CN101652947A

CN101652947A - 发送方法、发送装置、接收方法以及接收装置

Info

Publication number: CN101652947A
Application number: CN200880011239A
Authority: CN
Inventors: 末广直树
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2007-04-10
Filing date: 2008-03-17
Publication date: 2010-02-17
Anticipated expiration: 2028-03-17
Also published as: EP2645649A3; CN103475604B; CN103475604A; US9819408B2; EP2161863A4; JP6270798B2; US20150110211A1; US20160315685A1; JPWO2008126644A1; EP2645649A2; EP2161863A1; JP5201739B2; CN101652947B; US8867633B2; WO2008126516A1; JP2013138472A; JP5904495B2; US20100040162A1; WO2008126644A1; JP2016040947A

Abstract

发送装置以及接收装置，在发送侧，在信号生成部中，作为信号生成部的输出，生成把假定独立的数据通过了多个虚拟信道中的各个虚拟信道后的信号相加得到的信号，在接收侧，进行过采样，对采样到的数据进行分配，将其假定为多个虚拟接收天线的输出来进行信号检测。

Description

发送方法、发送装置、接收方法以及接收装置

技术领域

本发明涉及发送方法、发送装置、接收方法以及接收装置，特别涉及通过虚拟信道用数据卷积发送信号进行发送的发送方法、发送装置以及接收装置。

本发明可以应用于有线通信系统以及无线通信系统。

另外，应用本发明的无线通信系统是移动通信系统、无线LAN通信系统等无线通信系统。

背景技术

末广等发明人考虑Suehiro’sDFT(OSDM)方式，该Suehiro’sDFT(OSDM)方式是利用DFT(Discrete Fourier Transform)矩阵的行矢量(可以不是“行矢量”而是“列矢量”。在本说明书中，对于是行矢量的情况进行说明)和矢量数据之间的克罗内克积的新的信息传输方式(参照非专利文献1、2)。

已确认该方式与目前在各种通信中利用的OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex)方式相比，无线频率利用效率约为两倍(参照非专利文献3)。

然后，说明OSDM(Orthogonal Signal Division Multiplex)方式，该OSDM(Orthogonal Signal Division Multiplex)方式是收发通过取得N维DFT矩阵的N个(N是3以上的自然数)行矢量中的各个行矢量与长度M(M是2以上的自然数)的数据的克罗内克积生成的长度为M×N的信号的传送方法。

(DFT矩阵和发送信号)

首先，N维的DFT(Discrete Fourier Transform)矩阵。

设N维的DFT矩阵F_N为

F_N＝[f_N(i、j)]···(1)

N维逆DFT矩阵F_N ^-1是DFT矩阵F_N的共轭复数。

在此，i是行号码，为0≤i≤N-1，j是列号码，为0≤j≤N-1。

另外，

f_{N} (i, j) = \exp (2 π \sqrt{- 1 ij / N}) / \sqrt{N} \cdot \cdot \cdot (2)

另外，如图1所示，如下定义与N分割单位圆的点相当的变量W_N。

W_{N} &equiv; \exp (2 π \sqrt{- 1}) / N \cdot \cdot \cdot (3)

当使用该W_N时，DFT矩阵F_N如图2所示。

W_N是旋转符，以下的关系成立。

W_N ^N＝e^j2π＝1 ...(4)

W_N ^N-K＝W_N ^2N-K＝...＝W_N ^-k ...(5)

如图2所示，N维DFT矩阵F_N具有矢量f_N，0、矢量f_N，1、...矢量f_N，N-1这N个行矢量。该行矢量之间的周期互相关在全部的位移中是零。

然后，说明使用该行矢量的数据的发送。如图3所示，对于发送部#0、发送部#1...发送部#(N-1)的N个长度为M的数据：数据X₀(x₀₀，x₀₁，...，x_0(M-1))、数据X₁(x₁₀，x₁₁，...，x_1(M-1))...数据X_(N-1)(x_(N-1)0，x_(N-1)1，...，x_(N-1)(M-1))，分别使用行矢量f_N，0、行矢量f_N，1...行矢量f_N，N-1，发送如下生成的信号S₀、S₁...S_N-1。

[数学式1]

....

是克罗内克积。

通过发送所生成的信号S₀、S₁...S_N-1，能够从多个发送部不相关地发送数据。发送的信号的长度成为N×M的长度。

即，因为信号S₀、S₁...S_N-1中的任意两个信号的周期互相关在全部的位移中为0(零)，所以如果设计适当的匹配滤波器，即使对这些信号进行求和来进行发送，也可以在接收时分离各个数据列。

(匹配滤波器)

定义长度M的矢量I_M(1、0、...、0)。

在此，准备匹配滤波器，该匹配滤波器把矢量f_k(0≤k≤N-1)与I_M的克罗内克积

[数学式2]

f_{k} &CircleTimes; I_{M} = ({W^{0}}_{N}, 0, \cdot \cdot \cdot, 0, {w^{k}}_{N}, 0, \cdot \cdot \cdot, 0, {W^{(N - 1) k}}_{N}, 0, \cdot \cdot \cdot

0,) / \sqrt{} N \cdot \cdot \cdot (7)

作为进行匹配的信号。

当向该匹配滤波器输入了信号S_k(0≤k≤N-1)时，输出的中央的M个部分成为数据X_k。

另外，当把设(g≠k，0≤k≤N-1，0≤g≤N-1)时的信号S_g向

[数学式3]

f_{k} &CircleTimes; I_{M} = ({W^{0}}_{N}, 0, \cdot \cdot \cdot, 0, {w^{k}}_{N}, 0, \cdot \cdot \cdot, 0, {W^{(N - 1) k}}_{N}, 0, \cdot \cdot \cdot,

0,) / \sqrt{} N \cdot \cdot \cdot (8)

的匹配滤波器进行输入时，输出信号的中央的M个部分成为0。这意味着即使对信号S₀到信号S_N-1进行求和，但如果通过

的匹配滤波器仅得到X_k。(伪周期信号)

把对信号S₀到信号S_N-1进行求和后的信号设为S_sum。因为信号S_sum是长度MN的有限长序列，所以在通过多路径信道时，丧失了通过DFT矩阵得到的周期性。于是，无法从匹配滤波器输出中得到数据X_k(0≤k≤N-1)。

在为周期性的无限长的信号时，多路径信道对于信号的周期性无影响。但是，发送无限长的序列不实用。因此，导入从无限长的周期序列切出必要的长度的伪周期信号。

首先，给予比设想的多路径延迟时间大的值L₂。

另外，在不存在直接路径信号，或者为极小的功率等级时，有时相对于最大振幅信号的延迟时间是负值。把考虑了该时间的值作为L₁。

使用该L₁、L₂生成并发送图4那样的伪周期信号。

在此，把相当于L₂的部分称为周期前缀，把相当于L₁的部分称为周期后缀。在接收时需要在输入给匹配滤波器之间将两者去除。

(导频信号)

如下决定长度为M的数据列X₀。

X₀＝(1，0，0，0，...，0) ...(9)

[数学式4]

使用它计算

当直接输入给

时，输出的中心部分成为

X₀＝(1，0，0，0，...，0) ...(10)

然后，在对S₀进行伪周期化后使其通过多路径信道。去除周期(前/后)缀，当向

的匹配滤波器输入时，输出的中央部分的M个的部分成为以下。

X₀＝(p0，p1，p2，p3，...，p(L2-1)，0，0，...，0) ...(11)

其中，(p₀，p₁，p₂，p₃，...，p_k，...，p_(L2-1))是延迟时间k达到的与路径相乘的复数系数，是包含发送装置内的传送特性、传输空间的传送特性以及接收装置内的传送特性的传送特性，表示时间轴上的信道特性。

该p_k一般使用振幅系数r_k和相位旋转θ_k，表示为

p_k＝r_k·e^jθk ...(12)。

作为导频信号，可以使用ZACS(Zero Auto Correlation Zone Sequence)序列的信号、ZCCZ(Zero Crosscorrelation Zone Sequence)序列的信号、PN序列的信号。

[数学式5]

此时，需要向进行这些导频信号的匹配的匹配滤波器输入上述

的匹配滤波器的输出。

作为导频信号，即使使用ZACS等，也可以检测出包含多路径特性的时间轴上的信道特性。

(联立方程式)

表示通过导频信号的插入能够得知包含多路径特性的时间轴上的信道特性。

导频以外的数据信号部分Xk(1＜k＜N-1)的、各自的匹配滤波器输出的中心的M个部分(dk0～dk(M-1))表示数据和多路径特性有下式那样的关系。

(p₀，p₁，...，p_L2-2，p_L2-1，0，...，0，0，0)·x_k0

+(0，p₀，p₁，...，p_L2-2，p_L2-1，0，...，0，0)·x_k1

+(0，0，p₀，p₁，...，p_L2-2，p_L2-1，0，...，0)·x_k2

.

+(0，0，0，...，0，0，0，0，p₀，p₁)·x_k(M-2)

+(0，0，0，0，...，0，0，0，0，p₀)·x_k(M-1)

＝(d_k0，d_k1，d_k2，...，d_k(M-2)，d_k(M-1)) ...(13)

当使用矩阵表示该式时成为下面的式(14)。

[数学式6]

[\begin{matrix} d_{k 0} \\ d_{k 1} \\ d_{k 2} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ d_{k (L_{2} - 1)} \\ d_{{kL}_{2}} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ d_{k (M - 1)} \end{matrix}]

= [\begin{matrix} P_{0} & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{1} \\ P_{1} & P_{0} & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{2} \\ P_{2} & P_{1} & P_{0} & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{3} \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ P_{L_{2} - 1} & P_{L_{2} - 2} & P_{L_{2} - 3} & \cdot \cdot \cdot & P_{0} & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 \\ 0 & P_{L_{2} - 1} & P_{L_{2} - 2} & \cdot \cdot \cdot & P_{1} & P_{0} & \cdot \cdot \cdot & 0 \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ 0 & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{0} \end{matrix}] [\begin{matrix} I_{k 0} \\ I_{k 1} \\ I_{k 2} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ I_{k (L_{2} - 1)} \\ I_{k L_{2}} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ I_{k (M - 1)} \end{matrix}] \cdot \cdot \cdot (14)

这里，当设为

P = [\begin{matrix} P_{0} & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{1} \\ P_{1} & P_{0} & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{2} \\ P_{2} & P_{1} & P_{0} & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{3} \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ P_{L_{2} - 1} & P_{L_{2} - 2} & P_{L_{2} - 3} & \cdot \cdot \cdot & P_{0} & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 \\ 0 & P_{L_{2} - 1} & P_{L_{2} - 2} & \cdot \cdot \cdot & P_{1} & P_{0} & \cdot \cdot \cdot & 0 \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot \\ 0 & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & 0 & 0 & \cdot \cdot \cdot & P_{0} \end{matrix}] \cdot \cdot \cdot (15)

D_{k} = [\begin{matrix} d_{k 0} \\ d_{k 1} \\ d_{k 2} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ d_{k (L_{2} - 1)} \\ d_{{kL}_{2}} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ d_{k (M - 1)} \end{matrix}] \cdot \cdot \cdot (16)

时，成为

D_k＝P^tX_k ...(17)。

关于X_k对式(17)进行求解，由此在接收一侧能够得到补偿了包含发送装置一侧的传送特性、传输空间的传送特性以及接收装置一侧的传送特性的时间轴上的信道特性的发送数据。

为了简单地对该联立方程式求解，例如可以在式(17)的两侧，从左边乘P的逆矩阵。

P^-1D_k＝P^-1P^tX_k

＝X_k ...(18)。

非专利文献1：N.Suehiro，C.Han，T.Imoto，and N.Kuroyanagi，“Aninformation transmission method using Kronecker product”，Proceedings of theIASTED International Conference Communication Systems and Networks，pp.206-209，Sept.2002。

非专利文献2：N.Suehiro，C.Han，and T.Imoto，”Very Effcient wireless usagebased on pseudo-coherent addition of multipath signals using Kronecker productwith rows of DFT matrix”，Proceedings of International Simposium on InformationTheory，pp.385，June2003。

非专利文献3：Naoki Suehiro，Rongzhen Jin，Chenggao Han，TakeshiHashimoto，”Performance of Very Effcient Wireless Frequency Usage SystemUsing Kronecker Product with Rows of DFT Matrix”，Proceedings of 2006 IEEEInformation Theory Workshop(ITW’06)，pp.526-529，Oct.2006。

发明内容

但是，虽然现有的OSDM方式相对于OFDM方式，无线频率利用效率约为两倍，但是进一步提高无线频率利用效率成为课题。

本发明是鉴于上述课题而做出的，其目的在于提供一种进一步提高无线频率利用效率的发送方法、发送装置、接收方法以及接收装置。

为了实现上述目的，本发明的发送方法发送通过取得作为N维DFT矩阵的N个(N是3以上的自然数)行矢量或者列矢量的各个序列、或者ZCCZ序列集的N个序列的各个序列、与导频信号以及长度M(M是2以上的自然数)的发送数据的克罗内克积生成的多个信号，在把所述N个序列设为f₀、f₁、f₂、...f_N-1时，把该N个序列内的P个(P是2以上的自然数)序列作为用于发送导频信号的导频用序列，把N-P个序列作为用于发送发送数据的数据用序列，准备由二相信号、四相信号或者复数信号构成的Q个(在此，Q是2以上，P以下的自然数)虚拟信道生成用数据，生成由所述导频用序列中的一个与导频信号的克罗内克积、以及所述数据用序列与发送数据的克罗内克积的信号构成的R个(在此，R是1以上、Q以下的自然数)发送信号，使用一个不同的所述虚拟信道生成用数据卷积所生成的R个发送信号来进行发送。

在本发明中，即使是DFT矩阵的行矢量的线性耦合以及DFT矩阵的列矢量的线性耦合，也都具有与DFT矩阵的行矢量以及DFT矩阵的列矢量相同的功能，所以在本发明中，DFT矩阵的行矢量以及DFT矩阵的列矢量分别包含DFT矩阵的行矢量的线性耦合以及DFT矩阵的列矢量的线性耦合。

另外，为了实现上述目的，本发明的发送装置具有发送信号生成部，通过取得作为N维DFT矩阵的N个(N是3以上的自然数)行矢量或者列矢量的各个序列，或者ZCCZ序列集的N个序列的各个序列、与长度M(M是2以上的自然数)的导频信号以及长度M的发送数据的克罗内克积，生成发送信号；数据卷积部，使用虚拟信道生成用数据卷积所述发送信号生成部生成的R个发送信号；以及发送部，发送由所述数据卷积部卷积的发送信号。

另外，为了实现上述目的，本发明的接收方法具有：

接收所述发送的信号的接收步骤；

对于在所述接收步骤中接收到的信号，进行U(这里，U≥R)倍的过采样的过采样步骤；

检测与P×U个信道有关的时间轴上的信道特性的信道特性检测步骤；

检测M×U个接收信号的信号检测步骤；

根据与P ×U个信道有关的时间轴上的信道特性和M×U个接收信号，生成M×R个联立方程式的联立方程式生成步骤；以及

对在所述联立方程式生成步骤中生成的联立方程式求解的解码步骤。

另外，为了实现上述目的，本发明的接收装置具有：

接收所述发送的信号的接收部；

对于所述接收部接收到的信号，进行U(这里，U≥R)倍的过采样的过采样部；

检测与P×U个信道有关的时间轴上的信道特性的信道特性检测部；

检测M×U个接收信号的信号检测部；

根据与P×U个信道有关的时间轴上的信道特性和M×U个接收信号，生成M×R个联立方程式的联立方程式生成部；以及

对在所述联立方程式生成步骤中生成的联立方程式求解的解码部。

根据本发明，能够提供进一步提高无线频率利用效率的发送方法、发送装置、接收方法以及接收装置。

附图说明

图1用于说明W_N。

图2是N维DFT矩阵。

图3用于说明使用DFT矩阵F_N的行矢量的信号的发送。

图4用于说明伪周期信号。

图5用于说明发送信号0的信号的结构。

图6用于说明发送信号1的信号的结构。

图7用于说明发送信号P-1的信号的结构。

图8是虚拟信道生成用数据的例子。

图9用于说明发送装置(其一)。

图10用于说明虚拟信道生成用数据卷积·加法部。

图11用于说明通过虚拟信道生成用数据的卷积。

图12用于说明接收装置(其一)。

图13用于模式性地说明过采样。

图14是用于说明基于过采样的虚拟信道的图(其一)。

图15是用于说明基于过采样的虚拟信道的图(其二)。

图16用于说明联立方程式生成部。

图17用于说明发送装置(其二)。

图18用于说明发送装置(其三)。

图19用于说明接收装置(其二)。

图20用于说明接收装置(其三)。

图21用于说明多路径特性的影响。

图22用于说明导频信号的发送。

图23用于说明发送系统(其一)。

图24用于说明接收系统(其一)。

图25用于说明模拟结果(其一)。

图26用于说明模拟结果(其二)。

图27用于说明模拟结果(其三)。

图28用于说明模拟结果(其四)。

图29用于说明发送系统(其二)。

图30用于说明信号结构(其一)。

图31用于说明信号结构(其二)。

图32用于说明接收系统(其二)。

图33用于说明模拟结果(其五)。

图34用于说明模拟结果(其六)。

图35是用于说明模拟结果(其五)。

图36用于说明模拟结果(其八)。

图37用于说明模拟结果(其九)。

图38用于说明模拟结果(其十)。

图39用于说明虚拟发送天线。

图40用于说明虚拟接收天线。

图41用于说明发送系统(其三)。

图42用于说明接收系统(其三)。

图43用于说明发送信号的结构。

图44用于说明接收装置(其四)。

符号说明

11虚拟信道0用(虚拟发送信道0用)发送信号生成部

12虚拟信道1用(虚拟发送信道1用)发送信号生成部

13虚拟信道2用(虚拟发送信道2用)发送信号生成部

15虚拟信道生成用数据卷积·加法部

17、172发送部

18、181、182、183、184、185发送天线

21、211、212、213、214、215接收天线

22接收部

151、381虚拟信道生成用数据存储部

152、153、154卷积部

155、1551加法部

221、222、223、224、225接收部

25信道特性检测部

26联立方程生成部

27解码部

28过采样部

29信号分离部

38接收侧虚拟信道用卷积部

具体实施方式

(信号结构)

作为发送数据，使用图5～图7的信号结构的数据。

在图5～图7的信号结构中，设N维DFT矩阵的N个行矢量(N个序列)为f_N，0、f_N，1、f_N，2、...F_N，N-1。另外，把该N个行矢量内的P个行矢量f_N，0～f_N，P-1，用作用于发送导频信号的导频用行矢量，把N-P个行矢量f_N，P～f_N，N-1用作用于发送数据的数据发送用行矢量。

图5的信号结构是作为导频用行矢量使用一个行矢量f_N，0，作为数据用行矢量使用N-P个行矢量f_N，P～f_N，N-1的情况。

另外，行矢量f_N，0、f_N，1、f_N，2、...f_N，N-1也可以是N维DFT矩阵的N个列矢量。

另外，矢量f_N，0、f_N，1、f_N，2、...f_N，N-1也可以不是N维DFT矩阵的N个行矢量，而是构成ZCCZ序列集的N个序列。

例如，作为ZCCZ序列集，可以使用下面定义的ZCCZ矩阵的行矢量。

在此所述的ZCCZ矩阵是N行K列的矩阵，在任意两个行矢量之间的、以K为周期的周期互相关函数中存在零交叉相关带(zero cross correlationzone)。

根据两个行矢量的组合，也可以在以与K不同的K’(K’≠K)为周期的周期互相关函数中存在零交叉相关带。

导频信号X_O(x₀₀，x₀₁，...，x_0(M-1))，可以是X₀＝(1，0，0，0，...，0)，也可以使用长度M的ZCZ序列的信号、长度M的ZCCZ序列的信号。

N-P个发送数据X_0，P(x_0，P，0，x_0，P，1，...，x_{0，P，(M-1)})...X_0，N-1(x_{0，(N-1)，0}，x_{0，(N-1)，1}，...，x_{0，(N-1)，(M-1)})，分别与N-P个行矢量f_N，P～f_N，N-1取得克罗内克积。

因此，图5中表示的“发送信号0”是以下的信号。

[数学式8]

矢量f_N，0 导频信号X₀+矢量f_N，P

发送数据X_0，P...+矢量f_N，N-2

发送数据X_0，N-2+矢量f_N，N-1

发送数据X_0，N-1 ...(19)

图6的信号结构是作为导频用行矢量使用一个行矢量f_N，1，作为数据用行矢量，使用N-P个行矢量f_N，P～f_N，N-1的情况。

图6所示的“发送信号1”是以下的信号。

[数学式9]

矢量f_N，1 导频信号X₁+矢量f_N，P 发送数据X_1，P...+矢量f_N，N-2

发送数据X_1，N-2+矢量f_N，N-1

发送数据X_1，N-1 ...(20)

同样地，图7的信号结构是作为导频用行矢量使用一个行矢量f_N，P-1，作为数据用行矢量，使用N-P个行矢量f_N，P～f_N，N-1。

图7所示的“发送信号P-1”是以下的信号。

[数学式10]

矢量f_N，P-1

导频信号X_P-1+矢量f_N，P 发送数据X_N-1，P...+矢量f_N，N-2

发送数据X_N-1，N-2+矢量f_N，N-1

发送数据X_N-1，N-1 ...(21)

(虚拟信道用数据)

作为虚拟信道生成用数据的一例，可以使用图8的数据。

另外，作为虚拟信道生成用数据，可以使用相关小的序列或者随机数。

通过使用不同的上述虚拟信道生成用数据中的一个对数据进行卷积来发送数据，由此生成虚拟信道。该虚拟的信道因为在发送侧生成，所以也可以称为虚拟发送信道或者虚拟发送天线。

(发送装置)

在此，使用图9说明在图5～图7中实际天线为1个、P为“3”时(在导频信号是3个的情况下，虚拟信道(虚拟发送信道、虚拟发送天线)是3个时)的发送装置。

在图9的发送装置中，把N维DFT矩阵的N个行矢量(N个序列)设为f_N，0、f_N，1、f_N，2、...f_N，N-1，把该N个行矢量内的3个行矢量f_N，0～f_N，2作为导频用行矢量使用，把N-P(N-3)个行矢量f_N，3～f_N，N-1用作用于发送发送数据的数据用行矢量。

图9的发送装置由虚拟信道0用(虚拟发送信道0用、虚拟发送天线0用)发送信号生成部11、虚拟信道1用(虚拟发送信道1用、虚拟发送天线1用)发送信号生成部12、虚拟信道2用(虚拟发送信道2用、虚拟发送天线2用)发送信号生成部13、虚拟信道生成用数据卷积·加法部15、发送部17以及天线18构成。虚拟信道生成用数据卷积·加法部15具有存储虚拟信道生成用数据的虚拟信道生成用数据存储部151。

虚拟信道0用发送信号生成部11取得导频用行矢量f_N，0与导频信号X_O(x₀₀，x₀₁，...，x_0(M-1))的克罗内克积、N-3个数据用矢量f_N，3～f_N，N-1各自与N-3个发送数据X_0，3(x_0，3，0，x_0，3，1，...，x_{0，3，(M-1)})...X_0，N-1(x_{0，(N-1)，0}，x_{0，(N-1)，1}，...，x_0，(N-1)， _(M-1))的克罗内克积，生成虚拟信道0用发送信号KS0。

最终，虚拟信道0用发送信号生成部11生成以下的信号。

[数学式11]

发送信号KS0：矢量f_N，0 导频信号X₀+矢量f_N，3

发送数据X_0，3...+矢量f_N，N-2

发送数据X_0，N-2+矢量f_N，N-1

发送数据X_0，N-1 ...(22)

发送信号KS0是长度NM的信号的(N-2)信号的和。

同样，虚拟信道1用发送信号生成部12取得导频用行矢量f_N，1与导频信号X₁(x₁₀，x₁₁，...，x_1(M-1))的克罗内克积、N-3个数据用矢量f_N，3～f_N，N-1各自与N-3个发送数据X_1，3(x_1，3，0，x_1，3，1，...，x_{1，3，(M-1)})...X_1，N-1(x_{1，(N-1)，0}，x_{1，(N-1)，1}，...，x_1，(N-1)， _(M-1))的克罗内克积，生成虚拟信道1用发送信号KS1。

最终，虚拟信道1用发送信号生成部12生成以下的信号。

[数学式12]

发送信号KS1：矢量f_N，1

导频信号X₁+矢量f_N，3

发送数据X_1，3...+矢量f_N，N-2

发送数据X_1，N-2+矢量f_N，N-1

发送数据X_1，N-1 ...(23)

同样，虚拟信道2用发送信号生成部13取得导频用行矢量f_N，2与导频信号X₂(x₂₀，x₂₁，...，x_2(M-1))的克罗内克积、N-3个数据用矢量f_N，3～f_N，N-1各自与N-3个发送数据X_2，3(x_2，3，0，x_2，3，1，...，x_{2，3，(M-1)})...X_2，N-1(x_{2，(N-1)，0}，x_{2，(N-1)，1}，...，x_2，(N-1)， _(M-1))的克罗内克积，生成虚拟信道2用发送信号KS2。

最终，虚拟信道2用发送信号生成部13生成下面的信号。

[数学式13]

发送信号KS2：矢量f_N，2 导频信号X₂+矢量f_N，3

发送数据X_2，3...+矢量f_N，N-2

发送数据X_2，N-2+矢量f_N，N-1

发送数据X_2，N-1 ...(24)

虚拟信道生成用数据卷积·加法部15对于虚拟信道0用发送信号KS0、虚拟信道1用发送信号KS1以及虚拟信道2用发送信号KS2，分别进行与不同的虚拟信道用数据的卷积，相加后提供给发送部。

发送部17以及天线18在高频上承载由虚拟信道生成用数据卷积·加法部15生成的信号，经由天线18进行发送。

图10表示虚拟信道生成用数据卷积·加法部15的例子。图10的虚拟信道生成用数据卷积·加法部15由虚拟信道生成用数据存储部151、卷积部152～154以及加法部155构成。

卷积部152进行虚拟信道0用发送信号KS0与虚拟信道生成用数据D2的卷积，卷积部153进行虚拟信道1用发送信号KS1与虚拟信道生成用数据D1的卷积，卷积部154进行虚拟信道2用发送信号KS2与虚拟信道生成用数据D0的卷积。

加法部155进行来自卷积部152～154的信号的加法运算，并向发送部输出。

卷积部的意义：经由发送部以及天线，发送通过加法部155相加的发送信号KS0、发送信号KS1以及发送信号KS2。发送信号KS0、发送信号KS1以及发送信号KS2因为经过同一空间由接收机接收，所以空间中的信道特性相同，但是由于发送信号KS0、发送信号KS1以及发送信号KS2与各自不同的虚拟信道用数据进行卷积，所以从接收机来看，发送信号KS0、发送信号KS 1以及发送信号KS2各自经由不同的线路，与接收到的信号等价。

因此，在接收侧，检测各个线路的信道特性，生成联立方程式，并对该联立方程式求解，由此能够正确地得到发送信号KS0、发送信号KS1以及发送信号KS2。

使用图11说明卷积部152。

在此，把针对虚拟信道0用发送信号KS0的虚拟信道用数据D2设为(1j 1-j)，把虚拟信道0用发送信号KS0设为(KS0₀，KS0₁，KS0₂，KS0₃，...KS0_NM _-1)。

如图11所示，(KS0₀，KS0₁，KS0₂，KS0₃，...KS0_NM-1)、其1时隙之后的j(KS0₀，KS0₁，KS0₂，KS0₃，...KS0_NM-1)、再1时隙后的(KS0₀，KS0₁，KS0₂，KS0₃，...KS0_NM-1)、再1时隙后的-j(KS0₀，KS0₁，KS0₂，KS0₃，...KS0_NM-1)相加后的信号成为卷积部152的输出。

同样，当把针对虚拟信道1用发送信号KS1的虚拟信道用数据D2设为(j 1 1 j)时，从卷积部153输出j(KS1₀，KS1₁，KS1₂，KS1₃，...KS1_NM-1)、其1时隙后的(KS1₀，KS1₁，KS1₂，KS1₃，...KS1_NM-1)、再1时隙后的(KS1₀，KS1₁，KS1₂，KS1₃，...KS1_NM-1)、再1时隙后的j(KS1₀，KS1₁，KS1₂，KS1₃，...KS1_NM _-1)相加后的信号。

同样，当把针对虚拟信道2用发送信号KS2的虚拟信道用数据D0设为(1j j 1)时，从卷积部154输出(KS2₀，KS2₁，KS2₂，KS2₃，...KS2_NM-1)、其1时隙后的j(KS2₀，KS2₁，KS2₂，KS2₃，...KS2_NM-1)、再1时隙后的j(KS2₀，KS2₁，KS2₂，KS2₃，...KS2_NM-1)、再1时隙后的(KS2₀，KS2₁，KS2₂，KS2₃，...KS2_NM- ₁)相加后的信号。

(接收装置)

说明对通过发送侧虚拟信道，成为(N-P)倍的发送数据量的、从图9的发送装置发送的信号进行接收的接收装置。

图43表示从图9的具有虚拟信道的发送器发送的通用化的信号。

图43的信号结构是导频信号为P个、虚拟信道数量为P个、DFT矩阵的行矢量使用如图4那样定义的行矢量f_N，0、行矢量f_N，1、...行矢量f_N，N-1(以下也称为“行矢量f₀、行矢量f₁、...行矢量f_N-1”或者“f₀，f₁...f_N-1”)的情况。

另外，发送数据是在每一虚拟信道中，将(N-P)×M个数据与导频信号一起发送的情况。

从虚拟信道#0，取得与行矢量f₀的克罗内克积后发送导频信号#0。同时，从虚拟信道#0，对于N-P个发送数据(X₀₀，X₀₁，...，X_0(N-P))取得与各个行矢量f₀、行矢量f₁、...行矢量f_N-1的克罗内克积，作为发送数据#0发送。

因为N-P个发送数据分别是长度M的数据，所以从虚拟信道#0，发送M×(N-P)个数据。

同样地，从虚拟信道#1，取得与行矢量f₁的克罗内克积后发送导频信号#1。同时，从虚拟信道#1，对于N-P个发送数据(x₁₀，x₁₁，...，x_1(N-P))取得与各个行矢量f₀、行矢量f₁、...行矢量f_N-1的克罗内克积，作为发送数据信号#1发送。

.

同样，从虚拟信道#P-1，取得与行矢量f_P-1的克罗内克积后发送导频信号#P-1。同时，从虚拟信道#P-1，对于N-P个发送数据(x_P-10，x_P-11，...，x_P-1(N-P))取得与各个行矢量f₀、行矢量f_I、...行矢量f_N-1的克罗内克积作为发送数据信号#N-1发送。

各虚拟信道的导频信号，因为取得克罗内克积的行矢量不同，所以能够不与其他导频以及数据产生干扰地接收。

但是，各虚拟信道的发送数据，共有取得克罗内克积的N-P个行矢量f_P～f_N-1。

因此，当在接收侧不进行任何处理时，干扰地接收通过同一行矢量发送的MP个数据。

因此，本发明在接收侧生成U(U≥P)个虚拟信道，把天线接收到的信号向该U个虚拟信道进行分支，处理分支后的U个信号，由此生成联立一次方程式，通过对该联立一次方程式求解，无干扰地接收发送信号。

即，

(1)在发送侧，在通过独立的P个发送侧虚拟信道后，向实际的传送信道发送相加得到的信号，在接收侧，使接收到的信号通过U(U≥P)个独立的虚拟信道。

(2)因为在发送侧有P个虚拟信道，在接收侧有U个虚拟信道，所以通过的虚拟信道是PU个，检测全部PU个虚拟信道的特性。

在该全部PU个虚拟信道的特性中，检测至少P²个虚拟信道。

(3)使用在接收侧得到的PU个信道特性、和从发送侧发送的数据通过独立的接收侧虚拟信道的输出，生成联立一次方程式，对该联立一次方程式求解，由此无干扰地接收发送信号。

作为在接收侧通过U(U≥P)个独立的虚拟信道的方法，具有通过过采样的方法、和与发送侧相同，通过U个虚拟信道生成用数据进行卷积的方法。

图12是通过过采样的方法，图44是通过虚拟信道生成用数据进行卷积的方法。

(接收装置(其一))

使用图12说明从图9的发送装置发送的信号、通过过采样的接收装置。在图12中，R(P)不等于3，为一般的图示。

图12的接收装置具有天线21；把天线21检测到的接收信号变换为基带信号的接收部22；对于通过接收部22被变换为基带信号的接收信号进行U倍的过采样的过采样部28；由匹配滤波器构成的信号分离部29，该匹配滤波器对于从过采样部28输出的后述的每一个采样序列，与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量中的各个行矢量和矢量I_M的克罗内克积匹配；检测包含发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的时间轴上的信道特性(检测后述的虚拟发送信道和虚拟接收天线的全部组合的时间轴上的信道特性)的信道特性检测部25；联立方程式生成部26；以及解码部27。

(过采样)

过采样部28对于通过接收部22被变换为基带信号的接收信号进行U倍的过采样。

这里，使用图13模式性地说明信号P(1，-1，1，1)的过采样。过采样部28的过采样不是图13所示的由纯净的“0”、“1”构成的那样的信号，而是包含线路噪声、热噪声、来自其他的信道的泄漏信号等不纯净的信号。

如图13(A)所示，在把信号P的间距间隔设为τ(间距频率1/τ)时，当用间距频率的4倍的频率(τ/4的间隔)进行过采样时，如图13(B)所示，

信号A(1，-1，1，1)成为信号B(1，1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，1，1，1，1，1，1)。

如果固定了过采样的定时，则过采样的间隔可以不同。

即，如果使用后述的#，则同一#中的采样间隔无论在为哪个#时都是固定(在图中是τ/4)的，但是#之间的间隔不需要恒定。

另外，也可以不在基带，而是在高频阶段或者在中频阶段进行过采样。

如图14所示，接收信号(a₀，a₁，...，a_(M-1))，并且对其进行过采样。此时，把针对信号a₀的过采样#0的信号设为a_0-0，把针对信号a₀的过采样#1的信号设为a_0-1，...把针对信号a₀的过采样#(U-1)的信号设为a_0-(U-1)，把针对信号a₁的过采样#0的信号设为a_1-0，把针对信号a₁的过采样#1的信号设为a_1-1，...把针对信号a₁的过采样#(U-1)的信号设为a_1-(U-1)；...把针对信号a_(M-1)的过采样#0的信号设为a_(M-1)-0，把针对信号a_(M-1)的过采样#1的信号设为a_(M-1)-1，...把针对信号a_(M-1)的过采样#(U-1)的信号设为a_(M-1)-(U-1)。

当通过在采样点的信号的序列来看这些信号时，如图15所示。

过采样#0的序列a_0-0a_1-0...a_(M-1)-0

过采样#1的序列a_0-1a_1-1...a_(M-1)-1

...

过采样#(U-1)的序列a_0-(U-1)a_1-(U-1)...a_(M-1)-(U-1)

由此，对于每一个采样序列，存在与发送信号对应的信号序列，换言之，对于每一个采样序列，可以说存在虚拟的信道。该虚拟的信道因为在接收侧生成，所以也可以说是虚拟接收天线。

但是，因为在导频信号中，对于每一个虚拟信道使用不同的行矢量，所以可以在接收侧无干扰地接收全部的导频信号。但是，因为发送数据对于每一虚拟信道没有使用不同的行矢量，所以与使用相同的行矢量的其他发送数据干扰。

在本发明中，通过在接收侧进行过采样，生成能够对发送数据进行解码的足够的联立一次方程式，通过对该联立一次方程式求解，能够排除线路的信道特性的影响，来推测发送数据。

此时，过采样的U为

U≥R。

(信号的分离)

信号分离部29对于从过采样部28输出的每一采样序列，使其通过与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量中的各个行矢量和矢量I_M的克罗内克积匹配的匹配滤波器。信号分离部29对于与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量中的各个行矢量和矢量I_M的克罗内克积匹配的每个匹配滤波器分离信号。

分离后的信号是每一采样序列的P个导频信号和N-P个发送数据。

然后，说明某个采样序列#i(0≤i≤U-1)的导频信号的分离。

因为在虚拟信道0用(虚拟发送信道0用、虚拟发送天线0用)发送信号KS0中，作为

[数学式14]

矢量f_N，0

导频信号X₀

插入了导频信号X₀，所以，通过使其通过矢量f_N，0与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器，可以得到导频信号X₀。

另外，同样地，信号分离部29通过把虚拟信道1(虚拟发送信道1、虚拟发送天线1)以及虚拟信道2(虚拟发送信道2、虚拟发送天线2)的接收信号输入给矢量f_N，1与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器以及矢量f_N，2与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器，能够得到虚拟信道1以及虚拟信道2的导频信号X₁以及导频信号X₂W。

另外，可以与导频信号的提取相同地得到N-P个发送数据。

即，通过使虚拟信道0的信号通过与N-P(在此P＝3)个行矢量f_N，P～f_N，N-1中的各个行矢量与矢量I_M的克罗内克积的匹配的匹配滤波器，能够得到N-P个发送数据X_0，P(x_0，P，0，x_0，P，1，...，x_{0，P，(M-1)})...X_0，N-1(x_{0，(N-1)，0}，x_{0，(N-1)，1}，...，x_0，(N-1)， _(M-1))。

另外，同样地，信号分离部29通过使虚拟信道1以及虚拟信道2的信号通过与N-P个行矢量f_N，P～f_N，N-1的各个行矢量与矢量I_M的克罗内克积匹配的匹配滤波器，能够得到虚拟信道1以及虚拟信道2的N-P个发送数据。

在此，因为导频信号对于每一虚拟信道(每一虚拟发送信道，每一虚拟发送天线)使用不同的行矢量，所以能够无干扰地在接收侧接收全部的导频信号。但是，因为发送数据对于每一虚拟信道没有使用不同的行矢量，所以如果不进行任何处理，会与使用相同行矢量的其他发送数据干扰。

本发明在各个虚拟信道(每一虚拟发送信道，每一虚拟发送天线)上分别发送不同的导频信号，在接收侧接收该导频信号，由此能够检测包含全部虚拟信道的信道特性的信道特性，使用该信道特性，能够无干扰地检测发送数据。

(信道特性检测)

本发明如下所示，对于每一虚拟信道(虚拟发送天线)，插入了一个导频信号。

[数学式15]

在虚拟信道0用发送信号KS0中，作为矢量f_N，0

导频信号X₀插入了导频信号X₀，在f_N，1以及矢量f_N，2上没有承载任何信号。

同样地，在虚拟信道1用发送信号KS1中，作为矢量f_N，1

导频信号X₁插入了导频信号X₁，在矢量f_N，0以及矢量f_N，2上没有承载任何信号。同样地，在虚拟信道2用发送信号KS2中，作为矢量f_N，2

导频信号X₂插入了导频信号X₂，在矢量f_N，0以及矢量f_N，1上没有承载任何信号。

因此，通过检测#j(0≤j≤N-1)导频信号，能够得到#j的虚拟信道(虚拟发送天线)的信道特性。

另外，在本发明中，对于每一采样的序列，具有

用于矢量f₀与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器，

用于矢量f₁与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器，

.

用于矢量f_P-1与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器。

换言之，

各个虚拟接收天线#0～#(U-1)具有

用于矢量f₀与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器，

用于矢量f₁与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器，

.

用于矢量f_P-1与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器。

但是，在把来自虚拟接收天线#j(0≤i≤U-1)的信号输入给用于矢量f_j(0≤j≤P-1)与矢量I_M的克罗内克积的匹配滤波器时的输出，是从虚拟发送天线j向虚拟接收天线i的虚拟信道的特性。

因此，在虚拟接收天线#i(0≤i≤U-1)(即，过采样的#i的序列)中，能够得到全部虚拟发送天线和虚拟接收天线#i之间的虚拟信道特性。

另外，通过在全部的虚拟接收天线中执行这样的处理，信道特性检测部25能够得到全部虚拟发送天线和全部虚拟接收天线之间的虚拟信道特性。

另外，在本发明中，因为在时间轴上检测信道特性，所以信道特性检测部25能够检测包含发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的时间轴上的信道特性。

在本发明中，检测时间轴上的信道特性，进行发送了δ信号时的时间响应检测。

时间轴上的信道特性是包含多路径响应的、包含发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的信道特性。

时间轴上的信道特性通过与多路径特性同样的形式来表现。

(联立方程式的生成)

联立方程式生成部26根据通过过采样生成的接收信号、和信道特性检测部25检测到的时间轴上的信道特性，生成式(17)那样的联立方程式。

实际上，如图16所示，相加与对应的行矢量有关的发送数据生成T₀、T₁、T₂，对每个T₀、T₁、T₂，生成联立方程式。

(解码)

联立方程式生成部26根据信道分离部29分离的三个虚拟信道的接收信号、和信道特性检测部25检测到的时间轴上的信道特性，生成式(17)那样的联立方程式。

解码部27对联立方程式生成部26生成的联立方程式求解。因为在联立方程式生成部26生成的联立方程式中，反映了包含发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的时间轴上的信道特性，所以联立方程式的解能够对不影响发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的发送数据进行解码。

换言之，对式(17)的联立方程式求解，能够得到排除了传送路径的时间轴上的信道特性的影响的信号。

如上所述，可以得到通过虚拟信道生成用数据生成的虚拟信道、和对每个过采样序列生成的虚拟的信道。前者是在发送侧生成的虚拟信道，后者是在接收侧生成的虚拟信道，这些虚拟信道独立地生成。于是，通过前者能够生成虚拟发送天线，通过后者能够生成虚拟发送天线。

如果通过虚拟信道生成用数据生成的虚拟信道是3(P＝3)个，对每个过采样序列生成的虚拟的信道为U个，则信道数量是3U。

因此，信道特性检测部25对于3U个信道，检测包含发送装置侧的传送特性、传输空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的时间轴上的信道特性。

(接收装置(其二))

(通过在接收侧进行卷积，生成虚拟信道的方法)

作为在接收侧生成虚拟信道的方法，下面使用图44说明通过虚拟信道生成用数据对接收信号进行卷积的方法。

图44的接收装置具有天线21；把天线21检测到的接收信号变换为基带信号的接收部22；通过U₁个虚拟信道生成用数据对在接收部22中被变换为基带信号的接收信号进行卷积的接收侧虚拟信道用卷积部38；由匹配滤波器构成的信号分离部29，该匹配滤波器对于从接收侧虚拟信道用卷积部38输出的U₁个虚拟信道中的每一个虚拟信道，与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量中的各个行矢量和矢量I_M的克罗内克积相匹配；信道特性检测部25；联立方程式生成部26；以及解码部27。

在图44中，除了接收侧虚拟信道用卷积部38以外，天线21、接收部22、信号分离部29、信道特性检测部25、联立方程式生成部26以及解码部27与图12相同。

接收侧虚拟信道用卷积部38具有虚拟信道生成用数据存储部381(也可以不具有虚拟信道生成用数据存储部381)，通过虚拟信道生成用数据存储部381中存储的虚拟信道生成用数据中的一个，对在接收部22中被降为基带的接收信号进行卷积。

在把接收信号设为RS、把虚拟信道生成用数据设为E₁～E_U1时，进行接收信号RS与虚拟信道生成用数据E₁～E_U1的卷积，作为接收侧虚拟信道用卷积部38的输出，从接收侧虚拟信道用卷积部38分别输出

进行接收信号RS与虚拟信道生成用数据E₁的卷积后得到的信号#1，

进行接收信号RS与虚拟信道生成用数据E₁₂的卷积后得到的信号#2，

.

进行接收信号RS与虚拟信道生成用数据E_U1的卷积后得到的信号#U₁。

信号分离电路对于U_I个接收侧虚拟信道用卷积部38的输出，使其分别通过与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量中的各个行矢量和矢量I_M的克罗内克积相匹配的匹配滤波器，对每一个匹配滤波器分离信号。

因为信道特性检测部25、联立方程式生成部26以及解码部27与图12相同，所以省略说明。

(天线数量)

在上述说明中，说明了在发送天线为一个、接收天线为一个时，虚拟信道的发送天线的数量为R以及虚拟信道的接收天线的数量为U的情况。

当把虚拟信道数量设为R，把虚拟信道的发送天线的数量设为T，把虚拟信道的接收天线的数量设为V，并且把现实的发送天线的数量设为TA，把现实的接收天线的数量设为RA时，

在典型的系统中，

是虚拟信道数量R＝虚拟信道的接收天线数量U，

现实的发送天线数量TA＝现实的接收天线数量RA＝1的情况。

本发明并不限于该情况。

例如，可以是下面的案例1～案例4的情况。

(1)案例1是

发送侧：现实的发送天线数量为R

接收侧：现实的接收天线数量为1，虚拟信道的接收天线数量为R

的情况

(2)案例2是

发送侧：现实的发送天线数量为1，虚拟信道的发送天线数量为R

接收侧：现实的接收天线数量为R

的情况

(3)案例3是

发送侧：现实的发送天线数量为R

接收侧：现实的接收天线数量为R

的情况

(4)情况4是

发送侧：现实的发送天线数量为TA

虚拟信道的发送天线数量为(R-TA)

接收侧：现实的接收天线数量为RA

虚拟信道的接收天线数量为(R-RA)

在上述的实施方式中，说明虚拟发送天线数量R为“3”的情况。

图17是发送侧的现实的发送天线数量R等于虚拟信道数量R的情况。

图17的发送装置由虚拟信道0用发送信号生成部11、虚拟信道1用发送信号生成部12、虚拟信道2用发送信号生成部13、虚拟信道生成用数据151、卷积部152～154、发送部171以及天线181构成。

卷积部152进行虚拟信道0用发送信号KS0和虚拟信道生成用数据D2的卷积，卷积部153进行虚拟信道1用发送信号KS1和虚拟信道生成用数据D1的卷积，卷积部154进行虚拟信道2用发送信号KS2和虚拟信道生成用数据D0的卷积。

发送部171把来自卷积部152～154的信号(虚拟信道0用发送信号、虚拟信道1用发送信号、虚拟信道2用发送信号)变换为高频信号，分别从不同的天线181、182M1183发送。

图18是发送侧的现实的发送天线数量R比虚拟信道数量R小，并且在把现实的发送天线数量设为TA时，虚拟信道的发送天线数量是R-TA的情况。

也可以对每个天线181～183设置发送部。此时，3个用户可以使用独立的天线。

图18的发送装置由虚拟信道0用发送信号生成部11、虚拟信道1用发送信号生成部12、虚拟信道2用发送信号生成部13、虚拟信道生成用数据151、卷积部152～154、加法部1551、发送部172以及天线184、185构成。

加法部1551进行来自卷积部153、154的信号的加法运算，向发送部17输出。

直接向发送部17输出卷积部152的输出。

发送部171把来自卷积部152信号(虚拟信道0用发送信号)以及来自加法部151的信号(虚拟信道1用发送信号、虚拟信道2用发送信号)变换为高频信号，从天线发送。

从天线184发送虚拟信道0用发送信号，从天线185发送虚拟信道1用发送信号以及虚拟信道2用发送信号。

图19是接收侧的现实的发送天线数量R等于虚拟信道数量R的情况。

可以对每个天线181～183设置发送部。此时，2个用户可以利用独立的天线。

图19表示通过天线211～213以及接收部221～223接收从图9、图17以及图18的发送装置发送的信号。

图19的接收装置具有天线211～213；对天线211～213检测到的接收信号进行过采样的过采样部28；与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量相匹配的匹配滤波器构成的、对于过采样部28的输出，按照每个过采样序列进行信号分离的信号分离部29；检测包含发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的时间轴上的信道特性的信道特性检测部25；联立方程式生成部26；和解码部27。

可以对各个接收部221～223设置过采样部28。

在为不同的用户时，使接收部221～223成为对于每个用户具有过采样部的结构。

图20是接收侧的现实的发送天线数量R不足虚拟信道数量R的情况。

图20表示通过天线214、215以及接收部224、225接收从图9、图17以及图18的发送装置发送的信号。

图20的接收装置具有天线214、215；把天线214、215检测到的接收信号变换为基带信号的接收部224、225；过采样部28；与矢量f_N，0、矢量f_N，1...矢量f_N，N-1的N个行矢量相匹配的匹配滤波器构成的、对于每个过采样序列分离信号的信号分离部29；检测包含发送装置侧的传送特性、传播空间的传送特性以及接收装置侧的传送特性的从发送侧向接收侧的全部传送路径的时间轴上的信道特性的信道特性检测部25；联立方程式生成部26；和解码部27。

由此，上述案例1是发送侧为图17，接收侧为图12的情况；上述案例2是发送侧为图9，接收侧为图19的情况；上述案例3是发送侧为图17，接收侧为图21的情况；上述案例4是发送侧为图18、接收侧为图20的情况。

在虚拟信道的发送天线数量T＝虚拟信道的接收天线数量U时，在接收侧生成一个和式(17)相同的联立方程式。

但是，在虚拟信道的发送天线数量T＜虚拟信道的接收天线数量V时，可以从接收侧的全部虚拟天线V中选出T个来建立联立方程式。

选择方法具有

[数学式16]

_VC_T

种。

结果，在接收侧，可以生成多个与式(17)相同的联立方程式。

此时，对于同一发送数据得到多个推定结果，所以通过多数逻辑以外其他的方法，能够推定可能的发送数据，减小误码率。

另外，即使不是虚拟信道的发送天线数量T＜虚拟信道的接收天线数量V的情况，通过不在发送侧的几个虚拟天线上承载信息，可以和虚拟信道的发送天线数量T＜虚拟信道的接收天线数量V的情况相同地，生成多个联立方程式。

(导频信号)

[数学式17]

设导频信号X_k(x_k0，x_k1，x_k2，...，x_k(M-1))，在使该导频信号作为N维DFT矩阵的第K行矢量(W_N ⁰，W_N ^K，W_N ^2K，...，W_N ^(N-1)K，)时，

导频信号成为

S_{k} = f_{K} &CircleTimes; X_{k}

= (W_{N}^{0} x_{k 0}, W_{N}^{0} x_{k 1}, W_{N}^{0} x_{k 2}, \cdot \cdot \cdot, W_{N}^{0} x_{k (M - 1)},

W_{N}^{K} x_{k 0}, W_{N}^{K} x_{k 1}, W_{N}^{K} x_{k 2}, \cdot \cdot \cdot, W_{N}^{K} x_{k (M - 1)},

W_{N}^{(N - 1) K} x_{k 0}, W_{N}^{(N - 1) K} x_{k 1}, W_{N}^{(N - 1) K} x_{k 2}, \cdot \cdot \cdot, W_{N}^{(N - 1) K} x_{k (M - 1)},)

如图21所示，乘以re^jθ1的情况成为问题。

[数学式18]

为了避免该问题，取代导频信号X_k(x_k0，x_k1，x_k2，...，x_k(M-1))，使用导频信号X_k’(x_k0，W_MN ¹x_k1，W_MN ²x_k2，...，W_MN ^(M-1)x_k(M-1))。

由此，成为

{S_{k}}^{'} = (f_{K} &CircleTimes; {X_{k}}^{'}

= (W_{MN}^{0} x_{k 0}, W_{MN}^{1} x_{k 1}, W_{MN}^{2} x_{k 2}, \cdot \cdot \cdot, W_{MN}^{(M - 1)} x_{k (M - 1)},

W_{MN}^{M} x_{k 0}, W_{MN}^{M + 1} x_{k 1}, W_{MN}^{M + 2} x_{k 2}, \cdot \cdot \cdot, W_{MN}^{(2 M - 1)} x_{k (M - 1)},

W_{MN}^{M (N - 1)} x_{k 0}, W_{MN}^{M (N - 1) + 1} x_{k 1}, W_{MN}^{M (N - 1) + 2} x_{k 2}, \cdot \cdot \cdot, W_{MN}^{MN - 1} x_{k (M - 1)})

，图21所示的乘以re^jθ1的情况不会成为问题。

[数学式19]

另外，还可以取代导频信号X_k’(x_k0，W_MN ¹x_k1，W_MN ²x_k2，...，W_MN ^(M-1)x_k(M-1))，使用导频信号X_k”(x_k0，W_MN ^ux_k1，W_MN ^2ux_k2，...，W_MN ^u(M-1)x_k(M-1))。

此外，行矢量f₀(w_M ⁰，W_N ⁰，...，W_N ⁰)的全部成分等于

所以不发生这样的问题。

因此，在不需要对于各个虚拟信道每次进行使用了导频信号的信道推定时，在各虚拟信道中，通过交替地分配行矢量f₀，可以不使用导频信号X_k’、导频信号X_k”，进行信道推定。

但是，此时，在各个虚拟信道(虚拟发送天线)中，把接收导频信号检测出的虚拟信道的信道特性用作不接收导频信号时的虚拟信道的信道特性。

图22是虚拟信道(虚拟发送天线)R＝3的情况。

在相位(Phase)1中，在虚拟信道0中，发送导频信号f₀，在虚拟信道1、2中不发送导频信号。

在相位2中，在虚拟信道1中，发送导频信号f₀，在虚拟信道0、2中不发送导频信号。

此时，作为虚拟信道0的信道特性，使用在相位1中检测出的信道特性。

在相位3中，在虚拟信道2中，发送导频信号f₀，在虚拟信道0、1中不发送导频信号。

此时，作为虚拟信道0的信道特性，使用在相位1中检测出的信道特性，作为虚拟信道1的信道特性，使用在相位2中检测出的信道特性。

相位3的下一个成为相位1，按照相位1、相位2、相位3循环。

在下一个相位1中，作为虚拟信道0的信道特性，使用在该相位1中检测出的信道特性，作为虚拟信道1的信道特性，使用在先前的相位2中检测出的信道特性，作为虚拟信道2的信道特性，使用在先前的相位3中检测出的信道特性。

在发送侧，P个导频序列中的各个导频序列只要是梳齿状的频谱互相不干扰，数据信号也不干扰即可。

只要数据信号的通过相同的虚拟信道的数据之间为梳齿状的频谱不干扰即可。即，为了由数据制作信号也可以不是DFT行矢量。

在接收侧，P个导频信号中的各个导频信号，只要使用同步频谱成为梳齿状的频谱的序列的匹配滤波器接收即可。

如果是同步频谱成为梳齿状的频谱的序列的匹配滤波器，则无论数据信号怎样都可以，也可以不是DFT行矢量。

(发送数据)

图5～图7的信号结构在虚拟信道0中，发送N-P个发送数据X_0，P(x_0，P，0，x_0，P，1，...，x_{0，P，(M-1)})...X_0，N-1(x_{0，(N-1)，0}，x_{0，(N-1)，1}，...，x_{0，(N-1)，(M-1)})，在虚拟信道1中，发送N-P个发送数据X_1，P(x_1，P，0，x_1，P，1，...，x_{1，P，(M-1)})...X_1，N-1(x_{1，(N-1)，0}，x_1， _(N-1)，1，...，x_{1，(N-1)，(M-1)})，在虚拟信道2中，发送N-P个发送数据X_2，P(x_2，P，0，x_2，P，1，...，x_{2，P，(M-1)})...X_2，N-1(x_{2，(N-1)，0}，x_{2，(N-1)，1}，...，x_{2，(N-1)，(M-1)})。

在虚拟信道0中，发送数据X_0，P...X_0，N-1，在虚拟信道1中，发送数据X_1，P...X_1，N-1，在虚拟信道2中，发送数据X_2，P...X_2，N-1。

通过各虚拟信道发送的数据可以相同，也可以是不同的数据。

对于上述案例1、案例2、案例3、案例4也可以这样说。

此时，对于每个实际天线，可以为不同的用户。

由此，也可是多个发送用户对一个接收用户、一个发送用户对多个接收用户的情况。

在N＝1024时，如果确保用于多个用户的全部虚拟信道量的导频信号的矢量(导频用序列)，则剩余的数据用矢量(数据用序列)可以共用多个虚拟信道(即使分配多个用户)。

即，因为即使是多个用户也需要使频带存在余量这仅是导频信号的量，所以频率利用效率进一步提高。

在导频信号之外，调整振幅分布的信号等对于每个用户有一些不同。但是该调整用信号可以对每个用户公用。

这样的事情之所以可能，是因为对于每个虚拟信道发送不同的数据。MIMO-OFDM因为全部天线发送相同的信号(或者信息)，所以不能使用这样的方法。

另外，在进行收发的各个用户使用单个或者多个实际天线，通过一个以上的虚拟信道进行收发的情况，

(A)在发送侧有多个用户，即多个实际天线的情况下，

(B)在接收侧在基站(单一用户)中有多个或者单个实际天线的情况下，

本发明使用虚拟信道生成用数据，生成虚拟信道(虚拟发送信道，虚拟发送天线)，所以为了避免远近问题，当在发送侧进行功率控制时，能够抑制接收噪声的发生。

功率控制数据根据接收噪声，由接收侧生成，通知给发送侧。

然后，说明“本发明的技术根据-OSDM的理论”和相当于本发明的实施例的“多个虚拟天线OSDM方式”。

(本发明的技术根据-OSDM的理论)

作为本发明的技术根据，说明OSDM的理论。

1.(第1章)前言

近年来伴随高度信息化社会的进展，有关电气通信的社会需求越来越广域化、多样化，其中使用无线技术可以一边移动一边进行通信的移动信息通信作为社会基础之一成为不可或缺的重要要素。

作为下一代通信技术所注目的OFDM方式，因为其高的频率利用效率和适于多路径的特性等，成为在各种领域中备受关注的技术之一。另一方面，为了重叠独立调制的载波，指出了峰值功率对平均功率比(Peak to Average PowerRatio；PAPR)升高这样的问题。OSDM方式和OFDM方式相同，是一种通过改善频率利用效率，与其他的通信方式比较，为了彻底扩充通信线路容量而提出的通信方式，能够实时掌握历来无法掌握的通信线路环境。另外，与OFDM方式比较，报告了PAPR大体是扁平的。通过在使用多个天线的通信系统中使用该特征，期待通信线路容量对于收发天线的数量大体成比例地增加。在此，从OSDM方式的基础到作为其扩展的多天线OSDM方式，一边将其性能与适宜的OFDM方式进行比较一边基于模拟的结果进行评价。

本说明由6章组成。在第二章中介绍OSDM方式的基础理论，然后在第三章中通过模拟评价其性能。在第四章中作为OSDM方式的扩展提倡多天线OSDM方式的理论，在第五章中通过模拟评价该多天线OSDM方式的性能。第六章中汇总根据这些结果得到的知识。

2.基础理论

在本章中分以下4节介绍OSDM方式的理论。首先，在第一节中着眼于发送系统，介绍由数据形成发送信号的处理。接着在第二节中着眼于接收系统，介绍根据接收到的信道得到通信线路环境，并且根据得到的通信线路环境推定数据的处理。最后，在第三节中以和OFDM方式进行比较的形式考察OSDM方式的特征。

2.1(第二章第一节)发送系统

发送系统由图23那样的处理构成。以下表示其详细的内容。

长度M的数据矢量x₀，x₁，...，x_N-1分别如下定义。

x_O＝(x₀₀，x₀₁，...，x_0(M-1))

x₁＝(x₁₀，x₁₁，...，x_01(M-1))

.

X_N-1＝(x_(N-1)0，x_(N-1)1，...，x_0(N-1)(M-1)) ...(25)

另外，以

W_{N} &equiv; \exp (2 π \sqrt{- 1}) / N

为基础如图4那样定义N维逆DFT矩阵F^-1及其行矢量：行矢量f_N，0、行矢量f_N，1....行矢量f_N，N-1(这里称为“行矢量f₀、行矢量f₁...矢量f_N-1或者“f₀、f₁...f_N-1”)。

在此，设行矢量f_i与x_i的克罗内克积为X_i。

即

[数学式20]

在该X_i的和

S_{SUM} = (S_{0}, S_{1} \cdot \cdot \cdot, S_{MN - 1}) &equiv; Σ_{i = 0}^{N - 1} X_{i} \cdot \cdot \cdot (27)

中附加了长度L-1的周期前缀的信号

S＝(S_MN-L+1，...，S_MN-1，S₀，S₁，...，S_MN-1) ...(28)

是实际在通信线路中发送的信号。

2.2接收系统

接收系统由图24那样的处理构成。以下表示其详细内容。

当设通信线路的脉冲响应为h₀、h₁，...，h_L-1时，接收信

使用MN×MN的右循环位移矩阵T，用以下的式子标记。

[数学式21]

\tilde{R} = Σ_{i = 0}^{L - 1} h_{i} {ST}^{i} \cdot \cdot \cdot (29)

当设从

中去除周期前缀后的信号为R时，在R和数据矢量x₀，x₁，...，x_N-1之间有以下的关系。

Y \overset{def}{=} RW = (x_{0}, x_{1}, \cdot \cdot \cdot, x_{N - 1}) H \cdot \cdot \cdot (30)

这里，W是作为f_N ^-1的共轭复数的f_N ^-1与M×M的单位矩阵I_M的克罗内克积，用下式标记。

W = \overset{&OverBar;}{F_{N}^{- 1}} &CircleTimes; I_{M} \cdot \cdot \cdot (31)

另外，H是把具有脉冲响应h以及IDFT矩阵的元素的N个M×M矩阵

作为对角成分的矩阵，用下式标记。

[数学式22]

{\tilde{H}}_{i} =

[数学式23]

式中，h_k＝0(L≤k≤M-1)

根据以上，当设

Y \overset{def}{=} (Y_{0} Y_{1} \cdot \cdot \cdot Y_{N - 1})

Y_{0} \overset{def}{=} (Y_{00} Y_{01} \cdot \cdot \cdot Y_{0 (M - 1)})

Y_{1} \overset{def}{=} (Y_{10} Y_{11} \cdot \cdot \cdot Y_{1 (M - 1)})

...

Y_{N - 1} \overset{def}{=} (Y_{(N - 1) 0} Y_{(N - 1) 1} \cdot \cdot \cdot Y_{(N - 1) (M - 1)})

时，在发送数据矢量和接收信号间导出以下的关系。

Y_{i} = x_{i} {\tilde{H}}_{i} (0 \leq i \leq N - 1) \cdot \cdot \cdot (34)

可知当把W设为匹配滤波器时，在得到匹配滤波器的输出Y和脉冲响应h时，通过以

为基础对联立方程式求解，能够得到发送数据矢量x_i。

2.3特征

OSDM方式与OFDM方式比较具有以下的特征。

(A)因为能够同时发送N个发送数据矢量，所以通过在其中一个配置用于测定脉冲响应的导频信号，能够实时地得到不包含预测性的通信线路环境。

(B)在根据接收信号推定发送数据矢量时，能够独立地得到全部通信线路的脉冲响应。即，能够独立地利用来到接收侧的各种反射波的能量。

(C)在OFDM方式时，在频域均衡中，即使代替对接收信号乘以脉冲响应的逆矩阵的均衡法(Zero-Forcing；ZF)应用用于抑制噪声的均衡法(MinimumMean Squared Error；MMSE)，也不能改善SN比。另一方面，根据上述理由，OSDM方式通过应用MMSE能够提高SN比。

3.模拟结果

在本章中，根据前一章的内容介绍模拟OSDM方式的性能的结果。在第一节中介绍模拟的各个定义，在第二节中介绍模拟的结果。最后在第三节进行验证。

3.1各定义

根据前一章的内容，实施了基带的OSDM方式、以及OFDM方式的性能模拟。以下是模拟时的参数，

M＝13

N＝64

L＝8。

另外，使通信线路的脉冲响应为各个独立的零平均复高斯过程，通过QPSK以及16QAM对信号进行调制。此时，没有采用纠错码等。

另外，作为热噪声在接收侧附加了加法性白色高斯噪声(Additive WhiteGaussian noise；AWGN)。另外，作为根据接收信号推定发送数据矢量的方法使用MMSE均衡。

作为实验方法，对于各个系统从0[dB]到25[dB]每次使每一比特的功率密度对噪声功率密度比(Eb/No)变化1[dB]，在各个Eb/No值中实施104次蒙特卡罗模拟。

3.2模拟结果

在本节中介绍基于前节的定义实施的模拟的结果。

图25以及图26是OSDM以及OFDM方式的QPSK以及16QAM的各调制中的、每一比特的功率密度对噪声功率密度比(Eb/No)对误码率(BER)的图表。需要注意在图表的横轴上使用的每一比特的功率密度(Eb)不仅包含直接波，而且包含全部的反射波的能量。另外，假定在接收侧以没有噪声影响的理想的形式掌握通信线路的环境。

然后，图27以及图28表示在QPSK、16QAM各调制中，理想地推定通信线路时的OSDM方式的性能、和实际地根据导频信号推定通信线路时的OSDM方式的性能的比较。在此次的实验中，作为导频信号使用长度M的零相关(Zero Correlation Zone；SCZ)信号进行通信线路的推定。

3.3讨论

在本节中，对于前节介绍的模拟结果进行讨论。

首先，根据图25以及26可以确认，OSDM方式与OFDM方式比较具有大体良好的BER特性，该差在每一比特的功率密度对噪声功率比(Eb/No)越大时越显著。例如，可以得知OSDM方式与OFDM方式比较，在大约低3[dB]的Eb/No时可达到10^-3的BER。即，揭示了OSDM方式可以用OFDM方式的约1/2的发送功率实现同等的通信品质。

另一方面，相对于OFDM方式通过其调制BER的收敛度几乎不变化，OSDM方式随着每一符号的比特数增加，仅在Eb/No的值小时，可以确认有收敛度恶化的倾向。推定其原因在于，在独立地利用全部反射波的能量的OSDM方式的特性上信号对噪声功率比(SNR)较小的环境中，在推定发送信号时噪声能量的影响与OFDM方式比较显著地表现。但是，在不理想地给予通信线路的状态下，根据后述的理由，OSDM方式与OFDM方式比较可以期待Eb/No的恶化量小，所以即使在实际通信环境中对于OSDM方式的优越性也不会造成影响。

根据图27以及图28可知在理想地给予通信线路的状态下和实际推定通信线路的情况下，在为OSDM方式时Eb/No的恶化量大约停留在3[dB]。根据该结果可以确认，即使在通信线路的脉冲响应为各个独立的零平均复高斯过程这样的非常重的多路径环境中，导频信号也能够以不包含预测性的形式正确地向接收侧提供通信线路的状态。因为与在发送信号中离散地配置用于测定通信线路环境的前同步码的OFDM方式不同，OSDM方式能够连续地掌握通信线路环境，所以可以预想在通信线路环境频繁变化那样的状况下，OSDM方式的通信质量的恶化与OFDM方式比较停留在轻微的恶化。另外，在为OSDM方式时，根据在第一章中列举的那样PAPR几乎是扁平的，另外保护间隔在发送信号长度中占据的比例相对于OFDM方式的LN+L，停留在LMN+L，所以期待能够维持比OFDM方式更好的传送速度。

4.多天线OSDM方式的理论

在本章中，作为OSDM方式的应用，分以下4节介绍使用多个天线，它们在同一频带内独立地收发数据的多天线OSDM方式的理论。首先，在第一节中着眼于发送系统，介绍由数据形成发送信号的处理。然后，在第二节中着眼于接收系统，介绍根据接收到的信号得到通信线路环境，并且根据得到的通信线路环境推定数据的处理。最后在第三节以与OSDM方式比较的形式介绍多天线OSDM方式的特征。

4.1发送系统

发送系统由图29那样的处理构成。以下表示其详细内容。

根据在第二章中定义的理由，OSDM方式具有能够以不包含预测性的形式实时地得到通信线路的脉冲响应这样的特征。即，因为通过在发送侧对信号下功夫，能够正确地掌握多条通信线路的脉冲响应，所以OSDM方式即使在使用通信线路环境的推定精度对于通信质量产生的影响更加显著的多个天线的通信方式中也可以期待高的应用性。

这里，考虑在第二章中使用的参数原样不变，使用t个天线进行收发。

在某个天线i(0≤i≤t-1)中，如图30所示，与式(25)同样地定义N-t个长度为M的数据矢量x_t ⁱ，x_t+1 ⁱ，...，x_N-1 ⁱ。另外，如图31所示，对x_t ⁱ应用导频信号，对其他的行应用零矩阵。

然后，与式(26)相同，应用IDFT矩阵和数据矢量的克罗内克积。这里，因为从各天线发送的发送数据的导频信号分别取得与IDFT矩阵的不同的行的克罗内克积，所以保证了各个导频信号的正交性。即，需要注意经过式(27)、(28)生成的发送信号Si经过多条通信线路在与其他信号干扰的同时到达接收侧时，接收侧能够以不包含预测性的形式独立地掌握该多条通信线路的脉冲响应。

4.2接收系统

接收系统由图32那样的处理构成。以下表示其详细内容。

可以标记为

[数学式24]

{\tilde{R}}^{j} = Σ_{i = 0}^{t - 1} Σ_{j = 0}^{t - 1} Σ_{k = 0}^{L - 1} h_{k}^{i &RightArrow; j} {\tilde{S}}^{i} T^{k} \cdot \cdot \cdot (35)

。式中，h₀ ^i→j，h₁ ^i→j，...，h_L-1 ^i→j是从发送天线i至接收天线j的通信线路的脉冲响应，T是第二章第二节中表示的移位矩阵。

[数学式25]

此时，在接收侧进行以下的处理。

首先，设从接收到的信号

中除去了周期前缀的信号为R^j，设

R＝(R⁰R¹...R^t-1) (36)

然后，定义匹配滤波器W。这里，W是N维DFT矩阵FN与N×M的单位矩阵IM以及t×t的单位矩阵It的克罗内克积，通过下式标记。

[数学式26]

W = F_{N} &CircleTimes; I_{M} &CircleTimes; I_{t} \cdot \cdot \cdot (37)

此时，在匹配滤波器的输出RW和发送数据矢量之间有以下的关系。

Y \overset{def}{=} RW = XH \cdot \cdot \cdot (38)

这里，

X \overset{def}{=} (X^{0} X^{1} \cdot \cdot \cdot X^{t - 1})

X^{0} \overset{def}{=} (x_{t 0}^{0} x_{t 1}^{0} \cdot \cdot \cdot x_{t (M - 1)}^{0} \cdot \cdot \cdot x_{(N - 1) (M - 1)}^{0})

X^{1} \overset{def}{=} (x_{t 0}^{1} x_{t 1}^{1} \cdot \cdot \cdot x_{t (M - 1)}^{1} \cdot \cdot \cdot x_{(N - 1) (M - 1)}^{0})

...

X^{t - 1} \overset{def}{=} (x_{t 0}^{t - 1} x_{t 1}^{t - 1} \cdot \cdot \cdot x_{t (M - 1)}^{t - 1} \cdot \cdot \cdot x_{(N - 1) (M - 1)}^{t - 1})

另外，H是具有脉冲响应h^i→j以及IDFT矩阵的元素的t²个M×M矩阵

组成的矩阵，用下式标记。

[数学式27]

{\tilde{H}}_{k}^{i &RightArrow; j} =

[数学式28]

可知当把W设为匹配滤波器，在得到匹配滤波器的输出Y和脉冲响应h时，通过根据H对联立方程式求解，能够得到发送数据矢量。

4.3特征

多天线OSDM方式与以MIMO-OFDM方式为代表的使用多个天线的OFDM方式比较，具有以下的特征。

如在第二章第三节所涉及到的那样，OSDM方式与OFDM方式不同，能够实时地得到不包含预测性的通信线路环境。另外，在把t个天线用于收发时的多天线OSDM方式，因为把t行的数据区域确保为导频信号的分配区域，所以对每个天线分配的数据区域成为(N-t)行。因此，与对一个数据区域分配导频信号的单一天线OSDM方式比较，可以期待理论上实现t(N-t)N-1倍的信息传送容量。

另一方面，MIMO-OFDM方式在发送侧和接收侧共有通信线路环境的信息，通过使用基于固有值概念的波束成形等方法确保通信线路环境。即，当比较传送方法自身时，多天线OSDM方式与MIMO-OFDM方式比较能够以更简单的方法确保与天线数量大体成比例的通信线路容量。

5.模拟结果

在本章中介绍根据前章的内容模拟多天线OSDM方式的性能。在第一节中介绍模拟的各定义，在第二节中介绍模拟的结果。最后在第三节进行验证。

5.1各定义

以前章的内容为基础，实施基带的多天线OSDM方式的性能模拟。

关于各参数值与第三章第一节的内容相同。设收发天线数量为t，设t2个通信线路的脉冲响应是各个独立的零平均复高斯过程。

作为实验方法，使收发天线数量t以t＝1，2，3，8变化，对各个系统使每一比特的功率密度对噪声功率密度比(Eb/No)从0[dB]到25[dB]每次变化1[dB]，在各个Eb/No值中实施104次蒙特卡罗模拟。

5.2模拟结果

在本节中介绍基于前节的定义实施的模拟的结果。图33以及图34是多天线OSDM方式的QPSK以及16QAM的各调制中的、每一比特的功率密度对噪声功率密度比(Eb/No)对误码率(BER)的图表。与第三章第二节相同，需要注意在图表中使用的每一比特的功率密度不仅包含直接波，图23的QPSK调制时的VER特性、图34的16QAM调制时的BER特性还包含全部反射波的能量。另外，假设接收侧以没有噪声的影响的理想的形式掌握通信线路的环境。

接着图35以及图36是在QPSK、16QAM各调制中，把信号对噪声功率比(SNR)取5、10、20[dB]、以及10、20、30[dB]时的、时隙为1[μs]的收发天线个数对稳定连接状态下的吞吐量的图表。注意图表中使用的信号功率不仅包含直接波，也包含全部的反射波的能量。另外，在吞吐量的计算中使用以下的近似式

Throughput～α×(1-BER)/β ...(41)

这里α是一个符号的比特数，β是符号时间。

5.3验证

在本节中，关于在前节中介绍的模拟的结果进行讨论。首先根据图33以及图34可以确认多天线OSDM方式即使增加天线数量，每一比特的功率密度对噪声功率密度比(Eb/No)的恶化也很小。特别在Eb/No十分大时，t＝8的多天线OSDM方式虽然与在第二章中介绍的t＝1的单一天线OSDM方式相比理论上号称为7.1倍的信息传送容量，但是Eb/No的恶化收容于约3～6[dB]这点值得特别一题。

另外从图35以及图36可知，在信号对噪声电力比(SNR)十分大时t＝8的多天线OSDM方式与单一天线OSDM方式比较实现约7倍的信息传送容量。这可以确认与上述的理论值大体相等。

(多虚拟天线OSDM方式)

说明多虚拟天线的实施例。

在移动通信等无线通信中，无线频率资源的紧迫成为深刻的问题。为应对该问题，正在研究发送侧·接收侧都使用多个天线的方法(MIMO-OFDM)、或者本发明人的使用多个天线的正交信号分割复用方式(OSDM)。多天线OSDM方式能够给出比MIMO-OFDM大很多的无线频率利用效率，但是在便携通信设备中使用多个天线可能成为过大的负担。

本实施例以用于便携通信设备作为主要目的，是一种虽然在发送侧·接收侧都使用单个天线，但是能够实现好像在发送侧·接收侧都使用多个天线那样的高无线频率利用效率的“虚拟天线的理论”。

本说明因为与上述“本发明的技术根据-OSDM的理论”的说明有关，所以“多虚拟天线OSDM方式”的章节给予与“本发明的技术根据-OSDM的理论”的章节连续的编号。

6.发送侧的虚拟天线的理论

如图39那样假设虚拟发送天线#0、虚拟发送天线#1、...、虚拟发送天线#(K-1)，使信道特性尽可能互相不同地设定虚拟信道特性#0、虚拟信道特性#1、...、虚拟信道特性#(K-1)。

对虚拟发送天线#0输入信号#0，...，对虚拟发送天线#(K-1)输入信号#(K-1)，把通过虚拟信道后相加得到的信号，输入给实际的发送天线。

当由实际的接收天线接收到从实际的发送天线发送的电波时，信号#0因为通过虚拟信道#0和实际的收发天线间的信道，所以信号#0受到对虚拟信道特性#0和实际的收发天线间的信道特性进行卷积后的信道特性的影响。信号#1、...、信号#(K-1)也相同。

如果对虚拟发送天线的虚拟信道特性和实际的收发天线的信道特性进行卷积得到的信道特性对于每个虚拟发送天线足够不同，则通过进行假定这样的虚拟发送天线的信号设计，信号#0、...、信号#(K-1)受到好像与使用K个发送天线和一个接收天线相同的信道特性的影响。

6.2接收侧的虚拟天线理论

如图40所示，在各个时隙每次设定K个采样点，使各时隙的采样点#0成为等间隔，各时隙的采样点#1也成为等间隔、...、各时隙的采样点#(K-1)也成为等间隔。

于是，根据采样点列#0、采样点列#1、...、采样点列#(K-1)得到的K个离散信号分别受到不同的信道特性的影响，好像使用K个天线，对每个天线在各个时隙设定一个采样点那样，受到各自不同的信道特性的影响。即，可以使用一个接收天线，假定K个虚拟接收天线。

进而，作为多天线OSDM方式的应用，分以下5节介绍使用多个虚拟天线，它们在同一频带内独立地收发数据的多虚拟天线OSDM方式的理论。首先，在第一节叙述虚拟发送天线的概念，在第二节叙述虚拟接收天线的概念。在第三节着眼于发送系统，介绍由数据形成发送信号的处理。接着在第四节着眼于接收系统，介绍根据接收到的信号得到虚拟通信线路环境，并且根据得到的虚拟通信线路环境推定数据的处理。

6.3发送系统

发送系统由图41那样的处理构成。以下表示其详细内容。

这里，考虑在第二章中使用的参数原样不变，使用t个虚拟天线进行收发。

在某个虚拟接收天线i(0≤i≤t-1)中，如图30所示，与(1)同样地定义N-t个长度为M的数据矢量x_t ⁱ，x_t+1 ⁱ，...，x_N-1 ⁱ。另外，如图31所示，对x_t ⁱ应用导频信号，对其他行分别应用零矩阵。

接着，与式(26)同样地应用IDFT矩阵和数据矢量的克罗内克积。这里，因为从各虚拟发送天线发送的发送数据的导频信号分别取得与IDFT矩阵的不同的行的克罗内克积，所以保证了各个导频信号的正交性。即，注意经过式(27)、(28)生成的发送信号Si经过多个虚拟通信线路在与其他信号干扰的同时到达虚拟接收天线时，接收侧能够以不包含预测性的形式独立地掌握该多个虚拟通信线路的脉冲响应。

6.4接收系统

接收系统由图42那样的处理构成。以下表示其详细内容。

可以标记为

[数学式29]

{\tilde{R}}^{j} = Σ_{i = 0}^{t - 1} Σ_{j = 0}^{t - 1} Σ_{k = 0}^{L - 1} h_{k}^{i &RightArrow; j} {\tilde{S}}^{i} T^{k} \cdot \cdot \cdot (42)

式中，h₀ ^i→j，h₁ ^i→j，...，h_L-1 ^i→j是从虚拟发送天线i至虚拟接收天线j的通信线路的脉冲响应，T是第二章第二节中表示的移位矩阵。

[数学式30]

此时，在接收侧进行以下那样的处理。

首先，把从接收到的信号

中除去了周期前缀的信号设为R^j，设

R＝(R⁰R¹...R^t-1) (43)

接着，定义匹配滤波器W。这里，W是N维DFT矩阵FN与N×M的单位矩阵IM以及t×t的单位矩阵It的克罗内克积，通过下式标记。

[数学式31]

W = F_{N} &CircleTimes; I_{M} &CircleTimes; I_{t} \cdot \cdot \cdot (44)

此时，在匹配滤波器的输出RW和发送数据矢量中有以下的关系。

Y \overset{def}{=} RW = XH \cdot \cdot \cdot (45)

这里，

X \overset{def}{=} (X^{0} X^{1} \cdot \cdot \cdot X^{t - 1})

X^{0} \overset{def}{=} (x_{t 0}^{0} x_{t 1}^{0} \cdot \cdot \cdot x_{t (M - 1)}^{0} \cdot \cdot \cdot x_{(N - 1) (M - 1)}^{0})

X^{1} \overset{def}{=} (x_{t 0}^{1} x_{t 1}^{1} \cdot \cdot \cdot x_{t (M - 1)}^{1} \cdot \cdot \cdot x_{(N - 1) (M - 1)}^{0})

...

X^{t - 1} \overset{def}{=} (x_{t 0}^{t - 1} x_{t 1}^{t - 1} \cdot \cdot \cdot x_{t (M - 1)}^{t - 1} \cdot \cdot \cdot x_{(N - 1) (M - 1)}^{t - 1})

另外，H是由具有脉冲响应h^i→j以及IDFT矩阵的元素的t²个M×M矩阵组成的矩阵，用下式标记。

[数学式32]

{\tilde{H}}_{k}^{i &RightArrow; j} =

[数学式33]

可知当把W设为匹配滤波器时，在得到了匹配滤波器的输出Y和脉冲响应h时，根据H对联立方程式求解，由此能够得到发送数据矢量。

6.5发送侧是单个发送者，接收侧是多个接收者时的多虚拟天线OSDM的例子

例如，如蜂窝移动通信中的下行链路那样，发送侧是单个发送者(为了分集收发等，还存在实际天线的数量为多个的情况)，接收侧是多个接收者(各接收者的实际天线为单个是典型的情况，但是为了分集收发等，也可以是实际天线数量为多个的情况)的情况成为以下那样。

因为对联立方程式求解是在接收侧，所以具有一个实际天线的接收者(接收器)的虚拟接收天线的数量，需要多于或者等于被接收的总虚拟发送天线的数量。

当对联立方程式求解时，因为各接收者还能够得到为其他接收者发送的数据，所以发送数据加密发送。

6.6发送侧是多个发送者，接收侧是单个接收者时的多虚拟天线OSDM的例子

例如，像蜂窝移动通信中的上行链路那样，发送侧是多个发送者(各发送者的实际天线为单个是典型的情况，但也可以是多个的情况)，接收侧为单个接收者的情况，成为以下那样。

此时，也因为对联立方程式求解是接收侧，所以需要具有一个实际天线的接收者(接收器)的虚拟接收天线的数量多于或者等于被接收的总虚拟发送天线的数量(虚拟信道数量)。

全部的虚拟发送天线的导频信号为了不混乱，需要使用N维的DFT矩阵的行矢量内的、独立的行矢量来作为导频信号用行矢量。

6.7发送侧是多个发送者，接收侧是多个接收者时的多虚拟天线OSDM的例子

例如，像在小区之间具有干扰的蜂窝移动通信那样，在发送侧、接收侧都具有多个收发者的情况需要使用N维的DFT矩阵的行矢量内的独立的行矢量，来作为全部的虚拟发送天线的导频信号用行矢量。

另外，为了在接收侧对联立方程式求解，需要接收器一组的总虚拟接收天线数量多于或者等于被接收的总虚拟发送天线。

6.8导频信号

到此为止说明了作为全部的虚拟发送天线的导频信号用行矢量，需要使用N维的DFT矩阵的行矢量内的独立的行矢量。

但是，如果使用ZCZ序列集(各序列是ZACZ序列，而且互相是ZCCZ序列。)或近似的ZCCZ序列集，则能够对多个虚拟发送天线分配同一导频信号用行矢量。

另外，可以任意地设定把N维DFT矩阵的行矢量内的哪个行矢量用于导频信号。

7.验证

关于多虚拟天线OSDM方式，在以下的条件下进行了验证。

M＝13

N＝64

L＝8

实际多路径为瑞利衰落，虚拟多路径是均匀随机的16比特的信号，均衡方法使用MMSE。

Eb/No的Eb不仅包含直接路径也包含反射路径，设从一个实际天线发送的全部发送功率恒定。

在上述条件下，得到图37以及图38那样的模拟结果。

本发明可以通过以下的方式来实施。

·收发系统，其在发送侧，在信号生成部中，作为信号生成部的输出，生成把假定独立的数据通过了多个虚拟信道中的各个虚拟信道后的信号相加得到的信号，在接收侧，进行过采样，对采样到的数据进行分配，将其假定为多个虚拟接收天线的输出来进行信号检测。

发送装置，在信号生成部中，生成把假定独立的数据通过了多个虚拟信道中的各个虚拟信道后的信号相加得到的信号，发送该信号生成部生成的信号。

·接收装置，对于接收到的信号，进行过采样，对采样到的数据进行分配，将其假定为多个虚拟接收天线的输出来进行信号检测。

·收发系统，在发送器侧，在从单一的发送器向多个接收器中的各个接收器发送独立的数据时，以不使用信道特性地可以进行分离的方式发送导频信号，关于独立的数据，在分别通过独立的虚拟发送信道后相加来进行发送，

在所述多个接收器中，通过分别进行过采样，分配采样结果，看作多个虚拟接收天线，由此得到能够推定发送数据的联立多元一次方程式，通过对该联立多元一次方程式求解来推定发送数据。

·接收装置，从多个发送器，接收以不使用信道特性能够分离分别与发送器对应的导频信号的方式发送的导频信号、和在所述导频信号中附加发送的数据，

通过分配对接收到的信号进行过采样后的结果，视为多个虚拟接收天线的输出，由此，以关于发送器·接收器之间的信道特性的多样性，可以对联立多元一次方程式求解的方式，进行基于信道特性的发送器分离，来推定发送数据。

(本发明的技术意义)

香农(Shannon)表示为了存在无论怎样也要使错误率接近零的方法，信息传送速度不能超过

C＝Wlog₂(S+N/N)

，而本发明表示了“如果允许有限错误率，则即使带宽有限，对于信息传送速度也不存在界限”。

这里，根据本发明，以下说明“使用有限带宽，实现无论多大的信息传送速度的方法”。

在发送侧，准备多个(K个)虚拟发送天线，对各个虚拟发送天线通过OSDM方式生成并输入独立的数据。接着，对于每个虚拟发送天线在通过独立的虚拟信道(卷积时间特性)后，进行相加从实际的发送天线发送。

在接收侧，对实际的接收天线接收到的信号进行分支，卷积独立的虚拟信道的时间特性，输出给与各个虚拟信道对应的虚拟接收天线。设虚拟接收天线的数量为K个。

如果虚拟发送天线的数量是K个，虚拟接收天线的数量也是K个，则可以应用“多天线OSDM的理论”，尽管实际发送天线为一个，实际的接收天线为一个，但能够使信息传送速度成为单一OSDM(具有单一天线OSDM的大约2倍的无线频率利用效率)的大约K倍。

如果不厌烦计算量和时间延迟，可以使K无论多大，所以即使使用有限的带宽，如果允许有限的错误率，则能够实现无论多大的信息传送速度。

另外，在OSDM中，能够容易地改善发送天线中的振幅分布(在时域或频域中，不超过规定大小的发送功率。)。

以上对用于实施发明的最佳方式进行了说明，但本发明不限于通过该最佳方式所叙述的实施方式。能够在不损伤本发明主旨的范围内进行变更。

本国际申请基于2007年4月10日以及2008年3月4日申请的日本国专利申请2007-103078号以及PCT/JP2008/053866，并享受其优先权的好处；其全部内容被收容于本申请中，以资参考。

Claims

1.发送方法，其发送通过取得作为N维DFT矩阵的N个(N是3以上的自然数)行矢量或者列矢量的各个序列、或者ZCCZ序列集的N个序列的各个序列、与导频信号以及长度M(M是2以上的自然数)的发送数据的克罗内克积生成的多个信号，该发送方法的特征在于，

在把所述N个序列设为f₀、f₁、f₂、...f_N-1时，

把该N个序列内的P个(P是2以上的自然数)序列作为用于发送导频信号的导频用序列，把N-P个序列作为用于发送发送数据的数据用序列，

准备由二相信号、四相信号或者复数信号构成的Q个(在此，Q是2以上，P以下的自然数)虚拟信道生成用数据，

生成由所述导频用序列中的一个与导频信号的克罗内克积、以及所述数据用序列与发送数据的克罗内克积的信号构成的R个(在此，R是1以上、Q以下的自然数)发送信号，

使用一个不同的所述虚拟信道生成用数据卷积生成的R个发送信号来进行发送。

2.根据权利要求1所述的发送方法，其特征在于，

在生成的发送信号中包含的导频用序列对于生成的每个发送信号不同，

进行卷积的所述虚拟信道生成用数据对于生成的每个发送信号不同。

3.根据权利要求1或2所述的发送方法，其特征在于，所述导频信号是长度M的矢量I_M(1，0，...0)。

4.一种发送装置，其用于权利要求1至3的任何一项所述的发送方法，该发送装置的特征在于，

具有发送信号生成部，通过取得作为N维DFT矩阵的N个(N是3以上的自然数)行矢量或列矢量的各个序列，或者ZCCZ序列集的N个序列的各个序列、与导频信号以及长度M(M是2以上的自然数)的发送数据的克罗内克积，生成发送信号；

数据卷积部，使用虚拟信道生成用数据卷积所述发送信号生成部生成的R个发送信号；以及

发送部，发送由所述数据卷积部卷积的发送信号。

5.一种接收方法，接收通过权利要求1至3的任何一项所述的发送方法发送的信号，其特征在于，

具有：接收所述发送的信号的接收步骤；

检测M×U个接收信号的信号检测步骤；

根据与P×U个信道有关的时间轴上的信道特性和M×U个接收信号，生成M×R个联立方程式的联立方程式生成步骤；以及

6.一种接收装置，接收通过权利要求1至3的任何一项所述的发送方法发送的信号，该接收装置的特征在于，具有：

接收所述发送的信号的接收部；

检测M×U个接收信号的信号检测部；

7.根据权利要求1至3的任何一项所述的发送方法，其特征在于，

通过一个或者多个发送天线发送使用所述虚拟信道生成用数据之一进行卷积生成的R个发送信号。

8.根据权利要求1至3的任何一项所述的发送方法，其特征在于，

分别通过不同的发送天线发送使用所述虚拟信道生成用数据之一进行了卷积的所生成的R个发送信号。

9.根据权利要求7或8所述的发送方法，其特征在于，使用户与每个发送天线对应。

10.根据权利要求4所述的发送装置，其特征在于，

具有对所述数据卷积部进行卷积后的发送信号进行相加的加法部，

所述发送部具有发送由加法部相加后的发送信号的一个或者多个天线。

11.根据权利要求4所述的发送装置，其特征在于，所述发送部分别通过不同的发送天线发送R个发送信号。

12.根据权利要求10或11所述的发送装置，其特征在于，使用户与每个发送天线对应。

13.根据权利要求5所述的接收方法，其特征在于，

所述接收步骤通过一个或者多个接收天线接收使用所述虚拟信道生成用数据之一进行了卷积的所生成的R个发送信号。

14.根据权利要求5所述的接收方法，其特征在于，

所述接收步骤，分别通过不同的接收天线接收使用所述虚拟信道生成用数据之一进行了卷积的所生成的R个发送信号。

15.根据权利要求13或14所述的接收方法，其特征在于，使用户与每个接收天线对应。

16.根据权利要求6所述的接收装置，其特征在于，

所述接收部通过一个或者多个接收天线接收使用所述虚拟信道生成用数据之一进行卷积生成的R个发送信号。

17.根据权利要求6所述的接收装置，其特征在于，

所述接收部分别通过不同的接收天线接收使用所述虚拟信道生成用数据之一进行卷积生成的R个发送信号。

18.根据权利要求16或17所述的接收装置，其特征在于，使用户与每个接收天线对应。

19.根据权利要求1或2所述的发送方法，其特征在于，

在所述导频信号为长度M的X_k(x_k0，x_k1，x_k2，...，x_k(M-1))时，

[数学式34]

把该N个序列内的一个序列f₀(W_N ⁰，W_N ⁰，...，W_N ⁰)设为用于发送导频信号的导频用序列，把N-1个序列设为用于发送发送数据的数据用序列，

取得该变换后的导频信号与导频用序列的克罗内克积。

20.一种发送方法，其发送通过取得作为N维DFT矩阵的N个(N是3以上的自然数)行矢量或者列矢量的各个序列、或者ZCCZ序列集的N个序列的各个序列、与导频信号以及长度M(M是2以上的自然数)的发送数据的克罗内克积生成的多个长度信号，该发送方法的特征在于，

在将所述N个序列设为f₀，f₁，...，f_N-1时，

[数学式35]

准备由二相信号、四相信号或复数信号构成的Q个(其中，Q是1以上的自然数)的虚拟信道生成用数据，

生成由所述导频用序列和导频信号的克罗内克积、所述数据用序列和发送数据的克罗内克积的信号构成的第一发送信号以及由所述数据用序列与发送数据的克罗内克积的信号构成的第二发送信号，

使用所述虚拟信道生成用数据之一卷积所述第一发送信号或者所述第二发送信号，在进行发送时，在每次进行了(虚拟发送信道数量-1)次的第二发送信号的发送时，发送第一发送信号。

21.一种收发系统，其特征在于，

在发送侧，在信号生成部中，作为信号生成部的输出，生成把假定独立的数据通过了多个虚拟信道中的各个虚拟信道后的信号相加得到的信号，在接收侧，进行过采样，对采样到的数据进行分配，将其假定为多个虚拟接收天线的输出来进行信号检测。

22.一种发送装置，其特征在于，

在信号生成部中，生成把假定独立的数据通过了多个虚拟信道中的各个虚拟信道后的信号相加得到的信号，

发送该信号生成部生成的信号。

23.一种接收装置，其特征在于，

对于接收到的信号，进行过采样，对采样到的数据进行分配，将其假定为多个虚拟接收天线的输出来进行信号检测。

24.一种收发系统，其特征在于，

在发送器侧，在从单一的发送器向多个接收器中的各个接收器发送独立的数据时，以不使用信道特性地可以进行分离的方式发送导频信号，关于独立的数据，在分别通过独立的虚拟发送信道后相加来进行发送，

25.一种接收装置，其特征在于，

从多个发送器，接收以不使用信道特性能够分离分别与发送器对应的导频信号的方式发送的导频信号、和在所述导频信号中附加发送的数据，

26.一种接收方法，其特征在于，

从具有虚拟信道的发送器发送的信号的结构为导频信号为P个，虚拟信道的数量为P个，使矩阵的行(或者列)矢量为使用了行矢量f_N，0、行矢量f_N，1...行矢量f_N，N-1(以下也称为“行矢量f₀、行矢量f₁...行矢量f_N-1”或者“f₀、f₁...f_N-1”)的行(或者列)矢量的线性耦合，使用不同的虚拟信道生成用数据之一卷积发送信号来发送该发送信号，

该发送数据预先把(N-P)×M个数据与导频信号一起发送给每个虚拟信道，虚拟信道的导频信号是取得克罗内克积的行(或者列)矢量不同的结构，使其成为能够与其他的导频信号以及数据不干扰地进行接收的接收信号，

在各接收侧生成U(U≥P)个虚拟信道，把天线接收到的信号向该U个虚拟信道进行分支，处理分支后的U个信号，

(1)在发送侧，在通过独立的P个发送侧虚拟信道后，向实际的传送信道发送进行相加得到的信号，在接收侧，使接收到的信号通过U(U≥P)个独立的虚拟信道，

(2)因为在发送侧有P个虚拟信道，在接收侧有U个虚拟信道，所以通过的虚拟信道是PU个，检测该PU个全部的虚拟信道特性中的至少P²个虚拟信道特性，

(3)通过使用在接收侧得到的PU个信道特性、和从发送侧发送的数据通过独立的接收侧虚拟信道后的输出，生成联立一次方程式，并对该联立一次方程式求解，由此无干扰地接收发送信号，

作为在上述的接收侧通过U(U≥P)个独立的虚拟信道的方法，采用使用U个虚拟信道生成用数据进行卷积的方法。