移相を補正する位相
補正部である。
【００６４】以下、上記のように構成される本実施の形
態２のスペクトル拡散受信装置の動作について説明す
る。逆行列乗算部２６から出力された、各直交符号系列
ｄ１〜ｄＪに関する直交相関複素信号ｉ１〜ｉＪは、そ
れぞれ対応する移相補正部４２＿１〜４２＿Ｊに入力さ
れる。
【００６５】各位相補正部４２＿１〜４２＿Ｊには、上
述したスペクトル拡散送信装置の各移相部４１＿１〜４
１＿Ｎの位相量α１〜αＮと、各ＳＳ信号に付加された
遅延時間τ1Tc〜τNTcが保存されている。
【００６６】各移相補正部４２＿１〜４２＿Ｊは、再生
シンボルクロックのデータ抽出タイミング（例えば立上
がりエッジ）と、各ＳＳ信号の遅延時間τ1Ｔｃ〜τNＴ
ｃとに基づいて、遅延多重化された各チャネルのデータ
受信タイミングを特定する。例えば、再生シンボルクロ
ックのシンボルデータ抽出タイミングからの遅延時間τ
1Ｔｃの時点を、第１のチャネルのＳＳ信号（位相量α
１）のデータ受信タイミングとして特定する。
【００６７】各移相補正部４２＿１〜４２＿Ｊは、各Ｓ
Ｓ信号の位相量α１〜αＮをうち消す様な、シンボル周
期Ｔｓで周期的に変動する位相補正量を保持し、各デー
タ受信タイミングにおいて、各チャネルに対応する位相
補正量を特定する。例えば、第１のチャネルのＳＳ信号
（位相量α１）のデータ受信タイミングでは、これに対
応する位相補正量−α１を特定し、第Ｎ番目のチャネル
のＳＳ信号（位相量αＮ）のデータ受信タイミングでは
位相補正量−αＮを特定する。
【００６８】各移相補正部４２＿１〜４２＿Ｊは、各直
交相関複素信号ｉ１〜ｉＪを上記位相補正量に従って順
次位相補正処理し、最尤判定復調部３２に対して出力す
る。
【００６９】以上の通り、本実施の形態２では、上述の
実施の形態１と同様に、各スペクトル拡散送信装置に割
当てるＰＮ符号を有効に活用しつつ、M-ary/SS方式が適
用されたスペクトル拡散通信システムの伝送速度を高速
化することができるといった効果を得ることができる。
さらに、送信多重ＳＳ信号の最大振幅ＡＭＡＸを小さく
抑圧することにより、送信多重ＳＳ信号の非線形増幅処
理に起因する信号歪みの影響を軽減でき、スペクトル拡
散受信装置におけるビット誤り率特性等、復調性能の一
層の向上を図ることができる。
【００７０】なお、本実施の形態２のスペクトル拡散送
信装置において、移相部４１＿１〜４１＿Ｎは遅延付加
後のＳＳ信号を入力し移相処理を行ったが、これはこの
ような構成に限定されるものではなく、拡散変調部４＿
１〜４＿Ｎから出力された各ＳＳ信号を移相部４１＿１
〜４１＿Ｎで移相処理した後に、各ＳＳ信号に所定量の
遅延を付加する様な構成であっても良い。
【００７１】また、本実施の形態２の移相部４１＿１〜
４１＿Ｎの位相量α１〜αＮは、上記５に従って算出さ
れたが、各位相量α１〜αＮの算出方法はこれに限定さ
れるものではなく、送信多重ＳＳ信号の最大振幅値を小
さく抑圧できるような他の位相量算出方法を適用するこ
とも可能である。
【００７２】実施の形態３．上述の実施の形態２では、
Ｎ個の並列データ系列をそれぞれ別個に直交符号変換処
理、及び拡散変調処理を行い、これらを遅延多重化して
送信多重ＳＳ信号を生成することにより、伝送速度の高
速化を図ったが、本実施の形態３では、直交符号系列に
変換後の並列データ系列を更にＰＳＫ（Phase Shift Ke
ying）変調処理することにより、伝送速度の一層の高速
化を図る。なお、本実施の形態３と上述の実施の形態２
とでは、直交符号系列に変換後の並列データ系列をそれ
ぞれＰＳＫ変調処理して拡散変調処理する点が異なるも
のであり、その他の構成は同様であるため、以下では、
各直交符号系列のＰＳＫ変調処理及び復調処理について
説明し、同一の構成について同一の符号を付して説明を
省略する。
【００７３】図９は、本実施の形態３のスペクトル拡散
送信装置の構成図である。図９において、５１＿１〜５
１＿Ｎは、各直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎから出力
された直交符号系列を、ＰＳＫ変調処理するＰＳＫ変調
部である。
【００７４】次に、上記のように構成される本実施の形
態３のスペクトル拡散送信装置の動作について説明す
る。まずデータ発生部１は、送信対象となる情報信号
（ビットレート：Ｒｂ”（ビット/秒））を出力する。
【００７５】次に直並列変換部２は、上記情報信号をデ
ータ長Ｋビットの並列データとデータ長Ｐビットの並列
データとから構成される並列データ系列（データ長は
（Ｋ＋Ｐ）ビット）に順次変換する。なお以下では、並
列データ系列のうち、データ長Ｋビットの並列データを
「Ｋビットデータ」、データ長Ｐビットの並列データを
「Ｐビットデータ」と呼ぶ。
【００７６】直並列変換部２は、各並列データ系列をＮ
個の直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎ、及びＰＳＫ変調
部５１＿１〜５１＿Ｎに順次分配する。ここで、上記デ
ータ長ＫはK≧２の値を持つ整数、データ長Pは自然数で
ある。該データ長Ｋ、Ｐ及び、スペクトル拡散送信装置
で使用可能なＳＳ信号のチャネルの多重化数Ｎは、当該
スペクトル拡散通信システムの際に、所望の伝送速度を
考慮して適切な値が設定される。
【００７７】各直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎは、分
配された並列データ系列のうち、Ｋビットデータを入力
し、対応する直交符号系列に変換する。各直交系列符号
化部３＿１〜３＿Ｎにおける直交符号系列への変換処理
は上述した実施の形態２と同様である。
【００７８】一方、各ＰＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎ
は、各々対応する直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎから
出力された直交符号系列を入力し、上記並列データ系列
のＰビットデータに従い当該直交符号系列をＰＳＫ変調
処理する。
【００７９】各ＰＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎには、
前記Ｐビットデータと、前記直交符号系列をＰＳＫ変調
するための位相量（以下、「ＰＳＫ変調位相量」と呼
ぶ）の対応関係が予め保存されている。
【００８０】例えば、Ｐビットデータのデータ長Ｐ＝１
で、ＰＳＫ変調処理がＢＰＳＫ（Binary PSK）変調処理
を行う場合には、各ＰＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎに
は、Pビットデータが＜＋１＞である場合のＰＳＫ変調
位相量として０（ラジアン）が、Pビットデータが＜−
１＞である場合のＰＳＫ変調位相量としてπ（ラジア
ン）が、それぞれ保存されている。
【００８１】各ＰＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎは、入
力された並列データ系列のＰビットデータに対応するＰ
ＳＫ変調位相量を特定し、該ＰＳＫ変調位相量だけ各直
交符号系列を位相処理する。ＰＳＫ変調処理後の直交符
号系列は、それぞれ拡散変調部４＿１〜４＿Ｎに対して
出力される。
【００８２】次に、本実施の形態３のスペクトル拡散受
信装置について構成図１０に従って説明する。図１０に
おいて、５２は位相補正処理後の直交相関複素信号ｉ１
〜ｉ Ｊをそれぞれ入力して復調処理を行い上記Ｋビット
データ及びＰビットデータを得る最尤判定復調部、５３
＿１〜３５＿Ｊは各直交相関複素信号ｉ１〜ｉＪの絶対
値をそれぞれ算出する絶対値演算部、５４は前記絶対値
に基づきＫビットデータを特定するとともに、前記直交
相関複素信号ｉ１〜ｉＪに基づいてＰＳＫ変調を行って
Ｐビットデータを特定する、最大値検出ＰＳＫ復調部で
ある。
【００８３】以下、上記のように構成される本実施の形
態３のスペクトル拡散受信装置の動作について説明す
る。逆行列乗算部２６から出力された直交相関複素信号
ｉ１〜ｉＪは、上述の実施の形態２と同様に、位相補正
部４２＿１〜４２＿Ｊによって位相補正処理された後
に、最尤判定復調部５２に入力される。
【００８４】最尤判定復調部５２において、絶対値演算
部５３＿１〜５３＿Ｊは、それぞれ対応する位相補正部
４２＿１〜４２＿Ｊから出力された位相補正処理の直交
相関複素信号ｉ１〜ｉＪの絶対値を順次算出する。
【００８５】最大値判定ＰＳＫ復調部５４は、各直交相
関複素信号ｉ１〜ｉＪの絶対値のうち最大値を特定し、
当該最大値に対応付けられたＫビットデータを復調Ｋビ
ットデータとして特定する。例えば、各直交相関複素信
号ｉ１〜ｉＪのうち、直交相関複素信号ｉ１の絶対値が
最大値であった場合には、当該直交相関複素信号ｉ１に
予め対応付けられているデータ系列ｃ１を復調Ｋビット
データとして特定する。
【００８６】また最大値判定ＰＳＫ復調部５４には、前
記スペクトル拡散送信装置のＰＳＫ変調処理部で適用さ
れた、各ＰビットデータとＰＳＫ変調位相量との関連付
けが保存されている。最大値判定ＰＳＫ復調部５４は、
前記絶対値が最大の直交相関複素信号の位相を検出し、
各ＰＳＫ変調位相量と比較して、誤差が最小となるＰＳ
Ｋ変調位相量を特定し、該ＰＳＫ変調位相量に対応付け
られたＰビットデータを復調Ｐビットデータとして特定
する。例えば、上述したＰＳＫ変調位相量の場合、前記
絶対値が最大の直交相関複素信号の位相が０（ラジア
ン）であった場合には、復調Ｐビットデータ＜＋１＞を
特定して出力する。一方、前記絶対値が最大の直交相関
複素信号の位相がπ（ラジアン）であった場合には、復
調Ｐビットデータ＜−１＞を特定して出力する。
【００８７】最大値判定ＰＳＫ復調部５４は、上記復調
Ｋビットデータと復調Ｐビットデータとからなるデータ
系列を復調並列データ系列として、Ｎ個の遅延差補正部
２９＿１〜２９＿Ｎに対して出力する。
【００８８】以上の通り、本実施の形態３のスペクトル
拡散通信システムでは、各並列データ系列のうちＫビッ
トデータを直交符号系列に変換し、該直交符号系列をＰ
ビットデータに基づいてＰＳＫ変調処理した後に拡散変
調処理を行ってＳＳ信号を生成し、Ｎ個のＳＳ信号を遅
延多重化して無線伝送する。従って、送信多重ＳＳ信号
の伝送速度tr''下記式９で示す通りとなり、上記実施の
形態２の伝送速度（上記式４参照）と比較して伝送速度
を一層高速化することができる。
【数７】 但し、ＲｃはＰＮ符号のチップレートである。
【００８９】なお、本実施の形態３のスペクトル拡散送
信装置において、各ＰＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎ
は、直交系列符号化部３＿１〜３＿Ｎから出力された各
直交符号系列をそれぞれＰＳＫ変調処理したが、これは
このような構成に限定されるものではなく、直並列変換
部２から出力されたＫビットデータを入力してＰビット
データに基づきＰＳＫ変調処理した後に、当該変調処理
結果を所定の直交符号系列に変換し、各拡散変調部４＿
１〜４＿Ｎに対して出力するような構成であってもよ
い。
【００９０】また、本実施の形態３において、スペクト
ル拡散送信装置の移相部４１＿１〜４１＿Ｎは、遅延付
加後のＳＳ信号に各々所定の移相処理を行うとともに、
スペクトル拡散受信装置の位相補正部４２＿１〜４２＿
Ｎは、上記逆行列乗算部２６から出力された直交相関複
素信号ｉ１〜ｉＪをそれぞれ位相補正処理した後に、最
尤判定復調部５２に出力したが、これはこのような構成
に限定されるものではなく、上記移相部４１＿１〜４１
＿Ｎ及び位相補正部４２＿１〜４２＿Ｎにおける移相処
理を行わない構成であっても、上記実施の形態３による
伝送速度の高速化なる効果を得ることは当然に可能であ
る。
【００９１】さらに、本実施の形態３の各ＰＳＫ変調部
５１＿１〜５１＿Ｎは、直交符号系列をＢＰＳＫ変調処
理する場合（Ｐ＝１）について詳細に説明したが、各Ｐ
ＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎにおける変調方式はＢＰ
ＳＫに限定されるものではなく、ＱＰＳＫ（Quadrature
PSK、Ｐ＝２）や、その他のＰＳＫ変調方式（Ｐ≧２）
であってもよい。Ｐビットデータのデータ長Ｐ＝２で、
ＰＳＫ変調処理がＱＰＳＫ（QuadraturePSK）変調処理
を行う場合には、各ＰＳＫ変調部５１＿１〜５１＿Ｎ及
び最大値検出ＰＳＫ復調部５４には、Ｐビットデータと
ＰＳＫ変調位相量の対応付けとして、例えば、Ｐビット
データ＜＋１，＋１＞の場合はＰＳＫ変調位相量π／
４、Pビットデータ＜＋１，−１＞の場合はＰＳＫ変調
位相量３π／４、Ｐビットデータ＜−１，＋１＞の場合
はＰＳＫ変調位相量５π／４、Ｐビットデータ＜−１，
−１＞の場合はＰＳＫ変調位相量７π／４が、それぞれ
保存されている。
【００９２】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、M-ary/
SS方式のスペクトル拡散送信装置において、複数チャネ
ルのＳＳ信号にそれぞれ大きさの異なる遅延を付加し、
各ＳＳ信号を多重化して生成された送信多重ＳＳ信号を
送出するような構成としたことにより、従来のM-ary/SS
方式のスペクトル拡散通信システムよりも伝送速度を高
速化することができる、といった効果を奏する。また、
スペクトル拡散送信装置に割当てられた所定の拡散符号
を、各チャネルの拡散変調処理に用いる構成としたこと
により、複数のチャネルのＳＳ信号を多重伝送する場合
であっても、拡散符号の使用数の増大を抑圧し、無線通
信システム全体の拡散符号の枯渇を防止することができ
る、といった効果を奏する。
【００９３】また次の発明によれば、各ＳＳ信号をそれ
ぞれ所定の位相量で移相処理して、送信多重ＳＳ信号を
生成するような構成としたことにより、伝送速度の高速
化を図りつつ、送信多重ＳＳ信号の振幅変動を抑圧し、
送信多重ＳＳ信号を非線形信号変換処理した場合でも復
調性能の劣化が小さいスペクトル拡散通信システムを得
ることができる、といった効果を奏する。
【００９４】また次の発明によれば、各チャネルで伝送
される並列データ系列のビット数を（Ｋ＋Ｐ）ビットと
し、Ｋビットデータを所定の直交符号系列に変換すると
ともに、Ｐビットデータに基づいて定められた所定のＰ
ＳＫ変調位相量だけ移相処理を行うような構成としたこ
とにより、伝送速度を一層高速化することができる、と
いった効果を奏する。
【００９５】また次の発明によれば、直交符号系列とし
てWalsh系列を用いて直交系列符号化処理を行うような
構成としたことにより、スペクトル拡散受信装置の回路
規模が削減されたスペクトル拡散通信システムを得るこ
とができる、といった効果を奏する。
【００９６】また次の発明によれば、M-ary/SS方式のス
ペクトル拡散受信装置において、受信された前記送信多
重化ＳＳ信号と前記各ＳＳ信号に乗算された拡散符号と
の部分相関値を算出し、当該部分相関値と各直交符号系
列に基づいて作成される所定の行列とを乗算することに
より、前記各直交符号系列に関する複数の直交相関値を
算出して、直交相関値が最大となる直交符号系列に予め
対応付けられた各チャネルの並列データ系列を特定し、
各並列データ系列の遅延差を補正した後に、標本化及び
並直列変換を行って、直列復調データ系列を得るような
構成としたことにより、従来のM-ary/SS方式のスペクト
ル拡散通信システムよりも伝送速度を高速化することが
できる、といった効果を奏する。
【００９７】また次の発明によれば、各ＳＳ信号毎に所
定量の移相処理が施された送信多重ＳＳ信号を入力し、
各ＳＳ信号の位相量をうち消す位相補正量を算出し、当
該位相補正量に基づいて前記各直交相関値の位相を補正
処理する構成としたことにより、伝送速度の高速化を図
りつつ、送信多重ＳＳ信号の振幅変動を抑圧し、送信多
重ＳＳ信号を非線形信号変換処理した場合でも復調性能
の劣化が小さいスペクトル拡散通信システムを得ること
ができる、といった効果を奏する。
【００９８】また次の発明によれば、各直交相関値に基
づいて復調Ｋビットデータを特定するとともに、前記直
交相関値をＰＳＫ復調処理して復調Ｐビットデータを特
定して、復調Ｋビットデータと復調Ｐビットデータとか
らなる復調並列データ系列を生成するような構成とした
ことにより、伝送速度を一層高速化することができる、
といった効果を奏する。
【００９９】また次の発明によれば、直交符号系列とし
てWalsh系列を用いて直交相関値の算出処理を行うよう
な構成としたことにより、スペクトル拡散受信装置の回
路規模を削減することができる、といった効果を奏す
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１のスペクトル拡散送信
装置の構成図である。
【図２】 本発明の実施の形態１の送信多重ＳＳ信号生
成の様子を示した説明図である。
【図３】 本発明の実施の形態１のスペクトル拡散受信
装置の構成図である。
【図４】 本発明の実施の形態１のシンボル同期回路の
構成図である。
【図５】 本発明の実施の形態１の他のスペクトル拡散
受信装置の構成図である。
【図６】 本発明の実施の形態２のスペクトル拡散送信
装置の構成図である。
【図７】 本発明の実施の形態２の送信多重ＳＳ信号の
信号点配置を示した説明図である。
【図８】 本発明の実施の形態２のスペクトル拡散受信
装置の構成図である。
【図９】 本発明の実施の形態３のスペクトル拡散送信
装置の構成図である。
【図１０】 本発明の実施の形態３のスペクトル拡散受
信装置の構成図である。
【図１１】 従来のM-ary/SS伝送方式に用いられる送信
装置の構成図である。
【図１２】 本発明のＳＳ信号のタイミングチャートを
示した説明図である。
【符号の説明】
１ データ発生部 ２、９１ 直並列変換部 ３＿１〜３＿Ｎ 直交系列符号化部 ４＿１〜４＿Ｎ、９３ 拡散変調部 ５ クロック発生部 ６ ＰＮ符号発生部 ７＿１〜７＿Ｎ 遅延部 ８ 多重部 ９ 周波数変換部 １０ 電力増幅部 １１ 送信アンテナ ２１ 受信アンテナ ２２ 準同期検波部 ２３＿１〜２３＿（Ｊ−１） 遅延部 ２４＿１〜２４＿Ｊ 部分相関器 ２５ シンボル同期回路 ２６ 逆行列乗算部 ２７＿１〜２７＿Ｊ 実数成分抽出部 ２８ 最大値検出復調部 ２９＿１〜２９＿Ｎ 遅延差補正部 ３０＿１〜３０＿Ｎ サンプリング回路 ３１ 並直列変換部 ３２、５２ 最尤判定復調部 ３５＿１〜３５＿Ｊ 二乗算出回路 ３６、３７ 加算器 ３８ フレームメモリ ３９ ピーク検出部 ４１＿１〜４１＿Ｎ 移相部 ４２＿１〜４２＿Ｊ 位相補正部 ５１＿１〜５１＿Ｎ ＰＳＫ変調部 ５３＿１〜５３＿Ｊ 絶対値演算部 ５４ 最大値検出ＰＳＫ復調部 ９２ Walsh関数符号化部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小島 年春 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE22 EE25 EE32 5K047 AA08 BB01 BB04 GG45 HH01 HH03 HH15

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 情報信号を入力し、所定データ長の並列
    データ系列に順次変換して、各並列データ系列をＮ個の
    チャネル（Ｎは２以上の自然数）に順次分配する直並列
    変換手段と、 各並列データ系列を所定の直交符号系列に順次変換する
    直交系列符号化手段と、 前記直交符号系列に所定の拡散符号を各々乗じてスペク
    トル拡散変調処理し、Ｎ個のＳＳ信号を出力する拡散変
    調手段と、 前記各ＳＳ信号に、それぞれ大きさが異なる遅延を付加
    する遅延手段と、 前記Ｎ個のＳＳ信号を所定の方法により多重化して送信
    多重ＳＳ信号を生成する多重手段と、 前記送信多重ＳＳ信号に所定の信号処理を施して送出す
    る送信手段とを備えたことを特徴とする、スペクトル拡
    散送信装置。
  2. 【請求項２】 各ＳＳ信号をそれぞれ所定の位相量だけ
    移相処理する移相手段を更に備えたことを特徴とする、
    請求項１に記載のスペクトル拡散送信装置。
  3. 【請求項３】 直並列変換手段は、各並列データ系列の
    データ長を（Ｋ＋Ｐ）ビット（Ｋ、Ｐは自然数）とし、 直交系列符号化手段は、各並列データ系列のうちのＫビ
    ットデータを所定の直交符号系列に順次変換する構成と
    され、 前記直交符号系列を、前記並列データ系列のうちのＰビ
    ットデータに基づいて決定された所定のＰＳＫ変調位相
    量だけ移相処理するＰＳＫ変調手段を更に備えたことを
    特徴とする、請求項１又は請求項２に記載のスペクトル
    拡散送信装置。
  4. 【請求項４】 直並列変換手段は、各並列データ系列の
    データ長を（Ｋ＋Ｐ）ビット（Ｋ、Ｐは自然数）とし、 各並列データ系列のうちのＫビットデータを、前記並列
    データ系列のうちのＰビットデータに基づいて決定され
    た所定のＰＳＫ変調位相量だけ移相処理するＰＳＫ変調
    手段を更に備え、 直交系列符号化手段は、ＰＳＫ変調処理後のＫビットデ
    ータを所定の直交符号系列に順次変換する構成とされた
    ことを特徴とする、請求項１又は２に記載のスペクトル
    拡散送信装置。
  5. 【請求項５】 直交系列符号化手段は、各直交符号系列
    としてWalsh系列を用いる構成とされたことを特徴とす
    る、請求項１ないし４の何れかに記載のスペクトル拡散
    送信装置。
  6. 【請求項６】 請求項１に記載のスペクトル拡散送信装
    置で用いられた拡散符号を、直交符号系列のビット数Ｊ
    で分割した部分拡散符号を保持し、前記スペクトル拡散
    送信装置から送出された送信多重ＳＳ信号と前記各部分
    拡散符号との部分相関値をそれぞれ算出する部分相関演
    算手段と、 前記スペクトル拡散送信装置で用いられた各直交符号系
    列を行要素とする直交符号行列の逆行列を保持し、当該
    逆行列に前記各部分相関値からなる列ベクトルを乗じ
    て、前記直交符号系列各々に対応した直交相関値を算出
    する逆行列乗算手段と、 直交相関値が最大となる直交符号系列を特定し、該直交
    符号系列に予め対応付けられた並列データ系列を復調並
    列データ系列としてＮ個のチャネルそれぞれに出力する
    最尤判定復調手段と、 上記スペクトル拡散送信装置において各チャネルのＳＳ
    信号に付加された遅延量に基づき、前記各チャネルの復
    調並列データ系列の遅延差を補正する遅延差補正手段
    と、 遅延差補正後の各復調並列データ系列を、前記送信多重
    ＳＳ信号の拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボ
    ルクロックに基づいてそれぞれ標本化し、各チャネルの
    標本化データを並直列変換して直列復調データ系列を得
    る、復調データ変換手段とを備えたことを特徴とする、
    スペクトル拡散受信装置。
  7. 【請求項７】 再生シンボルクロックの所定のデータ抽
    出タイミングと、各チャネルのＳＳ信号に付加された遅
    延量とに基づいて、遅延多重化された各チャネルのデー
    タ受信タイミングを特定するとともに、 請求項２に記載のスペクトル拡散送信装置において移相
    処理された各チャネルのＳＳ信号の位相量をうち消す位
    相補正量を算出し、 前記各チャネルのデータ受信タイミングにおいて、各チ
    ャネルに対応する位相補正量に基づいて、各直交相関値
    の位相をそれぞれ補正処理する位相補正手段を更に備え
    たことを特徴とする、請求項６に記載のスペクトル拡散
    受信装置。
  8. 【請求項８】 請求項３又は４に記載のスペクトル拡散
    送信装置から送出された送信多重ＳＳ信号を入力し、 最尤判定復調手段は、各直交相関値の絶対値をそれぞれ
    算出する絶対値演算手段と、 前記絶対値が最大となる直交相関値を特定し、前記スペ
    クトル拡散送信装置において該直交相関値に予め対応付
    けられたＫビットデータを復調Ｋビットデータとして特
    定するとともに、前記特定された直交相関値の位相をＰ
    ＳＫ復調処理して復調Ｐビットデータを得て、前記復調
    Ｋビットデータと復調Ｐビットデータとからなる復調並
    列データ系列を生成する最大値判定ＰＳＫ復調手段とを
    備える構成とされたことを特徴とする、請求項６又は７
    に記載のスペクトル拡散受信装置。
  9. 【請求項９】 逆行列乗算手段は、Walsh系列の直交符
    号系列を行要素とする直交符号行列の逆行列を保持する
    構成とされたことを特徴とする、請求項６ないし８の何
    れかに記載のスペクトル拡散送信装置。
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