JP2013138472A - 送信方法、受信方法、送信装置、受信装置、送受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】送信信号を、仮想チャネル用データでたたみ込んで送信する送信方法、送信装置及び受信装置を提供する。
【解決手段】送信側では、信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を信号作成部の出力として作成し、受信側では、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行う送信装置及び受信装置。
【選択図】図９

Description

本発明は、送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置に係り、特に、送信信号を、仮想チャネル用データでたたみ込んで送信する送信方法、送信装置及び受信装置に関する。

なお、本発明は、有線通信システム式及び無線通信システムに適用できる。

また、本発明が適用される無線通信システムは、移動通信システム、無線ＬＡＮ通信システム等の無線通信システムである。

末広らは、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列の行ベクトル(「行ベクトル」でなく、「列ベクトル」であってもよい。本明細書では、行ベクトルの場合について説明する。)とデータベクトル間のクロネッカー積を利用した新しい情報伝送方式である、Suehiro’sDFT（ＯＳＤＭ）方式を考案した（非特許文献１、２参照）。

この方式は、現在様々な通信に利用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式と比べ、無線周波数利用効率が約２倍になることが確認されている（非特許文献３参照）。

次に、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を送受信する伝送方法であるＯＳＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式について説明する。
（ＤＦＴ行列と送信信号）
先ず、Ｎ次のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列について説明する。

Ｎ次のＤＦＴ行列Ｆ_Ｎを、
Ｆ_Ｎ＝［ｆ_Ｎ（ｉ、ｊ）］ ・・・（１）
とする。なお、Ｎ次逆ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎ ^−１は、ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎの複素共役である。

ここで、ｉは、行番号で、０≦ｉ≦Ｎ−１であり、ｊは、列番号で、０≦ｊ≦Ｎ−１である。

また、ｆ_Ｎ（ｉ、ｊ）＝exp（２π√−１ｉｊ／Ｎ）／√Ｎ ・・・（２）
である。

また、単位円をＮ分割した点に相当する変数Ｗ_Ｎを、図１に示すように、次のように定義する。

Ｗ_Ｎ≡exp（２π√−１）／Ｎ ・・・（３）

このＷ_Ｎを用いると、ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎは、図２に示すようになる。

なお、Ｗ_Ｎは回転子であり、以下の関係が成立する。

Ｗ_Ｎ ^Ｎ＝ｅ^ｊ２π＝１ ・・・(４)
Ｗ_Ｎ ^Ｎ−ｋ＝Ｗ_Ｎ ^２Ｎ−ｋ＝・・・＝Ｗ_Ｎ ^−ｋ
・・・(５)
図２に示すように、Ｎ次のＤＦＴ行列Ｆ_Ｎは、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルを有している。この行ベクトル同士は、周期相互相関が全てのシフトにおいて、ゼロである。

次に、この行ベクトルを用いたデータの送信について説明する。図３に示すように、送信部＃０、送信部＃１・・・送信部＃（Ｎ−１）のＮ個の長さＭの送信データ：データＸ_Ｏ（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）、データＸ_１（ｘ_１０、ｘ_１１、・・・、ｘ_{１（Ｍ−１）}）・・・データＸ_{（Ｎ−１）}（ｘ_{（Ｎ−１）０}、ｘ_{（Ｎ−１）１}、・・・、ｘ_{（Ｎ−１）（Ｍ−１）}）を、それぞれ、行ベクトルｆ_Ｎ、０、行ベクトルｆ_Ｎ、１・・・行ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}を用いて、次のようにして生成された信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を送信する。

生成された信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を送信することにより、複数の送信部から、相関なく、データを送信することができる。なお、送信される信号の長さは、Ｎ×Ｍの長さとなる。

つまり、信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１の中で任意の二つの信号の周期相互相関が全てのシフトで0（ゼロ）となるので、適切なマッチドフィルタを設計すればこれらの信号を足し合わせて送信しても、受信時にそれぞれのデータ列を分離することが可能になる。
（マッチドフィルタ）
長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・、０）を定義する。

ここでベクトルｆ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）とＩ_Ｍのクロネッカ積

を整合する信号とするマッチドフィルタを用意する。

このマッチドフィルタに信号Ｓ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を入力すると、出力の中央のＭ個の部分は、データＸ_ｋになる。

また、(ｇ≠k, 0 ≦ k ≦ N − 1, 0 ≦ ｇ
≦ N − 1)としたときの信号Ｓ_ｇを

（擬周期信号）
信号Ｓ_０から信号Ｓ_Ｎ−１までを足し合わせた信号をＳ_sumとする。信号Ｓ_sumは長さＭＮの有限長系列であるため、マルチパスチャネル通過の際に、DFT行列によって得られた周期性を失ってしまう。すると、マッチドフィルタ出力からデータＸ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得ることができなくなる。

周期的な無限長の信号である場合、マルチパスチャネルは信号の周期性に影響を与えない。しかし、無限長の系列を送信することは実用的ではない。そこで、無限長の周期系列から必要な長さを切り出す擬周期信号を導入する。

まず、想定されるマルチパス遅延時間よりも大きな値L₂を与える。
また、直接経路信号が存在しなかったり、極めて小さな電力レベルである場合、最大振幅信号に対する遅延時間がマイナスであることがある。その時間を考慮した値をL₁とする。
このL₁,L₂を使って図４のような擬周期信号を作り送信する。

ここでL₂にあたる部分をサイクリックプレフィックス、L₁にあたる部分をサイクリックポストフィックスと呼ぶ。受信時にはマッチドフィルタ入力前に両者を取り除く必要がある。
（パイロット信号）
データ列X₀を長さをMとして以下のように決める。

X₀=(1,0,0,0,...,0) ・・・・（９）

X0=(p0,p1,p2,p3,...,p(L2−1), 0, 0, ..., 0) ・・・・（１１）
ただし、(p₀,p₁,p₂,p₃,...,p_k,...,p_(L2−1)
)は、時間kだけ遅れて到達したパスに乗算される複素係数であり、送信装置内の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装置内の伝送特性を含む伝送特性であり、時間軸上のチャネル特性を表している。

このp_kは一般に、振幅係数r_kと位相回転θ_kを用いて、
p_k=r_k・e^jθk ・・・・（１２）
と表される。

なお、パイロット信号として、ＺＡＣＺ（Zero Auto Correlation Zone Sequence）系列の信号、ＺＣＣＺ（Zero Crosscorrelation Zone Sequence）系列の信号、PN系列の信号を用いることが出来る。

パイロット信号として、ＺＡＣＺ等を用いても、マルチパス特性を含む時間軸上のチャネル特性を検出することができる。
（連立方程式）
パイロット信号の挿入によってマルチパス特性を含む時間軸上のチャネル特性を知ることができることを示した。
パイロット以外のデータ信号部分Xk(1＜k＜N−1)の、それぞれのマッチドフィルタ出力の中心のM個の部分（dk0〜dk(M−1)）は、データとマルチパス特性が以下の式のような関係を示す。

(p₀,p₁,...,p_L2−2,p_L2−1,0,...,0,0,0)・x_k0
+(0,p₀,p_1,...,p_L2−2,p_L2−1,0,...,0,0)・x_k1
+(0,0,p₀,p₁,...,p_L2−2,p_L2−1,0,...,0)・x_k2
・
・
・
+(0,0,0,...,0,0,0,0,p₀,p₁)・x_k(M−2)
+(0,0,0,0,...,0,0,0,0,p₀)・x_k(M−1)
=(d_k0,d_k1,d_k2,...,d_k(M−2),d_k(M−1)) ・・・・（１３）
これを行列を用いて表現すると次の式（１４）のようになる。

ここで、

とすると、
Ｄ_ｋ＝Ｐ^ｔＸ_ｋ ・・・・（１７）
となる。

式（１７）をＸ_ｋについて解くことで、受信側において、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む時間時間軸上のチャネル特性を補償した送信データを得ることができる。

この連立方程式を簡単に解くためには、例えば、式（１７）の両辺左からPの逆行列を掛ければよい。

Ｐ^−１Ｄ_ｋ＝Ｐ^−１Ｐ^ｔＸ_ｋ
＝^ｔＸ_ｋ ・・・・（１８）

N.Suehiro,C.Han, T.Imoto, and N.Kuroyanagi, "An information transmission method usingKronecker product", Proceedings of the IASTED International ConferenceCommunication Systems and Networks, pp.206-209, Sept.2002. N.Suehiro, C.Han, and T.Imoto, "Very Effcient wireless usage based onpseudo-coherent addition of multipath signals using Kronecker product with rowsof DFT matrix", Proceedings of International Simposium on Information Theory,pp.385, June2003. Naoki Suehiro, Rongzhen Jin, Chenggao Han, Takeshi Hashimoto,"Performance of Very Effcient Wireless Frequency Usage System Using KroneckerProduct with Rows of DFT Matrix", Proceedings of 2006 IEEE Information TheoryWorkshop (ITW’06), pp.526-529, Oct.2006.

しかしながら、従来のＯＳＤＭ方式は、ＯＦＤＭ方式に対して、無線周波数利用効率が約２倍になるものの、更なる無線周波数利用効率を挙げることが課題となっている。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、より無線周波数利用効率を挙げた送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置を提供することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明の一態様の送信方法は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、パイロット信号及び長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）の送信データとのクロネッカ積をとることによって生成された複数の信号を送信する送信方法において、前記Ｎ個の系列をｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、このＮ個の系列の内、Ｐ個（Ｐは、２以上の自然数）の系列をパイロット信号を送信するためのパイロット用系列とし、Ｎ−Ｐ個の系列を送信データを送信するためのデータ用系列とし、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるＱ個（但し、Ｑは、２以上、Ｐ以下の自然数）の仮想チャネル生成用データを用意し、前記パイロット用系列の一つとパイロット信号とのクロネッカ積と、前記データ用系列と送信データとのクロネッカ積との信号とからなるＲ個（但し、Ｒは、１以上、Ｑ以下の自然数）の送信信号を生成し、生成されたＲ個の送信信号を、異なる前記仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込んで、送信するように構成することができる。

なお、本発明では、ＤＦＴ行列の行ベクトルの線形結合及びＤＦＴ行列の列ベクトルの線形結合であっても、ＤＦＴ行列の行ベクトル及びＤＦＴ行列の列ベクトルと同等の機能を有するので、本発明では、ＤＦＴ行列の行ベクトル及びＤＦＴ行列の列ベクトルは、それぞれ、ＤＦＴ行列の行ベクトルの線形結合及びＤＦＴ行列の列ベクトルの線形結合を含むものである。

また、上記目的を達成するために、本発明の一態様の送信装置は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のパイロット信号及び長さＭの送信データとのクロネッカ積をとることによって、送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部で生成されたＲ個の送信信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込むデータたたみ込み部と、前記データたたみ込み部でたたみ込みまれた送信信号を送信する送信部とを有するように構成することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明の一態様の受信方法は、前記送信された信号を受信する受信ステップと、
前記受信ステップで受信された信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリングステップと、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出ステップと、
Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出ステップと、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成ステップと、
前記連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号ステップと、
を有するように構成することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明の一態様の受信装置は、前記送信された信号を受信する受信部と、
前記受信部で受信された信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング部と、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部と、
Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出部と、
Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成部と、
前記連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号部と、
を有するように構成することができる。

本発明によれば、より無線周波数利用効率を挙げた送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置を提供することができる。

Ｗ_Ｎを説明するための図である。 Ｎ次のＤＦＴ行列である。 ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎの行ベクトルを用いた信号の送信を説明するための図である。 擬周期信号を説明するための図である。 送信信号０の信号の構成を説明するための図である。 送信信号１の信号の構成を説明するための図である。 送信信号Ｐ−１の信号の構成を説明するための図である。 仮想チャネル生成用データの例である。 送信装置（その１）を説明するための図である。 仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部を説明するための図である。 仮想チャネル生成用データによるたたみ込みを説明するための図である。 受信装置（その１）を説明するための図である。 模式的にオーバサンプリングを説明するための図である。 オーバサンプリングに基づく仮想チャネルを説明するための図（その１）である。 オーバサンプリングに基づく仮想チャネルを説明するための図（その２）である。 連立方程式生成部を説明するための図である。 送信装置（その２）を説明するための図である。 送信装置（その３）を説明するための図である。 受信装置（その２）を説明するための図である。 受信装置（その３）を説明するための図である。 マルチパス特性の影響を説明するための図である。 パイロット信号の送信を説明するための図である。 送信系（その１）を説明するための図である。 受信系（その１）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その１）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その２）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その３）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その４）を説明するための図である。 送信系（その２）を説明するための図である。 信号構成（その１）を説明するための図である。 信号構成（その２）を説明するための図である。 受信系（その２）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その５）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その６）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その７）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その８）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その９）を説明するための図である。 シミュレーション結果（その１０）を説明するための図である。 仮想送信アンテナを説明するための図である。 仮想受信アンテナを説明するための図である。 送信系（その３）を説明するための図である。 受信系（その３）を説明するための図である。 送信信号の構成を説明するための図である。 受信装置（その４）を説明するための図である。

（信号構成）

送信データとして、図５〜図７の信号構成のものを用いる。

図５〜図７の信号構成において、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（Ｎ個の系列）をｆ_Ｎ、０、ｆ_Ｎ、１、ｆ_Ｎ、２、・・・ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}とする。また、このＮ個の行ベクトル内、Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、０〜ｆ_{Ｎ、Ｐ−１}は、パイロット信号を送信するためのパイロット用行ベクトルとして用い、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}は、データを送信するためのデータ送信用行ベクトルとして用いる。

図５の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆ_Ｎ、０を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}を用いた場合である。

また、行ベクトルｆ_Ｎ、０、ｆ_Ｎ、１、ｆ_Ｎ、２、・・・ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の列ベクトルであってもよい。

また、ベクトルｆ_Ｎ、０、ｆ_Ｎ、１、ｆ_Ｎ、２、・・・ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトルでなく、ＺＣＣＺ系列セットを構成するＮ個の系列であってもよい。

例えば、ＺＣＣＺ系列セットとして、次に定義するＺＣＣＺ行列の行ベクトルを用いることができる。

ここで言うＺＣＣＺ行列は、Ｎ行Ｋ列の行列であって、任意の二つの行ベクトルの間の、Ｋを周期とする周期相互相関関数にゼロクロスコリレーションゾーンが存在する。

なお、二つの行ベクトルの組合せによっては、Ｋと異なるＫ’(Ｋ’≠Ｋ)を周期とする周期相互相関関数にゼロクロスコリレーションゾーンが存在してもよい。

パイロット信号Ｘ_Ｏ（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）は、X₀=(1,0,0,0,...,0)であっても、良いし、長さＭのＺＣＺ系列の信号、長さＭのＺＣＣＺ系列の信号等を用いることができる。

Ｎ−Ｐ個の送信データＸ_０、Ｐ（ｘ_{０、Ｐ、０}、ｘ_{０、Ｐ、１}、・・・、ｘ_{０、Ｐ、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０、Ｎ−１}（ｘ_{０、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{０、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}）は、それぞれ、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}と、クロネッカ積が取られる。

したがって、図５に示されている「送信信号０」は、次の信号である。

図６の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆ_Ｎ、１を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}を用いた場合である。

図６に示されている「送信信号１」は、次の信号である。

同様にして、図７の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆ_{Ｎ、Ｐ−１}を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}を用いる。

図７に示されている「送信信号Ｐ−１」は、次の信号である。

（仮想チャネル用データ）
なお、仮想チャネル生成用データの一例として、図８のデータを用いることができる。

また、仮想チャネル生成用データとして、相関の小さい系列又は乱数を用いることが出来る。
なお、異なる前記仮想チャネル生成用データの一つで、データをたたみ込んで、送信することにより、仮想チャネルが生成される。なお、この仮想的なチャネルは、送信側で生成されるので、仮想送信チャネル又は仮想送信アンテナとも言える。
（送信装置）
ここで、図５〜図７において、実アンテナが１つで、Ｐが「３」の場合（パイロット信号が３個の場合であって、仮想チャネル（仮想送信チャネル、仮想送信アンテナ）が３つの場合である。）の送信装置について、図９を用いて説明する。

図９の送信装置では、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（Ｎ個の系列）をｆ_Ｎ、０、ｆ_Ｎ、１、ｆ_Ｎ、２、・・・ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}とし、このＮ個の行ベクトルの内、３個の行ベクトルｆ_Ｎ、０〜ｆ_Ｎ、２をパイロット用行ベクトルとして用い、Ｎ−Ｐ（Ｎ−３）個の行ベクトルｆ_Ｎ、３〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}は、送信データを送信するためのデータ用行ベクトルとして用いる。

図９の送信装置は、仮想チャネル０用（仮想送信チャネル０用、仮想送信アンテナ０用）の送信信号作成部１１、仮想チャネル１用（仮想送信チャネル１用、仮想送信アンテナ１用）の送信信号作成部１２、仮想チャネル２用（仮想送信チャネル２用、仮想送信アンテナ２用）の送信信号作成部１３、仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５、送信部１７及びアンテナ１８から構成されている。仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５は、仮想チャネル生成用データが記憶された仮想チャネル生成用データ記憶部１５１を有している。

仮想チャネル０用の送信信号作成部１１は、パイロット用行ベクトルｆ_Ｎ、０とパイロット信号Ｘ_Ｏ（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆ_Ｎ、３〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のそれぞれとＮ−３個の送信データＸ_０、３（ｘ_{０、３、０}、ｘ_{０、３、１}、・・・、ｘ_{０、３、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０、Ｎ−１}（ｘ_{０、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{０、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積を取って、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０を作成する。

最終的に、仮想チャネル０用の送信信号作成部１１は、次の信号を作成する。

なお、送信信号ＫＳ０は、長さＮＭの信号の（Ｎ−２）個の信号の和である。

同様に、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２は、パイロット用行ベクトルｆ_Ｎ、１とパイロット信号Ｘ_１（ｘ_１０、ｘ_１１、・・・、ｘ_{１（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆ_Ｎ、３〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のそれぞれとＮ−３個の送信データＸ_１、３（ｘ_{１、３、０}、ｘ_{１、３、１}、・・・、ｘ_{１、３、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{１、Ｎ−１}（ｘ_{１、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{１、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{１、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積を取って、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１を作成する。

最終的に、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２は、次の信号を作成する。

同様に、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３は、パイロット用行ベクトルｆ_Ｎ、２とパイロット信号Ｘ_２（ｘ_２０、ｘ_２１、・・・、ｘ_{２（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆ_Ｎ、３〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のそれぞれとＮ−３個の送信データＸ_２、３（ｘ_{２、３、０}、ｘ_{２、３、１}、・・・、ｘ_{２、３、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{２、Ｎ−１}（ｘ_{２、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{２、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{２、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積を取って、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２を作成する。

最終的に、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３は、次の信号を作成する。

仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１及び仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２に対して、それぞれ、異なる仮想チャネル用データとのたたみ込みを行って、加算して、送信部に供給する。

送信部１７及びアンテナ１８は、仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５で生成された信号を高周波数に乗せてアンテナ１８を介して送信する。

仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５の例を図１０に示す。図１０の仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部１５は、仮想チャネル生成用データ記憶部１５１、たたみ込み部１５２〜１５４及び加算部１５５から構成されている。

たたみ込み部１５２は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５３は、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５４は、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行う。

加算部１５５は、たたみ込み部１５２〜１５４からの信号の加算を行い、送信部１７に出力する。

たたみ込み部の意義：送信部及びアンテナを介して、加算部１５５で加算された送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２が送信される。送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２は、同一の空間を経て、受信機で受信されるので、空間におけるチャネル特性は同じであるが、送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２は、それぞれ異なる仮想チャネル用データとのたたみ込みが行われているので、受信機から見ると、送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２は、それぞれ、異なる回線を経由して、受信されたものと等価である。

したがって、受信側で、それぞれの回線のチャネル特性を検出して、連立方程式を生成し、この連立方程式を解くことにより、正確に、送信信号ＫＳ０、送信信号ＫＳ１及び送信信号ＫＳ２を得ることができる。

図１１に基づいて、たたみ込み部１５２を説明する。

ここで、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０に対する仮想チャネル用データＤ２を（ １ ｊ １ −j）とし、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０を、（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）とする。

図１１に示されているように、（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）と、これに１タイムスロット後のｊ（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の-j（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）が加算された信号が、たたみ込み部１５２の出力となる。

同様に、たたみ込み部１５３からは、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１に対する仮想チャネル用データＤ２を（ ｊ １ １ ｊ）とすると、ｊ（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）と、これに１タイムスロット後の（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後のｊ（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）が加算された信号が出力される。

同様に、たたみ込み部１５４からは、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２に対する仮想チャネル生成用データＤ０を（ １ ｊ ｊ １）とすると、（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）と、これに１タイムスロット後のｊ（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後のｊ（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット後の（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）が加算された信号が出力される。
（受信装置）
送信側仮想チャネルによって、（Ｎ−Ｐ）倍の送信データ量となった、図９の送信装置から送信され信号を受信する受信装置について説明する。

図9の仮想チャネルを有する送信機から送信される一般化した信号を図４３に示す。

図４３の信号構成は、パイロット信号がＰ個、仮想チャネル数がＰ個、ＤFＴ行列の行ベクトルが、図４のように定義された行ベクトルｆ_Ｎ、０、行ベクトルｆ_Ｎ、１・・・行ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}（以下、「行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１」又は「ｆ_０、ｆ_１・・・ｆ_Ｎ−１」とも言う。）」を用いた場合である。

また、送信データは、仮想チャネル毎に、パイロット信号と共に、（Ｎ−Ｐ）×Ｍ個のデータを送信する場合である。

仮想チャネル＃０からは、行ベクトルｆ_０とクロネッカ積が取られてパイロット信号＃０が送信される。同時に、仮想チャネル＃０からは、Ｎ−Ｐ個の送信データ（Ｘ_００、Ｘ_０１、・・・、Ｘ_{０（Ｎ−Ｐ）}が、行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１のそれぞれとクロネッカ積が取られて送信データ＃０として送信される。

なお、Ｎ−Ｐ個の送信データは、それぞれ、長さＭのデータであるので、仮想チャネル＃０からは、Ｍ×（Ｎ−Ｐ）のデータが送信される。

同様に、仮想チャネル＃１からは、行ベクトルｆ_１とクロネッカ積が取られてパイロット信号＃１が送信される。同時に、仮想チャネル＃１からは、Ｎ−Ｐ個の送信データ（Ｘ_１０、Ｘ_１１、・・・、Ｘ_{１（Ｎ−Ｐ）}が、行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１のそれぞれとクロネッカ積が取られて送信データ信号＃１として送信される。

・
・
同様に、仮想チャネル＃Ｐ−１からは、行ベクトルｆ_Ｐ−１とクロネッカ積が取られてパイロット信号＃Ｐ−１が送信される。同時に、仮想チャネル＃Ｐ−１からは、Ｎ−Ｐ個の送信データ（Ｘ_Ｐ−１０、Ｘ_Ｐ−１１、・・・、Ｘ_{Ｐ−１（Ｎ−Ｐ）}が、行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１のそれぞれとクロネッカ積が取られて送信データ信号＃Ｎ−１として送信される。

各仮想チャネルのパイロット信号は、クロネッカ積が取られる行ベクトルが異なるので、他のパイロット及びデータと干渉されずに受信することが出来る。

しかしながら、各仮想チャネルの送信データは、クロネッカ積が取られるＮ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｐ〜ｆ_Ｎ−１を共有している。

そのため、同一の行ベクトルで送信されたＭＰ個のデータが、受信側で何もしないと、混信して受信される。

そこで、本発明は、受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）個の仮想チャネルを生成し、アンテナで受信した信号を、このＵ個の仮想チャネルに分岐し、分岐されたＵ個の信号を処理することにより、連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによって、送信信号を混信なく受信するようにしたものである。

つまり、
（１）送信側で、別々のＰ通りの送信側仮想チャネルを通した後に、加算して得た信号を実際の伝送チャネルに送信し、受信側で、受信した信号をＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す。

（２）送信側でＰ通り、受信側でＵ通りの仮想チャネルがあるので、通過する仮想チャネルはＰＵ通りである。このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性を検出する。

このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性のうち、少なくともＰ^２個の仮想チャネルを検出する。

（３）受信側で得たＰＵ通りのチャネル特性と、送信側から送信されたデータが別々の受信側仮想チャネルを通った出力とを用いて、連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによって、送信信号を混信なく受信するようにしたものである。

なお、受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す方法として、オーバサンプリングによる方法と、送信側と同じように、Ｕ個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法とがある。

図１２は、オーバサンプリングによる方法であり、図４４は、仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法である。
（受信装置（その１））
図９の送信装置から送信された信号について、オーバサンプリングによる受信装置について、図１２を用いて説明する。なお、図１２では、Ｒ（Ｐ）＝３でなく、一般的に図示した。

図１２の受信装置は、アンテナ２１と、アンテナ２１で検出された受信信号をベースバンド信号に変換する受信部２２と、受信部２２でベースバンド信号に変換された受信信号をＵ倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング部２８と、オーバサンプリング部２８から出力された後述するサンプリング系列毎に、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタから構成される信号分離部２９と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出する（後述する仮想送信チャネルと仮想受信アンテナとの全組合せの時間軸上のチャネル特性を検出する。）チャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。
（オーバサンプリング）
オーバサンプリング部２８は、受信部２２でベースバンド信号に変換された受信信号をＵ倍のオーバサンプリングを行う。

ここで、信号Ｐ（１、−１、１、１）のオーバサンプリングについて、図１３を用いて、模式的に説明する。なお、オーバサンプリング部２８におけるオーバサンプリングは、図１３に示されているような、綺麗な「０」、「１」から構成されているような信号ではなく、回線雑音、熱雑音、他のチャネルからの漏洩信号等を含む綺麗でない信号である。

図１３（Ａ）に示すように、信号Ｐのピッチ間隔をτ（ピッチ周波数１／τ）としたとき、ピッチ周波数の４倍の周波数（τ／４の間隔）で、オーバサンプリングを行うと、図１３（Ｂ）に示すように、
信号Ａ（１、−１、１、１）が、信号Ｂ（１、１、１、１、−１、−１、−１、−１、１、１、１、１、１、１、１、１）となる。

なお、オーバサンプリングのタイミングが固定されていれば、オーバサンプリングの間隔は、同一でなくてもよい。

つまり、後述する＃を用いれば、同一の＃におけるサンプリング間隔はどの＃の場合であっても、固定（図の場合は、τ／４である。）であるが、＃間の間隔は、一定である必要はない。

また、オーバサンプリングは、ベースバンドでなく、高周波段階又は中間周波数の段階で行ってもよい。

図１４に示されているように、信号（ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）}）が受信され、かつ、オーバサンプリングされる。このとき、信号ａ_０に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ_０−０とし、信号ａ_０に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ_０−１とし、・・・信号ａ_０に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ_{０−（Ｕ−１）}とし、信号ａ_１に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ_１−０とし、信号ａ_１に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ_１−１とし、・・・信号ａ_１に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ_{１−（Ｕ−１）}とし、・・・・信号ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ_{（Ｍ−１）−０}とし、信号ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ_{（Ｍ−１）−１}とし、・・・信号ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}とする。

これを、サンプリング点での信号の系列で見ると、図１５のように示せる。

サンプリング＃０の系列 ａ_０―０ ａ_１―０ ・・・・ａ_{（Ｍ−１）―０}
サンプリング＃１の系列 ａ_０―１ ａ_１―１ ・・・・ａ_{（Ｍ−１）―１}
・・・・
サンプリング＃Ｕ−１の系列 ａ_{０―（Ｕ−１）} ａ_{１―（Ｕ−１）} ・・・ ａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}
これによれば、サンプリングの系列毎に、送信信号に対応する信号系列が存在しており、換言すれば、サンプリングの系列毎に、仮想的なチャネルが存在していると言える。なお、この仮想的なチャネルは、受信側で生成されるので、仮想受信アンテナとも言える。

ところで、パイロット信号では、仮想チャネル毎に異なる行ベクトルお使用しているので、全パイロット信号は、混信することなく受信側で受信することができる。しかしながら、送信データは、仮想チャネル毎に、異なる行ベクトルを用いていないので、同じ行ベクトルを用いた他の送信データと混信する。

本願発明では、受信側でオーバサンプリングすることにより、送信データを復号できるに十分な連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによって、回線のチャネル特性の影響を排除して、送信データを推測することを可能としている。

なお、この場合、オーバサンプリングのＵは、
Ｕ≧Ｒ
である。
（信号の分離）
信号分離部２９は、オーバサンプリング部２８から出力されたサンプリング系列毎に、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタを通す。信号分離部２９は、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタ毎に信号を分離する。

分離された信号は、サンプリング系列毎の、Ｐ個のパイロット信号とＮ−Ｐ個の送信データである。

次に、あるサンプリング系列＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）のパイロット信号の分離について説明する。

仮想チャネル０用（仮想送信チャネル０用、仮想送信アンテナ０用）の送信信号ＫＳ０には、パイロット信号Ｘ_０が

ベクトルｆ_Ｎ、０とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の整合フィルタを通過させることにより、パイロット信号Ｘ_０を得ることができる。

また、同様にして、信号分離部２９は、仮想チャネル１（仮想送信チャネル１、仮想送信アンテナ１）及び仮想チャネル２（仮想送信チャネル２、仮想送信アンテナ２）の受信信号を、ベクトルｆ_Ｎ、１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の整合フィルタ及びベクトルｆ_Ｎ、２とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の整合フィルタに入力させることにより、仮想チャネル１及び仮想チャネル２のパイロット信号Ｘ_１及びパイロット信号Ｘ_２Ｗを得ることができる。

また、パイロット信号の抽出と同様にして、Ｎ−Ｐ個の送信データを得ることができる。

つまり、仮想チャネル０の信号を、Ｎ−Ｐ（ここでは、Ｐ＝３）個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合フィルタを通過させることにより、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ_０、Ｐ（ｘ_{０、Ｐ、０}、ｘ_{０、Ｐ、１}、・・・、ｘ_{０、Ｐ、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０、Ｎ−１}（ｘ_{０、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{０、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}）を得ることができる。

また、同様にして、信号分離部２９は、仮想チャネル１及び仮想チャネル２のＮ−Ｐ個の送信データを、仮想チャネル１及び仮想チャネル２の信号を、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ、Ｐ〜ｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合フィルタを通過させることにより、得ることができる。

ところで、パイロット信号は、仮想チャネル毎（仮想送信チャネル毎、仮想送信アンテナ毎）に異なる行ベクトルを使用しているので、全パイロット信号は、混信することなく受信側で受信することができる。しかしながら、送信データは、仮想チャネル毎に、異なる行ベクトルを用いていないので、何もしなければ、同じ行ベクトルを用いた他の送信データと混信する。

本願発明は、各仮想チャネル（仮想送信チャネル毎、仮想送信アンテナ毎）上に、それぞれ、異なるパイロット信号を送信しており、受信側で、このパイロット信号を受信することにより、全仮想チャネルのチャネル特性を含むチャネル特性を検出できるようになっており、このチャネル特性を用いて、混信することなく、送信データを検出することができる。
（チャネル特性検出）
本発明は、次に示すように、仮想チャネル（仮想送信アンテナ）毎に、１つのパイロット信号が挿入されている。

したがって、＃ｊ（０≦ｊ≦Ｎ−１）パイロット信号を検出することにより、＃ｊの仮想チャネル（仮想送信アンテナ）のチャネル特性を得ることができる。

また、本発明では、サンプリングの系列毎に、
ベクトルｆ_０とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
ベクトルｆ_１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
・
・
ベクトルｆ_Ｐ−１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
を持っている。
換言すれば、
仮想受信アンテナ＃０〜＃（Ｕ−１）のそれぞれが
ベクトルｆ_０とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
ベクトルｆ_１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
・
・
ベクトルｆ_Ｐ−１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
を持っている。
ところで、仮想受信アンテナ＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）からの信号を、ベクトルｆ_ｊ（０≦ｊ≦Ｐ−１）とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタに入力したときの出力は、仮想送信アンテナｊから仮想受信アンテナｉのへの仮想チャネルの特性である。

したがって、仮想受信アンテナ＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）（つまり、オーバサンプリングの＃ｉの系列）において、全仮想送信アンテナと仮想受信アンテナ＃ｉ間の仮想チャネル特性を得ることができる。

また、これを全ての、仮想受信アンテナで行うことにより、チャネル特性検出部２５は、全仮想送信アンテナと全仮想受信アンテナ間の仮想チャネル特性を得ることができる。

また、本願発明では、時間軸でチャネル特性を検出しているので、チャネル特性検出部２５は、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出することができる。

本発明では、時間時間軸上のチャネル特性を検出するものであり、デルタ信号を送信したときの時間応答検出するものである。

時間時間軸上のチャネル特性は、マルチパス応答を含む、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路のチャネル特性である。

なお、時間時間軸上のチャネル特性は、マルチパス特性と同様の形式で表現される。
（連立方程式の生成）
連立方程式生成部２６は、オーバサンプリングで生成された受信信号と、チャネル特性検出部２５で検出された時間軸上のチャネル特性とに基づいて、式（１７）のような連立方程式を生成する。

実際には、図１６に示すように、対応する行ベクトルに係る送信データを加算してＴ_０、Ｔ_１、Ｔ_２を生成し、Ｔ_０、Ｔ_１、Ｔ_２毎に、連立方程式を生成する。
（復号）
連立方程式生成部２６は、チャネル分離部２９で分離された３個の仮想チャネルの受信信号と、チャネル特性検出部２５で検出された時間軸上のチャネル特性とに基づいて、式（１７）のような連立方程式を生成する。

復号部２７は、連立方程式生成部２６で生成された連立方程式を解く。なお、連立方程式生成部２６で生成された連立方程式には、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性が、反映されているので、その解は、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性に影響されていない送信データを復号することができる。

換言すれば、式（１７）の連立方程式を解くことは、伝送路の時間時間軸上のチャネル特性の影響を排除した信号を得ることができる。

上述したように、仮想チャネル生成用データで生成された仮想チャネルと、オーバサンプリングの系列毎に生成された仮想的なチャネルが得られた。前者は、送信側で生成された仮想チャネルであり、後者は、受信側で生成された仮想チャネルであり、これらの仮想チャネルは独立に生成される。してみると、前者により仮想送信アンテナが生成され、後者によって、仮想受信アンテナが生成されるとみなすことができる。

仮想チャネル生成用データで生成された仮想チャネルが３（Ｐ＝３）つで、オーバサンプリングの系列毎に生成された仮想的なチャネルがＵであれば、そのチャネル数は、３Ｕである。

従って、チャネル特性検出部２５は、３Ｕのチャネルについて、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出する。
（受信装置（その２））
（受信側でたたみ込みにより、仮想チャネルを生成する方法）
次いで、受信側で、仮想チャネルを生成する方法として、受信信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法について、図４４を用いて説明する。

図４４の受信装置は、アンテナ２１と、アンテナ２１で検出された受信信号をベースバンド信号に変換する受信部２２と、受信部２２でベースバンド信号に変換された受信信号を、Ｕ_１個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８と、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８から出力されたＵ_１個の仮想チャネル毎に、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタから構成される信号分離部２９と、チャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。

図４４において、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８以外の、アンテナ２１、受信部２２、信号分離部２９、チャネル特性検出部２５、連立方程式生成部２６及び復号部２７は、図１２と同じである。

受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８は、仮想チャネル生成用データ記憶部３８１を有し（仮想チャネル生成用データ記憶部３８１を有していなくてもよい。）、受信部２２でベースバンドに落とされた受信信号を、仮想チャネル生成用データ記憶部３８１に記憶されている仮想チャネル生成用データの一つで、たたみ込みを行う。

受信信号をＲＳとし、仮想チャネル生成用データを、Ｅ_１〜Ｅ_Ｕ１としたとき、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８からは、
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ_１〜Ｅ_Ｕ１とがたたみ込まれ、受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８の出力として、
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ_１とがたたみ込まれた信号＃１、
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ_１２とがたたみ込まれた信号＃２、
・
・
受信信号をＲＳと、仮想チャネル生成用データＥ_Ｕ１とがたたみ込まれた信号＃Ｕ_１
とが、別々に出力される。

信号分離回路は、Ｕ_Ｉ個の受信側仮想チャネル用たたみ込み部３８の出力に対して、それぞれ、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタを通して、マッチドフィルタ毎に信号を分離する。

チャネル特性検出部２５、連立方程式生成部２６及び復号部２７は、図１２と同じであるので、説明を省略する。

（アンテナ数）
なお、上記説明では、送信アンテナが一つ、受信アンテナが一つの場合であって、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｒ及び仮想チャネルの受信アンテナ数Ｕの場合について説明した。

仮想チャネル数をＲとし、仮想チャネルの送信アンテナ数をＴ、仮想チャネルの受信アンテナ数をＶとし、更に、現実の送信アンテナ数をＴＡ、現実の受信アンテナ数をＲＡとすると、
典型的システムでは
仮想チャネル数Ｒ＝仮想チャネルの受信アンテナ数Ｕ
であり、
現実の送信アンテナ数ＴＡ＝現実の受信アンテナ数ＲＡ＝１
の場合である。

本願発明は、この場合に限らず実施することができる。

例えば、次のケース１〜ケース４の場合である。

（１） ケース１
送信側：現実の送信アンテナ数Ｒ
受信側：現実の受信アンテナ数１で、仮想チャネルの受信アンテナ数Ｒ
の場合
（２） ケース２
送信側：現実の送信アンテナ数１で、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｒ
受信側：現実の受信アンテナ数Ｒ
の場合
（３） ケース３
送信側：現実の送信アンテナ数Ｒ
受信側：現実の受信アンテナ数Ｒ
の場合
（４） ケース４
送信側：現実の送信アンテナ数ＴＡ
仮想チャネルの送信アンテナ数（Ｒ−ＴＡ）
受信側：現実の受信アンテナ数ＲＡ
仮想チャネルの受信アンテナ数（Ｒ−ＲＡ）
上記実施の形態では、仮想送信アンテナ数をＲが「３」の場合について説明する。

図１７は、送信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒに等しい場合である。

図１７の送信装置は、仮想チャネル０用の送信信号作成部１１、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３、仮想チャネル生成用データ１５１、たたみ込み部１５２〜１５４、送信部１７１及びアンテナ１８１から構成されている。

たたみ込み部１５２は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５３は、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５４は、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行う。

送信部１７１は、たたみ込み部１５２〜１５４からの信号（仮想チャネル０用の送信信号、仮想チャネル１用の送信信号、仮想チャネル２用の送信信号）を、高周波信号に変換して、それぞれ、別のアンテナ１８１、１８２Ｍ１８３から送信する。

図１８は、送信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒより、少ない場合で、現実の送信アンテナ数ＴＡとしたとき、仮想チャネルの送信アンテナ数がＲ−ＴＡの場合である。

なお、送信部は、アンテナ１８１〜１８３毎に、設けるようにしてもよい。この場合、３人のユーザが、別々のアンテナを利用するようにしてもよい。

図１８の送信装置は、仮想チャネル０用の送信信号作成部１１、仮想チャネル１用の送信信号作成部１２、仮想チャネル２用の送信信号作成部１３、仮想チャネル生成用データ１５１、たたみ込み部１５２〜１５４、加算部１５５１、送信部１７２及びアンテナ１８４、１８５から構成されている。

たたみ込み部１５２は、仮想チャネル０用の送信信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５３は、仮想チャネル１用の送信信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部１５４は、仮想チャネル２用の送信信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行う。

加算部１５５１は、たたみ込み部１５３、１５４からの信号の加算を行い、送信部１７に出力する。

なお、たたみ込み部１５２の出力は、直接、送信部１７に出力される。

送信部１７１は、たたみ込み部１５２からの信号（仮想チャネル０用の送信信号）及び加算部１５１からの信号（仮想チャネル１用の送信信号、仮想チャネル２用の送信信号）を、高周波信号に変換して、アンテナから送信する。

なお、仮想チャネル０用の送信信号は、アンテナ１８４から送信され、仮想チャネル１用の送信信号及び仮想チャネル２用の送信信号は、アンテナ１８５から送信される。

図１９は、受信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒに等しい場合である。

なお、送信部は、アンテナ１８１〜１８３毎に、設けるようにしてもよい。この場合、２人のユーザが、別々のアンテナを利用することができる。

図１９は、図９、図１７及び図１８の送信装置から送信された信号を、アンテナ２１１〜２１３及び受信部２２１〜２２３で受信するものである。

図１９の受信装置は、アンテナ２１１〜２１３と、アンテナ２１１〜２１３で検出された受信信号をオーバサンプリングするオーバサンプリング部２８と、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルに整合するマッチドフィルタから構成されオーバサンプリング部２８の出力をオーバサンプリング系列毎に信号を分離する信号分離部２９と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。

なお、オーバサンプリング２８は、受信部２２１〜２２３のそれぞれに設けるようにしてもよい。

受信部２２１〜２２３が、異なるユーザの場合は、ユーザ毎に、オーバサンプリング部を有する構成にする。

図２０は、受信側の現実の送信アンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒ未満の場合である。

図２０は、図９、図１７及び図１８の送信装置から送信された信号を、アンテナ２１４、２１５及び受信部２２４、２２５で受信するものである。

図２０の受信装置は、アンテナ２１４、２１５と、アンテナ２１４、２１５で検出された受信信号をベースバンド信号に変換する受信部２２４、２２５と、オーバサンプリング２８と、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ、１・・・ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルに整合するマッチドフィルタから構成され、オーバサンプリングの系列毎に信号を分離する信号分離部２９と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性及び受信装側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部２５と、連立方程式生成部２６と、復号部２７とを有している。

これによれば、上記ケース１は、送信側が図１７、受信側が図１２の場合であり、上記ケース２は、送信側が図９、受信側が図１９の場合であり、上記ケース３は、送信側が図１７、受信側が図２１の場合であり、上記ケース４は、送信側が図１８、受信側が図２０の場合である。

なお、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＝仮想チャネルの受信アンテナ数Ｕ
の場合は、受信側で、式（１７）と同様の連立方程式が一つ生成することになる。

しかしながら、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数Ｖの場合は、受信側の個の全仮想アンテナＶからＴ個選んで連立方程式を立てることができる。

選び方は、

種類ある。

その結果、受信側で、式（１７）と同様の連立方程式が、複数生成することができる。

この場合、同一送信データに対して、複数の推定結果が得られるので、多数決論理その他の方法によって、確からしい送信データを推定し、ビット誤り率を減らすことができる。

また、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数Ｖの場合でなくても、送信側のいくつかの仮想アンテナに、情報を乗せないことにより、仮想チャネルの送信アンテナ数Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数Ｖの場合と同様に、連立方程式を複数生成することができる。
（パイロット信号）

となり、図２１に示されているように、ｒｅ^ｊθ１の乗じ具合が問題となる。

となり、図２１に示されているようなｒｅ^ｊθ１の乗じ具合が問題とならなくなる。

但し、この場合は、それぞれの仮想チャネル（仮想送信アンテナ）において、パイロット信号を受信して検出した仮想チャネルのチャネル特性を、パイロット信号を受信しないときの仮想チャネルチャネル特性として用いることになる。

図２２は、仮想チャネル（仮想送信アンテナ）Ｒ＝３の場合である。

フェーズ１では、仮想チャネル０において、パイロット信号ｆ_０が送信され、仮想チャネル１、２においては、パイロット信号は送信されない。

フェーズ２では、仮想チャネル１において、パイロット信号ｆ_０が送信され、仮想チャネル０、２においては、パイロット信号は送信されない。

このとき、仮想チャネル０のチャネル特性として、フェーズ１で検出したチャネル特性を用いる。

フェーズ３では、仮想チャネル２において、パイロット信号ｆ_０が送信され、仮想チャネル０、１においては、パイロット信号は送信されない。

このとき、仮想チャネル０のチャネル特性として、フェーズ１で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル１のチャネル特性として、フェーズ２で検出したチャネル特性を用いる。

フェーズ３の次は、フェーズ１となり、フェーズ１、フェーズ２、フェーズ３が巡回される。

次のフェーズ１では、仮想チャネル０のチャネル特性として、このフェーズ１で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル１のチャネル特性として、先のフェーズ２で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル２のチャネル特性として、先のフェーズ３で検出したチャネル特性を用いる。

なお、送信側は、Ｐ個のパイロット系列のそれぞれは、櫛の歯状のスペクトラムで互いに干渉しないようになっていて、データ信号とも干渉しないようになっていればよい。

データ信号は、同じ仮想チャネルを通るデータ同士が、櫛の歯状のスペクトラムで干渉しないようになっていればよい。つまり、データから信号を作るのにＤＦＴ行ベクトル以外でもよい。

受信側は、Ｐ個のパイロット信号のそれぞれは、同期スペクトラムが櫛の歯状のスペクトラムになる系列のい整合フィルタを用いて受信すればよい。

データ信号も、周期スペクトラムが櫛の歯状のスペクトラムになる系列の整合フィルタなら何でもよく、ＤＦＴ行ベクトル以外であってもよい。
（送信データ）
図５〜図７の信号構成は、仮想チャネル０において、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ_０、Ｐ（ｘ_{０、Ｐ、０}、ｘ_{０、Ｐ、１}、・・・、ｘ_{０、Ｐ、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０、Ｎ−１}（ｘ_{０、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{０、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{０、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}が送信され、仮想チャネル１において、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ_１、Ｐ（ｘ_{１、Ｐ、０}、ｘ_{１、Ｐ、１}、・・・、ｘ_{１、Ｐ、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{１、Ｎ−１}（ｘ_{１、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{１、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{１、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}が送信され、
仮想チャネル２において、Ｎ−Ｐ個の送信データＸ_２、Ｐ（ｘ_{２、Ｐ、０}、ｘ_{２、Ｐ、１}、・・・、ｘ_{２、Ｐ、（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{２、Ｎ−１}（ｘ_{２、（Ｎ−１）、０}、ｘ_{２、（Ｎ−１）、１}、・・・、ｘ_{２、（Ｎ−１）、（Ｍ−１）}が送信される。

仮想チャネル０では、データＸ_０、Ｐ・・・Ｘ_{０、Ｎ−１}が送信され、仮想チャネル１では、データＸ_１、Ｐ・・・Ｘ_{１、Ｎ−１}が送信され、仮想チャネル２では、データＸ_２、Ｐ・・・Ｘ_{２、Ｎ−１}が送信される。

各 仮想チャネルで送信されるデータは、同一であってもよいが、異なるデータであってもよい。

これは、上記ケース１、ケース２、ケース３及びケース４についても言える。

この場合、実アンテナ毎に、異なるユーザとすることができる。

これによれば、多数送信ユーザで単数受信ユーザ、単数送信ユーザで複数受信ユーザの場合であってもよい。

Ｎ＝１０２４の場合、複数ユーザの全仮想チャネル分だけのパイロット信号の為のベクトル（パイロット用系列）を確保すれば、残りのデータ用のベクトル（データ用系列）は、複数の仮想チャネル（複数ユーザが割当られていても）が共用することができる。

つまり、多数ユーザでも帯域を余分に必要とするのはパイロット信号の分だけなので、周波数利用効率は更に向上する。

なお、パイロット信号以外にも、振幅分布を調整する信号など、いくらかはユーザ毎に異なるものある。しかしながら、この調整用信号は、ユーザ毎に共用できる。

このようなことができるのは、仮想チャネル毎に、異なるデータを送信するからであり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは、全アンテナが同じ信号（又は情報）を送信するので、このような使用方法はできない。

また、送受信を行う各ユーザが単数又は複数の実アンテナを用いて１個以上の仮想チャネルで送受信している場合であって、
（Ａ）送信側が多数ユーザ、即ち、複数の実アンテナ
（Ｂ）受信側がベースステーション（単一ユーザ）で複数又は単数の実アンテナ
の場合は、
本願発明は、仮想チャネル生成用データを用いて、仮想チャネル（仮想送信チャネル、仮想送信アンテナ）を生成しているので、遠近問題を避けるために、送信側でパワーコントロールを行うと、受信雑音の発生を抑えることができる。

なお、パワーコントロールデータは、受信雑音に基づいて、受信側が生成し、送信側に通知する。

次に、「本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論」と、本願発明の実施例に相当する「複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式」を説明する。
(本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論)
本願発明の技術的根拠として、ＯＳＤＭの理論を説明する。
１．（第１章） まえがき
近年における高度情報化社会の進展とともに電気通信に関する社会的ニーズはますます広域化・多様化しており、中でも無線技術を使って移動しながら通信が行えるモバイル情報通信は社会基盤の一つとして欠くことのできない重要な要素となっている。

次世代通信技術として着目されているＯＦＤＭ方式は、その高い周波数利用効率や耐マルチパス特性などから様々な分野に於いて注目を浴びている技術の一つである。一方で,
独立に変調された搬送波が重畳されているために, ピーク電力対平均電力比（Peak to Average Power Ratio；PAPR）が高くなるといった問題が指摘されている。ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と同様に、周波数利用効率を改善することにより他の通信方式と比較して抜本的に通信路容量を拡充すべく考案された通信方式であるが、従来は不可能であった通信路環境をリアルタイムに把握することが可能になっている。また、ＯＦＤＭ方式と比較してPAPRがほぼフラットであることが報告されている。この特徴を複数アンテナを用いた通信システムに適用することで、通信路容量が送受信アンテナ数に対してほぼ比例的に増加することが期待される。ここでは、ＯＳＤＭ方式の基礎からその拡張である複数アンテナＯＳＤＭ方式に至るまで、その性能を適宜ＯＦＤＭ方式と比較しながらシミュレーションの結果を基に評価する。

本説明は６つの章からなる。第２章ではＯＳＤＭ方式の基礎理論を紹介し、続く第３章でその性能をシミュレーションにより評価する。第４章ではＯＳＤＭ方式の拡張として複数アンテナＯＳＤＭ方式の理論を提唱し、第５章ではその複数アンテナＯＳＤＭ方式の性能をシミュレーションにより評価する。第６章ではこれらの結果から得られた知見をまとめる。
２．基礎理論
本章では、ＯＳＤＭ方式の理論を以下の４つの節に分けて紹介する。まず、第１節では送信系に着目し、データから送信信号を形成するプロセスを紹介する。次に第２節では受信系に着目し、受信された信号から通信路環境を得るとと共に、得られた通信路環境からデータを推定するプロセスを紹介する。最後に、第３節ではＯＳＤＭ方式の特徴を、ＯＦＤＭ方式と比較する形で考察する。
２．１ （第２章第１節） 送信系
送信系は図２３のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。
長さがMのデータベクトルｘ_０、ｘ_１、・・・、ｘ_Ｎ−１各々以下のように定義する。

ｘ_Ｏ＝（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）
ｘ_１＝（ｘ_１０、ｘ_１１、・・・、ｘ_{０１（Ｍ−１）}）
・
・
ｘ_Ｎ−１＝（ｘ_{（Ｎ−１）０}、ｘ_{（Ｎ−１）１}、・・・、ｘ_{０、（Ｎ−１）（Ｍ−１）}）
・・・（２５）
また、Ｗ_Ｎ≡exp（２π√−１）／Ｎの元でＮ次逆ＤＦＴ行列Ｆ^−１及びその行ベクトル、行ベクトルｆ_Ｎ、０、行ベクトルｆ_Ｎ、１・・・行ベクトルｆ_{Ｎ、Ｎ−１}（ここでは、「行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１」又は「ｆ_０、ｆ_１・・・ｆ_Ｎ−１」と言う。）を図４のように定義する。

ここで、ベクトルｆ_ｉとｘ_ｉとのクロネッカ積をＸ_ｉとする。

すなわち、

に長さＬ−１のサイクリックプレフィクスを付加した信号
Ｓ＝（Ｓ_{ＭＮ−Ｌ＋１、}・・・、Ｓ_ＭＮ−１、Ｓ_０、Ｓ_１、・・・、Ｓ_ＭＮ−１） ・・（２８）
が実際に通信路に送信される信号である。
２．２ 受信系
受信系は図２４のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。

通信路のインパルス応答をh₀、h₁、・・・、h_L−1とすると、受信信号^〜ＲはMN
× MNの右巡回シフト行列Ｔを用いて、以下の式で表記できる。

２．３ 特徴
ＯＳＤＭ方式は、ＯＦＤＭ方式と比較して以下のような特徴を持つ。

（Ａ）Ｎ個の送信データベクトルを同時に送信することが出来るので、そのうちの1つにインパルス応答測定のためのパイロット信号を配置することで、予測性を含まない通信路環境がリアルタイムに得られる。

（Ｂ）受信信号から送信データベクトルを推定する際に、全ての通信路のインパルス応答が独立に得られる。すなわち、受信側に到来した様々な反射波のエネルギーを独立に利用することができる。

（Ｃ）ＯＦＤＭ方式の場合、周波数領域等化に於いてインパルス応答の逆行列を受信信号に乗ずる等化法（Zero-Forcing; ZF）の代わりに雑音抑圧のための等化法（Minimum Mean Squared Error; MMSE）を適用しても、SN比を改善することができない。一方、ＯＳＤＭ方式は前述の理由から、MMSEを適用することでSN比を向上させることが可能である。
３． シミュレーション結果
本章では、前章の内容を基にＯＳＤＭ方式の性能をシミュレートした結果を紹介する。第１節ではシミュレーションの諸定義を、第２節ではシミュレーションの結果を紹介する。最後に第３節で検証を行う。
３．１ 諸定義
前章の内容を元に、ベースバンドに於けるＯＳＤＭ方式、並びにＯＦＤＭ方式の性能シミュレーションを実施した。以下にシミュレーション時のパラメータは、
Ｍ＝１３
Ｎ＝６４
Ｌ＝８
である。

また、通信路のインパルス応答は各々独立な零平均複素ガウス過程とし、信号はQPSK及び16QAMで変調した。この際、誤り訂正符号等は採用していない。

また、熱雑音として受信側で加法性白色ガウス雑音（Additive White Gaussian oise; AWGN）を付加している。また、受信信号から送信データベクトルを推定する方法としてはMMSE等化を用いている。

実験の方法として、それぞれのシステムに対しビットあたりの電力密度対雑音電力密度比(Eb/No)を0〔dB〕から25〔dB〕まで1〔dB〕ずつ変化させ、各々のEb/No値に於いて104回モンテカルロシミュレーションを実施している。
３．２ シミュレーション結果
本節では、前節の定義に基づいて実施したシミュレーションの結果を紹介する。

図２５及び図２６は、ＯＳＤＭ及びＯＦＤＭ方式のQPSK及び16QAMの各変調に於ける、ビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）対ビット誤り率（BER）のグラフである。なお、グラフの横軸に用いられているビットあたりの電力密度（Eb）は直接波だけでなく、全ての反射波のエネルギーを含んでいることに注意されたい。また、受信側は通信路の環境をノイズの影響がない、理想的な形で把握しているものとする。

次に図２７及び図２８はQPSK、16QAM各変調に於いて、通信路を理想的に推定した時のＯＳＤＭ方式の性能と、実際にパイロットシグナルから通信路を推定した時のＯＳＤＭ方式の性能の比較である。今回の実験では、パイロットシグナルとして長さMの零相関（Zero Correlation Zone; ZCZ）信号を用いて通信路の推定を行っている。
３．３ 検討
本節では、前節で紹介したシミュレーションの結果について、検討を行う。

まず、図２５及び図２６より、ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と比較して概ね良好なBER特性を持っており、その差はビットあたりの電力密度対雑音電力比（Eb/No）が大きいほど顕著であることが確認できる。例えば、ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と比較して約３〔dB〕低いEb/No値に於いて１０^−３のBERを達成することが分かる。すなわち、同等の通信品質をＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式の約１／２の送信電力で実現できることが示唆される。

一方、ＯＦＤＭ方式はその変調によってBERの収束度がさほど変化しないのに対して、ＯＳＤＭ方式は1 シンボル当たりのビット数が増加するにつれて、Eb/Noの値が小さいときに限り収束度が悪くなる傾向も確認できる。これは、全ての反射波のエネルギーを独立に利用しているというＯＳＤＭ方式の特性上信号対雑音電力比（SNR）が小さい環境に於いては、送信信号推定時に雑音のエネルギーの影響がＯＦＤＭ方式と比較して顕著に表れているためと推測できる。しかしながら、通信路を理想的に与えない状態では後述の理由よりＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と比較してEb/Noの劣化量が軽微であると期待できることから、実通信環境に於いてもＯＳＤＭ方式の優位性に影響を与えるものではない。

図２７及び図２８より、理想的に通信路を与えた状態と実際に通信路を推定した場合では、ＯＳＤＭ方式の場合Eb/Noの劣化量は約3〔dB〕に留まることが分かった。この結果から、通信路のインパルス応答が各々独立な零平均複素ガウス過程という非常に重いマルチパス環境に於いても、パイロットシグナルが通信路の状態を予測性を含まない形で正しく受信側に提供していることが確認できる。通信路環境を測定するためのプリアンブルを送信信号中に離散的に配置するＯＦＤＭ方式と異なり、ＯＳＤＭ方式は連続的に通信路環境を把握することが可能であることから、通信路環境が頻繁に変化するような状況下ではＯＳＤＭ方式の通信品質の劣化はＯＦＤＭ方式と比較して軽微にとどまることが予想される。またＯＳＤＭ方式の場合、第１章で挙げたようにPAPRがほぼフラットであること、また送信信号長に占めるガードインターバルの割合がＯＦＤＭ方式のLN+Lに対してLMN+Lに留まることから、ＯＦＤＭ方式と比較してより良好な伝送速度を維持できることが期待される。
４． 複数アンテナＯＳＤＭ方式の理論
本章では、ＯＳＤＭ方式の応用として、複数アンテナを用いそれらが同一周波数帯で独立にデータを送受信する複数アンテナＯＳＤＭ方式の理論を以下の４つの節に分けて紹介する。まず、第１節では送信系に着目し、データから送信信号を形成するプロセスを紹介する。次に、第２節では受信系に着目し、受信された信号から通信路環境を得ると共に、得られた通信路環境からデータを推定するプロセスを紹介する。最後に第３節では複数アンテナＯＳＤＭ方式の特徴を、ＯＳＤＭ方式と比較する形で紹介する。
４．１ 送信系
送信系は図２９のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。

第２章で定義した理由から、ＯＳＤＭ方式は通信路のインパルス応答を予測性を含まない形でリアルタイムに得ることが出来るという特徴がある。すなわち、送信側で信号に工夫を加えることで、複数の通信路のインパルス応答も正確に把握することができることから、ＯＳＤＭ方式は通信路環境の推定精度が通信品質に与える影響がより顕著な複数アンテナを用いた通信方式にも適応性が高いと期待できる。

ここでは、第２章で用いたパラメータはそのままに、t本のアンテナを用いて送受信することを考える。

あるアンテナi（０≦ｉ≦ｔ−１）に於いて図３０のように、Ｎ−ｔ個の長さがＭのデータベクトルｘ_ｔ ^ｉ、ｘ_ｔ＋１ ^ｉ、・・・、ｘ_Ｎ−１ ^ｉを（２５）と同様に定義する。また、図３１のようにｘ_ｉ ^ｉにはパイロットシグナルを、それ以外の行には零行列をそれぞれ適用する。

次に、式（２６）と同様に、IDFT行列とデータベクトルとのクロネッカ積を適用する。ここで、各アンテナから送信される送信データのパイロットシグナルはそれぞれIFDT列の異なる行とのクロネッカ積をとっていることから、それぞれのパイロットシグナルの直交性は保証されている。すなわち、式（２７）、（２８）を経て生成される送信信号Siが複数の通信路を経て他信号と干渉しながら受信側に到達した際に、受信側はその複数の通信路のインパルス応答を予測性を含まない形で独立に把握することが可能であることに注意されたい。
４．２ 受信系
受信系は図３２のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。

アンテナｉから受信アンテナj に至る通信路のインパルス応答、Ｔは第２章２節に示すシフト行列である。

次に、マッチドフィルタＷを定義する。ここで、ＷはＮ次ＤＦＴ行列ＦＮとＮ×Ｍの単位行列ＩＭ及びｔ×ｔの単位行列Ｉｔとのクロネッカ積で、以下の式で表記される。

Ｗをマッチドフィルタとすると、マッチドフィルタの出力Ｙとインパルス応答ｈが得られたとき、Ｈを基に連立方程式を解くことによって送信データベクトルが得られることがわかる。
４．３ 特徴
複数アンテナＯＳＤＭ方式は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式に代表される複数アンテナを用いたＯＦＤＭ方式と比較して以下のような特徴を持つ。

第２章３節で触れたように、ＯＳＤＭ方式はＯＦＤＭ方式と異なり、予測性を含まない通信路環境がリアルタイムに得られる。また、t本のアンテナを送受信に用いた場合の複数アンテナＯＳＤＭ方式は、t行のデータ領域をパイロットシグナルの割り当て領域として確保することから、アンテナ1本あたりに割り当てるデータ領域は（N−t）行となる。そのため、１つのデータ領域にパイロットシグナルを割り当てる単一アンテナＯＳＤＭ方式と比較して理論上t(N−t)N−1倍の情報伝送容量を実現することが期待される。

一方、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式は送信側と受信側で通信路環境の情報を共有し、固有値概念に基づいたビームフォーミング等の手法を用いることで通信路容量を確保している。すなわち、伝送方法そのもので比較すると、複数アンテナＯＳＤＭ方式はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式と比較してより簡単な方法でアンテナ数にほぼ比例した通信路容量を確保できる。
５． シミュレーション結果
本章では、前章の内容を基に複数アンテナＯＳＤＭ方式の性能をシミュレートした結果を紹介する。第１節ではシミュレーションの諸定義を、第２節ではシミュレーションの結果を紹介する。最後に第3節で検証を行う。
５．１ 諸定義
前章の内容を元に、ベースバンドに於ける複数アンテナＯＳＤＭ方式の性能シミュレーションを実施した。

各パラメータ値に関しては第３章１節の内容と同一である。送受信アンテナ数はtとし、t2個の通信路のインパルス応答は各々独立な零平均複素ガウス過程と
した。

実験の方法として、送受信アンテナ数tをt=1,2,4,8と変化させながら、それぞれのシステムに対しビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）を0〔dB〕から25〔dB〕まで1〔dB〕ずつ変化させ、各々のEb/No値に於いて104回モンテカルロシミュレーションを実施している。
５．２ シミュレーション結果
本節では、前節の定義に基づいて実施したシミュレーションの結果を紹介する。
図３３及び図３４は、複数アンテナＯＳＤＭ方式のQPSK及び16QAMの各変調に於ける、ビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）対ビット誤り率（BER）のグラフである。なお、第３章２節と同じく、グラフに用いられているビットあたりの電力密度は直接波だけでなく、全ての反射波のエネルギーを図２３のQPSK変調時のBER特性図３４の16QAM変調時のBER特性含んでいることに注意されたい。また、受信側は通信路の環境をノイズの影響がない、理想的な形で把握しているものとする。
次に図３５及び図３６はQPSK、16QAM各変調に於いて、信号対雑音電力比（SNR）を5,10,20〔dB〕,及び10,20,30〔dB〕とした時の、タイムスロットが1〔μs〕に於ける送受信アンテナ本数対定常接続状態でのスループットのグラフである。なお、グラフに用いられている信号電力は直接波だけでなく、全ての反射波のエネルギーを含んでいることに注意されたい。また、スループットの算出には以下の近似式を用いている
Throughput〜α×(1−BER)/β・・・（４１）
ここでαは１シンボルあたりのビット数、βはシンボルタイムである。
５．３ 検証
本節では、前節で紹介したシミュレーションの結果について、検討を行う。
まず図３３及び図３４より、複数アンテナＯＳＤＭ方式はアンテナ数を増加させても、ビットあたりの電力密度対雑音電力密度比（Eb/No）の劣化が僅かであることが確認できる。特にEb/Noが十分大きい時、t=8の複数アンテナＯＳＤＭ方式は第２章で紹介したt=1の単一アンテナＯＳＤＭ方式と比較して理論上7.1倍の情報伝送容量を誇るにもかかわらず、Eb/Noの劣化は約3〜6〔dB〕に収まっている点は特筆に値する。

また図３５及び図３６より、信号対雑音電力比（SNR）が十分大きい時にはt=8の複数アンテナＯＳＤＭ方式はt=1の単一アンテナＯＳＤＭ方式と比較して約7倍の情報伝送容量を実現していることが分かる。これは前述の理論値とほぼ等しいことが確認できた。
（複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式）
複数仮想アンテナの実施例を説明する。

モバイル通信などの無線通信においては、無線周波数資源の逼迫が深刻な問題となっている。この問題に対処するために、送信側・受信側ともに複数のアンテナを用いる方法（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）や、本発明者らによる複数のアンテナを直交信号分割多重方式（ＯＳＤＭ）が研究されている。複数アンテナＯＳＤＭは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭより遙かに大きな無線周波数利用効率を与えるが、携帯通信機器には複数のアンテナを用いること自体が、携帯通信機器には複数のアンテナを用いることが過剰な負担となりかねない。

本実施例は、携帯通信機器に用いることを主要な目的として、送信側・受信側ともに単数のアンテナを用いるにも拘わらず、恰も送信側・受信側ともに複数のアンテナを用いたかのような高い無線周波数利用効率の実現を可能にする「仮想アンテナの理論」である。

本説明は、上記「本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論」の説明に関係しているので、「複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式」の章節は、「本願発明の技術的根拠−ＯＳＤＭの理論」の章節に続く番号を付与する。
６． 送信側の仮想アンテナの理論
図３９のように仮想送信アンテナ＃０、仮想送信アンテナ＃１、・・・、仮想送信アンテナ＃（Ｋ−１）を仮想し、仮想チャネル特性＃０、仮想チャネル特性＃１、・・・、仮想チャネル特性＃（Ｋ−１）をチャネル特性が互いになるべく異なるように設定する。

仮想送信アンテナ＃０に信号＃０を入力し、・・・、仮想送信アンテナ＃（Ｋ−１）に信号＃（Ｋ−１）を入力し、仮想チャネルを通した後に加算して得られた信号を、実の送信アンテナに入力する。

実の送信アンテナから送信された電波を実の受信アンテナで受信すると、信号＃０は、仮想チャネル＃０と実の送受信アンテナ間のチャネルを通るので、信号＃０は、仮想チャネル特性＃０と実の送受信アンテナ間のチャネル特性をたたみ込んだチャネル特性の影響を受けることになる。信号＃１、・・・、信号＃（Ｋ−１）も同様である。

仮想送信アンテナの仮想チャネル特性と実の送受信アンテナのチャネル特性をたたみ込んで得られるチャネル特性が仮想送信アンテナ毎に十分に異なれば、このような仮想送信アンテナを仮定した信号設計を行うことにより、信号＃０、・・、信号＃（Ｋ―１）は、恰もＫ個の送信アンテナと１個の受信アンテナを用いたと同様のチャネル特性を受けることになる。
６．２ 受信側の仮想アンテナの理論
図４０のように、各タイムスロットにＫ個ずつのサンプル点を設定し、各タイムスロットのサンプル点＃０は等間隔に、各タイムスロットのサンプル点＃１も等間隔に、・・、各タイムスロットのサンプル点＃（Ｋ−１）も等間隔になるようにする。

すると、サンプル点列＃０、サンプル点列＃１、・・・、サンプル点列＃（Ｋ―１）より得られるＫ個の離散信号はそれぞれ異なるチャネル特性の影響を受けることになり、恰も、Ｋ個のアンテナを用いて、各アンテナ毎に各タイムスロットに１個のサンプル点を設定したかのように、それぞれ異なるチャネル特性の影響を受けることになる。すなわち、１個の受信アンテナを用いて、Ｋ個の仮想受信アンテナを仮想することができる。

さらに、複数アンテナＯＳＤＭ方式の応用として、複数仮想アンテナを用いそれらが同一周波数帯で独立にデータを送受信する複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式の理論を以下の５つの節に分けて紹介する。まず、第１節では、仮想送信アンテナの概念について述べ、第２節では、仮想受信アンテナの概念について述べる。第３節では送信系に着目し、データから送信信号を形成するプロセスを紹介する。次に、第４節では受信系に着目し、受信された信号から仮想通信路環境を得るとと共に、得られた仮想通信路環境からデータを推定するプロセスを紹介する。
６．３ 送信系
送信系は図４１のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。

ここでは、第２章で用いたパラメータはそのままに、t本の仮想アンテナを用いて送受信することを考える。

ある仮想受信アンテナi（０≦ｉ≦ｔ−１）に於いて図３０のように、Ｎ−ｔ個の長さがＭのデータベクトルｘ_ｔ ^ｉ、ｘ_ｔ＋１ ^ｉ、・・・、ｘ_Ｎ−１ ^ｉを（１）
と同様に定義する。また、図３１のようにｘ_ｉ ^ｉにはパイロットシグナルを、それ以外の行には零行列をそれぞれ適用する。

次に、式（２６）と同様に、IDFT行列とデータベクトルとのクロネッカ積を適用する。ここで、各仮想送信アンテナから送信される送信データのパイロットシグナルはそれぞれIDFT行列の異なる行とのクロネッカ積をとっていることから、それぞれのパイロットシグナルの直交性は保証されている。すなわち、式（２７）、（２８）を経て生成される送信信号Siが複数の仮想通信路を経て他信号と干渉しながら仮想受信アンテナに到達した際に、受信側はその複数の仮想通信路のインパルス応答を予測性を含まない形で独立に把握することが可能であることに注意されたい。
６．４ 受信系
受信系は図４２のようなプロセスで構成される。以下にその詳細を示す。

アンテナ（仮想送信アンテナ）ｉから仮想受信アンテナjに至る通信路のインパルス応答、Ｔは第２章２節に示すシフト行列である。

次に、マッチドフィルタＷを定義する。ここで、ＷはＮ次ＤＦＴ行列ＦＮとＮ×Ｍの単位行列ＩＭ及びｔ×ｔの単位行列Ｉｔとのクロネッカ積で、以下の式で表記される。

Ｗをマッチドフィルタとすると、マッチドフィルタの出力Ｙとインパルス応答ｈが得られたとき、Ｈを基に連立方程式を解くことによって送信データベクトルが得られることがわかる。
６．５ 送信側が単数送信者、受信側が複数受信者の場合の複数仮想アンテナＯＳＤＭの例
例えば、セルラー移動通信におけるダウンリンクのように、送信側が単数の送信者（ダイバーシチ送受信等の為に、実アンテナ数が複数の場合もある。）、受信側が複数の受信者（各受信者の実アンテナは、単数が典型であるが、ダイバーシチ送受信等の為に、実アンテナ数が複数の場合でもよい。）の場合は、次のようになる。

連立方程式を解くのは、受信側であるから、１個の実アンテナを有する受信者（受信機）における仮想受信アンテナの数は、受信される総仮想送信アンテナ数より多いか等しいことが必要である。

連立方程式を解くと、各受信者は他の受信者のために送信されたデータをも得ることができるので、送信データは暗号化して送信する。
６．６ 送信側が複数送信者、受信側が単数受信者の場合の複数仮想アンテナＯＳＤＭの例
例えば、セルラー移動通信におけるアップリンクのように、送信側が複数の送信者（各送信者の実アンテナは、単数が典型であるが、複数の場合でもよい。）、受信側が単数の受信者の場合は、次のようになる。

この場合も、連立方程式を解くのは、受信側であるから、１個の実アンテナを有する受信者（受信機）の仮想受信アンテナの数は、受信される総仮想送信アンテナ数（仮想チャネル数）より多いか等しいことが必要である。

全ての仮想送信アンテナのパイロット信号は、混ざらないようにパイロット信号用の行ベクトルとして、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内、別々の行ベクトルを用いる必要がある。
６．７ 送信側が複数送信者、受信側が複数受信者の場合の複数仮想アンテナＯＳＤＭの例）
例えば、セル間干渉のあるセルラー移動通信のように、送信側、受信側ともに、複数の送受信者の場合は、全ての仮想送信アンテナのパイロット信号用の行ベクトルとして、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内、別々の行ベクトルを用いる必要がある。

また、受信側で連立方程式を解けるように、受信機１組の総仮想受信アンテナ数は、受信される総仮想送信アンテナより多いか、等しいことが必要である。
６．８ パイロット信号
ここまでは、全ての仮想送信アンテナのパイロット信号用の行ベクトルとして、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内、別々の行ベクトルを用いる必要があると説明した。

しかしながら、ＺＣＺ系列セット（各系列がＺＡＣＺ系列で、しかも互いに、ＺＣＣＺ系列である。）か、近似的ＺＣＣＺ系列セットを用いれば、同一のパイロット信号用行ベクトルを複数の仮想送信アンテナに割り当てることができる。

また、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトルの内のどの行ベクトルをパイロット信号用とするかは、任意に設定することができる。
７．検証
複数仮想アンテナＯＳＤＭ方式に関して、以下の条件において、検証を行った。

M=13
N=64
L=8
なお、実マルチパスはレイリーフェージング、仮想マルチパスは一様ランダムな、１６ビットの信号であり、等化方法はMMSEを用いた。

なお、EB/NoのEbは直接パスだけでなく反射パスも含んでおり、1つの実アンテナから送信される、全送信電力は一定とした。

上記条件において、図３７及び図３８のような、シミュレーションの結果が得られた。

なお、本発明は以下の、態様で実施することができる。

・送信側では、信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を信号作成部の出力として作成し、受信側では、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行う送受信システム。

信号作成部において、複数の仮想チャネルのそれぞれを別々のデータが通過したと想定した信号を加算した信号を作成し、
該信号作成部が作成した信号を送信する送信装置。

・受信した信号に対して、オーバサンプリングを行い、サンプリングしたデータを配分して複数の仮想受信アンテナの出力と想定して信号検出を行う受信装置。

・送信機側で、単一の送信機から、複数の受信機のそれぞれに別々のデータを送信するに際し、パイロット信号は、チャネル特性を用いずに分離できるように送信し、別々のデータは、それぞれ、別々の仮想送信チャネルを通してから加算して送信し、
前記複数の受信機では、それぞれ、オーバサンプリングしてサンプリング結果を分配して複数の仮想受信アンテナとみなすことにより、送信データを推定できる連立多元１次方程式を得、該連立多元１次方程式を解くことにより送信データを推定する送受信システム。

・複数の送信機から、それぞれ送信機に対応したパイロット信号をチャネル特性を用いずに分離できるように送信されたパイロット信号と、前記パイロット信号に付加されて送信されたデータとを受信し、

受信した信号をオーバサンプリングした結果を分配して、複数の仮想受信アンテナ出力とみなすことにより、送信機・受信機間のチャネル特性の多様性を多元連立一次方程式が解けるように、チャネル特性による送信機分離を行って送信データを推定する受信装置。
（本発明の技術的意義）
なお、シャノンは、誤り率をいくらでもゼロに近づける方法が存在するためには、情報伝送速度が
Ｃ＝Ｗｌｏｇ_２（Ｓ＋Ｎ／Ｎ）
を超えてはいけないことを示したが、本発明は、「有限誤り率を許容すれば、帯域幅が有限でも、情報伝送速度に限界は存在しない」ことを示すものである。

ここで、本発明により、「有限の帯域幅を用いて、いくらでも大きな情報伝送速度を実現する方法」を以下に説明する。

送信側で、複数（Ｋ個）の仮想送信アンテナを用意し、それぞれの仮想送信アンテナに別々のデータをＯＳＤＭ方式によって信号生成を行い入力する。次いで、仮想送信アンテナ毎に別々の仮想チャネルを通し（時間特性をたたみ込む）た後、加算して、実の送信アンテナから送信する。

受信側では、実の受信アンテナで受信した信号を分岐して、別々の仮想チャネルの時間特性をたたみ込み、それぞれの仮想チャネルに対応する仮想受信アンテナに出力する。仮想受信アンテナの数はＫ個とする。

仮想送信アンテナの数がＫ個、仮想受信アンテナの数もＫ個であれば、「複数アンテナＯＳＤＭの理論」が適用でき、実の送信アンテナが１個、実の受信アンテナが１個であるにも拘わらず、情報伝送速度を単一アンテナＯＳＤＭ（単一アンテナＯＦＤＭの約２倍の無線周波数利用効率を有する。）の約Ｋ倍にすることができる。

計算量と時間遅れをいとわなければ、Ｋは、いくらでも大きくすることができるので、有限の帯域幅を用いても、有限の誤り率を許容すれば、いくらでも大きな情報伝送速度を実現することができる。

また、ＯＳＤＭにおいては、送信アンテナにおける振幅分布の改善（時間、又は周波数領域において、所定の大きさの送信電力を超えないようにする。）を容易に行うことができる。

以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行ったが、本発明は、この最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能である。

本件国際出願は、２００７年４月１０日及び２００８年３月４日に出願した日本国特許出願２００７−１０３０７８号及びＰＣＴ／ＪＰ２００８／０５３８６６に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願２００７−１０３０７８号及びＰＣＴ／ＪＰ２００８／０５３８６６の全内容を本国際出願に援用する。

１１ 仮想チャネル０用（仮想送信チャネル０用）の送信信号作成部
１２ 仮想チャネル１用（仮想送信チャネル１用）の送信信号作成部
１３ 仮想チャネル２用（仮想送信チャネル２用）の送信信号作成部
１５ 仮想チャネル生成用データたたみ込み・加算部
１７、１７２ 送信部
１８、１８１、１８２、１８３、１８４、１８５ 送信アンテナ
２１、２１１、２１２、２１３、２１４、２１５ 受信アンテナ
２２ 受信部
１５１、３８１ 仮想チャネル生成用データ記憶部
１５２、１５３、１５４ たたみ込み部
１５５、１５５１ 加算部
２２１、２２２、２２３、２２４、２２５ 受信部
２５ チャネル特性検出部
２６ 連立方程式生成部
２７ 復号部
２８ オーバサンプリング部
２９ 信号分離部
３８ 受信側仮想チャネル用たたみ込み部

Claims (26)

1. 異なる複数の信号を送信する送信方法において、
   前記異なる複数の信号を信号処理し、当該信号処理で得られた各信号を加算し、加算した信号を送信する方法であって、
   前記複数の信号の一つの信号に対して、任意の時間遅れだけ遅延させると共に、任意の実数の実数乗算、または、任意の複素数の複素乗算を施す処理を、前記時間遅れと、前記乗算に用いる実数または複素数を異ならせて行うことによって一つの信号から複数の時間遅れ信号を形成する処理を時間遅れ信号形成処理とし、
   前記時間遅れ信号形成処理を、前記異なる複数の信号の各信号について行って、複数の各信号についてそれぞれ複数の時間遅れ信号を形成し、
   前記複数の各信号から形成した複数の時間遅れ信号を加算し、
   前記加算によって得られた信号を送信信号として送信することを特徴とする、送信方法。
2. 受信信号から複数の出力信号を形成し、当該複数の出力信号をそれぞれ個別に出力する受信方法において、
   受信信号を任意の時間遅れだけ遅延させるとともに、任意の実数の実数乗算または任意の複素数の複素乗算を施すことによって時間遅れ信号を形成する時間遅れ形成処理を、前記時間遅れと前記乗算に用いる実数または複素数を任意に異ならせることによって一つの受信信号から複数の時間遅れ信号を形成し、得られた複数の時間遅れ信号を加算することにより一つの出力信号を形成する信号処理を有し、
   同じ受信信号に対して、前記信号処理を複数回実行して複数の出力信号を形成し、形成した複数の出力信号をそれぞれ個別に出力するものであり、
   複数回の信号処理において、各信号処理で行う時間遅れ信号形成処理の時間遅れおよび実数または複素数を異ならせることによって異なる複数の出力信号を形成することを特徴とする、受信信号処理方法。
3. 送信側では、異なる複数の信号をそれぞれ加工し、加工して得られるそれぞれの加工信号を加算して送信信号を形成して送信し、受信側では、受信信号から複数の出力信号を形成し、当該複数の出力信号をそれぞれ異なる複数の出力装置から出力する送受信方法において、
   送信側において、複数の仮想送信アンテナを仮想的に設定すると共に、当該複数の仮想送信アンテナのそれぞれと実の送信アンテナとの間にそれぞれ別の仮想送信チャネルおよびそのチャネル特性を仮想的に設定し、前記異なる複数の信号のそれぞれをそれぞれ別の前記仮想送信アンテナからそれぞれ別の、前記仮想送信チャネルの１つに入力して、それぞれの仮想チャネル特性を経て仮想的に出力し、
   仮想的に出力された複数の加工信号を、前記仮想送信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、算出した前記複数の加工信号を加算して送信信号を形成し、前記送信信号を実の送信アンテナから実チャネルに送信し、
   受信側において、複数の仮想受信アンテナを仮想的に設定すると共に、実の受信アンテナと前記複数の仮想受信アンテナのそれぞれとの間にそれぞれ別の仮想受信チャネルおよびそのチャネル特性を仮想的に設定し、前記実チャネルを経て送信される送信信号を実の受信アンテナで受信し、前記実の受信アンテナで受信した受信信号を、前記各仮想受信チャネルのそれぞれに仮想的に入力し、前記各仮想受信チャネルを経て前記各仮想受信アンテナに仮想的に出力される複数の出力信号を、前記各仮想受信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、前記算出したそれぞれの複数の出力信号を、それぞれの出力装置から出力することを特徴とする、送受信方法。
4. 送信側では、異なる複数の信号をそれぞれ加工し、加工して得られるそれぞれの加工信号を形成して送信し、
   受信側では、受信信号から複数の出力信号を形成し、当該複数の出力信号をそれぞれ異なる複数の出力装置から出力する送受信方法において、
   送信側において、
   複数の仮想送信アンテナを仮想的に設定するとともに、当該複数の仮想送信アンテナのそれぞれと実の送信アンテナとの間にそれぞれ別の仮想送信チャネルのチャネル特性を仮想的に設定し、
   異なる複数の信号のそれぞれを前記仮想送信アンテナのそれぞれから、それぞれ別の前記仮想送信チャネルの１つに入力し、それぞれの仮想チャネルの仮想チャネル特性を経て仮想的に出力される複数の信号を、前記仮想送信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、
   算出した前記複数の信号を加算して送信信号を形成し、
   前記送信信号を実の送信アンテナから実チャネルに送信し、
   受信側において、
   前記実チャネルに送信された送信信号が実チャネルを経た信号を実の受信アンテナで受信し、
   受信した受信信号(ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）})をオーバーサンプリングし、
   前記受信信号に含まれる信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_０―０とし、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_０−１とし、・・・、
   信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{０―（Ｕ−１）}とし、
   同受信信号に含まれる次の信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値を
   ａ_１―０とし、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_１−１とし、・・・、
   信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{１―（Ｕ−１）}とし、
   ・・・・、
   同受信信号に含まれる更に別の信号成分ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_{（Ｍ−１）−０}とし、
   信号成分ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_{（Ｍ−１）−１}とし、・・・、
   信号成分ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{（Ｍ−１）―（Ｕ−１）}とし、
   異なる信号成分に対して施した各オーバーサンプリングにおいて、
   同じオーバーサンプリング＃０のサンプル値を配列してなる系列ａ_０−０、ａ_１−０、・・・、
   ａ_{（Ｍ−１）−０}を仮想受信アンテナ＃０の出力信号とし、
   同じオーバーサンプリング＃１のサンプル値を配列してなる系列ａ_０−１、ａ_１−１、・・・、
   ａ_{（Ｍ−１）−１}を仮想受信アンテナ＃１の出力信号とし、・・・・、
   同じオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値を配列してなる系列ａ_{０−（Ｕ−１）}、ａ_{１−（Ｕ−１）}、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}を仮想受信アンテナ＃(Ｕ−１)の出力信号とすることを特徴とする送受信方法。
5. 送信側の信号作成部にＸ個の仮想送信アンテナを仮想的に設定し、
   受信側の信号検出部にＹ個の仮想受信アンテナを仮想的に設定し、
   Ｘ個の仮想送信アンテナとｘ個（ｘ≦Ｘ）の実送信アンテナとの間に複数の仮想送信チャネルを仮想的に設定し、
   ｙ個の実受信アンテナとＹ個（ｙ≦Ｙ。ただし、ｘ＝Ｘのときｙ＜Ｙ）の仮想受信アンテナとの間に複数の仮想受信チャネルを設定し、
   送信側において、前記仮想送信アンテナから前記仮想送信チャネルを経て仮想的に送信される複数の信号を、前記仮想送信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し
   受信側において、前記実の受信アンテナで受信した受信信号が、前記仮想受信チャネルを経て前記仮想受信アンテナに仮想的に受信される複数の信号を、前記仮想受信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出することによって、
   送受信間において、少なくとも現実のｘ個の送信アンテナと現実のｙ個の受信アンテナによる通信容量以上の通信容量を有することを特徴とする、送受信方法。
6. 送信側にｘ個の実送信アンテナとＸ個の仮想送信アンテナを有し、
   受信側にｙ個の実送信アンテナとＹ個の仮想送信アンテナを有し、
   Ｘ個の仮想送信アンテナがｘ個の実送信アンテナを用いて同一周波数帯域で独立に信号を送信し、
   Ｙ個の仮想受信アンテナがｙ個の実受信アンテナを用いて同一周波数帯域で独立に信号を受信することを特徴とする、請求項５に記載の送受信方法。
7. 送信側において、
   複数の仮想送信アンテナを仮想的に設定すると共に、当該複数の仮想送信アンテナと実の送信アンテナとの間に複数の仮想送信チャネルを仮想的に設定し、
   前記仮想送信アンテナから前記仮想送信チャネルを経て仮想的に送信される複数の信号を、前記仮想送信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、
   算出した前記複数の信号を加算して送信信号を形成し、
   前記送信信号を実の送信アンテナから実チャネルに送信することを特徴とする、送信方法。
8. 複数の仮想受信アンテナを仮想的に設定すると共に、実の受信アンテナと前記複数の仮想受信アンテナとの間に複数の仮想受信チャネルを仮想的に設定し、
   実の受信アンテナで受信し、
   前記実の受信アンテナで受信した受信信号を入力信号として前記仮想受信チャネルの各チャネル特性の入出力応答を算出して各仮想受信チャネルについてそれぞれ出力信号を取得し、
   前記各出力信号を前記複数の各仮想受信アンテナの仮想的な受信信号として出力することを特徴とする、受信方法。
9. 異なる複数の信号の各信号をそれぞれ仮想的に設けた複数の仮想チャネルを通すことによって複数の仮想チャネル信号を形成するものであり、
   複数の仮想チャネルが、複数の異なる仮想チャネル生成用データを備えるステップと、
   前記複数の信号の各信号に対して前記複数の仮想チャネル生成用データの内の一つの仮想チャネル生成用データを用いてたたみ込み演算を行うステップと、
   前記たたみ込み演算を行うことによって仮想チャネル信号を形成するステップと、
   を備えることを特徴とする、仮想チャネル信号の形成方法。
10. 実チャネルを経て送信される送信信号を実の受信アンテナで受信し、
    受信した受信信号(ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）}) をオーバーサンプリングし、
    前記受信信号に含まれる信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_０−０とし、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_０−１とし、・・・、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{０―（Ｕ−１）}とし、
    同受信信号に含まれる他の信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_１−０とし、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_１−１とし、・・・、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{１―（Ｕ−１）}とし、
    ・・・・、
    同受信信号に含まれる更に別の信号成分ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値を、ａ_{（Ｍ−１）−０}とし、信号成分ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_{（Ｍ−１）−１}とし、・・・、信号成分ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{（Ｍ−１）―（Ｕ−１）}とし、
    異なる信号成分に対して施した各オーバーサンプリングにおいて、
    同じオーバーサンプリング＃０のサンプル値を配列してなる系列ａ_０−０、ａ_１−０、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−０}を仮想受信アンテナ＃０の出力信号とし、
    同じオーバーサンプリング＃１のサンプル値を配列してなる系列ａ_０−１、ａ_１−１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−１}を仮想受信アンテナ＃１の出力信号とし、
    ・・・・、
    同じオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値を配列してなる系列ａ_{０−（Ｕ−１）}、ａ_{１−（Ｕ−１）}、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}を仮想受信アンテナ＃(Ｕ−１)の出力信号とすることを特徴とする送受信方法。
11. 送信側に複数の送信アンテナを有し、
    受信側に複数の受信アンテナを有し、
    複数の送信アンテナは同一周波数帯域を用いて、パイロット信号とデータを担う信号を含む直交信号分割多重方式信号をそれぞれ別々に送信し、
    複数の受信アンテナは、同一周波数帯域でそれぞれ別々に直交信号分割多重方式信号を受信し、
    受信信号に含まれるパイロット信号を用いてチャネル推定を行い、推定したチャネル特性を用いて送信アンテナを判別することを特徴とする、送受信システム。
12. 送信側に一又は複数の送信アンテナを有し、
    受信側に一又は複数の受信アンテナを有し、
    送信側に複数の入力端子を有し、受信側に複数の出力端子を有し、
    送信側の入力端子のそれぞれは仮想送信アンテナを有し、
    受信側の出力端子のそれぞれは仮想受信アンテナを有し、
    送信側仮想アンテナのそれぞれと少なくとも１個の実送信アンテナとの間にそれぞれ仮想送信チャネルを設定し、
    少なくとも１個の実受信アンテナと仮想受信アンテナのそれぞれとの間にそれぞれ仮想受信チャネルを設定し、
    それぞれの入力端子とそれぞれの出力端子との間のチャネル特性を推定する手段を有することを特徴とする送受信システム。
13. 一又は複数の送信アンテナと複数の入力端子を有し、
    入力端子のそれぞれは仮想送信アンテナを有し、
    仮想送信アンテナのそれぞれと少なくとも１個の実送信アンテナとの間にそれぞれ仮想送信チャネルを設定してあることを特徴とする送信装置。
14. 請求項１３において、各入力端子から入力される信号のそれぞれに、チャネル特性を推定するためのパイロット信号を含むことを特徴とする送信装置。
15. 請求項１４において、それぞれの入力端子から入力される信号に含まれるパイロット信号がそれぞれ櫛の歯状スペクトラムになっていて互いに無干渉であることを特徴とする送信装置。
16. 一又は複数の受信アンテナと
    複数の出力端子を有し、
    出力端子のそれぞれは仮想受信アンテナを有し、
    少なくとも１個の実受信アンテナと仮想受信アンテナのそれぞれとの間にそれぞれ仮想受信チャネルを設定してあることを特徴とする受信装置。
17. 請求項１６において、それぞれの出力端子に対応する出力装置が、出力信号の経たチャネル特性を推定する手段を有することを特徴とする受信装置。
18. 請求項１６において、
    受信側実アンテナの受信信号をオーバーサンプリングして、そのサンプル信号のサンプル値を各仮想受信アンテナに分配することによって、各仮想受信チャネルを設定することを特徴とする受信装置。
19. 複数の仮想送信アンテナを仮想的に設定すると共に、当該複数の仮想送信アンテナのそれぞれと送信信号との間にそれぞれ別の仮想送信チャネルおよびそのチャネル特性を仮想的に設定し、前記異なる複数の入力信号のそれぞれをそれぞれ別の前記仮想送信アンテナからそれぞれ別の、前記仮想送信チャネルの１つに入力して、それぞれの仮想チャネル特性を経て仮想的に出力し、
    仮想的に出力された複数の加工信号を、前記仮想送信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、算出した前記複数の加工信号を加算して送信信号を形成し、前記送信信号を送信する送信方法。
20. 複数の仮想受信アンテナを仮想的に設定すると共に、受信信号と前記複数の仮想受信アンテナのそれぞれとの間にそれぞれ別の仮想受信チャネルおよびそのチャネル特性を仮想的に設定し、前記受信信号を、前記各仮想受信チャネルのそれぞれに仮想的に入力し、前記各仮想受信チャネルを経て前記各仮想受信アンテナに仮想的に出力される複数の出力信号を、前記各仮想受信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、前記算出したそれぞれの複数の出力信号を、それぞれの出力装置から出力することを特徴とする、受信方法。
21. 受信した受信信号(ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）})をオーバーサンプリングし、前記受信信号に含まれる信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_０-０とし、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_０-１とし、・・・、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{０-(Ｕ−１)}とし、同受信信号に含まれる次の信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_１-０とし、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_１-１とし、・・・、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{１-(Ｕ−１)}とし、
    ・・・・、
    同受信信号に含まれる更に別の信号成分ａ_(Ｍ−１)に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_{(Ｍ−１)-０}とし、信号成分ａ_(Ｍ−１)に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_{(Ｍ−１)-１}とし、・・・、信号成分ａ_(Ｍ−１)に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{(Ｍ−１)-(Ｕ−１)}とし、
    異なる信号成分に対して施した各オーバーサンプリングにおいて、同じオーバーサンプリング＃０のサンプル値を配列してなる系列ａ_０−０、ａ_１−０、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−０}を仮想受信アンテナ＃０の出力信号とし、同じオーバーサンプリング＃１のサンプル値を配列してなる系列ａ_０−１、ａ_１−１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−１}を仮想受信アンテナ＃１の出力信号とし、
    ・・・・
    同じオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値を配列してなる系列ａ_{０−（Ｕ−１）}、ａ_{１−（Ｕ−１）}、・・・、ａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}を仮想受信アンテナ＃(Ｕ−１)の出力信号とすることを特徴とする受信方法。
22. 複数の仮想受信アンテナを仮想的に設定すると共に、入力信号と前記複数の仮想受信アンテナのそれぞれとの間にそれぞれ別の仮想受信チャネルおよびそのチャネル特性を仮想的に設定し、前記入力信号を、前記各仮想受信チャネルのそれぞれに仮想的に入力し、前記各仮想受信チャネルを経て前記各仮想受信アンテナに仮想的に出力される複数の出力信号を、前記各仮想受信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、前記算出したそれぞれの複数の出力信号を、それぞれの出力装置から出力することを特徴とする、入出力方法。
23. 入力した入力信号(ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）})をオーバーサンプリングし、前記入力信号に含まれる信号成分ａ０に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_０-０とし、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_０-１とし、・・・、信号成分ａ_０に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{０-(Ｕ−１)}とし、
    同入力信号に含まれる次の信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_１-０とし、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_１-１とし、・・・、信号成分ａ_１に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{１-(Ｕ−１)}とし、
    ・・・・、
    同入力信号に含まれる更に別の信号成分ａ_(Ｍ−１)に対するオーバーサンプリング＃０のサンプル値をａ_{(Ｍ−１)-０}とし、信号成分ａ_(Ｍ−１)に対するオーバーサンプリング＃１のサンプル値をａ_{(Ｍ−１)-１}とし、・・・、信号成分ａ_(Ｍ−１)に対するオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値をａ_{(Ｍ−１)-(Ｕ−１)}とし、
    異なる信号成分に対して施した各オーバーサンプリングにおいて、同じオーバーサンプリング＃０のサンプル値を配列してなる系列ａ_０-０、ａ_１-０、・・・ａ_{(Ｍ−１)-０}を仮想受信アンテナ＃０の出力信号とし、
    同じオーバーサンプリング＃１のサンプル値を配列してなる系列ａ_０-１、ａ_１-１、・・・、ａ_{(Ｍ−１)-１}を仮想受信アンテナ＃１の出力信号とし、
    ・・・・
    同じオーバーサンプリング＃(Ｕ−１)のサンプル値を配列してなる系列ａ_{０-(Ｕ−１)}、ａ_{１-(Ｕ−１)}、・・・、ａ_{(Ｍ−１)-(Ｕ−１)}を仮想受信アンテナ＃(Ｕ−１)の出力信号とすることを特徴とする入出力方法。
24. 複数の仮想送信アンテナを仮想的に設定すると共に、当該複数の仮想送信アンテナのそれぞれと出力信号との間にそれぞれ別の仮想送信チャネルおよびそのチャネル特性を仮想的に設定し、前記異なる複数の入力信号のそれぞれをそれぞれ別の前記仮想送信アンテナからそれぞれ別の、前記仮想送信チャネルの１つに入力して、それぞれの仮想チャネル特性を経て仮想的に出力し、
    仮想的に出力された複数の加工信号を、前記仮想送信チャネルの各チャネル特性の入出力応答から算出し、算出した前記複数の加工信号を加算して出力信号を形成し、前記出力信号を出力する入出力方法。
25. 送信機側において、
    長さＭの送信データと、Ｐ個のパイロット信号と、Ｐ個の仮想チャネル数と、
    行列のＮ行（またはＮ列）ベクトルを線形結合してなる行ベクトルまたは列ベクトルとを有し、
    前記パイロット信号は、Ｐ個の行（または列）ベクトルとのクロネッカ積をとり、
    前記送信データは、（Ｎ−Ｐ）の行（または列）ベクトルとのクロネッカ積をとって、受信信号において、他のパイロット信号及び送信データと干渉されずに受信することを可能とする送信信号を形成し、前記送信信号を、それぞれ異なる仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込んで、別々のＰ通りの送信側仮想チャネルを通した後に、加算して得た信号を実際の伝送チャネルに送信して、送信データは、予め仮想チャネル毎に、パイロット信号と共に、（Ｎ−Ｐ）×Ｍ個のデータを送信し、
    各受信側において、
    Ｕ（Ｕ≧Ｐ）個の仮想チャネルを有し、実アンテナで受信した信号を、Ｕ個の仮想チャネル生成用データでたたみ込むことによって、Ｕ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通してＵ個の仮想チャネルに分岐し、分岐されたＵ個の信号において、送信側のＰ通りの仮想チャネルおよび受信側のＵ通りの仮想チャネルによって形成さされるＰＵ通りの仮想チャネルについて、当該ＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性の内から少なくともＰ^２通りの仮想チャネル特性を検出し、受信側で得たＰＵ通りのチャネル特性と、送信側から送信されたデータが別々の受信側仮想チャネルを通った出力とを用いて、連立一次方程式を生成し、該連立一次方程式を解くことによって送信信号を受信することを特徴とする、受信方法。
26. 送信機側において、
    長さＭの送信データと、Ｐ個のパイロット信号と、Ｐ個の仮想チャネル数と、
    行列のＮ行（またはＮ列）ベクトルを線形結合してなる行ベクトルまたは列ベクトルとを有し、
    前記パイロット信号は、Ｐ個の行（または列）ベクトルとのクロネッカ積をとり、
    前記送信データは、（Ｎ−Ｐ）の行（または列）ベクトルとのクロネッカ積をとって、受信信号において、他のパイロット信号及び送信データと干渉されずに受信することを可能とする送信信号を形成し、前記送信信号を、それぞれ異なる仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込んで、別々のＰ通りの送信側仮想チャネルを通した後に、加算して得た信号を実際の伝送チャネルに送信して、送信データは、予め仮想チャネル毎に、パイロット信号と共に、（Ｎ−Ｐ）×Ｍ個のデータを送信することを特徴とする、送信方法。

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