JP2010268081A - データ圧縮・復元方法およびデータ圧縮・復元装置 - Google Patents

Abstract

【課題】情報を効率よく圧縮し復元する。
【解決手段】複数のデータ信号を圧縮・復元する際、異なるチャネル特性を有した複数のチャネルを仮想的に用意し、この複数の仮想チャネルに複数のデータ信号を対応させて圧縮・復元する。複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、この複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルにデータ信号を圧縮する。仮想チャネル信号の形成は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、複数のデータ信号に対して、複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、データ圧縮およびデータ復元のデータ処理に関し、データ信号の送受信およびデータ信号の記録に適用することができる。

データ信号を送受信する際、周波数利用効率の向上が求められている。また、データ信号を半導体メモリ等の記録装置に記録する際には、画像データ等の大きなデータ量を記録するために記録メモリ装置の利用効率を高めることが求められている。

送受信の際の周波数利用効率や記録メモリ装置の利用効率を高めるという要求は、取り扱うデータ量の増大に伴ってより高まっている。

本出願の発明者である末広らは、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列の行ベクトル(「行ベクトル」でなく、「列ベクトル」であってもよい。本明細書では、行ベクトルの場合について説明する。)とデータベクトル間のクロネッカー積を利用した新しい情報伝送方式としてSuehiro'sDFT（ＯＳＤＭ）方式を考案している（非特許文献１、２参照）。

ＯＳＤＭ方式は、現在様々な通信に利用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式と比べ、無線周波数利用効率が約２倍になることが確認されている（非特許文献３参照）。

N.Suehiro, C.Han, T.Imoto, and N.Kuroyanagi, "An information transmission method using Kronecker product", Proceedings of the IASTED International Conference Communication Systems and Networks, pp.206-209, Sept.2002. N.Suehiro, C.Han, and T.Imoto, "Very Effcient wireless usage based on pseudo-coherent addition of multipath signals using Kronecker product with rows of DFT matrix", Proceedings of International Simposium on Information Theory, pp.385, June2003. Naoki Suehiro, Rongzhen Jin, Chenggao Han, Takeshi Hashimoto, "Performance of Very Effcient Wireless Frequency Usage System Using Kronecker Product with Rows of DFT Matrix", Proceedings of 2006 IEEE Information Theory Workshop (ITW'06), pp.526-529, Oct.2006.

データ信号の送受信において、複数のデータ信号を送受信するには、データ毎に複数の送受信機および送受信アンテナを用いる構成が考えられる。

しかしながら、このように送受信するデータ信号に対して送受信機や送受信アンテナを設ける構成では、複数のデータ信号を送受信するためには多くの素子数が必要となり、素子数が増加するという問題がある。

また、データ信号の記録装置への記録において、複数のデータ信号を区別して取り出し可能に記録するには、データ毎に複数の記録装置を用意し、各記録装置に記録する構成や、一記録装置中に複数の記録領域を形成し、各記録領域に記録する構成が考えられる。

しかしながら、このように各データ信号に対して記録装置や記録領域を設ける構成では、複数のデータ信号を記録のためには多くの素子数が必要となり、素子数が増加するという問題がある。

無線周波数の利用効率と記録メモリ装置の利用効率では、一方は情報の伝送に係わるものであるのに対して、他方は情報の記録に係わるものであるが、共に情報を効率よく圧縮し復元することで利用効率が向上する点で共通している。

通信分野では、ＯＳＤＭ方式を用いることでＯＦＤＭ方式に対して無線周波数利用効率を約２倍とすることができるものの、更なる無線周波数利用効率が求められている。

また、データ記録の分野において、通信分野で知られるＯＳＤＭ方式を情報の記録に適用することによって、記録メモリ装置の利用効率を高めることが期待されるが、データ記録の分野においても、通信分野のＯＳＤＭ方式の考え方を単に利用するだけでは、記録メモリ装置の利用効率を大幅に高めることは期待できない。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、情報を効率よく圧縮し復元することを目的とする。

また、情報を効率よく圧縮・復元することによって無線周波数利用効率や記録メモリ装置の利用効率を向上させ、必要な素子数を低減することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、複数のデータ信号を圧縮・復元する際、異なるチャネル特性を有した複数のチャネルを仮想的に用意し、この複数の仮想チャネルに複数のデータ信号を対応させて圧縮・復元することによって、無線周波数利用効率や記録メモリ装置の利用効率を向上させ、必要な素子数を低減する。

従来のデータ信号の送受信や記録では、送受信機やアンテナや記録メモリ装置の各素子は一チャネルに対応するため、データ信号数に応じた個数のチャネル数および素子数が必要となる。これに対して、本発明は複数のチャネルを仮想的に用意することで、実際の送受信機やアンテナや記録メモリ装置の素子数を増やすことなく、複数のデータ信号の送受信および記録を可能とする。

また、本発明の複数の仮想チャネルは、処理するデータ数の観点から見てデータ圧縮の機能を奏する。一つのデータ信号の送受信および記録において、データ信号のサンプリング数をα個としたとき、従来では一チャネルに対してα個のデータをサンプリングすることになるが、本発明では、従来と同じ装置あるいは領域について複数の仮想チャネルを含む構成となるため、ｋ個の仮想チャネルを想定したとき、一チャネル当たりα／ｋ個のデータをサンプリングすることになり、データ圧縮の効果を奏するものとなる。

本発明の仮想チャネルの概念は、データ信号の送信および受信、データ信号の記録装置に対する書き込みおよび読み出しに適用することができる。データ信号の送信および受信、データ信号の記録装置に対する書き込むおよび読み出しの両工程において複数の仮想チャネルを適用した場合には、データ圧縮の効果をより高めることができる。

本発明は、データ圧縮方法、データ復元方法、データ圧縮装置、およびデータ復元装置の各態様、および記録装置に適用することができる。

本発明のデータ圧縮方法の態様は、複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、この複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルにデータ信号を圧縮する。

仮想チャネル信号の形成は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、複数のデータ信号に対して、複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行う。

また、本発明のデータ圧縮方法の態様において、符号化工程と圧縮工程とを備える。

符号化工程は、複数のデータ信号をデータ用系列によって周期相互相関が零の複数の符号化信号を作成する。

圧縮工程は、符号化信号を複数の異なるチャネル特性を有する仮想的に形成した仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、この複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮して、データ信号を圧縮する。

符号化工程は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式又はＯＳＤＭ方式によりデータ信号を符号化する他、任意の符号化方式を適用することができる。

符号化工程では、例えば、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算により複数の仮想チャネル用信号を作成する。圧縮工程では、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、仮想チャネル用信号を当該仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いてたたみ込み演算を行い、たたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算する。

ここで、データ用系列は、例えば、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列、又は、ＺＣＣＺ系列セットの系列を用いることができ、仮想チャネル生成用データは、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるデータ列を用いることができる。

本発明のデータ圧縮装置の態様は、入力端から入力した複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも仮想チャネルよりも少ないチャネルにデータ信号を圧縮して出力端から出力する圧縮部を備える。

本発明の圧縮部は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、複数のデータ信号に対して、前記複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算を行って仮想チャネル信号を形成する。

また、本発明のデータ圧縮装置の態様において、符号化部と圧縮部とを備える。符号化部は、複数のデータ信号をデータ用系列によって周期相互相関が零の複数の符号化信号を作成する。

圧縮部は、符号化信号を複数の異なるチャネル特性を有する仮想的に形成した仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮して、データ信号を圧縮する。圧縮データは量子化してデジタル信号としてもよい。

符号化部は、例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式又はＯＳＤＭ方式によりデータ信号を符号化することができる他、任意の符号化方式を適用することができる。

符号化部は、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算により複数の仮想チャネル用信号を作成し、圧縮部は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、仮想チャネル用信号を仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いてたたみ込み演算を行い、当該たたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算する。

データ用系列は、例えば、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列、又は、ＺＣＣＺ系列セットの系列を用いることができ、仮想チャネル生成用データは、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるデータ列を用いることができる。

次に、本発明のデータ復元方法の態様は、複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成することによって、圧縮データからデータ信号を復元する。

仮想チャネル信号の形成は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、圧縮データに対して、複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行う。

また、本発明のデータ復元方法の態様において、復元工程と信号分離工程と復号工程とを備える。

復元工程は、データ信号をデータ用系列によって符号化した符号化信号を、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成して復元する。

信号分離工程は、復元したデータ信号を、前記データ用系列に対応したマッチドフィルタに通すことによってデータ信号とデータ用系列とを分離する。

復号工程は、分離したデータ信号の連立方程式からデータ信号を算出する。

本発明の復元工程は、複数の形態によって行うことができる。

復元工程の第１の形態はたたみ込み演算によるものであり、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、圧縮データを仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込み演算を行って仮想チャネル信号を形成する。

復元工程の第２の形態は、圧縮データを送受信して得られた受信信号を復元する際に適用する形態であり、オーバサンプリングによるものである。第２の形態では、圧縮データは実空間のチャネルを通して送受し、受信した前記圧縮データを、データ信号のピッチ間隔よりも短い間隔でオーバサンプリングして仮想チャネル信号を形成する。

本発明のデータ復元装置の態様は、複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを入力端から入力し、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成することによって、圧縮データからデータ信号を復元する復元部を備える。

本発明の復元部は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、圧縮データに対して、複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行うことによって仮想チャネル信号を形成する。

また、本発明のデータ復元装置の態様において、復元部と信号分離部と復号化部とを備える。

復元部は、データ信号をデータ用系列によって符号化した符号化信号を、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成して復元する。

信号分離部は、復元したデータ信号を、データ用系列に対応したマッチドフィルタに通すことによってデータ信号とデータ用系列とを分離する。

復号化部は、分離したデータ信号の連立方程式からデータ信号を算出する。

本発明の復元部は、複数の形態によって行うことができる。

復元部の第１の形態はたたみ込み演算によるものであり、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、圧縮データを仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込み演算を行って仮想チャネル信号を形成する。

復元部の第２の形態は、圧縮データを送受信して得られた受信信号を復元する際に適用する形態であり、オーバサンプリングによるものである。第２の形態では、圧縮データは実空間のチャネルを通して送受し、受信した前記圧縮データを、データ信号のピッチ間隔よりも短い間隔でオーバサンプリングして仮想チャネル信号を形成する。

さらに、本発明は、データ記録装置の態様を備える。本発明のデータ記録装置は、本発明のデータ圧縮装置と、データ圧縮装置の圧縮部で圧縮したデータ信号を記録する記録部とを備える。

また、本発明のデータ圧縮装置は、本発明のデータ圧縮装置と、圧縮したデータ信号を記録する記録部と、本発明のデータ復元装置とを備える。記録部は、データ圧縮装置の圧縮部で圧縮した圧縮データを記録し、データ復元装置は、記録部に記録した圧縮データからデータ信号を復元する。

本発明によれば、情報を効率よく圧縮し復元することができる。

また、本発明によれば、情報を効率よく圧縮・復元することによって無線周波数利用効率や記録メモリ装置の利用効率を向上させ、必要な素子数を低減することができる。

本発明の圧縮および復元を説明するための図である。 本発明の圧縮・復元を送受信装置に適用した例を示す図である。 本発明の圧縮・復元をデータ記録装置に適用した例を示す図である。 本発明の圧縮・復元を送受信装置およびデータ記録装置に適用した例を示す図である。 本発明の圧縮部による圧縮の効果を説明するための図である。 本発明の圧縮部による圧縮の効果を説明するための図である。 変数Ｗ_Ｎを説明するための図である。 Ｎ次のＤＦＴ行列を説明するための図である。 ＤＦＴ行列ＦＮの行ベクトルを用いた信号を説明するための図であるＮ次のＤＦＴ行列を説明するための図である。 擬周期信号を説明するための図である。 仮想チャネル用信号０の構成を説明するための図である。 仮想チャネル用信号１の構成を説明するための図である。 仮想チャネル用信号Ｐ−１の構成を説明するための図である。 仮想チャネル生成用データの一例である。 本発明の圧縮部を説明するための図である。 本発明の圧縮部の形態を説明するための図である 仮想チャネル生成用データによるたたみ込み演算を説明するための図である。 仮想チャネル用信号を説明するための図である。 本発明の復元部の構成例を説明するための図である。 本発明の復元部のオーバサンプリングを説明するための図である。 本発明の仮想チャネル生成用データを用いたたたみ込み処理を説明するための図である。 オーバサンプリングに基づく仮想チャネルを説明するための図である。 オーバサンプリングに基づく仮想チャネルを説明するための図である。 連立方程式生成部を説明するための図である。 本発明の受信側の構成例を説明するための図である。 本発明の復元部の書き込み部を説明すための図である。 本発明の復元部を説明すための図である。 本発明の受信側の構成を説明すための図である。 本発明の受信側の構成を説明すための図である。 マルチパス特性の影響を説明するための図である。 パイロット信号を説明するための図である。 本発明における振幅分布の改善構成例を説明するためのブロック図である。 仮想送信アンテナを説明するための図である。 仮想送信アンテナを説明するための図である。

本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は本発明の圧縮および復元を説明するための図である。
図１に示す構成例は、データ信号を符号化する符号化部１，符号化信号を圧縮して圧縮データを形成する圧縮部２、圧縮データを復元して符号化信号に戻す復元部３、および復元した符号化信号を復号化してデータ信号に戻す復号化部４を備える。

符号化部１は、データ信号を例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式やＯＳＤＭ方式によりデータ信号を符号化する。なお、本発明の圧縮・復元では、この符号化部での符号化方式に制限されず、任意の符号化方式を適用することができる。

符号化部１は、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算により複数の仮想チャネル用の符号化信号を作成する。データ用系列は、例えば、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列、又は、ＺＣＣＺ系列セットの系列を用いることができ、仮想チャネル生成用データは、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるデータ列を用いることができる。

圧縮部２は、仮想的に設けた複数の仮想チャネル２ａ，２ｂ，…，２ｃと、仮想チャネルによって形成された仮想チャネル信号を加算して圧縮データを形成する加算器２ｄを備える。符号化信号を仮想チャネル２ａ，２ｂ，…，２ｃに通すことによって仮想チャネル信号を形成し、加算器２ｄでこれらの仮想チャネル信号を加算することで圧縮データを形成する。

圧縮部２の仮想チャネルでは、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、仮想チャネル信号を仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いてたたみ込み演算を行い、たたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算する。

復元部３は、仮想的に設けた複数の仮想チャネル３ａ，３ｂ，…，３ｃを備え、圧縮データをこれらの仮想チャネルに通すことによって各符号化信号に戻す。

復号化部４は、符号化部１に対応して復号化してデータ信号に戻す。

ここで、仮想チャネルは、データ信号にそれぞれ異なるチャネル特性を付与するものであって、各データ信号に異なるチャネル特性を付与することによって、加算してチャネル数を減少させた際に、復元部で元に戻すことができる状態で圧縮する。

仮想チャネルは、具体的には、符号化信号と仮想チャネル生成用データとのたたみ込み演算により実現される。各符号化信号に対してそれぞれ異なる仮想チャネル生成用データを用いてたたみ込み演算を行うことで、各データ信号に異なるチャネル特性を付与することができる。

図２は本発明の圧縮・復元を送受信装置に適用した例を示し、図３は本発明の圧縮・復元をデータ記録装置に適用した例を示し、図４は本発明の圧縮・復元を送受信装置およびデータ記録装置に適用した例を示している。

図２において、送受信装置は送信部１００と受信部１２０とを備える。送信部１００は送信信号を通信路１１０に送信し、受信部１２０は通信路１１０を経て受信信号を受信する。

送信部１００は、データ信号を符号化する符号化部１０１と、符号化信号を圧縮する圧縮部１０２と、圧縮部１０２で圧縮して形成した仮想チャネル信号をＲＦの送信信号に変換する送信部と、送信信号を通信路１１０に送信する送信アンテナ１０４と備える。

符号化部１０１は、圧縮部１０２において仮想チャネルを形成するための仮想チャネル用の符号化信号を形成する。符号化部１０１は、入力したデータ信号をデータ系列によって周期相互相関が全てのシフトで０（ゼロ）となる符号化信号を形成する。この符号化信号の形成は、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算によって行う。

圧縮部１０２は、仮想チャネル用符号化部１０１から仮想チャネル用に生成した符号化信号を入力し、入力した符号化信号から仮想チャネル信号を形成する。この仮想チャネル信号の形成は、複数の仮想チャネル生成用データを用意しておき、たたみ込み部において演算仮想チャネル用信号を仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込み演算を行い、加算部においてたたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算することによって行う。

仮想チャネル信号は、仮想チャネル生成用データによってたたみ込み演算を行うことによって、復元部において復元可能な状態で、データ信号数よりも少ないチャネル数のデータ信号に圧縮することができる。

受信部１２０は、送信信号を受信する受信アンテナ１２１、受信信号をＲＦからベースバンドの信号に変換する受信部１２２、受信信号を復元して符号化信号に戻す復元部１２３，符号化信号をデータ信号に復号する復号化部１２４によって構成することができる。

復元部１２３は、圧縮部１０２のたたみ込み演算および加算演算によって圧縮された仮想チャネル信号を復元して各仮想チャネルに対応した符号化信号に戻す。この復元は、たたみ込み演算で行う他、データ信号のピッチ間隔よりも短い間隔でサンプリングするオーバサンプリングによって行うことができる。

復号化部１２４では、信号分離部において、符号化部１０１のクロネッカ積の演算に用いたデータ用系列に対応したマッチドフィルタ（整合フィルタ）によって、データ信号とデータ用系列と分離し、分離したデータ信号の連立方程式を解くことによって、時間軸上あるいは周波数上のチャネル特性の影響を排除したデータ信号を求める。

図３において、記録装置は、信号を記録する記録部２１０と、記録部２１０にデータ信号を書き込んで記録する書き込み部２００と、記録部２１０に記録したデータ信号を読み出す読み出し部２２０とを備える。

書き込み部２００は、符号化部１０１と圧縮部１０２を備える。

符号化部２０１はデータ信号を符号化する。符号化信号は、圧縮部２０２において仮想チャネルを形成するための仮想チャネル用信号となる。符号化部２０１は、入力したデータ信号をデータ系列によって周期相互相関が全てのシフトで０（ゼロ）となる仮想チャネル用信号を形成する。この仮想チャネル用信号の形成は、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算によって行う。

圧縮部２０２は、符号化部２０１から符号化信号を入力し、入力した符号化信号から仮想チャネル信号を形成する。この仮想チャネル信号の形成は、複数の仮想チャネル生成用データを用意しておき、たたみ込み部において符号化信号を仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込み演算を行い、加算部において、たたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算することによって行う。

仮想チャネル信号は、仮想チャネル生成用データによってたたみ込み演算を行うことによって、復元部２２３において復元可能な状態で、データ信号数よりも少ないチャネル数のデータ信号に圧縮することができる。

記録部２１０は、圧縮部２０２から入力した仮想チャネル信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部２１１と、デジタル信号に変換した仮想チャネル信号を記録する記録装置２１２と、記録装置２１２に記録される仮想チャネルをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換部２１３とを備える。Ａ／Ｄ変換部２１１は、サンプリング回路および量子化回路（共に図示していない）によって構成することができる。

読み出し部２２０は、復元部２２３と信号分離部（図示していない）と復号化部２２４とを備える。

復元部２２３は、圧縮部２０２で行うたたみ込み演算および加算演算によって圧縮された仮想チャネル信号を復元して各符号化信号に戻す。この復元は、たたみ込み演算で行うことができる。

信号分離部は、符号化部２０１のクロネッカ積の演算に用いたデータ用系列に対応したマッチドフィルタ（整合フィルタ）によって、データ信号とデータ用系列と分離する。

復号化部２２４は、分離したデータ信号の連立方程式を解くことによって、時間軸上あるいは周波数上のチャネル特性の影響を排除したデータ信号を求める。

図４は、図２で説明した送受信装置と図３で説明した記録装置とを備える構成例である。

図４において、圧縮部２で形成された仮想チャネル信号は記録部２１０および／又は通信路１１０に送られる。復元部３は記録部２１０から読み出した信号あるいは通信路１１０を介して受信した受信信号を復元する。

通信路１１０および記録部２１０には、同じ仮想チャネル信号を送る他に、それぞれ異なる仮想チャネル信号を送る構成としてもよい。

したがって、圧縮部２および復元部３は、送受信装置および記録装置に対して独立して設ける構成の他に、併設して設ける構成とすることができる。

本発明のデータ記憶装置は、データ送信およびデータ受信に適用することができる。図４はデータ送受信に適用した例を説明するための図である。図４において、データの送受信を行う構成は、前記したデータ記憶装置に加えて送受信部を備える。送受信部は、送信部（ＲＦ部）１０３と送信アンテナ１０４と受信アンテナ１２１と受信部１２２とを備える。

送信部１０３は、圧縮部２から圧縮したデータ信号を入力して送信周波数の高周波信号に変換して送信信号を形成する。送信アンテナ１０４は送信信号を送信する。

受信アンテナ１２１は、送信アンテナ１０４から送信された送信信号を受信する。送信信号には、複数の仮想チャネルによるデータ信号がたたみ込まれている。受信回路１２２は受信信号を受信し、復元部３に送られる。

データ送受信に適用した場合には、仮想チャネルのチャネルと共に、送信アンテナと受信アンテナとの間を伝送する際の実空間のチャネル特性が加わるため、データ信号と共にパイロット信号を送信し、チャネル特性検出部６によってパイロット信号からチャネル特性を検出する。復号化部４は信号分離部５で分離したデータ信号とチャネル特性検出部６で検出したチャネル特性によって形成した連立方程式を解いて、伝送されたデータ信号を求めることができる。

なお、本発明のデータ記録装置では、送信アンテナと受信アンテナとの間の実空間は記録装置に対応しており、この記録装置のチャネル特性が既知である場合には、パイロット信号を用いたチャネル特性の検出は不要である。

次に、圧縮部２による圧縮の効果を図５，図６を用いて説明する。図５，図６において、振り分け部８は、入力したデータ信号のデータ列＃0〜＃k-1を、各データ信号＃0，…，＃k-1に振り分ける。このデータ信号＃0，…，＃k-1は遅延時間τで振り分けられる。例えば、データ信号＃0はデータ列が入力されてからτ後に仮想チャネル用の符号化部１に送られ、データ信号＃2はデータ列が入力されてから２τ後に符号化部１に送られ、データ信号＃k-1はデータ列が入力されてからkτ後に符号化部１に送られる。

なお、振り分け部８は、入力されるデータ信号が連続したデータ列である場合に設けられる構成要素であり、入力されるデータ信号が符号化部１に対して並列信号の形態である場合には振り分け部８は不要とすることができる。

圧縮部２は、仮想チャネル生成用データによるたたみ込み演算によって仮想チャネル信号を形成し、加算演算によって＃0データ〜＃k-1データがたたみ込まれたデータ信号＃（0〜k-1）を出力する。

振り分け部８で振り分けられる各データ信号＃0，…，＃k-1は時間間隔τで出力される。各データ信号＃0，…，＃k-1のサンプリング数をα点とすると、単位時間当たりのサンプリング数はα／τとなる。一方、圧縮部２で形成されるデータ信号＃（0〜k-1）は時間間隔ｋτで出力される。データ信号＃（0〜k-1）のサンプリング数をα点とすると、単位時間当たりのサンプリング数はα／ｋτとなる。単位時間当たりのサンプリング数を１／ｋとすることは、データを１／ｋに圧縮することを意味している。

図６（ａ）はデータ記録装置の記録素子２１２Ａへのデータ信号の記録状態、および送信状態を示している。圧縮部２によって複数の仮想チャネルによって仮想チャネル信号を形成し、これらの仮想チャネル信号を加算したデータ信号＃（0〜k-1）を記録素子２２Ａに記録する。この記録素子２１２Ａは、データ信号＃（0〜k-1）を、データ信号＃0，…，＃k-1の個数よりも少ないチャネル数（例えば一チャネル）に対応させて記録する。また、送信部１０３Ａおよび送信アンテナ１０４Ａは、データ信号＃（0〜k-1）を、データ信号＃0，…，＃k-1の個数よりも少ないアンテナで送信する。

図６（ｂ）は、データ信号＃0，…，＃k-1を各記録素子２１２-0、２１２-1、…、２１２-(k-1)に記録する構成例、およびデータ信号＃0，…，＃k-1を各送信部１０３-0、１０３-1、…、１０３-(k-1)および送信アンテナ１０４-0、１０４-1、…、１０４-(k-1)によって送信する構成例を示している。この構成例では、データ信号と同数の記録素子および送信素子を要することになる。したがって、本発明の図６（ａ）の構成によれば素子個数を低減させることができる。

以下、図７〜図１０を用いて、符号化信号の作成について説明する。なお、ここでは、符号化信号の作成について、伝送方法におけるＯＳＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式に対応する例を示す。

ここでは、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトルのそれぞれと長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータとのクロネッカ積をとることによって生成された長さＭ×Ｎの信号を作成する場合について説明する。

（ＤＦＴ行列とデータ信号）
先ず、Ｎ次のＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列について説明する。

Ｎ次のＤＦＴ行列Ｆ_Ｎを、
Ｆ_Ｎ＝［ｆ_Ｎ（ｉ、ｊ）］ ・・・（１）
とする。なお、Ｎ次逆ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎ ^−１は、ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎの複素共役である。

ここで、ｉは、行番号で、０≦ｉ≦Ｎ−１であり、ｊは、列番号で、０≦ｊ≦Ｎ−１である。

また、ｆ_Ｎ（ｉ、ｊ）＝exp（２π√−１ｉｊ／Ｎ）／√Ｎ ・・・（２）
である。

また、単位円をＮ分割した点に相当する変数Ｗ_Ｎを、図７に示すように、次のように定義する。

Ｗ_Ｎ≡exp（２π√−１）／Ｎ ・・・（３）

この変数Ｗ_Ｎを用いると、ＤＦＴ行列Ｆ_Ｎは、図８に示すようになる。

なお、図８において、Ｗ_Ｎは回転子であり、以下の関係が成立する。

Ｗ_Ｎ ^Ｎ＝ｅ^ｊ２π＝１ ・・・(４)
Ｗ_Ｎ ^Ｎ−ｋ＝Ｗ_Ｎ ^２Ｎ−ｋ＝・・・＝Ｗ_Ｎ ^−ｋ ・・・(５)

図８に示すように、Ｎ次のＤＦＴ行列Ｆ_Ｎは、ベクトルｆ_Ｎ、０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルを有している。この行ベクトル同士は、周期相互相関が全てのシフトにおいてゼロである。

次に、この行ベクトルを用いたデータの記録について説明する。図９に示すように、データ信号＃０、データ信号＃１、・・・、データ信号＃（Ｎ−１）のＮ個の長さＭのデータ信号は、それぞれデータＸ_Ｏ（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）、データＸ_１（ｘ_１０、ｘ_１１、・・・、ｘ_{１（Ｍ−１）}）・・・データＸ_{（Ｎ−１）}（ｘ_{（Ｎ−１）０}、ｘ_{（Ｎ−１）１}、・・・、ｘ_{（Ｎ−１）（Ｍ−１）}）を有している。このデータＸ_Ｏ、データＸ_１、・・・、データＸ_{（Ｎ−１）}に対して、それぞれ、行ベクトルｆ_Ｎ，０、行ベクトルｆ_Ｎ，１、・・・、行ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}を用いてクロネッカ積の演算を行い、信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を形成する。

生成された信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１を記録することにより、複数のデータ信号を相関なく記録することができる。なお、記録される信号の長さは、Ｎ×Ｍの長さとなる。

つまり、信号Ｓ_０、Ｓ_１・・・Ｓ_Ｎ−１の中で任意の二つの信号の周期相互相関が全てのシフトで０（ゼロ）となるので、適切なマッチドフィルタ（整合フィルタ）を設計すれば、これらの信号を足し合わせて送信あるいは記録しても、受信時あるいは読み出し時にそれぞれのデータ列を分離することが可能になる。

（マッチドフィルタ）
長さＭのベクトルＩ_Ｍ（１、０、・・・・、０）を定義する。

ここで、以下の式（７）で表されるベクトルｆ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）とＩ_Ｍのクロネッカ積の演算

を整合する信号とするマッチドフィルタを用意する。

このマッチドフィルタに信号Ｓ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を入力すると、出力の中央のＭ個の部分は、データＸ_ｋになる。

また、(ｇ≠k, 0 ≦ k ≦ N − 1, 0 ≦ ｇ ≦ N − 1)としたときの信号Ｓ_ｇを

のマッチドフィルタへ入力すると、出力信号の中央のＭ個の部分は常に０となる。

これは、つまり信号Ｓ_０から信号Ｓ_Ｎ−１までを足し合わせても、ｆ（×）Ｉ_Ｍのマッチドフィルタを通せばＸｋのみが得られることを意味している。なお、クロネッカ積は本文中では“（×）”の記号で表すものとする。

（擬周期信号）
信号Ｓ_０から信号Ｓ_Ｎ−１までを足し合わせた信号をＳ_ＳＵＭとする。信号Ｓ_ＳＵＭは長さＭＮの有限長系列であるため、マルチパスチャネル通過の際に、ＤＦＴ行列によって得られた周期性を失ってしまう。すると、マッチドフィルタ出力からデータＸ_ｋ（０≦ｋ≦Ｎ−１）を得ることができなくなる。

周期的な無限長の信号である場合、マルチパスチャネルは信号の周期性に影響を与えない。しかし、無限長の系列を生成することは実用的ではない。そこで、無限長の周期系列から必要な長さを切り出す擬周期信号を導入する。

まず、想定されるマルチパス遅延時間よりも大きな値Ｌ_２を与える。また、直接経路信号が存在しなかったり、極めて小さな電力レベルである場合、最大振幅信号に対する遅延時間がマイナスであることがある。その時間を考慮した値をＬ_１とする。このＬ_１,Ｌ_２を使って図１０のような擬周期信号を作る。

ここでＬ_２にあたる部分をサイクリックプレフィックス、Ｌ_１にあたる部分をサイクリックポストフィックスと呼ぶ。読み出し時にはマッチドフィルタ入力前に両者を取り除く必要がある。

（パイロット信号）
データ列Ｘ_０を長さをＭとして以下のように決める。

Ｘ_０=(1,0,0,0,...,0) ・・・・（９）

これを用いて「ｆ_ｋ（×）Ｉ_Ｍ」を計算し、直接ｆ_ｋ（×）Ｉ_Ｍへ入力すると、出力の中心部分は、
Ｘ_０=(1,0,0,0,...,0) ・・・・（１０）
となる。なお、（×）はクロネッカ積を示している。

次に、Ｓ_０を擬周期化した後にマルチパスチャネルを通過させる。サイクリック（プレ／ポスト）フィックスを取り除き、ｆ_ｋ（×）Ｉ_Ｍのマッチドフィルタへ入力すると、出力の中央部分のＭ個の部分は以下にようになる。
Ｘ_０=(p_０,p_１,p_２,p_３,...,p_{(Ｌ２−１)}, 0, 0, ..., 0) ・・・・（１１）

ただし、(p_０,p_１,p_２,p_３,...,p_ｋ,...,p_{(Ｌ２−１)})は、時間kだけ遅れて到達したパスに乗算される複素係数であり、記録装置内のチャネル特性であり、時間軸上のチャネル特性を表している。なお、ここでは、チャネル特性は時間軸上で表しているが、周波数上のチャネル特性についても同様とすることができる。

このp_ｋは一般に、振幅係数r_ｋと位相回転θ_ｋを用いて、
p_ｋ=r_ｋ・e^jθk ・・・・（１２）
と表される。

なお、パイロット信号として、ＺＡＣＺ（Zero Auto Correlation Zone Sequence）系列の信号、ＺＣＣＺ（Zero Cross correlation Zone Sequence）系列の信号、ＰＮ系列の信号を用いることが出来る。

この場合、上記ｆ_ｋ（×）Ｉ_Ｍのマッチドフィルタの出力を、これらのパイロット信号を整合するマッチドフィルタに入力する必要がある。なお、（×）はクロネッカ積を示している。

パイロット信号として、ＺＡＣＺ等を用いても、マルチパス特性を含む時間軸上のチャネル特性を検出することができる。

（連立方程式）
パイロット信号の挿入によってマルチパス特性を含む時間軸上のチャネル特性を知ることができることを示した。

パイロット信号以外のデータ信号部分Ｘ_ｋ(1＜ｋ＜Ｎ−1)の、それぞれのマッチドフィルタ出力の中心のＭ個の部分（d_ｋ０〜d_{ｋ（Ｍ−１）}）は、データとマルチパス特性が以下の式のような関係を示す。

(p₀,p₁,...,p_L2−2,p_L2−1,0,...,0,0,0)・x_k0
+(0,p₀,p_1,...,p_L2−2,p_L2−1,0,...,0,0)・x_k1
+(0,0,p₀,p₁,...,p_L2−2,p_L2−1,0,...,0)・x_k2
・
・
・
+(0,0,0,...,0,0,0,0,p₀,p₁)・x_k(M−2)
+(0,0,0,0,...,0,0,0,0,p₀)・x_k(M−1)
=(d_k0,d_k1,d_k2,...,d_k(M−2),d_k(M−1) ) ・・・・（１３）

上記式（１３）を、行列を用いて表現すると次の式（１４）で表される。

ここで、

とすると、
Ｄ_ｋ＝Ｐ^ｔＸ_ｋ ・・・・（１７）
となる。

式（１７）をＸ_ｋについて解くことで、受信側あるいは読み出し側において、送信側および書き込み側のチャネル特性、通信路あるいは記録素子のチャネル特性を含む時間軸上のチャネル特性を補償したデータ信号を得ることができる。

この連立方程式を簡単に解くためには、例えば、式（１７）の両辺左からＰの逆行列を掛ければよい。

Ｐ^−１Ｄ_ｋ＝Ｐ^−１Ｐ^ｔＸ_ｋ
＝^ｔＸ_ｋ ・・・・（１８）

本発明による方法の一形態において、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、パイロット信号及び長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のデータ信号とのクロネッカ積の演算を行うことによって複数の仮想チャネル用信号を形成する際に、Ｎ個の系列をｆ_０、ｆ_１、ｆ_２、・・・ｆ_Ｎ−１としたとき、このＮ個の系列の内、Ｐ個（Ｐは、２以上の自然数）の系列をパイロット信号のためのパイロット用系列とし、Ｎ−Ｐ個の系列をデータ信号のためのデータ用系列とし、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるＱ個（但し、Ｑは、２以上、Ｐ以下の自然数）の仮想チャネル生成用データを用意し、パイロット用系列の一つとパイロット信号とのクロネッカ積と、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積との信号とからなるＲ個（但し、Ｒは、１以上、Ｑ以下の自然数）の仮想チャネル用信号を生成する。生成されたＲ個の信号を異なる仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込んで仮想チャネル信号を形成する。

なお、ＤＦＴ行列の行ベクトルの線形結合およびＤＦＴ行列の列ベクトルの線形結合であっても、ＤＦＴ行列の行ベクトルおよびＤＦＴ行列の列ベクトルと同等の機能を有するので、ＤＦＴ行列の行ベクトルおよびＤＦＴ行列の列ベクトルは、それぞれ、ＤＦＴ行列の行ベクトルの線形結合およびＤＦＴ行列の列ベクトルの線形結合を含むものである。

また、本発明の装置の一形態において、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個（Ｎは、３以上の自然数）の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列のそれぞれと、又は、ＺＣＣＺ系列セットのＮ個の系列のそれぞれと、長さＭ（Ｍは、２以上の自然数）のパイロット信号および長さＭのデータ信号とのクロネッカ積の演算を行う仮想チャネル用信号生成部と、仮想チャネル用信号生成部で生成されたＲ個の信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込むたたみ込み部を含む圧縮部と、データたたみ込み部でたたみ込んだ信号を記録する復元部とを有する。

また、圧縮した信号を送受信する場合には、データ信号の復元において、圧縮されたデータ信号に対して、Ｕ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング工程と、Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出工程と、Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出工程と、Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成工程と、連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号工程とによってデータ信号を取得することができる。

また、本発明の送受信装置の受信部において、受信した受信信号に対してＵ（但し、Ｕ≧Ｒである。）倍のオーバサンプリングを行うオーバサンプリング部を含む復元部と、Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部と、Ｍ×Ｕ個の受信信号を検出する信号検出部と、Ｐ×Ｕ個のチャネルに係る時間軸上のチャネル特性と、Ｍ×Ｕ個の受信信号に基づいて、Ｍ×Ｒ個の連立方程式を生成する連立方程式生成部と、連立方程式生成ステップで生成された連立方程式を解く復号化部とを有する構成とすることができる。

（信号構成）
データ信号を、図１１〜図１３の信号構成例を用いて説明する。

図１１〜図１３の信号構成において、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（Ｎ個の系列）をｆ_Ｎ，０、ｆ_Ｎ，１、ｆ_Ｎ，２、・・・ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}とする。また、このＮ個の行ベクトル内、Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，０〜ｆ_{Ｎ，Ｐ−１}は、パイロット信号のためのパイロット信号用行ベクトルとして用い、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}は、データのデータ信号用行ベクトルとして用いる。

図１１の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆ_Ｎ，０を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}を用いた場合である。

また、行ベクトルｆ_Ｎ，０、ｆ_Ｎ，１、ｆ_Ｎ，２、・・・ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の列ベクトルであってもよい。

また、ベクトルｆ_Ｎ，０、ｆ_Ｎ，１、ｆ_Ｎ，２、・・・ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}は、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトルでなく、ＺＣＣＺ系列セットを構成するＮ個の系列であってもよい。

例えば、ＺＣＣＺ系列セットとして、次に定義するＺＣＣＺ行列の行ベクトルを用いることができる。

ここで言うＺＣＣＺ行列は、Ｎ行Ｋ列の行列であって、任意の二つの行ベクトルの間の、Ｋを周期とする周期相互相関関数にゼロクロスコリレーションゾーンが存在する。

なお、二つの行ベクトルの組合せによっては、Ｋと異なるＫ'(Ｋ'≠Ｋ)を周期とする周期相互相関関数にゼロクロスコリレーションゾーンが存在してもよい。

パイロット信号Ｘ_０（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）は、Ｘ_０（１，０，０，０，…，０）であっても良いし、長さＭのＺＣＺ系列の信号、長さＭのＺＣＣＺ系列の信号等を用いることができる。

Ｎ−Ｐ個のデータ信号Ｘ_０，Ｐ（ｘ_{０，Ｐ，０}、ｘ_{０，Ｐ，１}、・・・、ｘ_{０，Ｐ，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０，Ｎ−１}（ｘ_{０，（Ｎ−１），０}、ｘ_{０，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{０，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}）は、それぞれ、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}とクロネッカ積の演算が行われる。

したがって、図１１に示されている「符号化信号０（仮想チャネル用信号０）」は、次の信号である。

ベクトルｆ_Ｎ，０（×）パイロット信号Ｘ_０＋ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ（×）データ信号Ｘ_０，Ｐ…＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−２}（×）データ信号Ｘ_{０，Ｎ−２}＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（×）データ信号Ｘ_{０，Ｎ−１} ・・・・（１９）

図１２の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆ_Ｎ，１を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}を用いた場合である。

図１０に示されている「符号化信号１（仮想チャネル用信号１）」は、次の信号である。

ベクトルｆ_Ｎ，１（×）パイロット信号Ｘ_１＋ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ（×）データ信号Ｘ_１，Ｐ…＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−２}（×）データ信号Ｘ_{１，Ｎ−２}＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（×）データ信号Ｘ_{１，Ｎ−１} ・・・・（２０）

同様にして、図１３の信号構成は、パイロット用行ベクトルとして１個の行ベクトルｆ_{Ｎ，Ｐ−１}を用い、データ用行ベクトルとして、Ｎ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}を用いる。

図１１に示されている「符号化信号Ｎ（仮想チャネル用信号Ｎ）」は、次の信号である。

ベクトルｆ_{Ｎ，Ｐ−１}（×）パイロット信号Ｘ_Ｐ−１＋ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ（×）データ信号Ｘ_{Ｎ−１，Ｐ}…＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−２}（×）データ信号Ｘ_{Ｎ−１，Ｎ−２}＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（×）データ信号Ｘ_{Ｎ−１，Ｎ−１} ・・・・（２１）

（仮想チャネル用データ）
なお、仮想チャネル生成用データの一例として、図１４のデータを用いることができる。

また、仮想チャネル生成用データとして、相関の小さい系列又は乱数を用いることができる。

なお、異なる仮想チャネル生成用データの一つでデータ信号をたたみ込むことにより仮想チャネルが生成される。なお、この仮想的なチャネルは送信側および書き込み側で生成されるので、送信側仮想チャネルないし書き込み側仮想チャネルとも言える。

（圧縮部）
ここで、図１１〜図１３において、実アンテナあるいは記録部が１つで、Ｐが「３」の場合（パイロット信号が３個の場合であって、仮想チャネルが３つの場合である。）の送信装置および記録装置について、図１５を用いて説明する。

図１５の圧縮部では、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＮ個の行ベクトル（Ｎ個の系列）をｆ_Ｎ，０、ｆ_Ｎ，１、ｆ_Ｎ，２、・・・ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}とし、このＮ個の行ベクトルの内、３個の行ベクトルｆ_Ｎ，０〜ｆ_Ｎ，２をパイロット用行ベクトルとして用い、Ｎ−Ｐ（Ｎ−３）個の行ベクトルｆ_Ｎ，３〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}は、データ信号を送信あるいは記録するためのデータ用行ベクトルとして用いる。

図１５の符号化部１は、仮想チャネル０用の符号化部１ａ、仮想チャネル１用の符号化部１ｂ、仮想チャネル２用の符号化部１ｃを備え、圧縮部２は、仮想チャネル生成用データの記憶部２２、たたみ込み部２１、加算部２３を備える。記録装置は、Ａ／Ｄ変換部２１でデジタル化した後に記録部２２に記録される。また、送信装置では、ＲＦ信号に変換する送信部１０３および送信アンテナ１０４を備える。

圧縮部２は、たたみ込み演算を行うたたみ込み部２１，たたみ込み演算に用いる仮想チャネル生成用データを格納する仮想チャネル生成用データ記憶部２２、たたみ込み部２１の演算結果を加算する加算部２３を備える。

仮想チャネル０用の符号化部１ａは、パイロット用行ベクトルｆ_Ｎ，０とパイロット信号Ｘ_０（ｘ_００、ｘ_０１、・・・、ｘ_{０（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆ_Ｎ，３〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のそれぞれとＮ−３個のデータ信号Ｘ_０，３（ｘ_{０，３，０}、ｘ_{０，３，１}、・・・、ｘ_{０，３，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０，Ｎ−１}（ｘ_{０，（Ｎ−１），０}、ｘ_{０，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{０，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積の演算を行って、仮想チャネル０用信号ＫＳ０を作成する。

最終的に、仮想チャネル０用の符号化部１ａは、次の信号を作成する。

仮想チャネル０用信号ＫＳ０：
ベクトルｆ_Ｎ，０（×）パイロット信号Ｘ_０＋ベクトルｆ_Ｎ，３（×）データ信号Ｘ_０，３…＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−２}（×）データ信号Ｘ_{０，Ｎ−２}＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（×）データ信号Ｘ_{０，Ｎ−１} ・・・・（２２）

なお、仮想チャネル０用信号ＫＳ０は、長さＮＭの信号の（Ｎ−２）個の信号の和である。

同様に、仮想チャネル１用の符号化部１ｂは、パイロット用行ベクトルｆ_Ｎ，１とパイロット信号Ｘ_１（ｘ_１０、ｘ_１１、・・・、ｘ_{１（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆ_Ｎ，３〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のそれぞれとＮ−３個のデータ信号Ｘ_１，３（ｘ_{１，３，０}、ｘ_{１，３，１}、・・・、ｘ_{１，３，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{１，Ｎ−１}（ｘ_{１，（Ｎ−１），０}、ｘ_{１，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{１，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積の演算を行うことにより仮想チャネル１用信号ＫＳ１を作成する。

最終的に、仮想チャネル１用の符号化部１ｂは、次の信号を作成する。

仮想チャネル１用信号ＫＳ１：
ベクトルｆ_Ｎ，１（×）パイロット信号Ｘ_１＋ベクトルｆ_Ｎ，３（×）データ信号Ｘ_１，３…＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−２}（×）データ信号Ｘ_{１，Ｎ−２}＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（×）データ信号Ｘ_{１，Ｎ−１} ・・・・（２３）

同様に、仮想チャネル２用の符号化部１ｃは、パイロット用行ベクトルｆ_Ｎ，２とパイロット信号Ｘ_２（ｘ_２０、ｘ_２１、・・・、ｘ_{２（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積と、Ｎ−３個のデータ用ベクトルｆ_Ｎ，３〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のそれぞれとＮ−３個のデータ信号Ｘ_２，３（ｘ_{２，３，０}、ｘ_{２，３，１}、・・・、ｘ_{２，３，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{２，Ｎ−１}（ｘ_{２，（Ｎ−１），０}、ｘ_{２，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{２，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}）とのクロネッカ積の演算を行って、仮想チャネル２用信号ＫＳ２を作成する。

最終的に、仮想チャネル２用の符号化部１ｃは、次の信号を作成する。

仮想チャネル２用信号ＫＳ２：
ベクトルｆ_Ｎ，２（×）パイロット信号Ｘ_２＋ベクトルｆ_Ｎ，３（×）データ信号Ｘ_２，３…＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−２}（×）データ信号Ｘ_{２，Ｎ−２}＋ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（×）データ信号Ｘ_{２，Ｎ−１} ・・・・（２４）

圧縮部２は、仮想チャネル０用信号ＫＳ０、仮想チャネル１用信号ＫＳ１および仮想チャネル２用信号ＫＳ２に対して、それぞれ、たたみ込み部２１で異なる仮想チャネル用データとのたたみ込み演算を行い、得られた信号を加算部２３で加算する。

圧縮２の一構成例を図１６に示す。図１６に示す圧縮部２は、たたみ込み演算を行うたたみ込み部２１ａ〜２１ｃ、たたみ込み演算によって仮想チャネルを生成するための仮想チャネル生成用データを格納する仮想チャネル生成用データ記憶部２２、およびたたみ込み部２１ａ〜２１ｃで得られた各信号を加算する加算部２３から構成されている。

たたみ込み部２１ａは仮想チャネル０用信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行い、たたみ込み部２１ｂは仮想チャネル１用信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部２１ｃは、仮想チャネル２用信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行う。

加算部２３は、たたみ込み部２１ａ〜２１ｃからの信号を加算し、Ａ／Ｄ変換部２１を介して記録部２２、あるいは送信部１０３を介してアンテナ１０４に出力する。

たたみ込み部の意義：加算部２３で加算された仮想チャネル０用信号ＫＳ０、仮想チャネル１用信号ＫＳ１、および仮想チャネル２用信号ＫＳ２は記録部２０あるいは受信部１２０に送られる。仮想チャネル０用信号ＫＳ０、仮想チャネル１用信号ＫＳ１、および仮想チャネル２用ＫＳ２は、同一の伝送経路を経て記録部２０あるいは受信部１２０に送られるので、この伝送系におけるチャネル特性は同じであるが、仮想チャネル０用信号ＫＳ０、仮想チャネル１用信号ＫＳ１、および仮想チャネル２用ＫＳ２は、それぞれ異なる仮想チャネル用データ（Ｄ０、Ｄ１，Ｄ２）とたたみ込み演算が行われているので、記録部２０側あるいは受信部１２０から見ると、仮想チャネル０用信号ＫＳ０、仮想チャネル１用信号ＫＳ１、および仮想チャネル２用ＫＳ２は、それぞれ、異なる回線を経由して入力されたものと等価である。

したがって、記録部側あるいは受信部側で、それぞれの回線のチャネル特性を検出して、連立方程式を生成し、この連立方程式を解くことにより、正確に、仮想チャネル０用信号ＫＳ０、仮想チャネル１用信号ＫＳ１、および仮想チャネル２用ＫＳ２を得ることができる。

図１７に基づいて、たたみ込み部２１によるたたみ込み演算を説明する。

ここで、仮想チャネル０用信号ＫＳ０を（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）とし、仮想チャネル０用信号ＫＳ０に対する仮想チャネル用生成データＤ０を（ １ ｊ １ −j）とする。

図１７に示されているように、仮想チャネル０用信号ＫＳ０：（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）と、ＫＳ０にｊを乗じたｊＫＳ０：ｊ（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）を１タイムスロット分遅らせた信号と、ＫＳ０：（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）を更に１タイムスロット分遅らせた信号と、ＫＳ０に（−ｊ）を乗じた−ｊＫＳ０：−ｊ（ＫＳ０_０、ＫＳ０_１、ＫＳ０_２、ＫＳ０_３、・・・ＫＳ０_ＮＭ−１）を更に１タイムスロット分遅らせた信号が各タイムスロットについて加算され、加算信号がたたみ込み部２１ａの出力となる。

同様に、たたみ込み部２１ｂからは、仮想チャネル１用信号ＫＳ１に対する仮想チャネル用生成データＤ１を（ ｊ １ １ ｊ）とすると、ｊ（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）と、１タイムスロット分遅らせた（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット分遅らせた（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）と、更に、１タイムスロット分遅らせたｊ（ＫＳ１_０、ＫＳ１_１、ＫＳ１_２、ＫＳ１_３、・・・ＫＳ１_ＮＭ−１）の信号が各タイムスロットについて加算され、加算信号がたたみ込み部２１ｂの出力となる。

同様に、たたみ込み部２１ｃからは、仮想チャネル２用信号ＫＳ２に対する仮想チャネル生成用データＤ２を（ １ ｊ ｊ １）とすると、（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）と、１タイムスロット分遅らせたｊ（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）と、更に１タイムスロット分遅らせたｊ（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）と、更に１タイムスロット分遅らせた（ＫＳ２_０、ＫＳ２_１、ＫＳ２_２、ＫＳ２_３、・・・ＫＳ２_ＮＭ−１）の信号が各タイムスロットについて加算され、加算信号がたたみ込み部２１ｃの出力となる。

（復元部）
以下、復元部３について説明する。図１５で示した圧縮部１で生成した信号のデータ量は、仮想チャネルによって（Ｎ−Ｐ）倍となる。

図１５で示した仮想チャネルを有した圧縮１で生成される信号を一般化した信号ものを図１８に示す。

図１８に示す信号構成は、パイロット信号がＰ個、仮想チャネル数がＰ個、ＤＦＴ行列の行ベクトルが、図１０のように定義された行ベクトルｆ_Ｎ，０、行ベクトルｆ_Ｎ，１・・・行ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}（以下、「行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１」又は「ｆ_０、ｆ_１・・・ｆ_Ｎ−１」とも言う。）」を用いた場合である。

また、パイロット信号と共に（Ｎ−Ｐ）×Ｍ個のデータ信号を仮想チャネル毎に生成する場合である。

仮想チャネル＃０では、行ベクトルｆ_０とのクロネッカ積の演算によってパイロット信号（＃０）が生成される。同時に、仮想チャネル＃０では、Ｎ−Ｐ個のデータ信号（Ｘ_００、Ｘ_０１、・・・、Ｘ_{０（Ｎ−Ｐ）}）が、行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１のそれぞれとクロネッカ積の演算が行われたデータ信号（＃０）が生成される。

なお、Ｎ−Ｐ個のデータ信号はそれぞれ長さＭのデータであるので、仮想チャネル＃０ではＭ×（Ｎ−Ｐ）のデータが生成される。

同様に、仮想チャネル＃１では、行ベクトルｆ_１とのクロネッカ積の演算によってパイロット信号（＃１）が生成される。同時に、仮想チャネル＃１では、Ｎ−Ｐ個のデータ信号（Ｘ_１０、Ｘ_１１、・・・、Ｘ_{１（Ｎ−Ｐ）}）が、行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１のそれぞれとのクロネッカ積の演算によってデータ信号（＃１）が生成される。

同様に、仮想チャネル＃Ｐ−１では、行ベクトルｆ_Ｐ−１とのクロネッカ積の演算によってパイロット信号（＃Ｐ−１）が生成される。同時に、仮想チャネル＃Ｐ−１では、Ｎ−Ｐ個のデータ信号（Ｘ_Ｐ−１０、Ｘ_Ｐ−１１、・・・、Ｘ_{Ｐ−１（Ｎ−Ｐ）}）が、行ベクトルｆ_０、行ベクトルｆ_１・・・行ベクトルｆ_Ｎ−１のそれぞれとのクロネッカ積の演算によってデータ信号（＃Ｎ−１）が生成される。

各仮想チャネルのパイロット信号は、クロネッカ積の演算に用いる行ベクトルが異なるため、他のパイロット信号及びデータ信号と干渉を回避し、受信あるいは記録することができる。

しかしながら、各仮想チャネルのデータ信号は、クロネッカ積の演算に用いるＮ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｐ〜ｆ_Ｎ−１を共有している。

そのため、同一の行ベクトルで生成されたＭＰ個のデータ信号は、受信側あるいは読み出し側で何らかの信号処理を行わない場合には混信されることになる。

そこで、本発明は、受信側あるいは読み出し側においてＵ（Ｕ≧Ｐ）個の仮想チャネルを生成し、受信側信号あるいは読み出し信号を、このＵ個の仮想チャネルに分岐し、分岐されたＵ個の信号を処理することにより連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによってデータ信号を混信することなく復号するようにしたものである。

つまり、本発明は、
（１）送信側あるいは書き込み側で、別々のＰ通りの送信側仮想チャネルあるいは書き込み側仮想チャネルを通した後に、加算して得た信号を実際の伝送チャネルに送信、あるいは記録部に記録し、受信側あるいは読み出し側で、受信した信号あるいは記録部から読み出した信号をＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す。

（２）送信側あるいは書き込み側でＰ通りの仮想チャネル、受信側あるいは読み出し側でＵ通りの仮想チャネルが存在するため、通過する仮想チャネルの個数はＰＵ通りとなる。このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性を検出する。

このＰＵ通りの全ての仮想チャネル特性のうち、少なくともＰ^２個の仮想チャネルを検出する。

（３）受信側あるいは読み出し側で得たＰＵ通りのチャネル特性と、送信側で送信されたデータ信号あるいは書き込み側で書き込まれたデータ信号が別々の受信側仮想チャネルあるいは読み出し側仮想チャネルを通った出力とを用いて連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによってデータ信号を混信なく読み出すようにしたものである。

なお、送受信では、受信側でＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す方法として、オーバサンプリングによる方法と、送信側と同じようにＵ個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法とがある。

また、記録では、読み出し側でＵ（Ｕ≧Ｐ）通りの別々の仮想チャネルを通す方法として、書き込み側と同じようにＵ個の仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法がある。

図１９は、復元部側の構成例を示している。復元部側は、受信アンテナ１２１で受信し、受信部１２２でＲＦ信号からベースバンド信号に変換したデータ信号、あるいは、記録装置２１２からＤ／Ａ変換部２２３でアナログ信号に変換したデータ信号を復元部３に入力する。

復元部３は仮想チャネル（Ｕチャネル）を有しており、入力したデータ信号を仮想チャネルに通して仮想チャネル信号を生成する。信号分離部５は、復元部３からＵチャネル分の仮想チャネル信号を入力し、符号化部で用いたデータ用系列に対応するマッチドフィルタを通すことによって、パイロット信号（ＰＵ）とデータ信号（ＵＭ）とを分離する。

チャネル特性検出部６はパイロット信号（ＰＵ）からチャネル特性を検出する。連立方程式生成部７は、チャネル特性検出部６で検出したチャネル特性と、信号分離部５で分離したデータ信号（ＵＭ）とを用いて連立方程式（ＲＭ個）を生成し、復号化部４はこの連立方程式を解くことによってデータ信号（ＲＭ個）を出力する。なお、復号化部４は連立方程式生成部７を含む構成としてもよい。

図２０は、オーバサンプリングによる方法であり、図２１は、仮想チャネル生成用データを用いたたたみ込み処理を行う方法である。

（受信部（第１の形態例））
図１５の圧縮部２で生成され送信アンテナ１０４で送信され、受信側の受信アンテナ１２１で受信されたデータ信号について、オーバサンプリングによって復元する形態について、図２０を用いて説明する。なお、図２０では、Ｒ（Ｐ）＝３でなく、一般的に図示している。

図２０に示す受信側は、受信アンテナ１２１と、受信アンテナ１２１で受信したＲＦ信号をベースバンド信号に変換する受信部１２２と、受信信号を復元する復元部３Ａと、復元部３Ａの出力からパイロット信号とデータ信号とを分離する信号分離部５と、時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部６と、連立方程式生成部７と、復号化部４とを有している。

復元部３Ａは、ベースバンド信号に変換された信号についてＵ倍のオーバサンプリングを行って復元する。

信号分離部５は、復元部３Ａのオーバサンプリング部から出力されたサンプリング系列（後述する）毎に、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタから構成される。

チャネル特性検出部６は、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性、受信装置側の伝送特性を含む、送信側から受信側にかけての全ての伝送路の時間軸上のチャネル特性を検出する。なお、ここでは、チャネル特性として時間軸上について説明しているが、周波数軸上のチャネル特性についても同様とすることができる。

（オーバサンプリング）
復元部３Ａのオーバサンプリング部は、ベースバンド信号に変換されたデータ信号について、元のデータ信号に対してＵ倍のサンプリング周波数でオーバサンプリングを行う。Ｕ倍のサンプリング周波数によるサンプリングでは、サンプリング間隔は１／Ｕとなる。

ここで、信号Ｐ（１、−１、１、１）のオーバサンプリングについて、図２１を用いて模式的に説明する。なお、オーバサンプリング部におけるオーバサンプリングは、図２１に示されているような、明瞭な「０」、「１」から構成されているような信号ではなく、回線雑音、熱雑音、他のチャネルからの漏洩信号等を含む明瞭さに欠ける信号である。

信号Ｐは、図２１（ａ）に示すようにピッチ間隔をτ（ピッチ周波数１／τ）としたときには
信号Ｐ（１、−１、１、１）となる。

一方、ピッチ周波数の４倍の周波数（τ／４の間隔）でオーバサンプリングを行うと、信号Ｂは図２１（ｂ）に示すように、
信号Ｂ（１、１、１、１、−１、−１、−１、−１、１、１、１、１、１、１、１、１）となる。

なお、オーバサンプリングのタイミングが固定されていれば、オーバサンプリングの間隔は同一でなくてもよく、τの期間内で所定個のサンプリング点が得られればよい。

つまり、後述する＃を用いれば、同一の＃におけるサンプリング間隔はどの＃の場合であっても、固定（図の場合は、τ／４である。）であるが、＃間の間隔は、一定である必要はない。

また、オーバサンプリングは、ベースバンドでなく、高周波段階又は中間周波数の段階で行ってもよい。

図２２は、信号（ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_{（Ｍ−１）}）をオーバサンプリングする例を示している。このとき、信号ａ_０に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ_０−０とし、信号ａ_０に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ_０−１とし、・・・信号ａ_０に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ_{０−（Ｕ−１）}とする。

また、信号ａ_１に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ_１−０とし、信号ａ_１に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ_１−１とし、・・・信号ａ_１に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ_{１−（Ｕ−１）}とする。

同様に、信号ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバサンプリング＃０の信号をａ_{（Ｍ−１）−０}とし、信号ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバサンプリング＃１の信号をａ_{（Ｍ−１）−１}とし、・・・信号ａ_{（Ｍ−１）}に対するオーバサンプリング＃（Ｕ−１）の信号をａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}とする。

これを、サンプリング点での信号の系列で見ると図２３のように表すことができる。

サンプリング＃０の系列 ａ_０―０ ａ_１―０ ・・・・ａ_{（Ｍ−１）―０}
サンプリング＃１の系列 ａ_０―１ ａ_１―１ ・・・・ａ_{（Ｍ−１）―１}
・・・・
サンプリング＃Ｕ−１の系列 ａ_{０―（Ｕ−１）} ａ_{１―（Ｕ−１）} ・・・ ａ_{（Ｍ−１）−（Ｕ−１）}

これによれば、サンプリングの系列毎に、データ信号に対応する信号系列が存在している。換言すれば、サンプリングの系列毎に、仮想的なチャネルが存在していると言える。なお、この仮想的なチャネルは受信側で生成される。

ところで、パイロット信号では、仮想チャネル毎に異なる行ベクトルを使用しているので、全パイロット信号は混信することなく受信側で受信することができる。しかしながら、受信したデータ信号は、仮想チャネル毎に異なる行ベクトルを用いていないので、同じ行ベクトルを用いた他のデータ信号と混信する。

本願発明では、受信側でオーバサンプリングすることにより、データ信号を復号できるに十分な個数の連立一次方程式を生成し、この連立一次方程式を解くことによってチャネル特性の影響を排除して、データ信号を推測することを可能としている。

なお、この場合、オーバサンプリングのＵは、Ｕ≧Ｒ である。

（信号の分離）
信号分離部５は、復元部３Ａのオーバサンプリング部から出力されたサンプリング系列毎に、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタを通す。信号分離部３２は、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタ毎に信号を分離する。

分離された信号は、サンプリング系列毎の、Ｐ個のパイロット信号とＮ−Ｐ個のデータ信号である。

次に、あるサンプリング系列＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）のパイロット信号の分離について説明する。

仮想チャネル０用信号ＫＳ０には、パイロット信号Ｘ_０が、ベクトルｆ_Ｎ，０（×）パイロット信号Ｘ_０として挿入されているので、ベクトルｆ_Ｎ，０とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の整合フィルタを通過させることにより、パイロット信号Ｘ_０を得ることができる。

また、同様にして、信号分離部５は、仮想チャネル１および仮想チャネル２の信号ＫＳ１および信号ＫＳ２を、ベクトルｆ_Ｎ，１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の整合フィルタ及びベクトルｆ_Ｎ，２とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の整合フィルタに入力させることにより、仮想チャネル１および仮想チャネル２のパイロット信号Ｘ_１およびパイロット信号Ｘ_２を得ることができる。

また、信号分離部５は、パイロット信号の抽出と同様にしてＮ−Ｐ個のデータ信号を得ることができる。

つまり、仮想チャネル０用信号ＫＳ０を、Ｎ−Ｐ（ここでは、Ｐ＝３）個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合フィルタを通過させることにより、Ｎ−Ｐ個のデータ信号Ｘ_０，Ｐ（ｘ_{０，Ｐ，０}、ｘ_{０，Ｐ，１}、・・・、ｘ_{０，Ｐ，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０，Ｎ−１}（ｘ_{０，（（Ｎ−１），０}、ｘ_{０，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{０，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}）を得ることができる。

また、同様にして、信号分離部５は、仮想チャネル１用信号ＫＳ１および仮想チャネル２用信号ＫＳ２をＮ−Ｐ個の行ベクトルｆ_Ｎ，Ｐ〜ｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合フィルタを通過させることにより、Ｎ−Ｐ個のデータ信号Ｘ_１，Ｐ得ることができる。

ここで、パイロット信号は、送信側の仮想チャネル毎に異なる行ベクトルを使用しているので、全パイロット信号は混信することなく受信側で読み出すことができる。しかしながら、データ信号は、送信側の仮想チャネル毎に異なる行ベクトルを用いていないので、何もしなければ同じ行ベクトルを用いた他のデータ信号と混信する。

本願発明は、送信側の各仮想チャネル上に、それぞれ、異なるパイロット信号を生成しており、受信側でこのパイロット信号を抽出することにより、全仮想チャネルのチャネル特性を含むチャネル特性を検出できるようになっているため、このチャネル特性を用いて混信することなくデータ信号を検出することができる。

（チャネル特性検出）
本発明は、次に示すように、送信側の仮想チャネル毎に１つのパイロット信号が挿入されている。

仮想チャネル０用信号ＫＳＯには、パイロット信号Ｘ_０がベクトルｆ_Ｎ，０（×）パイロット信号ｘ_０として挿入され、ベクトルｆ_Ｎ，１およびベクトルｆ_Ｎ，２には、何らの信号も乗せられていない。

同様に、仮想チャネル１用信号ＫＳ１には、パイロット信号Ｘ_１がベクトルｆ_Ｎ，１（×）パイロット信号ｘ_１として挿入され、ベクトルｆ_Ｎ，０およびベクトルｆ_Ｎ，２には、何らの信号も乗せられていない。

同様に、仮想チャネル２用信号ＫＳ２には、パイロット信号Ｘ_２がベクトルｆ_Ｎ，２（×）パイロット信号ｘ_２として挿入され、ベクトルｆ_Ｎ，０およびベクトルｆ_Ｎ，２１は、何らの信号も乗せられていない。

したがって、＃ｊ（０≦ｊ≦Ｎ−１）パイロット信号を検出することにより、＃ｊの仮想チャネル（仮想送信アンテナ）のチャネル特性を得ることができる。

また、本発明では、サンプリングの系列毎に、
ベクトルｆ_０とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
ベクトルｆ_１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
・
・
ベクトルｆ_Ｐ−１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
を持っている。

換言すれば、
仮想受信アンテナ＃０〜＃（Ｕ−１）のそれぞれが
ベクトルｆ_０とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
ベクトルｆ_１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
・
・
ベクトルｆ_Ｐ−１とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタ、
を持っている。

ところで、仮想受信アンテナ＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）の信号を、ベクトルｆ_ｊ（０≦ｊ≦Ｐ−１）とベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積の為の整合フィルタに入力したときの出力は、仮想送信アンテナｊから仮想受信アンテナｉへの仮想チャネルの特性である。

したがって、仮想受信アンテナ＃ｉ（０≦ｉ≦Ｕ−１）（つまり、オーバサンプリングの＃ｉの系列）において、全仮想送信アンテナと仮想受信アンテナ＃ｉ間の仮想チャネル特性を得ることができる。

また、これを全ての圧縮側の仮想チャネルで行うことにより、チャネル特性検出部６は、全仮想送信アンテナと全仮想受信アンテナ間の仮想チャネル特性を得ることができる。

また、本願発明では、時間軸でチャネル特性を検出しているので、チャネル特性検出部６は、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性および受信装置側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間軸上のチャネル特性を検出することができる。

ここで、時間軸上のチャネル特性の検出は、デルタ信号による時間応答を検出する。なお、周波数軸上のチャネル特性の検出は、デルタ信号による周波数特性を検出する。

時間軸上のチャネル特性は、マルチパス応答を含む、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性および受信送信側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路のチャネル特性である。

なお、時間軸上のチャネル特性は、マルチパス特性と同様の形式で表現される。

（連立方程式の生成）
連立方程式生成部７は、オーバサンプリングで生成されたデータ信号と、チャネル特性検出部６で検出された時間軸上のチャネル特性とに基づいて、式（１７）のような連立方程式を生成する。

実際には、図２４に示すように、対応する行ベクトルに係るデータ信号を加算してＴ_０、Ｔ_１、Ｔ_２を生成し、Ｔ_０、Ｔ_１、Ｔ_２毎に連立方程式を生成する。

（復号）
連立方程式生成部７は、信号分離部３で分離された３個の仮想チャネルのデータ信号と、チャネル特性検出部６で検出された時間軸上のチャネル特性とに基づいて、式（１７）のような連立方程式を生成する。

復号化部４は、連立方程式生成部７で生成された連立方程式を解く。なお、連立方程式生成部７で生成された連立方程式には、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性、および受信側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間軸上のチャネル特性が反映されている。そのため、連立方程式の解は送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性および受信装置側の伝送特性に影響されていないデータ信号を復号することができる。

換言すれば、式（１７）の連立方程式を解くことによって、伝送路の時間軸上のチャネル特性の影響を排除した信号を得ることができる。

上述したように仮想チャネルとして、送信側において仮想チャネル生成用データによって生成される仮想チャネルと、受信側においてオーバサンプリングの系列毎に生成される仮想チャネルが得られる。送信側で生成される仮想チャネルと受信側で生成されるは互いに独立に生成される。

仮想チャネル生成用データで生成された仮想チャネルが３（Ｐ＝３）つで、オーバサンプリングの系列毎に生成された仮想的なチャネルがＵであれば、全経路の仮想チャネルのチャネル数は３・Ｕである。

従って、チャネル特性検出部６は、３・Ｕ個の仮想チャネルについて、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性および受信装置側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間軸上のチャネル特性を検出する。

（受信部および読み出し側（第２の形態例））
（受信側および読み出し側でたたみ込みにより仮想チャネルを生成する方法）
次いで、受信側および読み出し側で仮想チャネルを生成する方法として、受信信号および読み出した信号を仮想チャネル生成用データでたたみ込む方法について、図２５を用いて説明する。

図２５に示す受信側および読み出し側は、記録装置２１２からの出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換部２１３、あるいは受信アンテナ１２１およびＲＦをベースバンド信号に変換する受信部１２２を通して、圧縮された信号を入力する。また、入力した信号を復元する復元部３Ｂと、復元部３Ｂの出力からパイロット信号とデータ信号とを分離する信号分離部５と、時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部６と、連立方程式生成部７と、復号化部４とを有している。

復元部３Ｂは、仮想チャネル生成用データを仮想チャネル生成用データ記憶部３２に備え、ベースバンド信号に変換された信号にＵ_１個の仮想チャネル生成用データをたたみ込むたたみ込み演算によって復元する。

信号分離部５は、復元部３Ｂのたたみ込み演算によって得られたＵ_１個の仮想チャネル毎に、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタから構成される。

チャネル特性検出部６は、送信側あるいは書き込み側の伝送特性、伝搬空間あるいは記録部の伝搬特性および受信側あるいは読み出し側の伝送特性を含む、送信側あるいは書き込み側から受信側あるいは読み出し側にかけての全ての伝送路の時間軸上のチャネル特性を検出する。なお、ここでは、チャネル特性として時間軸上について説明しているが、周波数軸上のチャネル特性についても同様とすることができる。

また、図２５に示す構成例において、仮想チャネルのチャネル特性が既知である場合を示している。記録装置のように仮想チャネルのチャネル特性が既知である場合には、チャネル特性検出部６に代えてチャネル特性記憶部（図示していない）に用意し、このチャネル特性記憶部にチャネル特性を格納しておき、このチャネル特性を読み出すようにしてもよい。

図２５において、仮想チャネル用たたみ込みを行う復元部３Ｂ以外の、各部は、図２０と同じ構成とすることができる。

復元部３Ｂの仮想チャネル用たたみ込み部は、仮想チャネル生成用データ記憶部３２を有し（仮想チャネル生成用データ記憶部３２を有していなくてもよい。）、ベースバンドに変換された信号を、仮想チャネル生成用データ記憶部３２に記憶されている仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込みを行う。

信号をＲＳとし、仮想チャネル生成用データをＥ_１〜Ｅ_Ｕとしたとき、仮想チャネル用たたみ込み部は、受信信号あるいは読み出し信号をＲＳと仮想チャネル生成用データＥ_１〜Ｅ_Ｕとのたたみ込み演算を行う。

仮想チャネル用たたみ込み部の出力として、
信号ＲＳと仮想チャネル生成用データＥ_１とがたたみ込まれた信号＃１、
受信ＲＳと仮想チャネル生成用データＥ_２とがたたみ込まれた信号＃２、
・
・
信号ＲＳと仮想チャネル生成用データＥ_Ｕとがたたみ込まれた信号＃Ｕ
とが別々に出力される。

信号分離部５は、Ｕ個の受信側あるいは読み出し側仮想チャネル用たたみ込み部の出力に対して、それぞれ、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルのそれぞれとベクトルＩ_Ｍとのクロネッカ積に整合するマッチドフィルタを通して、マッチドフィルタ毎に信号を分離する。

チャネル特性検出部６、連立方程式生成部７および復号化部４は、図２０と同じであるので説明を省略する。

（端子数、アンテナ数）
なお、上記説明では、送信側のアンテナあるいは書き込み側端子が一つ、受信側のアンテナあるいは読み出し側端子が一つの場合であって、仮想チャネルの送信アンテナ数あるいは書き込み側の端子数Ｒ、仮想チャネルの受信アンテナ数あるいは読み出し側の端子数Ｕの場合について説明した。

仮想チャネルの個数をＲとし、仮想チャネルの送信アンテナ数あるいは端子数をＴ、仮想チャネルの受信アンテナ数あるいは端子数をＶとし、更に、現実の送信アンテナ数あるいは端子数をＴＡ、現実の受信アンテナ数あるいは端子数をＲＡとすると、
典型的システムでは、
仮想チャネル数Ｒ＝仮想チャネルの端子数Ｕ
であり、
現実の送信アンテナ数（端子数）ＴＡ＝現実の受信アンテナ数（端子数）ＲＡ＝１
の場合である。

本願発明は、この場合に限らず実施することができる。

例えば、次のケース１〜ケース４の場合である。

（１）ケース１
送信側（書き込み側）：現実の送信アンテナ数（端子数）Ｒ
受信側（読み出し側）：現実の受信アンテナ数（端子数）１で、仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）Ｒ
の場合

（２）ケース２
送信側（書き込み側）：現実の送信アンテナ数（端子数）１で、仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）Ｒ
受信側（読み出し側）：現実の受信アンテナ数（端子数）Ｒ
の場合

（３）ケース３
送信側（書き込み側）：現実の送信アンテナ数（端子数）Ｒ
受信側（読み出し側）：現実の受信アンテナ数（端子数）Ｒ
の場合

（４）ケース４
送信側（書き込み側）：現実の送信アンテナ数（端子数）ＴＡ
仮想チャネルの送信アンテナ側（端子数）（Ｒ−ＴＡ）
受信側（読み出し側）：現実の受信アンテナ数（端子数）ＲＡ
仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）（Ｒ−ＲＡ）

上記実施の形態では、送信側の仮想送信アンテナ数あるいは書き込み側の仮想の端子数Ｒが「３」の場合について説明する。

図２６は、送信側の現実の送信アンテナ数あるいは書き込み側の現実の端子数Ｒが、仮想チャネル数あるいは仮想端子数Ｒに等しい場合である。

図２６の送信側あるいは書き込み部は、仮想チャネル０用の符号化部１ａ、仮想チャネル１用の符号化部１ｂ、仮想チャネル２用の符号化部１ｃ、仮想チャネル生成用データ記録部２２、たたみ込み部２１ａ〜２１ｃから構成されている。

たたみ込み部２１ａは仮想チャネル０用信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行い、たたみ込み部２１ｂは仮想チャネル１用信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部２１ｃは仮想チャネル２用信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行う。

Ａ／Ｄ変換部２１１は、たたみ込み部２１ａ〜２１ｃからの信号（仮想チャネル０用信号、仮想チャネル１用信号、仮想チャネル２用信信号）を、デジタル変換して、各端子から記録装置２１２に出力する。

また、送信部１０３は、たたみ込み部２１ａ〜２１ｃからの信号（仮想チャネル０用信号、仮想チャネル１用信号、仮想チャネル２用信信号）をベースバンドからＲＦに変換して、送信アンテナ１０４から送信する。

なお、Ａ／Ｄ部２１１あるいは送信部１０３は、端子毎あるいはアンテナ毎に設けるようにしてもよい。この場合、３ユーザが別々の端子あるいはアンテナを利用するようにしてもよい。

図２７は、送信側の現実のアンテナ数あるいは書き込み部の現実の端子数Ｒが、仮想チャネル数Ｒより少ない場合で、現実のアンテナ数あるいは端子数をＴＡとしたとき、仮想チャネルの端子数がＲ−ＴＡの場合である。

なお、この構成例に対応する送信側あるいは書き込み部において、送信やＡ／Ｄ部は３つのアンテナ毎あるいは端子毎に設けても良い。この場合、３ユーザがそれぞれ異なるアンテナあるいは端子を利用してもよい。

図２７の送信側あるいは書き込み側において、仮想チャネル０用符号化部１ａ、仮想チャネル１用符号化部１ｂ、仮想チャネル２用符号化部１ｃ、仮想チャネル生成用データ記録部２２、たたみ込み部２１ａ〜２１ｃ、加算部２３から構成されている。

たたみ込み部２１ａは仮想チャネル０用信号ＫＳ０と仮想チャネル生成用データＤ０とのたたみ込みを行い、たたみ込み部２１ｂは仮想チャネル１用信号ＫＳ１と仮想チャネル生成用データＤ１とのたたみ込みを行い、たたみ込み部２１ｃは仮想チャネル２用信号ＫＳ２と仮想チャネル生成用データＤ２とのたたみ込みを行う。

加算部２３は、たたみ込み部２１ｂ，２１ｃからの仮想チャネル信号を加算して、Ａ／Ｄ変換部２１１に出力する。

なお、たたみ込み部２１ａの仮想チャネルは、直接、Ａ／Ｄ変換部２１１あるいは送信部１０３に出力される。

Ａ／Ｄ変換部２１１は、たたみ込み部２１ａからの信号（仮想チャネル０用信号）および加算部２３からの信号（仮想チャネル１用信号、仮想チャネル２用信号）をデジタル信号に変換して記録装置２１２に送る。また、送信部１０３は、たたみ込み部２１ａからの信号（仮想チャネル０用信号）および加算部２３からの信号（仮想チャネル１用信号、仮想チャネル２用信号）をＲＦ信号に変換して送信アンテナ１０４に送る。

なお、仮想チャネル０用信号と、仮想チャネル１用信号および仮想チャネル２用信号は異なる端子あるいはアンテナから出力される。

図２８は、受信側の現実のアンテナ数および読み出し側の現実の端子数Ｒが、仮想チャネル数Ｒに等しい場合である。

図２８は、図１４、図２６及び図２７の送信側で送信された信号を、受信アンテナ１２１ａ〜１２１ｃで受信するものである。

図２８の受信装置は、受信アンテナ１２１ａ〜１２１ｃと、受信アンテナ１２１ａ〜１２１ｃで受信した受信信号をオーバサンプリングするオーバサンプリング部を備える復元部３Ａと、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルに整合するマッチドフィルタから構成され、オーバサンプリング部の出力をオーバサンプリング系列毎に信号を分離する信号分離部５と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性および受信装置側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部６と、連立方程式生成部７と、復号化部４とを有している。

なお、オーバサンプリング部を備える復元部３Ａは、各受信部１２２ａ〜１２２ｃのそれぞれに設けるようにしてもよい。

受信部１２２ａ〜１２２ｃが異なるユーザの場合は、ユーザ毎にオーバサンプリング部を備える復元部３Ａを有する構成にする。

図２９は、受信側の現実のアンテナ数Ｒが、仮想チャネル数Ｒ未満の場合である。

図２９は、図１６、図２８及び図２９の送信装置から送信された信号を、アンテナ１２１ａ，１２１ｂおよび受信部１２２ａ，１２２ｂで受信するものである。

図２９の受信装置は、アンテナ１２１ａ，１２１ｂとアンテナ１２１ａ、１２１ｂで受信した受信信号をベースバンド信号に変換する受信部１２２ａ，１１２ｂと、オーバサンプリング部を含む復元部３Ａと、ベクトルｆ_Ｎ，０、ベクトルｆ_Ｎ，１・・・ベクトルｆ_{Ｎ，Ｎ−１}のＮ個の行ベクトルに整合するマッチドフィルタから構成され、オーバサンプリングの系列毎に信号を分離する信号分離部５と、送信装置側の伝送特性、伝搬空間の伝送特性および受信装置側の伝送特性を含む送信側から受信側にかけての全伝送路の時間軸上のチャネル特性を検出するチャネル特性検出部６と、連立方程式生成部７と、復号化部４とを有している。

これによれば、上記ケース１は、送信側が図２６、受信側が図２０の場合であり、上記ケース２は、送信側が図１５、受信側が図２８の場合であり、上記ケース３は、送信側が図２６、受信側が図２８の場合であり、上記ケース４は、送信側が図２７、受信側が図２９の場合である。

なお、仮想チャネルの送信アンテナ数（端子数）Ｔ＝仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）Ｕの場合は、受信側で、式（１７）と同様の連立方程式が一つ生成することになる。

しかしながら、仮想チャネルの送信アンテナ数（端子数）Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）Ｖの場合は、受信側の全仮想アンテナ（全端子）ＶからＴ個を選んで連立方程式を形成することができる。

このとき、Ｖ個からＴ個を選んで連立方程式を形成する際には、連立方程式の選び方として_ＶＣ_Ｔ種類ある。

その結果、読み出し側で、式（１７）と同様の連立方程式を複数生成することができる。

連立方程式の個数が解の個数よりも多い場合には、同一データ信号に対して複数の推定結果が得られる。この場合には、多数決論理その他の方法によって、確からしいデータ信号を推定し、ビット誤り率を減らすことができる。

また、仮想チャネルの送信アンテナ数（端子数）Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）Ｖの場合でなくても、送信側のいくつかの仮想アンテナ（端子）に情報を乗せないことにより、仮想チャネルの送信アンテナ数（端子数）Ｔ＜仮想チャネルの受信アンテナ数（端子数）Ｖの場合と同様に、連立方程式を複数生成することができる。

（パイロット信号）
パイロット信号Ｘ_Ｋ（ｘ_Ｋ０、ｘ_Ｋ１、ｘ_Ｋ２、…、ｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）とし、該パイロット信号が、Ｎ次元のＤＦＴ行列のＫ番目の行ベクトル（Ｗ^０ _Ｎ、Ｗ^Ｋ _Ｎ、Ｗ^２Ｋ _Ｎ、…、Ｗ^{（Ｎ−１）Ｋ} _Ｎ）とした場合、パイロット信号は、
Ｓ_Ｋ＝ｆ_Ｋ（×）Ｘ_Ｋ
＝（Ｗ^０ _Ｎｘ_Ｋ０、Ｗ^０ _Ｎｘ_Ｋ１、Ｗ^０ _Ｎｘ_Ｋ２、…、Ｗ^０ _Ｎｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}、
Ｗ^Ｋ _Ｎｘ_Ｋ０、Ｗ^Ｋ _Ｎｘ_Ｋ１、Ｗ^Ｋ _Ｎｘ_Ｋ２、…、Ｗ^Ｋ _Ｎｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}、
…、
Ｗ^{（Ｎ−１）Ｋ} _Ｎｘ_Ｋ０、Ｗ^{（Ｎ−１）Ｋ} _Ｎｘ_Ｋ１、Ｗ^{（Ｎ−１）Ｋ} _Ｎｘ_Ｋ２、…、
Ｗ^{（Ｎ−１）Ｋ} _Ｎｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）
（なお、（×）はクロネッカ積を表している。）
となり、図３０に示されているように、ｒｅ^ｊθ１の乗じ具合が問題となる。

この問題を解決するために、パイロット信号Ｘ_Ｋ（ｘ_Ｋ０、ｘ_Ｋ１、ｘ_Ｋ２、…、ｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）の代わりに、パイロット信号Ｘ_Ｋ′（ｘ_Ｋ０、Ｗ^１ _ＭＮｘ_Ｋ１、Ｗ^２ _ＭＮｘ_Ｋ２、…、Ｗ^{２（Ｍ−１）} _ＭＮｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）を用いる。

これによれば、
Ｓ_Ｋ′＝ｆ_Ｋ（×）Ｘ_Ｋ′
＝（Ｗ^０ _Ｎｘ_Ｋ０、Ｗ^１ _ＭＮｘ_Ｋ１、Ｗ^２ _ＭＮｘ_Ｋ２、…、Ｗ^{０（Ｍ−１）} _ＭＮｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}、
Ｗ^Ｍ _ＭＮｘ_Ｋ０、Ｗ^Ｍ＋１ _ＭＮｘ_Ｋ１、Ｗ^Ｍ＋２ _ＭＮｘ_Ｋ２、…、Ｗ^{（２Ｍ−１）} _ＭＮｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}、
…、
Ｗ^{Ｍ（Ｎ−１）Ｋ} _ＭＮｘ_Ｋ０、Ｗ^{Ｍ（Ｎ−１）Ｋ} _ＭＮｘ_Ｋ１、Ｗ^{Ｍ（Ｎ−１）Ｋ} _ＭＮｘ_Ｋ２、…、
Ｗ^{Ｍ（Ｎ−１）Ｋ} _ＭＮｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）
（なお、（×）はクロネッカ積を表している。）
となり、図３０に示されているようなｒｅ^ｊθ１の乗じ具合が問題とならなくなる。

また、パイロット信号Ｘ_Ｋ′（ｘ_Ｋ０、Ｗ^１ _ＭＮｘ_Ｋ１、Ｗ^２ _ＭＮｘ_Ｋ２、…、Ｗ^{２（Ｍ−１）} _ＭＮｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）の代わりに、パイロット信号Ｘ_Ｋ″（ｘ_Ｋ０、Ｗ^ｕ _ＭＮｘ_Ｋ１、Ｗ^２ｕ _ＭＮｘ_Ｋ２、…、Ｗ^{（Ｍ−１）ｕ} _ＭＮｘ_{Ｋ（Ｍ−１）}）を用いてもよい。

ところで、行ベクトルｆ_０（Ｗ^０ _Ｎ、Ｗ^０ _Ｎ、…、Ｗ^０ _Ｎ）は、全ての成分が、１／√Ｎで等しいので、このような問題は起きない。

したがって、パイロット信号を用いたチャネル推定を各仮想チャネルについて毎回行う必要がない場合、各仮想チャネルにおいて、交代でｆ_０を割り当てることにより、パイロット信号Ｘ_Ｋ′、パイロット信号Ｘ_Ｋ″を用いないで、チャネル推定を行うことができる。

但し、この場合は、それぞれの仮想チャネルにおいて、パイロット信号を検出した仮想チャネルのチャネル特性を、パイロット信号を用いないときの仮想チャネル特性として用いることになる。

図３１は、仮想チャネルＲ＝３の場合である。

フェーズ１では、仮想チャネル０においてパイロット信号ｆ_０を用い、仮想チャネル１、２はパイロット信号を用いない。

フェーズ２では、仮想チャネル１においてパイロット信号ｆ_０を用い、仮想チャネル０、２はパイロット信号を用いない。

このとき、仮想チャネル０のチャネル特性として、フェーズ１で検出したチャネル特性を用いる。

フェーズ３では、仮想チャネル２においてパイロット信号ｆ_０を用い、仮想チャネル０、１はパイロット信号を用いない。

このとき、仮想チャネル０のチャネル特性としてフェーズ１で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル１のチャネル特性としてフェーズ２で検出したチャネル特性を用いる。

フェーズ３の次はフェーズ１となり、フェーズ１、フェーズ２、フェーズ３が巡回される。

次のフェーズ１では、仮想チャネル０のチャネル特性としてこのフェーズ１で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル１のチャネル特性として先のフェーズ２で検出したチャネル特性を用い、仮想チャネル２のチャネル特性として先のフェーズ３で検出したチャネル特性を用いる。

なお、送信側あるいは書き込み側、Ｐ個のパイロット系列のそれぞれは、例えば、櫛の歯状のスペクトラムで互いに干渉しないようになっていて、データ信号とも干渉しないようになっていればよい。

データ信号は、同じ仮想チャネルを通るデータ同士が、櫛の歯状のスペクトラムで干渉しないようになっていればよい。つまり、データから仮想チャネル用信号を作るのにＤＦＴ行ベクトル以外でもよい。

受信側あるいは読み出し側において、Ｐ個のパイロット信号のそれぞれは、同期スペクトラムが櫛の歯状のスペクトラムになる系列の整合フィルタを用いればよい。

データ信号も、周期スペクトラムが櫛の歯状のスペクトラムになる系列の整合フィルタなら何でもよく、ＤＦＴ行ベクトル以外であってもよい。

（データ信号）
図１１〜図１３の信号構成は、仮想チャネル０において、Ｎ−Ｐ個のデータ信号Ｘ_０，Ｐ（ｘ_{０，Ｐ，０}、ｘ_{０，Ｐ，１}、・・・、ｘ_{０，Ｐ，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{０，Ｎ−１}（ｘ_{０，（Ｎ−１），０}、ｘ_{０，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{０，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}が生成され、仮想チャネル１において、Ｎ−Ｐ個のデータ信号Ｘ_１，Ｐ（ｘ_{１，Ｐ，０}、ｘ_{１，Ｐ，１}、・・・、ｘ_{１，Ｐ，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{１，Ｎ−１}（ｘ_{１，（Ｎ−１），０}、ｘ_{１，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{１，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}が生成され、
仮想チャネル２において、Ｎ−Ｐ個のデータ信号Ｘ_２，Ｐ（ｘ_{２，Ｐ，０}、ｘ_{２，Ｐ，１}、・・・、ｘ_{２，Ｐ，（Ｍ−１）}）・・・Ｘ_{２，Ｎ−１}（ｘ_{２，（Ｎ−１），０}、ｘ_{２，（Ｎ−１），１}、・・・、ｘ_{２，（Ｎ−１），（Ｍ−１）}が生成される。

仮想チャネル０ではデータ信号Ｘ_０，Ｐ・・・Ｘ_{０，Ｎ−１}が生成され、仮想チャネル１ではデータＸ_１，Ｐ・・・Ｘ_{１，Ｎ−１}が生成され、仮想チャネル２ではデータＸ_２，Ｐ・・・Ｘ_{２，Ｎ−１}が生成される。

各仮想チャネルで生成されるデータ信号は、同一であってもよいが、異なるデータであってもよい。

これは、上記ケース１、ケース２、ケース３及びケース４についても言える。

この場合、記録装置毎に異なるユーザとすることができる。

これによれば、送信ユーザ（書き込み側ユーザ）が複数で受信ユーザ（読み出し側ユーザ）が単数の場合、送信ユーザ（書き込み側ユーザ）が単数で受信ユーザ（読み出し側ユーザ）が複数の場合であってもよい。

Ｎ＝１０２４の場合、複数ユーザの全仮想チャネル分に相当する個数のパイロット信号の為のベクトル（パイロット用系列）を確保すれば、残りのデータ用のベクトル（データ用系列）は、複数の仮想チャネル（複数ユーザが割当られていても）を共用することができる。

つまり、複数ユーザでも帯域を余分に必要とするのはパイロット信号の分だけであるため、周波数利用効率は更に向上する。

なお、パイロット信号以外にも、振幅分布を調整する信号など、いくらかはユーザ毎に異なるものある。しかしながら、この調整用信号は、ユーザ毎に共用することができる。

このようなことができるのは、仮想チャネル毎に異なるデータを利用するからであり、例えば、従来使用される通信系のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭでは、実チャネルに対応する全アンテナが同じ信号（又は情報）を利用するため、本発明のような使用方法を適応することはできない。

（振幅分布の改善）
データ信号をデータ用系列とのクロネッカ積演算によって仮想チャネル用信号を作成する場合、作成される信号の振幅分布は正規分布となり、振幅について大きなダイナミックレンジが必要となる。ダイナミックレンジが大きくなると、装置コストやエネルギー消費が増大するという問題が生じる。

本発明は、このダイナミックレンジの問題に対して、作成した仮想チャネル用信号から最大振幅および次の大きさの振幅を算出し、この振幅に基づいて振幅補正量を算出し、算出した振幅補正量に基づいて振幅改善用データを生成する。

ここで、３つのデータ信号を４次の逆ＤＦＴ行列のベクトル成分とクロネッカ積演算を行う例について説明する。

３つのデータ信号として、
データ信号ａ_０＝（２ １ ｊ −１ ｊ）
データ信号ａ_１＝（１ ２ −ｊ −ｊ １）
データ信号ａ_２＝（−ｊ １ １ ２ −１）
を用い、
４次の逆ＤＦＴ行列として

を用いるものとする。

仮想チャネル用信号ｂ_０，ｂ_１，ｂ_２は、クロネッカ積（×）の演算によって、
ベクトルｆ_０（×）（２ １ ｊ −１ ｊ）
ベクトルｆ_１（×）（１ ２ −ｊ −ｊ １）
ベクトルｆ_２（×）（−ｊ １ １ ２ −１）
となる。

これらの３つの信号は同時に記録される。
上記式の演算結果は、それぞれ、
1/2（2 1 j -1 j 2 1 j -1 j 2 1 j -1 j 2 1 j -1 j）
1/2（1 2-j -j 1 j 2j 1 1 j -1 -2 j j -1 -j -2j -1 -1 -j）
1/2（-j 1 1 2 -1 j -1 -1 -2 1 -j 1 1 2 -1 j -1 -1 -2 1）
となる。

上記３つの式のが信号が同時に記録されるため、仮想チャネル用信号は、３−ｊ,４,１,１−ｊ,ｊ,２＋２ｊ,２ｊ,ｊ,−２,１＋２ｊ,１−ｊ,０,１＋２ｊ,１＋ｊ,−２＋ｊ,２,−２ｊ,−２＋ｊ,−４,１となる。

これによれば、最大振幅は「４」であり、最小振幅は「−４」である。したがって、ダイナミックレンジは、「４」〜「−４」となる。

このダイナミックレンジを小さくする処理を行う。ここでは、「−４＋１／３＝−１１／３」〜「４−１／３＝１１／３」のダイナミックレンジとする。なお、この補正後のダイナミックレンジは一例であって、これに限られるものではない。

以下、ダイナミックレンジを「４」〜「−４」から「−１１／３」〜「１１／３」に補正する例について説明する。

ここでは、長さ５の補正データを、３つのデータ信号と同様に演算する。このとき、演算された長さ５の補正データがダイナミックレンジを小さくするように設定する。

４次の逆ＤＦＴ行列の内、ベクトルｆ_０、ベクトルｆ_１、ベクトルｆ_２は、仮想チャネル用信号に生成に使用しているので、補正データの生成のために残ったベクトルｆ_３を（１ −ｊ −１ ｊ）を使用する。

補正データＣ＝（Ｃ_０ Ｃ_１ Ｃ_２ Ｃ_３ Ｃ_４）とすると、この補正データＣは、
ベクトルｆ_３（×）（Ｃ_０ Ｃ_１ Ｃ_２ Ｃ_３ Ｃ_４）
の演算がなされて、長さ２０の振幅分布改善用データに変換される。

上記演算結果は、
Ｃ_０ Ｃ_１ Ｃ_２ Ｃ_３ Ｃ_４ −ｊＣ_０ −ｊＣ_１ −ｊＣ_２ −ｊＣ_３ −ｊＣ_４ −Ｃ_０ −Ｃ_１ −Ｃ_２ −Ｃ_３ −Ｃ_４ ｊＣ_０ ｊＣ_１ ｊＣ_２ ｊＣ_３ ｊＣ_４
となる。

上記演算結果と仮想チャネル用信号と同時に記録すると、
３−ｊ＋Ｃ_０,４＋Ｃ_１,１＋Ｃ_２,１−ｊ＋Ｃ_３,ｊ＋Ｃ_４,２＋２ｊ−ｊＣ_０,２ｊ−ｊＣ_１,ｊ−ｊＣ_２,−２−ｊＣ_３,１＋２ｊ−ｊＣ_４,１−ｊ−Ｃ_０,０−Ｃ_１,１＋２ｊ−Ｃ_２,１＋ｊ−Ｃ_３,−２＋ｊ−Ｃ_４,２＋ｊＣ_０,−２ｊ＋ｊＣ_１,−２＋ｊ＋ｊＣ_２,−４＋ｊＣ_３,１＋ｊＣ_４
となる。

この場合には、ダイナミックレンジは「４」〜「−４」は、「−４＋ｊＣ_３」〜「４＋Ｃ_１」となる。

この例では、「−４＋ｊＣ_３」〜「４＋Ｃ_１」を「−１１／３」〜「１１／３」とする。

ここで、「−４＋ｊＣ_３」を「−１１／３」とするにはＣ_３を「−ｊ／３」とし、「４＋Ｃ_１」を「１１／３」とするにはＣ_１を「−１／３」とする。

なお、Ｃ_０、Ｃ_２およびＣ_４に係る部分は「−４」を越え、「４」未満であり、ダイナミックレンジに影響を与えないので補正は行わない。

その結果、補正データＣは
Ｃ＝（Ｃ_０ Ｃ_１Ｃ_２ Ｃ_３ Ｃ_４）＝（０ −１／３ ０ −ｊ／３ ０）
となる。

この補正データによれば、仮想チャネル用信号は
３−ｊ,１１／３,１,１−４ｊ／３,ｊ,２＋２ｊ,７ｊ／３,ｊ,−７／３,１＋２ｊ,１−ｊ,１／３,１＋２ｊ,１＋４ｊ／３,−２＋ｊ,２,−７ｊ／３,−２＋ｊ,−１１／３,１となる。

これによれば、ダイナミックレンジは「−１１／３」〜「１１／３」となり、振幅を抑制することができる。

（振幅分布の改善構成例）
図３２は、本発明のデータ記録装置における振幅分布の改善構成例を説明するためのブロック図であり、振幅補正部のみを示している。

振幅補正部１０は、データ信号の変換手段１２，振幅算出手段１３，補正量算出手段１４，補正データ算出手段１５，補正データ変換手段１６、遅延手段１７，加算手段１８から構成される。

データ信号の変換手段１２は、長さＭのＮ個のデータ１１を入力し、異なるＮ個の系列の演算によって、長さＭのＮ個のデータ信号を長さＬ（ただし、Ｌ＞Ｍ）のＮ個のデータ信号に変換する。

振幅算出手段１３は、データ信号の変換手段１２の出力である「長さＬのＮ個のデータ信号」から最大の振幅およびその次の大きさの振幅を算出する。

次に、補正量算出手段１４は、振幅算出手段１３で算出した最大の振幅およびその次の大きさの振幅に基づいて振幅補正量を算出する。

補正量算出手段１４は、振幅算出手段１３で算出した最大の振幅ＭＡＸ_０と次の大きさの振幅ＭＡＸ_１から、例えば、補正量として（ＭＡＸ_０−ＭＡＸ_１）又は（ＭＡＸ_０−ＭＡＸ_１）／２を算出する。

補正データ変換手段１６は、補正データ算出手段１５で算出した補正データに対して補正データの変換を行う。

補正データの変換は、データ信号の変換手段１２と同じ種類の系列であって、その内のデータ信号のために用いられていない系列を用いて変換する。

遅延手段１７は、データ信号の変換手段１２の出力と、補正データの変換手段１６の出力とのタイミングを合わせるために、データ信号の変換手段１２の出力を遅延させるものである。

加算手段１８は、データ信号の変換手段１２の出力と、補正データの変換手段１６の出力を加算する。

上記補正において、補正量を大きくすると、補正前のダイナミックレンジを決定している信号の振幅は小さくなる。しかしながら、補正前のダイナミックレンジを決定しない信号も影響を受け、補正の結果、場合によっては、補正前のダイナミックレンジを越えることがある。

このように、補正によって、補正前のダイナミックレンジを越えないようにするために、補正前のデータ信号において最大振幅ＭＡＸ_０と次の大きさの振幅ＭＡＸ_１を算出し、補正量を（ＭＡＸ_０−ＭＡＸ_１）以下とする必要がある。

なお、補正量を（ＭＡＸ_０−ＭＡＸ_１）／２とすれば、ダイナミックレンジは減少する。

モバイル通信などの無線通信においては、無線周波数資源の逼迫が深刻な問題となっている。この問題に対処するために、送信側・受信側ともに複数のアンテナを用いる方法（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）や、本発明者らによる複数のアンテナを直交信号分割多重方式（ＯＳＤＭ）が研究されている。複数アンテナＯＳＤＭは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭより遙かに大きな無線周波数利用効率を与えるが、携帯通信機器には複数のアンテナを用いること自体が、携帯通信機器には複数のアンテナを用いることが過剰な負担となりかねない。また、記録においても記録素子数に低減が求められている。

本発明の圧縮・復元によれば、携帯通信機器に適用することによって、送信側・受信側ともに単数のアンテナを用いるにも拘わらず、恰も送信側・受信側ともに複数のアンテナを用いたかのような高い無線周波数利用効率の実現を可能にすることができ、また、記録装置に適用することによって素子数を低減することができる。

以下、仮想チャネルの仮想アンテナについて説明する。

（送信側の仮想アンテナ）
図３３のように仮想送信アンテナ＃０、仮想送信アンテナ＃１、・・・、仮想送信アンテナ＃（Ｋ−１）を仮想し、仮想チャネル特性＃０、仮想チャネル特性＃１、・・・、仮想チャネル特性＃（Ｋ−１）をチャネル特性が互いになるべく異なるように設定する。

仮想送信アンテナ＃０に信号＃０を入力し、・・・、仮想送信アンテナ＃（Ｋ−１）に信号＃（Ｋ−１）を入力し、仮想チャネルを通した後に加算して得られた信号を、実の送信アンテナに入力する。

実の送信アンテナから送信された電波を実の受信アンテナで受信すると、信号＃０は、仮想チャネル＃０と実の送受信アンテナ間のチャネルを通るので、信号＃０は、仮想チャネル特性＃０と実の送受信アンテナ間のチャネル特性をたたみ込んだチャネル特性の影響を受けることになる。信号＃１、・・・、信号＃（Ｋ−１）も同様である。

仮想送信アンテナの仮想チャネル特性と実の送受信アンテナのチャネル特性をたたみ込んで得られるチャネル特性が仮想送信アンテナ毎に十分に異なれば、このような仮想送信アンテナを仮定した信号設計を行うことにより、信号＃０、・・、信号＃（Ｋ―１）は、恰もＫ個の送信アンテナと１個の受信アンテナを用いたと同様のチャネル特性を受けることになる。

（受信側の仮想アンテナ）
図３４のように、各タイムスロットにＫ個ずつのサンプル点を設定し、各タイムスロットのサンプル点＃０は等間隔に、各タイムスロットのサンプル点＃１も等間隔に、・・、各タイムスロットのサンプル点＃（Ｋ−１）も等間隔になるようにする。

すると、サンプル点列＃０、サンプル点列＃１、・・・、サンプル点列＃（Ｋ―１）より得られるＫ個の離散信号はそれぞれ異なるチャネル特性の影響を受けることになり、恰も、Ｋ個のアンテナを用いて、各アンテナ毎に各タイムスロットに１個のサンプル点を設定したかのように、それぞれ異なるチャネル特性の影響を受けることになる。すなわち、１個の受信アンテナを用いて、Ｋ個の仮想受信アンテナを仮想することができる。

ここで、本発明により、有限の帯域幅を用いて大きな情報伝送速度を実現する方法を以下に説明する。

送信側で、複数（Ｋ個）の仮想送信アンテナを用意し、それぞれの仮想送信アンテナに別々のデータを、ＯＳＤＭ方式、ＭＩＭＯ方式等、任意の符号化方式によって信号生成を行い入力する。次いで、仮想送信アンテナ毎に別々の仮想チャネルを通し（時間特性をたたみ込む）た後、加算して、実の送信アンテナから送信する。

受信側では、実の受信アンテナで受信した信号を分岐して、別々の仮想チャネルの時間特性をたたみ込み、それぞれの仮想チャネルに対応する仮想受信アンテナに出力する。仮想受信アンテナの数はＫ個とする。

仮想送信アンテナの数がＫ個、仮想受信アンテナの数もＫ個であれば、実の送信アンテナが１個、実の受信アンテナが１個であるにも拘わらず、情報伝送速度を単一アンテナＯＳＤＭ（単一アンテナＯＦＤＭの約２倍の無線周波数利用効率を有する。）の約Ｋ倍にすることができる。

計算量と時間遅れをいとわなければ、Ｋはいくらでも大きくすることができるので、有限の帯域幅を用いても、有限の誤り率を許容すればいくらでも大きな情報伝送速度を実現することができる。

また、ＯＳＤＭにおいては、送信アンテナにおける振幅分布の改善（時間、又は周波数領域において、所定の大きさの送信電力を超えないようにする。）を容易に行うことができる。

以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行ったが、本発明は、この最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能である。

１，１ａ，１ｂ、１ｃ 符号化部
２ 圧縮部
２ａ，２ｂ，２ｃ 仮想チャネル
２ｄ 加算器
３ 信号分離部
３，３Ａ，３Ｂ 復元部
３ａ，３ｂ，３ｃ 仮想チャネル
４ 復号化部
５ 信号分離部
６ チャネル特性検出部
７ 連立方程式生成部
８ 振り分け部
１０ 振幅補正部
１２ データの変換手段
１３ 振幅算出手段
１４ 補正量算出手段
１５ 補正データ算出手段
１６ 補正データ変換手段
１７ 遅延手段
１８ 加算手段
２０ 記録部
２１ａ-２１ｃ たたみ込み部
２２ 仮想チャネル生成用データ記録部
２２Ａ 記録素子
２３ 加算部
１００ 送信部
１０１ 符号化部
１０２ 圧縮部
１０３ 送信部
１０４ 送信アンテナ
１１０ 通信路
１２０ 受信部
１２１，１２１ａ，１２１ｃ 受信アンテナ
１２２，１２２ａ，１１２ｂ 受信部
１２３ 復元部
１２４ 復号化部
１３３ 加算部
２００ 書き込み部
２１０ 記録部
２１１ Ａ／Ｄ変換部
２１２ 記録装置
２１３ Ｄ／Ａ変換部
２２０ 読み出し部
２２３ 復元部
２２４ 復号化部

Claims (24)

1. 複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルにデータ信号を圧縮することを特徴とするデータ圧縮方法。
2. 前記仮想チャネル信号の形成は、
   複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記複数のデータ信号に対して、前記複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行うことを特徴とする請求項１に記載のデータ圧縮方法。
3. 複数のデータ信号をデータ用系列によって周期相互相関が零の複数の符号化信号を作成する符号化工程と、
   前記符号化信号を複数の異なるチャネル特性を有する仮想的に形成した仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮して、データ信号を圧縮する圧縮工程とを備えることを特徴とするデータ圧縮方法。
4. 前記符号化工程は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式又はＯＳＤＭ方式によりデータ信号を符号化することを特徴とする、請求項１から３の何れか1つに記載のデータ圧縮方法。
5. 前記符号化工程は、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算により複数の仮想チャネル用信号を作成し、
   前記圧縮工程は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記仮想チャネル用信号を当該仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いてたたみ込み演算を行い、当該たたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算することを特徴とする請求項３又は４に記載のデータ圧縮方法。
6. 前記データ用系列は、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列、又は、ＺＣＣＺ系列セットの系列であり、
   前記仮想チャネル生成用データは、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるデータ列であることを特徴とする、請求項５に記載のデータ圧縮方法。
7. 複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを、
   仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成することによって、前記圧縮データから前記データ信号を復元することを特徴とするデータ復元方法。
8. 前記仮想チャネル信号の形成は、
   複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記圧縮データに対して、前記複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行うことを特徴とする請求項７に記載のデータ復元方法。
9. データ信号をデータ用系列によって符号化した符号化信号を、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成して復元する復元工程と、
   前記復元したデータ信号を、前記データ用系列に対応したマッチドフィルタに通すことによってデータ信号とデータ用系列とを分離する信号分離工程と、
   前記分離したデータ信号の連立方程式からデータ信号を算出する復号工程とを備えることを特徴とする、データ復元方法。
10. 前記復元工程は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記圧縮データを当該仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込み演算を行って仮想チャネル信号を形成することを特徴とする請求項９に記載のデータ復元方法。
11. 前記圧縮データは実空間のチャネルを通して送受し、
    前記復元工程は、受信した前記圧縮データを、当該データ信号のピッチ間隔よりも短い間隔でオーバサンプリングして仮想チャネル信号を形成することを特徴とする請求項９に記載のデータ復元方法。
12. 入力端から入力した複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルにデータ信号を圧縮して出力端から出力する圧縮部を備えることを特徴とするデータ圧縮装置。
13. 前記圧縮部は、
    複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記複数のデータ信号に対して、前記複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算を行って仮想チャネル信号を形成することを特徴とする請求項１２に記載のデータ圧縮装置。
14. 複数のデータ信号をデータ用系列によって周期相互相関が零の複数の符号化信号を作成する符号化部と、
    前記符号化信号を複数の異なるチャネル特性を有する仮想的に形成した仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮して、データ信号を圧縮する圧縮部とを備えることを特徴とするデータ圧縮装置。
15. 前記符号化部は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式又はＯＳＤＭ方式によりデータ信号を符号化することを特徴とする、請求項１２から１４の何れか1つに記載のデータ圧縮装置。
16. 前記符号化部は、データ用系列とデータ信号とのクロネッカ積の演算により複数の仮想チャネル用信号を作成し、
    前記圧縮部は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記仮想チャネル用信号を当該仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いてたたみ込み演算を行い、当該たたみ込み演算で得られた複数の仮想チャネル信号を加算することを特徴とする請求項１４又は１５に記載のデータ圧縮装置。
17. 前記データ用系列は、Ｎ次元のＤＦＴ行列の行ベクトル若しくは列ベクトルである系列、又は、ＺＣＣＺ系列セットの系列であり、
    前記仮想チャネル生成用データは、２相信号、４相信号又は複素信号から構成されるデータ列であることを特徴とする、請求項１６に記載のデータ圧縮装置。
18. 複数のデータ信号を仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを入力端から入力し、
    仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成することによって、前記圧縮データから前記データ信号を復元する復元部を備えることを特徴とするデータ復元装置。
19. 前記復元部は、
    複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記圧縮データに対して、前記複数の仮想チャネル生成用データの内のそれぞれ異なる一つを用いたたたみ込み演算により行うことによって仮想チャネル信号を形成することを特徴とする請求項１８に記載のデータ復元装置。
20. データ信号をデータ用系列によって符号化した符号化信号を、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに対応させて複数の仮想チャネル信号を形成し、当該複数の仮想チャネル信号を加算して少なくとも当該仮想チャネルよりも少ないチャネルに圧縮した圧縮データを、仮想的に形成した複数の異なる仮想チャネルに分岐して複数の仮想チャネル信号を形成して復元する復元部と、
    前記復元したデータ信号を、前記データ用系列に対応したマッチドフィルタに通すことによってデータ信号とデータ用系列とを分離する信号分離部と、
    前記分離したデータ信号の連立方程式からデータ信号を算出する復号化部とを備えることを特徴とする、データ復元装置。
21. 前記復元部は、複数の仮想チャネル生成用データを用意し、前記圧縮データを当該仮想チャネル生成用データの一つでたたみ込み演算を行って仮想チャネル信号を形成することを特徴とする請求項２０に記載のデータ復元装置。
22. 前記圧縮データは実空間のチャネルを通して送受し、
    前記復元部は、受信した前記圧縮データを、当該データ信号のピッチ間隔よりも短い間隔でオーバサンプリングして仮想チャネル信号を形成することを特徴とする請求項２０に記載のデータ復元装置。
23. 請求項１２から１５の何れか一つに記載のデータ圧縮装置と、
    前記データ圧縮装置の圧縮部で圧縮したデータ信号を記録する記録部とを備えることを特徴とするデータ記録装置。
24. 請求項１２から１５の何れか一つに記載のデータ圧縮装置と、
    圧縮したデータ信号を記録する記録部と、
    請求項１８から２２の何れか一つに記載のデータ復元装置とを備え、
    前記記録部は、前記データ圧縮装置の圧縮部で圧縮した圧縮データを記録し、
    前記データ復元装置は、前記記録部に記録した圧縮データから前記データ信号を復元することを特徴とするデータ記録装置。

Images